JP2005020806A

JP2005020806A - ３相入力充電装置

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Publication number: JP2005020806A
Application number: JP2003178169A
Authority: JP
Inventors: Teruaki Takeshima; 輝明竹嶋
Original assignee: Lecip Corp
Current assignee: Lecip Corp
Priority date: 2003-06-23
Filing date: 2003-06-23
Publication date: 2005-01-20
Anticipated expiration: 2023-06-23
Also published as: JP3992652B2

Abstract

【課題】欠相検出のためのトランスとしては１個のみとする。
【解決手段】３相電力線の１対の線間にトランス３４を通じてゼロクロス検出部３６を接続し、ゼロクロス点Ｐ_Ｚを検出し、インバータ１６のスイッチングパルスと同期したクロックカウンタ３７で計数し、カウンタ３７は、３相全波整流出力のリップル周期Ｔ_Ｖ分のクロック数を計数することを繰返し、これと同期して、Ｔ_Ｖごとにインバータ１６の出力実効値を計算し、そのＴ_Ｖごとの実効値と設定値との差に応じて、この差がゼロになるようにスイッチ制御パルス幅を制御し（３３）、この制御量の１Ｔ_Ｖの前制御量（６１）に対する変動量を求め（６２）、この変動量がしきい値以上になると、充電動作を停止させる。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は入力３相電力を全波整流し、その全波整流出力をスイッチング式ＤＣ−ＤＣ変換器（コンバータ）を介して蓄電池に供給充電し、ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチング素子に対するオンオフ制御パルスをパルス幅変調して、上記充電電流を制御する充電装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図６に従来のこの種の充電装置を示す。３相交流電源１１からの３相交流電力は充電装置１２内の全波整流回路１３により全波整流され、その全波整流出力はスイッチング式のＤＣ−ＤＣ変換器１４を介して蓄電池１５へ供給充電される。ＤＣ−ＤＣ変換器１４においては例えば、ＩＧＢＴなどの高耐圧半導体スイッチング素子により構成されたインバータ１６により全波整流電力が、例えば２０ｋＨｚなどの高周波の交流電力に変換され、この交流電力は必要に応じて、絶縁用トランス１７により昇圧され、そのトランス１７の出力は整流回路１８により整流平滑化されて、直流電力とされ、この直流電力が蓄電池１５へ供給される。
【０００３】
蓄電池１５へ供給される充電電流は電流検出部１９により検出され、その検出電流値は制御部２１内で設定部２２よりの設定値との差が誤差演算部２３でとられ、この差出力に応じて補正部２４において、レジスタ２５よりの基準値に対する補正が行われ、その補正された基準値がＰＷＭ生成部２６へ供給され、ＰＷＭ生成部２６は入力された変調信号（補正された基準値）に応じたパルス幅のパルス信号（パルス幅変調信号）を出力し、このパルス幅変調信号によりインバータ１６のスイッチング素子をオンオフ制御する。この充電電流検出による帰還制御により充電電流が設定値に保持されるようにされている。
【０００４】
