JP2005175560A - High frequency power amplifier circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、携帯電話機等の無線通信システムに使用され高周波信号を増幅して出力する高周波電力増幅回路および該高周波電力増幅回路を組み込んだ電子部品に適用して有効な技術に関し、特に高周波電力増幅回路の出力電力立ち上げ時における制御性を向上させる技術に関する。 The present invention relates to a high-frequency power amplifier circuit that is used in a wireless communication system such as a cellular phone and amplifies and outputs a high-frequency signal, and a technique that is effective when applied to an electronic component incorporating the high-frequency power amplifier circuit. The present invention relates to a technique for improving controllability at the time of starting up output power of a circuit.
一般に、携帯電話機等の無線通信装置(移動体通信装置)における送信部には、送信信号を変調する変調回路と変調後の信号を増幅する高周波電力増幅回路とが組み込まれている。携帯電話機の高周波電力増幅回路は、送信時にベースバンド回路もしくはマイクロプロセッサ等の制御回路からの制御電圧(Vramp)によってパワーの立ち上げ、立ち下げが行なわれる。具体的には、GSMの規格では、送信開始時には出力電力を−25dBm以下のレベルから+33dBmまで、また送信スロットの切替えの際には出力電力を+33dBmから0dBm近くまで一旦落とした後に+33dBmへ立ち上げる必要がある。しかも、GSMの規格では、このスロットの切替えを数10μs(マイクロ秒)のような短い時間内に完了することが規定されている。 In general, a transmission unit in a wireless communication device (mobile communication device) such as a mobile phone incorporates a modulation circuit that modulates a transmission signal and a high-frequency power amplification circuit that amplifies the modulated signal. The power of the high-frequency power amplifier circuit of the cellular phone is raised and lowered by a control voltage (Vramp) from a control circuit such as a baseband circuit or a microprocessor during transmission. Specifically, in the GSM standard, the output power is reduced from a level of −25 dBm or less to +33 dBm at the start of transmission, and when the transmission slot is switched, the output power is temporarily reduced from +33 dBm to nearly 0 dBm and then raised to +33 dBm. There is a need. Moreover, the GSM standard stipulates that this slot switching is completed within a short time such as several tens of microseconds.
従来の携帯電話機におけるパワーの制御方式には、入力信号の振幅を一定にして高周波電力増幅回路のゲインを制御する方式と、高周波電力増幅回路のゲインを一定にして入力信号の振幅を変化させる方式とがある。このうち、入力信号の振幅を一定にして高周波電力増幅回路のゲインを制御する方式には、動作電圧を変化させる方式とゲートバイアス電圧を変化させる方式とがある。 Conventional power control methods for mobile phones include a method for controlling the gain of a high-frequency power amplifier circuit while keeping the amplitude of the input signal constant, and a method for changing the amplitude of the input signal while keeping the gain of the high-frequency power amplifier circuit constant. There is. Among these, there are a method of changing the operating voltage and a method of changing the gate bias voltage as a method of controlling the gain of the high-frequency power amplifier circuit while keeping the amplitude of the input signal constant.
また、従来の携帯電話機における高周波電力増幅回路は、複数の電力増幅用トランジスタが多段(一般には3段が多い)に接続された構成にされることが多い。ゲートバイアス方式による高周波電力増幅回路の増幅率の制御は、図8に示すように、出力制御電圧Vapcを抵抗R11〜R19で分割した電圧Vg1,Vg2,Vg3を高周波電力増幅回路の各増幅段のトランジスタQ1〜Q3のゲート端子(バイポーラ・トランジスタではベース端子)に印加することで行なわれている(例えば、特許文献1参照)。また、動作電圧制御方式による高周波電力増幅回路の増幅率の制御も、各増幅段の動作電圧(Vdd)を出力制御電圧Vapcに応じて同時に変化させることで行なわれていた。
従来、上記のようなベースバンド回路からの制御電圧(Vramp)によって短時間に所望のレベルまでパワーを変化させるパワーの立ち上げ立ち下げ制御においては、ベースバンド回路から出力する制御電圧(Vramp)の設定が非常に難しく、制御電圧を単純に増加させたのでは所望のタイムマスクから外れてしまうという課題があった。本発明者らは、その原因について検討を行なった結果、3段すべての増幅段のゲートバイアス電圧Vgまたは動作電圧Vddを変化させてパワーを制御する方式にあっては、図4に破線で示すように出力制御電圧に対する出力電力の変化率(ΔPout/ΔVapc)の変動が大きいためであることを見出した。 Conventionally, in the power start-up / down control in which the power is changed to a desired level in a short time by the control voltage (Vramp) from the baseband circuit as described above, the control voltage (Vramp) output from the baseband circuit is changed. Setting is very difficult, and simply increasing the control voltage causes a problem that the desired time mask is not satisfied. As a result of studying the cause, the present inventors have shown a broken line in FIG. 4 in a system in which the power is controlled by changing the gate bias voltage Vg or the operating voltage Vdd of all three amplification stages. Thus, it has been found that the change in output power change rate (ΔPout / ΔVapc) with respect to the output control voltage is large.
