JP2005122753A - Temperature detection circuit, heating protection circuit, various electronic apparatus incorporating these circuits - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、温度検知回路および加熱保護回路ならびにこれらの回路を組み込んだＩＣ、携帯電話などの携帯用電子機器、ボルテージ・レギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、車載用電装品、各種家電製品などに関する。 The present invention relates to a temperature detection circuit, a heat protection circuit, an IC incorporating these circuits, a portable electronic device such as a mobile phone, a voltage regulator, a DC-DC converter, a battery pack, an in-vehicle electrical component, various home appliances, etc. About.
図９は、従来の一般的なボルテージ・レギュレータの回路構成を示す図である（例えば、特開平８−２７２４６１号公報（特許文献１）参照）。同図において、７１は基準電圧源、７２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、７３は出力トランジスタ、７４は出力端子、Ｒ１，Ｒ２は抵抗である。基準電圧源７１から出力された電圧Ｖrefと、出力トランジスタ７３と抵抗Ｒ１，Ｒ２から検出された電圧を誤差増幅回路７２で比較し、その比較結果により出力トランジスタ７３を制御するようにして、出力端子７４への出力電圧Ｖoutを安定化させている。
FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional general voltage regulator (see, for example, JP-A-8-272461 (Patent Document 1)). In the figure, 71 is a reference voltage source, 72 is an error amplifier circuit (differential amplifier circuit), 73 is an output transistor, 74 is an output terminal, and R1 and R2 are resistors. The voltage Vref output from the
上記の如きボルテージ・レギュレータ構成において、出力トランジスタ７３に大きな電流を流した場合、または出力トランジスタ７３のソースドレイン間電圧を大きくした場合、出力トランジスタ７３の消費電力が大きくなり発熱する。この発熱によりボルテージ・レギュレータの温度が高くなりすぎると、このＩＣは破壊される可能性がある。このためＩＣの温度を検出し、ＩＣを過熱から保護することが必要である。
In the voltage regulator configuration as described above, when a large current is passed through the
なお、ボルテージ・レギュレータとして、バイポーラトランジスタを使ったバンドギャップ回路を用いたものが知られている（例えば、特開平７−１３６４３号公報（特許文献２）の図７，実公平７−５１６２０号公報（特許文献３）の第３図参照）。ボルテージ・レギュレータをバイポーラトランジスタで構成した場合は、構造的にバイポーラトランジスタとダイオードは類似したものであるため、製造工程が温度検出用のダイオードと同じ工程でよいという利点だけではなく、検出温度の精度がよく、ばらつきを少なくすることができるという利点がある。 A voltage regulator using a band gap circuit using a bipolar transistor is known (for example, FIG. 7 of Japanese Patent Laid-Open No. 7-13643 (Patent Document 2), Japanese Utility Model Publication No. 7-51620). (See FIG. 3 of Patent Document 3). When the voltage regulator is composed of bipolar transistors, the bipolar transistors and diodes are structurally similar, so not only the manufacturing process can be the same as the diode for temperature detection, but also the accuracy of the detection temperature. There is an advantage that variation can be reduced.
しかしながら、上記の如くバイポーラトランジスタを用いてボルテージ・レギュレータを構成した場合は、占有面積が大きく、また消費電力の大きいという問題があった。 However, when a voltage regulator is configured using bipolar transistors as described above, there are problems that the occupied area is large and the power consumption is large.
本発明は、これらの問題点を解消することを目的としている。具体的には、
（ａ）請求項１〜５記載の発明は、占有面積が小さく、また消費電力の小さい温度検知回路、特に請求項３記載の発明は、抵抗値を精度よく調整することが可能な、請求項４記載の発明は、ダイオードのサイズを調整することが可能な、請求項５記載の発明は、定電流源を簡単な構成にすることが可能な温度検知回路を提供することを目的としている。
The present invention aims to eliminate these problems. In particular,
(A) The invention according to
（ｂ）また、請求項６〜１０記載の発明は、占有面積が小さく、また消費電力の小さい加熱保護回路、特に請求項７記載の発明は、抵抗値を精度よく調整することが可能な、請求項９記載の発明は、ダイオードのサイズを調整することが可能な、請求項１０記載の発明は、定電流源を簡単な構成にすることが可能な、請求項１１および１２記載の発明は、温度検知を効率よくかつ精度よく検知することが可能な温度検知回路を提供することを目的としている。
(B) Further, the invention according to
（ｃ）さらに、請求項１３〜１８記載の発明は、占有面積が小さく、また消費電力の小さい温度検知回路または加熱保護回路を組み込んだ各種機器を提供することを目的としている。 (C) Furthermore, the inventions according to claims 13 to 18 are intended to provide various devices incorporating a temperature detection circuit or a heating protection circuit with a small occupation area and low power consumption.
本発明は、上記目的を達成するために、従来バイポーラトランジスタを使ったバンドギャップ回路を用いたものに代えて、ＭＯＳトランジスタを用いるようにしたものである。各請求項の具体的な構成を以下に示す。 In order to achieve the above object, the present invention uses a MOS transistor instead of a conventional band gap circuit using a bipolar transistor. The specific configuration of each claim is shown below.