この充電装置において、入力される３相電力の１つの相が断になり、相欠陥すると、全波整流回路１３の出力レベルは１／３に減少し、電流検出部１９の検出電流も１／３となる。正常状態では全波整流回路１３の出力波形は、図７に示すように断線前には３つの相間電圧と対応した曲線２７_ＵＶ，２７_ＶＷ，２７_ＷＵが現われているが、例えば電力線１０Ｕが断線すると、電力線１０Ｕと１０Ｖ間の相間電圧と電力線１０Ｗと１０Ｕ間の相間電圧が０となり、全波整流回路１３の出力は電力線１０Ｖと１０Ｗ間の相間電圧のみの整流出力となり、図７中において曲線２７_ＵＶと２７_ＷＵはなくなり、図２Ａに示すように曲線２７_ＶＷのみとなる。
【０００５】
この状態で、検出電流の低下を補償するように、インバータ１６を制御すると、相欠陥の影響を受けていない波形２７_ＶＷのピークに近いΔＴの区間においては、正常に動作すべき所をかなり可大な電流を流すように制御され、インバータ１６を構成する素子、特にスイッチング素子が破壊するおそれがある。このような状態にならないように、図６に示すように、全波整流回路１３の３相電力線１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの各２線間にそれぞれトランスＴ_ＵＶ，Ｔ_ＶＷ，Ｔ_ＷＵの１次側が接続され、トランスＴ_ＵＶ，Ｔ_ＶＷ，Ｔ_ＷＵの２次側に相間電圧検出器Ｄ_ＵＶ，Ｄ_ＶＷ，Ｄ_ＷＵがそれぞれ接続され、これら相間電圧検出器の何れかで電力線１０Ｕ，１０Ｖ，１０Ｗの２線間における相間電圧の何れか１つが所定値以下になると、充電装置の充電動作を停止するようにされていた。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
このように従来においては、相欠陥を検出するため、３つのトランスＴ_ＵＶ，Ｔ_ＶＷ，Ｔ_ＷＵとその相間電圧検出器Ｄ_ＵＶ，Ｄ_ＶＷ，Ｄ_ＷＵを用いていた。この各トランスは電圧が高いため比較的大型のものであり、このため全体としての構造が比較的大きなものになる問題があった。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
この発明の一面によれば入力３相電力中の１つの相間電圧のゼロクロス点がゼロクロス検出部により検出され、そのゼロクロス点の隣接点間の３分の１の期間ごとに、このゼロクロス点と同期して、充電電流又は電圧の実効値あるいは平均値が出力値計算部により出力値として計算され、その出力値と設定値との誤差が誤差信号として誤差演算部により演算され、その誤差信号がゼロになるように、誤差信号によりスイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対するスイッチング信号の幅が補正部により制御され、上記ゼロクロス点間の３分の１の期間ごとの誤差信号の前の誤差信号に対する変動量が変動検出部で検出され、その検出された変動量がしきい値を超えると充電動作が充電停止部により停止制御される。
【０００８】
この発明の他面によれば、全波整流出力が電圧変換部で電圧に変換され、入力３相電力中の１つの相間電圧のゼロクロス点がゼロクロス検出部により検出され、この検出ゼロクロス点と同期して、その隣接ゼロクロス点間の３分の１ごとに、電圧変換部の出力がサンプリング部でサンプリングされ、そのサンプリング値がしきい値以下になると、充電停止部により充電動作が停止される。
【０００９】
【発明の実施の形態】
この発明の実施形態の説明に先立ち、この発明を適用して、好ましいスイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対し制御を行う充電装置について図８を参照して説明する。図８において図６に示した装置と対応する部分に同一参照番号を付けてある。
この充電装置では制御部２１に逆相生成部３１が設けられる。逆相生成部３１は全波整流回路１３の全波整流出力波形の逆相と対応した逆相対応値を生成する。つまり、例えば図７に示したように全波整流出力波形２８のリップル成分を逆位相とした（反転した）曲線３２と対応したものが求められる。曲線３２は連続したものとして示しているが、実際にはインバータ１６のスイッチング素子に対するスイッチング周期の間隔でサンプリングしたデジタル値として求められる。
