JP2005129815A - Charge pump circuit - Google Patents
Charge pump circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP2005129815A JP2005129815A JP2003365439A JP2003365439A JP2005129815A JP 2005129815 A JP2005129815 A JP 2005129815A JP 2003365439 A JP2003365439 A JP 2003365439A JP 2003365439 A JP2003365439 A JP 2003365439A JP 2005129815 A JP2005129815 A JP 2005129815A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- capacitor
- power supply
- charge pump
- switch element
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
Description
本発明は、単一供給電源から、電源電圧の2倍の正電圧と電源電圧の2倍の負電圧を得ることができるチャージポンプ回路に関する。 The present invention relates to a charge pump circuit capable of obtaining a positive voltage twice as large as a power supply voltage and a negative voltage twice as large as a power supply voltage from a single power supply.
単一供給電源から、電源電圧の2倍の正電圧と電源電圧の2倍の負電圧を得ることができるチャージポンプ回路が使用されている(例えば、特許文献1を参照。)。以下、特許文献1を参考にして、従来のチャージポンプ回路100について図6を参照して説明する。チャージポンプ回路100は、正電圧生成回路110と負電圧生成回路120とを有している。電源VDDを入力端子1と接地端子2間に接続して電源電圧VDDを供給することにより、正電圧生成回路110で電源電圧VDDの2倍の正電圧+2VDDが生成され、この正電圧+2VDDが負電圧生成回路120に供給され、負電圧生成回路120で電源電圧VDDの2倍の負電圧−2VDDが生成される。そして、正極出力端子3と接地端子2間に正電圧+2VDDが出力され、負極出力端子4と接地端子2間に負電圧−2VDDが出力される。
A charge pump circuit that can obtain a positive voltage that is twice the power supply voltage and a negative voltage that is twice the power supply voltage from a single power supply is used (see, for example, Patent Document 1). Hereinafter, a conventional
正電圧生成回路110において、S11〜S14はスイッチ、C11,C12はコンデンサである。先ず、電源電圧VDDが入力端子1に供給され、スイッチS11,S12がオン制御、およびスイッチS13,S14がオフ制御されたとき、コンデンサC11が充電される。次に、スイッチS11,S12がオフ制御、およびスイッチS13,S14がオン制御されたとき、コンデンサC11は放電し、コンデンサC11に充電された電圧に電源電圧VDDが重畳された電圧でコンデンサC12が充電される。以下、スイッチS11,S12とS13,S14を交互に切替えることにより、コンデンサC12に電荷が蓄積され、正電圧生成回路110から負電圧生成回路120および正極出力端子3に電源電圧VDDの2倍の正電圧+2VDDが出力される。
In the positive
負電圧生成回路120において、S21〜S24はスイッチ、C21,C22はコンデンサである。先ず、正電圧生成回路110から正電圧+2VDDが供給され、スイッチS21,S22がオン制御、およびスイッチS23,S24がオフ制御されたとき、コンデンサC21が充電される。次に、スイッチS21,S22がオフ制御、およびスイッチS23,S24がオン制御されたとき、コンデンサC21に充電された電荷が放電してコンデンサC22が充電される。以下、スイッチS21,S22とS23,S24を交互に切替えることにより、コンデンサC22に電荷が蓄積され、負電圧生成回路120から負極出力端子4に電源電圧VDDの2倍の負電圧−2VDDが出力される。
In the negative
