JP2005152675A - 超音波診断装置 - Google Patents

Abstract

【課題】超音波診断において、信号対ノイズ比を改善する。また、そのための回路規模及びコストを低減する。
【解決手段】実データを周波数領域においてフィルタリング（パルス圧縮）するフィルタ５０は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）装置５２と、複素乗算器５４と、フィルタ特性メモリ５６と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）装置５８と、を含む。ＦＦＴ装置５２とＩＦＦＴ装置５８は、２つの入力及び２つの出力を備える。フィルタ５０は、周波数領域において２つの実信号（並列受信により得られた２つのＲＦ受信信号）を並列的にフィルタリングすることにより処理速度の増大を可能にする。すなわち、一方の実信号をＦＦＴ装置５２の実部入力に供給し、他方の実信号をＦＦＴ装置５２の虚部入力に供給する。
【選択図】図２

Description

本発明は超音波診断装置に関し、特にパルス圧縮技術に関する。

超音波診断では、超音波探触子に含まれるトランスデューサにより、まず、超音波パルスが検査対象としての媒体、例えば人体内のある領域に送波され、その後、媒体の数々の不連続部分で反射してきた超音波エコー（反射波）が電気信号（受信信号）に変換される。その受信信号に対して、例えば、増幅、フィルタリング、ビーム形成、検波などの種々の処理が施され、最終的にデジタル値（画素値）の集合（つまり超音波画像）に変換される。超音波画像は陰極線管（ＣＲＴ）などの電子ディスプレイに表示することもできるし、あるいは超音波画像から写真を生成することもできる。超音波診断（及び他のコヒーレント映像システム）における問題点の１つとして、電気的ノイズがある。信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が低い場合、ノイズが有意な信号を完全に又は部分的に覆う場合がある（特に超音波画像において深部において顕著となる）。そこで、製造業者は低ノイズシステムを設計することに努力しているが、どんなシステムにおいても、ある程度のサーマルノイズが存在する。したがって、ノイズレベルの低減を図る一方において、ＳＮＲを改善するために信号を増強するのが望ましい。これは、端的に言えば、送信エネルギーの増加によって実現される。

信号の振幅及び存続時間の少なくともいずれかを増加させれば、送信エネルギーが増大する。しかし、信号の振幅を増加できる程度には限界がある。例えば、レーダでは、最大振幅に実際的な実施の限界がある。医用超音波の分野では、高い振幅の音圧が生体組織にダメージを及ぼす可能性があるため、生体の安全性の観点から、振幅の限界がある。そこで、振幅を増加させずに、信号エネルギーを増加させるためには、存続時間の長い波形を送信しなければならない。この長時間波形が単純な正弦波バースト（simple sinusoidal burst）の場合、当該信号の帯域幅が短パルス信号に比べて減少し、距離方向の分解能が劣化する。したがって、長時間波形信号の帯域幅が従来の短パルス信号の帯域幅と等しいかそれ以上に維持されるように、送信された信号を周波数変調する必要がある。この変調された送信波を「符号化された波形（符号化波形）」と呼ぶことにする。これは、大まかに言えば、各送信時期ごとに、異なる瞬時周波数を送信することと等価である。

送信された信号が符号化波形の場合、受信したエコー信号が「パルス圧縮フィルタ」により処理される。パルス圧縮フィルタは、各周波数成分ごとに異なる位相遅延を与えて、振幅が増大するように全周波数成分の位相を揃えて加算するものである。これにより、短い且つ高振幅の「圧縮」パルスが生成される。

符号化波形を用いる方式はよく知られており、数多くの通信理論及びレーダの教本で説明されている。例えば、ペイトンＺピーブルズジュニア、ジョンワイリーアンドサンズ会社（Peyton Z. Peebles,Jr.,John Wiley & Sons,Inc.,1998）による「レーダ原理(Radar Principles）」に記載されている。この方法を医用超音波に適用した特定の方法については、例えば、Ｍオドネル（M. O'Donnell）によって"Coded excitation systems for improving the penetration of real-time phased-array imaging systems" (IEEE Transactions UFFC, Vol.39,No.3,May 1992)において、発表されている。

符号化波形を用いる方式を実施する場合における第１の問題は、パルス圧縮フィルタのコストである。高性能装置への当該方式の適用を考えた場合、パルス圧縮フィルタは、デジタルＦＩＲ（有限インパルス応答）フィルタとして実施されるが、このパルス圧縮フィルタのコストは、フィルタタップ数（すなわち、フィルタのインパルス応答におけるサンプル数）に伴い増加する。フィルタタップ数は、フィルタの有効時間とサンプリングレートとの積で規定され、医用超音波の分野では５１２タップを越えるものとなる。長いデータ列をリアルタイムでフィルタリングしなければならない場合には、各フィルタタップに対して、１つずつ乗算器が必要となり、このためパルス圧縮フィルタの回路規模は増大し、またそのコストは非常に高くなる。

長いデータ列のフィルタリングに関しては、周波数領域において畳込み演算を実行するのがより効率的であることが知られている。すなわち、まずデータに高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行し、この変換されたデータとフィルタ周波数特性とを乗算し、その結果を逆フーリエ変換（ＩＦＦＴ）することにより、フィルタリングされた時間領域の信号を得られる。この手法により計算量は低減するが、満足できるデータ処理速度で当該処理を実現することは依然として非常に難しい状況にある。

計算量を低減する方法として、２組のデータに対して並列にＦＦＴ演算を実行する方法が考えられる。すなわち、ＦＦＴ演算器の実部入力に、あるデータを供給し、ＦＦＴ演算器の虚部入力に、別のデータを供給する。ＦＦＴ演算器から出力された２つの信号（実部信号、虚部信号）を分離し、その分離されたそれぞれの信号に対して、時間領域のフィルタ特性を周波数領域に変換したものを個別的に乗算し、更に、それらを個別的に逆フーリエ変換するというものである。この方法によれば、全体の計算量が２０％強減少するが、それほど大きな改善とはいえない。

ちなみに、ＲＦ周波数をもった符号化波形に対するパルス圧縮に必要な計算量を低減する別の方法では、ＲＦ信号がベースバンドに復調され、これに対し、パルス圧縮に先立って、データ間引き処理がなされる。これにより、サンプリングレートが低減される。しかしながら、有効な帯域幅が中心周波数の５０％を超える医用超音波技術の分野では、この方法による計算量低減はあったとしてもごく僅かである。しかも適切なパルス圧縮フィルタの設計がさらに難しいために、距離方向の分解能が劣る可能性がある。したがって、符号化波形のパルス圧縮に必要な計算量を減少させることが望まれている。

符号化波形システムの第２の問題は、送受信回路及び媒体における非線形性のため、殊に、媒体における周波数依存型減衰のために生じる信号の歪みに起因する問題である。パルス圧縮フィルタは、理論上の特定の波形形状に対して設計され、歪みのある波形を処理する場合にはその性能が低下する。したがって、このような波形の歪みを補償する簡易な方法が望まれる。以下に従来技術を示す文献を示す。