【００１０】
曲線３２の周期Ｔ_Ｖは入力３相交流電力の１相の周期Ｔ_Ａの１／６である。この周期Ｔ_Ｖ内における各逆相対応値、つまりサンプル値を変調信号としてパルス幅変調部（ＰＷＭ生成部）２６でパルス幅変調信号を生成した時の、平均電流（実効値）が、従来の充電装置において、基準値をパルス幅変調信号とした場合の同一区間（Ｔ_Ｖ）の平均電流（実効値）と等しくなるように、周期Ｔ_Ｖ内の各逆相対応値（サンプル値）を予め決めておく。
【００１１】
逆相生成部３１よりの逆相対応値に対し、補正部３３において、インバータ１６の出力電流の実効値が目標値（設定値）になるように補正部３３で補正し、その補正された逆相対応値が制御値（変調信号）としてＰＷＭ生成部（パルス幅変調部）２６へ供給され、パルス幅変調信号が生成され、このパルス幅変調信号により、インバータ１６のスイッチング素子がオンオフ制御される。
この構成においては逆相対応値は例えば図９Ａに示すように曲線３２のサンプル値と対応し、この値は３相全波整流出力２８のリップルのピーク値部分で最小値となり、この時のパルス幅変調信号のパルス幅は最小幅Ｗｍｉｎとなり、リップルの極小値部分でサンプル値は最大となり、パルス幅変調信号のパルス幅も最大値Ｗｍａｘとなる。この各パルス幅変調信号の面積はほぼ同一になるようにされ、つまり前述したように、リップルの各部に応じてパルス幅変調信号のパルス幅Ｗを同一とさせる従来のもの（図９Ｂ）と異なる。同一補正値の場合は、同一期間（周期）内におけるパルス幅変調値は、従来のものと同一実効値になるようにされている。補正なしの場合における１周期Ｔ_Ｖ内における各パルス幅変調信号の各パルス幅を前述のように予め求めておけば、充電電流制御のための補正値は同一値を用いることができ、各逆相対応値をその相対的比率を保持した状態で補正値に応じて変更すればよい。インバータ１６でのスイッチングのパルス幅の変化が図９Ａに示した状態になるように逆相生成部３１より生成される逆相対応値は入力３相電力と同期される。このため例えば降圧トランス３４を介してゼロクロス検出部３６が２本の電力線、例えば１０Ｕと１０Ｖ間に接続される。ゼロクロス検出部３６は図７に示すように電力線１０Ｕと１０Ｖ間の相間電圧波形２７_ＵＶがゼロ電圧レベルを切る時点Ｐ_Ｚを検出して、そのゼロクロス時点Ｐ_Ｚごとに同期パルスを出力し、これが逆相生成部３１へ供給される。逆相生成部３１では、入力されたゼロクロス点パルスと同期して、周期Ｔ_Ｖ＝Ｔ_Ａ／６の逆相波形３２のサンプル値列（逆相対応値列）を出力する。
【００１２】
実施形態１
この発明の実施形態１は、直流−直流変換器のスイッチング素子を、３相全波整流出力のリップル波形のピークで幅が最小に、谷で幅が最大になるパルス幅変調信号でスイッチング制御する構成にすると共に、３相電力の各相ごとに充電電流が所定値になるように制御する構成に対しこの発明を適用したものである。図１にこの実施形態１の機能構成を図８と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。
図７中に示した逆相波形３２の１周期Ｔ_Ｖ分の波形が波形メモリ３５に格納されている。理想的な３相交流電力に対する３相全波整流出力波形２８において、３相交流電力の振幅が決まり、かつスイッチング式ＤＣ−ＤＣ変換器１４のスイッチング周期が決まれば、そのリップルの１周期Ｔ_Ｖにおける各サンプル値を計算することができ、その各サンプル値の逆数を計算することができる。この逆数の各値、つまり１周期Ｔ_Ｖ分が波形メモリ３５に格納される。
【００１３】