（１）請求項１記載の温度検知回路は、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続された回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧を第１の入力、第１の抵抗と前記第２の電流源との接続点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比較結果信号を温度検知信号として出力するコンパレータとを有することを特徴とする温度検知回路であって、第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有し、コンパレータの出力が、出力トランジスタのオン・オフを制御するＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるように構成されていることを特徴としている。
(1) A temperature detection circuit according to
（２）請求項２記載の温度検知回路は、請求項１記載の第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが接続され、第１の電源にソースが接続された第１のＭＯＳトランジスタと、第１の電源にドレインが接続され、ゲートとソースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたディプレッション型のＭＯＳトランジスタと、第１のＭＯＳトランジスタのゲートとディプレッション型ＭＯＳトランジスタのゲートとソースにドレインが接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲートが接続され、ソースが第２の電源に接続された第２のＭＯＳトランジスタを有し、ディプレッシン型ＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有することを特徴としている。
(2) The temperature detection circuit according to
（３）請求項３記載の温度検知回路は、さらに前記第１の抵抗を、予め設けられている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミング手法で処理して抵抗値を調整したものに特定したものである。抵抗値を調整し基準電圧を制御することにより検出温度の制御、高精度化が可能となる。 (3) In the temperature detection circuit according to the third aspect, the first resistor is further adjusted to a resistance value by processing an arbitrary one of a plurality of resistors provided in advance by a laser trimming technique. It has been identified. By adjusting the resistance value and controlling the reference voltage, the detection temperature can be controlled and the accuracy can be improved.
（４）請求項４記載の温度検知回路は、さらに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイズが調整されたものに特定したものである。これによりダイオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制御、高精度化が可能となる。 (4) In the temperature detection circuit according to the fourth aspect, the diode is further specified as a diode whose size is adjusted by a laser trimming technique. As a result, the forward bias of the diode can be controlled, and the detection temperature can be controlled and the accuracy can be improved.
（５）請求項５記載の発明は、さらに前記第１の電流源を、飽和結線したデプレッション型トランジスタで構成されるものに特定したものである。これにより温度依存性のない定電流源を簡単に構成できる。 (5) The invention according to claim 5 further specifies that the first current source is composed of a depletion type transistor connected in saturation. Thus, a constant current source having no temperature dependence can be easily configured.
（６）請求項６記載の加熱保護回路は、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた温度依存性を有するダイオードと第１の電流源が直列接続された回路と、第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、前記ダイオードと第１の電流源の接続点の電圧を第１の入力、第１の抵抗と第２の電流源との接続点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、その比較結果信号に基づいて出力トランジスタのオンオフを制御するコンパレータとを有し、第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有し、コンパレータの出力が、出力トランジスタのオン・オフを制御するＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるように構成されていることを特徴としている。
(6) The heating protection circuit according to
（７）請求項７記載の加熱保護回路は、前記第２の電流源が、第１の抵抗にドレインが接続され、第１の電源にソースが接続された第１のＭＯＳトランジスタと、第１の電源にドレインが接続され、ゲートとソースが第１のＭＯＳトランジスタのゲートに接続されたディプレッション型のＭＯＳトランジスタと、第１のＭＯＳトランジスタのゲートと前記ディプレッション型ＭＯＳトランジスタのゲートとソースにドレインが接続され、第１のＭＯＳトランジスタのソースにゲートが接続され、ソースが第２の電源に接続された第２のＭＯＳトランジスタを有するとともに、ディプレッシン型ＭＯＳトランジスタと第２のＭＯＳトランジスタが当該第２の電流源に温度依存性が生じないような導電係数を有することを特徴としている。 (7) In the heat protection circuit according to claim 7, the second current source includes a first MOS transistor having a drain connected to the first resistor and a source connected to the first power source; A depletion type MOS transistor having a drain connected to the power source, a gate and a source connected to the gate of the first MOS transistor, and a drain connected to the gate of the first MOS transistor and the gate and source of the depletion type MOS transistor. The second MOS transistor is connected, the gate is connected to the source of the first MOS transistor, the source is connected to the second power supply, and the depressin type MOS transistor and the second MOS transistor are connected to the second MOS transistor. The current source has a conductivity coefficient that does not cause temperature dependence.
（８）請求項８記載の加熱保護回路は、さらに第１の抵抗を、予め設けられている複数の抵抗のうちの任意の抵抗をレーザトリミング手法で処理して抵抗値が調整されたものに特定したものである。これにより検出温度の制御、高精度化が可能となる。 (8) In the heating protection circuit according to claim 8, the resistance value is adjusted by further processing the first resistor by using a laser trimming technique for any of a plurality of resistors provided in advance. It has been identified. As a result, the detection temperature can be controlled and the accuracy can be improved.
（９）請求項９記載の過熱保護回路は、さらに前記ダイオードを、レーザトリミング手法でサイズが調整されたものに特定したものである。これによりダイオードの順方向バイアスを制御でき、検出温度の制御、高精度化が可能となる。 (9) In the overheat protection circuit according to the ninth aspect, the diode is further specified as a diode whose size is adjusted by a laser trimming technique. As a result, the forward bias of the diode can be controlled, and the detection temperature can be controlled and the accuracy can be improved.
