【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種産業分野における搬送、加工、印刷、成型、工作機械等に適用されるモータ制御機器において、モータ回転角検出のために適用されるエンコーダのデータ伝送を行うエンコーダ信号伝送方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、ＡＣサーボモータをＤＱ変換により制御するモータ制御装置として、例えばｄ相の電流指令を「０」とし、ｑ相の電流指令を速度ループが出力されるトルク指令とし、モータの各ｕ，ｖ，ｗ相の３相実電流およびロータ位置検出器で検出されたロータの位相を用いてｄ相，ｑ相の２相電流Ｉｄ，Ｉｑを求め、この電流をモータ制御部に送って、このモータ制御部で各相指令値から減じてｄ相，ｑ相の電流偏差を求め、電流制御器で電流偏差を比例・積分制御してｄ相指令電圧Ｖｄおよびｑ相指令電圧Ｖｑを求め、この２相の指令電圧Ｖｄ，ＶｑからＵ，Ｖ，Ｗ相の３相指令電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを求め、電力増幅器に出力してインバータ等でサーボモータの各相に対して電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを流してサーボモータの制御を行う構成を有するものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
また、上記モータ制御装置で使用するエンコーダ信号伝送方式としては、例えば回転機の１回転内の位置を検出する１回転データ検出部と、回転機の正逆方向の回転回数を計数する多回転データ検出部と、エンコーダ内の異常検出およびエンコーダ情報を保持するステータス検出部とからなる信号検出部と、これら信号検出部の各々のデータをシリアルデータ列に変換し出力するデータ出力回路と、データ出力回路のデータを出力するタイミングを決める上位システムなどからの指令を受信するデータ入力回路と、データ入力回路とデータ出力回路の切り換えをする双方向バッファとからなるデータ入・出力部と、主電源ＯＦＦ時に上記多回転データ検出部を動作させるバックアップ回路と、主電源のＯＮ／ＯＦＦ状態を監視する電源ＯＮ／ＯＦＦ検出回路とからなる電源制御部と、上位システムなどからの指令をデータ入・出力部により受信し、もくしは回転機に具備したコネクタ又はケーブル線を用いた書き込み制御信号線を介して受信するエンコーダ番号などの識別情報を記憶する回路部を備えており、エンコーダの入出力信号ラインを共用化し複数構成で使用する場合の主電源ＯＮ後のエンコーダ信号の出力形態を、上位システムからの要求に対してエンコーダ個別に１対１で出力する形態、もくしは上位システムからの要求にかかわらず主電源ＯＮするとエンコーダ識別情報の順に順次連続した出力形態で信号入・出力するようにした多重伝送方式エンコーダが提案されている（例えば特許文献２参照）。
【０００４】
また、他のエンコーダ信号伝送方式として、互いに９０度位相差を有するＡ，Ｂ２相のインクリメンタル信号と、１回転中の原点を示す基準信号Ｚ相と、３相ＡＣサーボモータの相励磁切替信号（コミュテーション信号）ＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３相とを出力する原信号出力部と、エンコーダ主電源の投入状態を検出する電源ＯＮ／ＯＦＦ検出回路と、Ａ，Ｂ２相の位相によりカウントアップパルス及びダウンパルスを出力する方向弁別回路と、カウントデータのプリロードができ前記方向弁別回路の出力パルスをカウントする第１のアップダウンカウンタおよび第２のアップダウンカウンタと、電源ＯＮ後のＡ，Ｂ２相のレベルにより前記第１のアップダウンカウンタにプリロードする初期データを出力する初期値検出回路と、エンコーダの１回転当たりの分解能を設定するパルス数設定値と前記Ａ，Ｂ相と基準信号Ｚ相と前記第２のアップダウンカウンタからのカウントデータより第２のアップダウンカウンタへ供給するプリロードデータとこのデータをロードするためのプリロード信号と初回の基準信号Ｚ相の検出有無を示すプリロードフラグを出力するパルス数判別回路と、外部からのデータ要求信号を受信し要求信号受信と同時に前記原信号出力部からのＣＳ１，ＣＳ２，ＣＳ３相と前記第１のアップダウンカウンタおよび第２のアップダウンカウンタからのデータとプリロードフラグを保持、かつシリアルデータに変換し出力するデータ送受信回路とを備えたロータリエンコーダが提案されている（例えば特許文献３参照）。
【０００５】
【特許文献１】
特開平９−２３７００号公報（第２頁、図１３）
【特許文献２】
特開平８−２３３５９９号公報（第１頁〜第５頁、図１，図２）
【特許文献３】
特開２００１−１１６５８９号公報（第１頁〜第６頁、図１）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記特許文献１に記載された従来例にあっては、３相電流から２相電流への変換及び２相電圧から３相電圧への変換では、常に力率＝１の状態で電流の制御が行うことができ、指令に対する位相の遅れや振幅の減衰等の偏差が存在することを防止して、直流モータと同程度のトルク制御を行うことができるものであるが、モータ制御部を構成する電力増幅器のインバータから出力されるサーボモータ出力はパルス幅変調（ＰＷＭ）されているため、ノイズ発生源となる。このため、エンコーダとモータ制御部との間のデータ伝送への影響を避けるために、このデータ伝送線と３相電力線とは離して配置するなど配線上の配慮が必要であり、機器へのサーボモータ組込みに対する制約となっているという未解決の課題がある。また、データ伝送線は特許文献２及び３に記載された従来例のように、配線数を低減しても、エンコーダへのＤＣ電源供給ライン（ＤＣ，ＧＮＤ）とデータ伝送用差動信号ラインの最低４本の電線は必要であり、コストも嵩むという未解決の課題がある。
そこで、本発明は、上記従来例の未解決の課題に着目してなされたものであり、エンコーダへ接続するデータ伝送線の配線の自由度を増すと同時にデータ伝送線のコストを低減することができるエンコーダ信号伝送方式を提供することを目的としている。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１に係るエンコーダ信号伝送方式は、電動モータの回転位置を検知するエンコーダと、前記電動モータの回転位置、速度及びトルクの何れかを制御する制御手段とを有し、エンコーダで検出した電動モータの回転位置信号を前記制御手段に伝送するエンコーダ信号伝送方式において、前記エンコーダと制御手段との信号伝送を直流電力に重畳した信号により行うことを特徴としている。
【０００８】
また、請求項２に係るエンコーダ信号伝送方式は、請求項１に係る発明において、前記制御手段は、出力側にスイッチング素子で構成されたパルス幅変調制御を行うインバータを有し、当該制御手段とエンコーダとの間の信号伝送を前記インバータのパルス幅変調スイッチングタイミングにおける非パルスエッジタイミングで行うことを特徴としている。
【０００９】
さらに、請求項３に係るエンコーダ信号伝送方式は、請求項２に係る発明において、前記制御手段は、前記インバータのパルス幅変調出力電圧指令の振幅と位相とを検出する出力電圧検出手段を有し、該出力電圧検出手段の検出結果に基づいて前記エンコーダとの間の信号伝送タイミングを決定するように構成されていることを特徴としている。
さらにまた、請求項４に係るエンコーダ信号伝送方式は、請求項１乃至３の何れかに係る発明において、前記制御手段及び前記電動モータ間の出力電力線と、前記制御手段及びエンコーダ間の信号伝送線とを同一多芯ケーブル内の電線で構成するようにしたことを特徴としている。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は本発明の一実施形態を示す概略構成図であり、図中、１は１００Ｖ又は２００Ｖの３相電力が入力されてモータ制御出力を出力する制御手段としての制御アンプであって、この制御アンプ１から出力されるモータ制御出力が３相電力線７を介して永久磁石モータで構成される電動モータとしてのサーボモータ２に入力される。
【００１１】
このサーボモータ２には、その回転軸の回転角を検出するエンコーダ３が取付けられ、このエンコーダ３で検出した回転角データが２本の信号線４ａ及び４ｂを有するエンコーダ信号線４を介して制御アンプ１へ伝送される。このエンコーダ信号線４には、その両端が夫々終端回路５及び６によって終端されている。これら終端回路５及び６の夫々は、２本の信号線４ａ及び４ｂ間に介挿されたコンデンサＣと抵抗Ｒとで構成されている。
【００１２】
ロータリエンコーダ３は、図２に示すように、アルミニウムを切削加工して形成した大内径部及び小内径部を有して円筒状に形成されたエンコーダケース１１と、エンコーダケース１１の左端を閉塞するプリント基板１２と、エンコーダケース１１の小円形部の内周面に、２個のベアリング１３ａ及び１３ｂを介して回転自在に支持されたアルミニウム製の中空軸１６とを有する。
【００１３】
中空軸１６とプリント基板１２との間には１回転に１パルス以上のパルスを出力し、そのパルス数と回転方向を検出するための磁気的パルスエンコーダ部１７が形成され、エンコーダケース１１とプリント基板１２との間には１回転以内の絶対角度を検出する一回転光学式アブソリュートエンコーダ部１８が形成されている。
磁気的パルスエンコーダ部１７は、中空軸１６の左端に取付けられたリング状の磁気式パルスエンコーダ用磁石１９と、プリント基板１２の裏面側における磁気式パルスエンコーダ用磁石１９と対向する位置に配設された磁気センサ２０とで構成されている。
【００１４】
光学式アブソリュートエンコーダ部１８は、中空軸１６に取付けられた磁気式パルスエンコーダ用磁石１９の左表面にアルミニウム板等の非磁性材で形成されたスペーサ２１を介して接着された外周部に複数のスリットパターンを形成し且つ不透明なフィルム又はプラスチック板等により形成された回転スリット板２２と、この回転スリット板２２のスリット部を挟んむようにエンコーダケース１１とプリント基板１２とに対向配置された発光素子２３及び受光素子２４とで構成されている。