一方、充電装置１２に入力される３相交流電力の１つの相間電圧がゼロクロス検出部３６へ入力され、その相間電圧のゼロクロス点Ｐ_Ｚが検出される。そのゼロクロス点が検出されるごとにｎ進カウンタ３７がリセットされる。ｎ進カウンタ３７は、ＰＷＭ生成部２６よりのパルス幅変調信号と同期したクロック、つまりインバータ１６のスイッチング素子に対するスイッチングと同期したクロックを計数し、このクロックの周期をＴ_Ｃとすると、ｎ＝Ｔ_Ｖ／Ｔ_Ｃ個のクロックを計数すると、リセットされ、再びゼロから計数することを繰り返すものである。
【００１４】
ｎ進カウンタ３７の計数値により波形メモリ３５の記憶波形が、全波整流出力波形２８のリップルと同期して順次読み出され、つまり逆相対応値が順次得られ、これが、補正部３３を通じてＰＷＭ生成部２６へ供給され、パルス幅変調信号が生成される。
インバータ１６の出力信号は出力値計算部４１へ供給され、出力値計算部４１はｎ進カウンタ３７のゼロリセット出力により制御されて、リップルの１周期Ｔ_Ｖにおけるインバータ出力信号の実効値又は平均値が計算され、この実効値又は平均値と、設定部４２からの設定された目標値との差が誤差演算部４３で求められ、その誤差出力が補正部３３へ供給され、補正部３３において、誤差演算部４３の出力がゼロになるように、つまり計算した実効値又は平均値が設定された目標値に近づくように、波形メモリ３５より出力された逆相対応値に対する補正が行われる。つまり、３相電力の各相ごとにＰＷＭパルスの１周期Ｔ_Ｖの平均値又は実効値が目標値になるように制御され、充電電流／電圧が所定値に保持される。出力値計算部４１の出力値は蓄電池１５に対する充電電流／電圧の実効値又は平均値と対応したものである。
【００１５】
この実施形態１では、隣接する相対応補正制御量の変動が検出され、その変動が所定値を超えると、欠相が生じたと判定される。図１においては、誤差演算部４３の出力誤差信号、つまり補正制御信号が、ｎ進カウンタ３７のゼロリセット出力により前回制御量保持部６１に一時格納され、変動検出部６２で誤差演算部４３の出力誤差信号と前回制御量保持部６１よりの１周期Ｔ_Ｖ前の誤差信号、つまり１相前の誤差信号との差、即ち制御量の変動量が検出され、この変動量が比較部６３でしきい値部６４のしきい値と比較され、しきい値を超えれば比較部６３の出力により充電停止部６５が制御され、充電動作が停止される。
【００１６】
図２Ａに示すように、欠相が生じていない状態では全波整流出力波形は曲線２８となり、そのリップル周期Ｔ_Ｖごとの出力値計算部４１の出力実効値はＥ_Ｎに対し、わずかな値ΔＥ_Ｎで変動したものとなる。従って、この場合の誤差演算部４３よりの出力誤差信号も図２Ｂの線６６に示すように、周期Ｔ_Ｖごとの変動はわずかであり、変動検出部６２より検出される変動量も小さな値であり、これはしきい値より小さなものとなり、充電停止部６５は制御されることはない。
【００１７】
しかし欠相が生じ、例えば電力線１０Ｕよりの電力が断になると全波整流出力波形は図２Ａの曲線２７_ＶＷとなる。つまり単相全波整流出力波形となる。従って出力値計算部４１の出力実効値は波形２７_ＶＷのピーク部分の１周期Ｔ_ＶにおいてはＥ_Ａ１と、欠相がない場合のその値Ｅ_Ｎとほぼ同一値となるが、ピーク部分の１周期Ｔ_Ｖの両側の１周期Ｔ_Ｖにおいては、Ｅ_Ａ１の２分の１より小さい値Ｅ_Ａ２となる。従ってこの場合の誤差演算部４３より出力誤差信号も図２Ｂの線６７で示すように、Ｅ_Ａ１と対応する部分は正常時と同様に小さな値ＣＶ_１であるが、Ｅ_Ａ２と対応する部分ではＣＶ_１に対し、格段と大きな値ＣＶ_２となる。変動検出部６２からＣＶ_１とＣＶ_２との差の絶対値が出力され、これはしきい値を超え、比較部６３の出力により充電停止部６５が制御されて、充電動作が停止することになる。
【００１８】
実施形態２
図３にこの発明の実施形態２を図１と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。
