JP2005141719A - 制御機器の入力回路 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電流を減じずに入力回路全体における消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した制御機器の入力回路を提供する。
【解決手段】本発明の入力回路は、入力スイッチに接続された電力変換手段３と、電力変換手段から電力が供給され、入力スイッチのオン／オン動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、プログラマブルコントローラ３０に出力する信号結合手段４とを備え、入力スイッチがオンしたとき外部直流電源が出力する第１の電力から、電力変換手段から信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を電力変換手段によって外部直流電源に帰還するように電力制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＰＬＣ（プログラマブルコントローラ）、シーケンサ、インバータ装置等の制御機器における入力回路に関し、特に消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した入力回路に関するものである。

消費電力を低減した入力回路として、例えば特許文献１に記載のものが知られている。この入力回路は、外部直流電源に並列に接続され入力スイッチを介しフォトカプラが接続された複数の回路を有し、絶縁型コンバータを備えている。

図１０に、この入力回路を示す。外部直流電源２にｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n が接続され、これらの各入力スイッチとＰＬＣ回路３０との間に入力回路が設けられている。この入力回路では、入力スイッチＳＷ₁〜ＳＷ_n が入力抵抗Ｒ_IN1 〜Ｒ_INn を介して接続されたスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_n 、これらのスイッチング素子の入力端子に接続されたフォトカプラＰＣ₁ 〜ＰＣ_n 、これらのフォトカプラの発光素子に直列に接続された限流抵抗Ｒ_L1〜Ｒ_Lnと、フォトカプラの受光素子に接続されたプルアップ抵抗Ｒ_P1〜Ｒ_Pnと、二次側出力電圧を各フォトカプラの発光素子に供給する絶縁型コンバータ２０とを備えることにより、全体で消費電力を低減させている。
特開平４−４２３０６号公報

特許文献１に記載の入力回路では、外部直流電源Ｖ_INは各スイッチング素子Ｑ₁ 〜Ｑ_n のオン／オフに必要な電流を供給する。絶縁型コンバータ２０は各フォトカプラの駆動に必要な電流を供給する。スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_n のオン／オフのために外部直流電源Ｖ_INより供給する電流は、各フォトカプラＰＣ₁ 〜ＰＣ_nの駆動電流に比較して格段に少なくてすむので、入力抵抗Ｒ_IN1 〜Ｒ_INn に流れる電流値が小さくなり入力抵抗で消費される電力が低減でき、入力抵抗における発熱量が抑制でき、全体で消費電力が低減できる。

しかし、もし、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n とスイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_n との配線の経路が長い場合、入力抵抗を流れる電流値を小さくすると、抵抗における消費電力が低減できるが、耐ノイズ特性が低下するという問題が生じる。何故ならば、回路の入力インピーダンスが大きくなると、配線自身の浮遊容量，電磁誘導等により配線を流れる電流による高周波ノイズが増加し、または配線が外部からの電気的外乱を受けて、いわゆる、信号対ノイズの比が劣化し、スイッチング素子Ｑ₁〜Ｑ_n へのオン／オフ信号の識別が困難となる問題を生じる虞があるからである。

そこで、入力スイッチとスイッチング素子との配線の経路が長い場合、この問題を解決するために、入力抵抗を流れる電流値は耐ノイズ特性が保証できる電流値の範囲内で、かつ、電流値が最小となるような入力抵抗Ｒ_IN1 〜Ｒ_INn の抵抗値を選択する必要がある。結局、入力抵抗に流れる電流の値は多くせざるを得なくなるので、入力抵抗で消費される電力が回路全体で増える問題が生じる。結局、従来の入力回路は耐ノイズ特性と低消費電力化が両立しない。

本発明の目的は、上記従来技術の問題点を解決し、入力電流を減じずに入力回路全体における消費電力を低減し、かつ、耐ノイズ特性を向上した制御機器の入力回路を提供することにある。

本発明は、外部直流電源に接続されたｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチと、制御機器との間に設けられ、前記各入力スイッチに接続された前記制御機器の入力回路において、前記入力スイッチに接続された電力変換手段と、前記電力変換手段から電力が供給され、前記入力スイッチのオン／オフ動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、前記制御機器に出力する信号結合手段とを備え、前記入力スイッチがオンしたとき前記外部直流電源が出力する第１の電力から、前記電力変換手段から前記信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を前記電力変換手段によって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする。

さらに好適には、第１の電力が、入力回路の入力インピーダンスが一定となるように入力回路の入力電圧に比例した電流制御により電力制御することを特徴とする。

さらに好適には、電力変換手段は、入力電圧に比べて高い出力電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする。

さらに好適には、ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータからなることを特徴とする。

さらに好適には、信号結合手段が、フォトカプラからなることを特徴とする。

さらに、電力変換手段は、入力電圧より高い出力電圧を出力するチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、かつ、信号結合手段は、１次側コイルと２次側コイルを有するトランスからなり、１次側コイルをチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータのコイルと兼用とし、第１の電力を1次側コイルに供給し、第２の電力を2次側コイルに供給し第１の電力と第２の電力の差電力をチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータによって外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする。

本発明によれば、入力スイッチがオンしたときに外部直流電源が出力する第１の電力から信号結合手段に供給する第２の電力を差引いた差電力を電力変換手段によって外部直流電源に帰還するように電力制御するので、入力回路全体で低消費電力化ができ、かつ、配線における耐ノイズ特性の向上を図ることができる。