この発明の目的は、出力制御電圧に対する出力電力の変化率の変動を小さくして出力電力立ち上げ時における制御性を向上させることができる高周波電力増幅回路を提供することにある。
この発明の他の目的は、電力増幅用トランジスタの素子サイズを小さくし、高周波電力増幅回路の占有面積の低減、モジュールの小型化を図ることができる技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。
An object of the present invention is to provide a high frequency power amplifier circuit capable of reducing the variation in the rate of change of the output power with respect to the output control voltage and improving the controllability when the output power is raised.
Another object of the present invention is to provide a technique capable of reducing the element size of the power amplification transistor, reducing the occupied area of the high frequency power amplification circuit, and reducing the size of the module.
The above and other objects and novel features of the present invention will be apparent from the description of this specification and the accompanying drawings.
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、複数の電力増幅用トランジスタが多段に接続されてなる高周波電力増幅回路(パワーアンプおよびパワーモジュール)において、少なくとも初段の電力増幅用トランジスタはそのゲートもしくはベースのバイアス電圧を固定して動作電圧(Vdd)を電力制御電圧(Vapc)に応じて変化させ、最終段の電力増幅用トランジスタはその動作電圧(Vdd)を固定してゲートもしくはベースのバイアス電圧(Vg)を電力制御電圧(Vapc)に応じて変化させようにしたものである。
Outlines of representative ones of the inventions disclosed in the present application will be described as follows.
That is, in a high-frequency power amplifier circuit (power amplifier and power module) in which a plurality of power amplification transistors are connected in multiple stages, at least the first stage power amplification transistor has its gate or base bias voltage fixed and an operating voltage ( Vdd) is changed according to the power control voltage (Vapc), and the power amplification transistor in the final stage fixes the operating voltage (Vdd) and the gate or base bias voltage (Vg) is changed to the power control voltage (Vapc). It is made to change according to it.
上記した手段によれば、初段の電力増幅用トランジスタの出力電力の変化率を抑制することができるため、全制御範囲にわたって出力制御電圧に対する出力電力の変化率の変動を小さくして制御回路から出力する制御電圧の設定を容易に行なうことができるようになる。 According to the above-described means, since the rate of change of the output power of the first stage power amplification transistor can be suppressed, the variation in the rate of change of the output power with respect to the output control voltage is reduced over the entire control range and output from the control circuit. The control voltage to be set can be easily set.
また、望ましくは、少なくとも最終段よりも前段の電力増幅用トランジスタは化合物半導体チップを基板とするバイポーラ・トランジスタにより構成する。これにより、素子サイズの縮小さらには高周波電力増幅回路の占有面積の低減、モジュールの小型化が可能になる。 Desirably, the power amplification transistor at least before the final stage is composed of a bipolar transistor having a compound semiconductor chip as a substrate. Thereby, the element size can be reduced, the area occupied by the high-frequency power amplifier circuit can be reduced, and the module can be downsized.
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、全制御範囲にわたって出力制御電圧に対する出力電力の変化率の変動を小さくして高周波電力増幅回路の出力電力立ち上げ時における制御性を向上させ、制御回路から出力する制御電圧の設定を容易に行なうことができる高周波電力増幅回路を実現することができるという効果がある。
The effects obtained by the representative ones of the inventions disclosed in the present application will be briefly described as follows.
