JP2005045687A - ドライバ回路 - Google Patents

Abstract

【課題】
線路駆動回路に関し、伝送路に送出するＡＭＩ信号の振幅を安定化する。
【解決手段】
抵抗帰還をかけた２つのアンプの仮想接地点に、温度、電源の変動に対して安定で、かつ、抵抗値の変動に対しては反比例の関係となるオン・オフ手段を備えた４つの電流源を内蔵した電流源切り替え回路の入出力端子をそれぞれ接続し、入力信号によって電流源切り替え回路内の電流源をオン・オフ制御することにより、３値状態を生成し、トランスを介して伝送路にＡＭＩ信号を送出する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、線路駆動回路に関し、特にＡＭＩ（Alternate Mark Inversion）信号を送出するドライバ回路に関する。

従来のドライバ回路の例を第５に示す。従来のドライバ回路の構成は、トランス入力端子１２とグランド間にＮｃｈＭＯＳトランジスタ（以下ＮＭＯＳ）５３を接続し、トランス出力端子１６を伝送路出力端子１８に接続し、トランス入力端子１３とグランド間にＮＭＯＳ５４を接続し、トランス中点端子１４と電源間に抵抗８を接続し、トランス出力端子１５を伝送路出力端子１７に接続し、トランス出力端子１６を伝送路出力端子１８に接続し、ＮＭＯＳ５３のゲートを入力端子２１に接続し、ＮＭＯＳ５４のゲートを入力端子２０に接続する構成となっている。

従来のドライバ回路は、入力端子２０の入力が論理レベル１で、入力端子２１の入力が論理レベル０の時、ＮＭＯＳ５４がオン、ＮＭＯＳ５３がオフとなり伝送路出力端子ＡＭＩ信号の正極性パルスを送出し、入力端子２０，２１が共に論理レベル０の時、ＡＭＩのスペース信号（無信号）を送出し、入力端子２０の入力が論理レベル０で、入力端子２１の入力が論理レベル１の時、ＮＭＯＳ５４がオフ、ＮＭＯＳ５３がオンとなり伝送路出力端子にＡＭＩの負極性パルスを送出する動作となる。

このような構成のドライバ回路の場合、ＡＭＩ信号の振幅が電源変動の影響を大きく受け、更に、トランス以外の回路を半導体集積回路で実現する場合には、温度変動や半導体集積回路の製造ばらつきにも影響を受けやすい。例えば、電源電圧が変化するとＮＭＯＳ５３又は５４がオンしたときに現れるトランス入力端子と中点端子間の電圧が変化する。従って、トランスの入力振幅が変化するため、当然、出力のＡＭＩ信号振幅も変化することになる。また、温度変動や、半導体集積回路の製造ばらつきでトランジスタのオン抵抗が変化したり、トランス中点端子の抵抗値が変化した場合、これもトランスの入力振幅を変化させることになり、結果的に伝送路出力のＡＭＩ信号振幅を変化させることになる。

以上説明したように、従来のドライバ回路には、ＡＭＩ信号の出力振幅が電源、温度又は半導体集積回路の製造ばらつきなどの変動の影響を受けやすいという問題が内在している。

特開平２−０４２８１３号公報

実開平４−０４４７４８号公報 実開平３−０３６２３３号公報 特開平１−０２２１３８号公報

第１の問題点は、ＡＭＩ信号の出力振幅が電源電圧の変動に大きく影響を受けることである。その理由は、信号送出時トランスの入力振幅が電源電圧の変動に大きく影響を受けるからである。

第２の問題点は、トランス以外を半導体集積回路で実現する場合、温度変動や半導体集積回路の製造ばらつきによってＡＭＩ信号の出力振幅が変動することである。その理由は、トランジスタのオン抵抗や抵抗そのものが温度と製造ばらつきによって変化するためである。

そこで、本発明の目的は、半導体集積回路での実現が容易であり、かつ伝送路に送出するＡＭＩ信号の振幅を安定化する効果のあるドライバ回路を提供することである。

請求項１記載の発明によれば、抵抗帰還をかけた第１のアンプの反転入力端子に、電流源切り替え回路の第１の入出力端子を接続し、抵抗帰還をかけた第２のアンプの反転入力端子に、電流源切り替え回路の第２の入出力端子を接続し、第１のアンプの出力をトランスの第１の入力端子に接続し、第２のアンプの出力をトランスの第２の入力端子に接続し、トランスの第１の出力端子を第１の伝送路出力端子に接続し、トランスの第２の出力端子を第２の伝送路出力端子に接続し、電流源切り替え回路の第１及び第２の入力信号によって電流源切り替え回路の第１の入出力端子から第１のアンプへの電流の流出、あるいは第１のアンプから第１の入出力端子への電流の流入を制御し、また電流源切り替え回路の第１及び第２の入力信号によって、電流源切り替え回路の第２の入出力端子から第２アンプへの電流の流出、あるいは第２のアンプから第２の入出力端子への電流の流入を制御することにより３値状態を生成し、トランスを介して伝送路にＡＭＩ信号を送出することを特徴とするドライバ回路を得ることができる。

請求項２記載の発明によれば、電源と第２の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第１の電流源を接続し、電源と第１の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第２の電流源を接続し、グランドと第１の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第３の電流源を接続し、グランドと第２の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第４の電流源を接続する構成とし、第１〜４の電流源を第１及び第２の入力信号によって制御することを特徴とする請求項１記載のドライバ回路を得ることができる。

請求項３記載の発明によれば、電源と第２の入出力端子間に第１のスイッチ手段と第１の電流源を直列接続し、電源と第１の入出力端子間に第２のスイッチ手段と第２の電流源を直列接続し、グランドと第１の入出力端子間に第３のスイッチ手段と第３の電流源を直列接続し、グランドと第２の入出力端子間に第４のスイッチ手段と第４の電流源を直列接続する構成とし、第１〜４のスイッチ手段を第１及び第２の入力信号によって制御することを特徴とする請求項１記載のドライバ回路を得ることができる。

請求項４記載の発明によれば、電流源切り替え回路の第１の入出力端子と第１のアンプ間で流入、流出が行われる電流の電流値、電流源切り替え回路の第２の入出力端子と第２のアンプ間で流入、流出が行われる電流の電流値が、請求項１記載のドライバ回路の電源、ドライバ回路を取り巻く環境温度及びドライバ回路を構成する抵抗以外のようその変動に対して安定であり、抵抗値の変動に対してはその電流値が反比例の関係であることを特徴とする請求項１記載のドライバ回路を得ることができる。

本発明の第１の効果は、伝送路に送出するＡＭＩ信号の振幅を安定化することが出来るということである。

その理由は、トランスの入力振幅が電源変動、温度変動及び半導体集積回路の製造ばらつきに対して影響を受けないものであるため、トランスを介して伝送路に送出されるＡＭＩ信号の振幅が安定であるからである。

本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１を参照すると、本発明の最良の実施の形態は、電流源切り替え回路１００は、入力端子２０の信号φ１でオン・オフ制御される電流源３１を電源と入出力端子２３の間に接続し、入力端子２１の信号φ２でオン・オフ制御される電流源３２を電源と入出力端子２２の間に接続し、入力端子２０の信号φ１でオン・オフ制御される電流源３３をグランドと入出力端子２２の間に接続し、入力端子２１の信号φ２でオン・オフ制御される電流源３４をグランドと入出力端子２３の間に接続する構成とし、電流源切り替え回路１００の入出力端子２２は抵抗６で帰還をかけたアンプ１の反転入力端子に接続し、電流源切り替え回路１００の入出力端子２３は抵抗７で帰還をかけたアンプ２の反転入力端子に接続し、アンプ１，２の非反転入力端子はそれぞれ基準電圧入力端子５に接続し、アンプ１の出力をトランス１次側の入力端子１２に接続し、アンプ２の出力をトランス１次側の入力端子１３に接続し、トランス２次側の出力端子１５を伝送路出力端子１７に接続し、トランス２次側の出力端子１６を伝送路出力端子１８に接続して構成する。

次に、本発明の実施形態の動作について、第４図を参照して詳細に説明する。第４図において、φ１は電流源切り替え回路１００の入力端子２０に入力される信号、φ２は入力端子２１に入力される信号である。ｉ１は電流源切り替え回路１００の入出力端子２２とアンプ１の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ１へ流出する方向を「−」、アンプ１から入出力端子２２へ流入する方向を「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。同様に、ｉ２は電流源切り替え回路１００の入出力端子２３とアンプ２の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ２へ流出する方向を「−」、アンプ２から入出力端子２３へ流入する方向「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。

ｖｒは基準電圧入力端子に入力される電圧である。入出力端子２２からアンプ１へ流出する電流は−ｉ１はすべて帰還抵抗６を通りアンプ１の出力端子に流れ込む。また、アンプ１から入出力端子２２へ流入する電流＋ｉ１は全て帰還抵抗６を介してアンプ１の出力から供給される。従って、アンプ１の出力ｖｐには、抵抗６の抵抗値をＲとするとｉ１の方向により、ｖｒを中心に±ｉ１×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｐはｖｒに等しくなる。全く同様に、入出力端子２３からアンプ２へ流出する電流−ｉ２はすべて帰還抵抗７を通りアンプ２の出力端子に流れ込む。また、アンプ２から入出力端子２３へ流入する電流＋ｉ２はすべて帰還抵抗７を介してアンプ２の出力から供給される。従って、アンプ２の出力ｖｍには、抵抗７の抵抗値をＲとするとｉ２の方向により、ｖｒを中心に±ｉ２×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｍはｖｒに等しくなる。

ｖｏはトランスの出力端子１５，１６間の電圧、すなわち、伝送路送出端子１７，１８間の電圧を表しており、伝送路出力端子１８の電圧より伝送路出力端子１７の電圧が高くなる方向を「＋」、低くなる方向を「−」とし電圧差がない状態を「０」として表している。

説明の簡単のため、入力信号φ１，φ２の論理レベルが取りうる３状態を各状態毎に区間Ａ，Ｂ，Ｃに分け、区間毎に動作を説明する。

まず、区間Ａ（φ１＝１，φ２＝０）の時について説明する。オン・オフ機能をもった電流源３１乃至３４の電流値は全て等しく、制御信号が論理レベル１の時にオン、０の時にオフになる。φ１が１でφ２が０の時は電流源３１，３３がオンとなり、電流源３２，３４はオフとなる。従って、アンプ１の反転入力端子から入出力端子２２の方向へ電流源３３の電流が流れる。この電流の方向は「＋」であるため、＋ｉ１として表す。同時に、電流源３１の電流が入出力端子２３からアンプ２の反転入力端子の方向へ流れる。この電流の方向「−」であるため−ｉ２として表す。＋ｉ１はアンプ１の出力端子から抵抗６を介して供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐはｖｒから＋ｉ１×Ｒ上がった電圧となる。−ｉ２は抵抗７を介してアンプ２に供給されるため、アンプ２の出力電圧ｖｍはｖｒから−ｉ２×Ｒ下がった電圧となる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランスの巻線比に応じて増幅あるいは圧縮され伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ａではｖｐ＞ｖｍであるため＋ｖｏの正極性パルスを送出する状態となっている。

続いて、区間Ｂ（φ１＝０，φ２＝０）の時について説明する。φ１が０でφ２が０の時は全ての電流源３１〜３４がオフとなるため、電流源切り替え回路とアンプ間での電流の流出、流入が行われない。従って、ｉ１、ｉ２共に０となり、アンプ１，アンプ２の出力電圧はｖｒに等しくなる。ｖｐ−ｖｍの差電圧も０であるため、伝送路には何も信号を送出しない。区間Ｂではｖｐ＝ｖｍで有るためＡＭＩ信号の無信号（スペース信号）に相当する状態となっている。

続いて、区間Ｃ（φ１＝０，φ２＝１）の時について説明する。φ１が０でφ２が１の時は電流源３２，３４がオンとなり、電流源３１，３３はオフとなる。従って、アンプ２の反転入力端子から入出力端子２３の方向へ電流源３４の電流が流れる。この電流の方向は「＋」であるため＋ｉ２として表す。同時に電流源３２の電流が入出力端子２２からアンプ１の反転入力端子の方向へ流れる。この電流の方向「−」であるため−ｉ１として表す。＋ｉ２はアンプ２の出力端子から抵抗７を介して供給されるため、アンプ２の出力電圧ｖｍはｖｒから＋ｉ２×Ｒ上がった電圧となる。−ｉ１は抵抗６を介してアンプ１に供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐはｖｒから−ｉ１×Ｒ下がった電圧となる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランスの巻線比に応じて増幅あるいは圧縮された伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ｃではｖｍ＞ｖｐであるため−ｖｏの負極性パルスを送出する状態となっている。

以上、区間Ａ，Ｂ，Ｃで説明した動作をφ１，φ２の入力信号に応じて行うことにより、伝送路にＡＭＩ信号を送出する回路となっている。

次に、ＡＭＩ信号振幅の安定性について説明する。電流源３１〜３４の電流値が等しく、温度、電源の変動及び半導体集積回路内の抵抗以外の素子変動に影響されないため、抵抗値がＲである限りこれらの変動要素に対してアンプの出力振幅ｖｐ−ｖｍは一定である。また、抵抗値の変動に対しては電流と抵抗値が反比例の関係、つまり、半導体集積回路の製造ばらつきで抵抗値が倍になれば電流値が半分になり、抵抗値が半分になれば電流値が倍になるような関係であるため、最終的にアンプの帰還抵抗で変換された電圧ｖｐ−ｖｍも常に一定である。このような特性の電流源は容易に実現可能である。したがって、全ての変動要素に対してアンプの出力振幅が影響を受けないため、伝送路に送出するＡＭＩ信号には安定した振幅が得られる。

次に、本発明の実施例について図面を参照して説明する。第２図を参照すると、本発明の実施例では、電流源切り替え回路１００は基準電圧入力端子２４はアンプ３，４の非反転入力端子に接続し、アンプ３の反転入力及びＰｃｈＭＯＳトランジスタ（以下ＰＭＯＳ）５０のドレインと基準電圧入力端子２５間に抵抗９に配置し、アンプ４の反転入力及びＮｃｈＭＯＳトランジスタ（以下ＮＭＯＳ）５３のドレインと基準電圧入力端子２６間に抵抗１０に配置し、ＰＭＯＳ５０のソースを電源に、ゲートをアンプ３の出力に接続し、ＮＭＯＳ５３のソースをグランドに、ゲートをアンプ４の出力に接続し、ＰＭＯＳ５１のゲートとアンプ３の出力端子間にスイッチ６０ａを、ゲートと電源間にスイッチ６０ｂをそれぞれ配置し、ＰＭＯＳ５２のゲートとアンプ３の出力端子間にスイッチ６１ａを、ゲートと電源間にスイッチ６１ｂをそれぞれ配置し、ＮＭＯＳ５４のゲートとアンプ４の出力端子間にスイッチ６２ａを、ゲートとグランド間にスイッチ６２ｂをそれぞれ配置し、ＮＭＯＳ５５のゲートとアンプ４の出力端子間にスイッチ６３ａを、ゲートとグランド間にスイッチ６３ｂをそれぞれ配置し、ＰＭＯＳ５１のドレインとＮＭＯＳ５５のドレインを入出力端子２３に接続し、ＰＭＯＳ５２とＮＭＯＳ５４のドレインを入出力端子２２に接続し、入力端子２０の信号φ１でスイッチ６０ａ，６２ａの制御を行い、φ１をインバータ２７で反転した反転φ１でスイッチ６０ｂ、６２ｂの制御を行い入力端子２１の信号φ２でスイッチ６１ｂ、６３ｂの制御を行い、φ２をインバータで反転した反転φ２でスイッチ６１ｂ、６３ｂの制御を行う構成とし、電流源切り替え回路１００の入出力端子２２は抵抗６で帰還をかけたアンプ１の反転入力端子に接続し、電流源切り替え回路１００の入出力端子２３は抵抗７で帰還をかけたアンプ２の反転入力端子に接続し、アンプ１の出力端子と反転入力端子間に容量７０を接続し、アンプ２の出力端子と反転入力間に容量７１を接続し、アンプ１，２の非反転入力端子はそれぞれ基準電圧入力端子５に接続し、アンプ１の出力をトランス１次側の入力端子１２に接続し、アンプ２の出力をトランス１次側の入力端子１３に接続し、トランス２次側の出力端子１５を伝送路出力端子１７に接続し、トランス２次側の出力端子１６を伝送路出力端子１８に接続して構成する。

