JP2005065038A

JP2005065038A - 振幅補償回路

Info

Publication number: JP2005065038A
Application number: JP2003294524A
Authority: JP
Inventors: Tsutomu Takahashi; 勉高橋
Original assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Current assignee: Hitachi Kokusai Electric Inc
Priority date: 2003-08-18
Filing date: 2003-08-18
Publication date: 2005-03-10

Abstract

【課題】データの伝送レートを高めながら、フェージングなどによる振幅の変動を効果的に補償できるようにする。
【解決手段】直交検波部３で検波された多値変調のＩ相（同相）成分とＱ相（直交）成分とからなるＩ，Ｑ信号は、乗算部７でゲインＧが乗算され、次に、等化器５に供給されて波形等化される。等化器５では、シンボル毎にタップ係数Ｗｆが生成され、これで波形等化が行なわれるが、このタップ係数Ｗｆは、また、ベクトル長出力部８に供給されてタップ係数Ｗｆのベクトル長Ｒが算出され、平均化部９でシンボル毎に順次得られたベクトル長Ｒを平均化することにより、上記のゲインＧが得られる。このようにして得られるゲインＧは、ベクトル長Ｒが一定の値となるような、即ち、Ｉ，Ｑ信号が所定の振幅となって振幅変動がなくなるような値に収束する。
【選択図】図１

Description

本発明は、デジタル無線通信システムの無線基地局装置や受信装置，送受信装置などに用いられる振幅補償回路に関する。

従来、１６ＱＡＭ変調方式などの多値変調方式を利用して無線通信を行なう無線基地局などでは、フェージングによる受信信号の振幅変動を補償するために、振幅補償回路が設けられている（例えば、特許文献１参照）。

図１４は従来の振幅補償回路の一例を示すブロック図であって、１はＡＧＣアンプ（利得可変増幅器）、２はＡ／Ｄ（アナログ／デジタル変換器）、３は直交検波器、４はＡＧＣ（自動利得）制御部、５は等化器、６は復号部である。

同図において、同相成分（Ｉ相成分）と直交成分（Ｑ相成分）とが直交変調されてなるＩＦ（中間周波）の受信信号は、ＡＧＣアンプ１に供給されて振幅変動が補償され、Ａ／Ｄ変換器２でデジタル信号に変換された後、直交検波器３に供給されて多値のＩ相成分とＱ相成分とに検波される。これらＩ相成分とＱ相成分との信号（以下、これら成分からなる信号をＩ，Ｑ信号という）の一部はＡＧＣ制御部４に供給されてその電力が検出され、この検出電力を希望電力となるように、ＡＧＣ制御部４がＡＧＣアンプ１の利得が制御される。

直交検波器３で検波されたＩ，Ｑ信号は、次に、等化器５に供給される。この等化器５は、受信信号の伝送路や外来雑音による波形劣化を補償し、元の信号波形に戻す波形等化処理を行なう。等化器５で処理された多値のＩ，Ｑ信号は復号器６に供給され、元の情報信号に復号される。

ここで、フェージングなどの影響によって受信信号に振幅の変動が生ずると、これに応じてＡＧＣアンプ１の利得が変化され、かかる振幅変動が補正されるものであるが、ＡＧＣアンプ１の応答速度やＡＧＣアンプ１への帰還ループのループフィルタの時定数に限界があることから、周波数が高くて変化速度が早いフェージングに応答した補正ができなくなる。また、等化器５でも、かかるフェージングに応答した波形等化処理ができなくなる。

ここで、上記の受信信号のフレーム構成の一例を図１５により説明する。

同図において、１フレームは、ユニークワードやトレーニング信号と呼ばれる１２８シンボルの参照信号ＵＷと２５６シンボルのデータＤＡＴＡとを含み、参照信号ＵＷの先頭とデータＤＡＴＡの１２８シンボル毎の先頭とに１シンボルのパイロット信号Ｐが付加された構成をなしている。

