JP2005020817A

JP2005020817A - Speed sensorless vector control method and arrangement thereof

Info

Publication number: JP2005020817A
Application number: JP2003178592A
Authority: JP
Inventors: Shuichi Fujii; 秋一藤井; Kozo Ide; 耕三井手; Yoichi Yamamoto; 陽一山本
Original assignee: Yaskawa Electric Corp
Current assignee: Yaskawa Electric Corp
Priority date: 2003-06-23
Filing date: 2003-06-23
Publication date: 2005-01-20
Anticipated expiration: 2023-06-23
Also published as: JP4238652B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a speed sensorless vector control method and its arrangement capable of precisely measuring a primary resistance in a short time for a high performance operation with small errors. <P>SOLUTION: The speed sensorless vector control arrangement comprises a magnetic flux observer for calculating an estimated current value and estimated magnetic flax value based on the mathematical model of an induction motor driven by an inverter. The speed sensorless vector control arrangement comprises an inner product calculator 15 for calculating the inner product of an estimated current value and the error between an actual current value and the estimated current value which is an output of the magnetic flux observer, a subtraction means based on the inner product for a voltage drop compensation value drop_volt_set which is the output value of a temperature factor in normal operation or being zero at tuning, a primary resistance on-line tuning means composed of an integrator 18 for integrating the inner product value compensated for voltage drop, and a switch 20 for outputting the output itself of the integrator 18 as a temperature factor to the magnetic flux observer at on-line tuning of the primary resistor while outputting the previous value of the temperature factor in normal operation. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータ駆動による誘導電動機の速度センサレス制御装置において、誘導電動機の一次抵抗を自動的に測定する誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法および装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
誘導電動機を駆動するインバータで誘導電動機の電動機定数を自動的に測定する従来技術としては、特開昭６０−１８３９５３号公報（特許文献１）記載の方法（従来例１）や特開平８−３３１９４号公報（特許文献２）記載の方法（従来例２）がある。
従来例１は、実運転前に直流励磁してその時の出力電圧値と出力電流値から一次抵抗を求めるものである。
従来例２は、交流電動機に流れる電流を検出して磁束に平行な磁化電流成分と磁束と直交するトルク電流成分とに分解し、前記磁化電流検出値を所定の磁化電流指令値に一致させる調節演算を行い、この演算結果と別途に定める一次抵抗の電圧降下との加算結果から磁化電圧指令値を求め、この磁化電圧指令値と別途定めるトルク電圧指令値とで制御する電力変換手段が出力する交流電力で、交流電動機を所望速度で運転する交流電動機の制御方法において、前記磁化電流指令値と磁化電流検出値との偏差を積分演算し、または比例積分演算して一次抵抗推定値を求め、この一次抵抗推定値と前記磁化電流指令値とを乗算して一次抵抗による電圧降下分を求めて制御しようとするものである。
【０００３】
【特許文献１】
特開昭６０−１８３９５３号公報（第３図）
【特許文献２】
特開平８−３３１９４号公報（図１）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来例１においては、誘導電動機の二次回路時定数が大きい場合に、一次抵抗に流れる電流が定常状態になるまでの時間が長く、測定に長時間を必要とし、測定時にまだ十分に定常状態となっていない場合には測定誤差が大きくなるという問題がある。
また、従来例２で一次抵抗値を推定している方法は、磁化電流成分に基づいて測定しているため、磁化電流成分とトルク電流成分に分解する場合にその変換に用いる位相に誤差があった場合には、推定値にも誤差を生じるという問題がある。
そこで本発明は、短い時間で一次抵抗を精度よく測定でき、誤差の小さい高性能な運転を行うことのできる速度センサレスベクトル制御方法および装置を提供することを目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明による誘導電動機の速度センサレスベクトル制御方法は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御方法において、前記インバータを構成する半導体電力変換素子の電圧降下分を補償する機能を使用しない状態として直流電流を出力し、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値を半導体電力変換素子の電圧降下分として用いるものである。
本発明ではさらに、その後の誘導電動機の運転開始時に直流電流を流し、磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差を演算し、前記誤差と電流推定値の内積を演算し、この内積値から前記半導体電力変換素子の電圧降下分を減算した値をゼロとするように磁束オブザーバで用いる誘導電動機の数式モデルにおける一次抵抗を修正する。
【０００６】
また、本発明の速度センサレスベクトル制御装置は、インバータによって駆動される誘導電動機の数式モデルに基づいて、電流推定値および磁束推定値を演算する磁束オブザーバを有する速度センサレスベクトル制御装置において、前記磁束オブザーバの出力である電流推定値と実電流値の誤差と前記電流推定値の内積を演算する内積演算手段と、この内積値から、チューニング時は０で、通常運転時は後記の温度係数の出力値である電圧降下補償値を減算する手段と、電圧降下補償された内積値を積分する積分手段と、一次抵抗のオンラインチューニング時は前記積分手段の出力をそのまま温度係数として前記磁束オブザーバに出力し、通常運転時は温度係数の前回値を出力する切り替え手段とを有する一次抵抗オンラインチューニング手段を設けたものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、図１〜図６に基づいて説明する。
以下の説明では座標軸をステータに固定された三相交流をＵ、Ｖ、Ｗの相順で示し、三相交流を二相交流座標系に変換したときの座標はＵ相に固定されたａ軸とａ軸から９０度進んだところをｂ軸として表し、ロータの磁束に固定した回転座標系の磁束軸をｄ軸、ｄ軸から９０度進んだ位相をｑ軸として示している。また、ａ軸からみたｄ軸の位相をθｒとしている。ここでは速度センサレス制御として推定した位相を用いているので、
【数１】