以下に図面を参照し、本発明の入力回路の実施例を説明する。

本実施例は、本発明の入力回路をＰＬＣに適用したものである。

まず、本発明の入力回路の全体の構成について図１にもとづいて説明する。図中、１は入力回路群を示す。この入力回路群１は、ｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n とＰＬＣ３０との間に設けられたｎ個の入力回路１_-1〜１_-nよりなる。各入力スイッチＳＷ₁〜ＳＷ_n には、外部直流電源２が接続される。

入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_nは、入力回路１_-1〜１_-nの入力手段であり、具体的には、機械的な接点、例えば、アナログスイッチ、カードリレー等を開閉することにより電流経路をオン／オフするスイッチを用いたものの他、電気的センサ、例えば、２線式センサを用いたもの等で構成できる。

入力回路１_-1〜１_-nは、それぞれ同一の回路であり、以下、代表的に入力回路１_-1について説明する。

入力回路１_-1は、電力変換手段３と信号結合手段４から構成されている。

電力変換手段３は、例えば、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、外部直流電源２から電力変換手段３に供給する第１の電力Ｗ₁ を入力する。電力変換手段３は、信号結合手段４に第２の電力Ｗ₂を供給し、第１の電力Ｗ₁ からなる第２の電力Ｗ₂ を差引いた差電力Ｗ₃ を外部直流電源２に帰還する。

信号結合手段４は、例えば、フォトカプラまたはトランスであり、入力スイッチＳＷ₁ のオン／オフ動作に応じたオン／オフ信号を入力とし、その信号に応じた電気的に絶されたオン／オフ信号をＰＬＣ３０に出力する。

以上のように、本発明に係る入力回路の全体の構成は、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n と入力回路１_-1〜１_-nとの組み合わせからなる回路が、外部直流電源２とＰＬＣ３０との間に並列に接続されている。

次に、図１の入力回路の動作について説明する。

入力スイッチＳＷ₁ がオンすると、外部直流電源２から入力回路１_-1に電力が供給される。入力回路１_-1に供給された第１の電力Ｗ₁ のうち、その一部である第２の電力Ｗ₂ が電力変換手段３によって信号結合手段４に供給され、その残りの電力、すなわち第１の電力Ｗ₁から第２の電力Ｗ₂ を差引いた差電力Ｗ₃ が、外部直流電源２の正極側Ｐ₁ 点に帰還される。いま電力変換手段３の電力変換効率を１００％とすると、電力変換手段３における消費電力はゼロとなるので、外部直流電源２が供給する電力は、基本的に信号結合手段４における消費電力に相当する。例えば、信号結合手段４としてフォトカプラを用いた場合、外部直流電源２が入力回路１_-1を動作させるために供給する電力は、発光ダイオードを発光させる電流を制限する、例えば、図２に示す限流抵抗５に流れる電流による消費電力と一致する。また、信号結合手段４としてトランスを用いた場合、基本的に消費電力はゼロと見なせる。

結局、外部直流電源２から供給する第１の電力Ｗ₁ のうち、信号結合手段４に入力する第２の電力Ｗ₂ を差引いた差電力Ｗ₃を、電力変換手段３により外部直流電源２に帰還することによって、外部直流電源２が供給する電力を極小に抑制することができる。

なお、差電力Ｗ₃ が外部直流電源２に帰還できるためには、電力変換手段３の出力電圧が、外部直流電源２の正極電圧より大きくなければならない。このため電力変換手段３は、ＤＣ／ＤＣコンバータの機能により、出力電圧を高めるように構成されている。

従来技術と同様に、本発明の入力回路１_-1においても、入力スイッチＳＷ₁ から入力回路１_-1までの配線の経路が長いと、配線の浮遊容量，電磁誘導等のため高周波ノイズが発生し、または配線に外乱を受けて電気的耐ノイズ特性が劣化する虞がある。しかし、本発明では、入力スイッチＳＷ₁がオンしたとき外部直流電源２が出力する第１の電力Ｗ₁ から、信号結合手段４の入力部に供給する第２の電力Ｗ₂ を差引いた差電力Ｗ₃を電力変換手段３によって外部直流電源２に帰還するので、配線に大きな電力を供給することが可能となる。したがって、信号対ノイズ比を大きくできるので、耐ノイズ特性が改善される。配線に大きな電力を供給したとしても、電力変換手段３の電力変換効率が１００％であれば、電力変換手段３では電力が全く消費されないので、入力回路全体で実質的に消費する電力は低減できる。もし、電力変換手段３を構成する回路素子による電力損失が生じ、電力変換効率が１００％に至らない場合には、電力変換手段３の電力変換効率が１００％より悪化した分だけ、外部直流電源２の供給電力を増大させることになる。

さらに、第１の電力Ｗ₁ が、入力回路１_-1の入力インピーダンスが一定となるように入力回路１_-1の入力電圧に比例した電流制御により電力制御するので、入力回路１_-1が終端抵抗と見られるように制御でき、入力回路１_-1に接続する入力スイッチＳＷ₁の仕様を変更しないので、耐ノイズ特性が悪化しない。

以上、入力回路１_-1の動作を説明したが、他の入力回路１_-2〜１_-nの動作も同様である。

入力回路１_-1の構成を、図２にもとづいて詳細に説明する。

入力回路１_-1は、電力変換手段３であるチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aと、信号結合手段４_-Aから構成される。

チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aは、コイル４１、スイッチング素子４３、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５、電流変化低減用コンデンサ５１、電流検出器４６、電流指令発生器４７、電流制御器４８、ＰＷＭ制御部４９、駆動回路５０から構成される。

スイッチング素子４３は、例えば、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）であり、入力回路１_-1に供給される直流電圧をパルス電圧に変換するためのスイッチング素子である。