ここで、パイロット信号Ｐや参照信号ＵＷは既知のパターン，振幅の信号であって、ＡＧＣ制御部４は、このパイロット信号の振幅を検出し、この振幅が所定の値となるように、帰還型のＡＧＣループを用いてＡＧＣアンプ１の利得を制御する。また、参照信号ＵＷは等化器５で用いられるものであって、この受信信号に含まれる参照信号ＵＷが基準となるトレーニング信号と一致するように、タップ係数が制御される。等化器５は、（ｎ−１）個の遅延素子とｎ個の乗算要素とからなるｎ個のタップと、これらのタップの出力を加算する加算要素とでｎタップのフィルタが構成され、かかるフィルタに、加算要素から出力される参照信号と基準となるトレーニング信号とを比較し、その比較結果に応じて各タップの乗算要素の乗算係数（即ち、タップ係数）を調整して両信号が一致するようにする制御要素が設けられた構成をなしている。図１４に示す振幅補償回路では、等化器５のタップ数を、例えば、１としている。
特開平１０ー９８５００号公報

ところで、上記従来の振幅補償回路では、ＡＧＣループにおいて、所定の周期で受信信号に付加されているパイロット信号Ｐの振幅を監視することにより、フェージングなどによる振幅変動を補償するものであり、パイロット信号Ｐの間の期間では、ＡＧＣアンプ１でその直前のパイロット信号Ｐに応じて設定された利得が保持される。

一方、高速のフェージングによると、フレーム内に大きな振幅変動が生ずる場合がある。図１６はその一例を示すものであって、１０フレーム期間での受信信号の振幅変動を示すものである。このようなフェージングによると、フレーム内で１〜２度の大きな振幅変動（谷間）が発生し、このようなフェージングによる影響を補償するためには、１フレームに付加するパイロット信号Ｐの個数を多くし、パイロット信号Ｐの周期を短くすることが必要となる。

しかし、このようにパイロット信号Ｐを多く付加するようになると、パイロット信号Ｐによる利得設定のための処理時間が増加して信号の遅延が増加するし、また、肝心のデータＤＡＴＡの伝送レートが低下する、いった問題が生ずる。

これを防止するために、１フレーム当りのパイロット信号Ｐの付加数を制限すると、パイロッシ信号Ｐ間で受信信号の振幅の落ち込みを補償することができず、この部分で復号データに誤りが発生する可能性が高くなるという問題もある。

本発明目的は、かかる問題を解消し、フェージングによる振幅変動を効率良く補償しながら、データの伝送レートを高めることができるようにした振幅補償装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、デジタル多値変調されたＩ相成分とＱ相成分が直交変調されてなる受信信号の利得を制御するＡＧＣ制御系と、ＡＧＣ制御系で利得制御された受信信号をＩ相成分とＱ相成分とからなるＩ，Ｑ信号に検波する直交検波部と、このＩ，Ｑ信号にゲインＧを乗算する乗算部と、乗算部から出力されるＩ，Ｑ信号の波形等化処理を行ない、復号部に供給する等化器と、この等化器で生成されるタップ係数のベクトル長を生成するベクトル出力部と、このベクトル長を平均化し、乗算部でＩ，Ｑ信号に乗算する該ゲインを生成する平均化部とを備えた構成とするものである。

また、Ｉ，Ｑ信号は、パターンが既知の参照信号とこれに続くデータとからなるフレーム構成をなしており、上記の等化器は、Ｉ，Ｑ信号のフレーム毎に、まず、参照信号に対するタップ係数を生成する期間をトレーニング期間として、平均化部で生成されるゲインＧをＩ，Ｑ信号の振幅に応じた値に収束させ、次いで、データに対するタップ係数を生成する期間をトラッキング期間として、平均化部で生成されるゲインＧをデータの振幅変動に追従させ、トレーニング期間では、参照信号の復号部への供給を遮断するものである。

本発明によれば、振幅変動を効果的に低減しながら、データの伝送レートを高めることができる。

以下、本発明の実施形態を図面により説明する。
図１は本発明による振幅補償回路の第１の実施形態を示すブロック図であって、７は乗算部、８はベクトル出力部、９は平均化部であり、図１４に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