上記のチャージポンプ回路100のスイッチS11〜S14およびS21〜S24をMOSトランジスタで構成した例を図7に示す。図において、T11,T13,T14,T21はそれぞれスイッチS11,S13,S14,S21としてのエンハンスメント型PチャネルMOSトランジスタ、T12,T22〜T24はスイッチS12,S22〜S24としてのエンハンスメント型NチャネルMOSトランジスタである。従って、正電圧生成回路110においては、MOSトランジスタT11,T12がオン制御、およびMOSトランジスタT13,T14がオフ制御されることにより電源電圧VDDによりコンデンサC11が充電される。また、MOSトランジスタT13,T14がオン制御、およびMOSトランジスタT11,T12がオフ制御されることによりコンデンサC11に充電された電荷が放電し、コンデンサC11に充電された電圧に電源電圧VDDが重畳された電圧でコンデンサC12が充電される。また、負電圧生成回路120においては、MOSトランジスタT21,T22がオン制御、およびMOSトランジスタT23,T24がオフ制御されることによりコンデンサC21が充電され、また、MOSトランジスタT23,T24がオン制御、およびMOSトランジスタT21,T22がオフ制御されることによりコンデンサC21に充電された電荷が放電してコンデンサC22に充電される。尚、後述するがMOSトランジスタT12,T22〜T24は、P型半導体基板をバックゲートとする構造で形成した場合を例としており、MOSトランジスタT12,T22〜T24のバックゲートは負極出力端子4に共通接続されている。また、入力端子1と正極出力端子3間には、静電気保護用ダイオードDiが接続されている。
FIG. 7 shows an example in which the switches S11 to S14 and S21 to S24 of the
次に、図7に示したチャージポンプ回路100の定常状態における動作について、電源電圧VDD=3vを入力端子1に供給して、正極出力端子3から電源電圧VDD=3vの2倍の正電圧+2VDD=6vが出力され、負極出力端子4から電源電圧VDD=3vの2倍の負電圧−2VDD=−6vが出力される場合を例に図8〜図10を参照して説明する。MOSトランジスタT11〜T14およびT21〜T24の各ゲートG11〜G14およびG21〜G24の電位Vg11〜Vg14およびVg21〜Vg24は、図8に示すように制御される。また、それにより、MOSトランジスタT11〜T14およびT21〜T24の各ゲート・ソース間電圧Vgs11〜Vgs14およびVgs21〜Vgs24(絶対値)およびゲート・バックゲート間電圧Vgb11〜Vgb14およびVgb21〜Vgb24(絶対値)は、図9および図10に示すようになる。チャージポンプ回路100の各MOSトランジスタT11〜T14およびT21〜T24には、図9および図10に示したように、最大で12vの電圧が印加されるため、各MOSトランジスタT11〜T14およびT21〜T24は、耐圧12v以上が必要で、例えば、耐圧7vの低圧トランジスタは用いることができず、例えば、耐圧42vの高圧トランジスタが用いられる。
Next, regarding the operation of the
先ず、時刻t1において、MOSトランジスタT11,T12,T21,T22がオン制御、およびMOSトランジスタT13,T14,T23,T24がオフ制御されている。 時刻t2になると、MOSトランジスタT11,T12,T21,T22がオフ制御され、時刻t2から時間Δt後に、MOSトランジスタT13,T14,T23,T24がオン制御される。時刻t3になると、MOSトランジスタT13,T14,T23,T24がオフ制御され、時刻t3から時間Δt後に、MOSトランジスタT11,T12,T21,T22がオン制御される。 First, at time t1, the MOS transistors T11, T12, T21, and T22 are on-controlled, and the MOS transistors T13, T14, T23, and T24 are off-controlled. At time t2, MOS transistors T11, T12, T21, and T22 are turned off, and after time Δt from time t2, MOS transistors T13, T14, T23, and T24 are turned on. At time t3, the MOS transistors T13, T14, T23, and T24 are turned off, and after the time Δt from time t3, the MOS transistors T11, T12, T21, and T22 are turned on.