（１０）請求項１０記載の過熱保護回路は、さらに前記第１の電流源を、飽和結線したデプレッション型トランジスタで構成されるものに特定したものである。これにより温度依存性のない定電流源を簡単に構成できる。 (10) In the overheat protection circuit according to claim 10, the first current source is further specified to be composed of a depletion type transistor connected in saturation. Thus, a constant current source having no temperature dependence can be easily configured.
（１１）請求項１１記載の過熱保護回路は、さらに前記ダイオードを、ＩＣへ電源電圧を供給する出力トランジスタの近傍に配置したことを、請求項１３記載の過熱保護回路は、さらに、前記ダイオードを取り囲むように出力トランジスタを配置したことを特徴としている。 (11) In the overheat protection circuit according to the eleventh aspect, the diode is further disposed in the vicinity of an output transistor that supplies a power supply voltage to the IC. The overheat protection circuit according to the thirteenth aspect further includes the diode. It is characterized in that output transistors are arranged so as to surround them.
（１２）請求項１２〜請求項１８記載の発明は、上記の如き温度検知回路または加熱保護回路を組み込んだＩＣ回路、携帯用電子機器、ボルテージ・レギュレータ、ＤＣ−ＤＣコンバータ、バッテリーパック、車載用電装品である。 (12) The inventions according to claims 12 to 18 include an IC circuit, a portable electronic device, a voltage regulator, a DC-DC converter, a battery pack, and an in-vehicle device incorporating the temperature detection circuit or the heating protection circuit as described above. It is an electrical component.
本発明は、次のような効果を有している。
請求項１および６記載の発明によれば、ＭＯＳ技術を用いて基準電圧回路を作っているため従来のプロセスを用いて占有面積が小さく消費電力の小さい温度検知回路および加熱保護回路を実現することができる。また、コンパレータに実質的にヒステリシスを持たせることにより、熱的発振を防止し安定した過熱保護回路を実現できる。
The present invention has the following effects.
According to the first and sixth aspects of the present invention, since the reference voltage circuit is made using the MOS technology, the conventional process is used to realize the temperature detection circuit and the heat protection circuit with a small occupation area and low power consumption. Can do. Further, by providing the comparator with substantially hysteresis, it is possible to realize a stable overheat protection circuit by preventing thermal oscillation.
請求項２および７記載の発明によれば、ＭＯＳトランジスタを用いて温度依存性のない定電流回路を実現できる。
請求項３，４，８，９記載の発明によれば、レーザトリミング技術により検出温度の制御、高精度化が可能となる。また検出温度を後工程できめることができる。
According to the second and seventh aspects of the present invention, a constant current circuit having no temperature dependency can be realized by using a MOS transistor.
According to the third, fourth, eighth, and ninth inventions, the detection temperature can be controlled and the accuracy can be improved by the laser trimming technique. In addition, the detected temperature can be set in a post process.
請求項５，１０記載の発明によれば、温度依存性のない定電流源を簡単な構成で実現できる。
請求項１１，１２記載の発明によれば、温度検知を効率よくかつ精度よく検知することが可能になる。
請求項１３〜１８記載の発明によれば、占有面積が小さく、消費電力が小さく、検知温度を精度よく制御でき過熱保護機能を持つ各種機器を実現できる。
According to the fifth and tenth aspects of the present invention, a constant current source having no temperature dependence can be realized with a simple configuration.
According to invention of Claim 11, 12, it becomes possible to detect temperature efficiently and accurately.
According to the invention described in claims 13 to 18, it is possible to realize various devices having an overheat protection function that can occupy a small area, consume less power, accurately control the detected temperature.
図１は、本発明に係る加熱保護回路をボルテージ・レギュレータに適用した場合の一実施例を説明するための図である。
同図において、１は基準電圧源、２は誤差増幅回路（差動増幅回路）、３は出力トランジスタ（出力ドライバ）、４および５は抵抗である。
FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment in which the heat protection circuit according to the present invention is applied to a voltage regulator.
In the figure, 1 is a reference voltage source, 2 is an error amplifier circuit (differential amplifier circuit), 3 is an output transistor (output driver), and 4 and 5 are resistors.