この第１の実施形態は、図１に示すように、図１４に示す従来の振幅補償回路に対し、直交検波部３と等化器５との間に乗算部７を設け、等化器５で得られるタップ係数Ｗｆのベクトル長Ｒをベクトル長出力部８で得、得られたベクトル長Ｒを平均化部９で平均化してゲインＧを得、このゲインＧを乗算部７で直交検波器３から出力されるＩ，Ｑ信号に乗算するものである。Ｉ，Ｑ信号の振幅の変動とともに、タップ係数Ｗｆのベクトル長Ｒも変動し、これを平均化して得られたゲインＧもＩ，Ｑ信号の振幅の時々刻々の変動とともに変動する。ここで、ゲインＧは、Ｉ，Ｑ信号の振幅の減少とともに増加し、また、Ｉ，Ｑ信号の振幅の増加とともに減少する。これにより、乗算部７では、かかるゲインＧが乗算されることにより、Ｉ，Ｑ信号の時々刻々の振幅変動が補償されることになり、パイロット信号Ｐ間の大きな振幅変動も補償されることになる。

図２はこの第１の実施形態での受信信号のフレーム構成を示すものであって、データＤＡＴＡにパイロット信号Ｐが付加されていない点が図１５に示す従来の受信信号と異なる。

図３は図１における等化器５の一具体例を示すブロック図であって、５１は乗算器、５２は領域判定器、５３はＲＯＭ（リード・オンリ・メモリ）、５４は減算器、５５はタップ係数更新器、５６は切替スイッチである。

同図において、乗算部７（図１）からのＩ，Ｑ信号は、乗算器５１でタップ係数更新器５５からのタップ係数Ｗｆと乗算されて波形劣化が補償され、復号器６（図１）に供給される。また、乗算器５１の出力信号（Ｉ，Ｑ信号）は、その一部が領域判定器５２に供給される。この領域判定器５２は、従来の等化器での上記の基準となるトレーニング信号の発生手段に相当するものであるが、Ｉ，Ｑ信号の各フレームでのデータＤＡＴＡ（図２）に対して基準信号を発生するものであり、参照信号ＵＷ（図２）に対して基準となるトレーニング信号はＲＯＭ５３に格納されている。Ｉ，Ｑ信号の参照信号ＵＷの期間では、切替スイッチ５６がＲＯＭ５３側に閉じてＲＯＭ５３から読み出された基準のトレーニング信号が減算器５４に供給され、また、領域判定器５２側に閉じているときには、Ｉ，Ｑ信号のデータＤＡＴＡの期間では、切替スイッチ５６が領域判定器５２側に閉じて領域判定器５２から減算器５４にデータＤＡＴＡに対する基準信号が供給される。減算器５４では、参照信号ＵＷもしくはデータＤＡＴＡとそれらの基準信号とのベクトル差（振幅差及び位相差）が検出され、タップ係数更新器５５はかかるベクトル差から、これを補償するためのタップ係数（乗算係数）Ｔを生成する。このタップ係数Ｗｆが乗算器５１に供給されてＩ，Ｑ信号に乗算され、これにより、Ｉ，Ｑ信号の波形劣化が補償される。

ここで、図４により、領域判定器５２の動作について説明する。
図４は１６ＱＡＭ変調での信号空間ダイヤグラムを示すものであって、横軸をＩ信号軸、縦軸をＱ信号軸とすると、黒点で示すように、１６個の変調波の信号点Ｓ₁₁〜Ｓ₄₄が配置されることになる。そして、原点０から信号点Ｓ₁₁〜Ｓ₄₄までの距離がこの信号点に対する変調波の振幅を、原点０から見た信号点Ｓ₁₁〜Ｓ₄₄の方向がその変調波の位相を夫々表わしている。変調波に振幅変動や位相変動があると、この変調波のこのダイヤグラムでの信号点が図示する位置からずれることになる。

ここで、このダイヤグラムでは、各信号点Ｓ₁₁〜Ｓ₄₄毎に、信号点を中心とする領域Ａ₁₁〜Ａ₄₄に区分される。いま、任意の領域をＡ_ij（但し、ｉ，ｊ＝１，２，３，４）とし、そこでの信号点をＳ_ijとすると、領域判定器５２は乗算器５１から供給されるＩ，Ｑ信号からそのときの変調波の領域Ａ_ijを判定し、この領域Ａ_ijにおける信号点Ｓ_ijの搬送波を基準信号として出力するものである。

なお、フレームの参照信号ＵＷは搬送波が決められたものであって既知であり、これに対応する基準信号がＲＯＭ５３に格納されている。Ｉ，Ｑ信号の参照信号ＵＷの期間では、ＲＯＭ５３からこれら基準信号が順次読み出され、減算器５４に供給されることになる。

また、図示しないが、等化器５には、Ｉ，Ｑ信号の各フレーム毎にその開始からシンボル単位をカウントするカウンタ（シンボルカウンタ）が設けられており、そのカウント値によってフレームでの参照信号ＵＷの期間やデータＤＡＴＡの期間を判定する。そして、この判定結果に応じて切替信号Ｂが生成され、この切替信号Ｂによって切替スイッチ５６が制御される。

図５は図３における減算器５４の動作を示す図である。

同図において、いま、領域判定５２で図４に示す信号空間ダイヤグラムで現時点のＩ，Ｑ信号の領域を領域Ａ_ijと判定し、その基準信号Ｓ_ijを減算器５４に強襲したとする。また、この時点でのＩ，Ｑ信号の信号点を領域Ａ_ij内のＳ_ij’とする。減算器５４は、これら基準信号Ｓ_ijとＩ，Ｑ信号Ｓ_ij’とのベクトル差ΔＳ_ijを求めるものである。

なお、タップ係数更新器５５は、減算器５４で得られるベクトル差ΔＳ_ijが０となるタップ係数Ｗｆを生成する。

図１に戻って、ベクトル長出力部８は、タップ係数更新器５５（図３）から供給されるタップ係数Ｗｆのベクトル長Ｒを求める。ここで、タップ係数Ｗｆは、また、実数部Ｗｆ(real)＋ｊ｛虚数部Ｗｆ(image)｝からなり、従って、ベクトル長Ｒは、

の演算によって求めることができる。

また、平均化部９は、ベクトル長出力部８からのベクトル長Ｒを平均化するものであるが、この平均化の方法としては、ベクトル長出力部８からのベクトル長Ｒを演算処理して（ベクトル長Ｒ−１）を求め、この演算結果（ベクトル長Ｒ−１）を順次累積加算してゲインＧを得るものである。この平均化演算は、ベクトル長Ｒが１に収束するようにするためである。

図６はＩ，Ｑ信号の振幅（レベル）変化に対するゲインＧの変化を示すものであり、横軸をシンボル数、縦軸を振幅変化とゲインＧとを示すものである。

ここでは、受信信号のフレーム構成は図２に示すものであり、変調方式は１６ＱＡＭ、シンボルレートを６．７５ＭＨｚ、フレーム内での参照信号ＵＷを１２８シンボル、データＤＡＴＡを２５６シンボル（従って、フレーム長＝約５７μ秒）としており、かかる条件のもとに、シミュレーションによってＩ，Ｑ信号の振幅変化に対するゲインＧの変化を求め、図６に示す結果を得たものである。なお、ここでは、ＴＤＤ（Time Division Duplex）方式を想定しているため、処理の開始のリセットは各フレームの先頭で行なっている。

図６から明らかなように、Ｉ，Ｑ信号の振幅が順次低下とともにゲインＧが順次増加し、また、Ｉ，Ｑ信号の振幅が順次上昇とともにゲインＧは順次減少し、縦軸の値０の線を中心として、ゲインＧが振幅変化に対して対象な形で変化していることがわかる。このことから、受信信号の順次の振幅変動が補償されることになる。

なお、先に説明したように、平均化部９では、ベクトル長Ｒ＝１となるように、ゲインＧが生成され、このゲインＧにより、乗算部７でＩ，Ｑ信号の振幅補償が行なわれるが、かかる振幅補償されたＩ，Ｑ信号は、図３に示す乗算器５１により、タップ係数更新器５５からのタップ係数Ｗｆを用いてベクトル長Ｒ＝０となるように、波形が等化されることになる。

次に、図７により、この第１の実施形態のフレーム期間での動作の一具体例を説明する。

まず、フレームの先頭で回路の初期設定が行なわれる（ステップ１００）。この初期設定は、等化器５のタップ係数更新器５５（図３）で生成するタップ係数Ｗｆを１に設定し、平均化部９でゲインＧを１に設定し、さらに、等化器５での上記のシンボルカウンタのカウント値Ｎを０に設定するものである。これにより、フレームのＩ，Ｑ信号の最初のシンボルが乗算器７に供給されたときには、ゲインＧ＝１であり、このシンボルは乗算器７を素通りして（ゲインＧ＝１が乗算されて）等化器５に供給される（ステップ１０１）。

等化器５では、図３において、シンボルカウンタを１だけインクリメントする。ここで、フレーム中の最初の１２９シンボル期間（１シンボルのパイロット信号も含む）は参照信号ＵＷの期間であって、この期間をトレーニング期間という。また、次の２５６シンボルのデータＤＡＴＡの期間をトラッキング期間という。このトレーニング期間のシンボルカウンタのカウント数をＬ（＝１２８）とする。

このトレーニング期間では、切替スイッチ５６はＲＯＭ５３側に閉じており、参照信号ＵＷに対するＲＯＭ５３の基準信号が減算器５４に供給され、この減算器５４の出力（ベクトル差）がタップ係数更新器５５に供給されてタップ係数Ｗｆが生成される（ステップ１０２）。

次に、シンボルカウンタのカウント値Ｎが１フレームのシンボル数（ここでは、図２により、３８４シンボル）を越えたか否かを判定し（ステップ１０３）、このときには、越えていないので、タップ係数更新器５５からのタップ係数Ｗｆからベクトル長出力部８でベクトル長Ｒを求め（ステップ１０４）、平均化部９でベクトル長Ｒの平均化を行なってゲインＧを求める（ステップ１０５）。乗算器７でＩ，Ｑ信号の次のシンボルにこのゲインＧを乗算し（ステップ１０１）、次のステップ１０２へと進む。

このようにして、シンボル毎にゲインＧを求めて次のシンボルに乗算するようにし、これにより、Ｉ，Ｑ信号の参照信号の振幅補償を行なう。シンボルカウンタのカウンタ値ＮがＮ＜Ｌのときには、トレーニング期間であって、等化器５から復号器６への経路は遮断され、参照信号ＵＷは復号器６に供給されない。このための遮断手段としては、等化器５と復号部６との間に、切替スイッチ５６と同期したオン，オフする開閉スイッチを設ければよい。

上記の動作（ステップ１０１〜１０５）を繰り返し、シンボルカウンタのカウンタ値ＮがＮ＝Ｌとなると（図２での参照信号ＵＷとデータＤＡＴＡとの間のパイロット信号Ｐの期間）、取替え信号Ｂによって切替スイッチ５６が領域判定器５２側に切り替わり、また、上記の開閉スイッチがオンして、データＤＡＴＡについて処理するトラッキング期間となる。このトラッキング期間も、トレーニング期間と同様の処理が行なわれるが、このときには、等化器５から復号部６に波形等化されたＩ，Ｑ信号が供給される。

このように、各フレームでデータＤＡＴＡの前にパターンが既知の参照信号ＵＷを設け、データＤＡＴＡの期間（トラッキング期間）の前のトレーニング期間でこの参照信号を用い、これによって得られるベクトル長Ｒを平均化してゲインＧを求めているが、これは、トラッキング期間となる前にベクトル長Ｒが１に収束するようにするものであり、これにより、トラッキング期間では、その開始時点からデータＤＡＴＡが所望とする（即ち、目標とする）振幅となるゲインＧが得られることになる。

このようにして、パイロット信号Ｐ間に大きな振幅の変動があっても、これが効果的に補償されることになり、等化器５で波形等化処理も良好に行なわれて復号部６で復号されたデータでは、符号誤りによるエラーが大幅に低減できる。また、このために、パイロット信号Ｐの付加数も大幅に低減でき、データの伝送レートの大幅に向上することになる。

次に、図２に示すフレーム構成で上記の条件（変調方式：１６ＱＡＭ、シンボルレート：６．７５ＭＨｚ、フレーム内での参照信号ＵＷ：１２８シンボル、データＤＡＴＡ：２５６シンボル、フレーム長：約５７μ秒）の受信信号に対し、シミュレーションによって得られる各部の信号特性について説明する。

図８は直交検波器３から得られるＩ，Ｑ信号の特性を示す信号空間ダイヤグラムである。ここでは、図１に示す振幅補償回路に入力される受信信号に位相回転が２ｋＨｚの図６で太線で示す振幅変動が加えられているものとしている。

図９は乗算器７から出力されるＩ，Ｑ信号の特性を示す信号空間ダイヤグラムである。図８に示す特性に比べ、位相回転が残っているが、振幅変動が大幅に補償されていることが確認できる。