以下、MOSトランジスタT11〜T14およびT21〜T24の各ゲートに上述の電位を繰り返して印加することにより、コンデンサC12,C22に電荷が蓄積され、正極出力端子3に電源電圧VDD=3vの2倍の正電圧+2VDD=6vが出力され、負極出力端子4に電源電圧VDD=3vの2倍の負電圧−2VDD=−6vが出力される。
Thereafter, by repeatedly applying the above-described potential to the gates of the MOS transistors T11 to T14 and T21 to T24, charges are accumulated in the capacitors C12 and C22, and the
上述の各スイッチが高圧トランジスタからなるMOSトランジスタで構成されたチャージポンプ回路100を半導体集積回路として構成した例を図11に示す。PチャネルMOSトランジスタT11,T13,T14,T21は、P型半導体基板11に形成された深いNウェル12上に高圧トランジスタとして形成されている。これに対して、NチャネルMOSトランジスタT12,T22〜T24は、P型半導体基板11上に高圧トランジスタとして形成されている。従って、MOSトランジスタT12,T22〜T24のバックゲートはP型半導体基板11となり、P型半導体基板11の電位は、電源電圧VDD=3vの2倍の負電圧−2VDD=−6vとなる最低電位としなければならない。また、静電保護用ダイオードDiは、P型半導体基板11に形成されたNウェル13上に形成されている。
ところで、上記の半導体集積化されたチャージポンプ回路100において、入力端子1に電源電圧VDDを印加した瞬間に静電気保護用ダイオードDiに順方向電流が流れ、正極出力端子3の電位がVDD方向に持ち上げられる。このとき、P型半導体基板11の電位はフローテイングのため、このダイオードDiとP型半導体基板11からなる寄生PNPトランジスタT1がオンし、P型半導体基板11の電位がVDD方向に持ち上げられる。この持ち上がりにより、静電気保護用ダイオードDiを形成しているNウェル13と、P型半導体基板11と、P型半導体基板11に形成された接地電位のN領域とからなる寄生NPNトランジスタT2がオンする。その結果、寄生トランジスタT1とT2とでサイリスタ動作になり入力端子1と接地端子2間に大電流が流れ、チャージポンプ回路100が起動しない。このチャージポンプ回路100を正常に起動させるためには、寄生トランジスタT1がオンしないように、入力端子1と正極出力端子3間に静電気保護用ダイオードDiの順方向電圧Vfより小さいVfを有するショットキーダイオードを接続しなければならない。そのため、ショットキーダイオードを接続すると、外付け部品が多くなり、実装面積が増大するなどの問題がある。また、半導体基板の電位がフローテイングになることによる基板電位の変動によりノイズが生じる虞がある。
本発明は、上記問題を解決するためになされたもので、半導体基板を負極出力端子の電位とせずに接地電位にできるチャージポンプ回路を提供することを目的とする。
In the semiconductor integrated
The present invention has been made to solve the above problem, and an object of the present invention is to provide a charge pump circuit capable of setting a semiconductor substrate to a ground potential without setting the potential of the negative electrode output terminal.
本発明のチャージポンプ回路は、電源電圧の2倍の正電圧が生成される正電圧生成回路と、電源電圧の2倍の負電圧が生成される負電圧生成回路とを、複数のスイッチ素子とコンデンサとで構成したチャージポンプ回路において、前記正電圧生成回路が、前記電源電圧の供給により前記正電圧を生成する第1昇圧部で構成され、前記負電圧生成回路が、前記電源電圧の供給により前記電源電圧と同圧の負電圧を生成する反転部と、反転部からの前記負電圧の供給により前記負電圧の2倍の負電圧を生成する第2昇圧部とで構成されたことを特徴とする。
上記のチャージポンプ回路において、前記第1昇圧部および第2昇圧部はそれぞれ、入力端と接地端間に直列接続された第1スイッチ素子、第1コンデンサおよび第2スイッチ素子と、入力端と第1コンデンサおよび第2スイッチ素子の直列接続点間に接続された第3スイッチ素子と、第1スイッチ素子および第1コンデンサの直列接続点と出力端間に接続された第4スイッチ素子と、出力端と接地端間に接続された第2コンデンサとを有し、前記反転部は、入力端と接地端間に直列接続された第1スイッチ素子、第1コンデンサおよび第2スイッチ素子と、第1スイッチ素子および第1コンデンサの直列接続点と接地端間に接続された第3スイッチ素子と、第1コンデンサおよび第2スイッチ素子の直列接続点と出力端間に接続された第4スイッチ素子と、出力端と接地端間に接続された第2コンデンサとを有することを特徴とする。
また、上記のチャージポンプ回路において、前記各スイッチ素子がMOSトランジスタからなることを特徴とする。
また、上記のチャージポンプ回路において、前記各MOSトランジスタが半導体基板に形成された2重ウェルをバックゲートとすることを特徴とする。
本手段によれば、チャージポンプ回路のスイッチ素子をMOSトランジスタで構成したとき、半導体基板に形成された2重ウェルをバックゲートとすることができるので、負極出力端子の電位を半導体基板の電位にする必要がなくなり、半導体基板は接地電位にできる。その結果、ショットキーダイオードを入力端子と正極出力端子間に接続しなくても、起動時の寄生トランジスタによるサイリスタ動作が生じなくなる。