この実施形態２では３相全波整流回路１３よりの全波整流出力は電圧変換部５１に分岐供給されて全波整流出力が電圧に変換される。この場合、アイソレーション増幅器などを用いて電圧変換部５１の入力側と出力側とを絶縁することが好ましい。電圧変換部５１の出力電圧波形は、ＰＷＭ生成部２６からのクロックによりＡ／Ｄ変換部５２でサンプリングされてデジタル値に変換され、その各デジタル値の逆数が逆数計算部５３で検出され、この計算された逆数が逆相対応値として補正部３３を通じてＰＷＭ生成部２６へ供給される。
【００１９】
ＰＷＭ生成部２６よりのパルス幅変調信号は、ＤＣ−ＤＣ変換器１４へ供給されると共に、出力値計算部４１へも分岐供給される。ゼロクロス検出部３６よりのゼロクロス点Ｐ_Ｚ検出パルスが制御パルス生成部７１に入力されてゼロクロスパルスと同期した周期Ｔ_Ｖのパルスが生成され、この周期Ｔ_Ｖの制御パルスにより出力値計算部４１が制御されて出力値計算部４１は検出ゼロクロス点を基準として期間Ｔ_Ｖごとの実効値又は出力値を計算し、これと、設定値との差を求め、各周期Ｔ_Ｖごとに充電電流の補正を行う。
【００２０】
この出力値計算部４１の出力値も、蓄電池１５に対する充電電流／電圧の実効値又は平均値と対応したものである。
制御パルス生成部７１より、この制御パルスにより電圧変換部５１の出力電圧をサンプリング部７２でサンプリングし、そのサンプリング値としきい値部６４からのしきい値とを比較部６３で比較する。正常状態では図２Ａから理解されるように、サンプリング部７２の出力サンプリング値はほぼＬ_Ｎであるが、例えば電力線１０Ｕよりの電力が断になれば、周期Ｔ_Ｖごとのサンプリングにおいて、連続する３回のサンプリング値中の２回はほぼＬ_Ｎであるが、１回は０となる。よって、比較部６３でサンプリング部７２の出力サンプリング値が０となった時に、つまりサンプリング値がしきい値以下になると、比較部６３の出力で充電停止部６５が制御されて、充電動作が停止される。
この図３においても誤差演算部４３の出力側に、図１に示したように前回制御量保持部６１と変動検出部６２を設け、変動検出部６２の出力を比較部６３へ供給してもよい。なおしきい値部６４のしきい値は制御量の変動量と比較する場合とサンプリング値と比較する場合とでは異なった値に設定することは当然である。
【００２１】
実施形態３
この発明は逆相対応値を用いる場合に限らず、図６に示した従来装置のように、３相全波整流出力波形のリップルの位相に無関係に図９Ｂに示したように同一幅でスイッチング素子をスイッチング制御する場合にもこの発明を適用することができる。この場合の実施形態を図４に、図３及び図６と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この例では図３に示したように、全波整流回路１３の出力が電圧変換部５１で電圧に変換され、ゼロクロス検出部３６の検出パルスに基づき、制御パルス生成部７１で生成された制御パルスにより、電圧に変換された全波整流出力波形がサンプリング部７２でサンプリングされ、そのサンプリング値としきい値とが比較部６３で比較され、しきい値以下であれば充電停止部６５が制御される。制御部２１には逆相生成部３１は設けられることなく、図６に示したと同様の構成とされている。
図３に示した実施形態２において、３相電力の各相ごとの同一サンプル位相のサンプル値を記憶・平均部５６で平均し、その平均値を利用してもよい。
【００２２】
実施形態４
図５にこの発明の実施形態４を、図１、図３、図６と対応する部分に同一参照番号を付けて示す。この実施形態４は図６に示した従来の装置の制御部２１と同様に逆相対応値を用いない場合であり、図１と同様にインバータ１６の出力が出力値計算部４１に入力され、制御パルス生成部７１からの制御パルスにより、ゼロクロス点Ｐ_Ｚと同期して周期Ｔ_Ｖごとに実効値又は平均値が出力値として計算され、この出力値と設定部４２の設定値との誤差が誤差演算部４３で演算され、その誤差信号に応じて補正部２４において基準値に対する制御が行われる。図１に示した場合と同様に、誤差信号の１周期Ｔ_Ｖ前の誤差信号に対する変動量が変動検出部６２で検出され、この変動量がしきい値を超えると、充電停止部６５が制御される。