竹内康人、トランスフォームドメインでの信号処理によるビームフォーミングおよびレンジコンプレッションについて、電子情報通信学会技術研究報告、１９９５年８月２５日発行、第９５巻、第２１９号、第９−１２頁 黒田徹、実験トランジスタ・アンプ設計講座 第７章ＦＦＴアナライザの設計（６）、ラジオ技術、１９９８年１２月１日発行、第５２巻、第１１号、第１５７−１６０頁 特開平０９−１７３３３４号公報 特開平０９−２０４４０６号公報

本発明の目的は、低コストで信号対雑音比を高めることにある。

本発明の他の目的は、浅い部位から深い部位まで超音波画像の画質を高めることにある。

（１）本発明においては、送信パルスが符号化（周波数変調などを含む）され、反射波の受波により得られる受信信号に対して、周波数領域での畳み込み演算が遂行され、つまりパルス圧縮が施される。そして、パルス圧縮後の信号が時間領域の受信信号に戻される。必要に応じて、そのパルス圧縮後の受信信号に基づいて超音波画像が形成される。

望ましくは、パルス圧縮フィルタには、検波（包絡検波や直交検波）前におけるＲＦ受信信号が入力される。また望ましくは、パルス圧縮フィルタは、複素ＦＦＴ演算器、複素乗算器、及び、複素ＩＦＦＴ演算器を含む。複素ＦＦＴ演算器には、２つのＲＦ受信信号（２つの実信号）が入力され、つまり、それら２つの実信号が１つの複素信号に合成処理（パッキング）された状態で、複素ＦＦＴ演算器に入力される。そして、複素ＦＦＴ演算の結果としての複素信号が複素乗算器に入力され、そこで、複素信号に対して周波数領域においてフィルタリング（パルス圧縮）がなされる。フィルタリング後の複素信号は複素ＩＦＦＴ回路に入力され、そこで複素信号に対して分離処理（アンパッキング）がなされて、フィルタリングされた２つの実信号が出力される。フィルタの周波数特性は、周波数領域においてパルス圧縮を実現するために、時間領域における実インパルス応答に対応したものとして設計される。上記構成によれば、周波数領域において、パッキング状態でフィルタリングを行えるので、演算量を半減させることができる。なお、パッキング回路及びアンパッキング回路は、必要に応じて、パルス圧縮フィルタの入力段及び出力段に設けられる。

本発明において、望ましくは、深さ方向に複数のゾーン（フィルタリング処理の単位）が設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が適応的に選択される。例えば、深いところの反射波ほど、歪み量が多い傾向があるが、上記構成によれば、反射波の歪み量を考慮しつつフィルタリングを行える。各ゾーンを部分的にオーバーラップさせれば、より自然な超音波画像を構成できる。

また、本発明において、望ましくは、非符号化送信と符号化送信とが組み合わせて実施される。受信信号の処理に当たっては、符号化送信に対応する受信信号に対してパルス圧縮処理がなされる。この構成によれば、非符号化送信と符号化送信の両者の利点を享受できる。

（２）本発明は、超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号に対してパルス圧縮を行う装置であって、１送信ビーム当たり複数の受信ビームが同時形成される超音波診断装置において、前記同時形成される複数の受信ビームに対応した複数の受信信号に対してパルス圧縮を行うパルス圧縮手段を含み、前記パルス圧縮手段は、前記複数の受信信号における第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする複素信号を構成する手段と、前記複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記複素信号の周波数スペクトルに対して、フィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記フィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた複素信号を生成する手段と、を含むことを特徴とする。

望ましくは、超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号に対してパルス圧縮を行う超音波診断装置において、第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする第１の複素信号を構成する手段と、前記第１の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記第１の複素信号の周波数スペクトルに対して、第１のフィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第１の複素信号を生成する手段と、を含む。

上記構成によれば、第１及び第２の実信号（望ましくは、第１及び第２のＲＦ受信信号）が第１の複素信号として構成され（パッキングされ）、その第１の複素信号が周波数スペクトル（各周波数ごとの成分量を表す信号）に変換される。そして、その周波数スペクトルに対して周波数領域においてフィルタリングつまりパルス圧縮がなされる。そして、そのフィルタリング後の周波数スペクトルが時間領域へ変換され、これによりパルス圧縮後の第１の複素信号が生成される。更に、必要に応じて、パルス圧縮後の第１の複素信号を構成する第１及び第２の実信号が分離される（アンパッキング）。よって、パッキングされた一組の実信号に対して、周波数領域において、まとめてパルス圧縮処理を行って、従来よりも演算量を大幅に削減できるという利点がある。同様の理由から、２つの実信号を並列処理あるいは一括処理できるので、リアルタイム性を向上できる。なお、第１及び第２の実信号は、同一のビーム方位上又は異なるビーム方位上において取得されたものである。

望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性を複数のフィルタ周波数特性の中から選択する手段を含む。例えば、深さ方向の処理範囲を規定する各ゾーンの深度に応じて、フィルタ周波数特性を切り換えれば、超音波画像全体として画質を向上することが可能である。

望ましくは、第３の実信号を実部とし且つ第４の実信号を虚部とする第２の複素信号を構成する手段と、前記第２の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記第２の複素信号の周波数スペクトルに対して、第２のフィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、前記フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第３の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第４の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第２の複素信号を生成する手段と、を含む。

上記構成によれば、２つの処理部（それぞれの処理部が複素信号を構成する手段、周波数スペクトルを生成する手段、フィルタリングを行う手段を含む）が並列して設けられることになり、２つの複素信号を並列処理することができる。つまり、４つの実信号を同時又は時間差をもって並列処理できる。もちろん、それ以上の個数の実信号が並列処理されるように設計することもできる。

望ましくは、前記第２のフィルタ周波数特性を複数のフィルタ周波数特性の中から選択する手段を含む。第１の複素信号と第２の複素信号とで別々のフィルタ周波数特性を用いてフィルタリングを行ってもよいし、同一のフィルタ周波数特性を用いてフィルタリングを行ってもよい。

望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性を適応的に計算する手段を含む。望ましくは、前記第１のフィルタ周波数特性は、ファントムからの反射波のスペクトルを測定することによりあらかじめ計算されたものである。実験値からフィルタ周波数特性を得れば、それをより適切なものにできる。

（３）望ましくは、周波数領域フィルタは、超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号を処理する周波数領域フィルタであって、第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする第１の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する第１の高速フーリエ変換器と、前記第１の複素信号の周波数スペクトルに対して、第１のフィルタ周波数特性を乗算し、フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを生成する第１の複素乗算器と、前記フィルタリングされた第１の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第１の複素信号を生成する第１の逆高速フーリエ変換器と、を含む。

上記構成によれば、第１の実信号及び第２の実信号を時間的に揃えて第１の複素信号を構成し、その第１の複素信号の周波数スペクトルに対して第１のフィルタ周波数特性を乗算してパルス圧縮のための畳み込み演算を実行し、その演算後の周波数スペクトルから、フィルタリング後の第２の複素信号（フィルタリングされた第１及び第２の実信号）が求められる。高速フーリエ変換器が複素ＦＦＴ演算器とも称される場合があり、また、逆高速フーリエ変換器が複素ＩＦＦＴ演算器と称される場合がある。

