JP2005083937A - Movable element device - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、可動エレメントと可動エレメントに隔離した電極との間の静電気力で可動エレメントを駆動する可動エレメント装置に関し、特に静電駆動ＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）ミラーを駆動し角度を検出する際に用いて好適な可動エレメント装置に関するものである。 The present invention relates to a movable element device that drives a movable element by an electrostatic force between the movable element and an electrode isolated by the movable element, and particularly when driving an electrostatic drive MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) mirror to detect an angle. The present invention relates to a movable element device suitable for use in the above.
近年、データトラフィックの爆発的増大に応えるべく、大容量フォトニックネットワークの構築が進められている。メッシュ状フォトニックネットワークにおいて、フレキシブルな運用を実現するには、ネットワークノードにおいて任意のパスを交換（クロスコネクト）機能の実現が不可欠であり、そのためには、ＭＥＭＳ技術を適用したマイクロミラーによる光スイッチが有望である。 In recent years, construction of a large-capacity photonic network has been promoted in response to the explosive increase in data traffic. In order to realize flexible operation in mesh photonic networks, it is indispensable to implement an arbitrary path exchange (cross connect) function at the network node. To that end, an optical switch using micromirrors using MEMS technology is required. Is promising.
図２０，図２１は上述のＭＥＭＳ技術を適用した一般的なマイクロミラーユニット（ＭＥＭＳミラー）１００を示す図であり、図２０はその上視図、図２１はその機構を説明するための図である。図２１に示すように、マイクロミラーユニット１００は、基板１０１上部にミラーデバイス１０２が中空の空間を空けて固設されている。
さらに、ミラーデバイス１０２は、図２０に示すように、Ｘ軸，Ｙ軸の２軸を回動軸として回動可能に構成されたものであって、ミラー１０３，ミラー１０３を支持するＹ軸トーションバー１０４ｙ，ミラー１０３の外周に設けられＹ軸トーションバー１０４ｙに接続された第１フレーム１０５−１，Ｙ軸トーションバー１０４ｙと第１フレーム１０５−１とを通じてミラー１０３を支持するＸ軸トーションバー１０４ｘおよび第１フレーム１０５−１外周に設けられＸ軸トーションバー１０４ｘに接続された第２フレーム１０５−２をそなえて構成されている。
20 and 21 are diagrams showing a general micromirror unit (MEMS mirror) 100 to which the above-described MEMS technology is applied. FIG. 20 is a top view thereof, and FIG. 21 is a diagram for explaining the mechanism. is there. As shown in FIG. 21, in the
Further, as shown in FIG. 20, the mirror device 102 is configured to be rotatable about two axes of the X-axis and the Y-axis, and the Y-axis torsion that supports the
また、このマイクロミラーユニット１００の基板１０１上には、ミラー１０３をＸ軸，Ｙ軸を中心としてそれぞれ回動させるための静電気力をミラー１０３に供給するための二対の電極がそなえられている（図２１中においてはＹ軸を中心として回動させるための一対の電極１０６ａ，１０６ｂについてのみ図示している）。
これにより、これら一対の電極１０６ａ，１０６ｂのうちで、電極１０６ａを正電極、電極１０６ｂを負電極として、それぞれの電極１０６ａ，１０６ｂに対して互いに異なる電圧信号を駆動信号♯１，♯２として供給すると、電極１０６ａ側または電極１０６ｂ側からミラー１０３にかかる静電気力が変化する。これにより、Ｙ軸トーションバー１０４ｙがねじれて、ミラー１０３がティルト（即ち、面位が偏向）することができるようになっている。
Further, on the
As a result, of the pair of
このように角度が変化したミラー１０３の反射面１０３ａに光が入射すると、反射する光の方向が変わる。従来の光スイッチにおいても、マイクロミラーが有するこのような機能を光の方路切り替えに利用している。
ところで、上述のごときマイクロミラーユニット１００によって光スイッチを構成する際の課題として、光の入出力を行なう光ファイバの直径が非常に小さいことから、反射光を出力側の光ファイバに高精度で導くために、ミラー１０３の面位の偏向角度（以下、単に角度という場合がある）を精細に制御する必要がある。
When light enters the
By the way, as a problem when the optical switch is configured by the
ここで、ミラー１０３の角度を検出する際には、ミラー１０３の角度が、ミラー１０３と駆動電極１０６ａとの間の静電容量１２１の値ＣＰおよびミラー１０３と駆動電極１０６ａとの間の静電容量１２２の値ＣＮと一意に対応することが知られているので、図２１に示すように、ミラー１０３の角度センサとして、静電容量センサ１１０を適用することが考えられている。
Here, when the angle of the
図２２は、上述のミラー１０３の角度センサとして適用される従来の静電容量センサ１１０を示す模式図であり、この図２２に示す静電容量センサ１１０は、静電容量の検出対象となる２つの容量１２１，１２２（値はそれぞれＣＰ，ＣＮと表記する）を入力容量とし、増幅回路１１１と帰還容量１１２（ＣＦ）とを有する、反転増幅回路型の加算回路構成を有している。更に、この静電容量センサ１１０においては、十分高い周波数において、利得（Ｇａｉｎ）は式（１）により決定される。
FIG. 22 is a schematic diagram showing a
Ｇａｉｎ = （ＣＰ−ＣＮ）／ＣＦ …（１）
例えばＣＦ=１ｐＦとした場合の利得の周波数特性を図２３に示す。この図２３に示すように、高周波の利得は（ＣＰ−ＣＮ）の増加に従って増大している。従って、既知の入力振幅に対する出力振幅の変動から、静電容量の変動（ＣＰ−ＣＮ）を検知することが可能である（例えば特許文献１、特許文献２）。
For example, FIG. 23 shows the frequency characteristics of the gain when CF = 1 pF. As shown in FIG. 23, the high frequency gain increases as (CP-CN) increases. Therefore, it is possible to detect the capacitance variation (CP-CN) from the variation in the output amplitude with respect to the known input amplitude (for example,
上述の図２２に示す技術においては、ミラー１０３を駆動するための駆動信号を供給するための２本の配線のみならず、静電容量センサ１１０において検出対象となる静電容量のアンプに接続される側の電位を検出対象ごとに全て分離するための配線も独立して必要となる。
したがって、特にＭＥＭＳミラーアレイのように、検出対象となるミラーである可動エレメントがアレイ状に複数配置されているような場合には、個々のミラー１０３の電位を分離する（取り出す）ために配線数が増加し、配線構成が複雑になり、また、ＭＥＭＳミラーアレイをなす隣接ミラー間も絶縁する必要があり、製造工程が複雑になるという課題もある。特許文献１〜２に記載された静電容量を検出する装置においても同様である。
In the technique shown in FIG. 22 described above, not only two wires for supplying a drive signal for driving the
Therefore, particularly when a plurality of movable elements, which are mirrors to be detected, are arranged in an array like a MEMS mirror array, the number of wirings for separating (extracting) the potentials of the
たとえば、上述の図２２に示す静電容量センサ１１０を適用して、１００チャンネル規模の大規模な光スイッチを構成しようとする場合には、ミラー側電位を分離することにより配線が増加し、導電体であるシリコンを別電位にするために隣接ミラー間を絶縁させる必要が生ずるなどの製造上の困難を伴うので、仮想接地（つまりミラー電位）の分離が困難となるのである。
For example, when the
本発明は、このような課題に鑑み創案されたもので、可動エレメント装置を接地し、可動エレメントを動作させる電極を通じて静電容量を検出することにより、可動エレメント装置との配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができるようにした可動エレメント装置を提供することを目的とする。 The present invention has been devised in view of such problems, and by grounding the movable element device and detecting the capacitance through an electrode for operating the movable element, the wiring configuration with the movable element device is simplified. An object of the present invention is to provide a movable element device capable of detecting a capacitance with high accuracy.
第１の発明による可動エレメント装置は、接地された可動エレメントと静電気力により該可動エレメントを動作させる電極とを備えた可動エレメント部を複数備えたことを特徴とする。
第２の発明による可動エレメント装置は、接地された可動エレメントと、静電気力により該可動エレメントを動作させる電極とを備え、該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い駆動信号を該電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該電極に印加し該可動エレメントと該電極との間の静電容量を検出することを特徴とする。
According to a first aspect of the present invention, there is provided a movable element device including a plurality of movable element portions each including a grounded movable element and an electrode for operating the movable element by electrostatic force.
A movable element device according to a second invention includes a grounded movable element and an electrode for operating the movable element by electrostatic force, and applies a drive signal having a frequency lower than the resonance frequency of the movable element to the electrode. The operation of the movable element is controlled, and a detection signal having a frequency higher than the resonance frequency is applied to the electrode to detect a capacitance between the movable element and the electrode.
第３の発明による可動エレメント装置は、接地された可動エレメントと、静電気力により該可動エレメントを動作させる第１および第２の電極とを備え、該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い第１および第２の駆動信号をそれぞれ該第１および該第２の電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該第１および第２の電極に印加し該可動エレメントと該第１および第２の電極との間の静電容量を検出することを特徴とする。 A movable element device according to a third invention comprises a grounded movable element and first and second electrodes for operating the movable element by electrostatic force, and the first and second frequencies lower than the resonance frequency of the movable element. A second driving signal is applied to the first and second electrodes, respectively, to control the operation of the movable element, and a detection signal having a frequency higher than the resonance frequency is applied to the first and second electrodes. Capacitance between the movable element and the first and second electrodes is detected.
第４の発明による可動エレメント装置は、第２または第３の発明による可動エレメント装置であって、該駆動信号および該検出信号を正相入力より入力し、該電極を逆相入力に接続し、出力を該逆相入力に帰還させた差動増幅部を備え、該差動増幅部の帰還容量および帰還抵抗は、該駆動信号に対する該差動増幅部の利得が略１であり、該検出信号に対する該作動増幅部の利得が該静電容量の変化により変化する値であり、該差動増幅部の出力に基づき該可動エレメントの動作を検出することを特徴とする。 A movable element device according to a fourth invention is the movable element device according to the second or third invention, wherein the drive signal and the detection signal are input from a positive phase input, the electrode is connected to a negative phase input, A differential amplifying unit that feeds back an output to the negative-phase input; a feedback capacitor and a feedback resistor of the differential amplifying unit have a gain of the differential amplifying unit with respect to the drive signal of about 1; The gain of the operation amplification unit with respect to is a value that changes due to the change of the capacitance, and the operation of the movable element is detected based on the output of the differential amplification unit.
第５の発明による可動エレメント装置は、第４の発明による可動エレメント装置であって、該該可動エレメントの位置および方向を変化させる際に、該駆動信号の変化に連動して該差動増幅部の帰還抵抗を減少させることを特徴とする。 A movable element device according to a fifth aspect of the present invention is the movable element device according to the fourth aspect of the present invention, wherein when the position and direction of the movable element are changed, the differential amplifying unit is interlocked with the change of the drive signal. The feedback resistance is reduced.
このように、本発明による可動エレメント装置では、可動エレメント装置を接地し、可動エレメントを動作させる電極を通じて静電容量を検出することにより、可動エレメント装置との配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができる。
また、本発明による可動エレメント装置では、駆動信号および検出信号を正相入力より入力し、電極を逆相入力に接続し、出力を逆相入力に帰還させた差動増幅部を備えることにより、検出対象となる静電容量の値に応じた利得で検出信号が増幅された信号を、静電容量の値の検出結果として出力することができる。すなわち、検出対象の静電容量をなす片側の電極として機能する電極４ａによって、可動エレメント駆動と静電容量検知とを両立させることができる。
As described above, in the movable element device according to the present invention, the movable element device is grounded and the capacitance is detected through the electrode for operating the movable element, thereby simplifying the wiring configuration with the movable element device and highly accurately. Capacitance can be detected.
Further, in the movable element device according to the present invention, the drive signal and the detection signal are input from the positive phase input, the electrode is connected to the negative phase input, and the output is fed back to the negative phase input. A signal obtained by amplifying the detection signal with a gain corresponding to the capacitance value to be detected can be output as a detection result of the capacitance value. That is, it is possible to achieve both driving of the movable element and capacitance detection by the
これにより、可動エレメントをアレイ状に配置する際には、複数の可動エレメントを接地し、共通の電位となるように構成することができるので、可動エレメントごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、可動エレメント装置との配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。 Thereby, when arranging the movable elements in an array, it is possible to configure a plurality of movable elements to be grounded and to have a common potential, so there is no need to take out the potential of each movable element by wiring, While simplifying the wiring configuration with the movable element device, it is possible to detect the capacitance with high accuracy, and there is an advantage that it contributes to yield improvement and characteristic improvement.
また、本発明の光スイッチ制御装置および光スイッチング装置によれば、静電容量センサ部の各静電容量センサにより、ティルトミラー駆動と静電容量検知とを両立させることができる。これにより、静電容量センサとティルトミラーとの間で必要な配線構成としては、少なくとも電極と増幅回路の逆相入力とを接続するための２本の配線のみとして、配線構成を簡素化させることができる。更には、ティルトミラーをアレイ状に配置したミラーアレイを構成する際には、複数のティルトミラーを共通の電位となるように構成することができるので、ティルトミラーごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ミラーアレイとの配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。 In addition, according to the optical switch control device and the optical switching device of the present invention, it is possible to achieve both tilt mirror driving and capacitance detection by each capacitance sensor of the capacitance sensor unit. As a result, the wiring configuration required between the capacitance sensor and the tilt mirror is simplified to include at least two wirings for connecting the electrode and the negative phase input of the amplifier circuit. Can do. Furthermore, when configuring a mirror array in which tilt mirrors are arranged in an array, a plurality of tilt mirrors can be configured to have a common potential, so that the potential for each tilt mirror must be extracted by wiring. Thus, there is an advantage that the capacitance can be detected with high accuracy while simplifying the wiring configuration with the mirror array, which contributes to improvement in yield and characteristics.
また、第１静電容量検出回路，第２静電容量検出回路および差信号出力部により、電極静電容量変位を求めることができるので、要求されるティルトミラー角度制御のために必要な微小容量変動を検出することができ、ひいてはティルトミラーを高精度に角度制御することができる利点もある。 Further, since the electrode capacitance displacement can be obtained by the first capacitance detection circuit, the second capacitance detection circuit, and the difference signal output unit, a minute capacitance necessary for tilt mirror angle control required. There is also an advantage that the fluctuation can be detected, and the tilt mirror can be angle-controlled with high accuracy.
以下、図面を参照することにより、本発明の実施の形態について説明する。
〔ａ〕第１実施形態の説明
図１は本発明の第１実施形態を示す図で、この図１において、１０は静電容量センサであり、この静電容量センサ１０は、可動エレメント３ａの基準姿勢に対する姿勢変位を、可動エレメント３ａと可動エレメント３ａに隔離して配置された電極４との間の静電容量で検出するためのものである。即ち、可動エレメント３ａと可動エレメント３ａに隔離して配置された電極４との間の静電気力により可動エレメント３ａが変位する可動エレメント装置１における上記の可動エレメント３ａと電極４との間の静電容量を検出するためのものである。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[A] Description of First Embodiment FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention. In FIG. 1,
たとえば、可動エレメントとしてのミラー３ａをそなえるとともにミラー３ａに隔離して配置された電極４との間の静電気力によりミラー３ａが変位（面位が偏向）する可動エレメント装置としてのＭＥＭＳミラーユニット１において、静電容量センサ１０は、このミラー３ａと電極４との間の静電容量を検出するためのものである。本実施形態にかかる静電容量センサ１０にて検出しうる静電容量についても、前述の図２２の場合と同様に、ミラー１の角度制御のためのミラー角度を検出するための情報として用いることができるようになっている。
For example, in the
なお、図１中のＭＥＭＳミラーユニット１は、基板２をそなえるとともに、基板２と中空な空間を隔てて固設されたミラーデバイス３をそなえ、基板２上にはミラー３ａの反射裏面に対向して電極４が形成されている。又、図１中においては、ミラーデバイス３としてはミラー３ａおよびトーションバー３ｂに着目して図示しており、ミラー３ａおよびトーションバー３ｂを支持する外郭フレームや基板２との固設部分等については図示を省略している。
The
ここで、第１実施形態にかかる静電容量センサ１０においては、増幅回路１３Ａと、帰還容量（容量値をＣＦと表記する）１３Ｂと、帰還抵抗（抵抗値をＲＦと表記する）１３Ｃとをそなえるとともに、検出対象となる静電容量（容量値をＣＰと表記する）１１を増幅回路１３Ａの逆相入力に接続しているので、これらの増幅回路１３Ａ，帰還容量１３Ｂ，帰還抵抗１３Ｃおよび検出対象の静電容量１１により、非反転増幅回路１３Ｕを構成している。
Here, in the
また、上述のＭＥＭＳミラーユニット１は、例えば図２に示すような周波数応答特性を持つ。即ち、ＭＥＭＳミラーユニット１は、機械的な共振特性を持ち、共振周波数（例えば１kHz程度の周波数）よりも低周波では安定的な回転効率を有しているが、共振周波数よりも高周波では回転効率が急激に減衰するようになっている。トーションバー３ｂのバネ定数をｋ、ミラー３ａの慣性モーメントをＩとすると、ＭＥＭＳミラーユニット１の共振周波数ｆｒは、式（２）に示すようになる。
Moreover, the above-mentioned
本実施形態にかかる静電容量センサ１０においては、ＭＥＭＳミラーユニット１の上述のごとき特性を利用して、ＭＥＭＳミラーユニット１の応答する低周波領域では固定利得で動作させる一方、応答しない高周波に静電容量センサ用の信号を重畳することによって、ＭＥＭＳミラーユニット１と静電容量センサ１０との配線構成を、増幅回路１３Ａの逆相入力とミラー３ａ駆動用の電極４とを接続するだけで（ミラー３ａの電位を分離させることなく）、駆動と静電容量検出を両立させることができる。
In the
つまり、増幅回路１３Ａの正相入力には、容量検出用信号とともに、容量検出用信号よりも低周波を有し可動エレメントとしてのミラー３ａの変位を変化させるための駆動信号が重畳された信号を入力する一方、ミラー３ａの電位を接地電位として検出対象となる静電容量を増幅回路１３Ａの逆相入力に接続するように構成されている。
これにより、ミラー３ａの電位を基準電位（例えば接地電位）とし、静電容量センサ１０とＭＥＭＳミラーユニット１との間で必要な配線構成としては、少なくとも電極４と増幅回路１３Ａの逆相入力とを接続するための１本の配線のみとしている。
In other words, the positive phase input of the
Thereby, the potential of the
ところで、上述の非反転増幅回路１３Ｕの利得（Ｇａｉｎ）は、図３に示すように、帰還インピーダンスをＺｆ，逆相入力インピーダンスをＺｉとすると、式（３）から得ることができる。
Ｇａｉｎ＝１+Ｚｆ／Ｚｉ …（３）
また、図１において、帰還インピーダンスＺｆおよび逆相入力インピーダンスＺｉはそれぞれ式（４），（５）に示すようになる。
By the way, the gain (Gain) of the
Gain = 1 + Zf / Zi (3)
In FIG. 1, the feedback impedance Zf and the negative phase input impedance Zi are as shown in equations (4) and (5), respectively.
したがって、図１に示す非反転増幅回路１３Ｕの利得としては、式（６）に示すようになる。尚、ｆは増幅回路１３Ａの正相入力に入力される信号の周波数である。
Therefore, the gain of the
また、カットオフ周波数をｆｃとすると、（２πｆｃ）ＣＦ・ＲＦ＝１となるので、ｆｃとしては式（７）のように表すことができる。
ｆｃ＝１／２πＣＦ・ＲＦ …（７）
ここで、入力信号の周波数ｆがカットオフ周波数よりも十分小さい（ｆ＜＜ｆｃ）場合には、式（６）は式（６Ａ）に示すように書き直すことができ、周波数ｆがカットオフ周波数よりも十分大きく（ｆ＞＞ｆｃ）場合には、式（６）は式（６Ｂ）に示すように近似することができる。
Further, when the cutoff frequency is fc, (2πfc) CF · RF = 1, and therefore fc can be expressed as in Expression (7).
fc = 1 / 2πCF · RF (7)
Here, when the frequency f of the input signal is sufficiently smaller than the cutoff frequency (f << fc), Equation (6) can be rewritten as shown in Equation (6A), and the frequency f is the cutoff frequency. Is sufficiently larger (f >> fc), Equation (6) can be approximated as shown in Equation (6B).
Ｇａｉｎ＝１ …（６Ａ）
Ｇａｉｎ＝１＋ＣＰ／ＣＦ …（６Ｂ）
すなわち、正相入力に入力される信号について、ミラー３ａの応答する（ミラー３ａの面位が偏向する）低周波領域では利得１のボルテージホロアとして動作し、応答しない高周波においては、CPに応じて利得が上昇する。
Gain = 1 (6A)
Gain = 1 + CP / CF (6B)
That is, the signal input to the positive phase input operates as a voltage follower with a gain of 1 in the low frequency region where the
これにより、この増幅回路１３Ａでは、静電容量を検出するための容量検出用信号を増幅回路１３Ａの正相入力に入力すると、検出対象となる静電容量１１の値（ＣＰ）に応じた利得で容量検出用信号が増幅された信号を、静電容量１１の検出結果として出力することができる。
また、第１実施形態における静電容量センサ１０においては、増幅回路１３Ａからの出力から、駆動信号の低周波成分を除去するハイパスフィルタとしての容量１５をそなえており、これにより、上述の検出対象となる静電容量１１の値に応じた利得で容量検出用信号が増幅された信号を高精度に出力することができ、ミラー３ａを駆動するための低周波信号についても無駄なく電極４に供給される。
Thus, in this
In addition, the
なお、ＭＥＭＳミラーユニット１としては、共振周波数ｆｒ〔式（２）参照〕程度以下の低周波を持つ駆動信号で駆動するので、式（７）に示すカットオフ周波数ｆｃとしては、共振周波数よりも十分大きくなる値となるように、静電容量センサ１０としての回路パラメータ（ＣＦ，ＲＦ）を設定する。
また、上述のハイパスフィルタ１５としては、ＲＣフィルタ、ＬＣフィルタ、アクティブフィルタ等、様々な構成が適用できる。
Note that the
In addition, as the above-described
上述の構成により、本発明の第１実施形態にかかる静電容量センサ１０では、低周波の駆動信号と駆動信号よりも高周波の容量検出用信号との重畳信号が、静電容量センサ１０を構成する増幅回路１３Ａの正相入力に入力する。正相入力から入力された信号は増幅されて、低周波成分については利得１で増幅されるとともに、高周波成分については検出対象の静電容量値ＣＰと帰還容量値ＣＦとの差に応じた利得で増幅されて出力される。
With the above-described configuration, in the
すなわち、低周波成分については、増幅回路１３Ａ，帰還容量１３Ｂ，帰還抵抗１３ＣおよびＭＥＭＳ容量１１からなる非反転増幅回路１３Ｕは利得１のボルテージホロアとして動作するので、低周波成分の駆動信号は電極４に利得１で供給される。
また、ＭＥＭＳミラーユニット１が応答しない高周波の容量検出信号については、上述の式（６Ｂ）により、検出対象のＭＥＭＳ容量１１の値ＣＰに応じた利得で増幅されるので、静電容量センサ１０では、増幅回路１３Ａの正相入力に入力された信号が式（６Ｂ）の利得値に応じて増幅された信号を、上述の静電容量１１の検出信号としてハイパスフィルタ１５を介して出力する。
That is, for the low frequency component, the
Further, the high-frequency capacitance detection signal to which the
図４，図５は例えばCF=1pFの場合の静電容量センサ１０による利得の周波数特性を示す図であり、図４はハイパスフィルタ１５によるフィルタ処理前後によるその特性を、図５はＣＰの値に応じたハイパスフィルタ１５出力における利得の周波数特性を、それぞれ示している。
すなわち、この図４ないし図５に示すように、低周波の利得は１で、高周波の利得は静電容量１１の値ＣＰの増加に従って増大しているので、利得は上述の式（６Ａ），（６Ｂ）に従って上昇していることがわかる。従って、既知の入力振幅に対する出力振幅の変動から、静電容量１１の変動値ＣＰを一意に導出することができる。なお、本発明が、特性例に示すパラメータに縛られないことは、言うまでもない。
4 and 5 are graphs showing the frequency characteristics of the gain by the
That is, as shown in FIGS. 4 to 5, the low-frequency gain is 1, and the high-frequency gain increases as the value CP of the
換言すれば、静電容量センサ１０からの出力信号のレベル値に応じたＣＰ値を予め準備しておくことで、ミラー３ａの駆動中において常時静電容量１１についての検出信号を出力することができる。
これにより、静電容量センサ付きの可動エレメント装置としてのＭＥＭＳミラーユニット１においては、低周波成分の信号が駆動信号として静電容量センサ１０を経由して電極４に供給され、ミラー３ａが所望の面位に角度調整される一方、高周波成分についても同様に電極４に印加されるがミラー３ａの面位は変化しない。静電容量センサ１０では、この高周波成分として出力される出力信号を、検出対象となる静電容量１１の値即ちミラー３ａの角度検出を行なうための値をあらわすレベルで出力している。
In other words, by preparing in advance a CP value corresponding to the level value of the output signal from the
As a result, in the
このように、本発明の第１実施形態にかかる静電容量センサ１０によれば、増幅回路１３Ａと、帰還容量１３Ｂと、帰還抵抗１３Ｃとともに、検出対象となる静電容量１１を増幅回路１３Ａの逆相入力に接続して非反転増幅回路１３Ｕを構成するとともに、静電容量１１の値ＣＰを検出するための容量検出用信号を増幅回路１３Ａの正相入力に入力するとともに、検出対象となる静電容量１１の値ＣＰに応じた利得で容量検出用信号が増幅された信号を、静電容量１１の値ＣＰの検出結果として出力することができるので、検出対象となる静電容量１１をなす片側の電極として機能するミラー３ａの電位を基準電位として静電容量センサ１０を構成することができる。
As described above, according to the
言い換えれば、静電容量１１をなす片側の電極として機能する電極４ａによって、ＭＥＭＳミラー駆動と静電容量検知とを両立させることができる。これにより、ＭＥＭＳミラーユニット１をアレイ状に配置したＭＥＭＳミラーアレイを構成する際には、複数のミラーユニット１をなすミラー本体３を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、可動エレメント装置との配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
In other words, the MEMS mirror drive and the capacitance detection can be made compatible by the
〔ｂ〕第２実施形態の説明
図６は本発明の第２実施形態を示す図で、この図６に示す第２実施形態においては、前述の第１実施形態の場合と同様に、ＭＥＭＳミラーユニット１を、静電容量センサ２０を介した駆動信号による静電気力で駆動するとともに、静電容量センサ２０においてＭＥＭＳミラーユニット１のミラー３ａと電極との間の静電容量を検出するものであるが、ミラー３ａの面位の角度を正確に計算するために、２つの電極４ａ，４ｂとミラー３ａ間の静電容量の差を検出することができるようになっている点が異なっている。
[B] Description of Second Embodiment FIG. 6 is a diagram showing a second embodiment of the present invention. In the second embodiment shown in FIG. 6, as in the case of the first embodiment, a MEMS mirror is used. The
前述の第１実施形態にかかる静電容量センサ１０においては、少なくとも静電容量１１の値ＣＰの大きな変動を検出するには十分であるが、第２実施形態にかかる静電容量センサ２０においては、ＭＥＭＳミラーユニット１のミラー３ａを高精度に角度制御するために、電極４ａとミラー３ａとの間の静電容量２１の値ＣＰおよび電極４ｂとミラー３ａとの間の静電容量２２の値ＣＮとの差分（静電容量変位）ＣＰ−ＣＮを求めることにより、静電容量センサ１０の角度制御を行なう際に必要な微小容量変動の検出を実現できるようになっている。尚、図６中において、図１と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。
In the
ここで、この図６に示すＭＥＭＳミラーユニット１においては、静電容量センサ２０を通じてミラー３ａの駆動信号が２つの電極４ａ，４ｂに供給されてミラー３ａの面位が可変するようになっている。即ち、２つの電極４ａ，４ｂを通じて、第１駆動信号，第２駆動信号がそれぞれ印加されて、これらの第１駆動信号および第２駆動信号が協働することでミラー３ａの面位を可変するための静電気力を生成するようになっている。
Here, in the
また、第２実施形態にかかる静電容量センサ２０においては、ミラー３ａの面位の角度を正確に計算するために、上述の電極４ａと基準電位（例えば接地電位）のミラー３ａとによる静電容量ＣＰと、電極４ｂとミラー３ａとによる静電容量ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）を検出することができるようになっている。
換言すれば、静電容量センサ２０は、可動エレメントとしてのミラー３ａとミラー３ａに隔離して配置された一対の電極４ａ，４ｂそれぞれとの間の静電気力により、ミラー３ａが変位する可動エレメント装置としてのＭＥＭＳミラーユニット１におけるミラー３ａと一対の電極４ａ，４ｂそれぞれとの間の静電容量２１，２２間の変位を検出するもので、第１静電容量検出回路２３，第２静電容量検出回路２４および差信号出力部２７をそなえて構成されている。
Further, in the
In other words, the
ここで、第１，第２静電容量検出回路２３，２４は、ともに前述の第１実施形態にかかる静電容量センサ１０と同様の回路構成を有している。
また、第１静電容量検出回路２３は、第１増幅回路２３Ａと、第１帰還容量（容量値をＣＦとする）２３Ｂと、第１帰還抵抗（抵抗値をＲＦとする）２３Ｃをそなえるとともに、ミラー３ａと（一対の電極４ａ，４ｂをなす）第１電極４ａとの間の第１静電容量（容量値をＣＰと記載する）２１を第１増幅回路２３Ａの逆相入力に接続して非反転増幅回路２３Ｕを構成する。
Here, both the first and second
The first
これにより、第１静電容量検出回路２３においては、第１増幅回路２３Ａの正相に（第１静電容量２１の値ＣＰを検出するための）第１容量検出用信号を入力して、第１静電容量２１の値ＣＰに応じた利得で第１容量検出用信号が増幅された信号を出力するようになっている。換言すれば、第１静電容量検出回路２３では、第１静電容量ＣＰを検出するための信号を出力する。
As a result, in the first
具体的には、第１静電容量検出回路２３における第１増幅回路２３Ａの正相入力に、上述の第１容量検出用信号と、第１容量検出用信号よりも低周波を有しミラー３ａの変位を変化させるための第１駆動信号とが重畳された信号を入力する一方、ミラー３ａの電位を基準電位（接地電位）として検出対象となる第１静電容量２１を第１増幅回路２３Ａの逆相入力に接続するように構成されている。
Specifically, the positive phase input of the
また、第２静電容量検出回路２４は、第２増幅回路２４Ａと、第２帰還容量（容量値をＣＦとする）２４Ｂと、第２帰還抵抗（抵抗値をＲＦとする）２４Ｃとをそなえ、ミラー３ａと（一対の電極をなす）第２電極４ｂとの間の第２静電容量（容量値をＣＮと記載する）２２を第２増幅回路２４Ａの逆相入力に接続して非反転増幅回路２４Ｕを構成する。
これにより、第２静電容量検出回路２４においては、第２増幅回路２４Ａの正相に第２静電容量値ＣＮを検出するための第２容量検出用信号を入力して、第２静電容量２２の値ＣＮに応じた利得で第２容量検出用信号が増幅された信号を出力するようになっている。換言すれば、第２静電容量検出回路２４では、第２静電容量２２の値ＣＮを検出するための信号を出力する。
The second
Thereby, in the second
具体的には、第２静電容量検出回路２４における第２増幅回路２４Ａの正相入力に、上述の第２容量検出用信号と、第２容量検出用信号よりも低周波を有しミラー３ａの変位を変化させるための第２駆動信号とが重畳された信号を入力する一方、ミラー３ａの電位を基準電位（接地電位）として検出対象となる第２静電容量２２を第２増幅回路２２ａの逆相入力に接続するように構成されている。
Specifically, the positive phase input of the
さらに、第１静電容量検出回路２３は、第１増幅回路２３Ａからの出力から、第１駆動信号の成分を除去する第１ハイパスフィルタとしての容量２５Ａをそなえ、第２静電容量検出回路２４についても、第２増幅回路２４Ａからの出力から、第２駆動信号の成分を除去する第２ハイパスフィルタとしての容量２６Ａをそなえている。
これにより、第１静電容量検出回路２３では、ミラー３ａと電極４ａとの間の第１静電容量２１の値ＣＰを検出するための信号として、第１容量検出用信号が増幅された信号を第１駆動信号の低周波成分を除去した上で出力することができるようになっている。同様に、第２静電容量検出回路２４では、ミラー３ａと電極４ｂとの間の第２静電容量２２の値ＣＮを検出するための信号として、第２容量検出用信号が増幅された信号を第２駆動信号の低周波成分を除去した上で出力することができるようになっている。
Further, the first
Thus, in the first
また、差信号出力部２７は、第１，第２静電容量検出回路２３，２４からの出力の差により、ミラー３ａと一対の電極４ａ，４ｂそれぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出するための信号を出力するものであり、第１，第２静電容量検出回路２３，２４からの出力信号についてインピーダンス整合させるための抵抗２７Ｂ，２７Ｃ，増幅回路２７Ａおよび帰還抵抗２７Ｄをそなえて構成されている。
Further, the difference
すなわち、帰還抵抗２７Ｄを増幅回路２７Ａの逆相入力に接続するとともに、第１，第２静電容量検出回路２３，２４からの出力信号についてそれぞれ抵抗２７Ｂ，２７Ｃを介して逆相入力に接続されて、これらの第１，第２静電容量検出回路２３，２４からの出力信号の差分を出力するようになっている。
ところで、第１容量検出信号は、第１静電容量検出回路２３により前述の第１実施形態における式（６Ｂ）に示す利得で増幅されて出力されるようになっている。又、第２容量検出信号は、第２静電容量検出回路２４により前述の第１実施形態における式（６Ｂ）に準じて、式（６Ｃ）に示す利得で増幅されて出力されるようになっている。
That is, the feedback resistor 27D is connected to the negative phase input of the
By the way, the first capacitance detection signal is amplified by the first
Ｇａｉｎ＝１＋ＣＮ／ＣＦ …（６Ｃ）
上述の第１，第２容量検出用信号として入力された信号の振幅をほぼ同一とし、第１，第２静電容量検出回路２３，２４の帰還容量ＣＦの値についてもほぼ同一の値としているので、上述の差信号出力部２７において出力する第１，第２静電容量検出回路２３，２４からの出力信号の差分信号の利得としては、上述の第１，第２容量検出信号の高周波域において式（８）に示すようになる。
Gain = 1 + CN / CF (6C)
The amplitudes of the signals input as the first and second capacitance detection signals are substantially the same, and the values of the feedback capacitors CF of the first and second
Ｇａｉｎ＝（１+ＣＰ／ＣＦ）−（１+ＣＮ／ＣＦ）
＝（ＣＰ−ＣＮ）／ＣＦ …（８）
式（８）における帰還容量ＣＦの値は予め設定された既知の値である。従って、静電容量センサ２０においては、上述の容量変位ＣＰ−ＣＮに応じた利得で出力信号を出力するようになっている。
Gain = (1 + CP / CF)-(1 + CN / CF)
= (CP-CN) / CF (8)
The value of the feedback capacitance CF in equation (8) is a known value set in advance. Therefore, the
上述の構成により、本発明の第２実施形態においても、低周波の第１駆動信号と第１駆動信号よりも高周波の第１容量検出用信号との重畳信号が、静電容量センサ２０の第１静電容量検出回路２３を構成する増幅回路２３Ａの正相入力に入力する。同様に、低周波の第２駆動信号と、第２駆動信号よりも高周波の第２容量検出用信号との重畳信号が、静電容量センサ２０の第２静電容量検出回路２４を構成する増幅回路２４Ａの正相入力に入力する。
With the above-described configuration, also in the second embodiment of the present invention, the superimposed signal of the low-frequency first drive signal and the first capacitance detection signal having a frequency higher than the first drive signal is the first of the
それぞれの増幅回路２３Ａ，２４Ａの正相入力から入力された信号は増幅されて、低周波成分については利得１で増幅されるとともに〔式（６Ａ）参照〕、高周波成分についてはそれぞれの検出対象の静電容量値ＣＰ，ＣＮと帰還容量値ＣＦの値に応じた利得〔式（６Ｂ），（６Ｃ）参照〕で増幅されて出力される。
そして、上述のごとく増幅回路２３Ａ，２４Ａで増幅され出力された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、帰還容量２３Ｂ，２４Ｂおよび帰還抵抗２３Ｃ，２４Ｃを通じて電極４ａ，４ｂにそれぞれ印加され、接地されたミラー３ａとの間で静電気力が与えられる。
Signals input from the positive phase inputs of the
The superposed signals of the low frequency component and the high frequency component amplified and output by the
電極４ａ，４ｂに印加された低周波成分および高周波成分の信号のうちで、前述の図２に示すように、高周波成分によって発生する静電気力によっては、ミラー３ａが回転するようなトルクを発生しないが、低周波成分によって発生する静電気力によって、ミラー３ａが回転するようなトルクを発生させることができる。
換言すれば、電極４ａ，４ｂに印加される低周波成分の信号によって、協働してミラー３ａを回転させることができる。この場合においては、電極４ａに電圧を印加するための静電容量センサ２０入力を正相入力とし、電極４ｂに電圧を印加するための静電容量センサ２０入力を逆相入力としている。
Of the low-frequency component and high-frequency component signals applied to the
In other words, the
ところで、増幅回路２３Ａ，２４Ａで上述のごとく増幅された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、ハイパスフィルタとしての容量２５Ａ，２６Ａにおいて低周波成分がカットオフされて、高周波成分の信号のみが差信号出力部２７に出力される。
差信号出力部２７の増幅回路２７Ａでは、容量２５Ａ，２６Ａからの高周波信号をそれぞれ入力抵抗２７Ｂ，２７Ｃを通じて逆相に入力されて、これら逆相に入力された信号の差信号を静電容量センサ２０の出力信号として出力する。これにより、静電容量センサ２０の利得としては、前述の式（８）に示すように、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）に応じた値となる。
By the way, the low frequency component and the high frequency component superimposed signal amplified as described above by the
In the
したがって、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、容量値の差ＣＰ−ＣＮを検出することができるのである。そして、この容量差ＣＰ−ＣＮの値から、一意にミラー３ａの面位角度を特定することができる。
換言すれば、静電容量センサ２０の正相，逆相入力としてそれぞれ重畳して入力される信号のうちで、低周波成分の信号についてはミラー３ａの面位を変化させるために働き、高周波成分の信号については、上述の低周波成分の信号によって変化したミラー３ａの面位の角度を検出するための信号として働く。
Therefore, the capacitance value difference CP-CN can be detected from the variation of the output amplitude with respect to the input amplitude of the known first and second capacitance detection signals. Then, the surface angle of the
In other words, among the signals that are superimposed and input as the normal phase and reverse phase inputs of the
図７，図８は例えばCF=1pFの場合の静電容量センサ２０による利得の周波数特性を示す図であり、図７はハイパスフィルタとしての容量２５Ａ，２５Ｂによるフィルタ処理前後によるその特性を、図８はＣＰ−ＣＮの値に応じた静電容量センサ２０出力における利得の周波数特性を、それぞれ示している。
すなわち、この図７ないし図８に示すように、低周波の利得は１で、高周波の利得は静電容量１１の値ＣＰ−ＣＮの増加に従って増大しているので、利得は上述の式（８）に従って上昇していることがわかる。従って、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、静電容量２１，２２の変動値ＣＰ−ＣＮを一意に導出することができる。
FIGS. 7 and 8 are graphs showing the frequency characteristics of the gain by the
That is, as shown in FIGS. 7 to 8, the low frequency gain is 1, and the high frequency gain increases as the value CP-CN of the
換言すれば、静電容量センサ２０からの出力信号のレベル値に応じたＣＰ−ＣＮ値を予め準備しておくことで、ミラー３ａの駆動中において常時静電容量２１，２２の差についての検出信号を出力することができる。なお、本発明が、特性例に示すパラメータに縛られないことは、言うまでもない。
このように、本発明の第２実施形態にかかる静電容量センサ２０によれば、第１静電容量検出回路２３および第２静電容量検出回路２４により、前述の第１実施形態の場合と同様に、ミラー３ａの電位を基準電位（例えば接地電位）として静電容量センサ２０を構成することができ、検出対象となる静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能するミラー３ａの電位を基準電位として静電容量センサ２０を構成することができる。
In other words, the CP-CN value corresponding to the level value of the output signal from the
As described above, according to the
言い換えれば、静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能する電極４ａ，４ｂによって、ＭＥＭＳミラー駆動と静電容量検知とを両立させることができる。これにより、静電容量センサ２０とＭＥＭＳミラーユニット１との間で必要な配線構成としては、少なくとも電極４ａ，４ｂと増幅回路２３Ａ，２４Ａの逆相入力とを接続するための２本の配線のみとして、配線構成を簡素化させることができる。更には、ＭＥＭＳミラーユニット１をアレイ状に配置したＭＥＭＳミラーアレイを構成する際には、複数のミラーユニット１をなすミラー本体３を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ＭＥＭＳミラーアレイとの配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
In other words, the MEMS mirror drive and the capacitance detection can be made compatible by the
また、第１静電容量検出回路２３，第２静電容量検出回路２４および差信号出力部２７により、電極４ａとミラー３ａとの間の静電容量２１の値ＣＰおよび電極４ｂとミラー３ａとの間の静電容量２２の値ＣＮとの差分ＣＰ−ＣＮを求めることができるので、ＭＥＭＳミラーユニット１として要求されるミラー３ａの角度制御のために必要な微小容量変動を検出することができ、ひいてはＭＥＭＳミラーユニット１のミラー３ａを高精度に角度制御することができる利点もある。
Further, the first
〔ｃ〕第３実施形態の説明
図９は本発明の第３実施形態にかかる静電容量センサ３０を示す図であり、この図９に示す静電容量センサ３０は、前述の第２実施形態におけるものに比して、低周波成分の利得を１以外の値とするために、第１静電容量検出回路３３の増幅回路２３Ａおよび第２静電容量検出回路３４の増幅回路２４Ａの逆相入力に、付加抵抗３３Ｄ，３４Ｄがそれぞれ接続されている点が異なっており、それ以外については基本的に同様の構成を有している。尚、図９中、図６と同一の符号は、同様の部分を示している。
[C] Description of Third Embodiment FIG. 9 is a view showing a
換言すれば、第１増幅回路２３Ａ，帰還容量２３Ｂ，帰還抵抗２３Ｃおよび負荷抵抗３３Ｄとともに、増幅回路２３Ａの正相入力に接続された検出対象となる静電容量２１により、非反転増幅回路３３Ｕを構成する。同様に、第２増幅回路２４Ａ，帰還容量２４Ｂ，帰還抵抗２４Ｃ，負荷抵抗３４Ｄおよび静電容量２２により、非反転増幅回路３４Ｕを構成する。
In other words, together with the
また、第１静電容量検出回路３３の利得は以下の式（９）となり、カットオフ周波数ｆｃ１，ｆｃ２は、それぞれ式（１０ａ），（１０ｂ）となる。
Further, the gain of the first
カットオフ周波数ｆｃ１，ｆｃ２については、ほぼ等しい値としながら、第１，第２実施形態の場合と同様、ミラー３ａの共振周波数ｆｒよりも十分大きく設定することが望ましい。式（９）において、入力信号の低周波成分に対しては（ｆ＜＜ｆｃ≒ｆｃ１≒ｆｃ２）、式（９）に示す利得は式（１１ａ）に示すように、入力信号の高周波成分に対しては（ｆ＞＞ｆｃ≒ｆｃ１≒ｆｃ２）、式（９）に示す利得は式（１２ａ）に示すように、それぞれ近似することができる。
The cut-off frequencies fc1 and fc2 are preferably set to be sufficiently larger than the resonance frequency fr of the
非反転増幅回路３４Ｕの利得についても同様に、入力信号の低周波成分に対しては式（１１ｂ）に示すように、入力信号の高周波成分に対しては式（１２ｂ）に示すように、それぞれ近似することができる。
Similarly, with respect to the gain of the
すなわち、上述の非反転増幅回路３３Ｕは、ミラー３ａの応答する低周波領域では任意の固定利得を有するアンプとして動作し、応答しない高周波においては、静電容量２１の値ＣＰに応じて利得が上昇する。非反転増幅回路３４Ｕにおいても同様に、ミラー３ａの応答する低周波領域では任意の固定利得を有するアンプとして動作し、応答しない高周波においては、静電容量２２の値ＣＮに応じて利得が上昇する。
That is, the above-described non-inverting amplifier circuit 33U operates as an amplifier having an arbitrary fixed gain in the low frequency region to which the
なお、差信号出力部２７では、前述の第２実施形態の場合と同様に、容量２５Ａ，２６Ａからの（低周波成分が除去された後の）高周波信号の差信号を静電容量センサ３０の出力信号として出力する。即ち、第３実施形態にかかる静電容量センサ３０の利得としても、式（１３）に示すように、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）に応じた値となる。換言すれば、静電容量センサ３０においても、上述の容量変位ＣＰ−ＣＮに応じた利得で出力信号を出力するようになっている。
In the difference
上述の構成により、本発明の第３実施形態にかかる静電容量センサ３０でにおいても、低周波の第１駆動信号と第１駆動信号よりも高周波の第１容量検出用信号との重畳信号が、静電容量センサ３０の第１静電容量検出回路３３を構成する増幅回路２３Ａの正相入力に入力する。同様に、低周波の第２駆動信号と、第２駆動信号よりも高周波の第２容量検出用信号との重畳信号が、静電容量センサ３０の第２静電容量検出回路３４を構成する増幅回路２４Ａの正相入力に入力する。
With the configuration described above, even in the
それぞれの増幅回路２３Ａ，２４Ａの正相入力から入力された信号は増幅されて、低周波成分については式（１１ａ），（１１ｂ）に示す利得で増幅されるとともに、高周波成分についてはそれぞれの検出対象の静電容量値ＣＰ，ＣＮと帰還容量値ＣＦの値に応じた利得〔式（１２ａ），（１２ｂ）参照〕で増幅されて出力される。
そして、上述のごとく増幅回路２３Ａ，２４Ａで増幅され出力された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、帰還容量２３Ｂ，２４Ｂ，帰還抵抗２３Ｃ，２４Ｃおよび負荷抵抗３３Ａ，３４Ａを通じて電極４ａ，４ｂにそれぞれ印加され、接地されたミラー３ａとの間で静電気力が与えられる。
The signals input from the positive phase inputs of the
The superposed signals of the low frequency component and the high frequency component amplified and output by the
このとき、前述の第１，第２実施形態の場合と同様に、電極４ａ，４ｂに印加された低周波成分および高周波成分の信号のうちで、前述の図２に示すように、高周波成分によって発生する静電気力によっては、ミラー３ａが回転するようなトルクを発生しないが、低周波成分によって発生する静電気力によって、ミラー３ａが回転するようなトルクを発生させることができる。
At this time, in the same manner as in the first and second embodiments described above, among the low frequency component and high frequency component signals applied to the
また、増幅回路２３Ａ，２４Ａで上述のごとく増幅された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、ハイパスフィルタとしての容量２５Ａ，２６Ａにおいて低周波成分がカットオフされて、高周波成分の信号のみが差信号出力部２７に出力され、差信号出力部２７では、容量２５Ａ，２６Ａからの高周波信号の差信号を静電容量センサ３０の出力信号として出力する。
In addition, the low frequency component and high frequency component superimposed signals amplified as described above by the
これにより、静電容量センサ３０の利得としては、前述の式（１３）に示すように、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）に応じた値となる。
したがって、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、容量値の差ＣＰ−ＣＮを検出することができるのである。そして、この容量差ＣＰ−ＣＮの値から、一意にミラー３ａの面位角度を特定することができる。
As a result, the gain of the
Therefore, the capacitance value difference CP-CN can be detected from the variation of the output amplitude with respect to the input amplitude of the known first and second capacitance detection signals. Then, the surface angle of the
図１０，図１１は例えばCF=1pF、ＣＰ−ＣＮ＝0.2 pF、ＲＦ／ＲＬの値を「１」，「１０」または「１００」とした場合の静電容量センサ３０による利得の周波数特性を示す図であり、図１０はハイパスフィルタとしての容量２５Ａ，２５Ｂによるフィルタ処理前によるその特性を、図１１は静電容量センサ３０出力における上記ＲＦ／ＲＬの値に応じた利得の周波数特性を、それぞれ示している。
10 and 11 show the frequency characteristics of the gain by the
すなわち、この図１０ないし図１１に示すように、低周波の利得は、ＲＦ／ＲＬの値を「１」，「１０」，「１００」とした場合にそれぞれ「２」，「１１」，「１０１」となり、ＲＦ／ＲＬに応じて増大しているので、利得は上述の式（１１ａ），（１１ｂ）に従って上昇していることがわかる。
また、高周波の利得については前述の第２実施形態の場合と同様にＣＰ−ＣＮの値にしたがって上昇する。即ち、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、静電容量２１，２２の変動値ＣＰ−ＣＮを一意に導出することができる。これにより、静電容量センサ３０からの出力信号のレベル値に応じたＣＰ−ＣＮ値を予め準備しておくことで、ミラー３ａの駆動中において常時静電容量２１，２２の差についての検出信号を出力することができる。なお、本発明が、特性例に示すパラメータに縛られないことは、言うまでもない。
That is, as shown in FIGS. 10 to 11, the low-frequency gains are “2”, “11”, and “100” when the RF / RL values are “1”, “10”, and “100”, respectively. 101 "and increases according to RF / RL, and it can be seen that the gain increases according to the above-described equations (11a) and (11b).
Further, the high-frequency gain increases according to the value of CP-CN as in the case of the second embodiment described above. That is, the variation value CP-CN of the
このように、本発明の第３実施形態にかかる静電容量センサ３０においても、前述の第２実施形態の場合と同様に、検出対象となる静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能するミラー３ａの電位を基準電位として静電容量センサ３０を構成することができる。これにより、静電容量センサ２０とＭＥＭＳミラーユニット１との間で必要な配線構成としては、少なくとも電極４ａ，４ｂと増幅回路２３Ａ，２４Ａの逆相入力とを接続するための２本の配線のみとして、配線構成を簡素化させることができる。
As described above, also in the
言い換えれば、静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能する電極４ａ，４ｂによって、ＭＥＭＳミラー駆動と静電容量検知とを両立させることができる。更には、ＭＥＭＳミラーユニット１をアレイ状に配置したＭＥＭＳミラーアレイを構成する際には、複数のミラーユニット１をなすミラー本体３を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ＭＥＭＳミラーアレイとの配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
In other words, the MEMS mirror drive and the capacitance detection can be made compatible by the
また、第１静電容量検出回路３３，第２静電容量検出回路３４および差信号出力部２７により、電極４ａとミラー３ａとの間の静電容量２１の値ＣＰおよび電極４ｂとミラー３ａとの間の静電容量２２の値ＣＮとの差分ＣＰ−ＣＮを求めることができるので、ＭＥＭＳミラーユニット１として要求されるミラー３ａの角度制御のために必要な微小容量変動を検出することができ、ひいてはＭＥＭＳミラーユニット１のミラー３ａを高精度に角度制御することができる利点もある。
Further, the first
さらに、負荷抵抗３３Ｄ，３４Ｄにより、電極４ａ，４ｂに供給される低周波の駆動信号を１よりも大きい利得で供給することができるので、低周波の駆動信号としては、前述の第２実施形態の場合よりも小さい振幅の信号を入力すれば足りる。
〔ｄ〕第４実施形態の説明
図１２は本発明の第４実施形態にかかる静電容量センサ４０を示す図であり、この図１２に示す静電容量センサ４０においてもＭＥＭＳミラーユニット１におけるミラー３ａの面位角度を検出する際に適用しうるものである。
Further, since the low-frequency drive signal supplied to the
[D] Description of Fourth Embodiment FIG. 12 is a diagram showing a
そして、この図１２に示す静電容量センサ４０は、前述の第２実施形態におけるものに比して、帰還抵抗として、抵抗値をタイミングに応じて切り替え可能に構成された第１，第２帰還抵抗４３Ｃ，４４Ｃをそなえている点が異なっており、それ以外については基本的に同様の構成を有している。尚、図１２中、図６と同一の符号は、同様の部分を示している。
The
ここで、第１帰還抵抗４３Ａは、並列に接続された２つの抵抗４４Ｃ−１，４４Ｃ−２をそなえるとともに、抵抗４４Ｃ−２の抵抗４４Ｃ−１への並列接続状態を電気的にオンオフ制御するためのスイッチ４４Ｃ−３をそなえて構成されている。このスイッチ４４Ｃ−３としては、例えばトランジスタ等により構成することができる。
また、スイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３はそれぞれ、ミラー３ａの角度を駆動制御するための前述の第１，第２駆動信号を生成する図示しない駆動制御部から、ミラー３ａの面位角度の切り替え制御タイミングに応じたオンオフ制御信号を受けて切り替えられるようになっている。
Here, the first feedback resistor 43A includes two
Further, the
具体的には、上述のミラー３ａの面位切り替えを行なうために、第１，第２駆動信号が立ち上がるタイミングにおいては、スイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオン制御して、第１，第２帰還抵抗４３Ａ，４４Ａとしての帰還抵抗値を小さくする。これにより、静電容量CP，CNの充電スピードを速め、上述の第１，第２駆動信号が立ち上がるのを早め（スルーレートを向上させ）、ミラー３ａの面位が可動する応答性も早めている。
Specifically, in order to switch the surface position of the
一方で、第１，第２帰還抵抗４３Ａ，４４Ａを、上述の第１，第２駆動信号が立ち上がるタイミングにおいてミラー３ａの面位が可動する応答性を早める設定とすると、ミラー３ａの面位角度の検出を行なう回路４３Ｕ，４４Ｕとしてのカットオフ周波数ｆｃ〔式（７）参照〕が、ミラー本体３の共振周波数ｆｒに近づくことになる。従って、ミラー３ａの面位角度を安定的に検出するためには、上述のごときミラー３ａの面位が可動する応答性を早めるスイッチ設定を切り替えることが必要である。
On the other hand, if the first and second feedback resistors 43A and 44A are set so as to accelerate the responsiveness that the surface position of the
そこで、上述の第１，第２駆動信号が立ち上がるタイミングにおいてスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオンとしてから、ミラー３ａが共振せずに面位切り替え応答が十分得られる時間（例えば1ミリ秒程度のミリ秒オーダー）の経過後にはスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオフ制御して、第１，第２帰還抵抗４３Ａ，４４Ａとしての帰還抵抗値を大きくして、回路４３Ｕ，４４Ｕとしてのカットオフ周波数ｆｃが大きくなるようにする。
Therefore, after the
具体的には、ミラー３ａの角度を切り替える際に、切り替えのための低周波信号（第１，第２駆動信号）が電極４ａ，４ｂに供給されるタイミングに同期してスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオンとして帰還抵抗値を小さくする一方、スイッチオン時点から電極４ａ，４ｂによりミラー３ａの角度が目標角度周辺まで回動する程度の時間経過後にスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオフとして、帰還抵抗値を大きくする。
Specifically, when the angle of the
すなわち、第１，第２駆動信号が立ち上がるタイミングから上述の時間経過するまでの間以外においては、スイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオフとして、回路４３Ｕ，４４Ｕとしてのカットオフ周波数ｆｃをミラー本体３の共振周波数ｆｒよりも十分大きくして、ミラー３ａの面位角度を安定的に検出できるようにしている。
上述の構成により、本発明の第４実施形態にかかる静電容量センサ４０においても、第１駆動信号と第１容量検出用信号との重畳信号が、増幅回路２３Ａの正相入力に入力する。同様に、低周波の第２駆動信号と第２容量検出用信号との重畳信号が増幅回路２４Ａの正相入力に入力する。
That is, the
With the above configuration, also in the
それぞれの増幅回路２３Ａ，２４Ａの正相入力から入力された信号は増幅されて、低周波成分については利得１で増幅されるとともに〔式（６Ａ）参照〕、高周波成分についてはそれぞれの検出対象の静電容量値ＣＰ，ＣＮと帰還容量値ＣＦの値に応じた利得〔式（６Ｂ），（６Ｃ）参照〕で増幅されて、容量２５Ａ，２６Ａを通じて高周波成分のみが出力される。
Signals input from the positive phase inputs of the
ところで、上述のごとく増幅回路２３Ａ，２４Ａで増幅された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、帰還容量２３Ｂ，２４Ｂおよび帰還抵抗４３Ｃ，４４Ｃを通じて電極４ａ，４ｂにそれぞれ印加され、接地されたミラー３ａとの間で静電気力が与えられる。ミラー３ａは、上述の重畳信号成分のうちで、特に低周波成分となる第１，第２駆動信号に応答して回動する。
By the way, the superimposed signals of the low frequency components and the high frequency components amplified by the
さらに、差信号出力部２７の増幅回路２７Ａでは、容量２５Ａ，２６Ａからの高周波信号をそれぞれ入力抵抗２７Ｂ，２７Ｃを通じて逆相に入力されて、これら逆相に入力された信号の差信号を静電容量センサ４０の出力信号として出力する。これにより、静電容量センサ４０の利得としては、前述の式（８）に示すように、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）に応じた値となる。
Further, in the
したがって、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、容量値の差ＣＰ−ＣＮを検出することができるのである。そして、この容量差ＣＰ−ＣＮの値から、一意にミラー３ａの面位角度を特定することができる。
また、ミラー３ａの角度を切り替える際に、切り替えのための低周波信号（第１，第２駆動信号）が電極４ａ，４ｂに供給されるタイミングに同期してスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオンとしているので、帰還抵抗値が小さくなって第１，第２駆動信号の立ち上がりが早まり、ミラー３ａの面位が可動する応答性も早まる。
Therefore, the capacitance value difference CP-CN can be detected from the variation of the output amplitude with respect to the input amplitude of the known first and second capacitance detection signals. Then, the surface angle of the
Further, when the angle of the
さらに、上述のスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオンとした時点から電極４ａ，４ｂによりミラー３ａの角度が目標角度周辺まで回動する程度の時間経過後にスイッチ４３Ｃ−３，４４Ｃ−３をオフとしているので、帰還抵抗値が大きくなり、回路４３Ｕ，４４Ｕとしてのカットオフ周波数ｆｃをミラー本体３の共振周波数ｆｒよりも十分大きくすることができるので、ミラー３ａの面位角度を安定的に検出することができる。
Further, the
このように、本発明の第４実施形態にかかる静電容量センサ４０によれば、第１静電容量検出回路４３および第２静電容量検出回路４４により、前述の第２，第３実施形態の場合と同様に、ミラー３ａの電位を基準電位（例えば接地電位）として静電容量センサ４０を構成することができ、検出対象となる静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能するミラー３ａの電位を基準電位として静電容量センサ４０を構成することができる。これにより、静電容量センサ４０とＭＥＭＳミラーユニット１との間で必要な配線構成としては、少なくとも電極４ａ，４ｂと増幅回路２３Ａ，２４Ａの逆相入力とを接続するための２本の配線のみとして、配線構成を簡素化させることができる。
As described above, according to the
言い換えれば、静電容量２１，２２をなす片側の電極として機能する電極４ａ，４ｂによって、ＭＥＭＳミラー駆動と静電容量検知とを両立させることができる。更には、ＭＥＭＳミラーユニット１をアレイ状に配置したＭＥＭＳミラーアレイを構成する際には、複数のミラーユニット１をなすミラー本体３を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ＭＥＭＳミラーアレイとの配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
In other words, the MEMS mirror drive and the capacitance detection can be made compatible by the
また、第１静電容量検出回路４３，第２静電容量検出回路４４および差信号出力部２７により、電極４ａとミラー３ａとの間の静電容量２１の値ＣＰおよび電極４ｂとミラー３ａとの間の静電容量２２の値ＣＮとの差分ＣＰ−ＣＮを求めることができるので、ＭＥＭＳミラーユニット１として要求されるミラー３ａの角度制御のために必要な微小容量変動を検出することができ、ひいてはＭＥＭＳミラーユニット１のミラー３ａを高精度に角度制御することができる利点もある。
Further, the first
さらに、帰還抵抗として、抵抗値をタイミングに応じて切り替え可能に構成された第１，第２帰還抵抗４３Ｃ，４４Ｃをそなえているので、ミラー３ａの面位を切り替え制御時にはミラー３ａの回動応答性を向上させるとともに、ミラー３ａの面位角度の検出安定性についても図ることができる利点がある。
〔ｅ〕第５実施形態の説明
図１３は本発明の第５実施形態にかかる静電容量センサ５０を示す図であり、この図１３に示す静電容量センサ３０においてもＭＥＭＳミラーユニット１におけるミラー３ａの面位角度を検出する際に適用しうるものである。
Further, as the feedback resistor, the first and
[E] Description of Fifth Embodiment FIG. 13 is a diagram showing a
そして、この図１３に示す静電容量センサ５０は、前述の第２実施形態におけるものに比して、第１，第２静電容量検出回路２３，２４と差信号出力部２７との間に、ハイパスフィルタとしての容量２５Ａ，２６Ａの出力についてそれぞれサンプルホールドするサンプルホールド回路５５Ｂ，５６Ｂが介装されている点が異なっており、それ以外については基本的に同様の構成を有している。尚、図１３中、図６と同一の符号は、同様の部分を示している。
The
ここで、サンプルホールド回路５５Ｂは、容量２５Ａ，２６Ａから出力される（第１，第２容量検出用信号が増幅された）高周波信号に同期してサンプリングを行なうものであって、交流信号を直流に変換する働きを持っている。
これにより、差信号出力部２７においては、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮに応じた直流信号の振幅値信号を、サンプルホールド回路５５Ｂ，５６Ｂからそれぞれ入力されて、これらの容量値の差ＣＰ−ＣＮに応じた振幅の直流信号を出力することができる。
Here, the sample-and-
Thereby, in the difference
上述の構成により、本発明の第５実施形態にかかる静電容量センサ５０においても、第１駆動信号と第１容量検出用信号との重畳信号が、増幅回路２３Ａの正相入力に入力する。同様に、低周波の第２駆動信号と第２容量検出用信号との重畳信号が増幅回路２４Ａの正相入力に入力する。
それぞれの増幅回路２３Ａ，２４Ａの正相入力から入力された信号は増幅されて、低周波成分については利得１で増幅されるとともに〔式（６Ａ）参照〕、高周波成分についてはそれぞれの検出対象の静電容量値ＣＰ，ＣＮと帰還容量値ＣＦの値に応じた利得〔式（６Ｂ），（６Ｃ）参照〕で増幅されて、容量２５Ａ，２６Ａを通じて高周波成分のみが出力される。
With the above configuration, also in the
Signals input from the positive phase inputs of the
ところで、上述のごとく増幅回路２３Ａ，２４Ａで増幅された低周波成分および高周波成分の重畳信号は、帰還容量２３Ｂ，２４Ｂおよび帰還抵抗２３Ｃ，２４Ｃを通じて電極４ａ，４ｂにそれぞれ印加され、接地されたミラー３ａとの間で静電気力が与えられる。ミラー３ａは、上述の重畳信号成分のうちで、特に低周波成分となる第１，第２駆動信号に応答して回動する。
By the way, the superimposed signals of the low frequency component and the high frequency component amplified by the
また、サンプルホールド回路５５Ｂ，５６Ｂでは、容量２５Ａ，２６Ａから出力される高周波信号に同期してサンプリングを行なって、第１，第２容量検出用信号に対して静電容量値ＣＰ，ＣＮと帰還容量値ＣＦの値に応じた利得で増幅された振幅値を有する直流信号として出力する。
さらに、差信号出力部２７の増幅回路２７Ａでは、サンプルホールド回路５５Ｂ，５６Ｂからの直流信号をそれぞれ入力抵抗２７Ｂ，２７Ｃを通じて逆相に入力されて、これら逆相に入力された信号の差信号を静電容量センサ５０の出力信号として出力する。これにより、静電容量センサ５０の利得としては、前述の式（８）に示すように、静電容量２１の容量値ＣＰと静電容量２２の容量値ＣＮとの差（ＣＰ−ＣＮ）に応じた振幅値の直流信号となる。
The sample hold
Further, in the
したがって、既知の第１，第２静電容量検出用信号の入力振幅に対する出力振幅の変動から、容量値の差ＣＰ−ＣＮを検出することができるのである。そして、この容量差ＣＰ−ＣＮの値から、一意にミラー３ａの面位角度を特定することができる。
このように、本発明の第５実施形態にかかる静電容量センサ５０においても、第１静電容量検出回路２３および第２静電容量検出回路２４および差信号出力部２７により、前述の第２〜第４実施形態の場合と同様の利点があるほか、サンプルホールド回路が集積された静電容量センサを構成することができるので、静電容量センサとしての機能向上とともに、この静電容量センサ５０を用いてＭＥＭＳミラーアレイの制御系を構築する際には、静電容量センサ出力について交流信号から直流信号に変換するための外部機器を設ける必要がなくなるという利点もある。
Therefore, the capacitance value difference CP-CN can be detected from the variation of the output amplitude with respect to the input amplitude of the known first and second capacitance detection signals. Then, the surface angle of the
As described above, also in the
〔ｆ〕第６実施形態の説明
第６実施形態においては、ＭＥＭＳミラーアレイ６１ｂ，６１ｃを用いた光スイッチング装置６０において、ＭＥＭＳミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなす各ミラー３ａの面位角度を検出する静電容量センサとして前述の第２実施形態におけるものと同様のものを用いている。
[F] Description of Sixth Embodiment In the sixth embodiment, in the optical switching device 60 using the
図１４は本発明の第６実施形態にかかる光スイッチング装置６０を示す図であるが、この第６実施形態にかかる光スイッチング装置６０においては、光スイッチ光学系６１と光スイッチ制御装置６５とをそなえて構成されている。
ここで、光スイッチ光学系６１は、例えば図１５に示すようなコリメータアレイ６１ａ，６１ｄをそなえるとともに、互いに９０度の角度をなして配置された、入力用および出力用の２つのミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをそなえて構成されている。
FIG. 14 is a diagram showing an optical switching device 60 according to the sixth embodiment of the present invention. In the optical switching device 60 according to the sixth embodiment, an optical switch
Here, the optical switch
また、この図１５に示す入力コリメータアレイ６１ａは、方路切替対象としてＮ（Ｎは複数、図１５中においては８×８個）チャンネルの光を入力光として集光（コリメート）するためのＮ個の入力ポート６１ａ−１をアレイ状に配置されて構成されて、例えばＮ本の光ファイバの束を構成するファイバブロックからの光をそれぞれの入力ポート６１ａ−１に導入するとともに、集光された光を入力ミラーアレイ６１ｂ側に出射することができるようになっている。
Further, the input collimator array 61a shown in FIG. 15 collects (collimates) N (N is plural, 8 × 8 in FIG. 15) channel light as input light as a path switching target. A plurality of input ports 61a-1 are arranged in an array, for example, light from a fiber block constituting a bundle of N optical fibers is introduced into each input port 61a-1 and condensed. The emitted light can be emitted to the
入力ミラーアレイ６１ｂは、入力コリメータアレイ６１ａの入力ポート６１ａ−１の配置に１対１で対応するように、Ｎ個のティルトミラーユニット７１がアレイ状に配置されて構成されている。即ち、この入力ミラーアレイ６１ｂは、Ｎ個のティルトミラーユニット７１が入力コリメータアレイ６１ａからのＮ個のコリメート光をそれぞれ後段の出力ミラーアレイ６１ｃへ反射させるようにアレイ状に配置されている。
The
同様に、出力ミラーアレイ６１ｃは、入力ミラーアレイ６１ｂのティルトミラーユニット７１の配置に１対１で対応するように、Ｎ個のティルトミラーユニット７２がアレイ状に配置されて構成されている。即ち、この出力ミラーアレイ６１ｃは、Ｎ個のティルトミラーユニット７２がティルトミラーユニット７１からのＮ個の反射光をそれぞれ後段の出力コリメータアレイ６１ｄへ反射させるようにアレイ状に配置されている。
Similarly, the output mirror array 61c is configured by arranging N
さらに、出力コリメータアレイ６１ｄは、出力ミラーアレイ６１ｃのティルトミラーユニット７２の配置に１対１で対応するように、Ｎ個の出力ポート６１ｄ−１がアレイ状に配置されて構成されて、ティルトミラーユニット７２からのＮ個の反射光（スイッチング後のＮチャンネルの光信号）をそれぞれコリメートして出力するものである。
また、上述の入力ミラーアレイ６１ｂおよび出力ミラーアレイ６１ｃのティルトミラーユニット７１，７２はともに、前述の各実施形態におけるＭＥＭＳミラーユニット１と同様に、静電気力により回動可能に構成され光信号を偏向反射させる３次元のＭＥＭＳミラー（３次元マイクロエレクトロメカニカルシステムミラー）として構成することができる。即ち、前述の図２０に示すもの（符号１００参照）と同様、ｘ軸およびｙ軸をミラー回動軸として互いに独立して回動することができるようになっている。
Further, the
Further, both the
すなわち、入力ミラーアレイ６１ｂおよび出力ミラーアレイ６１ｃの各ティルトミラーユニット７１，７２は、入力ポート６１ａ−１に入力された光信号を偏向させることにより、コリメータアレイ６１ａから入力される光信号のチャンネルとコリメータアレイ６１ｄから出力される光信号のチャンネルとを切り替えを行なう可動エレメントを構成し、それぞれ第２〜第５実施形態におけるＭＥＭＳミラーユニット１と同様に、基板２，ミラー本体３および上述の２つのミラー回動軸に対応して２対の電極４をそなえている。
That is, each of the
換言すれば、後述の光スイッチ制御装置６５の制御により、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃの反射面についての縦方向および横方向を軸として、３次元方向に個別にミラー面の面位を可変することができるようになっており、これにより、入射された光信号の反射光路を可変することができるようになっている。
すなわち、上述の入力ミラーアレイ６１ｂおよび出力ミラーアレイ６１ｃにおける、面位が設定された各ティルトミラーユニット７１，７２が協働することにより、入力コリメータアレイ６１ａの各入力ポート６１ａ−１に入力される光信号を、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃの各ティルトミラーユニット７１，７２で順次反射させることにより、出力コリメータアレイ６１ｄにおける任意の位置の出力ポート６１ｄ−１を通じて出力することができ、光信号のチャンネル切替（光クロスコネクト）を行なうことができる。
In other words, the surface position of the mirror surface can be individually varied in the three-dimensional direction with the vertical and horizontal directions of the reflecting surfaces of the
That is, in the
また、図１４に示す光スイッチング装置６０の光スイッチ制御装置６５は、詳細には前述の第２実施形態におけるもの（符号２０参照）と同様の静電容量センサ６２−１〜６２−ｍを有する静電容量センサ部６２が設けられるとともに、制御部６３および駆動部６４−１〜６４−ｍをそなえて構成されている。即ち、個々の静電容量センサ６２−１〜６２−ｍは、アレイ状に配置された一つのティルトミラーユニット７１，７２における２つのミラー回動軸のうちのいずれか一方の面位角度を検出するための静電容量を検出するようになっている。
Further, the optical
図１６は、上述のｘ軸およびｙ軸について回動可能なティルトミラーユニット７１（又は７２）とともに、このティルトミラーユニット７１と２つの静電容量センサ６２−ａ，６２−（ａ+１）との結線関係について示す図である。
ここで、この図１６に示すティルトミラーユニット７１においては電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘ，４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙがミラー本体３と一体に形成されたものであって、３ｂ−Ｙはミラー３ａを支持するｙ軸トーションバー、５−１はｙ軸トーションバー３ｂ−Ｙを支持するフレーム、３ｂ−Ｘはミラー３ａをｙ軸トーションバー３ｂ−Ｙおよびフレーム５−１を通じて支持するｘ軸トーションバー、５−２はｘ軸トーションバー３ｂ−Ｘを支持する外郭フレームである。
FIG. 16 shows the tilt mirror unit 71 (or 72) rotatable about the x axis and the y axis, and the
Here, in the
また、ミラー３ａは上述の櫛型電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘの櫛間と嵌め合わさるように形成されたミラー側櫛型電極６ａ−Ｘ，６ｂ−Ｘをそなえている。更に、フレーム５−１には一対の櫛型電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘが一体に形成されるとともに、フレーム５−２には一対の櫛型電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙが一体に形成されている。
なお、フレーム５−１には櫛型電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙの櫛間と嵌め合わさるように形成されたミラー側櫛型電極６ａ−Ｙ，６ｂ−Ｙをそなえている。又、５−１１は上述の電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘおよび櫛型導電部５−Ｙを絶縁する絶縁部、５−２１は上述の電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙ間を絶縁する絶縁部であり、ミラー３ａ面は接地されている。
The
The frame 5-1 is provided with mirror side comb electrodes 6a-Y and 6b-Y formed so as to be fitted between the
この図１６に示すように、静電容量センサ６２−ａの第１静電容量検出回路２３における非反転増幅回路２３Ｕの正相入力には、電極４ａ−Ｙを通じてミラー３ａをトーションバー３ｂ−Ｘについて回動させるための低周波の駆動信号と、電極４ａ−Ｙ，６ａ−Ｙ間の静電容量２１Ｙの値ＣＰを検出するための高周波の第１容量検出用信号とが重畳された重畳信号が入力され、非反転増幅回路２３Ｕの逆相入力は、電極４ａ−Ｙを通じて容量２１Ｙに接続されている。
As shown in FIG. 16, for the positive phase input of the
また、静電容量センサ６２−ａの第２静電容量検出回路２４における非反転増幅回路２４Ｕの正相入力には、電極４ｂ−Ｙを通じてミラー３ａをトーションバー３ｂ−Ｘについて回動させるための低周波の駆動信号と、電極４ｂ−Ｙ，６ｂ−Ｙ間の静電容量２２Ｙの値ＣＮを検出するための高周波の第２容量検出用信号とが重畳された重畳信号が入力され、非反転増幅回路２４Ｕの逆相入力は、電極４ｂ−Ｙを通じて容量２２Ｙに接続されている。
Further, the positive phase input of the
同様に、静電容量センサ６２−（ａ＋１）の第１静電容量検出回路２３における非反転増幅回路２３Ｕの正相入力には、電極４ａ−Ｘを通じてミラー３ａをトーションバー３ｂ−Ｙについて回動させるための低周波の駆動信号と、電極４ａ−Ｘ，６ａ−Ｘ間の静電容量２１Ｘの値ＣＰを検出するための高周波の第１容量検出用信号とが重畳された重畳信号が入力され、非反転増幅回路２３Ｕの逆相入力は、電極４ａ−Ｘを通じて容量２１Ｘに接続されている。
Similarly, for the positive phase input of the
また、静電容量センサ６２−（ａ＋１）の第２静電容量検出回路２４における非反転増幅回路２４Ｕの正相入力には、電極４ｂ−Ｘを通じてミラー３ａをトーションバー３ｂ−Ｙについて回動させるための低周波の駆動信号と、電極４ｂ−Ｘ，６ｂ−Ｘ間の静電容量２２Ｘの値ＣＮを検出するための高周波の第２容量検出用信号とが重畳された重畳信号が入力され、非反転増幅回路２４Ｕの逆相入力は、電極４ｂ−Ｘを通じて容量２２Ｘに接続されている。
Further, for the positive phase input of the
これにより、静電容量センサ６２−ａを通じて電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙに供給される一対の駆動信号によってトーションバー３ｂ−Ｘがねじれてミラー３ａの面位が回動するとともに、静電容量２１Ｙ，２２Ｙ間の容量差ＣＰ−ＣＮに応じた利得で高周波の容量検出用信号が増幅されて出力される。
同様に、静電容量センサ６２−（ａ＋１）を通じて電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘに供給される一対の駆動信号によってトーションバー３ｂ−Ｙがねじれてミラー３ａの面位が回動するとともに、静電容量２１Ｘ，２２Ｘ間の容量差ＣＰ−ＣＮに応じた利得で高周波の容量検出用信号が増幅されて出力される。
Accordingly, the
Similarly, the
このようにして、個々のティルトミラーユニット７１，７２に接続された静電容量センサ６２−１〜６２−ｍは、非反転増幅回路２３Ｕ，２４Ｕを構成する２つの増幅回路２３Ａ，２４Ａ参照の正相に、第２実施形態の場合と同様の２対の重畳信号を、対応する駆動部６４−１〜６４−ｍから後述するように入力され、逆相にはティルトミラーユニット７１，７２をなす電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙ，４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘに接続されている。
In this way, the capacitance sensors 62-1 to 62-m connected to the individual
そして、ティルトミラーユニット７１，７２をなすミラー３ａは、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍを通じて上述の電極４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙ，４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘに供給される重畳信号のうちの低周波信号で駆動され、ミラー面位をｘ軸又はｙ軸について回動させることができる。更に、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍ出力により、ｘ軸又はｙ軸について回動されたミラー面位角度を回動軸ごとに検出することができる。
The
なお、上述のティルトミラーユニット７１としては、例えばこの図１６に示す電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘ，４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙのように櫛型の電極構造を有することで、単位印加電圧あたりの静電容量変動が大きくなる。即ち、この図１６に示す櫛型電極構造を有するティルトミラーユニット７１（７２）により、ミラー３ａを回動させる単位角度に対する印加電圧を小さくすることができる。
The
また、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍにおいては、静電容量ＣＰとＣＮの差に応じた利得の信号（静電容量検出信号）を、上述の回動軸についてのミラー面位角度を検出するための信号として制御部６３に出力するようになっている。尚、この場合においては、ティルトミラーユニット７１，７２は２×Ｎ個あるので、ｍ個とは２×２×Ｎ個に相当する。
Further, in the capacitance sensors 62-1 to 62-m, a gain signal (capacitance detection signal) corresponding to the difference between the capacitances CP and CN is transmitted to the mirror surface position angle with respect to the rotation axis described above. Is output to the
したがって、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍは、ミラーに対して静電気力による回転力を与えるための信号を供給する機能と、回転されたミラーの角度を検出する機能とを、一対の電極との結線のみで実現している。又、各ティルトミラーユニット７１，７２は共通の電位として例えば接地しておけばよいので、電位を分離して取り出す必要がなく、各ティルトミラーユニット７１，７２間を絶縁する必要もない。これにより、ティルトミラー７１，７２について配線構成を格段に簡素化させることができる。
Therefore, the capacitance sensors 62-1 to 62-m have a function of supplying a signal for applying a rotational force by an electrostatic force to the mirror and a function of detecting the angle of the rotated mirror. This is achieved only by connecting to the electrodes. Further, since the
また、図１４に示す光スイッチング装置６０の制御部６３は、複数チャンネルの光信号のチャンネル切替指示を外部から受けて、静電容量センサ部６２からの各ティルトミラーユニット７１，７２についての静電容量変位をもとに、チャンネル切替を行なうためのミラーの回動変位量を制御するための制御信号を出力するものであり、サンプルホールド回路６３ａ，アンプ６３ｂ，Ａ／Ｄコンバータ６３ｃおよびコントローラ６３ｄをそなえて構成されている。
Also, the
ここで、サンプルホールド回路６３ａは、前述の第５実施形態における静電容量センサ５０にそなえられたもの（符号５５Ｂ，５６Ｂ参照）と同様の機能を有するもので、各静電容量センサ６２−１〜６２−ｍから出力される静電容量検出信号としての高周波信号に同期してサンプリングを行なうものであって、交流信号を直流に変換する働きを持っている。
Here, the
また、アンプ６３ｂはサンプルホールド回路６３ａから出力される直流信号を増幅し、Ａ／Ｄコンバータ６３ｃはアンプ６３ｂで増幅された直流信号をアナログ信号からディジタル信号に変換して、ディジタル値の静電容量検出信号としてコントローラ６３ｄに出力する。
さらに、コントローラ６３ｄは、光スイッチ光学系６１に入力される複数チャンネルの光信号ごとの光パス設定（クロスコネクト設定）に対応する面位制御を駆動部６４−１〜６４−ｍを通じて行なわせるための制御信号を出力するものである。
The
Further, the
具体的には、コントローラ６３ｄは、Ａ／Ｄコンバータ６３ｃからのディジタル値の静電容量検出信号をもとに各ティルトミラー７１，７２のｘ軸、ｙ軸の面位角度を求め、求められた面位角度に基づき、各ティルトミラー７１，７２のｘ軸、ｙ軸の面位角度が上述の光パス設定のために最適な角度となるようにフィードバックして制御信号を出力するようになっている。
Specifically, the
なお、上述のコントローラ６３ｄにおいては、上述のごときティルトミラーユニット７１，７２のミラーを駆動させるための制御信号のほかに、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍで静電容量ＣＰとＣＮの差に応じた利得の信号を出力するための静電容量検出用信号についても、ディジタル信号として重畳して駆動部６４−１〜６４−ｍに出力するようになっている。
In the
また、駆動部６４−１〜６４−ｍは、個々のティルトミラー７１，７２の回動軸について独立して回動させるためにｍ個設けられている。そして、各駆動部６４−１〜６４−ｍは、制御部６３からの制御信号に基づいて、各ティルトミラー７１，７２に対する静電気力を対応する一対の電極への駆動信号を通じて供給するものであって、一対のＤ／Ａコンバータ６４ａおよび一対のドライバ６４ｂをそなえている。
Further, m drive units 64-1 to 64-m are provided to independently rotate the rotation axes of the individual tilt mirrors 71 and 72. Each of the drive units 64-1 to 64-m supplies the electrostatic force to each
ここで、Ｄ／Ａコンバータ６４ａは、コントローラ６３ｄからの、制御信号および静電容量検出用信号の重畳信号（ディジタル信号）をアナログの重畳信号に変換するもので、上述の制御信号成分については低周波のアナログ信号に変換され、静電容量検出用信号については、ミラーが応答しない高周波のアナログ信号に変換される。
さらに、ドライバ６４ｂは、Ｄ／Ａコンバータ６４ａからのアナログの重畳信号について、ティルトミラー７１，７２における一対の電極に供給すべき振幅値の信号に増幅するものであり、増幅された一対のアナログの重畳信号はそれぞれ、前述したように対応する静電容量センサ６２−１〜６２−ｍを通じて一対の電極に供給される。
Here, the D /
Further, the
上述の構成により、本発明の第６実施形態にかかる光スイッチング装置６０においては、図１７に示すように、光パス設定に応じた各ティルトミラーユニット７１，７２の面位制御を行なうことができる。
すなわち、制御部６３のコントローラ６３ｄで、外部からのパス設定命令を受けると（ステップＡ１）、このパス設定内容に応じて、図示しないディスク装置や媒体等に蓄積された制御情報データを検索し、命令に応じたパス設定を実現する面位角度に各ティルトミラーユニット７１，７２のミラーを設定するための制御データを持つ制御信号を、上述の静電容量検出用信号とともに駆動部６４−１〜６４−ｍに出力する。
With the configuration described above, in the optical switching device 60 according to the sixth embodiment of the present invention, as shown in FIG. 17, the surface position control of each
That is, when an external path setting command is received by the
これにより、駆動部６４−１〜６４−ｍおよび静電容量センサ６２−１〜６２−ｍによって、光パス設定対象のティルトミラーユニット７１，７２をなす電極に駆動信号が供給されて、そのミラーは、入力された光パス設定に対して初期値として与えられたの面位角度となるように回動する（ステップＡ２）。
そして、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍでは、上述のコントローラ６３ｄからの制御信号によって、静電容量差ＣＰ−ＣＮ（図１６参照）に応じた利得で増幅された信号を、個々のティルトミラー７１，７２におけるミラーの面位角度を検出するために制御部６３に供給する。
As a result, drive signals are supplied to the electrodes forming the
Then, in the capacitance sensors 62-1 to 62-m, the signals amplified by the gain according to the capacitance difference CP-CN (see FIG. 16) by the control signal from the
制御部６３のコントローラ６３ｄでは、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍから出力される信号の振幅値と、駆動部６４−１〜６４−ｍに供給したもとの静電容量検出信号が静電容量センサ６２−１〜６２−ｍに入力する時点での振幅値とから、利得の測定値を求めるとともに、求められた利得測定値と帰還容量ＣＦの値とを用いて、式（８）により静電容量差の値ＣＰ−ＣＮを求め、静電容量差に一意に対応するミラーの面位角度を検出値として求める。
In the
そして、コントローラ６３ｄでは、検出値として求められたミラーの面位角度が、光パス設定として命令された面位角度の目標値になるようにフィードバックして制御信号を駆動部６４−１〜６４−ｍに出力する（ステップＡ３，ステップＡ４）。
このように、本発明の第６実施形態にかかる光スイッチング装置６０によれば、前述の第２実施形態の場合と同様の静電容量センサ６２−１〜６２―ｍを用いて構成されているので、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなすティルトミラーユニット７１，７２のミラー本体を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ティルトミラーアレイとの配線構成を簡素化しながら高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
Then, the
As described above, the optical switching device 60 according to the sixth embodiment of the present invention is configured using the capacitance sensors 62-1 to 62-m similar to those in the above-described second embodiment. Therefore, since the mirror main bodies of the
また、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなす各ティルトミラー７１，７２に静電気力を供給するための一対の電極４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘ，４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙが、それぞれ櫛型形状の電極により構成されているので、上述のごとき利点に加え、ミラー３ａを回動させる単位角度に対する印加電圧を小さくすることができ、延いては装置の消費電力を抑制させ、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃの発熱についても抑制させることができる。
The pair of
〔ｇ〕第７実施形態の説明
図１８は本発明の第７実施形態にかかる光スイッチング装置８０を示す図であるが、この第７実施形態にかかる光スイッチング装置８０は、前述の第６実施形態におけるもの（符号６０参照）に比して、光パワーモニタ８８およびＡ／Ｄコンバータ８９をそなえ、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなすティルトミラーユニット７１，７２のミラー面位角度を、出力される光信号のパワーに応じて可変する機能が付加されている点が異なっている。
[G] Description of Seventh Embodiment FIG. 18 is a diagram showing an
第７実施形態にかかる光スイッチング装置８０においては上述のごとき機能が付加されているので、温度変動やデバイス性能の経時変化によって光学的な最適点に対する最適ＭＥＭＳミラー角度が変化することに対応することができるようになっている。
また、この図１８に示す光スイッチング装置８０においては、上述の光パワーモニタ８８およびＡ／Ｄコンバータ８９以外の構成については前述の図１４に示す光スイッチング装置６０と基本的に同様である。尚、図１８中において、図１４と同一の符号はほぼ同様の部分を示している。即ち、第７実施形態においても、ＭＥＭＳミラーアレイ６１ｂ，６１ｃを用いた光スイッチング装置８０において、ＭＥＭＳミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなす各ミラー３ａの面位角度を検出する静電容量センサ６２−１〜６２−ｍとして前述の第２実施形態におけるものと同様のものを用いている。
In the
In the
ここで、光パワーモニタ８８は、光スイッチ光学系６１から出力される各チャンネルの光信号のパワーを一定率分岐した上で主信号系とは別にモニタするもので、Ａ／Ｄコンバータ８９は、光パワーモニタ８８にてモニタされた、各チャンネルにおける出力光信号のパワーのモニタ値を、アナログ信号からディジタル信号に変換するものである。
コントローラ６３ｄは、静電容量センサ部６２からの各ティルトミラー３ａについての静電容量変位とともに、光パワーモニタ８８からのチャンネルごとの光信号のパワーをもとに、チャンネル切替を行なうための各ティルトミラー３ａの回動変位量を制御するための制御信号を出力する。
Here, the optical power monitor 88 monitors the power of the optical signal of each channel output from the optical switch
The
具体的には、コントローラ６３ｄにおいては、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍからの容量検出情報から得られる角度検出情報をもとに、外部から命令として受ける光パス設定の内容に応じてミラー面位角度をフィードバック制御しているが、この制御によってミラー面位が設定された後に、各チャンネルの出力信号光のパワーが、設定されたパスにおいて温度変動やデバイス性能の経時変化に対応した最適な出力レベルとなるように、該当する光路のティルトミラーユニット７１，７２のミラー面位角度を調整制御するようになっているのである。
Specifically, in the
上述の構成により、本発明の第７実施形態にかかる光スイッチング装置８０では、図１９に示すように、光パス設定に応じた各ティルトミラーユニット７１，７２の面位制御を行なうことができる。
すなわち、制御部６３のコントローラ６３ｄで、外部からのパス設定命令を受けると（ステップＢ１）、前述の第６実施形態の場合と同様に、命令に応じたパス設定を実現する面位角度に各ティルトミラーユニット７１，７２のミラーを設定するための制御データを持つ制御信号を、上述の静電容量検出用信号とともに駆動部６４−１〜６４−ｍに出力する。
With the above configuration, in the
That is, when an external path setting command is received by the
これにより、駆動部６４−１〜６４−ｍおよび静電容量センサ６２−１〜６２−ｍによって、光パス設定対象のティルトミラーユニット７１，７２をなす電極に駆動信号が供給されて、そのミラーは、入力された光パス設定に対して初期値として与えられたの面位角度となるように回動する（ステップＢ２）。
そして、静電容量センサ６２−１〜６２−ｍでは、上述のコントローラ６３ｄからの制御信号によって、静電容量差ＣＰ−ＣＮ（図１６参照）に応じた利得で増幅された信号を、個々のティルトミラー７１，７２におけるミラーの面位角度を検出するために出力する。この静電容量差ＣＰ−ＣＮの値に応じた信号は制御部６３のサンプルホールド回路６３ａ，アンプ６３ｂ，Ａ／Ｄコンバータ６３ｃによる信号処理が施されたのちにコントローラ６３ｄに入力される。
As a result, drive signals are supplied to the electrodes forming the
Then, in the capacitance sensors 62-1 to 62-m, the signals amplified by the gain according to the capacitance difference CP-CN (see FIG. 16) by the control signal from the
制御部６３のコントローラ６３ｄでは、Ａ／Ｄコンバータ６３ｃからの静電容量差ＣＰ−ＣＮの値に応じた信号をもとに静電容量差の値ＣＰ−ＣＮを求めるとともに、静電容量差に一意に対応するミラーの面位角度を検出値として求める。
そして、コントローラ６３ｄでは、この検出値として求められたミラーの面位角度が、光パス設定として命令された面位角度の目標値になるようにフィードバックして制御信号を駆動部６４−１〜６４−ｍに出力する（ステップＢ３）。
The
Then, the
コントローラ６３ｄでは、このようにしてミラーの面位角度を目標値となるように設定したのちに、続いて温度変動やデバイス性能の経時変化対応して最適な出力光のパワーが得られるような面位制御を行なう。
すなわち、コントローラ６３ｄにおいては、光パワーモニタ８８においてモニタされた光スイッチ光学系６１から出力される各チャンネルの光信号のパワーをＡ／Ｄコンバータ８９を通じてディジタル信号として入力されて、各チャンネルの出力信号光のパワーが設定されたパスにおいて最適な出力レベルとなるように、該当する光路のティルトミラーユニット７１，７２のミラー面位角度を調整制御する（ステップＢ４，Ｂ５）。これによって、最終的に入力された命令に対する光パス設定動作が完了する（ステップＢ６）。
In the
That is, in the
このように、本発明の第７実施形態にかかる光スイッチング装置８０においても、前述の第２実施形態の場合と同様の静電容量センサ６２−１〜６２―ｍを用いて構成されているので、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなすティルトミラーユニット７１，７２のミラー本体を共通の電位となるように構成することができるので、従来技術（図２１参照）のごとくミラー３ａごとの電位を配線により取り出す必要がなくなり、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃとの配線構成を簡素化しながら、高精度に静電容量を検出することができ、歩留まり向上や特性改善に資するという利点がある。
As described above, the
また、光パワーモニタ８８およびＡ／Ｄコンバータ８９を設けているので、温度変動やデバイス性能の経時変化によって光学的な最適点に対応する最適ミラー角度が変化することに適応することができ、装置８０の長期的利用にわたっての信頼性を確保することができる利点もある。
〔ｈ〕その他
上述の第１〜第５実施形態ではＭＥＭＳミラーユニット１のミラー面位を検出するために、第６，第７実施形態においても光スイッチ光学系６１のミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなすミラー面位を検出するために、それぞれ静電容量を検出しているが、本発明によればこれに限定されず、静電容量センサ１０，２０，３０，４０，５０，６２−１〜６２−ｍとしてはこれ以外の可動エレメントの基準姿勢に対する姿勢変位を検出するために静電容量を検出するように構成してもよい。
In addition, since the
[H] Others In the first to fifth embodiments described above, in order to detect the mirror surface position of the
このとき、姿勢変位を検出するための容量検出用信号である高周波成分の信号のみを静電容量センサ１０，２０，３０，４０，５０，６２−１〜６２−ｍに入力させるようにしてもよい。この場合においては、ハイパスフィルタとしての容量１５，２５Ａ，２６Ａについては省略することができる。
また、上述の各実施形態において、ハイパスフィルタとして容量１５，２５Ａ，２６Ａを用いているが、これ以外の公知の構成を持つハイパスフィルタを用いることとしてもよい。
At this time, only the high-frequency component signal, which is a capacitance detection signal for detecting the posture displacement, may be input to the
In each of the above-described embodiments, the
さらに、第１実施形態にかかる静電容量センサ１０、第６，第７実施形態における静電容量センサ６２−１〜６２−ｍには、第３実施形態におけるものと同様の負荷抵抗（符号３３Ｄ，３４Ｄ参照）を設けることとしてもよい。このようにすれば、少なくとも静電容量センサ１０，６２−１〜６２−ｍに入力される時点での駆動信号（第１，第２駆動信号）としての信号レベルを、負荷抵抗がない場合よりも低くしておくことができる。
Further, the
また、第１実施形態にかかる静電容量センサ１０、第６，第７実施形態における静電容量センサ６２−１〜６２−ｍには、第４実施形態におけるものと同様のスイッチを含んだ帰還抵抗（符号４３Ｃ，４４Ｃ）をそなえることとしてもよい。このようにすれば、前述の第４実施形態の場合と同様に、ミラー３ａの面位を切り替え制御時にはミラー３ａの回動応答性を向上させるとともに、ミラー３ａの面位角度の検出安定性についても図ることができる利点がある。
The
さらに、第１実施形態にかかる静電容量センサ１０、第６，第７実施形態における静電容量センサ６２−１〜６２−ｍには、第５実施形態の場合と同様のサンプルホールド回路を設けることとしてもよい。このようにすれば、静電容量センサ１０，６２−１〜６２−ｍの外部に設けるべきサンプルホールド回路（図１４，図１８の符号６３ａ参照）をそなえる必要がなくなる。
Furthermore, the
また、第６，第７実施形態にかかる光スイッチング装置６０，８０において、光スイッチ光学系６１としては、図１５に示すもの以外に様々な構成があり、本発明は図１５にて示した構成に縛られることなく様々な構成に適用することが可能である。又、ミラーアレイ６１ｂ，６１ｃをなすティルトミラーユニット７１，７２としても、上述の図１６に示すような櫛型電極構造以外のものを適用してもよいし、また２軸を回動させるミラー構造以外のものを用いることもできる。
Further, in the
〔ｉ〕付記
（付記１） 可動エレメントの基準姿勢に対する姿勢変位を、該可動エレメントと該可動エレメントに隔離して配置された電極との間の静電容量で検出するための静電容量センサであって、
増幅回路と、帰還容量と、帰還抵抗とをそなえ、検出対象となる前記静電容量を該増幅回路の逆相入力に接続して非反転増幅回路を構成するとともに、
前記静電容量を検出するための容量検出用信号を該増幅回路の正相入力に入力するとともに、検出対象となる前記静電容量の値に応じた利得で前記容量検出用信号が増幅された信号を、前記静電容量の検出結果として出力するように構成されたことを特徴とする、静電容量センサ。
[I] Supplementary Note (Supplementary Note 1) A capacitance sensor for detecting a displacement of a movable element relative to a reference posture with a capacitance between the movable element and an electrode arranged separately from the movable element. There,
An amplification circuit, a feedback capacitor, and a feedback resistor are provided, and the capacitance to be detected is connected to a negative phase input of the amplification circuit to constitute a non-inverting amplification circuit,
A capacitance detection signal for detecting the capacitance is input to the positive phase input of the amplifier circuit, and the capacitance detection signal is amplified with a gain corresponding to the capacitance value to be detected. A capacitance sensor configured to output a signal as a detection result of the capacitance.
（付記２） 該増幅回路の正相入力には、前記容量検出用信号とともに、前記容量検出用信号よりも低周波を有し該可動エレメントの変位を静電気力で変化させるための駆動信号が重畳された信号を入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として検出対象となる前記静電容量を該増幅回路の逆相入力に接続するように構成され、
かつ、該増幅回路からの出力から、前記駆動信号の成分を除去するハイパスフィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、付記１記載の静電容量センサ。
(Supplementary Note 2) The positive phase input of the amplifier circuit is superposed with a drive signal for changing the displacement of the movable element by electrostatic force, having a lower frequency than the capacitance detection signal, together with the capacitance detection signal. The input signal is input, and the capacitance to be detected is connected to the negative phase input of the amplifier circuit with the potential of the movable element as the ground potential,
The capacitance sensor according to
（付記３） 該増幅回路の逆相入力に負荷抵抗が接続されていることを特徴とする、付記１記載の静電容量センサ。
（付記４） 該帰還抵抗の値をタイミングに応じて切り替えることを特徴とする、付記１記載の静電容量センサ。
（付記５） 該ハイパスフィルタの出力についてサンプルホールドするサンプルホールド回路をそなえて構成されたことを特徴とする、付記２記載の静電容量センサ。
(Additional remark 3) The load sensor is connected to the negative phase input of this amplifier circuit, The electrostatic capacitance sensor of
(Additional remark 4) The capacitance sensor of
(Supplementary note 5) The capacitance sensor according to
（付記６） 可動エレメントと該可動エレメントに隔離して配置された一対の電極それぞれとの間の静電気力により、該可動エレメントが変位する可動エレメント装置における上記の可動エレメントと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出する静電容量センサであって、
第１増幅回路と、第１帰還容量と、第１帰還抵抗とをそなえ、前記可動エレメントと前記一対の電極をなす第１電極との間の第１静電容量を該第１増幅回路の逆相入力に接続して非反転増幅回路を構成するとともに、前記第１静電容量を検出するための第１容量検出用信号を該第１増幅回路の正相に入力するとともに、前記第１静電容量の値に応じた利得で前記第１容量検出用信号が増幅された信号を出力するように構成された第１静電容量検出回路と、
第２増幅回路と、第２帰還容量と、第２帰還抵抗とをそなえ、前記可動エレメントと前記一対の電極をなす第２電極との間の第２静電容量を該第２増幅回路の逆相入力に接続して非反転増幅回路を構成するとともに、前記第２静電容量を検出するための第２容量検出用信号を該第２増幅回路の正相に入力するとともに、前記第２静電容量の値に応じた利得で前記第２容量検出用信号が増幅された信号を出力するように構成された第２静電容量検出回路と、
上記の第１，第２静電容量検出回路からの出力の差により、上記の可動エレメントと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出するための信号を出力する差信号出力部と、をそなえて構成されたことを特徴とする、静電容量センサ。
(Supplementary Note 6) The above-mentioned movable element and each of the pair of electrodes in the movable element device in which the movable element is displaced by an electrostatic force between the movable element and each of the pair of electrodes arranged separately from the movable element. A capacitance sensor for detecting a capacitance displacement due to a capacitance between,
A first amplifier circuit, a first feedback capacitor, and a first feedback resistor are provided, and a first capacitance between the movable element and the first electrode forming the pair of electrodes is set to be the inverse of the first amplifier circuit. A non-inverting amplifier circuit is configured by connecting to a phase input, and a first capacitance detection signal for detecting the first capacitance is input to the positive phase of the first amplifier circuit, and the first static signal is detected. A first capacitance detection circuit configured to output a signal obtained by amplifying the first capacitance detection signal with a gain according to a capacitance value;
A second amplifying circuit, a second feedback capacitor, and a second feedback resistor are provided, and a second capacitance between the movable element and the second electrode forming the pair of electrodes is reversed from the second amplifying circuit. A non-inverting amplifier circuit is configured by connecting to a phase input, and a second capacitance detection signal for detecting the second capacitance is input to the positive phase of the second amplifier circuit, and the second static signal is input. A second capacitance detection circuit configured to output a signal obtained by amplifying the second capacitance detection signal with a gain according to a capacitance value;
Difference in outputting a signal for detecting capacitance displacement due to capacitance between the movable element and each of the pair of electrodes due to a difference in output from the first and second capacitance detection circuits. A capacitance sensor, comprising: a signal output unit.
（付記７） 上記の第１静電容量検出回路が、第１増幅回路の正相入力に前記第１容量検出用信号とともに、前記第１容量検出用信号よりも低周波を有し該可動エレメントの変位を変化させるための第１駆動信号が重畳された信号を入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として検出対象となる前記第１静電容量を該第１増幅回路の逆相入力に接続するように構成され、かつ、該第１増幅回路からの出力から、前記第１駆動信号の成分を除去する第１ハイパスフィルタをそなえて構成され、
上記の第２静電容量検出回路が、第２増幅回路の正相入力に前記第２容量検出用信号とともに、前記第２容量検出用信号よりも低周波を有し該可動エレメントの変位を変化させるための第２駆動信号が重畳された信号を入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として検出対象となる前記第２静電容量を該第２増幅回路の逆相入力に接続するように構成され、かつ、該第２増幅回路からの出力から、前記第２駆動信号の成分を除去する第２ハイパスフィルタをそなえて構成されたことを特徴とする、付記６記載の静電容量センサ。
(Additional remark 7) Said 1st electrostatic capacitance detection circuit has a lower frequency than said 1st capacity | capacitance detection signal with said 1st capacity | capacitance detection signal in the positive phase input of a 1st amplifier circuit, and this movable element The first drive signal for changing the displacement of the first input signal is input, while the potential of the movable element is set to the ground potential, and the first capacitance to be detected is input to the first amplifier circuit as a negative phase input. And a first high-pass filter that removes the component of the first drive signal from the output from the first amplifier circuit,
The second capacitance detection circuit has a lower frequency than the second capacitance detection signal at the positive phase input of the second amplification circuit and changes the displacement of the movable element together with the second capacitance detection signal. A signal on which a second drive signal is superimposed is input, and the second capacitance to be detected is connected to a negative phase input of the second amplifier circuit with the potential of the movable element as a ground potential. And a second high-pass filter that removes the component of the second drive signal from the output from the second amplifier circuit. .
（付記８） 該第１，第２増幅回路の逆相入力のそれぞれに負荷抵抗が接続されていることを特徴とする、付記６記載の静電容量センサ。
（付記９） 該第１，第２帰還抵抗の値をタイミングに応じて切り替えることを特徴とする、付記６記載の静電容量センサ。
（付記１０） 該第１静電容量回路が、該第１ハイパスフィルタの出力についてサンプルホールドする第１サンプルホールド回路をそなえるとともに、該第２静電容量回路が、該第２ハイパスフィルタの出力についてサンプルホールドする第２サンプルホールド回路をそなえて構成されたことを特徴とする、付記７記載の静電容量センサ。
(Additional remark 8) The load sensor is connected to each of the negative phase input of this 1st, 2nd amplifier circuit, The electrostatic capacitance sensor of
(Supplementary note 9) The capacitance sensor according to
(Supplementary Note 10) The first capacitance circuit includes a first sample and hold circuit that samples and holds the output of the first high-pass filter, and the second capacitance circuit provides an output of the second high-pass filter. 8. The capacitance sensor according to
（付記１１） 可動エレメントと該可動エレメントに隔離して配置された電極との間の静電気力により該可動エレメントが変位する可動エレメント装置における上記の可動エレメントと電極との間の静電容量を検出する静電容量センサであって、
該可動エレメントの変位を変化させるための低周波の駆動信号と前記駆動信号よりも高周波を有して前記静電容量を検出するための容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として検出対象となる前記静電容量を前記電極を介して逆相入力に接続する増幅回路と、
該増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された帰還容量および帰還抵抗と、
該増幅回路からの出力から、前記低周波の信号成分を除去するハイパスフィルタと、をそなえ、
該ハイパスフィルタから、検出対象となる前記静電容量の値に応じた利得で前記容量検出用信号が増幅された信号を出力するように構成されたことを特徴とする、静電容量センサ。
(Additional remark 11) The electrostatic capacitance between said movable element and electrode in the movable element apparatus to which this movable element displaces with the electrostatic force between the movable element and the electrode arrange | positioned separately from this movable element is detected. A capacitive sensor,
A signal in which a low frequency drive signal for changing the displacement of the movable element and a capacitance detection signal for detecting the capacitance having a higher frequency than the drive signal are superimposed is input in the positive phase. On the other hand, an amplification circuit that connects the electrostatic capacitance to be detected to a negative phase input through the electrode, with the potential of the movable element as a ground potential,
A feedback capacitor and a feedback resistor connected in parallel to feed back the output of the amplifier circuit to the negative phase input;
A high-pass filter that removes the low-frequency signal component from the output from the amplifier circuit;
A capacitance sensor configured to output a signal obtained by amplifying the capacitance detection signal with a gain corresponding to the capacitance value to be detected from the high-pass filter.
（付記１２） 可動エレメントと該可動エレメントに隔離して配置された一対の電極それぞれとの間の静電気力により、該可動エレメントが変位する可動エレメント装置における上記の可動エレメントと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出する静電容量センサであって、
該可動エレメントの変位を変化させるための低周波の第１駆動信号と前記第１駆動信号よりも高周波を有して前記可動エレメントと前記一対の電極をなす第１電極との間の第１静電容量を検出するための第１容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として前記第１静電容量を逆相入力に接続する第１増幅回路と、該第１増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第１帰還容量および第１帰還抵抗と、該第１増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第１ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第１静電容量を検出するための第１静電容量検出回路と、
該可動エレメントの変位を変化させるための低周波の第２駆動信号と前記第２駆動信号よりも高周波を有して前記可動エレメントと前記一対の電極をなす第２電極との間の第２静電容量を検出するための第２容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、前記可動エレメントの電位を接地電位として前記第２静電容量を逆相入力に接続する第２増幅回路と、該第２増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第２帰還容量および第２帰還抵抗と、該第２増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第２ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第２静電容量を検出するための第２静電容量検出回路と、
上記の第１，第２静電容量検出回路からの出力の差により、上記の可動エレメントと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出するための信号を出力する差信号出力部と、をそなえて構成されたことを特徴とする、静電容量センサ。
(Supplementary Note 12) The above-mentioned movable element and each of the pair of electrodes in the movable element device in which the movable element is displaced by electrostatic force between the movable element and each of the pair of electrodes arranged separately from the movable element. A capacitance sensor for detecting a capacitance displacement due to a capacitance between,
A first static signal between the movable element and the first electrode forming the pair of electrodes having a higher frequency than the first drive signal and a low frequency first drive signal for changing the displacement of the movable element. A signal on which a first capacitance detection signal for detecting capacitance is superimposed is input to the positive phase, and the first capacitance is connected to a negative phase input with the potential of the movable element as the ground potential. A first amplifying circuit, a first feedback capacitor and a first feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the first amplifying circuit to the negative-phase input, and the output of the low frequency from the output from the first amplifying circuit. A first high-pass filter for removing signal components; and a first capacitance detection circuit for detecting the first capacitance;
A second low-frequency drive signal for changing the displacement of the movable element and a second static signal between the movable element and the second electrode forming the pair of electrodes having a higher frequency than the second drive signal. A signal superimposed with a second capacitance detection signal for detecting the capacitance is input in the positive phase, while the second capacitance is connected to the negative phase input with the potential of the movable element as the ground potential. A second amplifying circuit, a second feedback capacitor and a second feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the second amplifying circuit to the negative phase input, and the output of the low frequency from the output from the second amplifying circuit. A second high-pass filter for removing a signal component; a second capacitance detection circuit for detecting the second capacitance;
Difference in outputting a signal for detecting capacitance displacement due to capacitance between the movable element and each of the pair of electrodes due to a difference in output from the first and second capacitance detection circuits. A capacitance sensor, comprising: a signal output unit.
（付記１３） 該可動エレメントが、アレイ状に複数個一体に配置されていることを特徴とする、付記１〜１２のいずれか１項記載の静電容量センサ。
（付記１４） 該可動エレメントが、ティルトミラーであることを特徴とする、付記１〜１３のいずれか１項記載の静電容量センサ。
（付記１５） 該電極が、櫛型形状の電極により構成されたことを特徴とする、付記１〜１４のいずれか１項記載の静電容量センサ。
(Appendix 13) The capacitance sensor according to any one of
(Supplementary note 14) The capacitance sensor according to any one of
(Supplementary note 15) The capacitance sensor according to any one of
（付記１６） 静電気力により回動可能に構成され光信号を偏向反射させるためのティルトミラーをアレイ状に配置して構成されたミラーアレイをそなえ、複数チャンネルの光信号のチャンネル切り替えを行なう光スイッチ光学系を制御する光スイッチ制御装置であって、
上記のティルトミラーと当該ティルトミラーに隔離して配置され前記静電気力を供給するための一対の電極それぞれとの間の静電容量により、当該ティルトミラーについての静電容量変位を検出する静電容量センサを、該ミラーアレイをなすティルトミラーの回動軸ごとにそなえられた静電容量センサ部と、
前記複数チャンネルの光信号のチャンネル切替指示を受けて、該静電容量センサ部からの各ティルトミラーについての静電容量変位をもとに、前記チャンネル切替を行なうための各ティルトミラーの回動変位量を制御するための制御信号を出力する制御部と、
該制御部からの制御信号に基づいて、各ティルトミラーに対する静電気力を対応する一対の電極への駆動信号を通じて供給する駆動部と、をそなえ、
かつ、該静電容量センサ部における各静電容量センサが、
該駆動部からの対応するティルトミラーの回動変位量を変化させるための低周波の第１駆動信号と前記第１駆動信号よりも高周波を有して該対応するティルトミラーと前記対応する一対の電極をなす第１電極との間の第１静電容量を検出するための第１容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、該対応するティルトミラーの電位を接地電位として前記第１静電容量を逆相入力に接続する第１増幅回路と、該第１増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第１帰還容量および第１帰還抵抗と、該第１増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第１ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第１静電容量を検出するための第１静電容量検出回路と、
該駆動部からの該対応するティルトミラーの変位を変化させるための低周波の第２駆動信号と前記第２駆動信号よりも高周波を有して該対応するティルトミラーと前記対応する一対の電極をなす第２電極との間の第２静電容量を検出するための第２容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、該対応するティルトミラーの電位を接地電位として前記第２静電容量を逆相入力に接続する第２増幅回路と、該第２増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第２帰還容量および第２帰還抵抗と、該第２増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第２ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第２静電容量を検出するための第２静電容量検出回路と、
上記の第１，第２静電容量検出回路からの出力の差により、上記の対応するティルトミラーと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出するための信号を出力する差信号出力部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、光スイッチ制御装置。
(Supplementary Note 16) An optical switch configured to switch a plurality of optical signals by providing a mirror array which is configured to be rotated by electrostatic force and is configured by arranging tilt mirrors for deflecting and reflecting optical signals in an array. An optical switch control device for controlling an optical system,
Capacitance for detecting a capacitance displacement of the tilt mirror by a capacitance between the tilt mirror and a pair of electrodes arranged separately from the tilt mirror and supplying the electrostatic force. A capacitance sensor unit provided for each rotation axis of the tilt mirror constituting the mirror array;
In response to the channel switching instruction of the optical signals of the plurality of channels, the rotational displacement of each tilt mirror for performing the channel switching based on the capacitance displacement of each tilt mirror from the capacitance sensor unit. A control unit for outputting a control signal for controlling the amount;
A drive unit that supplies an electrostatic force to each tilt mirror through a drive signal to a corresponding pair of electrodes based on a control signal from the control unit;
And each capacitance sensor in the capacitance sensor unit,
A low-frequency first drive signal for changing a rotational displacement amount of the corresponding tilt mirror from the drive unit and a corresponding pair of the corresponding tilt mirrors having a higher frequency than the first drive signal. A signal superimposed with a first capacitance detection signal for detecting a first capacitance between the first electrode and the first electrode is input in the positive phase, and the potential of the corresponding tilt mirror is set to the ground potential. A first amplifier circuit for connecting the first capacitance to the negative phase input, and a first feedback capacitor and a first feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the first amplifier circuit to the negative phase input. A first high-pass filter that removes the low-frequency signal component from the output from the first amplifier circuit, and a first capacitance detection circuit for detecting the first capacitance;
A second driving signal having a low frequency for changing the displacement of the corresponding tilt mirror from the driving unit and a higher frequency than the second driving signal, the corresponding tilt mirror and the corresponding pair of electrodes A signal superimposed with a second capacitance detection signal for detecting the second capacitance between the second electrode and the second electrode is input in the positive phase, while the potential of the corresponding tilt mirror is set as the ground potential. A second amplifier circuit for connecting the second capacitance to the negative phase input; a second feedback capacitor and a second feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the second amplifier circuit to the negative phase input; A second capacitance detection circuit for detecting the second capacitance, and a second high-pass filter for removing the low-frequency signal component from the output from the second amplifier circuit;
A signal for detecting a capacitance displacement due to the capacitance between the corresponding tilt mirror and each of the pair of electrodes is output based on a difference in output from the first and second capacitance detection circuits. An optical switch control device, comprising: a difference signal output unit that performs the above-described operation.