として表記している。
【０００８】
図１は一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例を示すブロック図である。これは本発明の説明のために適用する対象の一例を示したものであり、従来技術であるので、概略のみを説明する。
この図１の制御装置は、速度指令値と速度推定値
【数２】

が一致するように誘導電動機に出力電圧を印加する構成である。
【０００９】
速度制御器１は速度指令値と速度推定値
【数３】

が一致するように比例積分制御を行いトルク電流に相当するｑ軸電流指令ｉｑ^＊を出力している。ｑ軸電流制御器２はｑ軸電流指令ｉｑ^＊とｑ軸電流検出値ｉｑが一致するように比例積分制御してｑ軸電圧指令ｖｑ^＊を出力している。励磁電流演算器３は磁束指令に基づいた磁束を作るように磁束電流であるｄ軸電流指令ｉｄ^＊を出力する。ｄ軸電流制御器４はｄ軸電流指令ｉｄ^＊とｄ軸電流検出値ｉｄが一致するように比例積分制御してｄ軸電圧指令ｖｄ^＊を出力している。ベクトル演算回路５はｖｑ^＊、ｖｄ^＊および
【数４】

に基づきａ−ｂ座標系の電圧指令値ｖｓａ^＊、ｖｓｂ^＊を演算している。
【００１０】
インバータ回路６はｖｓａ^＊、ｖｓｂ^＊に基づいて、半導体電力変換素子をスイッチングし、誘導電動機７に電圧を供給している。インバータ回路６には外部から電源が供給されており、ｖｓａ^＊、ｖｓｂ^＊に基づいて半導体電力変換素子を制御するための回路も含まれている。誘導電動機に供給される電流値は電流検出器８、９で検出し、三相−二相変換器１０に入力される。三相−二相変換器１０は、電流検出器８、９で検出した信号を電流値に換算するとともに三相交流座標系から二相交流座標系のｉｓａ、ｉｓｂに変換する演算を行う。ｄ−ｑ変換機１１は、ｉｓａ、ｉｓｂをｄ−ｑ座標系の電流値ｉｄ、ｉｑに変換している。この座標変換の公式は周知のものである。磁束オブザーバ１２は、電圧指令値ｖｓａ、ｖｓｂおよび電流検出値ｉｓａ、ｉｓｂから磁束推定値
【数５】

を演算している。ここでは電圧指令値を用いているが、電圧検出器が設けられている場合には、電圧検出値を用いても良い。磁束オブザーバにおける
【数６】

の推定式を（１）式に示す。
【００１１】
【数７】

ただし、
【００１２】
【数８】

Ｒｓ：一次（ステータ）抵抗、Ｒｒ：二次（ロータ）抵抗、
Ｌｍ：ロータ、ステータ相互コンダクタンス、
Ｌｓ：ステータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ１）、
Ｌｒ：ロータ自己インダクタンス（Ｌｍ＋Ｌ２）
ｇ１、ｇ２、ｇ３、ｇ４：オブザーバフィードバックゲイン
【数９】

【数１０】

【００１３】
【数１１】

を行っている。
【００１４】
また、実際の処理はマイクロコンピュータでデジタル処理するため、これらの式をサンプリング時間で離散化して取り扱っているが、本発明の適用部分の説明においては、このままでも差し支えない。
図２は誘導電動機の等価回路図である。直流を印加して定常状態になった場合には、一次抵抗Ｒｓ、漏れインダクタンスＬ１と相互インダクタンスＬｍの直列回路となり、Ｒｓは印加電圧を電流値で除算することで求まる。これは、前述の従来例１のように周知の技術である。
【００１５】
次に、図３から図６に基づいて本発明の処理を説明する。
図３は周知の誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置において本発明のオンラインチューニングを適用するときの構成を示したブロック図である。図１の構成において、磁束オブザーバ１２で演算される
【数１２】

を入力として、一次抵抗の補正量である温度係数Ｋｔｐを演算する一次抵抗オンラインチューニング演算器１４を追加した構成となっている。一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の出力Ｋｔｐによって、磁束オブザーバ１４の演算で用いている一次抵抗値Ｒｓを修正する。
つぎに、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を図４を用いて説明する。
【００１６】
図４は一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の構成を示したブロック図である。内積演算器１５では
【数１３】

の演算を行っている。
リミッタ（Ａ）１６はノイズなどによる異常なデータによって演算の際にオーバフローなどを生じることによる誤動作を防止するために、異常に大きいデータを排除するために設けている。（３）式の演算に用いる電流値には半導体電力変換素子のスイッチング周波数成分のノイズが乗っているため、このノイズを除去するためにローパスフィルタ１７を設けている。フィルタ１７の出力値から後述のオフセット値ｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔを減算した値を積分器１８で積分する。
【００１７】
リミッタ（Ｂ）１９は通電開始直後などの過渡的な状態で積分が過大に溜まったときに出力値をリミットして誤動作を防止するために設けている。切り替えスイッチ２０は一次抵抗オンラインチューニング時とその他の場合で出力を切り替えるためのものである。一次抵抗オンラインチューニング中は、リミッタ（Ｂ）１９の出力値を温度係数Ｋｔｐとして出力するようになっており、内積演算器１５の出力がゼロでない場合は、この内積値が積分器１８で積分されて温度係数Ｋｔｐとして出力されるので、これに基づき磁束オブザーバ１２で用いている一次抵抗値Ｒｓを調整している。温度係数Ｋｔｐは内積演算器１５の出力が０となると、積分器１８の入力が０となり、一定値となる。この時のＲｓの値をその後の実運転で使用する。
一次抵抗オンラインチューニングが終了すると切り替えスイッチ２０を通常側へ切り替え温度係数Ｋｔｐの前回値を出力することで、チューニング完了時の値を保持して出力する。Ｚ^−１のブロック２１は、前回値を出力する処理を示している。
【００１８】
図５は、本発明の第１の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。
図５の処理が開始されると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側にし（Ｓ１）、通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用しないようにし（Ｓ２）、図４のｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔ＝０とする（Ｓ３）。
ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊あるいはｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を与え、電流を流す（Ｓ４）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。
図４の処理を実行し、出力値Ｋｔｐが収束するまで所定の時間待ち（Ｓ５）、Ｋｔｐの値をｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔとして、メモリに記憶する（Ｓ６）。なお、このときのｄｒｏｐ＿ｖｏｌｔ＿ｓｅｔが半導体電力変換素子の電圧降下分に相当する。通常の運転時に用いている半導体電力変換素子の電圧降下補償を使用するように戻し（Ｓ７）、処理を終了する。
そのまま実運転を行う場合は、引き続き図６の処理を実行する。
【００１９】
図６は、本発明の第２の手順の内容を図３および図４の構成を用いて実行する場合の処理手順を示したフロー図である。この処理は、第１の手順の処理を実行後、運転を開始する毎に、その始動時に実行する。運転の開始の命令を受けると、図４の切り替えスイッチ２０をチューニング側に切り替え（Ｓ８）、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊あるいはｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を与え、電流を流す（Ｓ９）。このときもう一方の軸の電流指令値はゼロとしておく。図４の処理を実行し、出力Ｋｔｐの値に応じて一次抵抗値Ｒｓを修正（Ｓ１０）しながら、出力値Ｋｔｐが収束するまでの所定の時間待ち（Ｓ１１）、切り替えスイッチ２０を通常側にする（Ｓ１２）。これにより、一次抵抗オンラインチューニング演算器１４の出力が保持されるので、引き続き、通常運転を開始する。
なお、上記のＫｔｐが収束するまでの所定の時間は、別途あらかじめ設定しておき、その設定時間は、実験等により適用する装置に応じて最適な値を定めることが望ましいが、実用上はローパスフィルタ１７の時定数Ｔｆや積分器１８の積分時間Ｔｉに応じて、これらが収束・安定するのに十分な値に設定しておけばよい。
以上の処理により運転開始毎に一次抵抗値Ｒｓの修正を行うので、周囲温度の変化や連続運転による誘導電動機の温度上昇などによる一次抵抗Ｒｓの変化分を随時修正できるので、誘導電動機の高性能な制御を実現することができる。
【００２０】
【発明の効果】
本発明によれば、一次抵抗オンラインチューニング手段によって一次抵抗値の修正を行うので、短い時間で一次抵抗が精度よく測定できる。また、起動運転毎に自動的に実行するので、気温の変化や連続運転での温度上昇などによる誘導電動機の一次抵抗の変化を補償することができ、常に正確な一次抵抗値に基づく制御ができるため、誘導電動機の高性能な運転を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の説明のための、一般的な誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置の構成の一例のブロック図である。
【図２】誘導電動機のＴ型等価回路である。
【図３】本発明を実施した図１の構成に適用した場合のブロック図である。
【図４】一次抵抗オンラインチューニング演算器の構成のブロック図である。
【図５】本発明の実施の形態の第１の手順を示すフロー図である。
【図６】本発明の実施の形態の第２の手順を示すフロー図である。
【符号の説明】
１速度制御器
２ｑ軸電流制御器
３励磁電流演算器
４ｄ軸電流制御器
５ベクトル演算回路
６インバータ回路
７誘導電動機
８電流検出器
９電流検出器
１０三相−二相変換器
１１ｄ−ｑ変換器
１２磁束オブザーバ
１３位相演算器
１４一次抵抗オンラインチューニング演算器
１５内積演算器
１６リミッタ（Ａ）
１７ローパスフィルタ
１８積分器
１９リミッタ（Ｂ）
２０切り替えスイッチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an induction motor speed sensorless vector control method and apparatus for automatically measuring a primary resistance of an induction motor in an inverter-driven induction motor speed sensorless control apparatus.
[0002]
[Prior art]
As a conventional technique for automatically measuring the motor constant of an induction motor with an inverter that drives the induction motor, a method (conventional example 1) described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-183953 (Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-33194 are disclosed. There is a method (conventional example 2) described in Japanese Patent Publication (Patent Document 2).
Conventional example 1 is to obtain a primary resistance from an output voltage value and an output current value by direct current excitation before actual operation.
Conventional example 2 detects an electric current flowing in an AC motor, decomposes it into a magnetizing current component parallel to the magnetic flux and a torque current component orthogonal to the magnetic flux, and adjusts the magnetizing current detection value to a predetermined magnetizing current command value A calculation is performed, and a magnetizing voltage command value is obtained from a result of adding the calculation result and a voltage drop of a primary resistance separately determined, and power conversion means that controls the magnetization voltage command value and a torque voltage command value separately determined outputs In the control method of the AC motor that operates the AC motor at a desired speed with AC power, the difference between the magnetizing current command value and the magnetizing current detection value is calculated by integral calculation, or the proportional integration calculation is performed to obtain the primary resistance estimated value, The primary resistance estimated value and the magnetizing current command value are multiplied to obtain a voltage drop due to the primary resistance for control.
[0003]
[Patent Document 1]
JP-A-60-183953 (FIG. 3)
[Patent Document 2]
JP-A-8-33194 (FIG. 1)
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional example 1, when the secondary circuit time constant of the induction motor is large, it takes a long time for the current flowing through the primary resistance to reach a steady state, and a long time is required for the measurement. There is a problem that the measurement error increases when the steady state is not achieved.
In addition, since the method of estimating the primary resistance value in Conventional Example 2 is based on the magnetizing current component, there is an error in the phase used for the conversion when decomposing the magnetizing current component and the torque current component. In such a case, there is a problem that an error also occurs in the estimated value.
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a speed sensorless vector control method and apparatus capable of measuring a primary resistance accurately in a short time and performing a high-performance operation with a small error.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
The speed sensorless vector control method for an induction motor according to the present invention is a speed sensorless vector control method having a magnetic flux observer for calculating an estimated current value and an estimated magnetic flux value based on a mathematical model of an induction motor driven by an inverter. DC current is output in a state where the function of compensating for the voltage drop of the semiconductor power conversion element constituting the circuit is not used, and the error between the current estimated value and the actual current value that is the output of the magnetic flux observer is calculated, and the error and current The inner product of the estimated values is calculated, and this inner product value is used as the voltage drop of the semiconductor power conversion element.
Further, in the present invention, a direct current is passed at the start of the subsequent operation of the induction motor, an error between the current estimated value that is the output of the magnetic flux observer and an actual current value is calculated, and an inner product of the error and the current estimated value is calculated. The primary resistance in the mathematical model of the induction motor used in the magnetic flux observer is corrected so that the value obtained by subtracting the voltage drop of the semiconductor power conversion element from the inner product value becomes zero.
[0006]
Further, the speed sensorless vector control apparatus of the present invention is the speed sensorless vector control apparatus having a magnetic flux observer for calculating a current estimated value and a magnetic flux estimated value based on a mathematical model of an induction motor driven by an inverter. The inner product calculation means for calculating the inner product of the estimated current value and the actual current value and the inner product of the current estimated value, and from this inner product value, it is 0 during tuning and the output value of the temperature coefficient described later during normal operation The means for subtracting the voltage drop compensation value, the integration means for integrating the inner product value compensated for the voltage drop, and the on-line tuning of the primary resistance, the output of the integration means is directly output to the magnetic flux observer as a temperature coefficient, On-line tuning of primary resistance with switching means that outputs the previous value of temperature coefficient during normal operation In which the provided.
[0007]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
An embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
In the following description, the three-phase alternating current with the coordinate axis fixed to the stator is shown in the phase order of U, V, and W, and the coordinate when the three-phase alternating current is converted into the two-phase alternating current coordinate system is the a axis fixed to the U phase. The position advanced 90 degrees from the a axis is represented as the b axis, the magnetic axis of the rotating coordinate system fixed to the magnetic flux of the rotor is represented as the d axis, and the phase advanced 90 degrees from the d axis is represented as the q axis. Further, the phase of the d-axis viewed from the a-axis is θr. Since the estimated phase is used here as speed sensorless control,
[Expression 1]