That is, according to the present invention, the control voltage output from the control circuit is improved by reducing the variation in the rate of change of the output power with respect to the output control voltage over the entire control range to improve the controllability when the output power of the high-frequency power amplifier circuit is started There is an effect that it is possible to realize a high-frequency power amplifier circuit that can be easily set.
また、本発明に従うと、電力増幅用トランジスタの素子サイズを小さくし、高周波電力増幅回路の占有面積の低減、モジュールの小型化が可能になるという効果がある。 Further, according to the present invention, it is possible to reduce the element size of the power amplification transistor, to reduce the occupied area of the high frequency power amplification circuit, and to reduce the size of the module.
以下、本発明の好適な実施例を図面に基づいて説明する。 Preferred embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
図1は、本発明を適用した高周波電力増幅回路(以下、パワーアンプと称する)とそのバイアス生成回路の第1の実施例を示す。
図1において、Q1は入力高周波信号Pinを増幅する1段目の増幅段を構成する電力増幅用トランジスタ、Q2はQ1のドレイン電圧がゲート端子に入力されるように接続された2段目の増幅段を構成する電力増幅用トランジスタ、Q3はQ2のドレイン電圧がゲート端子に入力されるように接続された最終増幅段の電力増幅用トランジスタ、L1〜L3は電源電圧端子と各増幅段の電力増幅用トランジスタQ1〜Q3のドレイン端子との間に接続されたインダクタンス素子、MN0〜MN3は電力増幅用トランジスタの前後に接続されたインピーダンス整合回路、CDC1〜CDC4は直流成分を遮断する容量素子である。
FIG. 1 shows a first embodiment of a high frequency power amplifier circuit (hereinafter referred to as a power amplifier) to which the present invention is applied and a bias generation circuit thereof.
In FIG. 1, Q1 is a power amplification transistor constituting the first amplification stage for amplifying the input high-frequency signal Pin, and Q2 is a second amplification connected so that the drain voltage of Q1 is input to the gate terminal. The power amplification transistor constituting the stage, Q3 is the power amplification transistor of the final amplification stage connected so that the drain voltage of Q2 is input to the gate terminal, and L1 to L3 are the power amplification of the power supply voltage terminal and each amplification stage Inductance elements connected between the drain terminals of the transistors Q1 to Q3, MN0 to MN3 are impedance matching circuits connected before and after the power amplification transistor, and CDC1 to CDC4 are capacitive elements that block the DC component.
本実施例においては、電力増幅用トランジスタQ1〜Q3がMOSFET(絶縁ゲート型電界効果トランジスタ)で構成されている。そして、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2のゲート端子には抵抗R1,R2を介して固定のバイアス電圧Vbiasが印加されているとともに、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2のドレイン端子にはインダクタL1,L2を介して、オペアンプAMP1の出力によって制御される電源用トランジスタQ4のドレイン電圧Vdd1が印加されている。電源用トランジスタQ4は、PチャネルMOSFETを用いるのが良い。 In this embodiment, the power amplification transistors Q1 to Q3 are constituted by MOSFETs (insulated gate field effect transistors). A fixed bias voltage Vbias is applied to the gate terminals of the first-stage and second-stage power amplification transistors Q1, Q2 via resistors R1, R2, and the first-stage and second-stage powers. The drain voltage Vdd1 of the power transistor Q4 controlled by the output of the operational amplifier AMP1 is applied to the drain terminals of the amplifying transistors Q1 and Q2 via the inductors L1 and L2. The power supply transistor Q4 is preferably a P-channel MOSFET.
また、3段目の電力増幅用トランジスタQ3のゲート端子にはオペアンプAMP1の出力によって制御される電源用トランジスタQ4のドレイン電圧Vdd1を抵抗R3,R4で抵抗分割した電圧がゲートバイアス電圧Vg3として印加されているとともに、3段目の電力増幅用トランジスタQ3のドレイン端子にはインダクタL3を介して、電源用トランジスタQ4によって変換される前の電源電圧Vddが印加されている。 A voltage obtained by dividing the drain voltage Vdd1 of the power transistor Q4 controlled by the output of the operational amplifier AMP1 with resistors R3 and R4 is applied as a gate bias voltage Vg3 to the gate terminal of the third-stage power amplification transistor Q3. In addition, the power supply voltage Vdd before being converted by the power supply transistor Q4 is applied to the drain terminal of the third-stage power amplification transistor Q3 via the inductor L3.