図１０は等化器５から出力されるＩ，Ｑ信号の特性を示す信号空間ダイヤグラムである。図９で残っていた位相回転が補償され、シンボル点が１６ＱＡＭの信号点に収束していることが確認できた。若干の振幅変動が残っているが、領域判定器５２（図３）での領域判定を誤らせるほどのものではない。

図１１はＳＮＲ（ＳＮ比）に対するＢＥＲ（ビットエラーレート）の変化を、図１４で示す従来の振幅補償回路と対比して、示す図である。ここでは、位相は変化させず、振幅だけをランダムに変化させながら、１０００フレーム毎にＳＮ比を変化させたときのＢＥＲを求めたものである。図１においても、図１４においても、等化器５のタップ数を１とした。

図１５に示すフレーム構成とした図１４に示す従来の振幅補償回路では、特性１０が得られた。この場合、パイロット信号Ｐの電力としては、参照信号ＵＷやデータＤＡＴＡに加えた振幅変動を連なる振幅変動となる電力とし、線形補間を用いてパイロット信号Ｐ間のデータの振幅補償を行なった。この結果、パイロット信号Ｐ間に振幅の大きな変動の山がある場合、振幅補正を誤るため、特性１０で示すように、ＳＮＲの上昇とともにＢＥＲは下降するが、ほぼＳＮＲ＝２７ｄＢ以上では、１×１０^-2程度に飽和してしまうことになる。

これに対し、図１及び図３に示す構成の上記第１の実施形態では、図２に示すフレーム構成であっても、同じ振幅変動を加えても、図１１の特性１１で示すように、特性１０に比べ、ＳＮＲの上昇とともにＢＥＲが急激に下降し、ＳＮＲが２７ｄＢを越えても、飽和しない。

このようにして、この第１の実施形態では、パイロット信号Ｐの付加量を低減しても、振幅変動を効果的に低減することができ、データの伝送レートを高めながら、ビットエラーレートを大幅に改善することができる。

図１２は本発明による振幅補償回路の第２の実施形態を示すブロック図であって、１２は振幅補正部であり、図１に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

この第２の実施形態は、図１２に示すように、図１に示す第１の実施形態での乗算器７の代わりに、振幅補正部１２を設けたものである。この第２の実施形態では、Ｉ，Ｑ信号のフレーム構成は、図１５に示す従来のフレーム構成のように、データＤＡＴＡにおいても、パイロット信号Ｐを付加し、例えば、パイロット信号Ｐの周期を１２８シンボルとするものであるが、振幅補正部１２において、このパイロット信号Ｐを用いて、図１４に示した従来の振幅補償回路よりも効果的に振幅変動を補償することができるようにしたものである。

図１３は図１における振幅補正部１２の一具体例を示すブロック図であって、１２１は遅延手段としてのシフトレジスタ、１２２は乗算器、１２３はラッチ回路、１２４は線形補間関数発生器、１２５はフレーム同期系である。

同図において、直交検波器３（図１２）から振幅補正部１２に、図１５に示すフレーム構成のように、例えば、１２８シンボル周期などの一定周期でパイロット信号Ｐが付加されたＩ，Ｑ信号が供給される。

振幅補正部１２では、この入力されたＩ，Ｑ信号が、シフトレジスタ１２１で遅延された後、乗算器１２２に供給されるとともに、線形補間係数発生器１２４，ラッチ回路１２３及びフレーム同期系１２５に供給される。フレーム同期系１２５では、各フレームの先頭に付加されているフレーム同期信号（図１５では、図示せず）を基に、例えば、シンボルカウンタなどを用いることにより、Ｉ，Ｑ信号のパイロット信号に位相同期したタイミングパルスＰＴが生成される。このタイミング信号ＰＴはラッチ回路１２３にラッチパルスとして供給され、Ｉ，Ｑ信号のパイロット信号Ｐをこのラッチ回路１２３にラッチする。

また、線形補間係数発生器１２４は、タイミングパルス１２５のタイミングで入力されるＩ，Ｑ信号のパイロット信号Ｐを取り込むとともに、ラッチ回路１２３でラッチされたパイロット信号Ｐも取り込む。入力されたＩ，Ｑ信号から取り込んだパイロット信号Ｐは現時点ｔ₀でのパイロット信号Ｐ（ｔ₀）であり、また、ラッチ回路１２３から取り込んだパイロット信号Ｐは、現時点ｔよりもパイロット信号の１周期Δｔだけ前に入力されたＩ，Ｑ信号のパイロット信号Ｐ（ｔ₀−Δｔ）である。

線形補間係数発生器１２４は、これらのパイロット信号Ｐ（ｔ₀），Ｐ（ｔ₀−Δｔ）をもとに、Ｉ，Ｑ信号の振幅が時刻ｔ₀−Δｔから時刻ｔ₀までの間にパイロット信号Ｐ（ｔ₀−Δｔ）の振幅Ｖ（ｔ₀−Δｔ）からパイロット信号Ｐ（ｔ₀）の振幅Ｖ（ｔ₀）までの間で線形に変化したものとして、設定する目標振幅をＶｓとすると、

なる乗算係数Ｇ（ｔ）を生成する。この乗算係数Ｇ（ｔ）が乗算器１２２に供給され、シフトレジスタ１２１から供給されるＩ，Ｑ信号に乗算される。これにより、乗算器１２２から出力されるＩ，Ｑ信号は、パイロット信号Ｐの間の振幅もＶｓとなるように補正されたものとなる。さらに、精度の高い振幅の補正は、等化器５で行なわれる。

本発明による振幅補償回路の第１の実施形態を示すブロック図である。図１に示す実施形態で処理される受信信号のフレーム構成の一具体例を示す図である。図１における等化器の一具体例を示すブロック図である。１６ＱＡＭ変調での信号空間ダイヤグラムを示す図である。図３における減算器の動作を示す図である。図１における平均化部の動作を示す図である。図１に示した実施形態の動作の一具体例を示すフローチャートである。図１における直交検波器の出力の特性を示す図である。図１における乗算部の出力の特性を示す図である。図１における等化器の出力の特性を示す図である。図１に示す第１の実施形態と従来の振幅補償回路とでのＳＮＲに対するＢＥＲを比較して示す図である。本発明による振幅補償回路の第２の実施形態を示すブロック図である。図１２における振幅補正部の一具体例を示すブロック図である。従来の振幅補償回路の一例を示すブロック図である。図１４に示した振幅補償回路で処理される受信信号のフレーム構成を示す図である。フェージングによっては軽変動する受信信号を示す図である。

符号の説明

１ＡＧＣアンプ
２Ａ／Ｄ変換器
３直交検波器
４ＡＧＣ制御部
５等化器
５１乗算器
５２領域判定器
５３ＲＯＭ
５４減算器
５５タップ係数更新器
５６切替スイッチ
６復号部
７乗算部
８ベクトル長出力部
９平均化部
１２振幅補正部
１２１シフトレジスタ
１２２乗算器
１２３ラッチ回路
１２４線形補間係数発生器
１２５フレーム同期系

Claims

デジタル多値変調されたＩ相成分とＱ相成分が直交変調されてなる受信信号の利得を制御するＡＧＣ制御系と、
該ＡＧＣ制御系で利得制御された該受信信号をＩ相成分とＱ相成分とからなるＩ，Ｑ信号に検波する直交検波部と、
該Ｉ，Ｑ信号にゲインＧを乗算する乗算部と、
該乗算部から出力される該Ｉ，Ｑ信号の波形等化処理を行ない、復号部に供給する等化器と、
該等化器で生成されるタップ係数のベクトル長を生成するベクトル出力部と、
該ベクトル長を平均化し、該乗算部でＩ，Ｑ信号に乗算する該ゲインを生成する平均化部と
を備えたことを特徴とする振幅補償回路。
請求項１において、
前記Ｉ，Ｑ信号は、パターンが既知の参照信号とこれに続くデータとからなるフレーム構成をなしており、
前記等化器は、前記Ｉ，Ｑ信号のフレーム毎に、まず、該参照信号に対する前記タップ係数を生成する期間をトレーニング期間として、前記平均化部で生成されるゲインＧを前記Ｉ，Ｑ信号の振幅に応じた値に収束させ、次いで、該データに対する前記タップ係数を生成する期間をトラッキング期間として、前記平均化部で生成されるゲインＧを前記データの振幅変動に追従させ、該トレーニング期間では、該参照信号の前記復号部への供給を遮断することを特徴とする振幅補償回路。