次に、本発明の実施例の動作について、第４図を参照して詳細に説明する。第４図において、φ１は電流源切り替え回路１００の入力端子２０に入力される信号、φ２は入力端子２１に入力される信号である。ｉ１は電流源切り替え回路１００の入出力端子２２とアンプ１の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ１へ流出する方向を「−」、アンプ１から入出力端子２２へ流入する方向を「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。同様に、ｉ２は電流源切り替え回路１００の入出力端子２３とアンプ２の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ２へ流出する方向を「−」、アンプ２から入出力端子２３へ流入する方向を「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。

ｖｒは基準電圧入力端子に入力される電圧である。入出力端子２２かアンプ１へ流出する電流は−ｉ１は全て帰還抵抗６を通りアンプ１の出力端子に流れ込む。また、アンプ１から入出力端子２２へ流入する電流＋ｉ１は全て帰還抵抗６を介してアンプ１の出力から供給される。したがって、アンプ１の出力ｖｐには、抵抗６の抵抗値をＲとするとｉ１の方向により、ｖｒを中心に±ｉ１×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｐはｖｒに等しくなる。全く同様に、入出力端子２３からアンプ２へ流出する電流−ｉ２はすべて帰還抵抗７を通りアンプ２の出力端子に流れ込む。また、アンプ２から入出力端子２３へ流入する電流＋ｉ２は全て帰還抵抗７を介してアンプ２の出力から供給される。従って、アンプ２の出力ｖｍには、抵抗７の抵抗値をＲとするとｉ２の方向により、ｖｒを中心に±ｉ２×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｍはｖｒに等しくなる。

ｖｏはトランスの出力端子１５，１６間の電圧、即ち、伝送路送出端子１７，１８間の電圧を表しており、伝送路出力端子１８の電圧より伝送路出力端子１７の電圧が高くなる方向を「＋」、低くなる方向を「−」とし電圧差がない状態を「０」として表している。

第２図の実施例における電流源切り替え回路１００内では、アンプ３，ＰＭＯＳ５０，抵抗９により電圧電流変換回路を形成している。この回路は基準電圧入力端子２４の電圧と基準電圧入力端子２５の電圧差を抵抗９により電流に変換する回路として良く知られている。全てのスイッチはその制御信号が論理レベル１の時にオン、０の時にオフになるものとする。ＰＭＯＳ５０と５１，５２はφ１が１でスイッチ６０ａがオン、φ２が１でスイッチ６１ａがオン、反転φ１が０でスイッチ６０ｂがオフ、反転φ２が０でスイッチ６１ｂがオフとなったときカレントミラーの関係になり、ＰＭＯＳ５０に流れる電流がＰＭＯＳ５１，５２に転写される。逆にφ１が０でスイッチ６０ａがオフ、φ２が０でスイッチ６１ａがオフ、反転φ１が１でスイッチ６０ｂがオン、反転φ２が１でスイッチ６１ｂがオンとなったときＰＭＯＳ５１，５２はオフとなり電流が流れない状態となる。同様に、アンプ４，ＮＭＯＳ５３，抵抗１０により電圧電流変換回路を形成している。この回路は基準電圧入力端子２４の電圧と基準電圧入力端子２６の電圧差を抵抗１０により電流に変換する回路として良く知られている。ＮＭＯＳ５３と５４，５５はφ１が１でスイッチ６２ａがオン、φ２が１でスイッチ６３ａがオン、反転φ１が０でスイッチ６２ｂがオフ、反転φ２が０でスイッチ６３ｂがオフとなったときカレントミラーの関係になり、ＮＭＯＳ５３に流れる電流がＮＭＯＳ５４，５５に転写される。逆にφ１が０でスイッチ６２ａがオフ、φ２が０でスイッチ６３ａがオフ、反転φ１が１でスイッチ６２ｂがオン、反転φ２が１でスイッチ６３ｂがオンとなったときＮＭＯＳ５４，５５はオフとなり電流が流れない状態となる。