A charge pump circuit according to the present invention includes a positive voltage generation circuit that generates a positive voltage that is twice the power supply voltage, and a negative voltage generation circuit that generates a negative voltage that is twice the power supply voltage, and a plurality of switch elements. In the charge pump circuit configured with a capacitor, the positive voltage generation circuit is configured with a first booster that generates the positive voltage by supplying the power supply voltage, and the negative voltage generation circuit is configured by supplying the power supply voltage. The inverter includes: an inverting unit that generates a negative voltage having the same voltage as the power supply voltage; and a second boosting unit that generates a negative voltage twice the negative voltage by supplying the negative voltage from the inverting unit. And
In the above charge pump circuit, each of the first booster and the second booster includes a first switch element, a first capacitor and a second switch element connected in series between the input terminal and the ground terminal, an input terminal, and a second switch element. A third switch element connected between the series connection points of one capacitor and the second switch element, a fourth switch element connected between the series connection point of the first switch element and the first capacitor and the output terminal, and an output terminal And a second capacitor connected between the ground terminal, and the inverting unit includes a first switch element, a first capacitor and a second switch element connected in series between the input terminal and the ground terminal, and a first switch. A third switch element connected between the series connection point of the element and the first capacitor and the ground terminal, and a fourth switch connected between the series connection point of the first capacitor and the second switch element and the output terminal. Characterized in that it has a switch element and a second capacitor connected between the output terminal and the ground terminal.
Further, in the above charge pump circuit, each of the switch elements is composed of a MOS transistor.
Further, in the above charge pump circuit, the double well formed in each semiconductor transistor on the semiconductor substrate is used as a back gate.