電流検出器４６は、外部直流電源２から入力スイッチＳＷ₁ を経てチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aのコイルに流入する電流Ｉ_Cを検出し、電流検出信号Ｉ_C ^*として電流制御器４８に出力する。例えば、０．０１Ωなる抵抗を配線上に配置し、抵抗の両端の電圧を計測した後、この電圧と抵抗の値から電流を演算処理する。

電流指令発生器４７は、入力電流指令信号Ｉ^* を発生する発生器であり、入力回路１_-1の入力インピーダンスＲ_INが一定となるように、入力回路１_-1の入力電圧Ｖ_INとすると、入力電圧Ｖ_INを入力インピーダンスＲ_INの逆数を乗算し得られた入力電流指令信号Ｉ^*を電流制御器４８に出力する。

電流制御器４８は、入力電流指令信号Ｉ^* および電流検出信号Ｉ_C ^*を入力し、入力電流指令信号Ｉ^* から電流検出信号Ｉ_C ^*を減算し、得られた電流偏差信号ε_I をＰＷＭ制御部４９に出力する。

ＰＷＭ制御部４９は、パルス幅変調制御部であり、制御信号として電流偏差信号ε_I を入力し、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号（以下、ＰＷＭ信号という）を発生し、駆動回路５０に出力する。

駆動回路５０は、スイッチング素子４３をスイッチング駆動する回路であり、ＰＷＭ信号でスイッチング素子４３をオン／オフ制御する。

一方、信号結合手段４_-Aは、入力スイッチＳＷ₁ によるオン／オフ信号を入力とし、この入力信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号をＰＬＣ３０に出力する手段であり、フォトカプラＰＣと、限流抵抗５から構成される。

フォトカプラＰＣは、発光素子（例えば、発光ダイオード）および受光素子（例えば、フォトトランジスタ）から構成され、発光素子と受光素子とを光によって結合し、１次側と２次側を電気的に絶縁したものである。

限流抵抗５は、発光素子と直列に接続され、入力スイッチＳＷ₁ がオン時に、発光ダイオードを発光させるために必要な電流を制御する。例えば、外部直流電源２の直流電圧が２４Ｖとすると、フォトカプラＰＣの発光ダイオードに流す電流Ｉ_Bを２ｍＡとすれば、限流抵抗５は約１１．４ｋΩとなる。ここで、発光ダイオードの順方向の電圧降下Ｖ_F は１．２Ｖとする。

なお、図２において、ＣＯＭはグランド（接地）を意味している。図から明らかなように、信号結合手段４_-Aでは、これらＣＯＭは電気的に絶縁されている。

次に、図２の入力回路１_-1の動作を、詳細に説明する。

入力スイッチＳＷ₁ がオンすると、外部直流電源２がチョッパ型コンバータ３_-Aに第１の電力Ｗ₁ を供給する。第１の電力Ｗ₁ がチョッパ型コンバータ３_-Aの入力部Ｓ点において２分岐される。一方の第２の電力Ｗ₂が信号結合手段４_-AのフォトカプラＰＣに供給され、他の電力すなわち第１の電力Ｗ₁ から第２の電力Ｗ₂を差引いた差電力Ｗ₃ を、外部直流電源２に帰還する。

この場合のチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aの動作を説明する。ＰＷＭ制御部４９からのＰＷＭ信号によりスイッチング素子４３がオンすると、外部直流電源２、コイル４１、スイッチング素子４３、コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。つまり、スイッチング素子４３をオンしているときに、コイル４１に電磁エネルギーが蓄えられる。いまスイッチング素子４３の抵抗が０Ωとすると、入力回路１_-1上Ｒ点の出力電圧Ｖ_OUT はゼロボルトになるので、整流用ダイオード４４はオフとなる。

一方、スイッチング素子４３がオフすると、コイル４１に逆起電力が発生し極性が反転してコイル４１に蓄積された電磁エネルギーが放出される。つまり、スイッチング素子４３がオフの期間では、入力回路１_-1の入力電圧Ｖ_INとコイル４１が出す電圧とが加わって、入力回路１_-1上のＲ点に出力電圧Ｖ_OUT が出力される。

スイッチング素子４３がオフのとき、コイル４１の両端の電圧Ｖ_L とすると、Ｖ_OUT は次式で表される。

Ｖ_OUT ＝Ｖ_IN＋Ｖ_L
これにより入力回路１_-1上のＲ点の出力電圧Ｖ_OUT は入力電圧Ｖ_INに比べてＶ_L だけ高い電圧となる。このとき整流用ダイオード４４はオンする。したがって、外部直流電源２、コイル４１、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５，コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。

入力スイッチＳＷ₁ がオンされているときに、スイッチング素子４３のオン／オフが繰り返され、平滑用コンデンサ４５には、入力電圧Ｖ_INより大きい出力電圧が供給される。

図５は、入力回路１_-1における入力電圧Ｖ_IN、スイッチング信号のタイミング、コイル両端電圧Ｖ_L 、電流Ｉ_C 、Ｒ点出力電圧Ｖ_OUT、フォトカプラの入力電圧Ｖ_PCと時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図５（Ａ）では入力電圧Ｖ_IN、図５（Ｂ）ではスイッチング素子４３へのスイッチング信号のタイミング、図５（Ｃ）ではコイル４１の両端における電圧Ｖ_L、図５（Ｄ）では入力回路１_-1の電流Ｉ_C 、図５（Ｅ）ではＲ点における出力電圧Ｖ_OUT 、図５（Ｆ）ではフォトカプラＰＣの入力電圧Ｖ_PCを示し、横軸は、経過時間を示す。