【００１５】
そして、磁気的エンコーダ部１７及び光学式アブソリュートエンコーダ部１８で検出されるパルス信号が図３に示すようにエンコーダ伝送制御回路２５に供給されている。
このエンコーダ伝送制御回路２５は、エンコーダ信号線４に接続された送信回路２６及び受信回路２７と、これら送信回路２６及び受信回路２７が接続されたエンコーダ制御回路２８とで構成されている。
【００１６】
送信回路２６は、図４に示すように、エンコーダ信号線４の２本の信号線４ａ及び４ｂに接続された信号線Ｌ１及びＬ２を有し、これら信号線Ｌ１及びＬ２に、信号送信部３１、定電流回路３２、この定電流回路３２における信号線Ｌ１の出力側に接続された引き込み電流検出用抵抗３３、定電圧回路３４及びノイズフィルタ３５がこれらの順に接続され、ノイズフィルタ３５のフィルタ出力がロータリエンコーダ３の内部電源としてエンコーダ制御回路２８により利用される。
信号送信部３１は、信号線Ｌ１及びＬ２間に直列に介挿されたＮＰＮトランジスタ３６と抵抗３７との直列回路で構成され、トランジスタ３６のベースに送信信号ＴＸＤが入力され、コレクタが信号線Ｌ１に接続され、エミッタが抵抗３７を介して信号線Ｌ２に接続されている。
【００１７】
また、定電流回路３２は、エミッタが信号線Ｌ１にエミッタ及びコレクタが介挿されたＰＮＰ型トランジスタ３８と、このトランジスタ３８のベースと信号線Ｌ２との間にコレクタ及びエミッタが介挿されたＮＰＮ型トランジスタ３９と抵抗４０の直列回路と、後述する送信制御信号ＴＸＥＮに基づく信号が非反転入力端子に、引き込み電流検出用抵抗３３で検出されるＡ点の電位が分圧抵抗４１及び４２で分圧された検出電位が反転入力側に夫々入力され、出力端子がトランジスタ３９のベースに接続されたオペアンプ４３とで構成されている。この第１の定電圧回路３２で、トランジスタ３８と引き込み電流検出用抵抗３３との接続点Ａの電位を一定に保ってエンコーダ３に流れ込む電流値を一定に保つようにしている。すなわち、接続点Ａの電位が抵抗４１及び４２で分圧されてオペアンプ４３の反転入力側に印加されることにより、この分圧電位がオペアンプ４３の非反転入力側に供給される基準電位と比較され、その比較結果によって、トランジスタ３９が制御されてトランジスタ３８を流れる電流値を制御することにより、外部のエンコーダ信号線４から引き込む電流値を例えば１００ｍＡの一定値に保つことができる。
【００１８】
さらに、定電圧回路３４は、信号線Ｌ１及びＬ２間にコレクタ及びエミッタが介挿されたＮＰＮ型トランジスタ５１と、信号線Ｌ１及びＬ２間に接続された抵抗５２及びツェナーダイオード５３の直列回路と、この直列回路と並列に接続された分圧抵抗５４及び５５を直列に接続した直列回路と、抵抗５２及びツェナーダイオード５３の接続点が反転入力側に、抵抗５４及び５５の接続点が非反転入力側に夫々接続され、且つ出力側がトランジスタ５１のベースに接続されたオペアンプ５６とで構成されている。また、定電圧回路３４の抵抗５２及びツェナーダイオード５３の接続点と信号線Ｌ２との間に抵抗５７、５８及びドライバ５９が介挿され、ドライバ５９の反転制御端子にインバータ６０を介して送信制御信号ＴＸＥＮが入力され、抵抗５７及び５８の接続点が定電流回路３２におけるオペアンプ４３の非反転入力側に接続されている。
【００１９】
この定電圧回路３４では、信号線Ｌ１における抵抗５２及び５４の接続点間となるＢ点の電位を一定値に保つようにしている。すなわち、ツェナーダイオード５３と抵抗５２によりオペアンプ５６の反転入力側に基準電圧を印加し、この基準電圧とＢ点の電位を抵抗５４及び５５で分圧された電圧とがオペアンプ５６で比較され、その比較結果でトランジスタ５１を制御することにより、Ｂ点の電位を一定値に保つことができる。
さらにまた、ノイズフィルタ３５は、信号線Ｌ１に介挿されたコイル６１と信号線Ｌ１及びＬ２間に接続されたコンデンサ６２とを有し、これらコイル６１及びコンデンサ６２でローパスフィルタが構成されている。
【００２０】
また、受信回路２７は、図５に示すように、エンコーダ信号線４の信号線４ａ及び４ｂに接続される入力端子７１ａ及び７１ｂと、入力端子７１ａに直流をカットするカップリングコンデンサ７２を介して反転入力側が接続され、非反転入力側に抵抗７３及び７４によって形成された受信信号を２値化するための閾値電圧が入力されるコンパレータ７５と、このコンパレータ７５の反転入力側にバイアス電位を印加する抵抗７６及び７７とで構成されている。そして、コンパレータ７５で２値化された信号が受信信号ＲＸＤとしてエンコーダ３の内部回路に供給され、抵抗７３及び７６の接続点と抵抗７４及び７７の接続点が、エンコーダの内部回路に接続されて、エンコーダから電源が供給される。
【００２１】
さらに、エンコーダ制御回路２８は、制御アンプ１から後述するように送信される回転角データ要求を受信回路２７で受信し、その受信信号ＲＸＤが入力されると、磁気的エンコーダ部１７で検出されるサーボモータ２の回転方向と回転角を表すパルス信号と、光学式アブソリュートエンコーダ部１８で検出されるサーボモータ２の１回転内の絶対角を表すパルス信号とに基づいてサーボモータ２の回転角データを演算し、演算した回転角データを受信した回転角データ要求の受信タイミングに同期するようにタイミング補正を行った後、送信制御信号ＴＸＥＮをオン状態とすると共に、回転角データを回転角要求の受信タイミングに同期させた送信データＴＸＤとして送信回路２６に出力する。
【００２２】
したがって、送信回路２６では、エンコーダ制御回路２８から送信データＴＸＤがない場合には、送信制御信号ＴＸＥＮが低レベルとなっており、定電流回路３２におけるオペアンプ４３の非反転入力側に供給される基準電位が接続点Ａの電流値を図６（ａ）に示すように例えば１００ｍＡの基準電流値ＩＡの直流に制御しているが、この状態からエンコーダ３が送信状態となると、送信制御信号ＴＸＥＮが高レベルに反転され、これによって、インバータ６０及びドライバ５９によりオペアンプ４３の非反転入力側に印加する基準電位を非送信時よりも引き下げ、これによって、エンコーダ３が引き込む電流値を９０ｍＡに下げる。この送信制御信号ＴＸＥＮを高レベルに反転させると同時に送信データＴＸＤがトランジスタ３６のベースに入力され、この送信信号ＴＸＤがオンである場合には、２０ｍＡを引き込み、送信信号ＴＸＤがオフである場合には、電流引き込みを停止する。この引き込み電流がエンコーダ内部に引き込まれる９０ｍＡと重畳され、エンコーダ信号線４上で、図６（ａ）に示すように、１００ｍＡ±１０ｍＡでピーク間電流値ＩＰＰが２０ｍＡとなる電流波形が得られる。このときのエンコーダ信号線４の電圧波形は、図６（ｂ）に示すように、ロータリエンコーダ３からの信号伝送がない場合に、例えば１２Ｖの直流電圧となり、ロータリエンコーダ３から信号を伝達する場合には１２Ｖの直流に±０．５Ｖでピーク間電圧値ＶＰＰが１．０Ｖとなる電圧を発生させる。
【００２３】
また、制御アンプ１は、図７に示すように、外部から入力される速度指令値が速度制御器８１に入力され、この速度制御器８１にはロータリエンコーダ３からエンコーダ信号線４を介して入力されるサーボモータ２の回転角データを取り込むエンコーダ伝送部８２からの回転位置情報が速度フィードバック値として入力され、速度指令値と速度フィードバック値との偏差が演算され、これに基づいてサーボモータ２の直交するｄｑ座標軸上の２相電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ を出力する。
【００２４】
この速度制御器８１から出力される電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ は、減算器８３に供給され、この減算器８３で、後述するインバータからサーボモータ２に出力されるＵＶＷ相の電流検出値をＡ／Ｄ変換器８４でディジタル値に変換し、このディジタル値をｄｑ変換器８５で変換したサーボモータ２の直交するｄｑ座標軸上の２相電流Ｉｄ，Ｉｑを減算して、両者の偏差を算出し、この偏差がＰＩ制御器８６に供給される。
【００２５】
このＰＩ制御器８６では、入力される２相電流偏差に対して比例積分制御を行うことにより、サーボモータ２へ印加するｄｑ２相電圧を形成し、このｄｑ２相電圧をＵＶＷ変換器８７でサーボモータ２に印加するＵＶＷ相の電圧指令値に変換し、変換した３相電圧指令値をパルス幅変調回路８８に供給してパルス幅変調してからインバータ８９に供給してサーボモータ２に供給するモータ制御信号を形成する。
ここで、パルス幅変調回路８８は、所定周波数の搬送波としての三角波を形成する三角波発生器９０と、この三角波発生器９０から出力される三角波信号とＵＶＷ変換器８７から出力される３相電圧指令値とを比較する比較器９１とで構成されている。
【００２６】
また、インバータ８９は、図８に示すように、３相交流電源を直流変換するダイオード整流器９５と、このダイオード整流器９５の出力信号を平滑化するインダクタ９６及びコンデンサ９７とで構成される平滑化回路９８と、この平滑化回路９８から出力される直流をパルス幅変調処理するインバータ主回路９９とで構成されている。インバータ主回路９９は、サーボモータ２に供給するＵＶＷの３相出力に対応するスイッチング素子ＳＵＵ，ＳＵＶ及びＳＵＷを有する上アーム回路９９Ｕと、同様にサーボモータ２に供給するＵＶＷの３相出力に対応するスイッチング素子ＳＬＵ，ＳＬＶ及びＳＬＷを有する下アーム回路９９Ｌとを有し、上アーム回路９９Ｕの各スイッチング素子ＳＵＵ，ＳＵＶ及びＳＵＷのベースには比較器９１から出力されるＵＶＷ相のパルス幅変調信号がそのまま供給され、下アーム回路９９Ｌの各スイッチング素子ＳＬＵ，ＳＬＶ及びＳＬＷのベースには比較器９１から出力されるＵＶＷ相のパルス幅変調信号が反転されて入力されることにより、サーボモータ２に対するＵＶＷ相出力が形成され、これがサーボモータ２に供給される。
【００２７】