According to this means, when the switch element of the charge pump circuit is configured by a MOS transistor, the double well formed in the semiconductor substrate can be used as the back gate, so that the potential of the negative output terminal is set to the potential of the semiconductor substrate. Thus, the semiconductor substrate can be set to the ground potential. As a result, even if the Schottky diode is not connected between the input terminal and the positive output terminal, the thyristor operation due to the parasitic transistor at the start-up does not occur.
本発明によれば、半導体基板を負極出力端子の電位としなくてもよく、接地電位にできるため、ショットキーダイオードを接続する必要がなくなる。また、半導体基板の電位がフローテイングになることによる基板電位の変動によるノイズを低減できる。 According to the present invention, the semiconductor substrate does not have to be at the potential of the negative output terminal and can be set to the ground potential, so that it is not necessary to connect a Schottky diode. In addition, noise due to fluctuations in the substrate potential due to the floating potential of the semiconductor substrate can be reduced.
以下に、本発明の一実施形態のチャージポンプ回路200について図1を参照して説明する。チャージポンプ回路200は、正電圧生成回路210と負電圧生成回路220とを有している。電源VDDを入力端子1と接地端子2間に接続して電源電圧VDDを供給することにより、この電源電圧VDDが正電圧生成回路210および負電圧生成回路220に供給され、正電圧生成回路210で電源電圧VDDの2倍の正電圧+2VDDが生成されるとともに、負電圧生成回路220で電源電圧VDDの2倍の負電圧−2VDDが生成される。そして、正極出力端子3と接地端子2間に正電圧+2VDDが出力され、負極出力端子4と接地端子2間に負電圧−2VDDが出力される。
A
正電圧生成回路210は、第1昇圧部211で構成されている。第1昇圧部211において、S31〜S34はスイッチ、C31,C32はコンデンサである。入力端子1と接地端子2間にスイッチS31とコンデンサC31とスイッチS32とが直列接続されている。そして、入力端子1とコンデンサC31およびスイッチS32の直列接続点間にスイッチS33が接続されているとともに、スイッチS31およびコンデンサC31の直列接続点と正極出力端子3間にスイッチS34が接続され、正極出力端子3と接地端子2間にコンデンサC32が接続されている。先ず、電源電圧VDDが入力端子1に供給され、スイッチS31,S32がオン制御、およびスイッチS33,S34がオフ制御されたとき、コンデンサC31が充電される。次に、スイッチS31,S32がオフ制御、およびスイッチS33,S34がオン制御されたとき、コンデンサC31は放電し、コンデンサC31に充電された電圧に電源電圧VDDが重畳された電圧でコンデンサC32が充電される。以下、スイッチS31,S32とS33,S34を交互に切替えることにより、コンデンサC32に電荷が蓄積され、第1昇圧部211から正極出力端子3に電源電圧VDDの2倍の正電圧+2VDDが出力される。
The positive
負電圧生成回路220は、反転部221と第2昇圧部222とで構成されている。反転部221において、S41〜S44はスイッチ、C41〜C42はコンデンサである。入力端子1と接地端子2間にスイッチS41とコンデンサC41とスイッチS42とが直列接続されている。そして、スイッチS41およびコンデンサC41の直列接続点と接地端子2間にスイッチS43が接続されているとともに、コンデンサC41およびスイッチS42の直列接続点と反転部221の出力端間にスイッチS44が接続され、反転部221の出力端と接地端子2間にコンデンサC42が接続されている。先ず、電源電圧VDDが入力端子1に供給され、スイッチS41,S42がオン制御、およびスイッチS43,S44がオフ制御されたとき、電源電圧VDDによりコンデンサC41が充電される。次に、スイッチS41,S42がオフ制御、およびスイッチS43,S44がオン制御されたとき、コンデンサC41に充電された電荷が放電してコンデンサC42が充電される。以下、スイッチS41,S42とS43,S44を交互に切替えることにより、コンデンサC42に電荷が蓄積され、反転部221から第2昇圧部222に電源電圧VDDと同圧の負電圧−VDDが出力される。
The negative
第2昇圧部222において、S51〜S54はスイッチ、C51,C52はコンデンサである。第2昇圧部222の入力端と接地端子2間にスイッチS51とコンデンサC51とスイッチS52とが直列接続されている。そして、第2昇圧部222の入力端とコンデンサC51およびスイッチS52の直列接続点間にスイッチS53が接続されているとともに、スイッチS51およびコンデンサC51の直列接続点と負極出力端子4間にスイッチS54が接続され、負極出力端子4と接地端子2間にコンデンサC52が接続されている。先ず、反転部221から負電圧−VDDが供給され、スイッチS51,S52がオン制御、およびスイッチS53,S54がオフ制御されたとき、コンデンサC51が充電される。次に、スイッチS51,S52がオフ制御、およびスイッチS53,S54がオン制御されたとき、コンデンサC51は放電し、コンデンサC51に充電された電圧に負電圧−VDDが重畳された電圧でコンデンサC52が充電される。以下、スイッチS51,S52とS53,S54を交互に切替えることにより、コンデンサC52に電荷が蓄積され、第2昇圧部222から負極出力端子4に負電圧−VDDの2倍の負電圧−2VDDが出力される。