望ましくは、複数のフィルタ周波数特性を格納し、その中から前記第１のフィルタ周波数特性が選択されると、その選択された第１のフィルタ周波数特性を前記第１の複素乗算器へ供給するメモリ装置を含む。各フィルタ周波数特性は望ましくは複素のフィルタ係数列として構成され、それらがメモリ装置に保有され、必要に応じて選択的に利用される。

望ましくは、前記第１の高速フーリエ変換器、前記第１の複素乗算器及び前記第１の逆高速フーリエ変換器を備えた第１の処理部を含む。

望ましくは、第２の処理部と、複素信号を前記第１の処理部と前記第２の処理部とに交互に供給する手段と、を含み、前記第２の処理部は、第３の実信号を実部とし且つ第４の実信号を虚部とする第２の複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する第２の高速フーリエ変換器と、前記第２の複素信号の周波数スペクトルに対して、第２のフィルタ周波数特性を乗算し、フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを生成する第２の複素乗算器と、前記フィルタリングされた第２の複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ変換し、これにより、フィルタリングされた第３の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第４の実信号を虚部とする、フィルタリングされた第２の複素信号を生成する第２の逆高速フーリエ変換器と、を備える。

望ましくは、前記第１及び第２の実信号を直列に入力し、前記第１の実信号を前記高速フーリエ変換器の実部入力に供給し、前記第２の実信号を前記高速フーリエ変換器の虚部入力に供給する入力バッファを含む。この入力バッファは、第１及び第２の実信号を時間的に揃えて、それらを複素信号として構成（パッキング）するものである。

望ましくは、前記フィルタリングされた第１の複素信号を入力し、前記フィルタリングされた第１の実信号と前記フィルタリングされた第２の実信号とを直列に出力する出力バッファを含む。この出力バッファは、フィルタリングされた第２の複素信号を構成する第１の実信号及び第２の実信号を分離（アンパッキング）するものである。それらのフィルタリング後の第１の実信号及び第２の実信号は、基本的に、もとの時系列順で直列出力される。

（４）望ましくは、送信信号を生成する送信信号生成部と、前記送信信号により生体に対して超音波を送波し、前記送信信号に対応する反射波を受波するトランスデューサと、前記トランスデューサからの出力信号に対してビーム形成処理を実行し、実信号を出力する受信部と、前記受信部からの実信号を入力するパルス圧縮フィルタと、を有する超音波診断装置において、前記パルス圧縮フィルタは、前記入力された実信号を振り分けて、一対の実信号を実部及び虚部とする複素信号を生成する入力バッファと、前記複素信号を時間領域から周波数領域に変換し、これにより前記複素信号の周波数スペクトルを生成する高速フーリエ変換器と、前記複素信号の周波数スペクトルに対してフィルタ周波数特性を乗算し、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを生成する複素乗算器と、前記パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域に逆変換し、パルス圧縮された一対の実信号を含む、パルス圧縮された複素信号を生成する逆高速フーリエ変換器と、を含む。

望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、前記複数のフィルタ周波数特性を記憶するメモリ装置を含み、前記複数のフィルタ周波数特性の中から選択されたフィルタ周波数特性が前記複素乗算器に供給される。

望ましくは、深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が選択される。例えば、各ゾーンごとに、隣接する超音波ビーム間で２つの受信信号（信号セグメント）を揃えて複素信号として構成し、それをフィルタリングすることも可能である。

望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、重畳追加フィルタ方式及び重畳保留フィルタ方式の少なくとも一方に従って構成される。両者は、隣接ゾーン間での信号のオーバーラップ部分の処理に関する方式であるが、いずれの方式もそれ自体は公知である。そのようなオーバーラップを考慮し、すなわちゾーン間の重み付け（同様に、窓関数に従う重み付け）を考慮し、フィルタ周波数特性を設計しておくのが望ましい。

望ましくは、前記送信信号は符号化された波形である。望ましくは、前記送信信号は線形チャープ方式又はバーカ符号方式の一方に従って構成される。前者は周波数変調を用いるものであり、後者は送信コードを用いるものである。

望ましくは、前記送信信号は、非符号化波形及び符号化波形を含む。前者によれば、パルスを構成する波数が少ないため送信開始時から受信開始時までの受信空白期間を削減でき、また送信フォーカスに当たって方位方向の集束性を向上できる。一方、後者によればＳＮＲを向上できる。よって、諸条件に応じて、それらを組合せ利用するのが望ましい。

望ましくは、前記パルス圧縮フィルタは、前記非符号化波形の送受信周期の間に、前記符号化波形に対応する反射波を表す実信号に対してパルス圧縮処理を遂行する。

望ましくは、前記フィルタ周波数特性は、ビーム集束深度に基づき選択される。望ましくは、前記フィルタ周波数特性は適応的に計算される。望ましくは、前記フィルタ周波数特性はファントムからの反射波のスペクトルを測定することによりあらかじめ計算される。

（５）望ましくは、符号化された送信パルスを生体に繰り返し送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより受信信号を順次出力する送受波手段と、前記受信信号を入力し、その受信信号を時系列順で振り分ける手段であって、第１受信信号を実部とし且つ第２受信信号を虚部とする複素信号を構成する前処理手段と、前記複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、前記複素信号の周波数スペクトルを生成する手段であって、前記第１受信信号が入力される実部入力と、前記第２受信信号が入力される虚部入力と、前記周波数スペクトルを表す実部信号が出力される実部出力と、前記周波数スペクトルを表す虚部信号が出力される虚部出力と、を有する複素フーリエ変換手段と、前記複素信号の周波数スペクトルを表す実部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた実部信号を出力する第１乗算器と、前記複素信号の周波数スペクトルを表す虚部信号に対してパルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を乗算してフィルタリングされた虚部信号を出力する第２乗算器と、を有する複素乗算手段と、前記フィルタリングされた実部信号と前記フィルタリングされた虚部信号とからなるフィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、フィルタリングされた第１受信信号とフィルタリングされた第２受信信号とで構成される複素信号を生成する手段であって、前記フィルタリングされた実部信号を入力する実部入力と、前記フィルタリングされた虚部信号を入力する虚部入力と、前記フィルタリングされた第１受信信号を出力する実部出力と、前記フィルタリングされた第２受信信号を出力する虚部出力と、を有する複素逆フーリエ変換手段と、前記フィルタリングされた複素信号を入力し、前記フィルタリングされた第１受信信号と前記フィルタリングされた第２受信信号とを時系列順で出力する後処理手段と、前記後処理手段から順次出力される受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含む。