図５（Ａ）に示すように入力スイッチＳＷ₁ がオンすると、入力電圧Ｖ_INが入力回路１_-1上Ｓ点に印加される。仮に電流偏差信号ε_Iが限りなくゼロのとき、デューティ２．５：９７．５（オン期間２．５％、オフ期間９７．５％）とすると、ＰＷＭ制御部４９により出力される電流偏差信号ε_Iに対応したスイッチング信号（ＰＷＭ信号）のタイミングは、図５（Ｂ）に示すようになる。

このスイッチング信号により、スイッチング素子４３がオン／オフされ、図５（Ｃ）に示すように、コイル４１両端にパルス状の電圧Ｖ_L が発生する。プラス側がマイナス側より振幅が低いのは、整流用ダイオード４４の順方向電圧降下を０．６Ｖとしたためである。コイル４１両端に発生する電圧Ｖ_Lの変化により、図５（Ｄ）に示すように、脈流分を有する電流Ｉ_C が流れる。図５（Ｅ）に示すように、入力回路１_-1におけるＲ点の出力電圧は、図５（Ａ）の電圧Ｖ_INと図５（Ｃ）の電圧Ｖ_Lとを加算した電圧となる。さらに、この出力電圧Ｖ_OUT が整流用ダイオード４４を通って平滑用コンデンサ４５により平滑されて、直流の出力電圧となる。

ところで、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aから出力される差電力Ｗ₃ に相当する電流の変化の一例として、いま、スイッチング素子４３がオンし、入力電圧Ｖ_IN＝２４Ｖ、入力電流Ｉ_A＝２６ｍＡ、フォトカプラＰＣのダイオードを流れる電流Ｉ_B ＝２ｍＡとすると、Ｉ_A からＩ_B を減算した差電流Ｉ_Cは２４ｍＡであり、コイル４１の両端の電圧Ｖ_L は２４Ｖとなる。

一方、コイル４１のインダクタンスＬ＝２００μＨとすると、コイル４１における単位時間当たりの電流変化ΔＩは、レンツの法則により１．２×１０⁵ Ａ／秒となる。このときＰＷＭ制御部４９により出力されるスイッチングパルス信号（ＰＷＭ信号）の周波数Ｆが５００ｋＨｚ、スイッチング素子４３のオン期間とオフ期間の比２．５／９７．５とすると、スイッチング信号の周期Ｔ＝２×１０^-6秒、オン期間の時間Ｔ１＝Ｔ／４０秒、したがって、オン期間における電流変化ΔＩ_T1＝ΔＩ×Ｔ１＝６ｍＡとなる。入力回路１_-1のコンデンサ５１は、入力電流Ｉ_Aの電流変化ΔＩ_T1を低減するために使用し、さらに、入力スイッチＳＷ₁ のオン／オフ動作によるフォトカプラＰＣへのオン／オフ信号の周波数よりＰＷＭ信号のスイッチング周波数を十分に高く選ぶと、コンデンサ５１の容量が小さくなり、その結果、入力回路１_-1の周波数特性が向上する。よって、入力回路１_-1におけるＲ点の出力電圧Ｖ_OUTは２４．６Ｖとなる。その結果、平滑用コンデンサ４５で平滑された直流電圧は、入力電圧Ｖ_IN＝２４Ｖよりも大きくなる。したがって、電力Ｗ₃を外部直流電源に帰還させることが可能となる。

入力回路の他の例の構成および動作を、図３にもとづいて詳細に説明する。図３において、図２と同一の要素には同一の符号を付して示している。

まず、構成について説明する。入力回路１_-1は、電力変換手段であるチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Bと、信号結合手段４_-Aであるフォトカプラから構成される。すなわち、チャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Bは、電流検出器４６、電流指令発生器４７、電流制御器４８、パルス周波数制御発振回路６１、スイッチ制御部６２、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチ６４（ＳＷ_C1〜ＳＷ_C4）、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５から構成される。チャージポンプ用コンデンサ６３は、例えば、セラミックコンデンサであり、チャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータの昇圧作用を行うために必要なコンデンサである。信号結合手段４_-Aは、図２の信号結合手段と同じである。

パルス周波数制御発振回路６１は、パルス幅を一定としパルス周波数を電流偏差信号ε_I に比例させたパルス信号を発生する。すなわち、電流制御器４８からの電流偏差信号ε_I に従って、パルス幅が一定の搬送波のパルス周波数を変調させる回路である。例えば、電流偏差信号ε_Iの振幅が大きいときは周波数を高く、逆に電流偏差信号ε_I の振幅が小さいときは、周波数を低く変調する。

コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C1〜ＳＷ_C4は、例えば、スイッチング用トランジスタであり、チャージポンプ用コンデンサ６３を充電または放電するための電気的切替えスイッチである。

スイッチ制御部６２は、パルス周波数制御発振回路６１から出力するパルス信号を入力とし、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C1〜ＳＷ_C4の組み合わせを替えるようにしたスイッチ指令信号を出力する。具体的には、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C1〜ＳＷ_C4が、ＳＷ_C1とＳＷ_C3、ＳＷ_C2とＳＷ_C4のような２つの組み合わせとなるようにする。例えば、スイッチ制御部６２によりスイッチ指令信号がオンしたとき、ＳＷ_C2とＳＷ_C4がオンするように、一方、スイッチ指令信号がオフしたときには、ＳＷ_C1とＳＷ_C3がオンするように制御する。