【００２３】
逆相対応値を利用する場合は、図９Ａに示したように各パルス幅変調信号の面積は同一となり、３相全波整流出力２８のピーク部分で特にパワーが大きくなることなく、電流容量の小さい素子でＤＣ−ＤＣ変換器１４を構成することができ、安価な充電装置とすることができる。またＰＷＭ生成部２６の出力又はインバータ１６の出力の実効値（平均値）が設定値になるように制御する場合は、従来の電流検出部１９の検出による制御のような遅れを伴うことなく充電電流を制御することができる。
上述した各実施形態において直流−直流変換器１４にインバータ１６を用いたがチョッパを用いてもよい。
【００２４】
【発明の効果】
以上述べたように、この発明によれば、１つのトランスを用いて欠相を検出することができ、全体としての構造を小型にすることができる。特に逆相対応値を利用する場合は、その逆相対応値処理のために用いるゼロクロス検出部を利用することができ、欠相検出のために特にトランスを設ける必要がない。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施形態１の機能構成例を示す図。
【図２】Ａは正常状態と欠相状態の全波整流出力波形例を示す図、Ｂは正常状態と欠相状態の制御（誤差）信号の例を示す図である。
【図３】この発明の実施形態２の機能構成例を示す図。
【図４】この発明の実施形態３の機能構成例を示す図。
【図５】この発明の実施形態４の機能構成例を示す図。
【図６】従来の３相充電装置の機能構成例を示す図。
【図７】全波整流出力波形とそのリップルの逆相波形を示す図。
【図８】逆相対応値を利用した充電装置の機能構成例を示す図。
【図９】パルス幅変調信号の例を示す図。

Claims

入力３相交流電力を全波整流回路で全波整流し、その整流出力を、スイッチング式直流−直流変換器を介して蓄電池へ供給して充電を行う３相入力充電装置において、
上記入力３相交流電力の３本の電力線中の２本間に接続され、１つの相間電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
上記ゼロクロス検出部の検出ゼロクロス点と同期し、その隣接ゼロクロス点間の３分の１ごとに、上記蓄電池への充電電流又は電圧の実効値あるいは平均値を出力値として計算する出力値計算部と、
上記出力値と設定値との誤差を誤差信号として演算する誤差演算部と、
上記誤差信号がゼロになるように上記スイッチング式直流−直流変換器のスイッチング素子に対するスイッチング信号の幅を制御する補正部と、
上記ゼロクロス点間の３分の１ごとの上記誤差信号のその前の誤差信号に対する変動量を検出する変動検出部と、
上記検出した変動量がしきい値を超えると充電動作を停止させる充電停止部とを具備することを特徴とする３相入力充電装置。
入力３相交流電力を全波整流回路で全波整流し、その整流出力を、スイッチング式直流−直流変換器を介して蓄電池へ供給して充電を行う３相入力充電装置において、
上記全波整流出力を電圧に変換する電圧変換部と、
上記入力３相交流電力の３本の電力線中の２本間に接続され、１つの相間電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
上記ゼロクロス検出部の検出ゼロクロス点と同期し、その隣接ゼロクロス点間の３分の１ごとに、上記電圧変換部の出力をサンプリングするサンプリング部と、
サンプリング部のサンプリング値としきい値以下になると充電動作を停止させる充電停止部と
を具備することを特徴とする３相入力充電装置。