この実施例においては、オペアンプAMP1の非反転入力端子に出力制御電圧Vapcが入力され、オペアンプAMP1の反転入力端子には電源用トランジスタQ4のドレイン電圧がフィードバックされている。これにより、電源用トランジスタQ4はオペアンプAMP1の出力よってドレイン電圧が出力制御電圧Vapcと一致するように制御され、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2のドレイン端子には出力制御電圧Vapcに応じた電圧Vdd1が印加される。 In this embodiment, the output control voltage Vapc is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier AMP1, and the drain voltage of the power transistor Q4 is fed back to the inverting input terminal of the operational amplifier AMP1. Thereby, the power transistor Q4 is controlled by the output of the operational amplifier AMP1 so that the drain voltage coincides with the output control voltage Vapc, and output control is performed on the drain terminals of the first and second power amplification transistors Q1 and Q2. A voltage Vdd1 corresponding to the voltage Vapc is applied.
つまり、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2は、ゲート電圧が固定された状態でドレイン電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御される。なお、出力制御電圧Vapcは、例えば出力Poutの検出信号Vsnsとベースバンド回路等の制御回路から供給される出力レベルを指示する信号Vrampとを比較して電位差に応じた電圧を出力する誤差アンプのような回路から出力される電圧とされる。 That is, the gains of the first-stage and second-stage power amplification transistors Q1 and Q2 are controlled by changing the drain voltage according to the output control voltage Vapc while the gate voltage is fixed. The output control voltage Vapc is, for example, an error amplifier that compares the detection signal Vsns of the output Pout with a signal Vramp that indicates an output level supplied from a control circuit such as a baseband circuit and outputs a voltage corresponding to the potential difference. The voltage is output from such a circuit.
1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2のゲート電圧Vg1,Vg2が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御される図8のような回路にあっては、電力増幅用トランジスタQ2の出力電圧Vout2は図2に破線で示すように変化するものが、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2のドレイン電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御される本実施例のような回路においては、電力増幅用トランジスタQ2の出力電圧Vout2を図2に実線で示すように出力制御電圧Vapcに対して緩やかに変化させることができるようになる。 In the circuit as shown in FIG. 8, the gain is controlled by changing the gate voltages Vg1 and Vg2 of the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2 according to the output control voltage Vapc. The output voltage Vout2 of the power amplifying transistor Q2 changes as shown by the broken line in FIG. 2, but the drain voltages of the first and second power amplifying transistors Q1 and Q2 depend on the output control voltage Vapc. In a circuit such as this embodiment in which the gain is controlled by being changed, the output voltage Vout2 of the power amplification transistor Q2 is gradually changed with respect to the output control voltage Vapc as shown by the solid line in FIG. Will be able to.
一方、この実施例では、3段目の電力増幅用トランジスタQ3は動作電圧(ドレイン電圧)が固定された状態でゲートバイアス電圧Vg3が出力制御電圧Vapcに応じて変化される。これによって、3段目の電力増幅用トランジスタQ3の出力電力Poutは、図3のように出力制御電圧Vapcが低い領域でリニアに変化するようになる。その結果、本実施例のパワーアンプは、図4に実線で示すように、出力制御電圧Vapcに対する出力電力の変化率(ΔPout/ΔVapc)の変動量を、図8の従来方式の回路の出力電力の変化率(図4の破線)の変動量よりも小さくすることができる。 On the other hand, in this embodiment, the gate bias voltage Vg3 is changed according to the output control voltage Vapc while the operating voltage (drain voltage) of the third-stage power amplification transistor Q3 is fixed. As a result, the output power Pout of the third-stage power amplification transistor Q3 changes linearly in a region where the output control voltage Vapc is low as shown in FIG. As a result, the power amplifier according to the present embodiment, as shown by a solid line in FIG. 4, determines the variation amount of the output power (ΔPout / ΔVapc) with respect to the output control voltage Vapc as the output power of the conventional circuit of FIG. Can be made smaller than the fluctuation amount of the change rate (broken line in FIG. 4).