次に、図３の入力回路１_-1の動作を説明する。図２と同様に、外部直流電源２から供給される第１の電力Ｗ₁ は、入力回路１_-1上の点Ｓにおいてチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-B側の第３の電力Ｗ₃と信号結合手段４_-A側の第２の電力Ｗ₂ （＝Ｗ₁ −Ｗ₃ ）とに分岐供給される。

スイッチ制御部６２から出力されるスイッチ指令信号がオンすると、コンデンサ切替えスイッチ６４のうちＳＷ_C2とＳＷ_C4がオンし、ＳＷ_C1とＳＷ_C3がオフする。これにより、外部直流電源２、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C2、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C4、コモン配線よりなるループを経て電流が流れる。そうするとチャージポンプ用コンデンサ６３に電荷が蓄積する。次に、スイッチ指令信号がオフすると、コンデンサ切替えスイッチ６４のうち、ＳＷ_C1とＳＷ_C3がオンし、ＳＷ_C2とＳＷ_C4がオフする。これにより、外部直流電源２、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C3、チャージポンプ用コンデンサ６３、コンデンサ切替えスイッチＳＷ_C1、整流用ダイオード４４、平滑用コンデンサ４５、コモン配線よりなるループを経て電流が流れ、コンデンサ６３が放電する。これにより入力回路１_-1上のＲ点における出力電圧Ｖ_OUT は、入力電圧Ｖ_INの最大２倍まで昇圧できる。

この出力電圧Ｖ_OUT は、ダイオード４４およびコンデンサ４５で平滑されて、直流電圧を発生する。この直流電圧は、入力電圧Ｖ_INより大きい。

したがって、電力変換手段３_-Bによって出力電圧Ｖ_OUT にもとづく電力を外部直流電源２に帰還することができる。したがって、この場合についても入力回路全体で消費電力の低減化が図ることができ、かつ、配線における耐ノイズ特性の向上も図ることができる。

図６は、入力回路１_-1における入力電圧Ｖ_IN、スイッチ指令信号のタイミング、コンデンサ電流Ｉ_D 、電流I_C 、Ｒ点出力電圧Ｖ_OUT、フォトカプラの入力電圧Ｖ_PCと時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図６（Ａ）では入力電圧Ｖ_IN、図６（Ｂ）ではスイッチ制御部６２からのスイッチ指令信号のタイミング、図６（Ｃ）ではチャージポンプ用コンデンサ６３に流れる電流Ｉ_D、図６（Ｄ）では入力回路１_-1の電流I_C 、図６（Ｅ）ではＲ点における出力電圧Ｖ_OUT 、図６（Ｆ）ではフォトカプラＰＣの入力電圧Ｖ_PCを示し、横軸は、経過時間を示す。

図６（Ａ）に示すように、入力スイッチＳＷ₁ がオンすると、入力電圧Ｖ_INが入力回路１_-1上のＳ点に印加される。仮に電流偏差信号ε_I がゼロのときデューティ５０％とし、パルス周波数制御発振回路６１により電流偏差信号ε_Iに対応したスイッチ指令信号のタイミングは、図６（Ｂ）に示すようになる。

このスイッチ指令信号により、スイッチＳＷ_C1〜ＳＷ_C4がオン／オフされ、図６（Ｃ）に示すように、チャージポンプ用コンデンサ６３に対し充・放電作用を行わせた結果、コンデンサに流れる電流を示す。図６（Ｄ）は、脈流分を含む電流Ｉ_C を示す。図６（Ｅ）に示すように、スイッチ指令信号がオンのとき入力回路１_-1上Ｒ点の出力電圧Ｖ_OUT はゼロボルトとなる。

入力回路のさらに他の例の構成および動作を、図４にもとづいて詳細に説明する。図４において、図２と同一の要素には、同一の符号を付して示している。この場合、電流検出器４６への電流検出信号Ｉ_C は入力電流Ｉ_A と同一である。

まず、構成について説明する。入力回路１_-1は、チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-Aと、信号結合手段４_-Bであるトランス４２から構成されている。トランス４２は、１次側コイル４２_P 、２次側コイル４２_S から構成される。すなわち、図４は信号結合手段がトランス４２である点において図２と異なる。

次に、図４の入力回路１_-1の動作を説明する。基本的な動作について前記チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータ３_-AとフォトカプラＰＣとの組み合わせの入力回路と同様であるので、フォトカプラに代わる信号結合手段の動作についてのみ説明する。スイッチング素子４３がオン／オフ動作することによって、コイル４２の１次側コイル４２_P の両端に電圧が発生する。この電圧が発生すると、２次側コイル４２_Sにも電圧が発生する。何故ならば、スイッチング素子４３のオン／オフ信号によってトランスの１次側コイル４２_P に流れる電流が時間の経過に伴って変化し、１次側コイル４２_Pに逆起電力を発生し、この逆起電力が、トランス４２の電磁誘導作用によって２次側コイル４２_S に新たな電圧を誘起するからである。スイッチング素子４３のオン／オフに応じてトランスの２次側に誘起される電圧は脈流分を含んでいるので、例えば、コンデンサを使用した平滑回路と、平滑回路の出力電圧と基準電圧とを比較し、前記出力電圧が前記基準信号より大きいときＨＩＧＨ信号、出力電圧が基準信号より小さいときＬＯＷ信号を出力するコンパレータとを使用することによって、入力スイッチのオン／オフに応じて、電気的に絶縁されたオン／オフ信号をＰＬＣ回路３０に出力することができる。

図７は、入力回路１_-1における入力電圧Ｖ_IN、スイッチング信号のタイミング、トランス１次側電圧Ｖ_LP、トランス２次側電圧Ｖ_LS、電流Ｉ_C 、Ｒ点における出力電圧Ｖ_OUT と時間との関係を示す図である。ここで、縦軸は、図７（Ａ）では入力電圧Ｖ_IN、図７（Ｂ）ではスイッチング素子４３へのスイッチング信号のタイミング、図７（Ｃ）ではトランス４２の１次側電圧Ｖ_LP、図７（Ｄ）ではトランス４２の２次側電圧Ｖ_LS、図７（Ｅ）では電流Ｉ_C、図７（Ｆ）ではＲ点における出力電圧Ｖ_OUT を示し、横軸は、経過時間を示す。

図７（Ｄ）に示すトランス２次側電圧Ｖ_LSにもとづいて、入力スイッチＳＷ₁ のオン／オフ信号に応じた電気的に絶縁されたオン／オフ信号が得られる。

図８は、本発明の入力回路をバスパワーシステムに適用した構成を示す図である。ここに、バスパワーとは、通常、DeviceNET、ＵＳＢ等のようなケーブルから供給された電源を使用し、周辺機器を動作させる方式をいう。

従来、ＰＬＣ（プログラマブルコントローラ）を複数個の入力スイッチの入力回路群から遠くに離して被制御装置を制御する場合、入力スイッチに接続した入力回路の電源をケーブルから供給できるようにするバスパワーを使用したリモートＩ／Ｏを使用することがある。

しかし、上記の場合、安全に送れる電圧で長距離伝送しようとすると、ケーブルの太さなどの制約により供給できる電力に制限が発生する。このように限られた電力で動作しなければならない入力回路において、低消費電力化を行おうとすると、入力インターフェースの仕様を一般的なものにできなかったり、入力回路の接続台数が制限されたりする。例えば、ケーブルに安全に送れる電圧は直流電圧５０Ｖ以下、距離は５００メートル以下、電流値は４Ａ以下であると、ケーブルに流せる許容電力は２００ワット以下となる。入力スイッチＳＷ１個当たりの入力回路（低消費電力化されていない場合）の消費電力が１ワットであるとすると、ケーブルに２００個の入力回路（または入力スイッチ）しか接続できないという問題が生じる虞がある。

そこで、本発明の入力回路をバスパワーシステムに適用することにより、すなわち、低消費電力化したプログラマブルコントローラの入力回路を、バスパワーシステムに適用することにより、バスに必要な電源を減少でき、長距離伝送が安全に行うことができ、入力回路の接続台数またはＩ／Ｏ点数も増大できる。何故ならば、ケーブルの許容電力を一定とし、許容電力内で電源を供給したとき、入力回路の接続台数が、入力回路が低消費電力化されていない場合に比べて、増大できる、例えば、入力スイッチＳＷ１個当たりの入力回路の消費電力が０．２ワットとすると、ケーブルに１０００個の入力回路（または入力スイッチ）が接続できるからである。逆に、入力回路の接続台数が一定とすると、ケーブルに供給する必要な電力も低減できケーブルの太さをより細くできる可能性がある。

以下、バスパワーシステムについて詳細に説明する。

まず、図８にもとづいてバスパワーシステム７０の構成を説明する。図８において、図１と同一の機能である要素には同一の符号を付して示す。

バスパワーシステム７０は、外部直流電源２、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n 、入力回路群１、リモートＩ／Ｏ回路７１、ＰＬＣ７２、ケーブル７３から構成される。ここで、ＰＬＣ７２は、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａとＣＰＵ７２ｂからなる。ケーブル７３は、電源用２線７３ａ、信号用２線７３ｂ、シールド線（図示せず）からなる一体型で構成される。

外部直流電源２は、配置が図１の場合と異なり、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n および入力回路群１から物理的に遠くに離し、ＰＬＣ７２の近傍に配置される。外部直流電源２から各入力回路に電源を分配する場合、各電源系を互いに絶縁する手段、例えば、各回路電源系の入り口にＤＣ／ＤＣ変換器（図示せず）を採用するのが望ましい。

リモートＩ／Ｏ回路７１は、通信用回路であり、入力回路群１より出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を、ケーブル７３を経て、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａに送出する。

リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａは、インターフェース回路からなる通信用回路であり、通信用２線７３ｂを経由したシリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を入力とし、パラレルなディジタル信号をＣＰＵ７２ｂに出力する。

ＣＰＵ７２ｂは、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路７２ａが出力するパラレルなディジタル信号にもとづいて演算処理し、被制御装置（図示せず）を制御する中央処理装置である。

次に、図８に示したバスパワーシステムの概略動作を説明する。

入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n がオンしたとき、外部直流電源２が出力する第１の電力から、電力変換手段３から信号結合手段４に供給する第２の電力を差引いた差電力を、電力変換手段３によって、電力ケーブル７３を経て外部直流電源２に帰還する。

同時に、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n のオンオフ動作に応じ、各信号結合手段４からパラレルなディジタル信号を出力する。

入力回路群１の各信号結合手段４から出力するパラレルなディジタル信号がリモートＩ／Ｏ回路７１に入力する。

リモートＩ／Ｏ回路７１によって、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７４にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号をＰ／Ｓ信号変換部７５にてシリアルなディジタル信号に変換する。そのシリアルなディジタル信号をリモートＩ／Ｏ信号として、通信用２線７３ｂを経由し、リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａに送出する。

リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａは、送られてきたシリアルなディジタル信号をＳ／Ｐ信号変換器７６にてパラレルなディジタル信号に変換し、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７７にて保持し、ＣＰＵ７２ｂに出力する。

ＣＰＵ２ｂによって、そのパラレルなディジタル信号に応じ演算処理し、被制御装置を制御する。

図９は、本発明の入力回路をリモートＩ／Ｏを使用した省配線システムへ適用した構成を示す図である。

従来、入力スイッチの接続点数と、入力回路群１とＰＬＣとの間を結ぶケーブルの本数は、ほぼ同数である。しかし、入力スイッチの接続点数が多くなると、入力回路群１とＰＬＣとの間のケーブルが複雑になり、また、入力回路の接続台数の増加によりＩ／Ｏ点数が増えると、通常、ケーブルを増加せざるを得なくなり、システムの柔軟性が損なわれるという問題が生じる虞がある。

そこで、本発明の入力回路を省配線システムに適用することにより、入力回路群とＰＬＣ間の配線が単純になり、ＰＬＣの入力回路の低消費電力化およびシステムの柔軟性が保証できる。

以下、省配線システムについて詳細に説明する。図９は、省配電システム８０の構成を示す。図９において、図１と同一の機能である要素については同一の符号を付して示す。

図９の省配電システム８０は、基本的に図８におけるリモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）７２ａとＣＰＵ７２ｂを分離した構成とみなすことができる。

省配線システム８０は、外部直流電源２、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n 、入力回路群１、リモートＩ／Ｏ回路８１、リモートＩ／Ｏ出力回路８２、ＰＬＣ８３、ケーブル７３から構成される。ここで、リモートＩ／Ｏ出力回路８２は、リモートＩ／Ｏ回路８２ａと出力回路８２ｂからなり、ＰＬＣ８３は、入力回路８３ａ、ＣＰＵ８３ｂから構成される。

外部直流電源２は、配置が図８の場合と同等である。すなわち、外部直流電源２は、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n および入力回路群１から物理的に離れ、ＰＬＣ８３の近傍に配置する。外部直流電源２から各入力回路に電源を分配する場合、各電源系を互いに絶縁する手段例えば、各回路の電源系の入り口にＤＣ／ＤＣ変換器（図示せず）を採用するのが望ましい。

リモートＩ／Ｏ回路８１は、通信用回路であり、入力回路群１より出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号を、通信用２線７３ｂを経由して、リモートＩ／Ｏ回路８２ａに送出する。

リモートＩ／Ｏ回路８２ａでは、リモートＩ／Ｏ信号を入力とし、パラレルなディジタル信号を出力回路８２ｂに出力する。

出力回路８２ｂは、リモートＩ／Ｏ回路８２ａより出力するパラレルなディジタル信号を入力とし、パラレルなディジタル信号を、配線８４を経由して、入力回路８３ａに出力する。

入力回路８３ａは、配線８４を経由し順次変換したパラレルなディジタル信号を入力とし、パラレルなディジタル信号をＣＰＵ８３ｂに出力する。

ＣＰＵ８３ｂは、入力回路８３ａから出力するパラレルなディジタル信号に応じ演算処理し、被制御装置を制御する中央処理装置である。

次に、省配線システムの概略動作を説明する。

入力スイッチＳＷ１〜ＳＷｎがオンしたとき、外部直流電源２が出力する第１の電力から、電力変換手段３から信号結合手段４に供給する第２の電力を、差引いた差電力を電力変換手段３によって外部直流電源２に帰還する。

同時に、入力スイッチＳＷ₁ 〜ＳＷ_n のオン／オフ動作に応じ、各信号結合手段４からパラレルなディジタル信号を出力する。

そのパラレルなディジタル信号がリモートＩ／Ｏ回路８１に入力される。

リモート回路Ｉ／Ｏ８１では、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７４にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号をＰ／Ｓ信号変換部７５にてシリアルなディジタル信号に変換する。そのシリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号として、通信用２線７３ｂを経由しリモートＩ／Ｏ回路８２ａに送出する。

リモートＩ／Ｏ回路８２ａでは、シリアルなディジタル信号であるリモートＩ／Ｏ信号をＳ／Ｐ信号変換部７６にてパラレルなディジタル信号に変換し、そのパラレルなディジタル信号を入力データ保持部７７にてデータ保持し、出力回路８２ｂに出力する。

出力回路８２ｂでは、パラレルなディジタル信号を入力データ保持部（図示せず）にてデータ保持し、その保持したパラレルなディジタル信号を、配線８４を経て入力回路８３ａに出力する。

入力回路８３ａでは、パラレルなディジタル信号を入力とし、ＣＰＵ８３ｂにパラレルなディジタル信号を出力する。

ＣＰＵ８３ｂによって、入力回路８３ａから出力するパラレルなディジタル信号に応じて演算処理し被制御装置を制御する。

図９に示す実施例は、入力スイッチの点数が多いときケーブルスペースの点について特に有効である。何故ならば、リモートＩ／Ｏを使用しない場合、通常、ケーブル７３ｂが入力スイッチＳＷとほぼ同数となる。例えば、入力スイッチＳＷの点数が２５６個だとすると、ケーブル本数はおよそ２５６線となる。

一方、入力回路とＰＬＣの間をリモートＩ／Ｏシステム等で接続すると、例えば、１個のリモートＩ／Ｏに入力信号が１６点、かつ、１６台接続可能とすれば、２５６点の信号が接続できる。言い換えると、２５６点の信号を１個のリモートＩ／Ｏで通信用２線により送受信できるからである。

図９に示す実施例は、本発明の入力回路を、ＰＬＣ８３を有する省配線システム８０に適用した例であるが、ＰＬＣ８３の代わりに他の制御機器、例えば、インバータ装置にも適用できる。