（付記１７） 静電気力により回動可能に構成され光信号を偏向反射させるためのティルトミラーをアレイ状に配置して構成されたミラーアレイをそなえ、複数チャンネルの光信号のチャンネル切り替えを行なう光スイッチ光学系と、
上記のティルトミラーと当該ティルトミラーに隔離して配置され前記静電気力を供給するための一対の電極それぞれとの間の静電容量により、当該ティルトミラーについての静電容量変位を検出する静電容量センサを、該ミラーアレイをなすティルトミラーの回動軸ごとにそなえられた静電容量センサ部と、
前記複数チャンネルの光信号のチャンネル切替指示を受けて、該静電容量センサ部からの各ティルトミラーについての静電容量変位をもとに、前記チャンネル切替を行なうための各ティルトミラーの回動変位量を制御するための制御信号を出力する制御部と、
該制御部からの制御信号に基づいて、各ティルトミラーに対する静電気力を対応する一対の電極への駆動信号を通じて供給する駆動部と、をそなえ、
かつ、該静電容量センサ部における各静電容量センサが、
該駆動部からの対応するティルトミラーの回動変位量を変化させるための低周波の第１駆動信号と前記第１駆動信号よりも高周波を有して該対応するティルトミラーと前記対応する一対の電極をなす第１電極との間の第１静電容量を検出するための第１容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、該対応するティルトミラーの電位を接地電位として前記第１静電容量を逆相入力に接続する第１増幅回路と、該第１増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第１帰還容量および第１帰還抵抗と、該第１増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第１ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第１静電容量を検出するための第１静電容量検出回路と、
該駆動部からの該対応するティルトミラーの変位を変化させるための低周波の第２駆動信号と前記第２駆動信号よりも高周波を有して該対応するティルトミラーと前記対応する一対の電極をなす第２電極との間の第２静電容量を検出するための第２容量検出用信号とが重畳された信号を正相に入力する一方、該対応するティルトミラーの電位を接地電位として前記第２静電容量を逆相入力に接続する第２増幅回路と、該第２増幅回路の出力を前記逆相入力に帰還するための並列接続された第２帰還容量および第２帰還抵抗と、該第２増幅回路からの出力から前記低周波の信号成分を除去する第２ハイパスフィルタと、をそなえ、前記第２静電容量を検出するための第２静電容量検出回路と、
上記の第１，第２静電容量検出回路からの出力の差により、上記の対応するティルトミラーと一対の電極それぞれとの間の静電容量による静電容量変位を検出するための信号を出力する差信号出力部と、をそなえて構成されたことを
特徴とする、光スイッチング装置。
(Supplementary Note 17) An optical switch that includes a mirror array that is configured to be rotated by electrostatic force and that is configured to arrange tilt mirrors for deflecting and reflecting optical signals in an array, and that performs channel switching of a plurality of optical signals. Optical system,
Capacitance for detecting a capacitance displacement of the tilt mirror by a capacitance between the tilt mirror and a pair of electrodes arranged separately from the tilt mirror and supplying the electrostatic force. A capacitance sensor unit provided for each rotation axis of the tilt mirror constituting the mirror array;
In response to the channel switching instruction of the optical signals of the plurality of channels, the rotational displacement of each tilt mirror for performing the channel switching based on the capacitance displacement of each tilt mirror from the capacitance sensor unit. A control unit for outputting a control signal for controlling the amount;
A drive unit that supplies an electrostatic force to each tilt mirror through a drive signal to a corresponding pair of electrodes based on a control signal from the control unit;
And each capacitance sensor in the capacitance sensor unit,
A low-frequency first drive signal for changing a rotational displacement amount of the corresponding tilt mirror from the drive unit and a corresponding pair of the corresponding tilt mirrors having a higher frequency than the first drive signal. A signal superimposed with a first capacitance detection signal for detecting a first capacitance between the first electrode and the first electrode is input in the positive phase, and the potential of the corresponding tilt mirror is set to the ground potential. A first amplifier circuit for connecting the first capacitance to the negative phase input, and a first feedback capacitor and a first feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the first amplifier circuit to the negative phase input. A first high-pass filter that removes the low-frequency signal component from the output from the first amplifier circuit, and a first capacitance detection circuit for detecting the first capacitance;
A second driving signal having a low frequency for changing the displacement of the corresponding tilt mirror from the driving unit and a higher frequency than the second driving signal, the corresponding tilt mirror and the corresponding pair of electrodes A signal superimposed with a second capacitance detection signal for detecting the second capacitance between the second electrode and the second electrode is input in the positive phase, while the potential of the corresponding tilt mirror is set as the ground potential. A second amplifier circuit for connecting the second capacitance to the negative phase input; a second feedback capacitor and a second feedback resistor connected in parallel for feeding back the output of the second amplifier circuit to the negative phase input; A second capacitance detection circuit for detecting the second capacitance, and a second high-pass filter for removing the low-frequency signal component from the output from the second amplifier circuit;
A signal for detecting a capacitance displacement due to the capacitance between the corresponding tilt mirror and each of the pair of electrodes is output based on a difference in output from the first and second capacitance detection circuits. An optical switching device, comprising: a difference signal output unit configured to output the difference signal output unit.
（付記１８） 該光スイッチ光学系から出力されるチャンネルごとの光信号のパワーをモニタする光パワーモニタをそなえ、
該制御部が、該静電容量センサ部からの各ティルトミラーについての静電容量変位とともに、該光パワーモニタからのチャンネルごとの光信号のパワーをもとに、前記チャンネル切替を行なうための各ティルトミラーの回動変位量を制御するための制御信号を出力するように構成されたことを特徴とする、付記１７記載の光スイッチング装置。
(Supplementary Note 18) An optical power monitor for monitoring the power of an optical signal for each channel output from the optical switch optical system is provided.
The control unit performs each channel switching based on the power of the optical signal for each channel from the optical power monitor together with the capacitance displacement for each tilt mirror from the capacitance sensor unit. 18. The optical switching device according to appendix 17, wherein the optical switching device is configured to output a control signal for controlling a rotational displacement amount of the tilt mirror.
（付記１９） 該ミラーアレイをなす各ティルトミラーに前記静電気力を供給するための一対の電極が、それぞれ櫛型形状の電極により構成されたことを特徴とする、付記１７記載の光スイッチング装置。
（付記２０） 接地された可動エレメントと、静電気力により該可動エレメントを動作させる電極とを備えた可動エレメント部を複数備えた可動エレメント装置。
(Supplementary note 19) The optical switching device according to supplementary note 17, wherein each of the pair of electrodes for supplying the electrostatic force to each tilt mirror constituting the mirror array is composed of comb-shaped electrodes.
(Additional remark 20) The movable element apparatus provided with two or more movable element parts provided with the grounded movable element and the electrode which operates this movable element by electrostatic force.
（付記２１） 接地された可動エレメントと、
静電気力により該可動エレメントを動作させる電極とを備え、
該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い駆動信号を該電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該電極に印加し該可動エレメントと該電極との間の静電容量を検出することを特徴とする可動エレメント装置。
(Appendix 21) A grounded movable element;
An electrode for operating the movable element by electrostatic force,
A drive signal having a frequency lower than the resonance frequency of the movable element is applied to the electrode to control the operation of the movable element, and a detection signal having a frequency higher than the resonance frequency is applied to the electrode, and the movable element and the electrode A movable element device for detecting a capacitance between the two.
（付記２２） 接地された可動エレメントと、
静電気力により該可動エレメントを動作させる第１および第２の電極とを備え、
該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い第１および第２の駆動信号をそれぞれ該第１および該第２の電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該第１および第２の電極に印加し該可動エレメントと該第１および第２の電極との間の静電容量を検出することを特徴とする可動エレメント装置。
(Appendix 22) A grounded movable element;
First and second electrodes for operating the movable element by electrostatic force,
The first and second drive signals having a frequency lower than the resonance frequency of the movable element are applied to the first and second electrodes, respectively, to control the operation of the movable element, and the detection has a frequency higher than the resonance frequency. A movable element device, wherein a signal is applied to the first and second electrodes to detect a capacitance between the movable element and the first and second electrodes.
（付記２３） 該駆動信号および該検出信号を正相入力より入力し、該電極を逆相入力に接続し、出力を該逆相入力に帰還させた差動増幅部を備え、
該差動増幅部の帰還容量および帰還抵抗は、該駆動信号に対する該差動増幅部の利得が略１であり、
該検出信号に対する該作動増幅部の利得が該静電容量の変化により変化する値であり、
該差動増幅部の出力に基づき該可動エレメントの動作を検出することを特徴とする付記２１または付記２２記載の可動エレメント装置。
(Supplementary Note 23) A differential amplification unit that inputs the drive signal and the detection signal from a positive phase input, connects the electrode to a negative phase input, and feeds back an output to the negative phase input.
The feedback capacitance and feedback resistance of the differential amplifier have a gain of approximately 1 for the drive signal,
The gain of the operation amplification unit with respect to the detection signal is a value that changes due to a change in the capacitance,
The movable element device according to
（付記２４） 該該可動エレメントの位置および方向を変化させる際に、該駆動信号の変化に連動して該差動増幅部の帰還抵抗を減少させることを特徴とする付記２３記載の可動エレメント装置。
(Supplementary note 24) The movable element device according to
１ ＭＥＭＳミラーユニット（可動エレメント装置）
２ 基板
３ ミラー本体
３ａ ミラー
３ｂ，３ｂ−Ｘ，３ｂ−Ｙ，１０４ｘ，１０４ｙ トーションバー
４，４ａ，４ｂ，１０６ａ，１０６ｂ 電極
４ａ−Ｘ，４ｂ−Ｘ，４ａ−Ｙ，４ｂ−Ｙ 櫛型電極
５−１，５−２，１０５−１，１０５−２ フレーム
５−１１，５−２１ 絶縁部
６ａ−Ｘ，６ｂ−Ｘ，６ａ−Ｙ，６ｂ−Ｙ 櫛型第２電極
１０，２０，３０，４０，５０，６２−１〜６２−ｍ，６２−ａ，６２−（ａ+１），１１０ 静電容量センサ
１３Ａ，２３Ａ，２４Ａ，２７Ａ，１１１ 増幅回路
１３Ｂ，２３Ｂ，２４Ｂ，１１２ 帰還容量
１３Ｃ，２３Ｃ，２４Ｃ，２７Ｄ，４３Ｃ，４４Ｃ 帰還抵抗
１３Ｕ，２３Ｕ，２４Ｕ，３３Ｕ，３４Ｕ 非反転増幅回路
１５，２５Ａ，２６Ａ 容量（ハイパスフィルタ）
１１，２１，２２，２１Ｘ，２２Ｘ，２１Ｙ，２２Ｙ，１２１，１２２ 静電容量
２３ 第１静電容量検出回路
２４ 第２静電容量検出回路
２７ 差信号出力部
２７Ｂ，２７Ｃ 入力抵抗
３３Ｄ，３４Ｄ 負荷抵抗
４３Ｃ−１，４３Ｃ−２，４４Ｃ−１，４４Ｃ−２ 抵抗
４３Ｃ−３，４４Ｃ−３ スイッチ
５５Ｂ，５６Ｂ，６３ａ サンプルホールド回路
６０，８０ 光スイッチング装置
６１ 光スイッチ光学系
６１ａ，６１ｄ コリメータアレイ
６１ａ−１，６１ｄ−１ ポート
６１ｂ，６１ｃ ミラーアレイ
６２ 静電容量センサ部
６３ 制御部
６３ｂ アンプ
６３ｃ Ａ／Ｄコンバータ
６３ｄ コントローラ
６４−１〜６４−ｍ 駆動部
６４ａ Ｄ／Ａコンバータ
６４ｂ ドライバ
６５ 光スイッチ制御装置
７１，７２ ティルトミラーユニット
８８ 光パワーモニタ
８９ Ａ／Ｄコンバータ
１００ マイクロミラーユニット
１０１ 基板
１０２ ミラーデバイス
１０３ ミラー
1 MEMS mirror unit (movable element device)
2
11, 21, 22, 21X, 22X, 21Y, 22Y, 121, 122
Claims (5)
静電気力により該可動エレメントを動作させる電極とを備え、
該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い駆動信号を該電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該電極に印加し該可動エレメントと該電極との間の静電容量を検出することを特徴とする可動エレメント装置。 A grounded movable element;
An electrode for operating the movable element by electrostatic force,
A drive signal having a frequency lower than the resonance frequency of the movable element is applied to the electrode to control the operation of the movable element, and a detection signal having a frequency higher than the resonance frequency is applied to the electrode, and the movable element and the electrode A movable element device for detecting a capacitance between the two.
静電気力により該可動エレメントを動作させる第１および第２の電極とを備え、
該可動エレメントの共振周波数より周波数の低い第１および第２の駆動信号をそれぞれ該第１および該第２の電極に印加し該可動エレメントの動作を制御するとともに、該共振周波数より周波数の高い検出信号を該第１および第２の電極に印加し該可動エレメントと該第１および第２の電極との間の静電容量を検出することを特徴とする可動エレメント装置。 A grounded movable element;
First and second electrodes for operating the movable element by electrostatic force,
The first and second drive signals having a frequency lower than the resonance frequency of the movable element are applied to the first and second electrodes, respectively, to control the operation of the movable element, and the detection has a frequency higher than the resonance frequency. A movable element device, wherein a signal is applied to the first and second electrodes to detect a capacitance between the movable element and the first and second electrodes.
該差動増幅部の帰還容量および帰還抵抗は、該駆動信号に対する該差動増幅部の利得が略１であり、
該検出信号に対する該作動増幅部の利得が該静電容量の変化により変化する値であり、
該差動増幅部の出力に基づき該可動エレメントの動作を検出することを特徴とする請求項２または請求項３記載の可動エレメント装置。 The drive signal and the detection signal are input from a positive phase input, the electrode is connected to a negative phase input, and a differential amplification unit that feeds back an output to the negative phase input is provided.
The feedback capacitance and feedback resistance of the differential amplifier have a gain of approximately 1 for the drive signal,
The gain of the operation amplification unit with respect to the detection signal is a value that changes due to a change in the capacitance,
4. The movable element device according to claim 2, wherein an operation of the movable element is detected based on an output of the differential amplifier.
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