上記前処理手段はパッキング処理手段に相当し、上記後処理手段はアンパッキング処理手段に相当する。

望ましくは、前記フィルタ周波数特性を送受信条件に応じて切り換える手段を含む。望ましくは、前記送受信条件は送信ビーム集束深度である。

（６）望ましくは、符号化された超音波パルスを生体に送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより受信信号を出力する送受波手段と、前記受信信号を時間領域から周波数領域に変換して受信信号の周波数スペクトルを求め、その周波数スペクトルに対してパルス圧縮演算を実行し、パルス圧縮演算がなされた周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ変換し、これによりパルス圧縮された受信信号を出力するパルス圧縮手段と、前記パルス圧縮された受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含み、前記パルス圧縮演算の条件が送信ビーム集束深度に応じて可変される。

上記パルス圧縮演算の条件の可変は、例えば、パルス圧縮のためのフィルタ周波数特性を可変するものである。

（７）望ましくは、所定シーケンスに従って非符号化送信パルス及び符号化送信パルスを生体に送波すると共に生体からの反射波を受波し、これにより前記非符号化送信パルスに対応する非符号化受信信号及び前記符号化送信パルスに対応する符号化受信信号を出力する送受波手段と、前記符号化受信信号に対してパルス圧縮処理を施して圧縮受信信号を出力するパルス圧縮処理手段と、前記非符号化受信信号及び前記圧縮受信信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成手段と、を含む。

上記構成によれば、非符号化送信パルスの送波（通常送信）と符号化送信パルスの送波（符号化送信）とが所定シーケンスにしたがって実行される。この場合、例えば、近距離ゾーンについては、受信空白期間の削減などの観点から、通常送信を行うのが望ましい。遠距離（あるいは中距離及び遠距離）ゾーンについては、感度を向上させるために、符号化送信を行うのが望ましい。その場合に、例えば遠距離ゾーンに対して複数のサブゾーンを設定し、各サブゾーンごとにその深度に応じてフィルタ周波数特性を切り換えるようにするのが望ましい。なお、上記構成においては、２つの受信信号をパッキングして複素信号に構成し、その複素信号に対して周波数領域においてパルス圧縮を行うのが望ましいが、そのような処理以外のパルス圧縮処理を行うようにしてもよい。すなわち、上記構成は、通常送信と符号化送信の組合せを特徴とするものである。

望ましくは、深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとに超音波パルスが送波され、前記ゾーンの深さに応じて前記非符号化パルスの送波又は前記符号化パルスの送波が選択される。望ましくは、前記超音波画像は二次元断層画像又は二次元ドプラ画像である。

本発明によれば、信号対ノイズ比を改善できる。また、そのための回路規模及びコストを低減できる。

図１は、本発明に係るフィルタが使用される医用超音波システム（超音波診断装置）１０の簡略的な構成を示すブロック図である。超音波診断装置１０は、トランスデューサ１２、送受信スイッチ１４、送信部１６、受信部１８、パルス圧縮フィルタ２０、信号処理部２２、画像処理部２４、及び、表示装置２６を含む。

トランスデューサ１２は、図示されていない超音波探触子内に配置され、１つ又は多数の圧電素子２８によって構成される。送受信スイッチ１４は、トランスデューサ１２に対して、送信部１６又は受信部１８を選択的に接続する。データ収集の各周期は送信トリガから開始され、個々のデータ収集の周期は大別して送信期間と受信期間とからなる。なお、データ収集の各周期は同一でなくてもよく、近距離のデータ収集に対応する短周期と遠距離のデータ収集に対応する長周期とを交互に繰り返すシーケンスなどを設定するようにしてもよい。更に、そのシーケンスとしては公知の各種の方式を採用できる。

送信期間において、送信部１６は、種々の送信ビーム形成アルゴリズムに従って、相対遅延や振幅調整などを行いながら、トランスデューサ１２に対して送信信号を供給する。具体例を説明すると、トランスデューサ１２において送信開口を構成する複数の圧電素子に対して複数の送信信号が供給される。それらの励起により生体内へ超音波パルスが送波される。それらの超音波パルスは送波ビームを構成する。ここで、送信信号は、数個の波からなる通常のパルス、あるいは、それ以上の波数をもって符号化されたパルスである。後者は、例えば、線形チャープ又はバーカ符号などの符号化方式により生成された波形形状を有する。符号化方式としては、パルス圧縮を行える限りにおいて、各種の方式を用いることができる。

送信期間後の受信期間では、受信部１８における複数のチャネルにおいて、トランスデューサ１２から出力された複数の受信信号が処理される。具体例を説明すると、受信部１８において、複数の受信信号は、受信ビーム形成アルゴリズムにしたがって増幅され、フィルタリングされ、遅延され、また重み付け加算され、これにより、受信ビーム（走査線）に対応するＲＦ周波数をもった１つの受信信号が形成される。その受信信号は、いわゆる整相加算後の信号である。ここで、トランスデューサ１２からの各受信信号はアナログ信号であるが、各受信信号は、ビーム形成の前後いずれかの時点においてデジタル信号に変換される。いずれの場合にも、受信部１８からの出力は、複数のアナログＲＦ信号から生成された一連のデジタルサンプルデータである。この連続するデジタルサンプルを以後、デジタルＲＦ信号（あるいは単にＲＦ信号）と呼ぶ。デジタルＲＦ信号は、例えば、１０２４個のサンプルデータによって構成されるものである。それらのサンプルデータは、深さ方向（ビーム方向）にゾーン設定がなされない場合には、深さ方向の全範囲に対応し、深さ方向に複数のゾーンが設定される場合に個々のゾーンに対応する。いずれにしても、デジタルＲＦ信号は、基本的に、超音波の送受波ごとに取得される（但し、１送信ビーム当たり複数の受信ビームが同時に形成されるような場合には各受信ビームごとにデジタルＲＦ信号が取得される）。

次に、受信部１８から順次出力されるデジタルＲＦ信号は、パルス圧縮フィルタ２０に入力され、ここで周波数依存位相遅延（パルス圧縮）処理が施される。これについては、後に詳述する。なお、通常送信の場合には、受信信号はパルス圧縮フィルタ２０をそのまま通過し、あるいは、そのパルス圧縮フィルタ２０をバイパスして、後段の信号処理部２２へ出力される。

パルス圧縮フィルタ２０から出力されたパルス圧縮信号は、信号処理部２２においてさらに処理される。すなわち、そこでは、超音波画像を構成するために、パルス圧縮信号に対して、復調、フィルタリング、検波、ログ圧縮、間引き又は補間などの処理がなされる。なお、ドプラ情報を画像化する場合には、直交検波、自己相関演算などがなされる。このように処理された信号がさらに画像処理部２４に送られ、ここで、走査変換、線形及び非線形２次元フィルタリング、グレイスケール処理又はカラーマッピング処理などの演算が実行される。このように処理された超音波画像は、一般には陰極線管である表示部２６に表示される。さらに、この超音波画像をデジタル又はアナログ媒体に記憶してもよいし、フィルムへの記録又は用紙への印刷などのために用いてもよい。図１では、種々の記憶装置及びハードコピー装置、タイミング信号及び制御信号、ユーザインタフェースなどの他の構成が図示省略されている。

図２は、デジタルＲＦ信号に周波数依存型の位相遅延を与える並列処理型の周波数領域フィルタ５０のブロック図である。後述するように、この周波数領域フィルタ５０は、そのまま図１のパルス圧縮フィルタ２０として用いられてもよいし、後に図３を用いて説明するように、周波数領域フィルタ５０に前段及び後段に入力バッファ１００と出力バッファを付加した構成を図１のパルス圧縮フィルタ２０として用いるようにしてもよい。

図２において、フィルタ５０は、４つのブロック、すなわち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロック（高速フーリエ変換器）５２、複素乗算器５４、フィルタ特性メモリ５６、及び、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）ブロック（逆高速フーリエ変換器）５８で構成されている。ＦＦＴブロック５２及びＩＦＦＴブロック５８は、それぞれ２つの入力（実部入力、虚部入力）及び２つの出力（実部出力、虚部出力）を備えている。周知のように、フーリエ変換は、その定義及び構造から、複素形式で処理される。したがって、ブロック５２，５８のそれぞれの１入力及び１出力が複素信号の実部のために用いられ、ブロック５２と５８のそれぞれの１入力及び１出力が複素信号の虚部のために用いられる。本実施形態において、周波数領域フィルタ５０の１つの実部入力に実信号（デジタルＲＦ信号）が入力され、フィルタ５０のもう１つの虚部入力にも、実信号（デジタルＲＦ信号）が入力がされる。これにより、２つの実信号を並列でフィルタリング処理することが可能である。つまり、処理速度を上げることができる。

複素信号を構成する２つの実信号は、深さ方向の全範囲で取得されたもの、あるいは、いずれかのゾーンで取得されたものである。各ゾーン間で異なるフィルタ周波数特性が用いられる場合には、同一深度のゾーンから取得された２つの実信号によって複素信号が構成され、各ゾーン間で同一のフィルタ周波数特性が用いられる場合には、異なる深度のゾーンから取得された２つの実信号によって複素信号を構成することができる。また、複素信号を構成する２つの実信号は、同一のビーム上において順番に取得され、あるいは、異なるビーム上において順番に又は同時に取得されたものである。

畳込み演算の線形性のため、複素信号が純粋な実インパルス応答を有するフィルタによりフィルタリングされる場合には、複素信号の実部及び虚部が相互作用することなく別々にフィルタリングされる。その性質を利用して２つの実信号を並列処理することが可能となる。

次式に示すように、周波数領域フィルタ５０において、実部出力には、その実部入力に入力された実信号をフィルタリングした後の実信号が現れ、その虚部出力には、その虚部入力に入力された実信号をフィルタリングした後の実信号が現れる。

ここで、×を丸で囲んだ記号は、畳込み演算を表している。Ｓは信号であり、ｗはフィルタのインパルス応答（フィルタ特性）を表す。この結果、周波数領域フィルタ５０において、入力される２つの実信号と、それに乗算するフィルタのインパルス応答とがいずれも実数であれば、周波数領域フィルタ５０の有効処理速度は、１つの実信号を処理する場合に比べて倍増する。つまり、実部入力に入力された第１の実信号と、虚部入力に入力された第２の実信号とを並列処理することができる。

図２を参照して動作を説明する。ＦＦＴブロック５２の実部入力に、デジタルＲＦ信号を供給し、ＦＦＴブロック５２の虚部入力に、タイミングを揃えつつ別のデジタルＲＦ信号を供給することにより、時間領域の複素信号が構成される。超音波診断装置において、各デジタルＲＦ信号は、例えば、受信部１８（図１）により形成される受波ビーム（の全体又は一部）に相当するものである。ＦＦＴブロック５２は、この時間領域の複素信号を周波数領域に変換する。変換後における複素信号の周波数スペクトルは、実部信号及び虚部信号によって表され、それらが複素乗算ブロック５４に供給される。複素乗算ブロック５４は実数部の乗算器と虚数部の乗算器とを有する。そこで、フィルタ特性メモリ５６に記憶される適当なフィルタ周波数特性が、入力された周波数スペクトルに乗算される。複素乗算ブロック５４から出力された実部信号及び虚部信号は、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルに相当し、それらがＩＦＦＴブロック５８の実部入力及び虚部入力に供給される。ＩＦＦＴブロック５８では、パルス圧縮された複素信号の周波数スペクトルを、パルス圧縮された時間領域の複素信号へ変換する。このＩＦＦＴブロック５８から出力される実部信号及び虚部信号がパルス圧縮された２つの実信号である。要するに、ＩＦＦＴブロック５８から出力された実部信号が、ＦＦＴブロック５２の実部入力に供給されたデジタルＲＦ信号をフィルタリングした結果であり、一方、ＩＦＦＴブロック５８から出力された虚部信号が、ＦＦＴブロック５２の虚部入力に供給されたデジタルＲＦ信号をフィルタリングした結果である。さらに後に詳述するが、各デジタルＲＦ信号に対する適当なフィルタ周波数特性は、ビーム集束深度（beam focus depth）などの設定に基づいて選択できる。ビーム集束深度は各ゾーンごとに設定され、具体的には、ゾーンの中間深さとして設定されてもよい。ただし、各フィルタ周波数特性が対応する時間領域のインパルス応答は実数でなければならない。

本実施形態によれば、ＦＦＴブロック５２及びＩＦＦＴブロック５８のそれぞれの１入力及び１出力のみを用いる場合（従来技術）と比較して、それらのブロック５２，５８を最大限活用できるので、処理速度が倍増する。例えば、従来技術においては、デジタルＲＦ信号は実部入力にのみ入力され、虚部入力には一定のゼロ値が供給されている。また、２つの実信号に対して並列してフーリエ変換を実行し、その後、その変換後の２つの信号を分離して別々に処理する方法とは異なり、周波数領域フィルタ５０では、一連の処理過程の全体において複素信号の形式で処理されており、フィルタ５０の実部出力及び虚部出力から、フィルタリングされた２つの信号が直接的に得られる。

なお、周波数領域フィルタ５０は、パルス圧縮の用途以外でも、すなわち実信号を実インパルス応答フィルタでフィルタリングしなければならない全ての信号処理技術において同様に使用できるが、特に、超音波診断装置におけるパルス圧縮に適用するのが好適である。

周波数領域フィルタ５０が搭載される装置（例えば、超音波診断装置１０）が並列システム（後述）であれば、後述の入力バッファ１００及び出力バッファ１０４（図３）といった変換手段を用いることなく、周波数領域フィルタ５０を図１のパルス圧縮フィルタ２０としてそのまま利用することができる。ここで、並列システムとは、受信部１８が２つのデジタルＲＦ信号を並列的に出力し、信号処理部２２がパルス圧縮された２つのデジタルＲＦ信号を並列的に入力可能なシステムである。このような並列方式を採用するシステムでは、図２のフィルタ５０は、システムが要求するＲＦサンプリングレート（データ入力／出力レート）で信号を処理する。すなわち、受信部１８から一対のＲＦ信号が入力されると、フィルタ５０は、上記の処理ステップ（ＦＦＴ、乗算及びＩＦＦＴ）で要求される時間以上遅延させることなく、フィルタリングされた一対の信号を信号処理部２２へ出力する。

図３は、直列システムにおいて使用されるパルス圧縮フィルタ２０のブロック図である。

図３に示すパルス圧縮フィルタ２０が図１の超音波診断装置のパルス圧縮フィルタ２０として使用される場合、受信部１８がデジタルＲＦ信号を１つずつ順次出力し、信号処理部２２は、パルス圧縮されたデジタル信号を１つずつ順次受信する。パルス圧縮フィルタ２０は入力バッファ（パッキング回路）１００を含み、入力バッファ１００は、受信部１８（図１）からの先のデジタルＲＦ信号を受信し、受信した先のデジタルＲＦ信号を一時的に保存し、後のデジタル受信信号が入力された時点で、保存された先のデジタルＲＦ信号を出力する。これにより、時間的に揃えられた２つのデジタルＲＦ信号として複素信号が構成される。このとき、一方のデジタルＲＦ信号が複素信号の実部となり、他方のデジタルＲＦ信号が複素信号の虚部となる。この複素信号の実部及び虚部が周波数領域フィルタ５０に入力される。出力バッファ（アンパッキング回路）１０４は、フィルタ５０から出力された複素信号を保存して、フィルタリングされた２つのデジタルＲＦ信号を分離して信号処理部２２（図１）に供給する。

図２に示される周波数領域フィルタ５０は、３つの処理部を有し、すなわちＦＦＴブロック５２、複素乗算器５４及びＩＦＦＴブロック５８を有する。好ましい実施形態においては、フィルタ５０は、単一のデバイスとして構成され、それは３つの機能、すなわち、ＦＦＴ演算、フィルタ伝達関数との乗算、及び、ＩＦＦＴ演算のすべてを実行する。そのようなデバイスは、例えば、汎用ＤＳＰチップ又は専用ＦＦＴチップである。つまり、そのようなデバイスは、３つの処理すべてを順次実行するために必要な演算機能を具備し、またメモリバッファを具備する。以後、プログラム可能な汎用ＤＳＰチップを「ＤＳＰチップ」と呼び、専用ＦＦＴチップを「ＦＦＴチップ」と呼ぶ。ただし、ＦＦＴチップもある程度はプログラム可能であり、ＦＦＴ処理以外の例えば複素乗算を実行することもできる。

一般的な医用超音波（又はレーダシステム）に必要な処理速度でフィルタ５０の機能を実行するには、１つのＤＳＰチップでは速さが十分でない場合もある。そこで、複数のＤＳＰ又はＦＦＴチップ（それぞれが内部バッファ又は外部バッファを備える）を並列配置して、それらによって並列処理を遂行させることにより所望の処理速度を実現できる。

図４には、２つのＤＳＰ又はＦＦＴチップ１５０，１５２を含むフィルタ５０が示されている。各チップ１５０，１５２は、望ましくは、信号格納用及びフィルタ周波数特性格納用の内部メモリバッファを含む。この実施形態では、各チップ１５０、１５２は、周波数領域フィルタ５０に要求される処理速度の２分の１の速度で、一連のフィルタ処理を実行でき、また、内部メモリバッファのサイズは倍増されており、その内部メモリバッファに既にロードされたデータを処理しつつ、そこに新しいデータがロードされる。

実際の動作では、複素信号が、受信部１８から供給され（並列システムの場合）、あるいは、入力バッファを介して供給されると（直列システムの場合）、スイッチ１５４，１５６，１５８及び１６０（例えば、マルチプレクサ又は読出し／書込み可能なタイマ制御モジュール）が同期化し、複素信号をチップ１５０及び１５２に交互に送る。例えば、すべての偶数番目の複素信号をチップ１５０にロードし、すべての奇数番目の複素信号をチップ１５２にロードできる。この場合、各チップ１５０、１５２は、１つの複素信号の処理に、１チップだけを用いる場合に比べて、２倍の時間を利用できる。なお、チップの処理時間と所望の処理時間との関係に応じて、並列チップの数をさらに増加させることができる。例えば、各チップの処理速度が所望の処理速度の３分の１である場合、３つのチップを同様の配置で並列に配置できる（図示せず）。

所望の処理速度を実現するために必要な並列設置されるＤＳＰ又はＦＦＴチップの数は、周知の多領域映像方法により減少させることができる。この方法では、画像全体を深さ方向に２つ以上の深度領域（ゾーン）に分割し、別々の送受信周期を用いて各領域からデータを取得する。この方法は、一般に、送信部１６（図１）の作用によって、各ゾーンごとに最適な送信ビームが形成される。例えば、送信部１６は、信号の減衰が大きく、信号対ノイズ比（ＳＮＲ）が極めて劣っている遠距離領域においては、符号化された波形をもった送信パルスを生成する（符号化送信）。一方、減衰やＳＮＲがほとんど問題にならない近距離領域では、受信空白期間を削減するためにも、複数個の波で構成される単純なパルス信号を生成する（通常送信）。パルス圧縮フィルタ２０は、符号化送信が適用される場合にのみ必要である。したがって、符号化送信が遠距離領域でのみ使用される場合には（つまり、近距離領域については通常送信が行われる場合には）、近距離領域の送受信期間を遠距離領域についての受信信号処理期間の一部として用いることができる。

図５には、直列システムに使用されるパルス圧縮フィルタ２０が示されている。上述のように、直列システムとは、受信部１８が１つずつデジタルＲＦ信号を順次出力し、信号処理部２２がパルス圧縮されたデジタルＲＦ信号を１つずつ順次受信するシステムである。パルス圧縮フィルタ２０は、入力バッファ１００、周波数領域フィルタ５０及び出力バッファ１０４を含んでいる。

周波数領域フィルタ５０は、ＤＳＰチップ又はＦＦＴチップ１５０，１５２を含む。図５に示される実施形態では、受信部１８（図１）からパルス圧縮フィルタ２０へデジタルＲＦ信号が送信される場合のデータ速度を基準として、その４分の１の速度で、チップ１５０，１５２が１つの複素信号を処理できる。複素信号を２つのデジタルＲＦ信号で構成することにより、各チップ１５０，１５２の有効処理速度を所望の処理速度の半分にすることができる。この結果、２つのチップだけで所望の信号処理速度が実現される。フィルタ５０はさらにスイッチ１５８，１６０を含む。これらのスイッチは、図ではマルチプレクサとして示され、時分割トライステート（time-shared tri-state）バスで構成してもよい。

入力バッファ１００はバッファメモリ２０２を含む。バッファメモリ２０２は、例えば、処理チップ１５０，１５２の信号記憶容量と等しい記憶サイズを有するＦＩＦＯ又はデュアルポートＲＡＭである。例えば、デジタルＲＦ信号が１０２４サンプルのデータの場合、バッファメモリ２０２及び処理チップ１５０，１５２の記憶容量は１０２４の整数倍である。好ましくは、ＦＦＴ演算の効率を最大化するために、デジタルＲＦ信号のデータ数は２の累乗又は４の累乗である。