電流源切り替え回路から流出、あるいは流入する電流を数式で求めるために、仮に、基準電圧入力端子２４の電圧を基準電圧入力端子５の電圧と等しいｖｒ、基準電圧入力端子２５の電圧をｖｒｍ、基準電圧入力端子２６の電圧をｖｒｐとし、ｖｒ、ｖｒｐ、ｖｒｍの電圧をｖｒｐ＞ｖｒ＞ｖｒｍとなる関係に設定し、抵抗９，１０の抵抗値をＲ、ＰＭＯＳ５０，５１，５２のチャネルの長さと幅の比が全て等しく、ＮＭＯＳ５３，５４，５５のチャネルの長さと幅の比が全てが等しいとするとＰＭＯＳ５０に流れる電流ｉｐ50は（１）で表され、同様にＮＭＯＳ５３に流れる電流ｉｎ５３は（２）で表すことができる。

また、スイッチ６０ａがオンあるいは６１ａがオンとなりＰＭＯＳ５０，５１，５２にカレントミラーの関係が成り立つときの状態を考える。

ＰＭＯＳ５１のドレインはアンプ２の仮想接地点に接続され、ＰＭＯＳ５２のドレインはアンプ１の仮想接地点に接続されている。アンプ１，２の比反転入力端子にはｖｒが供給されているのでＰＭＯＳ５１，５２のドレイン電圧はｖｒとなる。またＰＭＯＳ５０のドレインはアンプ３の仮想接地点に接続されており、アンプ３の比反転入力端子にはｖｒが供給されているのでＰＭＯＳ５０のドレイン電圧もｖｒとなる。更に、ＰＭＯＳ５０，５１，５２のゲートは全てアンプ３の出力端子電圧になり、ソースは全て電源に接続されている。従って、ＰＭＯＳ５０，５１，５２のゲート・ソース間電圧は等しく、ドレイン−ソース間電圧も等しい状態となり、（１）式で表したＰＭＯＳ５０の電流がＰＭＯＳ５１，ＰＭＯＳ５２に正確に転写される。同様に、スイッチ６２ａがオンあるいは６３ａがオンとなりＮＭＯＳ５３，５４，５５にカレントミラーの関係が成り立つときの状態を考える。

ＮＭＯＳ５４のドレインはアンプ１の仮想接地点に接続され、ＮＭＯＳ５５のドレインはアンプ２の仮想接地点に接続されている。アンプ１，２の比反転入力端子にはｖｒが供給されているのでＮＭＯＳ５４，５５のドレイン電圧はｖｒとなる。またＮＭＯＳ５３のドレインはアンプ４の仮想接地点に接続されており、アンプ４の比反転入力端子にはｖｒが供給されているのでＮＭＯＳ５３のドレイン電圧もｖｒとなる。更に、ＮＭＯＳ５３，５４，５５のゲートは全てアンプ４の出力端子電圧になり、ソースは全てグランドに接続されている。従って、ＮＭＯＳ５３，５４，５５のゲート・ソース間電圧は等しく、ドレイン−ソース間電圧も等しい状態となり、（２）式であらわしたＮＭＯＳ５３，ＰＭＯＳ５４に正確に転写される。

ＰＭＯＳ５１を流れる電流はｉ２は、（１）式のｉｐ50に等しく入出力端子２３からアンプ２へ流出する電流であるため、−ｉ２として（６）式に表す。同様に、ＰＭＯＳ５２を流れる電流はｉ１は、（１）式のｉｐ50に等しく入出力端子２２からアンプ１へ流出する電流であるため、−ｉ１として（４）式で表す。同様に、ＮＭＯＳ５４を流れる電流ｉ１は、（２）式のｉｎ53に等しくアンプ１から入出力端子２２へ流入する電流であるため、＋ｉ１として（３）式で表す。同様に、ＮＭＯＳ５５を流れる電流はｉ２は、（２）式のｉｎ53に等しくアンプ２から入出力端子２３へ流出する電流であるため、−ｉ１として（５）式で表すことができる。

式（３）〜（６）で分かるように、電流源切り替え回路からアンプへ流出、あるいはアンプから流入する電流は電源、温度及び抵抗以外の素子の変動の影響を受けず、抵抗値に対しては反比例する関係となっている。

次にアンプ１の出力ｖｐ、アンプ２の出力ｖｍを求める。説明の簡単のため抵抗６，７の抵抗値をそれぞれＲとすると（３）〜（６）式を用いてｖｐは（７）、（８）式で表すことが出来る。同様にｖｍも（９）、（１０）式で表すことが出来る。

更に、アンプ１，アンプ２の出力振幅を求めると、それぞれ（１１）、（１２）式で表すことができる。

（１１），（１２）式から分かるように、出力振幅を表す式には、電源、温度の変動及び半導体製造ばらつきによって変化する要素を表す項が全くない。したがって、アンプ１，２の出力振幅が常に一定であり、最終的に伝送路へ出力されるＡＭＩ信号の振幅が安定であることが分かる。

次に、第４図を用いて実施例の動作を説明する。説明の簡単のため、入力信号φ１、φ２の論理レベルが取りうる３状態を各状態ごとに区間Ａ，Ｂ，Ｃに分け、区間毎の動作を説明する。

スイッチ６０ａ、６０ｂ、６１ａ、６１ｂ、６２ａ、６２ｂ、６３ａ、６３ｂは制御信号が論理レベル１の時にオン、０の時にオフとなる。

先ずは区間Ａ（φ１＝１，φ２＝０）の時について説明する。このとき、反転φ１は０で反転φ２が１となる。従って、スイッチ６０ａ、６１ｂ、６２ａ、６３ｂがオンになり、スイッチ６０ｂ、６１ａ、６２ｂ、６３ａがオフになる。この時、ＰＭＯＳ５０とＰＭＯＳ５１にカレントミラーの関係が成立し、入出力端子２３からアンプ２の方向に（６）式で示した電流−ｉ２が流れる。同様に、ＮＭＯＳ５３とＮＭＯＳ５４にカレントミラーの関係が成立するため、アンプ１から入出力端子２２の方向に（３）式で示した電流＋ｉ１が流れる。電流＋ｉ１はアンプ１の出力端子から抵抗６を介して供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐは（７）式で示す電圧ｖｒｐになる。電流−ｉ２は抵抗７を介してアンプ２に供給されるためアンプ２の出力電圧ｖｍは（１０）式で示す電圧ｖｒｍになる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランスの巻線比に応じて増幅あるいは圧縮され伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ａではｖｐ＞ｖｍで有るため＋ｖｏの正極性パルスを送出する状態となっている。

続いて区間Ｂ（φ１＝０，φ２＝０）の時について説明する。このとき、反転φ１は１で反転φ２は１になる。したがって、スイッチ６０ｂ、６１ｂ、６２ｂ、６３ｂがオンになり、スイッチ６０ａ、６１ａ、６２ａ、６３ａがオフになる。この時、ＰＭＯＳ５１，５２，ＮＭＯＳ５４，５５は全てオフになり電流源切り替え回路とアンプ間での電流の流出、流入が行われない。従ってｉ１，ｉ２ともに０となり、アンプ１，アンプ２の出力電圧はｖｒに等しくなる。ｖｐ−ｖｍの差電圧も０であるため、伝送路には何も信号を送出しない。区間Ｂではｖｐ＝ｖｍであるためＡＭＩ信号の無信号（スペース信号）に相当する状態となっている。

続いて区間Ｃ（φ１＝０，φ２＝１）の時について説明する。このとき反転φ１は１で反転φ２が０になる。従って、スイッチ６０ｂ、６１ａ、６２ｂ、６３ａがオンになり、スイッチ６０ａ、６１ｂ、６２ａ、６３ｂがオフになる。この時、ＰＭＯＳ５０とＰＭＯＳ５２にカレントミラーの関係が成立し、入出力端子２２からアンプ１の方向に（４）式で示した電流−ｉ１が流れる。同様に、ＮＭＯＳ５３とＮＭＯＳ５５にカレントミラー関係が成立するため、アンプ２から入出力端子２３の方向に（５）式で示した電流＋ｉ２が流れる。電流−ｉ１は抵抗６を介してアンプ１の出力端子に供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐは（８）式で示す電圧ｖｒｍになる。電流＋ｉ２はアンプ２から抵抗７を介して供給されるためアンプ２の出力電圧ｖｍは（９）式で示す電圧ｖｒｐになる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランスの巻線比に応じて増幅あるいは圧縮され伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ｃではｖｍ＞ｖｐで有るため−ｖｏの負極性パルスを送出する状態となっている。

以上より区間Ａ，Ｂ，Ｃで説明した動作をφ１，φ２の入力信号に応じて行うことにより、伝送路にＡＭＩ信号を送出する回路となっている。

本実施例で示したスイッチは全て、ＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ、あるいはＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ抱き合わせのトランスファーゲートに置き換えることも可能である。ＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ、トランスファーゲートはゲートに入力される信号によって、オンすることが出来るため、スイッチと全く同一の機能が得られる。従って、ＰＭＯＳ、ＮＭＯＳ、トランスファーゲートのいずれかに置き換えた場合でも、それぞれのゲートに与えるφ１，反転φ１，φ２，反転φ２の接続を変更し、上述したスイッチと同じタイミングでオン・オフ制御を行うことで、実施例で示した動作と同じ動作になり、伝送路に安定なＡＭＩ信号を送出するという効果も変わらないものとなる。

次に、本発明の第２の実施の形態について図面を参照して説明する。第２図を参照すると、本実施例は、電流源切り替え回路１００は入力端子２０の信号φ１で制御されるスイッチ６０を介して電源と入出力端子２３に接続される電流源４１と、入力端子２１の信号φ２で制御されるスイッチ６１を介して電源と入出力端子２２に接続される電流源４２と、信号φ１で制御されるスイッチ６２を介して入出力端子２２とグランドに接続される電流源４３と、信号φ２で接続されるスイッチ６３を介して入出力端子２３とグランドに接続される電流源４４で構成し、電流源切り替え回路１００の入出力端子２２は抵抗６で帰還をかけたアンプ１の反転入力端子に接続し、電流源切り替え回路１００の入出力端子２３は抵抗７で帰還をかけたアンプ２の反転入力端子に接続し、アンプ１，２の非反転入力端子はそれぞれ基準電圧入力端子５に接続し、アンプ１の出力をトランス１次側の入力端子１２に接続し、アンプ２の出力をトランス１次側の入力端子１３に接続し、トランス２次側の出力端子１５を伝送路出力端子１７に接続し、トランス２次側の出力端子１６を伝送路出力端子１８に接続して構成する。

次に、本発明の第２の実施の形態の動作について、図４を参照して詳細に説明する。図４において、φ１は電流源切り替え回路１００の入力端子２０に入力される信号、φ２は入力端子２１に入力される信号である。ｉ１は電流源切り替え回路１００の入出力端子２２とアンプ１の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ１へ流出する方向を「−」、アンプ１から入出力端子２２へ流入する方向を「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。同様に、ｉ２は電流切り替え回路１００の入出力端子２３とアンプ２の反転入力端子間に流れる電流を表しており、入出力端子２２からアンプ２へ流出する方向を「−」、アンプ２から入出力端子２３へ流入する方向「＋」とし、流出も流入もない状態を「０」として表している。

ｖｒは基準電圧入力端子に入力される電圧である。入出力端子２２からアンプ１へ流出する電流−ｉ１はすべて帰還抵抗６を通りアンプ１の出力端子に流れ込む。また、アンプ１から入出力端子２２へ流入する電流＋ｉ１は全て帰還抵抗６を介してアンプ１の出力から供給される。従って、アンプ１の出力ｖｐには、抵抗６６の抵抗値をＲとするとｉ１の方向により、ｖｒを中心に±ｉ１×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｐはｖｒに等しくなる。全く同様に、入出力端子２３からアンプ２へ流出する電流−ｉ２は全て帰還抵抗７を通りアンプ２の出力端子に流れ込む。また、アンプ２から入出力端子２３へ流入する電流＋ｉ２は全て帰還抵抗７を介してアンプ２の出力から供給される。したがって、アンプ２の出力ｖｍには、抵抗７の抵抗値をＲとするとｉ２の方向により、ｖｒを中心に±ｉ２×Ｒの振幅が得られる。電流の流出、流入がないときはｖｍはｖｒに等しくなる。

ｖｏはトランスの出力端子１５，１６間の電圧、すなわち伝送路送出端子１７，１８間の電圧を表しており、伝送路出力端子１８の電圧より伝送路出力端子１７の電圧が高くなる方向を「＋」、低くなる方向を「−」とし電圧差がない状態を「０」として表している
説明の簡単のため、入力信号φ１，φ２の論理レベルが取りうる３状態を各状態毎に区間Ａ，Ｂ，Ｃにわけ、区間毎に動作を説明する。

まず、区間Ａ（φ１＝１，φ２＝０）の時について説明する。電流源４１〜４４の電流値は全て等しく、スイッチ６０〜６３は制御信号が論理レベル１の時にオン、０の時にオフとなる。φ１が１でφ２が０の時はスイッチ６０，６２がオンとなり、スイッチ６１，６３はオフとなる。従って、アンプ１の反転入力端子から入出力端子２２の方向へ電流源４３の電流が流れる。この電流の方向は「＋」であるため＋ｉ１として表す。同時に、電流源４１の電流が入出力端子２３からアンプ２の反転入力端子の方向へ流れる。この電流の方向「−」であるため−ｉ２として表す。＋ｉ１はアンプ１の出力端子から抵抗６を介して供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐはｖｒから＋ｉ１×Ｒあがった電圧となる。−ｉ２は抵抗７を介してアンプ２に供給されるため、アンプ２の出力電圧ｖｍはｖｒから−ｉ２×Ｒ下がった電圧となる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランス巻線比に応じて増幅あるいは圧縮され伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ａではｖｐ＞ｖｍであるため＋ｖｏの正極性パルスを送出する状態となっている。

続いて、区間Ｂ（φ１＝０，φ２＝０）の時について説明する。φ１が０でφ２が０の時は全てのスイッチ６０〜６３がオフとなるため、電流源切り替え回路とアンプ間での電流の流出、流入が行われない。したがって、ｉ１，ｉ２ともに０となり、アンプ１，アンプ２の出力電流はｖｒに等しくなる。ｖｐ−ｖｍの差電圧も０であるため、伝送路には何も信号を送出しない。区間Ｂではｖｐ＝ｖｍであるためＡＭＩ信号の無信号（スペース信号）に相当する状態となっている。

続いて区間Ｃ（φ１＝０，φ２＝１）の時について説明する。φ１が０でφ２が１の時はスイッチ６１，６３がオンとなり、スイッチ６０，６２はオフとなる。従って、アンプ２の反転入力端子から入出力端子２３の方向へ電流源４４の電流が流れる。この電流の方向は「＋」で有るため＋ｉ２として表す。同時に、電流源４２の電流が入出力端子２２からアンプ１の反転入力端子の方向へ流れる。この電流の方向「−」であるため−ｉ１として表す。＋ｉ２はアンプ２の出力端子から抵抗７を介して供給されるため、アンプ２の出力電圧ｖｍはｖｒから＋ｉ２×Ｒあがった電圧となる。−ｉ１は抵抗６を介してアンプ１に供給されるため、アンプ１の出力電圧ｖｐはｖｒから−ｉ１×Ｒ下がった電圧となる。ｖｐ−ｖｍの差電圧はトランスの巻線比に応じて増幅あるいは圧縮され伝送路出力端子を介して振幅ｖｏのＡＭＩ信号を送出する。区間Ｃではｖｍ＞ｖｐであるため−ｖｏの負極性パルスを送出する状態となっている。

以上区間Ａ，Ｂ，Ｃで説明した動作をφ１，φ２の入力信号に応じて行うことにより、伝送路にＡＭＩ信号を送出する回路となっている。

次にＡＭＩ信号振幅の安定性について説明する。電流源４１〜４４の電流値が等しく、温度、電源の変動及び、半導体集積回路内の抵抗以外の素子変動に影響されないため、抵抗値がＲである限りこれらの変動要素に対してアンプの出力振幅ｖｐ−ｖｍは一定である。また、抵抗値の変動に対しては電流と抵抗値が反比例の関係、つまり、半導体集積回路の製造ばらつきで抵抗値が倍になれば電流値が半分になり、抵抗値が半分になれば電流値が倍になるような関係であるため、最終的にアンプの帰還抵抗で変換された電圧ｖｐ−ｖｍも常に一定である。このような特性の電流源は容易に実現可能である。従って、全ての変動要素に対してアンプの出力振幅が影響をうけないため、伝送路に送出するＡＭＩ信号には安定な振幅が得られる。

本発明の第１の実施の形態を表す回路図である。 第１の実施形態の実施例を表す回路図である。 本発明の第２の実施形態を表す回路図である。 本発明の第１及び第２の実施形態及び実施例に共通するタイムチャートである。 従来のドライバ回路を表す回路図である。

符号の説明

１，２，３，４ アンプ
５ 基準電圧入力端子
６，７，８，９，１０ 抵抗
１１ トランス
１２，１３ トランス入力端子
１４ トランス中点端子
１５，１６ トランス出力端子
１７，１８ 伝送路出力端子
１９ 伝送路終端抵抗
２０，２１ 電流源切り替え回路への信号入力端子
２２，２３ 電流源切り替え回路の入出力端子
２４，２５，２６ 電流源切り替え回路への基準電圧入力端子
２７，２８ インバータ
３１，３２，３３，３４ オン・オフ手段を備えた電流源
４１，４２，４３，４４ 電流源
５０，５１，５２ Ｐｃｈ ＭＯＳトランジスタ
５３，５４，５５ Ｎｃｈ ＭＯＳトランジスタ
６０ａ，６０ｂ スイッチ
６１ａ，６１ｂ スイッチ
６２ａ，６２ｂ スイッチ
６３ａ，６３ｂ スイッチ
７０，７１ コンデンサ
１００ 電流源切り替え回路

Claims (4)

1. 抵抗帰還をかけた第１のアンプの反転入力端子に、電流源切り替え回路の第１の入出力端子を接続し、抵抗帰還をかけた第２のアンプの反転入力端子に、電流源切り替え回路の第２の入出力端子を接続し、第１のアンプの出力をトランスの第１の入力端子に接続し、第２のアンプの出力をトランスの第２の入力端子に接続し、トランスの第１の出力端子を第１の伝送路出力端子に接続し、トランスの第２の出力端子を第２の伝送路出力端子に接続し、電流源切り替え回路の第１及び第２の入力信号によって電流源切り替え回路の第１の入出力端子から第１のアンプへの電流の流出、あるいは第１のアンプから第１の入出力端子への電流の流入を制御し、また電流源切り替え回路の第１及び第２の入力信号によって、電流源切り替え回路の第２の入出力端子から第２アンプへの電流の流出、あるいは第２のアンプから第２の入出力端子への電流の流入を制御することにより３値状態を生成し、トランスを介して伝送路にＡＭＩ信号を送出することを特徴とするドライバ回路。
2. 電源と第２の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第１の電流源を接続し、電源と第１の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第２の電流源を接続し、グランドと第１の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第３の電流源を接続し、グランドと第２の入出力端子間にオン・オフ手段を備えた第４の電流源を接続する構成とし、第１〜４の電流源を第１及び第２の入力信号によって制御することを特徴とする請求項１記載のドライバ回路。
3. 電源と第２の入出力端子間に第１のスイッチ手段と第１の電流源を直列接続し、電源と第１の入出力端子間に第２のスイッチ手段と第２の電流源を直列接続し、グランドと第１の入出力端子間に第３のスイッチ手段と第３の電流源を直列接続し、グランドと第２の入出力端子間に第４のスイッチ手段と第４の電流源を直列接続する構成とし、第１〜４のスイッチ手段を第１及び第２の入力信号によって制御することを特徴とする請求項１記載のドライバ回路。
4. 電流源切り替え回路の第１の入出力端子と第１のアンプ間で流入、流出が行われる電流の電流値、電流源切り替え回路の第２の入出力端子と第２のアンプ間で流入、流出が行われる電流の電流値が、請求項１記載のドライバ回路の電源、ドライバ回路を取り巻く環境温度及びドライバ回路を構成する抵抗以外のようその変動に対して安定であり、抵抗値の変動に対してはその電流値が反比例の関係であることを特徴とする請求項１記載のドライバ回路。
   

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