In the
上記のチャージポンプ回路200のスイッチS31〜S34、S41〜S44およびS51〜S54をMOSトランジスタで構成した例を図2に示す。図において、T31,T33,T34,T41はそれぞれスイッチS31,S33,S34,S41としてのエンハンスメント型PチャネルMOSトランジスタ、T32,T42〜T44,T51〜T54はスイッチS32,S42〜S44,S51〜54としてのエンハンスメント型NチャネルMOSトランジスタである。従って、正電圧生成回路210の第1昇圧部211においては、MOSトランジスタT31,T32がオン制御、およびMOSトランジスタT33,T34がオフ制御されることにより電源電圧VDDによりコンデンサC31が充電される。また、MOSトランジスタT33,T34がオン制御、およびMOSトランジスタT31,T32がオフ制御されることによりコンデンサC31に充電された電荷が放電し、コンデンサC31に充電された電圧に電源電圧VDDが重畳された電圧でコンデンサC32が充電される。
FIG. 2 shows an example in which the switches S31 to S34, S41 to S44, and S51 to S54 of the
負電圧生成回路220の反転部221においては、MOSトランジスタT41,T42がオン制御、およびMOSトランジスタT43,T44がオフ制御されることにより電源電圧VDDによりコンデンサC41が充電される。また、MOSトランジスタT43,T44がオン制御、およびMOSトランジスタT41,T42がオフ制御されることによりコンデンサC41に充電された電荷が放電してコンデンサC42に充電される。また、負電圧生成回路220の第2昇圧部222においては、MOSトランジスタT51,T52がオン制御、およびMOSトランジスタT53,T54がオフ制御されることにより反転部221からの負電圧−VDDによりコンデンサC51が充電される。また、MOSトランジスタT53,T54がオン制御、およびMOSトランジスタT51,T52がオフ制御されることによりコンデンサC51に充電された電荷が放電し、コンデンサC51に充電された電圧に反転部221からの負電圧−VDDが重畳された電圧でコンデンサC52が充電される。尚、MOSトランジスタT31のバックゲートはMOSトランジスタT34のバックゲートに共通接続され、MOSトランジスタT32〜T34,T41〜T44,T51〜T54のバックゲートはそれぞれのソースに接続されている。また、入力端子1と正極出力端子3間には、静電気保護用ダイオードDiが接続されている。
In the
次に、図2に示したチャージポンプ回路200の定常状態における動作について、電源電圧VDD=3vを入力端子1に供給して、正極出力端子3から電源電圧VDD=3vの2倍の正電圧+2VDD=6vが出力され、負極出力端子4から電源電圧VDD=3vの2倍の負電圧−2VDD=−6vが出力される場合を例に図3〜図4を参照して説明する。MOSトランジスタT31〜T34、T41〜T44およびT51〜T54の各ゲートG31〜G34、G41〜G44およびG51〜G54の電位Vg31〜Vg34、Vg41〜Vg44およびVg51〜Vg54は、図3に示すように制御される。また、それにより、MOSトランジスタT31〜T34、T41〜T44およびT51〜T54の各ゲート・ソース(バックゲート)間電圧Vgs(b)31〜Vgs(b)34、Vgs(b)41〜Vgs(b)44およびVgs(b)51〜Vgs(b)54(絶対値)は、図4に示すようになる。チャージポンプ回路200の各MOSトランジスタT31〜T34、T41〜T44およびT51〜T54には、図4に示したように、最大で6vの電圧しか印加されないため、例えば、耐圧7vの低圧トランジスタを用いることができる。
Next, regarding the operation in the steady state of the
先ず、時刻t1において、MOSトランジスタT31,T32,T41,T42,T53,T54がオン制御、およびMOSトランジスタT33,T34,T43,T44,T51,T52がオフ制御されている。時刻t2になると、MOSトランジスタT31,T32,T41,T42,T53,T54がオフ制御され、時刻t2から時間Δt後に、MOSトランジスタT33,T34,T43,T44,T51,T52がオン制御される。時刻t3になると、MOSトランジスタT33,T34,T43,T44,T51,T52がオフ制御され、時刻t3から時間Δt後に、MOSトランジスタT31,T32,T41,T42,T53,T54がオン制御される。 First, at time t1, the MOS transistors T31, T32, T41, T42, T53, T54 are on-controlled, and the MOS transistors T33, T34, T43, T44, T51, T52 are off-controlled. At time t2, MOS transistors T31, T32, T41, T42, T53, and T54 are turned off, and after time Δt from time t2, MOS transistors T33, T34, T43, T44, T51, and T52 are turned on. At time t3, the MOS transistors T33, T34, T43, T44, T51, and T52 are turned off, and after time Δt from time t3, the MOS transistors T31, T32, T41, T42, T53, and T54 are turned on.