出力バッファ１０４は、マルチプレクサ２０６及びバッファメモリ２０４を含む。バッファメモリ２０４は、例えば、バッファメモリ２０２と等しい記憶サイズを有するＦＩＦＯ又はＲＡＭである。マルチプレクサ１５８，１６０，２０６は、時分割トライステートバスで構成してもよい。

図５に示したパルス圧縮フィルタ２０の動作を図６を参照しつつ説明する。

図６は、パルス圧縮フィルタ２０のタイミングチャートであり、各時間ステップが列１−９で示され、パルス圧縮フィルタ２０の各部の処理が行（方向）に示されている。時間ステップ１において、デジタルＲＦ信号「ａ」がメモリ２０２に入力される。時間ステップ２において、次のデジタルＲＦ信号「ｂ」が受信され、デジタルＲＦ信号「ａ」及び「ｂ」が処理チップ１５０の実部入力及び虚部入力に供給される。時間ステップ３において、デジタルＲＦ信号「ｃ」がメモリ２０２に入力され、処理チップ１５０は「ａ」と「ｂ」からなる複素信号の処理を開始する。時間ステップ４において、デジタルＲＦ信号「ｄ」が受信され、デジタルＲＦ信号「ｃ」及び「ｄ」が、処理チップ１５２の実部入力及び虚部入力に供給される。時間ステップ５において、デジタルＲＦ信号「ｅ」がメモリ２０２に入力され、処理チップ１５２は、「ｃ」と「ｄ」からなる複素信号の処理を開始する。時間ステップ６において、処理チップ１５０は、「ａ」と「ｂ」からなる複素信号の処理を完了し、信号「ｅ」と「ｆ」が入力される。時間ステップ７においては次の動作が発生する。すなわち、処理チップ１５０はパルス圧縮されたＲＦ信号「ａ」をマルチプレクサ１５８及び２０６を介して出力ライン２０８に出力し、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｂ」をマルチプレクサ１６０を介してメモリ２０４に出力し、さらに「ｅ」と「ｆ」から成る複素信号の処理を開始する。メモリ２０２は新しいデジタルＲＦ信号「ｇ」を受信する。時間ステップ８においては、次の動作が発生する。すなわち、処理チップ１５２は「ｃ」と「ｄ」からなる複素信号の処理を完了し、信号「ｇ」及び「ｈ」の入力を受け、メモリ２０４は、パルス圧縮された信号「ｂ」をマルチプレクサ２０６を介して出力２０８に供給する。時間ステップ９においては、処理チップ１５２は、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｃ」をマルチプレクサ１５８及び２０６を介して出力２０８に出力し、パルス圧縮されたＲＦ信号「ｄ」をマルチプレクサ１６０を介してメモリ２０４に供給し、「ｇ」と「ｈ」からなる複素信号の処理を開始する。メモリ２０２は新しいデジタルＲＦ信号「ｉ」の入力を受ける。時間ステップ１０（図示せず）においては、メモリ２０４は、パルス圧縮された信号「ｄ」をマルチプレクサ２０６を介して出力ライン２０８に出力し、処理チップ１５０は「ｅ」と「ｆ」からなる複素信号の処理を完了し、新しいデジタルＲＦ信号を受信する。このようにして、上記の処理を任意の時間ステップ数の間、継続することができる。

要約すると、図５のパルス圧縮フィルタ２０は、各偶数番目のデジタルＲＦ信号をメモリ２０２に一時的に保存し、次に奇数番目のデジタルＲＦ信号を処理チップ１５０又は１５２のいずれかの虚部入力にロードし、これと同時に保存された偶数番目のデジタルＲＦ信号をメモリ２０２から同じ処理チップ１５０又は１５２の実部入力にロードすることにより、２つのデジタルＲＦ信号を並列処理する。次の偶数番目及び奇数番目のデジタルＲＦ信号も、同様に、他方の処理チップ１５０又は１５２にロードされる。このように、デジタルＲＦ信号の対が４信号周期に１回ずつ各処理チップ１５０又は１５２にロードされることにより、処理チップ１５０又は１５２には、フィルタリング処理を実行するための十分な時間が与えられる。フィルタリング処理が完了すると、チップ１５０，１５２は、フィルタリングした複素信号を出力する。ここで、複素信号の実部は、マルチプレクサ１５８又は２０６を介して信号処理部２２（図１）に直接出力され、複素信号の虚部はマルチプレクサ２０６を介してメモリ２０４にロードされる。実部の出力後、マルチプレクサ２０６が切替わり、メモリ２０４に保存された信号が信号処理部２２に出力される。次のＲＦ信号処理周期においては、第２のチップ１５０又は１５２による処理が完了し、マルチプレクサ１５８，１６０，２０６が切替えられ、フィルタリングされた次の２つの信号が出力される。このように、パルス圧縮フィルタ２０は、５信号周期のパイプライン遅延で信号をリアルタイムに処理する。

上述したパルス圧縮フィルタ２０の動作は、各プロセッサ１５０、１５２が、パルス圧縮に必要な全データを受け入れるのに十分な容量を備えることを仮定している。しかしながら、例えば、各ゾーンに対応させて、デジタルＲＦ信号を複数のセグメントに分割し、それらを別々に処理することが効果的な場合もある。この場合、図５のフィルタ２０を使用し、同一ＲＦ信号を２つのセグメントに分割し、これらを並列処理してもよい。この場合の処理は、図５及び図６において上述した処理と同様であるが、この場合、フィルタ２０は、時間的に連続するデジタルＲＦ信号ではなく、連続するセグメントを処理する。

ＲＦ信号を複数のセグメントで処理する場合、既知のフィルタリング技術である「重畳加算法（overlap-add）」又は好ましくは「重畳保留法（overlap-save）」を適用できる。後者の重畳保留法によれば、入力セグメントは部分的に重複する（重複の長さはインパルス応答の長さマイナス１に等しい）。このような重複は、入力バッファ１００や出力バッファ１０４を用いて実現できる。重畳加算法及び重畳保存法のフィルタリング技術は周知であり、オッペンハイムとシェ−ファ−（Oppenheim & Schafer）による「デジタル信号処理」（Digital Signal Processing,Prentice-Hall,Inc.1975）にさらに詳細な記載がある。

超音波診断において、超音波は、媒体を伝搬する際に周波数依存の減衰を受ける。信号が伝搬するほど減衰が大きくなり、各周波数成分は別々に減衰される。この現象により、深度が相違するとエコーのスペクトルが異なる。このため、パルス圧縮に当たっては、深度ごとに対応した複数のフィルタ周波数特性を用いる必要がある。すなわち、深度によって特性が可変するパルス圧縮フィルタが要求される。