また、3段目の電力増幅用トランジスタQ3に関しても1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2と同様に、ゲート電圧を固定して動作電圧(ドレイン電圧)を可変制御するように構成すると、Q3に流れる電流はQ1,Q2に比べてかなり大きいため、電源用トランジスタQ4の素子サイズ(ゲート幅)が大きくなってしまうが、本実施例のように、3段目の電力増幅用トランジスタQ3は動作電圧(ドレイン電圧)が固定された状態でゲートバイアス電圧Vg3が出力制御電圧Vapcに応じて変化されるように構成するによって、回路面積の増大を抑えることができるという利点もある。 Similarly to the first-stage and second-stage power amplification transistors Q1 and Q2, the third-stage power amplification transistor Q3 is also configured to variably control the operating voltage (drain voltage) by fixing the gate voltage. In this configuration, the current flowing through Q3 is considerably larger than Q1 and Q2, so that the element size (gate width) of the power transistor Q4 becomes large. The transistor Q3 has an advantage that an increase in circuit area can be suppressed by configuring the gate bias voltage Vg3 to change in accordance with the output control voltage Vapc while the operating voltage (drain voltage) is fixed.
なお、本実施例のパワーアンプは、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2が形成された半導体チップと、3段目の電力増幅用トランジスタQ3が形成された半導体チップと、オペアンプAMP1および電源用トランジスタQ4が形成された半導体チップとを、インダクタL1〜L3や直流遮断用の容量CDC1〜CDC4などのディスクリート部品とともに、配線パターンが形成されたセラミックのような絶縁基板上に実装することによりモジュールとして構成される。モジュールを構成する絶縁基板は表面や内部にプリント配線が施され、基板に実装された複数の半導体チップや部品間が上記プリント配線やボンディングワイヤで電気的に結合されることであたかも一つの電子部品として扱えるように構成される。 The power amplifier of the present embodiment includes a semiconductor chip on which the first and second power amplification transistors Q1 and Q2 are formed, a semiconductor chip on which the third power amplification transistor Q3 is formed, The semiconductor chip on which the operational amplifier AMP1 and the power transistor Q4 are formed is mounted on an insulating substrate such as a ceramic on which a wiring pattern is formed together with discrete components such as inductors L1 to L3 and DC blocking capacitors CDC1 to CDC4. By doing so, it is configured as a module. The insulating substrate that constitutes the module has printed wiring on the surface and inside, and a plurality of semiconductor chips and components mounted on the substrate are electrically connected by the printed wiring and bonding wires as if one electronic component It can be handled as
かかるモジュールにおいては、インピーダンス整合回路MN0〜MN3は、伝送線路(プリント配線)と該伝送線路の所定の箇所と接地点との間に接続された容量素子とから構成することができる。また、容量素子は、基板が複数の誘電体板を積層したなる多層構造をなす場合、いずれかの誘電体板の表裏に形成された導電層を電極とする容量を用いて構成することができる。インダクタL1〜L3は、基本波の1/4波長の電気長を有するλ/4伝送線路を用いることができる。従って、インダクタL1〜L3も基板に内蔵の素子とすることができる。さらに、インダクタL1〜L3のうちL1は、1段目の電力増幅用トランジスタQ1または電源用トランジスタQ4と同一のシリコンチップ上に形成することが可能である。また、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2と、3段目の電力増幅用トランジスタQ3と、オペアンプAMP1および電源用トランジスタQ4を、すべて1つのシリコンチップ上に形成することも可能である。 In such a module, the impedance matching circuits MN0 to MN3 can be composed of a transmission line (printed wiring) and a capacitive element connected between a predetermined portion of the transmission line and a ground point. In addition, when the substrate has a multilayer structure in which a plurality of dielectric plates are stacked, the capacitor element can be configured using a capacitor having electrodes as conductive layers formed on the front and back surfaces of any one of the dielectric plates. . For the inductors L1 to L3, a λ / 4 transmission line having an electrical length of ¼ wavelength of the fundamental wave can be used. Therefore, the inductors L1 to L3 can also be elements built in the substrate. Further, L1 of the inductors L1 to L3 can be formed on the same silicon chip as the first-stage power amplification transistor Q1 or the power supply transistor Q4. Alternatively, the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2, the third stage power amplification transistor Q3, the operational amplifier AMP1 and the power transistor Q4 may all be formed on one silicon chip. Is possible.