以下、MOSトランジスタT31〜T34、T41〜T44およびT51〜T54の各ゲートに上述の電位を繰り返して印加することにより、コンデンサC32,C52に電荷が蓄積され、正極出力端子3に電源電圧VDD=3vの2倍の正電圧+2VDD=6vが出力され、負極出力端子4に電源電圧VDD=3vの2倍の負電圧−2VDD=−6vが出力される。
Thereafter, by repeatedly applying the above potential to the gates of the MOS transistors T31 to T34, T41 to T44, and T51 to T54, charges are accumulated in the capacitors C32 and C52, and the power supply voltage VDD = 3v is applied to the
上述の各スイッチがMOSトランジスタで構成されたチャージポンプ回路200を半導体集積回路として構成した例を図5に示す。チャージポンプ回路200の各MOSトランジスタT31〜T34、T41〜T44およびT51〜T54は、上述したように、例えば、耐圧7vの低圧トランジスタで構成することができる。従って、PチャネルMOSトランジスタT31,T33,T34,T41は、図5に示すように、P型半導体基板21に形成された深いNウェル22内にNウェル23を設け、Nウェル23上に低圧トランジスタとして形成されている。これに対して、NチャネルMOSトランジスタT32,T42〜T44,T51〜T54は、図5に示すように、P型半導体基板21上に形成された深いNウェル22内にPウェル24を設け、Pウェル24上に低圧トランジスタとして形成されている。従って、MOSトランジスタT32,T42〜T44,T51〜T54のバックゲートはPウェル24となり、P型半導体基板21の電位は、接地電位とすることができる。また、静電保護用ダイオードDiは、P型半導体基板21に形成されたNウェル25上に形成されている。
FIG. 5 shows an example in which the
以上のように、チャージポンプ回路200の負電圧生成回路220を反転部221と第2昇圧部222とで構成しているので、各スイッチをMOSトランジスタで構成した場合、MOSトランジスタには絶対値で2VDDより大きい電圧が印加されない。そのため、チャージポンプ回路200を用いて、例えば、電源電圧VDD=3Vから正電圧+2VDD=6V、負電圧−2VDD=−6vを生成する場合、各MOSトランジスタを2重ウェルで形成する低圧トランジスタプロセスで形成できる。その結果、P型半導体基板21を負極出力端子4の電位としなくてもよく、接地電位にできるため、寄生トランジスタによるサイリスタ動作が発生せす、ショットキーダイオードを接続する必要がなくなる。また、P型半導体基板21の電位を接地電位にできるため、半導体基板の電位がフローテイングになることによる基板電位の変動によるノイズを低減できる。
As described above, since the negative
1 入力端子
2 接地端子
3 正極出力端子
4 負極出力端子
21 P型半導体基板
22 深いNウェル
23 Nウェル
24 Pウェル
25 Nウェル
200 チャージポンプ回路
210 正電圧生成回路
211 第1昇圧部
220 負電圧生成回路
221 反転部
222 第2昇圧部
S31〜34、S41〜S44,S51〜S54 スイッチ
C31、C32、C41,C42,C51,C52 コンデンサ
T31、T33、T34、T41 PチャネルMOSトランジスタ
T32、T42〜T44,T51〜T54 NチャネルMOSトランジスタ
Di 静電気保護用ダイオード
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記正電圧生成回路が、前記電源電圧の供給により前記正電圧を生成する第1昇圧部で構成され、
前記負電圧生成回路が、前記電源電圧の供給により前記電源電圧と同圧の負電圧を生成する反転部と、反転部からの前記負電圧の供給により前記負電圧の2倍の負電圧を生成する第2昇圧部とで構成されたことを特徴とするチャージポンプ回路。 A charge pump circuit in which a positive voltage generation circuit that generates a positive voltage twice the power supply voltage and a negative voltage generation circuit that generates a negative voltage twice the power supply voltage are configured by a plurality of switch elements and capacitors. In
The positive voltage generation circuit is configured by a first booster that generates the positive voltage by supplying the power supply voltage;
The negative voltage generation circuit generates a negative voltage having the same voltage as the power supply voltage by supplying the power supply voltage, and generates a negative voltage twice the negative voltage by supplying the negative voltage from the inversion unit. A charge pump circuit comprising: a second boosting unit configured to
前記反転部は、入力端と接地端間に直列接続された第1スイッチ素子、第1コンデンサおよび第2スイッチ素子と、第1スイッチ素子および第1コンデンサの直列接続点と接地端間に接続された第3スイッチ素子と、第1コンデンサおよび第2スイッチ素子の直列接続点と出力端間に接続された第4スイッチ素子と、出力端と接地端間に接続された第2コンデンサとを有することを特徴とする請求項1記載のチャージポンプ回路。 Each of the first booster and the second booster includes a first switch element, a first capacitor and a second switch element, and an input terminal, a first capacitor, and a second switch element connected in series between the input terminal and the ground terminal. A third switch element connected between the series connection points, a fourth switch element connected between the series connection point of the first switch element and the first capacitor and the output terminal, and connected between the output terminal and the ground terminal. A second capacitor,
The inverting unit is connected between the first switch element, the first capacitor, and the second switch element that are connected in series between the input terminal and the ground terminal, and between the series connection point of the first switch element and the first capacitor and the ground terminal. A third switch element, a fourth switch element connected between the series connection point of the first capacitor and the second switch element and the output terminal, and a second capacitor connected between the output terminal and the ground terminal. The charge pump circuit according to claim 1.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003365439A JP2005129815A (en) | 2003-10-27 | 2003-10-27 | Charge pump circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003365439A JP2005129815A (en) | 2003-10-27 | 2003-10-27 | Charge pump circuit |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2005129815A true JP2005129815A (en) | 2005-05-19 |