そして、ＵＶＷ変換器８７から出力される３相電圧指令値とパルス幅変調回路８８の三角波発生回路９０から出力される三角波信号とがエンコーダ伝送タイミング生成回路１００に入力される。このエンコーダ伝送タイミング生成回路１００では、入力される３相電圧指令値と三角波信号とに基づいて三角波信号の正負の頂点位置で且つパルス幅変調信号のパルスエッジを含まないパルス幅即ちＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号及びその反転信号を個別にアンド回路に供給することにより、Ｕ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号及びその反転信号の最小幅のパルス幅と等しいパルス幅の伝送タイミング信号を形成し、形成した伝送タイミング信号をエンコーダ伝送部８２に出力する。
【００２８】
このエンコーダ伝送部８２では、入力される伝送タイミング信号がオン状態であるときにエンコーダ３に対してエンコーダ信号線４を介して回転角データ要求を送信する。
そして、制御アンプ１からサーボモータ２への出力電力線と、制御アンプ１とエンコーダ３との間のエンコーダ信号伝送線４とが同一多心ケーブル内の電線を使用して配線されている。
【００２９】
次に、上記実施形態の動作を説明する。
今、制御アンプ１の速度制御器８１に“０”の速度指令値が入力されていると共に、サーボモータ２が停止しており、インバータ８９から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相のモータ制御信号も“０”であるものとする。このサーボモータ停止状態でも、制御アンプ１のエンコーダ伝送部８２とエンコーダ３との間がエンコーダ伝送線４で接続されているので、エンコーダ３におけるエンコーダ伝送制御回路２５の送信回路２６では、定電流回路３２及び定電圧回路３４で定電圧且つ定電流の内部電源を形成し、この内部電源が受信回路２７、エンコーダ制御回路２８、磁気的エンコーダ部１７及び光学的アブソリュートエンコーダ部１８に供給されるので、エンコーダ３が正常な動作状態に維持される。
【００３０】
このサーボモータ停止状態で、所望の速度指令値が速度制御器８１に入力されると、エンコーダ伝送部８２から入力される回転速度フィードバック信号が“０”であるので、両者の偏差即ち速度指令値に応じた電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ が減算器８３に出力される。この減算器８３にはインバータ８９から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相のモータ制御信号が“０”であるので、ｄｑ変換器８５から“０”のｄｑ２相電流Ｉｄ及びＩｑが入力されるので、電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ がそのままＰＩ制御部８６に出力される。
【００３１】
このＰＩ制御部８６では、電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ に対して比例積分制御を行って、ｄｑ２相電圧指令値Ｖｄ＊ 及びＶｑ＊ をＵＶＷ変換器８７に出力し、このＵＶＷ変換器８７でＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相電圧指令値に変換し、この３相電圧指令値をパルス幅変調回路８８及びエンコーダ伝送タイミング生成回路１００に供給する。
【００３２】
このため、パルス幅変調回路８８では、図９（ａ）に示すように、三角波発生器９０から出力される三角波とＵＶＷ変換器８７から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相電圧指令値とを比較器９１で比較することにより、この比較器９１から図９（ｂ）〜（ｄ）に示すＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調信号が出力され、これらがインバータ８９の上アーム回路９９Ｕのスイッチング素子ＳＵＵ、ＳＵＶ及びＳＵＷにそのまま供給されると共に、下アーム回路９９Ｌのスイッチング素子ＳＬＵ、ＳＬＶ及びＳＬＷに反転即ち逆位相で供給されることにより、このインバータ８９から３相制御出力がサーボモータ２に出力されて、サーボモータ２が回転駆動される。
【００３３】
このように、サーボモータ２が回転駆動されると、制御アンプ１のエンコーダ伝送部８２で、エンコーダ３に対して回転角データの送信を要求する回転角データ要求を送信する。このとき、ＵＶＷ変換器８７から出力される３相電圧指令値と三角波発生器９０から出力される三角波とがエンコーダ伝送タイミング生成回路１００に供給されているので、このエンコーダ伝送タイミング生成回路１００で、三角波の正負の頂点近傍で最小のパルス幅となる伝送タイミング信号を生成する。すなわち、三角波が正であるときに３相電圧指令値の内の最大値と三角波とを比較してパルス信号を形成し、三角波が負であるときに３相電圧指令値の内の最小値と三角波とを比較してパルス信号を形成することにより、図９（ｅ）に示すように図９（ｂ）〜（ｄ）のパルス幅変調信号のパルスエッジを含まない伝送タイミング信号を生成し、これをエンコーダ伝送部８２に出力する。
【００３４】
このため、エンコーダ伝送部８２では、図９（ｆ）に示すように、伝送タイミング信号のオン区間で回転角データ要求をエンコーダ３にエンコーダ伝送線４を介して送信する。このように、搬送波となる三角波の正負の頂点近傍で伝送タイミング信号のオン区間で回転角データ要求を送信することにより、回転角データ要求の送信時にパルス幅変調信号のパルスエッジが存在することがないので、制御アンプ１及びサーボモータ２間の３相電力供給線とエンコーダ伝送線４とを近接した場合でも、回転角データ要求に対するノイズの影響を確実に回避することができる。
【００３５】
そして、図１０に示すように、制御アンプ１から三角波周期の１／２の倍数で回転角データ要求をエンコーダ３に送信し、この回転角データ要求を受信回路２７で受信し、その受信信号がエンコーダ制御回路２８に入力されると、このエンコーダ制御回路２８で、磁気的エンコーダ部１７で検出した回転角及び回転方向を表すパルス信号と、光学的アブソリュートエンコーダ部１８で検出した１回転内の絶対角を表すパルス信号とに基づいて回転角データを演算する回転角演算処理を行い、次いで回転角データ要求に同期させるように送信タイミングを補正してから送信制御信号ＴＸＥＮをオン状態とすると共に、回転角データ要求に同期させて回転角データを送信データＴＸＤとして送信回路２６に供給する。
【００３６】
このため、送信回路２６で、前述した図６（ａ）及び（ｂ）に示すように、三角波の正負の頂点近傍で制御アンプ１のパルス幅変調信号のパルスエッジが存在しないパルス幅で回転角データを制御アンプ１のエンコーダ伝送部８２に送信する。
そして、エンコーダ伝送部８２から回転角データが速度フィードバック信号として速度制御器８１に供給されて、速度指令値との偏差が算出され、これによりｄｑ２相電流指令値Ｉｄ＊ 及びＩｑ＊ が算出されて、減算器８３でｄｑ変換器８５から供給されるｄｑ２相電流値Ｉｄ及びＩｑが減算されて、両者の偏差に基づいてＰＩ制御器８６で比例積分制御を行い、ＵＶＷ変換器８７で３相電圧指令値に変換し、パルス幅変調回路８８でＵ相、Ｖ相及びＷ相のパルス幅変調波が形成され、これがインバータ８９でＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相制御出力がサーボモータ２に供給されて、サーボモータ２が速度指令値に応じた速度で回転制御される。
【００３７】
このように、上記第１の実施形態によると、制御アンプ１とエンコーダ３とを結ぶエンコーダ伝送線４で、エンコーダ３に供給する直流電力に伝送信号を重畳することにより、情報伝送を行うようにしたので、２本の信号線で済みエンコーダ伝送線４のコストを低減することができる。
また、エンコーダ伝送線４で送信する伝送信号をインバータによるパルス幅変調信号のスイッチングエッジが存在しない伝送タイミングで伝送するようにしたので、パルス幅変調信号のパルスエッジによるノイズの影響を受けることなく伝送信号を正確に送受信することができる。
【００３８】
このため、制御アンプ１とエンコーダ３との間を接続するエンコーダ伝送線４の配設を制御アンプ１からサーボモータ２に供給する電力線の影響を受けることがなく配設することができ配線の自由度を向上させることができ、サーボモータ２に対する電力線とエンコーダ伝送線４とを同一多芯ケーブル内に共存させることが可能となり、配線作業を効率よく行うことができる。
次に、本発明の第２の実施形態を図１１及び図１２に基づいて説明する。
この第２の実施形態では、ＵＶＷ変換器７７で変換されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相電圧指令値の値が大きな値となった場合でも、ノイズの影響を受けることなく、エンコーダ伝送部８２におけるエンコーダ３との間のデータ伝送を確保するようにしたものである。
【００３９】
すなわち、第２の実施形態では、制御アンプ１の構成としては、前述した第１の実施形態と同様の構成を有するが、エンコーダ伝送タイミング生成回路１００での伝送タイミング信号の生成方法が変更されている。
このエンコーダ伝送タイミング生成回路１００では、サーボモータ２への出力電圧指令値が大きくなった場合には、パルス幅変調信号を生成するための正弦波制御信号の振幅が大きくなり、三角波の正負の頂点近傍のパルス幅変調におけるスイッチングのない期間が短くなり、特に、１００％に近い出力電圧指令値である場合には三角波の正負の頂点近傍のスイッチングパルス幅は最小値を取る。このため、三角波の正負の頂点近傍のスイッチングパルス幅内のみのデータ伝送では一回の伝送に必要な時間を確保することができなくなる。
【００４０】
このため、三角波発生器９０から出力される三角波信号とＵＶＷ変換器８７から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の３相電圧指令値とに基づいてエンコーダ伝送タイミング生成回路１００で、三角波の１周期と３相電圧指令値との関係に基づいて伝送タイミング信号を生成する。
すなわち、ＵＶＷ変換器８７からＵ相、Ｖ相及びＷ相の正弦波制御信号が、図１１（ａ）で曲線ＬＵ 、ＬＶ 及びＬＷ で示すように、互いに１２０°の位相差を有して出力される。このとき、三角波発生器９０で発生される三角波の周期が正弦波制御信号の半周期で７周期となるように設定されているものとすると、パルス幅変調信号は図１１（ｂ）〜（ｄ）に示すようになる。
【００４１】
ここで、Ｕ相の正弦波制御信号が最大電圧となる近傍の三角波の１周期を制御角１と、これに続く三角波の１周期を制御角２とし、これに続く三角波の１周期を制御角３とし、これに続く三角波の１周期を制御角４とする。
また、ＵＶＷ変換器７７から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の正弦波制御信号の位相により搬送波となる三角波の頂点位置を基準として伝送タイミングを選択すると、図１２に示すように、上部方向（０°）は三角波の正側頂点の位相を示しており、三角波１周期を３６０°としたとき、ＵＶＷ相はお互いに１２０°の位相差を持っているため、電圧指令値の位相により図１２（ａ）〜（ｄ）の４つの図のうちの１つの黒く塗りつぶした部分に相当する位相位置に来る。
【００４２】
図１２（ａ）の制御角１はある相の電圧指令値の最大値と三角波の頂点が略重なった場合であり、ＵＶＷ相のパルス幅変調信号のパルスエッジが存在しない伝送タイミングは三角波の位相で１５°〜１０５°、１３５°〜２２５°、２５５°〜３４５°となり、同様に図１２（ｃ）の制御角３はある相の電圧指令値の最低値と三角波の負の頂点とが略重なった場合であり、この場合も伝送タイミングは三角波位相で−４５°〜４５°、７５°〜１６５°、１９５°〜２８５°となる。それ以外の場合が図１２（ｂ）の制御角２と図１２（ｄ）の制御角４であり、これらの伝送タイミングは三角波位相で−１５°〜１５°、４５°〜７５°、１０５°〜１３５°、１６５°〜１９５°、２２５°〜２５５°、２８５°〜３１５°となる。
【００４３】
ここで、制御角２及び制御角４での伝送タイミングは三角波位相で３０°相当しかないが、エンコーダ伝送速度は例えば５Ｍｂｐｓであって、例えば１５ｋＨｚの三角波搬送波周波数に比較して速く、エンコーダ情報伝送のためには十分な幅を得ることができる。
したがって、エンコーダ伝送タイミング生成回路１００で、三角波発生器９０から出力される三角波とＵＶＷ変換器８７から出力されるＵ相、Ｖ相及びＷ相の電圧指令値とを入力して、制御角１〜４の何れかの状態であるかを検出し、検出した制御角１〜４に応じて図１２（ａ）〜（ｄ）に示す伝送タイミングの伝送タイミング信号を生成することにより、サーボモータ２に対する３相出力電圧指令値が大きくなった場合でも伝送タイミング信号に応じてエンコーダ伝送部８２でノイズの影響を受けることなく確実に回転角データ要求を送信することができる。
【００４４】
このように、エンコーダ伝送部８２で、伝送タイミング信号に応じて回転角データ要求をエンコーダ３に送信することにより、このエンコーダ３のエンコーダ制御回路２８で、前述した第１の実施形態と同様に、磁気的エンコーダ部１７及び光学的アブソリュートエンコーダ部１８から入力されるパルス信号に基づいて回転角データを形成し、形成した回転角データを入力される回転角データ要求の伝送タイミングに同期する伝送タイミングでエンコーダ伝送線４を介して制御アンプ１のエンコーダ伝送部８２に送信することにより、サーボモータ２に対する３相出力電圧指令値が大きくなった場合でもノイズの影響を受けることなく確実に回転角データをエンコーダ伝送部８２に送信することができる。
【００４５】
なお、上記実施形態においては、制御アンプ１とサーボモータ２との間の電力線と、制御アンプ１とエンコーダ３との間のエンコーダ伝送線４とを同一多芯ケーブル内に共存させる場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電力線にエンコーダ伝送線４を沿わせて配線するようにしてもよく、別々に配線するようにしてもよい。
【００４６】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に係る発明によれば、エンコーダと制御手段との信号伝送を直流電力に重畳した信号により行うようにしたので、エンコーダと制御手段とを２本の信号線で接続するだけで済みエンコーダ伝送線のコストを低減することができると共に、配線作業を容易に行うことができるという効果が得られる。
また、請求項２に係る発明によれば、制御手段は、出力側にスイッチング素子で構成されたパルス幅変調制御を行うインバータを有し、当該制御手段とエンコーダとの間の信号伝送を前記インバータのパルス幅変調スイッチングタイミングにおける非パルスエッジタイミングで行うようにしたので、パルス幅変調信号のパルスエッジによるノイズの影響を受けることなく伝送信号を正確に送受信することができると共に、信号伝送配線の配線自由度を向上させることができるという効果が得られる。
【００４７】
さらに、請求項３に係る発明によれば、制御手段は、前記インバータのパルス幅変調出力電圧指令の振幅と位相とを検出する出力電圧検出手段を有し、該出力電圧検出手段の検出結果に基づいて前記エンコーダとの間の信号伝送タイミングを決定するように構成されているので、パルス幅変調出力電圧指令のパルス幅が狭い状態となっても、ノイズの影響を受けることなく、正確な情報伝送を確保することができるという効果が得られる。
さらにまた、請求項４に係る発明によれば、制御手段及び前記電動モータ間の出力電力線と、前記制御手段及びエンコーダ間の信号伝送線とを同一多芯ケーブル内の電線で構成するようにしたので、制御手段と電動モータ及びエンコーダとの配線作業を効率よく行うことができるという効果が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示す概略構成図である。
【図２】エンコーダの構成を示す断面図である。
【図３】エンコーダの制御回路を示すブロック図である。
【図４】エンコーダの送信回路を示す回路図である。
【図５】エンコーダの受信回路を示す回路図である。
【図６】エンコーダでの送信波形を示す信号波形図である。
【図７】制御アンプの一例を示すブロック図である。
【図８】インバータの一例を示す回路図である。
【図９】本発明の動作の説明に供するタイムチャートである。
【図１０】本発明の動作の説明に供する伝送タイミングの説明図である。
【図１１】本発明の第２の実施形態を示すタイムチャートである。
【図１２】第２の実施形態の伝送タイミングの説明に供する説明図である。
【符号の説明】
１ 制御アンプ
２ サーボモータ
３ エンコーダ
４ エンコーダ伝送線
７ ３相電力線
１７ 磁気的エンコーダ部
１８ 光学的アブソリュートエンコーダ部
２５ エンコーダ伝送制御回路
２６ 送信回路
２７ 受信回路
２８ エンコーダ制御回路
８１ 速度制御器
８２ エンコーダ伝送部
８７ ＵＶＷ変換器
８８ パルス幅変調回路
８９ インバータ
１００ エンコーダ伝送タイミング生成回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an encoder signal transmission system for transmitting data of an encoder applied for detecting a motor rotation angle in a motor control device applied to conveyance, processing, printing, molding, machine tool and the like in various industrial fields.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, as a motor control device for controlling an AC servo motor by DQ conversion, for example, a d-phase current command is set to “0”, a q-phase current command is set as a torque command for outputting a speed loop, and the motors u, v , W-phase three-phase actual current and the rotor phase detected by the rotor position detector are used to obtain the d-phase and q-phase two-phase currents Id and Iq, and this current is sent to the motor control unit. The control unit subtracts from each phase command value to obtain the current deviation of d phase and q phase, and the current controller performs proportional / integral control of the current deviation to obtain d phase command voltage Vd and q phase command voltage Vq. The U, V, and W phase three-phase command voltages Vu, Vv, and Vw are obtained from the phase command voltages Vd and Vq, output to a power amplifier, and currents Iu, Iv, and Iw are supplied to each phase of the servo motor by an inverter or the like. To control the servo motor Which it has been proposed (e.g., see Patent Document 1).
[0003]
The encoder signal transmission method used in the motor control device includes, for example, a one-rotation data detection unit that detects the position within one rotation of the rotating machine, and multi-rotation data that counts the number of rotations of the rotating machine in the forward and reverse directions. A signal detection unit comprising a detection unit, a status detection unit for detecting abnormality in the encoder and holding the encoder information, a data output circuit for converting each of the data of the signal detection unit into a serial data string, and data output; Data input / output unit consisting of a data input circuit that receives commands from a host system that determines the timing for outputting circuit data, a bidirectional buffer that switches between the data input circuit and the data output circuit, and main power off Sometimes a backup circuit that operates the multi-rotation data detector and a power ON / OFF that monitors the ON / OFF state of the main power The power supply control unit consisting of the FF detection circuit and the command from the host system are received by the data input / output unit, and the comb is received via the write control signal line using the connector or cable line provided in the rotating machine A circuit unit that stores identification information such as the encoder number to be used is required from the host system for the output form of the encoder signal after the main power is turned on when the input / output signal line of the encoder is shared and used in multiple configurations. Multiplex transmission in which signals are output in a one-to-one manner for each encoder individually, or when signals are input and output sequentially in the order of encoder identification information when the main power is turned on regardless of the request from the host system A system encoder has been proposed (see, for example, Patent Document 2).
[0004]
As another encoder signal transmission system, A and B phase incremental signals having a phase difference of 90 degrees from each other, a reference signal Z phase indicating the origin during one rotation, and a phase excitation switching signal (three-phase AC servomotor) Commutation signal) Original signal output unit that outputs CS1, CS2, and CS3 phases, a power ON / OFF detection circuit that detects when the main power of the encoder is turned on, and count-up and down-pulses depending on the phases of A and B2 phases A direction discriminating circuit that outputs a count, a first up / down counter and a second up / down counter that can preload count data and count output pulses of the direction discriminating circuit, and levels of phases A and B after the power is turned on An initial value detection circuit for outputting initial data to be preloaded to the first up / down counter; Preload data to be supplied to the second up / down counter based on the pulse number setting value for setting the resolution per rotation, the A and B phases, the reference signal Z phase, and the count data from the second up / down counter, and this data A pulse number discrimination circuit for outputting a preload signal for loading and a preload flag indicating whether or not the first reference signal Z phase is detected, and receiving an external data request signal and receiving the request signal simultaneously from the original signal output unit A rotary encoder comprising a CS1, CS2, CS3 phase, a data transmission / reception circuit that holds data from the first up / down counter and the second up / down counter and a preload flag, converts the data into serial data, and outputs the data is proposed. (For example, refer to Patent Document 3).
[0005]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Laid-Open No. 9-23700 (second page, FIG. 13)
[Patent Document 2]
JP-A-8-233599 (first page to fifth page, FIGS. 1 and 2)
[Patent Document 3]
JP 2001-116589 A (page 1 to page 6, FIG. 1)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional example described in the above-mentioned Patent Document 1, in the conversion from the three-phase current to the two-phase current and the conversion from the two-phase voltage to the three-phase voltage, the current is always kept in the power factor = 1 state. It is possible to perform control and prevent the presence of deviations such as phase delay and amplitude attenuation with respect to the command, and torque control equivalent to that of a DC motor can be performed. The servo motor output that is output from the inverter of the power amplifier that is configured is pulse width modulated (PWM), and thus becomes a noise generation source. For this reason, in order to avoid the influence on the data transmission between the encoder and the motor control unit, it is necessary to consider the wiring such as arranging the data transmission line and the three-phase power line apart from each other. There is an unresolved issue that is a limitation for motor integration. In addition, as in the conventional examples described in Patent Documents 2 and 3, the data transmission line includes a DC power supply line (DC, GND) to the encoder and a differential signal line for data transmission, even if the number of wirings is reduced. There is an unsolved problem that at least four electric wires are necessary and the cost is increased.
Therefore, the present invention has been made paying attention to the unsolved problems of the above-described conventional example, and it is possible to increase the degree of freedom of wiring of the data transmission line connected to the encoder and at the same time reduce the cost of the data transmission line. An object of the present invention is to provide an encoder signal transmission method that can be used.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, an encoder signal transmission system according to claim 1 includes an encoder that detects a rotational position of an electric motor, and a control unit that controls any one of the rotational position, speed, and torque of the electric motor. And an encoder signal transmission method for transmitting a rotational position signal of an electric motor detected by an encoder to the control means, wherein signal transmission between the encoder and the control means is performed by a signal superimposed on DC power.
[0008]
The encoder signal transmission method according to claim 2 is the invention according to claim 1, wherein the control means includes an inverter for performing pulse width modulation control constituted by a switching element on the output side, and the control means Signal transmission to and from the encoder is performed at a non-pulse edge timing at the pulse width modulation switching timing of the inverter.
[0009]
Furthermore, an encoder signal transmission system according to a third aspect is the invention according to the second aspect, wherein the control means includes output voltage detection means for detecting an amplitude and a phase of a pulse width modulation output voltage command of the inverter. The signal transmission timing with the encoder is determined based on the detection result of the output voltage detecting means.
Furthermore, an encoder signal transmission system according to a fourth aspect is the invention according to any one of the first to third aspects, wherein an output power line between the control means and the electric motor, and a signal transmission line between the control means and the encoder. Is constituted by electric wires in the same multi-core cable.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing an embodiment of the present invention. In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a control amplifier as a control means for inputting a three-phase power of 100 V or 200 V and outputting a motor control output. A motor control output outputted from the control amplifier 1 is inputted to a servo motor 2 as an electric motor constituted by a permanent magnet motor through a three-phase power line 7.
[0011]
The servo motor 2 is provided with an encoder 3 for detecting the rotation angle of the rotation shaft, and the rotation angle data detected by the encoder 3 is controlled via the encoder signal line 4 having two signal lines 4a and 4b. It is transmitted to the amplifier 1. Both ends of the encoder signal line 4 are terminated by termination circuits 5 and 6, respectively. Each of the termination circuits 5 and 6 includes a capacitor C and a resistor R inserted between the two signal lines 4a and 4b.
[0012]
As shown in FIG. 2, the rotary encoder 3 has an encoder case 11 formed into a cylindrical shape having a large inner diameter portion and a small inner diameter portion formed by cutting aluminum, and the left end of the encoder case 11 is closed. The printed circuit board 12 has an aluminum hollow shaft 16 rotatably supported on the inner peripheral surface of the small circular portion of the encoder case 11 via two bearings 13a and 13b.
[0013]
A magnetic pulse encoder unit 17 is formed between the hollow shaft 16 and the printed circuit board 12 for outputting one or more pulses per rotation and detecting the number of pulses and the direction of rotation. A one-turn optical absolute encoder unit 18 that detects an absolute angle within one rotation is formed between the substrate 12 and the substrate 12.
The magnetic pulse encoder unit 17 is arranged at a position facing the ring-shaped magnetic pulse encoder magnet 19 attached to the left end of the hollow shaft 16 and the magnetic pulse encoder magnet 19 on the back side of the printed circuit board 12. It is comprised with the magnetic sensor 20 made.
[0014]
The optical absolute encoder unit 18 has a plurality of outer peripheral portions bonded to the left surface of a magnetic pulse encoder magnet 19 attached to the hollow shaft 16 via a spacer 21 formed of a nonmagnetic material such as an aluminum plate. A rotary slit plate 22 formed with a slit pattern and formed of an opaque film or plastic plate or the like, and a light emitting element 23 arranged opposite to the encoder case 11 and the printed circuit board 12 so as to sandwich the slit portion of the rotary slit plate 22. And the light receiving element 24.
[0015]
Then, pulse signals detected by the magnetic encoder unit 17 and the optical absolute encoder unit 18 are supplied to the encoder transmission control circuit 25 as shown in FIG.
The encoder transmission control circuit 25 includes a transmission circuit 26 and a reception circuit 27 connected to the encoder signal line 4 and an encoder control circuit 28 to which the transmission circuit 26 and the reception circuit 27 are connected.
[0016]
As shown in FIG. 4, the transmission circuit 26 has signal lines L1 and L2 connected to the two signal lines 4a and 4b of the encoder signal line 4, and a signal transmission unit 31 is connected to these signal lines L1 and L2. The constant current circuit 32, the pull-in current detection resistor 33 connected to the output side of the signal line L1 in the constant current circuit 32, the constant voltage circuit 34, and the noise filter 35 are connected in this order, and the filter output of the noise filter 35 Is used by the encoder control circuit 28 as an internal power source of the rotary encoder 3.
The signal transmission unit 31 includes a series circuit of an NPN transistor 36 and a resistor 37 inserted in series between the signal lines L1 and L2. The transmission signal TXD is input to the base of the transistor 36, and the collector is the signal line L1. The emitter is connected to the signal line L2 via the resistor 37.
[0017]
The constant current circuit 32 includes a PNP transistor 38 whose emitter is inserted in the signal line L1 and an NPN in which the collector and emitter are inserted between the base of the transistor 38 and the signal line L2. Type transistor 39 and resistor 40 in series, and a signal based on a transmission control signal TXEN, which will be described later, is applied to the non-inverting input terminal, and the potential at point A detected by the pull-in current detection resistor 33 is divided by the voltage dividing resistors 41 and 42. The pressed detection potential is input to the inverting input side, and the operational amplifier 43 is connected to the base of the transistor 39 at the output terminal. In the first constant voltage circuit 32, the potential of the connection point A between the transistor 38 and the pull-in current detection resistor 33 is kept constant, and the current value flowing into the encoder 3 is kept constant. That is, the potential at the connection point A is divided by the resistors 41 and 42 and applied to the inverting input side of the operational amplifier 43, so that the divided potential is compared with the reference potential supplied to the non-inverting input side of the operational amplifier 43. Then, by controlling the transistor 39 to control the current value flowing through the transistor 38 based on the comparison result, the current value drawn from the external encoder signal line 4 can be kept at a constant value of 100 mA, for example.
[0018]
Further, the constant voltage circuit 34 includes an NPN transistor 51 having a collector and an emitter interposed between the signal lines L1 and L2, and a series circuit of a resistor 52 and a Zener diode 53 connected between the signal lines L1 and L2. The connection point of the series circuit in which the voltage dividing resistors 54 and 55 connected in parallel with the series circuit, the resistor 52 and the Zener diode 53 are connected to the inverting input side, and the connection point of the resistors 54 and 55 is the non-inverting input. And an operational amplifier 56 connected to the base of the transistor 51 on the output side. In addition, resistors 57 and 58 and a driver 59 are inserted between the connection point of the resistor 52 and the Zener diode 53 of the constant voltage circuit 34 and the signal line L2, and transmission control is performed via the inverter 60 to the inversion control terminal of the driver 59. The signal TXEN is input, and the connection point between the resistors 57 and 58 is connected to the non-inverting input side of the operational amplifier 43 in the constant current circuit 32.
[0019]
In the constant voltage circuit 34, the potential at the point B between the connection points of the resistors 52 and 54 in the signal line L1 is kept constant. That is, a reference voltage is applied to the inverting input side of the operational amplifier 56 by the Zener diode 53 and the resistor 52, and the reference voltage and the voltage obtained by dividing the potential at the point B by the resistors 54 and 55 are compared by the operational amplifier 56. By controlling the transistor 51 based on the comparison result, the potential at the point B can be kept constant.
Furthermore, the noise filter 35 includes a coil 61 inserted in the signal line L1 and a capacitor 62 connected between the signal lines L1 and L2, and the coil 61 and the capacitor 62 constitute a low-pass filter. .
[0020]
Further, as shown in FIG. 5, the receiving circuit 27 includes input terminals 71a and 71b connected to the signal lines 4a and 4b of the encoder signal line 4, and a coupling capacitor 72 for cutting direct current to the input terminal 71a. A comparator 75 to which the inverting input side is connected and a threshold voltage for binarizing the received signal formed by the resistors 73 and 74 is input to the non-inverting input side, and a bias potential is applied to the inverting input side of the comparator 75 And resistors 76 and 77. Then, the signal binarized by the comparator 75 is supplied to the internal circuit of the encoder 3 as the reception signal RXD, and the connection point of the resistors 73 and 76 and the connection point of the resistors 74 and 77 are connected to the internal circuit of the encoder. Power is supplied from the encoder.
[0021]
Further, the encoder control circuit 28 receives a rotation angle data request transmitted from the control amplifier 1 as will be described later, and receives the received signal RXD, which is detected by the magnetic encoder unit 17. The rotation angle data of the servo motor 2 based on the pulse signal indicating the rotation direction and rotation angle of the servo motor 2 and the pulse signal indicating the absolute angle within one rotation of the servo motor 2 detected by the optical absolute encoder unit 18. After the timing correction is performed so that the calculated rotation angle data is synchronized with the received reception timing of the rotation angle data request, the transmission control signal TXEN is turned on, and the rotation angle data is set to the rotation angle request. The transmission data TXD synchronized with the reception timing is output to the transmission circuit 26.
[0022]
Therefore, in the transmission circuit 26, when there is no transmission data TXD from the encoder control circuit 28, the transmission control signal TXEN is at a low level and is supplied to the non-inverting input side of the operational amplifier 43 in the constant current circuit 32. As shown in FIG. 6 (a), the current value at the connection point A is, for example, a reference current value I of 100 mA. A However, when the encoder 3 enters the transmission state from this state, the transmission control signal TXEN is inverted to a high level, and is thereby applied to the non-inverting input side of the operational amplifier 43 by the inverter 60 and the driver 59. The reference potential is lowered as compared with the non-transmission time, thereby reducing the current value drawn by the encoder 3 to 90 mA. When this transmission control signal TXEN is inverted to a high level, transmission data TXD is input to the base of the transistor 36, and when this transmission signal TXD is on, 20 mA is drawn and when the transmission signal TXD is off. Stops current draw. This drawn current is superimposed on 90 mA drawn into the encoder, and on the encoder signal line 4, the peak-to-peak current value I is 100 mA ± 10 mA as shown in FIG. PP A current waveform of 20 mA is obtained. The voltage waveform of the encoder signal line 4 at this time is, for example, a DC voltage of 12 V when no signal is transmitted from the rotary encoder 3, as shown in FIG. 6B, and a signal is transmitted from the rotary encoder 3. Has a peak-to-peak voltage value V of ± 0.5V to 12V DC. PP Is generated at a voltage of 1.0V.
[0023]
As shown in FIG. 7, the control amplifier 1 receives a speed command value input from the outside to the speed controller 81, and inputs the speed controller 81 from the rotary encoder 3 through the encoder signal line 4. The rotational position information from the encoder transmission unit 82 that captures the rotation angle data of the servo motor 2 is input as a speed feedback value, and the deviation between the speed command value and the speed feedback value is calculated. Two-phase current command value Id on orthogonal dq coordinate axes * And Iq * Is output.