基準電圧源１，誤差増幅回路（差動増幅回路）２，出力トランジスタ３，および抵抗４，５は、それぞれ、図９における基準電圧源２１、誤差増幅回路（差動増幅回路）２２、出力トランジスタ２３、出力端子２４、抵抗Ｒ１，Ｒ２に相当している。６が温度上昇を検出して出力トランジスタ３をオフにして出力トランジスタ３やこれに接続されているＩＣなどの温度破壊を防止するための本発明に係る加熱保護回路である。
図２は、図１における加熱保護回路６の一構成例である。
同図において、６１は温度依存特性を有するダイオード、６２は定電流源１、６３は抵抗、６４は定電流源２、６５はコンパレータ、６６はｐチャネルＭＯＳトランジスタ、Ｖｄｄは高電圧側の電源電圧、Ｖｓｓは低電圧側の電源電圧（または接地電圧）である。
FIG. 2 is a configuration example of the
In the figure, 61 is a diode having temperature dependent characteristics, 62 is a constant
ダイオード６１と定電流源１（６２）の接続点の電圧（ＶＦ）をコンパレータ６５の（＋）入力端子に入力し、抵抗６３と定電流源２（６４）の接続点Ｂの電圧（Ｖｒｅｆ）をコンパレータ６５の（−）入力端子に入力し、コンパレータ６５の出力をｐチャネルＭＯＳトランジスタ６６のゲートに印加し、該ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６６のドレインからの出力を出力トランジスタ３のゲートに印加し、該出力トランジスタ３のオン／オフを制御する。すなわち、電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低い場合は出力トランジスタ３はオンであり、温度が上昇した場合にダイオード６１の温度依存特性によりコンパレータ６５の出力を反転して出力トランジスタ（ドライバトランジスタ）３をオフにして発熱を抑える。
The voltage (VF) at the connection point between the
加熱保護回路６の動作を、図２を参照してさらに詳細に説明する。
ダイオード６１を流れる電流は定電流源１（６２）により一定の電流が流れる。定電流源１（６２）は、好ましくは図３に実施例として示すような飽和結線されたデプレッション型ＭＯＳトランジスタで構成される。一定電流を流した場合のダイオード６１の順方向バイアス温度依存性は、シリコンの場合約−２ｍＶ／℃である。ダイオード６１のカソード側の電圧（ＶＦ）は、電源Ｖｄｄからダイオード６１の温度に依存する順方向バイアス電圧を差し引いた電圧である。通常状態では電圧（ＶＦ）＜基準電圧（Ｖｒｅｆ）であり、コンパレータ６５の出力により出力トランジスタ３はオンし、ＩＣの温度を上昇させる。
The operation of the
A constant current flows through the
ＩＣの温度上昇に伴って電圧（ＶＦ）は約−２ｍＶ／℃の割合で変化し、ついにはコンパレータ６５の他方の入力電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなり、コンパレータ６５の出力が反転し、出力トランジスタ３がオフする。これによって出力トランジスタ３の発熱がなくなり、ＩＣの温度が下がる。そして電圧（ＶＦ）が基準電圧（Ｖｒｅｆ）よりも小さくなると再びコンパレータ６５の出力が反転し出力トランジスタ３はオンになる。
As the temperature of the IC rises, the voltage (VF) changes at a rate of about −2 mV / ° C., finally becomes equal to the other input voltage (Vref) of the
次に、本実施例における過熱保護回路６を構成する基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する抵抗６３と定電流回路源６４からなる回路の具体例を説明する。
基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する回路をバイポーラトランジスタを用いて構成した場合の問題、すなわち占有面積が大きく、消費電力の大きいという問題を解消するために、本実施例においてはＭＯＳ技術を用いて基準電圧（Ｖｒｅｆ）を生成する回路を構成している。
Next, a specific example of a circuit composed of a
In order to solve the problem in the case where the circuit for generating the reference voltage (Vref) is configured using bipolar transistors, that is, the problem that the occupied area is large and the power consumption is large, in this embodiment, reference is made using MOS technology. A circuit for generating a voltage (Vref) is configured.
図４は、図２の加熱保護回路６をＭＯＳ技術を用いて構成した例であり、特に定電流回路６４の具体例を示している。
FIG. 4 shows an example in which the
同図において、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１、ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３、および抵抗６４４により、図２の定電流回路６４を構成している。参照符号３，６１，６２，６３，６５，および６６は、図２と同じである。
In FIG. 2, the enhancement type n-
ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度依存性を無くすることができる。
The temperature dependency can be eliminated by adjusting the conductivity coefficient of the depressin type n-
以下、その理由を説明する（特開平８−３０３４５号公報参照）。
図４において、電源電圧がトランジスタ６４２，６４３，６４１のしきい値電圧の絶対和より大きければ、それぞれのトランジスタはドレイン−ソース間電圧よりも大きく飽和領域で動作する。
The reason will be described below (see Japanese Patent Laid-Open No. 8-30345).
In FIG. 4, if the power supply voltage is larger than the absolute sum of the threshold voltages of the
トランジスタ６４２の導電係数をＫ１、しきい値をＶＴ１、トランジスタ６４２のソースを流れる電流をＩ１とすると、
Ｉ１＝Ｋ１×｜ＶＴ１｜2 ・・・・・・・・・・・式（１）
When the conduction coefficient of the
I1 = K1 × | VT1 | 2 ... Equation (1)
トランジスタ６４３の導電係数をＫ２、しきい値をＶＴ２、トランジスタ６４３のソースを流れる電流をＩ２、トランジスタ６４１と抵抗６４４の接続点の電圧をＶｏｕｔ１、トランジスタ６４２とトランジスタ６４３の接続点の電圧をＶｏｕｔ２とすると、
Ｉ２＝Ｋ２×（Ｖｏｕｔ１−ＶＴ２）2 ・・・・・・・・・式（２）
The conductivity coefficient of the
I2 = K2 × (Vout1-VT2) 2 ... Equation (2)
トランジスタ６４１の導電係数をＫ３、しきい値をＶＴ３、トランジスタ６４１のソースを流れる電流をＩ３とすると、
Ｉ３＝Ｋ３×（Ｖｏｕｔ２−Ｖｏｕｔ１−ＶＴ３）2 ・・・・式（３）
When the conductivity coefficient of the
I3 = K3 × (Vout2-Vout1-VT3) 2 ... Formula (3)
抵抗６４４を流れる電流をＩＲとすると、
ＩＲ＝Ｖｏｕｔ１／Ｒ
Ｉ１＝Ｉ２より、
Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１／Ｋ２）1/2×｜ＶＴ１｜＋ＶＴ２ ・・・式（４）
Assuming that the current flowing through the
IR = Vout1 / R
From I1 = I2,
Vout1 = (K1 / K2) 1/2 × | VT1 | + VT2 Expression (4)
室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１のしきい値をＶＴ１０，ＶＴ２０，ＶＴ３０とし、しきい値の１℃当たりの変化量をそれぞれ△ＶＴ１，△ＶＴ２，△ＶＴ３とすると、
ＶＴ１＝ＶＴ１０＋△Ｔ×△ＶＴ１ ・・・・・・・・式（５）
ＶＴ２＝ＶＴ２０＋△Ｔ×△ＶＴ２ ・・・・・・・・式（６）
ＶＴ３＝ＶＴ３０＋△Ｔ×△ＶＴ３ ・・・・・・・・式（７）
If the thresholds of the
VT1 = VT10 + ΔT × ΔVT1 (5)
VT2 = VT20 + ΔT × ΔVT2 (6)
VT3 = VT30 + ΔT × ΔVT3 (7)
室温におけるトランジスタ６４２，６４３，６４１の導電係数をＫ１０，Ｋ２０，Ｋ３０とし、導電係数の１℃当たりの変化率をそれぞれ△Ｋ１，△Ｋ２，△Ｋ３とすると、
Ｋ１＝（１＋△Ｔ×△Ｋ１）×Ｋ１０・・・・・・・・・・式（８）
Ｋ２＝（１＋△Ｔ×△Ｋ２）×Ｋ２０・・・・・・・・・・式（９）
Ｋ３＝（１＋△Ｔ×△Ｋ３）×Ｋ３０・・・・・・・・・・式（１０）
If the conductivity coefficients of the
K1 = (1 + ΔT × ΔK1) × K10 Equation (8)
K2 = (1 + ΔT × ΔK2) × K20 Equation (9)
K3 = (1 + ΔT × ΔK3) × K30 Equation (10)
室温における抵抗６４４の抵抗値をＲ０とし、抵抗の１℃当たりの変化量を△Ｒとすると、抵抗６４４の抵抗値Ｒは、
Ｒ＝Ｒ０＋△Ｔ×△Ｒ ・・・・・・・・・・・式（１１）
When the resistance value of the
R = R0 + ΔT × ΔR Equation (11)
式（４）に式（８）および（９）を代入する。
同一基板上では、△Ｋ１＝△Ｋ２とみなせるので、
Ｖｏｕｔ１＝（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2×｜ＶＴ１０｜＋ＶＴ２０＋
△Ｔ（（Ｋ１０／Ｋ２０）1/2）×｜△ＶＴ１｜＋△ＶＴ２）
・・・・・・・・・・・式（１２）
これより、電圧Ｖｏｕｔ１とその温度変化率はトランジスタ６４２，６４３，６４１のしきい値および導電係数で決まる。
Expressions (8) and (9) are substituted into Expression (4).
Since it can be considered as ΔK1 = ΔK2 on the same substrate,
Vout1 = (K10 / K20) 1/2 × | VT10 | + VT20 +
ΔT ((K10 / K20) 1/2 ) × | ΔVT1 | + ΔVT2)
・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ ・ Formula (12)
Thus, the voltage Vout1 and the temperature change rate thereof are determined by the threshold value and the conductivity coefficient of the
導電係数Ｋ１，Ｋ２はトランジスタのチャネル長とチャネル幅で調整できるので、電圧Ｖｏｕｔ１の１℃当たりの変化量をコントロールでき、Ｋ１０＝Ｋ２０とすれば、Ｖｏｕｔ１の温度変化率は、ディプレッション型ＭＯＳトランジスタとエンハンスメントＭＯＳトランジスタで相殺されるのでゼロになる。 Since the conductivity coefficients K1 and K2 can be adjusted by the channel length and channel width of the transistor, the amount of change of the voltage Vout1 per 1 ° C. can be controlled. If K10 = K20, the temperature change rate of Vout1 is the same as that of the depletion type MOS transistor. Since it is canceled by the enhancement MOS transistor, it becomes zero.
以上説明したことにより、ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３の導電係数を調節することにより温度依存性をなくすることができることがわかる。
As described above, it can be understood that the temperature dependency can be eliminated by adjusting the conductivity coefficient of the depressing n-
図４に示すように、ゲートとソースが接続されたディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２は定電流源として動作し、ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４２とエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３には一定電流が流れる。従って、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３のドレイン電圧とゲート電圧は一義的に決まった値となる。
As shown in FIG. 4, the depressin n-
エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３のドレインはエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲートに、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４３のゲートはエンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のソースに、それぞれ接続されているので、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のゲート電圧とソース電圧（Ａ点）も一義的に決まった値になる。
The enhancement-type n-
エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１を通過する電流値をＩ641、抵抗６３の抵抗値をＲ63とすると、エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６４１のドレイン（Ｂ点）の電圧（ＶＢ）は、ＶＢ＝Ｖｄｄ−Ｉ641×Ｒ63となる。ここで、抵抗６４４の抵抗値を変えることによりＩ641を変えられるので、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変えることでＢ点の基準電圧（ＶＢ＝Ｖｒｅｆ）を任意に調整することができる。
When the current value passing through the enhancement type n-
上述したようにＢ点の基準電位（ＶＢ＝Ｖｒｅｆ）は、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変えることによって調整するできるが、抵抗６３と抵抗６４４の抵抗値を変える方法としては、例えば、ポリシリコンまたはメタル薄膜などからなる複数の抵抗を設けておき、それらを選択的にレーザトリミングして調整する方法があり、これにより出力トランジスタ３をオフにする検出温度を所望の値に設定することが可能になる。
As described above, the reference potential (VB = Vref) at the point B can be adjusted by changing the resistance values of the
なお、出力トランジスタ３をオフにする検出温度を変えることは、ダイオード６１の大きさを制御することによってダイオードの順方向バイアスを変えることによっても可能である。この場合も上記のようなレーザトリミング手法を適用できることはいうまでもない。
Note that the detection temperature at which the
加熱保護回路６を構成する温度検出部（温度依存性のあるダイオード６１）は、効率的にも精度的にも出力トランジスタ３の近傍に設けることが望まれる。図５は、加熱保護回路のチップ内レイアウトの一実施例を示す図であり、出力トランジスタ（ドライブトランジスタ，パワートランジスタ）を周辺に配置し、その中央部に温度検出部（温度依存性のあるダイオード６１）を設けている例である。
It is desirable to provide the temperature detection unit (temperature-dependent diode 61) constituting the
上記実施例では、通常動作時で電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低い間はコンパレータ６５の出力により出力トランジスタ３がオンしているが、温度が上昇して電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）と等しくなるとコンパレータ６５の出力により出力トランジスタ３がオフになり電力消費がなくなって温度が低下し、温度の低下により電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）より低くなったらコンパレータ６５の出力により再度出力トランジスタ３がオンになる構成を説明したが、コンパレータ６５をこのようなヒステリシス特性を持たない回路にした場合は次のような問題が生じる。
In the above embodiment, the
温度が上昇して出力トランジスタ３がオフになる→温度が低下→出力トランジスタ３がオンになる→電力消費により温度が上昇→出力トランジスタ３がオフになる→温度が低下→・・・を繰り返す現象いわゆる熱的発振状態が起こる。また、電圧（ＶＦ）が電圧（Ｖｒｅｆ）付近の場合にはノイズなどによっても出力トランジスタ３のオン・オフが繰り返される発振状態が起こることがある。
The temperature rises and the
このような発振状態をなくしてコンパレータ６５の出力を安定化させるためには、コンパレータ６５の２つの入力電圧（ＶＦ）と（Ｖｒｅｆ）の大小判定レベルにヒステリシスを持たせればよい。
In order to eliminate such an oscillation state and stabilize the output of the
図６は、ヒステリシスを有するコンパレータ６５の一例を示す図である。
同図において、６５１，６５２，６５５はｎチャネルＭＯＳトランジスタ、６５３，６５４，６５６，６５７はｐチャネルＭＯＳトランジスタであり、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１とｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートサイズ（ゲート幅／ゲート長）を同一にし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３とｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５４のゲートサイズ（ゲート幅／ゲート長（Ｗ／Ｌ））を同一にし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５６とｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５７のゲートサイズ（ゲート幅／ゲート長）を同一にする。また、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率βより小さくするか、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくする。
FIG. 6 is a diagram illustrating an example of the
In the figure,
この構成において、温度が低く、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートに加わる電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１のゲートへ加わる電圧（Ｖｒｅｆ：入力端子（−））より低い間は、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１およびｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５６がオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２，ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５４，６５７がオフとなる。このとき、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のドレイン電圧はインバータを介してｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３はオンにしている。
In this configuration, the temperature is low and the voltage applied to the gate of the n-channel MOS transistor 652 (VF: input terminal (+)) is lower than the voltage applied to the gate of the n-channel MOS transistor 651 (Vref: input terminal (−)). In the meantime, the n-
温度が上昇し、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が上昇し、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１のゲート電圧と等しくなった時点で、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２がオンし、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５４，６５７をオン、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１，ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４をオフにする。ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２がオンすることにより、そのドレイン電圧は低下し、インバータを介してｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３をオフにする。
When the temperature rises and the gate voltage (VF: input terminal (+)) of the n-
このとき、上述したように、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４の電流増幅率βをｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５６，６５７の電流増幅率βより小さくしたり、ｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５３，６５４，６５６の電流増幅率βをｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５７の電流増幅率βより小さくしておくことにより、ｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲート電圧（ＶＦ：入力端子（＋））が一旦高電圧になった後は、該入力端子（＋）の電圧が低下してもｐチャネルＭＯＳトランジスタ６５２はオン状態を継続しｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３をオフのまま保つ。このようにして入力端子（＋）と入力端子（−）間の判定レベルにヒステリシスを持たせることによりｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３の動作を安定させることが可能になる。
At this time, as described above, the current amplification factor β of the p-
なお、上記例は、入力端子（＋）の電圧（ＶＦ）が入力端子（−）の電圧（Ｖｒｅｆ）と同じ電圧まで上昇した場合に出力が切り替わりｐチャネルＭＯＳトランジスタからなる出力トランジスタ３をオフするとしたが、コンパレータ６５の出力が切り替わる時の入力端子（＋）と入力端子（−）の電圧差を自由に設定することも可能である。
In the above example, when the voltage (VF) of the input terminal (+) rises to the same voltage as the voltage (Vref) of the input terminal (−), the output is switched and the
例えば、図６において、コンパレータを構成するｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５１とｎチャネルＭＯＳトランジスタ６５２のゲートのチャネルサイズＷ／Ｌ（幅／長さ）に違いを持たせ、入力端子（＋）の電圧（ＶＦ）をＶ１と入力端子（−）の電位（Ｖｒｅｆ）をＶ２としたとき、Ｖ２−Ｖ１が所定の値になったときコンパレータ６５の出力が切り替わるようにすることができる。
For example, in FIG. 6, the channel size W / L (width / length) of the gates of the n-
一例をあげると、入力端子（−）の電圧（Ｖｒｅｆ）が３Ｖで、前記所定の値が０.２Ｖの場合を考えると、入力端子（＋）の電圧（ＶＦ）は、温度上昇とともに上昇し、２.８Ｖになるとコンパレータ６５の出力が切り替わり、出力トランジスタ３をオフにする。この構成により、出力トランジスタ３をオフに切り替える２つの入力端子の電圧差を所望のものにすることができ、本発明の加熱保護回路の設計に自由度を与えることができる。
As an example, when the voltage (Vref) at the input terminal (−) is 3V and the predetermined value is 0.2V, the voltage (VF) at the input terminal (+) increases as the temperature rises. When the voltage reaches 2.8 V, the output of the
次に、ヒステリシスを持たせるための別の構成を説明する。
図７は、コンパレータ６５の出力に実質的にヒステリシスを持たせるための回路構成図である。
Next, another configuration for providing hysteresis will be described.
FIG. 7 is a circuit configuration diagram for providing the output of the
同図において、通常状態では、ＶＦ＜Ｖｒｅｆなので、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１（図２，４のｐチャネルＭＯＳトランジスタ６６に対応），ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオフである（このときのＶｒｅｆをＶｒｅｆ１とする）。
In the figure, in a normal state, since VF <Vref, the p-channel MOS transistor M1 (corresponding to the p-
温度が上昇しＶＦ＞Ｖｒｅｆになると、ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７はオンになる。ｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ１がオンになることによりｐチャネルＭＯＳトランジスタＭ０（図２，４の出力トランジスタ３に対応）がオフになる。
When the temperature rises and VF> Vref, p-channel MOS transistor M1 and n-channel MOS transistor M7 are turned on. When the p-channel MOS transistor M1 is turned on, the p-channel MOS transistor M0 (corresponding to the
一方、ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ７がオンすることにより、Ｃ点の電位がＧＮＤ（接地）電位になり、抵抗１，ｎチャネルＭＯＳトランジスタＭ６，抵抗２−１の経路を流れる電流が大きくなるので（Ａ点の電位は一定）、Ｖｒｅｆの電位が下がる（このときのＶｒｅｆ電位をＶｒｅｆ２とすると、Ｖｒｅｆ１＞Ｖｒｅｆ２となる）。
On the other hand, when the n-channel MOS transistor M7 is turned on, the potential at the point C becomes the GND (ground) potential, and the current flowing through the path of the
温度が下がると、ＶＦも低下してくるが、コンパレータ６５が再び反転するにはＶＦがＶｒｅｆ１ではなくＶｒｅｆ２まで下がらないといけない。これによってヒステリシスを持たせることができる。
When the temperature decreases, VF also decreases. However, in order for the
なお、図２は、高電圧の電源電圧Ｖｄｄ側にダイオード６１と抵抗６３を、低電圧の電源電圧Ｖｓｓ側に定電流源６２と６４を設けた例であるが、図８に示すように、逆に、高電圧の電源電圧Ｖｄｄ側に定電流源６２’と６４’を、低電圧の電源電圧Ｖｓｓ側にダイオード６１’と抵抗６３’を設けた構成でもよいことはいうまでもない。この場合の定電流源６４’は、図４に示した定電流源６４と同様の構成（ＶｄｄとＶｓｓを逆にした構成）でよい。
2 shows an example in which a
以上の実施例では加熱保護回路について説明したが、本構成は、出力トランジスタのオンオフを制御して加熱に対する保護だけではなく、単にＩＣなどの温度を検知する温度検知回路としても有用であることはいうまでもない。 Although the heating protection circuit has been described in the above embodiments, this configuration is useful not only as a protection against heating by controlling on / off of the output transistor, but also as a temperature detection circuit that simply detects the temperature of an IC or the like. Needless to say.