Family
ID=34644104
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2003365439A Pending JP2005129815A (en) | 2003-10-27 | 2003-10-27 | Charge pump circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2005129815A (en) |
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009017717A (en) * | 2007-07-06 | 2009-01-22 | Nec Electronics Corp | Step-up circuit |
JP2009117426A (en) * | 2007-11-01 | 2009-05-28 | Sanyo Electric Co Ltd | Power supply circuit and portable device |
US7576592B2 (en) | 2007-05-02 | 2009-08-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Charge pump circuit and method of controlling the same |
JP2010515423A (en) * | 2006-12-31 | 2010-05-06 | サンディスク・スリー・ディ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | Bipolar reversible charge pump circuit and associated method |
JP2010279089A (en) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Renesas Electronics Corp | Booster circuit |
-
2003
- 2003-10-27 JP JP2003365439A patent/JP2005129815A/en active Pending
Cited By (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010515423A (en) * | 2006-12-31 | 2010-05-06 | サンディスク・スリー・ディ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー | Bipolar reversible charge pump circuit and associated method |
US7576592B2 (en) | 2007-05-02 | 2009-08-18 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Charge pump circuit and method of controlling the same |
JP2009017717A (en) * | 2007-07-06 | 2009-01-22 | Nec Electronics Corp | Step-up circuit |
JP2009117426A (en) * | 2007-11-01 | 2009-05-28 | Sanyo Electric Co Ltd | Power supply circuit and portable device |
JP2010279089A (en) * | 2009-05-26 | 2010-12-09 | Renesas Electronics Corp | Booster circuit |
US8106703B2 (en) | 2009-05-26 | 2012-01-31 | Renesas Electronics Corporation | Booster circuit |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US6130572A (en) | NMOS negative charge pump | |
US7208996B2 (en) | Charge pump circuit | |
US6418040B1 (en) | Bi-directional architecture for a high-voltage cross-coupled charge pump | |
JP2007228679A (en) | Charge pump circuit | |
JP2011250554A (en) | Power circuit, integrated circuit device, solid state image pickup device, and electronic apparatus | |
JP2006302971A (en) | Power supply clamp circuit and semiconductor device | |
US20120161857A1 (en) | Charge pump circuit | |
JP2007097354A (en) | Step-up circuit | |
JP2022125281A (en) | Semiconductor device | |
JP4974520B2 (en) | Charge pump circuit, LCD driver IC, electronic equipment | |
JP2000112547A (en) | Substrate voltage generating circuit and semiconductor integrated circuit device | |
JP5211355B2 (en) | Power supply circuit and portable device | |
US7692479B2 (en) | Semiconductor integrated circuit device including charge pump circuit capable of suppressing noise | |
JP2005129815A (en) | Charge pump circuit | |
US7683699B2 (en) | Charge pump | |
US20090309650A1 (en) | Booster circuit | |
US7002400B2 (en) | Input circuits including boosted voltage and related methods | |
KR20070000999A (en) | Over step-up preventing circuit | |
JP5226474B2 (en) | Semiconductor output circuit | |
JP6589751B2 (en) | Charge pump circuit | |
JP2005044203A (en) | Power supply circuit | |
JP4994652B2 (en) | Charge pump circuit, LCD driver IC, electronic equipment | |
JP2019195012A (en) | Latchup prevention circuit | |
US7772919B2 (en) | Double stage compact charge pump circuit | |
JP6690250B2 (en) | Charge pump |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A711 | Notification of change in applicant |
Effective date: 20050513 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A711 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060911 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20070704 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20090814 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20090818 |
|
A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20091215 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |