JP2005045965A - Current resonance type converter device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent the deterioration of efficiency caused by a reactive current and also prevent the lowering of the safety of a synchronous rectifying field effect transistor, by preventing the generation of a short-circuited current by detecting a region where a current flowing to a smoothing choke coil is discontinuous at the time of a light load, and stopping a synchronous rectifying operation by the field effect transistor during that time. <P>SOLUTION: A middle point of a secondary winding of a converter transformer is grounded, and the synchronous rectifying field effect transistors 24, 25 are connected to both ends of the secondary winding. A driving winding for driving the synchronous rectifying field effect transistors 24, 25 are arranged to the converter transformer, and the synchronous rectifying filed effect transistors 34, 35 are connected between the driving winding and the field effect transistors 24, 25. Then, by detecting the discontinuity of the current flowing to the smoothing choke coil at the time of the light load, and feeding the detected control signals to gate electrodes of the synchronous rectifying field effect transistors 34, 35, the synchronous rectifying field effect transistors 24, 25 are made non-conductive, thus switching the synchronous rectifying operation during that time to a synchronous rectifying operation conducted by a contained diode. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電流共振型コンバータ装置に関し、特に、軽負荷時の効率の改善と同期整流用スイッチングトランジスタの安全性の向上を図った電流共振型コンバータ装置に関する。   The present invention relates to a current resonance type converter device, and more particularly to a current resonance type converter device that improves efficiency at light load and improves safety of a switching transistor for synchronous rectification.

電流共振型スイッチング電源としては、コンバータトランスの２次側に得られる出力電圧を同期整流する簡易同期整流型の電流共振型スイッチング電源回路が知られている（例えば、特許文献１を参照。）。   As a current resonance type switching power supply, a simple synchronous rectification type current resonance type switching power supply circuit that synchronously rectifies an output voltage obtained on the secondary side of a converter transformer is known (see, for example, Patent Document 1).

図２は、特許文献１に記載されている従来の電流共振型コンバータ装置の代表例を示したものである。コンバータトランス５の１次側には、Ｅを供給電源とする、ハーフブリッジ接続のスイッチング回路を形成するＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂが直列接続されている。このＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂは、信号源１からの信号が絶縁トランス２を介してゲート電極に供給されて交互にオン／オフ制御される。そして、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａとＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ｂの接続点に発生する出力電圧Ｖ１がコンバータトランス５の１次巻線５ａと共振コンデンサ６からなる直列共振回路に供給されて、１次電流Ｉ１が流れる。 FIG. 2 shows a typical example of a conventional current resonance type converter device described in Patent Document 1. In FIG. On the primary side of the converter transformer 5, MOS field effect transistors 3a and 3b, which form a half-bridge connection switching circuit using E as a power supply, are connected in series. The MOS field effect transistors 3a and 3b are alternately turned on / off by the signal from the signal source 1 being supplied to the gate electrode via the insulating transformer 2. Then, being supplied to the series resonant circuit output voltages V 1 generated at the connection point of the MOS-type field effect transistor 3a and the MOS-type field effect transistor 3b is made of a primary winding 5a and the resonance capacitor 6 of the converter transformer 5, 1 the following current I 1 flows.

また、コンバータトランス５の２次巻線５ｂに誘起される誘起電圧Ｖ２は同期整流型ＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０のソース電極に供給され、このＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０の整流作用を経てそれぞれのＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０に流れる電流Ｉ２、Ｉ３が平滑コンデンサ１４を充電するように全波整流回路が構成される。この図２に示すスイッチング電源の場合、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０をドライブする開閉制御信号は、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂを駆動する信号源１からの信号電圧を、駆動トランス７、８を介して、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０のゲートに供給することによって行われる。そして、コンバータトランス５の２次巻線５ｂの出力電圧Ｖ２の極性に対応して、例えば、２次巻線５ｂの出力電圧が正となった方のＭＯＳ型電界効果トランジスタがオンとなるように構成されている。なお、ダイオード１１ａ，１１ｂはＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０の構造によって形成される内蔵ダイオードである。 The induced voltage V 2 induced in the secondary winding 5 b of the converter transformer 5 is supplied to the source electrodes of the synchronous rectification type MOS field effect transistors 9 and 10, and the rectification action of the MOS type field effect transistors 9 and 10. The full-wave rectifier circuit is configured such that the currents I 2 and I 3 flowing through the MOS field effect transistors 9 and 10 through the respective capacitors charge the smoothing capacitor 14. In the case of the switching power supply shown in FIG. 2, the open / close control signal for driving the MOS field effect transistors 9 and 10 uses the signal voltage from the signal source 1 for driving the MOS field effect transistors 3a and 3b as the drive transformer 7, 8 is supplied to the gates of the MOS field-effect transistors 9 and 10 via 8. Then, in response to the polarity of the output voltage V 2 of the secondary winding 5b of the converter transformer 5, for example, so that the MOS field effect transistor of the direction which the output voltage becomes positive secondary winding 5b is turned on It is configured. The diodes 11a and 11b are built-in diodes formed by the structure of the MOS field effect transistors 9 and 10.