It is written as.
[0008]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of the configuration of a general speed sensorless vector control device for an induction motor. This is an example of an object to be applied for the explanation of the present invention, and since it is a prior art, only an outline will be described.
The control device of FIG. 1 has a speed command value and a speed estimated value

The output voltage is applied to the induction motor so that the two match.
[0009]
The speed controller 1 has a speed command value and a speed estimated value.

The proportional-integral control is performed so as to match, and the q-axis current command iq ^* corresponding to the torque current is output. The q-axis current controller 2 outputs a q-axis voltage command vq ^* by performing proportional-integral control so that the q-axis current command iq ^* and the q-axis current detection value iq match. The exciting current calculator 3 outputs a d-axis current command id ^* which is a magnetic flux current so as to generate a magnetic flux based on the magnetic flux command. The d-axis current controller 4 outputs a d-axis voltage command vd ^* by performing proportional-integral control so that the d-axis current command id ^* and the d-axis current detection value id match. The vector arithmetic circuit 5 has vq ^* , vd ^*, and

Voltage command value of a-b coordinate system based on ^vsa *, and calculates the vsb ^*.
[0010]
The inverter circuit 6 ^vsa *, based on vsb ^*, switch the semiconductor power conversion device, and supplies the voltage to the induction motor 7. The inverter circuit 6 is supplied with power from the outside, vsa ^*, it is also included circuitry for controlling the semiconductor power conversion device based on vsb ^*. The current value supplied to the induction motor is detected by the current detectors 8 and 9 and input to the three-phase to two-phase converter 10. The three-phase to two-phase converter 10 converts the signals detected by the current detectors 8 and 9 into current values and performs an operation for converting the three-phase AC coordinate system to isa and isb in the two-phase AC coordinate system. The dq converter 11 converts isa and isb into current values id and iq in the dq coordinate system. This formula for coordinate transformation is well known. The magnetic flux observer 12 calculates the magnetic flux estimated value from the voltage command values vsa and vsb and the current detection values isa and isb.

Is calculated. Although the voltage command value is used here, the voltage detection value may be used when a voltage detector is provided. In the magnetic flux observer

(1) shows the estimation formula.
[0011]
[Expression 7]

However,
[0012]
[Equation 8]

Rs: primary (stator) resistance, Rr: secondary (rotor) resistance,
Lm: rotor, stator mutual conductance,
Ls: Stator self-inductance (Lm + L1),
Lr: Rotor self-inductance (Lm + L2)
g1, g2, g3, g4: Observer feedback gain

[Expression 10]

[0013]
[Expression 11]

It is carried out.
[0014]
Further, since the actual processing is digitally processed by a microcomputer, these equations are discretized by the sampling time and handled. However, in the description of the application portion of the present invention, it can be left as it is.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of the induction motor. When direct current is applied and a steady state is reached, a series circuit of a primary resistance Rs, a leakage inductance L1 and a mutual inductance Lm is obtained, and Rs is obtained by dividing the applied voltage by the current value. This is a well-known technique as in the first conventional example.
[0015]
Next, the processing of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration when the on-line tuning of the present invention is applied to a known speed sensorless vector control device for an induction motor. In the configuration of FIG. 1, the calculation is performed by the magnetic flux observer 12.

Is input, and a primary resistance online tuning calculator 14 for calculating a temperature coefficient Ktp which is a correction amount of the primary resistance is added. The primary resistance value Rs used in the calculation of the magnetic flux observer 14 is corrected by the output Ktp of the primary resistance online tuning calculator 14.
Next, the configuration of the primary resistance online tuning calculator 14 will be described with reference to FIG.
[0016]
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the primary resistance online tuning calculator 14. In the inner product calculator 15,