図5は、本発明を適用したパワーアンプとそのバイアス生成回路の第2の実施例を示す。
この実施例は、図1の実施例のような、電源用トランジスタQ4により生成された電圧Vdd1を抵抗R3とR4の抵抗比で分割した電圧を、3段目の電力増幅用トランジスタQ3のゲート端子に与える代わりに、3段目の電力増幅用トランジスタQ3とゲートが共通に接続されたダイオード接続のトランジスタQ5と、出力制御電圧Vapcに応じた電流を流す可変電流源VC1と、該可変電流源VC1により生成された電流を折り返すカレントミラーCM1とを設け、該カレントミラーCM1の電流をトランジスタQ5に流すことで、Q5とQ3のゲート幅の比に応じたアイドル電流をQ3に流してバイアスを与えるようにしたものである。カレントミラーCM1を構成するトランジスタには、PチャネルMOSFETが使用され、該カレントミラーCM1からの電流が流されるトランジスタQ5にはNチャネルMOSFETが使用される。
FIG. 5 shows a second embodiment of a power amplifier to which the present invention is applied and its bias generation circuit.
In this embodiment, a voltage obtained by dividing the voltage Vdd1 generated by the power transistor Q4 by the resistance ratio of the resistors R3 and R4 as in the embodiment of FIG. 1 is the gate terminal of the third-stage power amplification transistor Q3. , A diode-connected transistor Q5 whose gate is connected in common with the third-stage power amplification transistor Q3, a variable current source VC1 for flowing a current according to the output control voltage Vapc, and the variable current source VC1 A current mirror CM1 that folds the current generated by the current mirror CM1 and causes the current of the current mirror CM1 to flow through the transistor Q5 so that an idle current corresponding to the ratio of the gate widths of Q5 and Q3 flows through Q3 to give a bias. It is a thing. A P-channel MOSFET is used for the transistor constituting the current mirror CM1, and an N-channel MOSFET is used for the transistor Q5 through which the current from the current mirror CM1 flows.
3段目の電力増幅用トランジスタQ3のドレイン電圧は、第1の実施例と同様に、電源用トランジスタQ4によって変換される前の電源電圧Vddとされている。よって、3段目の電力増幅用トランジスタQ3は動作電圧(ドレイン電圧)が固定された状態でゲートバイアス電圧Vg3が出力制御電圧Vapcに応じて変化される。1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2は、第1の実施例と同様に、ゲート電圧が固定された状態でドレイン電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御されるように構成されている。上記のように、カレントミラー方式で3段目の電力増幅用トランジスタQ3にバイアスを与えるようにしたパワーアンプにおいても、第1の実施例と同様な作用効果が得られる。つまり、出力制御電圧Vapcに対する出力電力の変化率(ΔPout/ΔVapc)の変動量を、図8の従来方式の回路の出力電力の変化率の変動量よりも小さくすることができる。 As in the first embodiment, the drain voltage of the third-stage power amplification transistor Q3 is the power supply voltage Vdd before being converted by the power supply transistor Q4. Therefore, in the third-stage power amplification transistor Q3, the gate bias voltage Vg3 is changed according to the output control voltage Vapc while the operating voltage (drain voltage) is fixed. As in the first embodiment, the first and second power amplification transistors Q1 and Q2 have their drain voltages changed according to the output control voltage Vapc while the gate voltage is fixed. The gain is controlled. As described above, also in the power amplifier in which a bias is applied to the third-stage power amplification transistor Q3 by the current mirror method, the same effect as the first embodiment can be obtained. That is, the amount of change in the output power change rate (ΔPout / ΔVapc) with respect to the output control voltage Vapc can be made smaller than the amount of change in the output power change rate of the conventional circuit of FIG.
図6は、本発明を適用パワーアンプとそのバイアス生成回路の第3の実施例を示す。
この実施例は、図1に示す第1の実施例における1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2として、MOSFETの代わりにHBT(ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタ)を用いたものである。本実施例は、回路的には第1の実施例と同様な作用効果が得られる上、HBTはMOSFETよりも電流密度が高く素子サイズを小さくすることができるため第1の実施例のパワーアンプに比べて回路の占有面積が小さくなるという利点がある。
FIG. 6 shows a third embodiment of a power amplifier to which the present invention is applied and its bias generation circuit.
In this embodiment, HBTs (heterojunction bipolar transistors) are used instead of MOSFETs as the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2 in the first embodiment shown in FIG. . In this embodiment, the same effects as those of the first embodiment can be obtained in terms of circuit, and the HBT has a higher current density and a smaller element size than the MOSFET, so that the power amplifier of the first embodiment can be obtained. There is an advantage that the area occupied by the circuit is smaller than that of the circuit.
また、本実施例は、GaAsのようなシリコンに比べて抵抗率の高い半絶縁性化合物半導体チップ上に形成されたHBTを1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2としており、GaAsチップ上に形成される導電層からなる配線はシリコンチップ上に形成される配線に比べて伝送損失を小さくすることができる。そのため、本実施例では、1段目の電力増幅用トランジスタQ1と、インピーダンス整合回路MN0と、直流カット用の容量CDC1および抵抗R1を1つの半導体チップCHP1上に、また2段目の電力増幅用トランジスタQ2と、インピーダンス整合回路MN1と、直流カット用の容量CDC2および抵抗R2を他1つの半導体チップCHP2上に形成することができ、第1の実施例に比べてモジュールを小型化することができるという利点がある。 In this embodiment, the HBT formed on the semi-insulating compound semiconductor chip having a higher resistivity than silicon such as GaAs is used as the first and second power amplification transistors Q1 and Q2. Wiring made of a conductive layer formed on a GaAs chip can reduce transmission loss compared to wiring formed on a silicon chip. Therefore, in this embodiment, the first-stage power amplification transistor Q1, the impedance matching circuit MN0, the DC-cut capacitor CDC1 and the resistor R1 are provided on one semiconductor chip CHP1, and the second-stage power amplification transistor. The transistor Q2, the impedance matching circuit MN1, the DC cutting capacitor CDC2 and the resistor R2 can be formed on the other semiconductor chip CHP2, and the module can be reduced in size as compared with the first embodiment. There is an advantage.
なお、3段目の電力増幅用トランジスタQ3と、オペアンプAMP1および電源用トランジスタQ4に関しては、図6に破線CHP3,CHP4で示すように、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2が形成されたチップCHP1およびCHP2とは別個のチップ上に形成してもよいし、図7に破線CHP0で示すように1つのチップ上に形成してもよい。また、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2と、インピーダンス整合回路MN0,MN1と、直流カット用の容量CDC1,CDC2および抵抗R1,R2を1つの半導体チップCHP1上に形成することも可能である。 Regarding the third-stage power amplification transistor Q3, the operational amplifier AMP1 and the power supply transistor Q4, as indicated by broken lines CHP3 and CHP4 in FIG. 6, the first-stage and second-stage power amplification transistors Q1 and Q2 May be formed on a separate chip from the chips CHP1 and CHP2 on which the chip is formed, or may be formed on one chip as indicated by a broken line CHP0 in FIG. The first and second power amplification transistors Q1 and Q2, impedance matching circuits MN0 and MN1, DC cut capacitors CDC1 and CDC2, and resistors R1 and R2 are formed on one semiconductor chip CHP1. It is also possible.
さらに、本実施例では、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2をHBTで、また3段目の電力増幅用トランジスタQ3をMOSFETで構成しているが、1段目〜3段目の電力増幅用トランジスタQ1〜Q3をすべてHBTで構成したり、図6とは逆に、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2をMOSFETで構成し、3段目の電力増幅用トランジスタQ3をHBTで構成したりするようにしても良い。さらに、上記HBTの代わりにSiGeを基板とするバイポーラ・トランジスタを用いることも可能である。1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2としてSiGeを基板とするバイポーラ・トランジスタを用いた場合には、これらのトランジスタQ1,Q2とMOSFETからなる3段目の電力増幅用トランジスタQ3を1つのチップ上に形成することが容易となる。 Further, in the present embodiment, the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2 are composed of HBTs, and the third stage power amplification transistor Q3 is composed of MOSFETs. The power amplification transistors Q1 to Q3 in the second stage are all configured by HBT, or, contrary to FIG. 6, the power amplification transistors Q1 and Q2 in the first and second stages are configured by MOSFETs, and the third stage The power amplifying transistor Q3 may be composed of an HBT. Furthermore, it is also possible to use a bipolar transistor using SiGe as a substrate instead of the HBT. When bipolar transistors having SiGe as a substrate are used as the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2, a third stage power amplification transistor Q3 comprising these transistors Q1 and Q2 and a MOSFET is used. Can be easily formed on one chip.
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、前記実施例では、本発明を3段構成のパワーアンプに適用したものを示したが、本発明は2段構成のパワーアンプに適用することも可能である。その場合においても、初段の電力増幅用トランジスタはゲート電圧が固定された状態でドレイン電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御されるように構成し、最終段の電力増幅用トランジスタはドレイン電圧が固定された状態でゲート電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されることでそのゲインが制御されるように構成すれば良い。 The invention made by the present inventor has been specifically described based on the embodiments. However, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the scope of the invention. Nor. For example, in the above embodiments, the present invention is applied to a power amplifier having a three-stage configuration, but the present invention can also be applied to a power amplifier having a two-stage configuration. Even in such a case, the first stage power amplification transistor is configured such that the drain voltage is changed according to the output control voltage Vapc while the gate voltage is fixed, so that the gain is controlled. The amplification transistor may be configured such that the gain is controlled by changing the gate voltage in accordance with the output control voltage Vapc while the drain voltage is fixed.
また、前記実施例では、2段目の電力増幅用トランジスタQ2は、1段目の電力増幅用トランジスタQ1と同様に、ゲートバイアス固定でドレイン電圧Vdd1が出力制御電圧Vapcに応じて変化されるように構成されているが、2段目の電力増幅用トランジスタQ2は、3段目の電力増幅用トランジスタQ3と同様に、ドレイン電圧固定でゲートバイアス電圧が出力制御電圧Vapcに応じて変化されるように構成されていても良い。 In the embodiment, the second-stage power amplifying transistor Q2 has a fixed gate bias so that the drain voltage Vdd1 is changed according to the output control voltage Vapc, like the first-stage power amplifying transistor Q1. However, the second-stage power amplifying transistor Q2 has a fixed drain voltage so that the gate bias voltage is changed according to the output control voltage Vapc, like the third-stage power amplifying transistor Q3. It may be configured as follows.
さらに、前記実施例では、1段目と2段目の電力増幅用トランジスタQ1,Q2の動作電圧Vdd1を共通の電源用トランジスタQ3から与えるようにしているが、オペアンプと電源用トランジスタをもう1組設けて、別々に動作電圧を与えるようにしても良い。 Further, in the above embodiment, the operating voltage Vdd1 of the first and second stage power amplification transistors Q1 and Q2 is applied from the common power supply transistor Q3, but another pair of operational amplifier and power supply transistor is provided. It is also possible to provide an operating voltage separately.
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるGSM方式による送受信が可能な携帯電話機を構成するパワーアンプおよびパワーモジュールに適用した場合を説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、CDMA(Code Division Multiple Access)など他の通信方式や、GMSとDCS(Digital Cellular System)とPCS(Personal Communications System)など複数の通信方式による送受信が可能な携帯電話機や移動電話機などの無線通信システムを構成するパワーアンプおよびパワーモジュールに利用することができる。 In the above description, the case where the invention made mainly by the present inventor is applied to the power amplifier and power module constituting the mobile phone capable of transmission / reception by the GSM method, which is the field of use behind it, has been described. Is not limited to this, but a mobile phone capable of transmission / reception by other communication methods such as CDMA (Code Division Multiple Access), or by a plurality of communication methods such as GMS, DCS (Digital Cellular System) and PCS (Personal Communications System). It can be used for power amplifiers and power modules that constitute wireless communication systems such as mobile phones.
Q1 1段目の電力増幅用トランジスタ
Q2 2段目の電力増幅用トランジスタ
Q3 3段目の電力増幅用トランジスタ
Q4 電源用トランジスタ
Vapc 出力電力制御電圧
Q1 First stage power amplification transistor Q2 Second stage power amplification transistor Q3 Third stage power amplification transistor Q4 Power supply transistor Vapc Output power control voltage
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JP2003408453A JP2005175560A (en) | 2003-12-08 | 2003-12-08 | High frequency power amplifier circuit |
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JP2008118624A (en) * | 2006-10-13 | 2008-05-22 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | High-frequency power amplifier |
JP2010278521A (en) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Mitsubishi Electric Corp | Power amplifier |
-
2003
- 2003-12-08 JP JP2003408453A patent/JP2005175560A/en active Pending
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