深度可変型のパルス圧縮フィルタを実施するために、重畳保留フィルタ技術が使用される。この技術においては、減衰によって信号がそれほど大きく変形されない、比較的小さい範囲に対応するセグメントのサイズが選択される。例えば、３．７５ＭＨｚの中心周波数、１５ＭＨｚのＲＦサンプリング周波数、及び、５１３タップのフィルタインパルス応答に対する医用超音波においては、１０２４サンプルのセグメントサイズが選択される。本実施形態の方法により、２つのセグメントが並列に処理されることを考慮すると、上記セグメントサイズは、０．５×（１０２４÷１５ＭＨｚ）×１．５４ｍｍ／μｓ＝５２．５６ｍｍの範囲をカバーする１０２４のフィルタリングサンプルとなる。５２．５６ｍｍセグメントのそれぞれに対し、異なるフィルタ特性を使用してもよい。図２のフィルタ特性メモリ５６は複数（通常は４つ）のフィルタ周波数特性を保存する十分な容量を備え、各深度のセグメントに対して適当なフィルタ周波数特性が選択される。

各深度セグメントに対する適当なフィルタ周波数特性は、Ｋ．エック（Ｅｃｋ）と共著者による"Depth-Dependent Mismatched Filtering Using Ultrasonic Attenuation as a Filter Design Parameter", proceedings of the IEEE Ultrasonics Symposium, 1998.に記載されるように、各ビーム又はビーム群からのＲＦ信号から、つまり信号自身から適応的に計算できる。しかしながら、より好ましい手法は、組織の減衰特性に近い減衰特性を有するファントムからエコーのスペクトルを測定し、各深度におけるフィルタ周波数特性を予め計算する方法である。

フィルタ特性の予備計算に使用されるファントムは、低反射強度をもつ一様な媒質中に、例えば２ｃｍの深度ごとの目標深度に１つずつ配置された複数の強力な反射体（金属又はナイロン糸）を配設したものである。このようなファントムを用いれば、減衰された信号が直接測定できる。これは、減衰されたエコー信号が、１つの強力な反射体から完全に（一部の加法性のノイズ（additive noise）を除き）生成されるためである。ノイズを低減するためには、各反射体からのエコーを繰り返し測定し、複数の測定値を平均化する。これによって、測定数の平方根に比例して信号対ノイズ比を改善できる。これは、測定を同一条件で所望の回数実行できる静止ファントムを用いて可能である。信頼できる信号の推定値が得られれば、パルス圧縮フィルタ２０のフィルタ周波数特性を、公知の多数の方法のいずれかにより計算できる。

フィルタの周波数特性の計算は、オフラインで実行するのが最適であるが、実際の動作中における適当なフィルタの選択は、フィルタリングされた信号セグメントの深度だけに基づく固定的方法でもよいし、各セグメントに対する簡略化されたリアルタイム減衰推定を用いた適応的方法でもよい。パルス圧縮フィルタの実行中に適当なフィルタを選択するための上記固定的方法又は適応的方法は公知の技術である。

以上を要約すると、本実施形態の周波数領域フィルタ５０では、２つの実信号の並列処理が可能である。２つの実信号の並列処理により、従来技術のフィルタに比べて、フィルタの回路規模及びそのコストを大幅に低減できる。特に超音波診断装置に使用するパルス圧縮フィルタ２０にフィルタ５０を適用することにより、符号化送信及びパルス圧縮の利点を最大限発揮できる超音波診断が実現される。さらに、本実施形態において、周波数領域フィルタ５０では、デジタルＲＦ信号のセグメントの並列処理が可能である。デジタルＲＦ信号のセグメントの並列処理によって、重畳加算及び重畳保留フィルタリング方法の実施が可能になる。したがって、本実施形態の装置は、重畳加算法を用いて比較的短い信号セグメントに周波数領域フィルタリングを実行することにより、減衰の影響を補償することができる。さらに、本実施形態の装置は、フィルタ特性を記憶し、固定方法又は適応方法のいずれかにより、異なる深度セグメントに対する異なるフィルタ周波数特性を選択できる。これらのフィルタ周波数特性は、好ましくは、ファントムを用いた較正処理においてオフラインで求められる。

好ましい１実施形態及び種々の選択的な実施形態に関連して本発明を説明したが、本発明の範囲を逸脱することなく、本発明の要素に変更を行い、かつこれを同等物と置き換えてもよいことが当業者には理解されるだろう。さらに、本発明の本質的な範囲を逸脱することなく、特定の状況又は材料を本発明の教示に適合させるべく多くの修正が可能である。したがって、本発明は、本発明を実行するための最適モードとして開示される特定の実施形態に限定されるものではなく、請求の範囲に包含されるすべての実施形態を含むものである。

本発明に係るパルス圧縮フィルタを有する超音波診断装置の簡略的なブロック図である。 周波数領域フィルタのブロック図である。 周波数領域フィルタを含むパルス圧縮フィルタのブロック図である。 ２つの処理部を備える周波数領域フィルタのブロック図である。 周波数領域フィルタを有するパルス圧縮フィルタのブロック図である。 パルス圧縮フィルタの動作を示すタイミングチャートである。

符号の説明

１２ トランスデューサ、１６ 送信部、１８ 受信部、２０ パルス圧縮フィルタ、２２ 信号処理部、２４ 画像処理部、２６ 表示部、５０ 周波数領域フィルタ、５２ ＦＦＴブロック、５４ 複素乗算器、５６ フィルタ特性メモリ、５８ ＩＦＦＴブロック、１００ 入力バッファ、１０４ 出力バッファ、１５０，１５２ プロセッサ、２０２，２０４ メモリ。

Claims (4)

1. 超音波の送波及び反射波の受波により得られた実信号に対してパルス圧縮を行う装置であって、１送信ビーム当たり複数の受信ビームが同時形成される超音波診断装置において、
   前記同時形成される複数の受信ビームに対応した複数の受信信号に対してパルス圧縮を行うパルス圧縮手段を含み、
   前記パルス圧縮手段は、
   前記複数の受信信号における第１の実信号を実部とし且つ第２の実信号を虚部とする複素信号を構成する手段と、
   前記複素信号を時間領域から周波数領域へ変換し、これにより複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、
   前記複素信号の周波数スペクトルに対して、フィルタ周波数特性を乗算し、これによりフィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを生成する手段と、
   前記フィルタリングされた複素信号の周波数スペクトルを周波数領域から時間領域へ逆変換し、これにより、フィルタリングされた第１の実信号を実部とし且つフィルタリングされた第２の実信号を虚部とする、フィルタリングされた複素信号を生成する手段と、
   を含むことを特徴とする超音波診断装置。
2. 請求項１記載の装置において、
   前記パルス圧縮手段は、前記複数のフィルタ周波数特性を記憶するメモリ装置を含み、
   前記複素信号の周波数スペクトルを生成する手段には、前記複数のフィルタ周波数特性の中から選択されたフィルタ周波数特性が供給されることを特徴とする超音波診断装置。
3. 請求項２記載の装置において、
   深さ方向に複数のゾーンが設定され、各ゾーンごとにフィルタ周波数特性が選択されることを特徴とする超音波診断装置。
4. 請求項１記載の装置において、
   前記複数の受信信号はそれぞれＲＦ受信信号であることを特徴とする超音波診断装置。

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