更に、上記実施例の変形例として、例えば、本発明をバスパワーによらないリモートＩ／Ｏに適用することが考えられる。すなわち、図８および９の外部直流電源２が、入力スイッチの近傍に移行した場合、および外部直流電源２がＰＬＣの近傍に配置されているが、電源系ケーブルが通信用ケーブルから全く独立した場合についても、本発明の要素を包含し、本発明の特徴であるプログラマブルコントローラの入力回路全体で低消費電力化ができ、かつ、入力回路の配線における耐ノイズ特性の向上を図ることができる。

本発明の入力回路の概略構成を示す図である。 チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータとフォトカプラの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。 チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータとフォトカプラの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。 チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとトランスの組み合わせよりなる入力回路を示す図である。 チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータとフォトカプラを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチング信号のタイミング、コイル両端の電圧、電流、Ｒ点出力電圧およびフォトカプラ入力電圧と時間との関係を示す図である。 チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータとフォトカプラを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチング信号のタイミング、コンデンサ電流、電流およびＲ点出力電圧およびフォトカプラ入力電圧と時間との関係を示す図である。 チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータとトランスを組み合わせた入力回路における入力電圧、スイッチ指令信号のタイミング、コイル１次側電圧、コイル２次側電圧、電流およびＲ点出力電圧と時間との関係を示す図である。 本発明の入力回路を適用したバスパワーシステムの構成を示す図である。 本発明の入力回路を適用した省配電システムの構成を示す図である。 従来技術における入力回路を示す図である。

符号の説明

１ 入力回路群
１_-1〜１_-n 入力回路
２ 外部直流電源
３ 電力変換手段
３_-A チョッパ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
３_-B チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータ
４ 信号結合手段
４_-A フォトカプラタイプの信号結合手段
４_-B トランスタイプの信号結合手段
５ 限流抵抗
２０ 絶縁型コンバータ
３０ ロジック回路（ＰＬＣの演算回路）
４１ コイル
４２ トランス
４２ｐ １次側コイル
４２ｓ ２次側コイル
４３ スイッチング素子
４４ 整流用ダイオード
４５ 平滑用コンデンサ
４６ 電流検出器
４７ 電流指令発生器
４８ 電流制御器
４９ ＰＷＭ制御部
５０ 駆動回路
５１ 電流変化低減用コンデンサ
６１ パルス周波数制御発振回路
６２ スイッチ制御部
６３ チャージポンプ用コンデンサ
６４ コンデンサ切替え用スイッチ
７０ バスパワーシステム
７１，８１，８２ａ リモートＩ／Ｏ回路
７２，８３ ＰＬＣ
７２ａ リモートＩ／Ｏインタフェース（ＩＦ）回路
７２ｂ，８３ｂ ＣＰＵ
７３ ケーブル
７３ａ 電源用２線
７３ｂ 信号用２線
８０ 省配電システム
８２ リモートＩ／Ｏ出力回路
８２ｂ 出力回路
８３ａ 入力回路
Ｉ_A 入力電流
Ｉ_B フォトカプラの発光ダイオードに流れる電流
Ｉ_C 電流
Ｉ_C ^* 電流検出信号
Ｉ^* 入力電流指令信号
ε_I 電流偏差信号
ＰＣ フォトカプラ
Ｑ１ スイッチング素子（トランジスタ）
Ｒ_IN 入力抵抗
ＳＷ₁ 〜ＳＷ_n 入力スイッチ（接点）
Ｖ_IN 外部入力電圧
Ｖ_OUT 整流用ダイオードのアノード端子直前の電圧
Ｗ₁ 入力電力
Ｗ₂ 電力変換手段から信号結合手段に供給する電力
Ｗ₃ Ｗ₁ からＷ₂ を減算した電力

Claims (6)

1. 外部直流電源に接続されたｎ個（ｎは、１以上の整数）の入力スイッチと、制御機器との間に設けられ、前記各入力スイッチに接続された前記制御機器の入力回路において、
   前記入力スイッチに接続された電力変換手段と、
   前記電力変換手段から電力が供給され、前記入力スイッチのオン／オフ動作にもとづくオン／オフ信号と電気的に絶縁されたオン／オフ信号を、前記制御機器に出力する信号結合手段とを備え、
   前記入力スイッチがオンしたとき前記外部直流電源が出力する第１の電力から、前記電力変換手段から前記信号結合手段に供給する第２の電力を、差引いた差電力を前記電力変換手段によって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする制御機器の入力回路。
2. 前記第１の電力が、前記入力回路の入力インピーダンスが一定となるように前記入力回路の入力電圧に比例した電流制御により電力制御することを特徴とする請求項１記載の制御機器の入力回路。
3. 前記電力変換手段は、前記入力電圧に比べて高い出力電圧を出力するＤＣ／ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項２記載の制御機器の入力回路。
4. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、チョッパ型またはチャージポンプ型ＤＣ／ＤＣコンバータからなることを特徴とする請求項３記載の制御機器の入力回路。
5. 前記信号結合手段が、フォトカプラからなることを特徴とする請求項４記載の制御機器の入力回路。
6. 前記電力変換手段は、前記入力電圧より高い出力電圧を出力するチョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータであり、かつ、信号結合手段は、１次側コイルと２次側コイルを有するトランスからなり、
   前記１次側コイルを前記コンバータのコイルと兼用とし、前記第１の電力を前記１次側コイルに供給し、前記第２の電力を前記２次側コイルに供給し前記第１の電力と前記第２の電力の差電力を前記チョッパ型ＤＣ／ＤＣコンバータによって前記外部直流電源に帰還するように電力制御することを特徴とする請求項２記載の制御機器の入力回路。

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