以下、図２に示すスイッチング電源の動作を簡単に説明する。
まず、供給電源Ｅが印加されると、最初は、例えばＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａがオン、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ｂがオフとなるように駆動される。そして、このときに供給電源ＥからＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、コンバータトランス５の１次巻線５ａを介して共振コンデンサ６に電流Ｉ１が流れ、共振コンデンサ６が充電される。次に、１次側の共振周期に対応してＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａがオフ、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ｂがオンとなるように駆動することにより、コンバータトランス５の１次巻線５ａに共振コンデンサ６の共振電流が流れ、これによって２次側に交番電圧Ｖ２が発生する。 The operation of the switching power supply shown in FIG. 2 will be briefly described below.
First, when the power supply E is applied, first, for example, the MOS field effect transistor 3a is driven to turn on and the MOS field effect transistor 3b is turned off. At this time, the current I 1 flows from the supply power source E to the resonant capacitor 6 via the MOS field effect transistor 3a and the primary winding 5a of the converter transformer 5, and the resonant capacitor 6 is charged. Next, by driving so that the MOS field effect transistor 3a is turned off and the MOS field effect transistor 3b is turned on corresponding to the resonance cycle on the primary side, the primary winding 5a of the converter transformer 5 is resonated. resonance current flows capacitor 6, whereby an alternating voltage V 2 is generated on the secondary side.

コンバータトランス５の２次巻線５ｂに発生する交番電圧Ｖ２は、前記ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂのオン／オフのタイミングと一致して、例えばその極性が正となる期間にそれぞれＭＯＳ型電界効果トランジスタ９またはＭＯＳ型電界効果トランジスタ１０が交互に導通するように、駆動トランス７、８を介してゲート電極に信号源１からの信号電圧が印加される。この結果、平滑コンデンサ１４に整流電流Ｉ２、Ｉ３が流れ込み、全波整流が行われる。 Alternating voltage V 2 generated at the secondary winding 5b of the converter transformer 5, the MOS-type field effect transistor 3a, consistent with the timing of 3b on / off, for example, each MOS type in the period in which the polarity is positive A signal voltage from the signal source 1 is applied to the gate electrode via the drive transformers 7 and 8 so that the field effect transistor 9 or the MOS field effect transistor 10 is alternately conducted. As a result, rectified currents I 2 and I 3 flow into the smoothing capacitor 14 and full-wave rectification is performed.

なお、信号源１はＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂをドライブするための制御用ＩＣ回路であり、このＩＣ回路は通常は出力電圧Ｖ０を一定の電圧に維持するようにスイッチング周波数を制御すると共に、スイッチング電源の異常な温度上昇等を検知してスイッチング動作を停止させる保護機能を持っている。また抵抗器１２ａ、１２ｂ、１３ａ、１３ｂはゲート容量に対して適当な時定数でオンタイミングを設定する作用を有する抵抗器である。 The signal source 1 is a control IC circuit for driving a MOS field effect transistor 3a, the 3b, this IC circuit is normally controls the switching frequency so as to maintain the output voltage V 0 at a constant voltage At the same time, it has a protection function that stops the switching operation by detecting an abnormal temperature rise of the switching power supply. Resistors 12a, 12b, 13a, and 13b are resistors having an action of setting on-timing with an appropriate time constant for the gate capacitance.

この従来の電流共振型コンバータ装置では、同期整流器として機能しているＭＯＳ型電界効果トランジスタ９、１０の開閉制御が、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂのオン／オフ制御と同期して行われるので、整流電流の流れはじめと出力電圧の立ち上がり点を完全に一致させることができるようになり、整流出力効率を改善することができるという効果がある。また、ＭＯＳ型電界効果トランジスタ３ａ、３ｂのスイッチング周期が変化したときもその変化に位相遅れなく追従して同期整流が行われるため、電圧のレギュレーションも改善されるという効果も奏するものである。   In this conventional current resonance type converter device, the open / close control of the MOS field effect transistors 9, 10 functioning as a synchronous rectifier is performed in synchronization with the on / off control of the MOS field effect transistors 3a, 3b. Thus, the beginning of the flow of the rectified current and the rising point of the output voltage can be matched completely, and the rectified output efficiency can be improved. In addition, even when the switching period of the MOS field effect transistors 3a and 3b is changed, synchronous rectification is performed following the change without phase delay, so that the voltage regulation is also improved.

次に、図３に基づいて、従来の電流共振型コンバータ装置の他の例について説明する。この例では、直流電源２０がスイッチング回路２１に接続され、スイッチング回路２１の出力がコンバータトランス２２の１次巻線２２ａと共振用コンデンサ２３の直列共振回路に供給されている。これにより、コンバータトランス２２の１次巻線２２ａの両端に交番電圧が発生することは、図２場合と同様である。   Next, another example of a conventional current resonance type converter device will be described with reference to FIG. In this example, a DC power supply 20 is connected to a switching circuit 21, and an output of the switching circuit 21 is supplied to a series resonance circuit of a primary winding 22 a of a converter transformer 22 and a resonance capacitor 23. As a result, an alternating voltage is generated at both ends of the primary winding 22a of the converter transformer 22 as in the case of FIG.

また、この例では、コンバータトランス２２の２次巻線２２ｂは、その中点が接地端子３０に接続され、一方の端子が同期整流用電界効果トランジスタ２４のソース電極に、他方の端子が同期整流用電界効果トランジスタ２５のソース電極に接続されている。そして同期整流用電界効果トランジスタ２４と２５のドレイン電極は結合されて平滑用チョークコイル２７の一端に接続されている。平滑用チョークコイル２７の他端は平滑コンデンサ２８の一端に接続されると共に、出力端子２９に接続されている。   Also, in this example, the secondary winding 22b of the converter transformer 22 has its midpoint connected to the ground terminal 30, one terminal being the source electrode of the synchronous rectification field effect transistor 24 and the other terminal being the synchronous rectification. The field effect transistor 25 is connected to the source electrode. The drain electrodes of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 are coupled and connected to one end of the smoothing choke coil 27. The other end of the smoothing choke coil 27 is connected to one end of a smoothing capacitor 28 and to an output terminal 29.

また、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５のゲート電極には、コンバータトランス２２の３次巻線である第１の駆動巻線２２ｃと、同じく４次巻線である第２の駆動巻線２２ｄから互いに反対極性となる交番電圧が供給されており、この交番電圧により、同期整流用電界効果トランジスタ２４と２５は交互にオン／オフ制御される。そして、同期整流用電界効果トランジスタ２４と２５のドレイン電極が結合された端子から全波整流（同期整流）された直流電圧が、平滑用チョークコイル２７と平滑コンデンサ２８の直列回路に供給され、平滑された直流電圧が出力端子２９を介して不図示の負荷に供給される。なお、２６ａ、２６ｂはＭＯＳ型電界効果トランジスタ２４、２５が本来持っている内蔵ダイオードを図示したものである。
特開平１１−２９９２３２号公報 The gate electrodes of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 are provided with a first drive winding 22c that is a tertiary winding of the converter transformer 22 and a second drive winding 22d that is also a quaternary winding. Are supplied with alternating voltages having opposite polarities, and the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 are alternately turned on / off by this alternating voltage. Then, a DC voltage that has been full-wave rectified (synchronized rectified) from a terminal where the drain electrodes of the synchronous rectifying field effect transistors 24 and 25 are coupled is supplied to the series circuit of the smoothing choke coil 27 and the smoothing capacitor 28. The direct current voltage thus supplied is supplied to a load (not shown) via the output terminal 29. Reference numerals 26a and 26b denote internal diodes inherent to the MOS field effect transistors 24 and 25.
JP 11-299232 A

しかしながら、上記従来の電流共振型コンバータ装置においては、コンバータトランス２２の２次側に設けられた同期整流用の駆動巻線２２ｃ、２２ｄにより駆動される同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５が、極性反転時に同時にオンする領域が発生する。また、簡易同期整流回路に限らず完全に別駆動した同期整流回路においても、ドライバ等により遅れが生じた場合には、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５を同時にオンにすることがある。更に、平滑チョークコイルを有する電流共振コンバータにおいては、平滑チョークコイルのインダクタンスが十分でないために、特に、図４に示すように、軽負荷時に平滑チョークコイルに流れる電流が不連続になり、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５の同時オンする領域においてショート電流が発生する場合がある。このショート電流は出力に寄与しない電流であり効率の悪化及び同期整流電界効果トランジスタ２４、２５の安全性低下を招くことになる。   However, in the conventional current resonance type converter device, the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 driven by the synchronous rectification drive windings 22c and 22d provided on the secondary side of the converter transformer 22 have polarities. There is a region that turns on at the same time during inversion. In addition, not only the simple synchronous rectifier circuit, but also a synchronous rectifier circuit that is completely driven separately, when a delay occurs due to a driver or the like, the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 may be simultaneously turned on. Furthermore, in a current resonance converter having a smoothing choke coil, since the inductance of the smoothing choke coil is not sufficient, the current flowing through the smoothing choke coil becomes discontinuous when the load is light as shown in FIG. In some cases, a short current may be generated in a region where the field effect transistors 24 and 25 are simultaneously turned on. This short current is a current that does not contribute to the output, leading to deterioration in efficiency and a reduction in safety of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25.

これを防ぐためには、平滑チョークコイルのインダクタンスを十分に大きくとることが必要となるが、これは平滑チョークコイルの大型化及びコストアップにつながるという問題があった。また、同期整流用電界効果トランジスタに加わる電圧の増加を招くという問題があった。   In order to prevent this, it is necessary to make the inductance of the smooth choke coil sufficiently large, but this has the problem that it leads to an increase in the size and cost of the smooth choke coil. Further, there is a problem in that the voltage applied to the synchronous rectification field effect transistor is increased.

本発明は、上記問題点に鑑み、軽負荷時に、平滑チョークコイルに流れる電流が不連続になる領域（図４参照）を検出して、その期間は同期整流動作を停止させるとともに、その期間は同期整流用電界効果トランジスタ２４，２５の内蔵ダイオード２６ａ、２６ｂを利用して整流を行うことにより、ショート電流を防ぎ、無効電流による効率の悪化及び同期整流用電界効果トランジスタの安全性低下を防ぐようにした電流共振型コンバータ装置を提供することを目的とする。   In view of the above problems, the present invention detects a region (see FIG. 4) in which the current flowing in the smooth choke coil becomes discontinuous at light load, and stops the synchronous rectification operation during that period. By performing rectification using the built-in diodes 26a and 26b of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25, it is possible to prevent short-circuit current, prevent deterioration of efficiency due to reactive current and decrease in safety of the synchronous rectification field effect transistor. An object of the present invention is to provide a current resonance type converter device.

上記課題を解決し、本発明の目的を達成するため、本発明の電流共振型コンバータ装置は、直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング回路と、該スイッチング回路の出力が供給されるコンバータトランスと、該コンバータトランスの１次巻線と直列接続される共振用コンデンサと、コンバータトランスの２次巻線の中点が接地され、２次巻線の一方の端子がソース電極に接続される第１の同期整流用電界効果トランジスタと、ソース電極がコンバータトランスの２次巻線の他方の端子に接続され、ドレイン電極が第１の同期整流用電界効果トランジスタのドレイン電極に接続される第２の同期整流用電界効果トランジスタと、コンバータトランスの２次巻線の一方の端子と前記第１の同期整流用電界効果トランジスタのゲート電極間に接続され、前記第１の同期整流用電界効果トランジスタを駆動する第１の駆動用巻線と、コンバータトランスの２次巻線の他方の端子と前記第２の同期整流用電界効果トランジスタのゲート電極間に接続され、前記第２の同期整流用電界効果トランジスタを駆動する第２の駆動用巻線と、前記第１及び第２の同期整流用電界効果トランジスタの結合されたドレイン電極から全波整流出力が供給される平滑チョークコイルと、一端が前記平滑チョークコイルの他端と出力端子に接続され、他端が接地端子に接続される平滑コンデンサとを備えた電流共振コンバータ装置において、第１の駆動用巻線の一端と第１の同期整流用電界効果とトランジスタのゲート電極間に接続される第１の同期整流制御用電界効果トランジスタと、第２の駆動用巻線の一端と第２の同期整流用電界効果とトランジスタのゲート電極間に接続される第２の同期整流制御用電界効果トランジスタと、コンバータトランスの２次側において負荷の状態を検出する負荷状態検出回路と、負荷状態検出回路の出力に基づいて、第１の同期整流制御用電界効果トランジスタ及び第２の同期整流制御用電界効果トランジスタをオン／オフ制御することを特徴とする。   In order to solve the above-described problems and achieve the object of the present invention, a current resonance type converter device according to the present invention includes a switching circuit that switches a DC voltage to convert it into an AC voltage, and a converter that is supplied with the output of the switching circuit. The transformer, the resonance capacitor connected in series with the primary winding of the converter transformer, and the midpoint of the secondary winding of the converter transformer are grounded, and one terminal of the secondary winding is connected to the source electrode. A first synchronous rectification field effect transistor, a source electrode connected to the other terminal of the secondary winding of the converter transformer, and a drain electrode connected to the drain electrode of the first synchronous rectification field effect transistor Of the synchronous rectification field effect transistor, one terminal of the secondary winding of the converter transformer, and the first synchronous rectification field effect transistor. A first drive winding for driving the first synchronous rectification field effect transistor, the other terminal of the secondary winding of the converter transformer, and the second synchronous rectification field effect. A second driving winding connected between the gate electrodes of the transistor for driving the second synchronous rectification field effect transistor, and a drain electrode coupled to the first and second synchronous rectification field effect transistors; A smoothing choke coil to which a full-wave rectified output is supplied, and a smoothing capacitor having one end connected to the other end of the smoothing choke coil and an output terminal and the other end connected to a ground terminal. A first synchronous rectification field effect transistor connected between one end of the first drive winding, the first synchronous rectification field effect, and the gate electrode of the transistor; Detects the state of the load on the secondary side of the converter transformer and the second synchronous rectification control field effect transistor connected between one end of the driving winding, the second synchronous rectification field effect, and the gate electrode of the transistor The load state detection circuit and the first synchronous rectification control field effect transistor and the second synchronous rectification control field effect transistor are on / off controlled based on the output of the load state detection circuit.

また、本発明の電流共振型コンバータ装置に用いられる負荷状態検出回路は、前記出力端子に接続される前記負荷が軽負荷の状態を検出するものであることを特徴とする。   Further, the load state detection circuit used in the current resonance type converter device of the present invention is characterized in that the load connected to the output terminal detects a light load state.

本発明の電流共振型コンバータ装置によれば、軽負荷時において平滑チョークコイルに流れる電流が不連続となる領域を検出して、同期整流電界効果トランジスタの整流動作をオフとするので、軽負荷時の効率改善を図ることができるとともに、同期整流用電界効果トランジスタの安全性の向上を図ることが可能である。また、平滑チョークコイルの小型化を図ることができるか、もしくは平滑チョークコイルを省くことができて構成を簡単にすることができる。   According to the current resonance type converter device of the present invention, the region where the current flowing through the smoothing choke coil becomes discontinuous at light load is detected and the rectification operation of the synchronous rectification field effect transistor is turned off. The efficiency of the synchronous rectification field effect transistor can be improved. Further, the smooth choke coil can be reduced in size, or the smooth choke coil can be omitted and the configuration can be simplified.

以下、図１を参照して本発明の電流共振型コンバータ装置の実施の形態の例を説明する。
図１において、図３の従来例と同じ構成部分は同一符号を付して説明する。
直流電源２０は、スイッチング回路２１に接続され、スイッチング回路２１の出力がコンバータトランス２２の１次巻線２２ａと共振用コンデンサ２３の直列共振回路に供給されている。これにより、コンバータトランス２２の１次巻線２２ａの両端に交番電圧が発生することは、図３の従来例の場合と同様である。 Hereinafter, an example of an embodiment of the current resonance type converter device of the present invention will be described with reference to FIG.
In FIG. 1, the same components as those in the conventional example of FIG.
The DC power supply 20 is connected to a switching circuit 21, and the output of the switching circuit 21 is supplied to a series resonance circuit of a primary winding 22 a of a converter transformer 22 and a resonance capacitor 23. As a result, an alternating voltage is generated at both ends of the primary winding 22a of the converter transformer 22 as in the case of the conventional example of FIG.

また、図３の例と同様に、本発明の実施の形態においても、コンバータトランス２２の２次巻線２２ｂは、その中点が接地端子３０に接続され、一方の端子が同期整流用電界効果トランジスタ２４のソース電極に、他方の端子が同期整流用電界効果トランジスタ２５のソース電極に接続されている。そして、これら同期整流用電界効果トランジスタ２４と２５のドレイン電極は結合されて負荷状態検出回路３２（以下、「検出回路３２」という。）を介して平滑チョークコイル２７の一端に接続されている。平滑用チョークコイル２７の他端は平滑コンデンサ２８の一端に接続されると共に、出力端子２９に接続されている。この検出回路３２は、平滑チョークコイル２７に流れる電流を検出して負荷が軽負荷であるか重負荷であるかを検出するための検出回路であり、必ずしも図１の位置にある必要はないものである。つまり、軽負荷状態を検出できればよいので、その配置位置は任意に選定することができる。   Similarly to the example of FIG. 3, in the embodiment of the present invention, the secondary winding 22b of the converter transformer 22 is connected at its midpoint to the ground terminal 30, and one terminal is a field effect for synchronous rectification. The other terminal of the transistor 24 is connected to the source electrode of the synchronous rectification field effect transistor 25. The drain electrodes of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 are coupled and connected to one end of the smoothing choke coil 27 via a load state detection circuit 32 (hereinafter referred to as “detection circuit 32”). The other end of the smoothing choke coil 27 is connected to one end of a smoothing capacitor 28 and to an output terminal 29. This detection circuit 32 is a detection circuit for detecting whether the load is a light load or a heavy load by detecting the current flowing through the smoothing choke coil 27, and is not necessarily located at the position shown in FIG. It is. That is, it is only necessary to detect a light load state, and the arrangement position can be arbitrarily selected.

また、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５のゲート電極には、それらの駆動用電源としてコンバータトランス２２の３次巻線である第１の駆動巻線２２ｃと、４次巻線である第２の駆動巻線２２ｄの一方の端子が、同期整流制御用電界効果トランジスタ３４、３５を介して接続されている。
また、この駆動巻線２２ｃと２２ｄの他方の端子はそれぞれ同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５のソース電極に接続されている。 The gate electrodes of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 have a first drive winding 22c, which is the tertiary winding of the converter transformer 22, and a second winding, which is the quaternary winding. One terminal of the drive winding 22d is connected via synchronous rectification control field effect transistors 34 and 35.
The other terminals of the drive windings 22c and 22d are connected to the source electrodes of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25, respectively.

出力端子２９には出力電圧を検出するコントロール回路３１が接続され、このコントロール回路３１の出力側がコンバータトランス２２の１次側のスイッチング回路２１に接続されている。また、検出回路３２の出力端子はもう一つのコントロール回路３３に接続され、コントロール回路３３の出力が、同期整流制御用電界効果トランジスタ３４と３５のゲート電極に供給されるように構成されている。   A control circuit 31 that detects an output voltage is connected to the output terminal 29, and the output side of the control circuit 31 is connected to the switching circuit 21 on the primary side of the converter transformer 22. The output terminal of the detection circuit 32 is connected to another control circuit 33, and the output of the control circuit 33 is configured to be supplied to the gate electrodes of the synchronous rectification control field effect transistors 34 and 35.

以下、本例の動作を説明すると、まず、直流電源２０からの直流電圧は、スイッチング回路２１において、交番電圧に変換され、コンバータトランス２２の１次巻線２２ａと共振コンデンサ２３の直列回路に供給される。そして、コンバータトランス２２の１次巻線２２ａの両端に、１次巻線２２ａのインダクタンスＬと共振コンデンサ２３のキャパシタンスＣで定まる共振周波数の交番電圧が発生する。   Hereinafter, the operation of this example will be described. First, the DC voltage from the DC power supply 20 is converted into an alternating voltage in the switching circuit 21 and supplied to the series circuit of the primary winding 22a of the converter transformer 22 and the resonance capacitor 23. Is done. An alternating voltage having a resonance frequency determined by the inductance L of the primary winding 22 a and the capacitance C of the resonance capacitor 23 is generated at both ends of the primary winding 22 a of the converter transformer 22.

その結果、コンバータトランス２２の２次巻線２２ｂの両端と接地端子（２次巻線の中点）との間に同一周波数で反対極性の誘起交番電圧が発生し、この電圧が同期整流用電界効果トランジスタ２４と２５のソース電極に供給される。そして、電界効果トランジスタ２４、２５の同期整流作用により、それぞれのソース電極に加えられる交番電圧の極性が正のとき電界効果トランジスタ２４、２５が導通状態となり、この電圧が電界効果トランジスタ２４と２５のドレイン電極で合成されて、検出回路３２を経てリップル成分除去用の平滑チョークコイル２７と平滑コンデンサ２８の直列回路に供給される。そして、平滑コンデンサ２８の両端に出力電圧が取り出され、出力端子２９から不図示の負荷に供給される。   As a result, an induced alternating voltage having the same frequency and opposite polarity is generated between both ends of the secondary winding 22b of the converter transformer 22 and the ground terminal (middle point of the secondary winding), and this voltage is the electric field for synchronous rectification. It is supplied to the source electrodes of the effect transistors 24 and 25. Then, due to the synchronous rectification action of the field effect transistors 24 and 25, when the polarity of the alternating voltage applied to each source electrode is positive, the field effect transistors 24 and 25 become conductive, and this voltage is applied to the field effect transistors 24 and 25. The signal is synthesized by the drain electrode, and is supplied to the series circuit of the smoothing choke coil 27 for removing the ripple component and the smoothing capacitor 28 through the detection circuit 32. Then, an output voltage is taken out at both ends of the smoothing capacitor 28 and supplied from an output terminal 29 to a load (not shown).

出力端子２９に得られる出力電圧は、例えば演算増幅器と基準電源等から構成される電圧検出を行うコントロール回路３１に供給され、ここで発生した制御電圧がコンバータトランス２２の１次側に設けられたスイッチング回路２１に供給される。ここで、スイッチング回路２１としては、例えば図２に示すような複数のＭＯＳ型電界効果トランジスタを直列に接続したものが用いられ、コントロール回路３１からの制御電圧によりスイッチング周波数を変えることにより、出力端子２９に得られる出力電圧を一定に保つように制御される。   The output voltage obtained at the output terminal 29 is supplied to a control circuit 31 that performs voltage detection composed of, for example, an operational amplifier and a reference power supply, and the generated control voltage is provided on the primary side of the converter transformer 22. It is supplied to the switching circuit 21. Here, as the switching circuit 21, for example, a circuit in which a plurality of MOS field effect transistors as shown in FIG. 2 are connected in series is used, and the output frequency is changed by changing the switching frequency according to the control voltage from the control circuit 31. The output voltage obtained at 29 is controlled to be constant.

検出回路３２は、例えば、平滑チョークコイル２７を流れる電流を検出することで、負荷が重負荷であるか軽負荷であるかを検出するものであり、この検出結果はコントロール回路３３に供給される。
すなわち、検出回路３２は、平滑チョークコイル２７のインダクタンスが十分な大きさでない場合であって出力が軽負荷時である場合に、平滑チョークコイル２７に流れる電流が図４に示すように不連続となることを検出する検出回路である。 The detection circuit 32 detects, for example, a current flowing through the smoothing choke coil 27 to detect whether the load is a heavy load or a light load, and the detection result is supplied to the control circuit 33. .
That is, when the inductance of the smoothing choke coil 27 is not sufficiently large and the output is at a light load, the detection circuit 32 determines that the current flowing through the smoothing choke coil 27 is discontinuous as shown in FIG. It is a detection circuit that detects

この検出回路３２としては、例えばカレントトランスや抵抗等により平滑チョークコイル２７に流れる電流を検出する周知の電流検出回路が利用される。そして、この検出回路３２の出力が、コントロール回路３３に供給される。この結果、コントロール回路３３は、平滑チョークコイル２７に流れる電流が０以下になる領域、すなわち、図４の軽負荷時の電流が０Ａ以下になる領域において、同期整流制御用電界効果トランジスタ３４、３５をオフ状態とし、この期間、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５が整流動作を行わないように制御する。   As the detection circuit 32, for example, a known current detection circuit that detects a current flowing through the smoothing choke coil 27 by a current transformer, a resistor, or the like is used. The output of the detection circuit 32 is supplied to the control circuit 33. As a result, in the region where the current flowing through the smoothing choke coil 27 is 0 or less, that is, in the region where the current at light load in FIG. Is turned off, and during this period, the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 are controlled not to perform the rectification operation.

そして、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５が同期整流を行わない期間は、同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５の内蔵ダイオード２６ａ、２６ｂを利用して整流を行うようにする。これにより、ショート電流を防ぎ無効電流による効率の悪化及び同期整流用電界効果トランジスタ２４、２５の安全性低下を防ぐことが可能となる。
なお、平滑チョークコイル２７に流れる電流が不連続になる領域は、軽負荷時と限られるので、検出方法としてはある一定の負荷以下であることを検出できれば十分である。そのため平滑チョークコイル２７に流れる電流を検出する以外にも、共振電流による検出や発振周波数による検出、出力電流による検出等の方法を用いることができる。 Then, during a period in which the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25 do not perform synchronous rectification, rectification is performed using the built-in diodes 26a and 26b of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25. As a result, it is possible to prevent a short-circuit current and to prevent a deterioration in efficiency due to an ineffective current and a decrease in safety of the synchronous rectification field effect transistors 24 and 25.
Since the region where the current flowing through the smooth choke coil 27 is discontinuous is limited to light loads, it is sufficient as a detection method to detect that the load is below a certain load. Therefore, in addition to detecting the current flowing through the smooth choke coil 27, it is possible to use a method such as detection using a resonance current, detection using an oscillation frequency, or detection using an output current.

本発明の電流共振型コンバータ装置の実施の形態を示す回路図である。It is a circuit diagram showing an embodiment of a current resonance type converter device of the present invention. 従来の電流共振型コンバータ装置の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the example of the conventional current resonance type | mold converter apparatus. 従来の電流共振型コンバータ装置の他の例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the other example of the conventional current resonance type | mold converter apparatus. 軽負荷時と重負荷時の出力負荷の変動に対するレスポンス特性を示す図である。It is a figure which shows the response characteristic with respect to the fluctuation | variation of the output load at the time of light load and heavy load.

符号の説明Explanation of symbols

２０・・・直流電源、２１・・・スイッチング回路、２２・・・コンバータトランス、２３・・・共振用コンデンサ、２４、２５・・・同期整流用電界効果トランジスタ、２７・・・平滑チョークコイル、２８・・・平滑コンデンサ、３２・・・検出回路（負荷状態検出回路）、３１、３２・・・コントロール回路、３４、３５・・・同期整流制御用電界効果トランジスタ、２２ｃ、２２ｄ・・・同期整流用駆動巻線   DESCRIPTION OF SYMBOLS 20 ... DC power supply, 21 ... Switching circuit, 22 ... Converter transformer, 23 ... Resonance capacitor, 24, 25 ... Field effect transistor for synchronous rectification, 27 ... Smoothing choke coil, 28 ... smoothing capacitor, 32 ... detection circuit (load state detection circuit), 31, 32 ... control circuit, 34, 35 ... field effect transistor for synchronous rectification control, 22c, 22d ... synchronous Rectification drive winding

Claims (2)

直流電圧をスイッチングして交流電圧に変換するスイッチング回路と、
該スイッチング回路の出力が供給されるコンバータトランスと、
該コンバータトランスの１次巻線と直列接続される共振用コンデンサと、
前記コンバータトランスの２次巻線の中点が接地され、前記２次巻線の一方の端子がソース電極に接続される第１の同期整流用電界効果トランジスタと、
ソース電極が前記コンバータトランスの前記２次巻線の他方の端子に接続され、ドレイン電極が前記第１の同期整流用電界効果トランジスタのドレイン電極に接続される第２の同期整流用電界効果トランジスタと、
前記コンバータトランスの前記２次巻線の一方の端子と前記第１の同期整流用電界効果トランジスタのゲート電極間に接続される前記第１の同期整流用電界効果トランジスタを駆動する第１の駆動用巻線と、
前記コンバータトランスの前記２次巻線の他方の端子と前記第２の同期整流用電界効果トランジスタのゲート電極間に接続され、前記第２の同期整流用電界効果トランジスタを駆動する第２の駆動用巻線と、
前記第１及び第２の同期整流用電界効果トランジスタの結合されたドレイン電極から全波整流出力が供給される平滑チョークコイルと、
一端が前記平滑チョークコイルの他端と出力端子に接続され、他端が接地端子に接続される平滑コンデンサと、
を備えた電流共振コンバータ装置において、
前記第１の駆動用巻線の一端と前記第１の同期整流用電界効果とトランジスタのゲート電極間に接続される第１の同期整流制御用電界効果トランジスタと、
前記第２の駆動用巻線の一端と前記第２の同期整流用電界効果とトランジスタのゲート電極間に接続される第２の同期整流制御用電界効果トランジスタと、
前記コンバータトランスの２次側に設けられ、負荷の状態を検出する負荷状態検出回路と、
前記負荷状態検出回路の出力に基づいて、前記第１の同期整流制御用電界効果トランジスタ及び前記第２の同期整流制御用電界効果トランジスタをオン／オフ制御することを
特徴とする電流共振コンバータ装置。 A switching circuit that switches a DC voltage to an AC voltage;
A converter transformer to which the output of the switching circuit is supplied;
A resonant capacitor connected in series with the primary winding of the converter transformer;
A first synchronous rectification field effect transistor in which a midpoint of the secondary winding of the converter transformer is grounded and one terminal of the secondary winding is connected to a source electrode;
A second synchronous rectification field effect transistor having a source electrode connected to the other terminal of the secondary winding of the converter transformer and a drain electrode connected to the drain electrode of the first synchronous rectification field effect transistor; ,
First driving for driving the first synchronous rectification field effect transistor connected between one terminal of the secondary winding of the converter transformer and the gate electrode of the first synchronous rectification field effect transistor Windings,
A second drive for driving the second synchronous rectification field effect transistor, connected between the other terminal of the secondary winding of the converter transformer and the gate electrode of the second synchronous rectification field effect transistor Windings,
A smoothing choke coil to which a full-wave rectified output is supplied from a combined drain electrode of the first and second synchronous rectifying field effect transistors;
A smoothing capacitor having one end connected to the other end of the smoothing choke coil and an output terminal and the other end connected to a ground terminal;
In a current resonance converter device comprising:
A first synchronous rectification control field effect transistor connected between one end of the first drive winding, the first synchronous rectification field effect, and a gate electrode of the transistor;
A second synchronous rectification control field effect transistor connected between one end of the second drive winding, the second synchronous rectification field effect, and a gate electrode of the transistor;
A load state detection circuit provided on the secondary side of the converter transformer for detecting a load state;
An on-off control of the first synchronous rectification control field effect transistor and the second synchronous rectification control field effect transistor based on an output of the load state detection circuit. 前記負荷状態検出回路は、前記出力端子に接続される前記負荷が軽負荷のときに、前記第１及び第２の同期整流制御用電界効果トランジスタをオフとすることにより、前記第１及び第２の同期整流用電界効果トランジスタを共に非導通とすることを特徴とする電流共振コンバータ装置。   The load state detection circuit turns off the first and second synchronous rectification control field effect transistors when the load connected to the output terminal is a light load. Both of the synchronous rectification field effect transistors are made non-conductive.
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007124759A (en) * 2005-10-26 2007-05-17 Sanken Electric Co Ltd Dc converter
JP2010213430A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Hitachi Ltd Power supply device, hard disk device, and method for switching power supply device
JP2011205847A (en) * 2010-03-26 2011-10-13 Nichicon Corp Forward converter
CN101888189B (en) * 2010-01-29 2012-11-07 华为技术有限公司 Synchronous rectification circuit and communication device
WO2012153799A1 (en) * 2011-05-12 2012-11-15 株式会社村田製作所 Switching power supply device
CN107294402A (en) * 2016-03-18 2017-10-24 艾默生网络能源系统北美公司 Power supply with synchronous mode of operation and asynchronous mode of operation

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007124759A (en) * 2005-10-26 2007-05-17 Sanken Electric Co Ltd Dc converter
JP2010213430A (en) * 2009-03-10 2010-09-24 Hitachi Ltd Power supply device, hard disk device, and method for switching power supply device
CN101888189B (en) * 2010-01-29 2012-11-07 华为技术有限公司 Synchronous rectification circuit and communication device
JP2011205847A (en) * 2010-03-26 2011-10-13 Nichicon Corp Forward converter
WO2012153799A1 (en) * 2011-05-12 2012-11-15 株式会社村田製作所 Switching power supply device
CN103518317A (en) * 2011-05-12 2014-01-15 株式会社村田制作所 Switching power supply device
JPWO2012153799A1 (en) * 2011-05-12 2014-07-31 株式会社村田製作所 Switching power supply
US8988901B2 (en) 2011-05-12 2015-03-24 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply device
CN107294402A (en) * 2016-03-18 2017-10-24 艾默生网络能源系统北美公司 Power supply with synchronous mode of operation and asynchronous mode of operation

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