The operation is performed.
The limiter (A) 16 is provided to eliminate abnormally large data in order to prevent malfunction due to overflow caused by abnormal data due to noise or the like. Since the noise of the switching frequency component of the semiconductor power conversion element is on the current value used in the calculation of equation (3), a low-pass filter 17 is provided to remove this noise. A value obtained by subtracting a later-described offset value drop_volt_set from the output value of the filter 17 is integrated by the integrator 18.
[0017]
The limiter (B) 19 is provided to limit the output value and prevent malfunctioning when the integral is excessively accumulated in a transient state such as immediately after the start of energization. The changeover switch 20 is for switching the output between the primary resistance online tuning and other cases. During the primary resistance online tuning, the output value of the limiter (B) 19 is output as the temperature coefficient Ktp. When the output of the inner product calculator 15 is not zero, the inner product value is integrated by the integrator 18. Therefore, the primary resistance value Rs used in the magnetic flux observer 12 is adjusted based on the temperature coefficient Ktp. When the output of the inner product calculator 15 becomes 0, the input of the integrator 18 becomes 0 and the temperature coefficient Ktp becomes a constant value. The value of Rs at this time is used in the subsequent actual operation.
When the primary resistance online tuning is completed, the changeover switch 20 is switched to the normal side and the previous value of the temperature coefficient Ktp is output, thereby holding and outputting the value at the time of completion of tuning. A block 21 of Z ⁻¹ indicates a process of outputting the previous value.
[0018]
FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure when the contents of the first procedure of the present invention are executed using the configuration of FIGS. 3 and 4.
When the processing of FIG. 5 is started, the changeover switch 20 of FIG. 4 is set to the tuning side (S1), voltage drop compensation of the semiconductor power conversion element used during normal operation is not used (S2), and FIG. Drop_volt_set = 0 of (S3).
A d-axis current command value id ^* or a q-axis current command value iq ^* is given and current is passed (S4). At this time, the current command value of the other axis is set to zero.
The process shown in FIG. 4 is executed, a predetermined time is waited until the output value Ktp converges (S5), and the value of Ktp is stored in the memory as drop_volt_set (S6). The drop_volt_set at this time corresponds to the voltage drop of the semiconductor power conversion element. The voltage drop compensation of the semiconductor power conversion element used during normal operation is returned to use (S7), and the process ends.
When the actual operation is performed as it is, the processing of FIG. 6 is continued.
[0019]
FIG. 6 is a flowchart showing a processing procedure when the contents of the second procedure of the present invention are executed using the configuration of FIGS. This process is executed at the start-up every time the operation is started after the process of the first procedure is executed. When the operation start command is received, the changeover switch 20 of FIG. 4 is switched to the tuning side (S8), the d-axis current command value id ^* or the q-axis current command value iq ^* is given, and the current is passed (S9). At this time, the current command value of the other axis is set to zero. 4 is executed, the primary resistance value Rs is corrected according to the value of the output Ktp (S10), and a predetermined time is waited until the output value Ktp converges (S11). (S12). Thereby, since the output of the primary resistance online tuning calculator 14 is held, the normal operation is subsequently started.
It should be noted that the predetermined time until the Ktp converges is set in advance separately, and it is desirable to set an optimal value for the set time according to the device to be applied by experimentation or the like. Depending on the time constant Tf of the filter 17 and the integration time Ti of the integrator 18, these values may be set to values sufficient to converge and stabilize.
Since the primary resistance value Rs is corrected every time the operation is started by the above processing, the change in the primary resistance Rs due to changes in the ambient temperature or the temperature increase of the induction motor due to continuous operation can be corrected at any time. Can be realized.
[0020]
【The invention's effect】
According to the present invention, since the primary resistance value is corrected by the primary resistance online tuning means, the primary resistance can be accurately measured in a short time. In addition, since it is automatically executed every start-up operation, it is possible to compensate for changes in the primary resistance of the induction motor due to changes in temperature or temperature increase during continuous operation, etc., and control based on an accurate primary resistance value is always possible. Therefore, high-performance operation of the induction motor can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of an example of a configuration of a speed sensorless vector control device for a general induction motor for explaining the present invention.
FIG. 2 is a T-type equivalent circuit of an induction motor.
FIG. 3 is a block diagram when the present invention is applied to the configuration of FIG. 1;
FIG. 4 is a block diagram of a configuration of a primary resistance online tuning calculator.
FIG. 5 is a flowchart showing a first procedure according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a flowchart showing a second procedure according to the embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Speed controller 2 q-axis current controller 3 Excitation current calculator 4 d-axis current controller 5 Vector calculation circuit 6 Inverter circuit 7 Induction motor 8 Current detector 9 Current detector 10 Three-phase to two-phase converter 11 d- q converter 12 magnetic flux observer 13 phase calculator 14 primary resistance online tuning calculator 15 inner product calculator 16 limiter (A)
17 Low-pass filter 18 Integrator 19 Limiter (B)
20 changeover switch

Claims

In a speed sensorless vector control method having a magnetic flux observer for calculating a current estimated value and a magnetic flux estimated value based on a mathematical model of an induction motor driven by an inverter,
DC current is output in a state where the function of compensating for the voltage drop of the semiconductor power conversion element constituting the inverter is not used, and an error between the current estimated value and the actual current value that is the output of the magnetic flux observer is calculated, and the error A speed sensorless vector control method for an induction motor, wherein the inner product value is calculated as a voltage drop of a semiconductor power conversion element.

At the start of operation of the induction motor, a direct current is passed, an error between the current estimated value and the actual current value, which is an output of the magnetic flux observer, is calculated, an inner product of the error and the current estimated value is calculated, and the semiconductor product is calculated from the inner product value. The speed sensorless vector control of the induction motor according to claim 1, wherein the primary resistance in the mathematical model of the induction motor used in the magnetic flux observer is corrected so that a value obtained by subtracting the voltage drop of the power conversion element becomes zero. Method.

In a speed sensorless vector control device having a magnetic flux observer for calculating a current estimated value and a magnetic flux estimated value based on a mathematical model of an induction motor driven by an inverter,
Inner product calculating means for calculating an inner product of an error between the current estimated value and the actual current value, which are outputs of the magnetic flux observer, and the current estimated value;
A means for subtracting a voltage drop compensation value, which is an output value of a temperature coefficient, which will be described later, from the inner product value at the time of tuning and at the time of normal operation,
Integration means for integrating the inner product value compensated for the voltage drop;
The primary resistance online tuning means having switching means for outputting the output of the integrating means as a temperature coefficient as it is to the magnetic flux observer at the time of primary resistance online tuning and outputting the previous value of the temperature coefficient at the time of normal operation is provided. A speed sensorless vector control device characterized by