上述した実施例の構成の加熱保護回路（または単に温度検知回路として）は、占有面積が小さく、また消費電力の小さく、また温度検知効率や検知精度をよくすることができるので、様々な機器、例えば、携帯電話などを初めとする各種携帯機器、ＤＣ−ＤＣコンバータ、各種ＩＣ回路、ボルテージ・レギュレータ、バッテリー・パック、各種車載電装品など組み込む場合に好適である。 The heating protection circuit (or simply as the temperature detection circuit) having the configuration of the above-described embodiment has a small occupation area, low power consumption, and can improve the temperature detection efficiency and detection accuracy. For example, it is suitable for incorporating various mobile devices such as mobile phones, DC-DC converters, various IC circuits, voltage regulators, battery packs, various in-vehicle electrical components.
１，２１：基準電圧源、
２，２２：誤差増幅回路（差動増幅回路）、
３，２３：出力トランジスタ（出力ドライバ）、
４，５，Ｒ１，Ｒ２：抵抗、
６：加熱保護回路、
６１，６１’：温度依存性を有するダイオード、
６２，６２’：定電流源、
６３，６３’：抵抗、
６４，６４’：定電流源、
６４１：エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ、
６４２：ディプレッシン型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ、
６４３：エンハンスメント型ｎチャネルＭＯＳトランジスタ、
６４４：抵抗、
６５：コンパレータ、
６５１，６５２，６５５：ｎチャネルＭＯＳトランジスタ、
６５３，６５４，６５６，６５７：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、
６６：ｐチャネルＭＯＳトランジスタ、
Ｖｄｄ：高電圧側の電源電圧、
Ｖｓｓ：低電圧側の電源電圧（または接地電圧）。
1, 21: Reference voltage source,
2, 22: error amplification circuit (differential amplification circuit),
3, 23: output transistor (output driver),
4, 5, R1, R2: resistance,
6: Heat protection circuit,
61, 61 ′: a diode having temperature dependence;
62, 62 ': constant current source,
63, 63 ': resistance,
64, 64 ′: constant current source,
641: enhancement type n-channel MOS transistor,
642: Depressin type n-channel MOS transistor,
643: Enhancement type n-channel MOS transistor,
644: resistance,
65: Comparator,
651, 652, 655: n-channel MOS transistors,
653, 654, 656, 657: p-channel MOS transistors,
66: p-channel MOS transistor,
Vdd: power supply voltage on the high voltage side,
Vss: power supply voltage (or ground voltage) on the low voltage side.
Claims (18)
前記第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、
前記ダイオードと前記第１の電流源の接続点の電圧を第１の入力、前記第１の抵抗と前記第２の電流源との接続点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比較結果信号を温度検知信号として出力するコンパレータを有する温度検知回路であって、
前記第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有し、
前記コンパレータの出力が、出力トランジスタのオン・オフを制御するＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるように構成されていることを特徴とする温度検知回路。 A circuit in which a temperature-dependent diode provided between a first voltage power source and a second voltage power source and a first current source are connected in series;
A circuit in which a first resistor and a second current source provided between the first voltage power source and the second voltage power source are connected in series;
The voltage at the connection point between the diode and the first current source is the first input, and the voltage at the connection point between the first resistor and the second current source is the second input. And a temperature detection circuit having a comparator that outputs a comparison result signal as a temperature detection signal,
The second current source has a MOS transistor circuit configuration having no temperature dependence;
A temperature detection circuit configured to apply an output of the comparator to a gate of a MOS transistor for controlling on / off of the output transistor.
前記第１の電圧電源と第２の電圧電源との間に設けられた第１の抵抗と第２の電流源が直列接続された回路と、
前記ダイオードと前記第１の電流源の接続点の電圧を第１の入力、前記第１の抵抗と前記第２の電流源との接続点の電圧を第２の入力として両入力の大小を比較し、比較結果信号に基づいて出力トランジスタのオンオフを制御するコンパレータとを有し、
前記第２の電流源が温度依存性のないＭＯＳトランジスタ回路構成を有し、
前記コンパレータの出力が、出力トランジスタのオン・オフを制御するＭＯＳトランジスタのゲートに印加されるように構成されていることを特徴とする過熱保護回路。 A circuit in which a temperature-dependent diode provided between a first voltage power source and a second voltage power source and a first current source are connected in series;
A circuit in which a first resistor and a second current source provided between the first voltage power source and the second voltage power source are connected in series;
The voltage at the connection point between the diode and the first current source is the first input, and the voltage at the connection point between the first resistor and the second current source is the second input. And a comparator for controlling on / off of the output transistor based on the comparison result signal,
The second current source has a MOS transistor circuit configuration having no temperature dependence;
An overheat protection circuit, characterized in that the output of the comparator is applied to the gate of a MOS transistor for controlling on / off of the output transistor.
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-
2004
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