[0024]
The current command value Id output from the speed controller 81 * And Iq * Is supplied to the subtractor 83, which converts the detected current value of the UVW phase output from the inverter described later to the servo motor 2 into a digital value by the A / D converter 84, and converts the digital value into The two-phase currents Id and Iq on the orthogonal dq coordinate axes of the servo motor 2 converted by the dq converter 85 are subtracted to calculate a deviation between the two, and this deviation is supplied to the PI controller 86.
[0025]
The PI controller 86 forms a dq two-phase voltage to be applied to the servo motor 2 by performing proportional-integral control on the input two-phase current deviation, and this dq two-phase voltage is converted into a servo motor by the UVW converter 87. 2 is converted into a UVW phase voltage command value to be applied to the motor 2, the converted three phase voltage command value is supplied to the pulse width modulation circuit 88, subjected to pulse width modulation, and then supplied to the inverter 89 to be supplied to the servo motor 2. Form a control signal.
Here, the pulse width modulation circuit 88 includes a triangular wave generator 90 that forms a triangular wave as a carrier wave having a predetermined frequency, a triangular wave signal output from the triangular wave generator 90, and a three-phase voltage command output from the UVW converter 87. It is comprised with the comparator 91 which compares a value.
[0026]
Further, as shown in FIG. 8, the inverter 89 is a smoothing circuit including a diode rectifier 95 that converts a three-phase AC power source into DC, and an inductor 96 and a capacitor 97 that smooth the output signal of the diode rectifier 95. 98 and an inverter main circuit 99 for performing pulse width modulation processing on the direct current output from the smoothing circuit 98. The inverter main circuit 99 is a switching element S corresponding to the three-phase output of UVW supplied to the servo motor 2. UU , S UV And S UW And a switching element S corresponding to the three-phase output of UVW supplied to the servo motor 2 in the same manner. LU , S LV And S LW Each of the switching elements S of the upper arm circuit 99U. UU , S UV And S UW Is supplied with the pulse width modulation signal of the UVW phase outputted from the comparator 91 as it is, and the switching elements S of the lower arm circuit 99L are supplied as they are. LU , S LV And S LW The UVW-phase pulse width modulation signal output from the comparator 91 is inverted and input to the base of, so that a UVW-phase output for the servo motor 2 is formed and supplied to the servo motor 2.
[0027]
The three-phase voltage command value output from the UVW converter 87 and the triangular wave signal output from the triangular wave generation circuit 90 of the pulse width modulation circuit 88 are input to the encoder transmission timing generation circuit 100. In this encoder transmission timing generation circuit 100, based on the inputted three-phase voltage command value and the triangular wave signal, the pulse width at the positive and negative vertex positions of the triangular wave signal and not including the pulse edge of the pulse width modulation signal, that is, the U phase, V By supplying the pulse width modulation signal of the phase and the W phase and the inverted signal thereof individually to the AND circuit, a pulse equal to the minimum pulse width of the pulse width modulation signal of the U phase, the V phase and the W phase and the inverted signal thereof A transmission timing signal having a width is formed, and the formed transmission timing signal is output to the encoder transmission unit 82.
[0028]
The encoder transmission unit 82 transmits a rotation angle data request to the encoder 3 via the encoder signal line 4 when the input transmission timing signal is in the ON state.
An output power line from the control amplifier 1 to the servo motor 2 and an encoder signal transmission line 4 between the control amplifier 1 and the encoder 3 are wired using wires in the same multi-core cable.
[0029]
Next, the operation of the above embodiment will be described.
Now, the speed command value of “0” is inputted to the speed controller 81 of the control amplifier 1 and the servo motor 2 is stopped, and the U-phase, V-phase and W-phase motors output from the inverter 89 are stopped. It is assumed that the control signal is also “0”. Even when the servo motor is stopped, the encoder transmission section 82 of the control amplifier 1 and the encoder 3 are connected by the encoder transmission line 4, so that the transmission circuit 26 of the encoder transmission control circuit 25 in the encoder 3 has a constant current circuit. 32 and the constant voltage circuit 34 form a constant voltage and constant current internal power source, and this internal power source is supplied to the receiving circuit 27, the encoder control circuit 28, the magnetic encoder unit 17 and the optical absolute encoder unit 18. The encoder 3 is maintained in a normal operation state.
[0030]
When a desired speed command value is input to the speed controller 81 while the servo motor is stopped, the rotational speed feedback signal input from the encoder transmission unit 82 is “0”. Current command value Id according to * And Iq * Is output to the subtractor 83. Since the U-phase, V-phase and W-phase motor control signals output from the inverter 89 are “0”, the dq converter 85 receives “0” dq two-phase currents Id and Iq. Therefore, the current command value Id * And Iq * Is output to the PI controller 86 as it is.
[0031]
In this PI controller 86, the current command value Id * And Iq * Proportional integral control is performed on dq two-phase voltage command value Vd * And Vq * Is output to the UVW converter 87, and the UVW converter 87 converts it into U-phase, V-phase and W-phase three-phase voltage command values. The three-phase voltage command values are generated by the pulse width modulation circuit 88 and the encoder transmission timing. Supply to circuit 100.
[0032]
Therefore, in the pulse width modulation circuit 88, as shown in FIG. 9A, the triangular wave output from the triangular wave generator 90 and the three-phase voltages of the U phase, V phase, and W phase output from the UVW converter 87. By comparing the command value with the comparator 91, the U-phase, V-phase, and W-phase pulse width modulation signals shown in FIGS. 9B to 9D are output from the comparator 91. Switching element S of upper arm circuit 99U UU , S UV And S UW To the switching element S of the lower arm circuit 99L. LU , S LV And S LW Inverted, that is, supplied in reverse phase, a three-phase control output is output from the inverter 89 to the servomotor 2 and the servomotor 2 is driven to rotate.
[0033]
As described above, when the servo motor 2 is driven to rotate, the encoder transmission unit 82 of the control amplifier 1 transmits a rotation angle data request for requesting the encoder 3 to transmit rotation angle data. At this time, since the three-phase voltage command value output from the UVW converter 87 and the triangular wave output from the triangular wave generator 90 are supplied to the encoder transmission timing generation circuit 100, the encoder transmission timing generation circuit 100 A transmission timing signal having a minimum pulse width near the positive and negative vertices of the triangular wave is generated. That is, when the triangular wave is positive, the maximum value of the three-phase voltage command values is compared with the triangular wave to form a pulse signal, and when the triangular wave is negative, the minimum value of the three-phase voltage command values is By generating a pulse signal by comparing with the triangular wave, as shown in FIG. 9E, a transmission timing signal not including the pulse edge of the pulse width modulation signal of FIGS. 9B to 9D is generated, This is output to the encoder transmission unit 82.
[0034]
For this reason, the encoder transmission unit 82 transmits a rotation angle data request to the encoder 3 via the encoder transmission line 4 in the ON period of the transmission timing signal, as shown in FIG. As described above, by transmitting the rotation angle data request in the ON period of the transmission timing signal in the vicinity of the positive and negative vertices of the triangular wave serving as the carrier wave, there may be a pulse edge of the pulse width modulation signal when the rotation angle data request is transmitted. Therefore, even when the three-phase power supply line between the control amplifier 1 and the servo motor 2 and the encoder transmission line 4 are close to each other, it is possible to reliably avoid the influence of noise on the rotation angle data request.
[0035]
Then, as shown in FIG. 10, a rotation angle data request is transmitted from the control amplifier 1 to the encoder 3 at a multiple of 1/2 of the triangular wave period, and this rotation angle data request is received by the receiving circuit 27. When input to the encoder control circuit 28, the encoder control circuit 28 detects the rotation angle and rotation direction detected by the magnetic encoder unit 17, and the absolute signal within one rotation detected by the optical absolute encoder unit 18. Rotation angle calculation processing for calculating rotation angle data based on the pulse signal representing the angle is performed, and then the transmission timing is corrected so as to synchronize with the rotation angle data request, and then the transmission control signal TXEN is turned on. In synchronization with the rotation angle data request, the rotation angle data is supplied to the transmission circuit 26 as transmission data TXD.
[0036]
For this reason, in the transmission circuit 26, as shown in FIGS. 6A and 6B described above, the rotation angle with a pulse width in which the pulse edge of the pulse width modulation signal of the control amplifier 1 does not exist in the vicinity of the positive and negative vertices of the triangular wave. Data is transmitted to the encoder transmission unit 82 of the control amplifier 1.
Then, the rotation angle data is supplied from the encoder transmission unit 82 to the speed controller 81 as a speed feedback signal, and the deviation from the speed command value is calculated, whereby the dq two-phase current command value Id. * And Iq * Is calculated, the dq two-phase current values Id and Iq supplied from the dq converter 85 are subtracted by the subtractor 83, and the proportional-integral control is performed by the PI controller 86 based on the deviation between the two, and the UVW converter 87 is obtained. Is converted into a three-phase voltage command value, and the pulse width modulation circuit 88 forms U-phase, V-phase, and W-phase pulse width modulation waves, and this is output by the inverter 89 to the U-phase, V-phase, and W-phase control signals Is supplied to the servo motor 2, and the servo motor 2 is rotationally controlled at a speed corresponding to the speed command value.
[0037]
Thus, according to the first embodiment, the encoder transmission line 4 connecting the control amplifier 1 and the encoder 3 performs information transmission by superimposing the transmission signal on the DC power supplied to the encoder 3. Therefore, only two signal lines are required, and the cost of the encoder transmission line 4 can be reduced.
In addition, since the transmission signal transmitted by the encoder transmission line 4 is transmitted at the transmission timing at which the switching edge of the pulse width modulation signal by the inverter does not exist, the transmission is not affected by noise due to the pulse edge of the pulse width modulation signal. Signals can be transmitted and received accurately.
[0038]
For this reason, the encoder transmission line 4 for connecting the control amplifier 1 and the encoder 3 can be arranged without being affected by the power line supplied from the control amplifier 1 to the servo motor 2, and the wiring can be freely set. The power line for the servo motor 2 and the encoder transmission line 4 can coexist in the same multi-core cable, and wiring work can be performed efficiently.
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the second embodiment, the encoder is not affected by noise even when the values of the U-phase, V-phase, and W-phase three-phase voltage command values converted by the UVW converter 77 are large. Data transmission with the encoder 3 in the transmission unit 82 is ensured.
[0039]
That is, in the second embodiment, the configuration of the control amplifier 1 has the same configuration as that of the first embodiment described above, but the transmission timing signal generation method in the encoder transmission timing generation circuit 100 is changed. Yes.
In the encoder transmission timing generation circuit 100, when the output voltage command value to the servo motor 2 increases, the amplitude of the sine wave control signal for generating the pulse width modulation signal increases, and the positive and negative vertices of the triangular wave The period without switching in the nearby pulse width modulation is shortened. In particular, when the output voltage command value is close to 100%, the switching pulse width near the positive and negative vertices of the triangular wave takes the minimum value. For this reason, in the data transmission only within the switching pulse width in the vicinity of the positive and negative vertices of the triangular wave, the time required for one transmission cannot be ensured.
[0040]
Therefore, the encoder transmission timing generation circuit 100 generates a triangular wave signal based on the triangular wave signal output from the triangular wave generator 90 and the three-phase voltage command values of the U phase, V phase, and W phase output from the UVW converter 87. A transmission timing signal is generated based on the relationship between one cycle and the three-phase voltage command value.
In other words, the U-phase, V-phase, and W-phase sine wave control signals from the UVW converter 87 are represented by the curve L in FIG. U , L V And L W As shown by, they are output with a phase difference of 120 °. At this time, assuming that the period of the triangular wave generated by the triangular wave generator 90 is set such that the half period of the sine wave control signal is 7 periods, the pulse width modulation signal is shown in FIGS. ) As shown.
[0041]
Here, one period of the triangular wave in the vicinity where the U-phase sine wave control signal has the maximum voltage is defined as a control angle 1, one period of the following triangular wave is defined as a control angle 2, and one period of the subsequent triangular wave is defined as a control angle. 3 and one period of the triangular wave following this is defined as a control angle 4.
When the transmission timing is selected based on the apex position of the triangular wave serving as a carrier wave based on the phases of the U-phase, V-phase, and W-phase sine wave control signals output from the UVW converter 77, as shown in FIG. The direction (0 °) indicates the phase of the positive apex of the triangular wave. When one period of the triangular wave is 360 °, the UVW phase has a phase difference of 120 ° to each other. The phase position corresponds to one black-filled portion of the four diagrams of FIGS. 12 (a) to 12 (d).
[0042]
The control angle 1 in FIG. 12A is the case where the maximum value of the voltage command value of a phase and the apex of the triangular wave substantially overlap, and the transmission timing at which the pulse edge of the pulse width modulation signal of the UVW phase does not exist is the phase of the triangular wave. 15 ° to 105 °, 135 ° to 225 °, 255 ° to 345 °. Similarly, the control angle 3 in FIG. 12C is approximately the minimum value of the voltage command value of a phase and the negative vertex of the triangular wave. In this case as well, the transmission timing is -45 ° to 45 °, 75 ° to 165 °, and 195 ° to 285 ° in the triangular wave phase. The other cases are the control angle 2 in FIG. 12 (b) and the control angle 4 in FIG. 12 (d), and these transmission timings are −15 ° to 15 °, 45 ° to 75 °, and 105 ° in a triangular wave phase. ˜135 °, 165 ° to 195 °, 225 ° to 255 °, 285 ° to 315 °.
[0043]
Here, although the transmission timing at the control angle 2 and the control angle 4 is only 30 ° in triangular wave phase, the encoder transmission speed is 5 Mbps, for example, which is faster than the triangular wave carrier frequency of 15 kHz, for example, and encoder information transmission A sufficient width can be obtained.
Therefore, the encoder transmission timing generation circuit 100 inputs the triangular wave output from the triangular wave generator 90 and the U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values output from the UVW converter 87 to control angles 1 to 4 is detected, and a transmission timing signal having the transmission timing shown in FIGS. 12A to 12D is generated in accordance with the detected control angles 1 to 4, so that the servo motor 2 can be controlled. Even when the three-phase output voltage command value increases, the encoder transmission unit 82 can reliably transmit the rotation angle data request according to the transmission timing signal without being affected by noise.
[0044]
As described above, the encoder transmission unit 82 transmits a rotation angle data request to the encoder 3 in accordance with the transmission timing signal, so that the encoder control circuit 28 of the encoder 3 can perform the same as in the first embodiment described above. Rotation angle data is formed based on pulse signals input from the magnetic encoder unit 17 and the optical absolute encoder unit 18, and the formed rotation angle data is transmitted at a transmission timing synchronized with the input rotation angle data request transmission timing. By transmitting to the encoder transmission unit 82 of the control amplifier 1 via the encoder transmission line 4, even if the three-phase output voltage command value for the servo motor 2 becomes large, the rotation angle data is reliably received without being affected by noise. It can be transmitted to the encoder transmission unit 82.
[0045]
In the above embodiment, the case where the power line between the control amplifier 1 and the servo motor 2 and the encoder transmission line 4 between the control amplifier 1 and the encoder 3 are coexisted in the same multicore cable will be described. However, the present invention is not limited to this, and the encoder transmission line 4 may be wired along the power line, or may be wired separately.
[0046]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the invention, since the signal transmission between the encoder and the control means is performed by the signal superimposed on the DC power, the encoder and the control means are connected with two signal lines. It is possible to reduce the cost of the encoder transmission line only by connecting, and to obtain an effect that the wiring work can be easily performed.
According to the invention of claim 2, the control means has an inverter for performing pulse width modulation control constituted by a switching element on the output side, and signal transmission between the control means and the encoder is performed by the inverter. Since the pulse width modulation switching timing is performed at the non-pulse edge timing, the transmission signal can be accurately transmitted and received without being affected by the noise caused by the pulse edge of the pulse width modulation signal, and the signal transmission wiring The effect that the degree of freedom can be improved is obtained.
[0047]
Further, according to the invention of claim 3, the control means has output voltage detection means for detecting the amplitude and phase of the pulse width modulation output voltage command of the inverter, and the detection result of the output voltage detection means Since the signal transmission timing between the encoder and the encoder is determined based on the information, accurate information can be obtained without being affected by noise even when the pulse width of the pulse width modulation output voltage command is narrow. The effect that transmission can be ensured is obtained.
Furthermore, according to the invention according to claim 4, the output power line between the control means and the electric motor and the signal transmission line between the control means and the encoder are constituted by electric wires in the same multi-core cable. As a result, it is possible to efficiently perform the wiring work between the control means, the electric motor, and the encoder.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic configuration diagram showing a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a cross-sectional view showing a configuration of an encoder.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an encoder control circuit.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a transmission circuit of an encoder.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a receiving circuit of an encoder.
FIG. 6 is a signal waveform diagram showing a transmission waveform in the encoder.
FIG. 7 is a block diagram illustrating an example of a control amplifier.
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of an inverter.
FIG. 9 is a time chart for explaining the operation of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram of transmission timing for explaining the operation of the present invention.
FIG. 11 is a time chart showing a second embodiment of the present invention.
FIG. 12 is an explanatory diagram for explaining transmission timing according to the second embodiment;
[Explanation of symbols]
1 Control amplifier
2 Servo motor
3 Encoder
4 Encoder transmission line
7 Three-phase power line
17 Magnetic encoder
18 Optical absolute encoder
25 Encoder transmission control circuit
26 Transmitter circuit
27 Receiver circuit
28 Encoder control circuit
81 Speed controller
82 Encoder transmission section
87 UVW converter
88 Pulse width modulation circuit
89 Inverter
100 Encoder transmission timing generation circuit
