JP2005006030A

JP2005006030A - Temperature compensated piezoelectric oscillator

Info

Publication number: JP2005006030A
Application number: JP2003167104A
Authority: JP
Inventors: Tomio Sato; 富雄佐藤
Original assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Current assignee: Toyo Communication Equipment Co Ltd
Priority date: 2003-06-11
Filing date: 2003-06-11
Publication date: 2005-01-06

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a temperature compensation system which has simple circuit configuration and high temperature compensation accuracy and consequently reduces noise and is made low-cost and is suitable for a portable telephone or the like. <P>SOLUTION: The temperature compensation system includes: a crystal oscillation circuit 12 provided with a crystal vibrator 11; a varactor diode 14 whose capacitance varies with a voltage across the varactor diode 14; a temperature sensor section 101 for sensing ambient temperature; a function generator section 102 for generating a voltage approximate to a cubic function on the basis of a voltage from the temperature sensor section 101; a low pass filter section 103 for composing signals from the function generator section 102 and the temperature sensor section 101 to eliminate noise in the signals; and a reference voltage generating section 104 for applying a reference voltage of the function generator section 102 and the low pass filter section 103 to them. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、水晶振動子等の圧電振動子を使用した圧電発振器に関し、特に簡単な回路構成によってＡＴカット水晶振動子の発振周波数の温度補償が可能な温度補償型圧電発振器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯電話に代表される陸上移動体通信は拡大の一途を辿っている。それと同時に、携帯電話の普及もすさまじく技術開発競争は激化している。携帯電話に使用される水晶発振器も小型化、ローコスト化、更に高性能化が要求されている。特にＧＰＳシステムとの共存を要求されるシステムでは温度特性が優れているだけでなく、低ノイズ化が強く要求されている。
図４に携帯電話に使用されている水晶振動子（Ａｔ−Ｃｕｔ）の切断角度の違いによる温度特性を示す。図に示す様に振動子の温度特性は３次関数に近い特性を示すが、これだけでは特性上十分ではなくこの特性を相殺するような温度補償が必要となる。従来技術では、優れた温度特性のみが要求されてきたため、ＩＣ化技術も加わり、その温度補償方式は複雑になり、温度特性では優れたものを得たが、低ノイズ化の技術では満足できるものが少なかった。また、優れた温度特性と共に衛星システムとの共存のなかで強く低ノイズ化が要求されているのが現状である。
従来の温度補償方式は大きく直接温度補償方式と間接温度補償方式に分けることができる。図９は直接温度補償方式の補償回路の一例を示す図である。この方式は発振回路の発振ループ内にサーミスタと抵抗及びコンデンサにより補償回路を構成し、サーミスタの温度による抵抗変化をリアクタンスに変換し温度補償するもので、回路構成は非常にシンプルである。そして補償曲線は３次曲線に近いものであるが、頂点を持たない単一増加であるため補償温度範囲の高温側、低温側の限界付近で補償量が極端に増加する。そのため補償精度に限界があり優れた温度特性を得ることが難しいといった問題がある。
また間接温度補償方式は、温度補償特性を得るための電圧を発生させる関数発生部を発振回路ループ外に設け、発生電圧を発振ループ内に設けた可変容量ダイオードに印加し温度補償を行うものである。そして温度補償電圧を発生する方法には、サーミスタと抵抗等により構成し、ＩＣ化技術を駆使し半導体の接合電位の温度特性を使用し多次関数を発生させる方式、補償電圧を予めメモリに保存し、温度変化に基づき電圧を印加するデジタル温度補償方式、演算増幅器を用いた分割線近似方式等がある。いずれにしても、補正電圧発生回路が非常に複雑になり、そのため回路からの雑音発生が大きく低ノイズ化が難しいといった問題がある。
【０００３】
図１０は従来技術として特許第３２５３２０７号に開示されている温度補償水晶発振器のブロック図である。本方式では温度センサ部１０１より温度変化を電圧変化に変換し電圧関数発生回路１０２〜１０６へ入力する。ここでは５つの発生回路を設け、図１１に示す様に５本の近似直線に分割し、それを改めて電圧加算器１０７で折れ線関数に近似し、それを可変容量ダイオード１４へ入力している。図１２に２つの演算増幅器１１０、１１１で構成された１つの分割回路を示す。直線のみによる近似で良い場合には多くの分割が必要になり、大規模な回路構成が必要になる。そのためコストアップ及び発生ノイズの増加、それによる位相雑音特性の劣化も発生する。
図１３は従来技術として実開昭６１−９５１０４号公報に開示されている温度補償水晶発振器のブロック図である。図１４に説明図を示し説明する。温度センサ２０１からの入力により電圧関数発生回路２０２の出力は３次曲線の低温側頂点まで単調上昇し飽和し一定電圧となる。同様に電圧関数発生回路２０３は高温側頂点まで一定でその後単調上昇する。それぞれの出力はダイオードＤ１４、１５のアノードに印加され容量を可変する。よってその変化は低温側で容量が低下、周波数を高くする。頂点間は電圧が一定で容量変化無し、高温側では容量が大、周波数を低下させる。また温度補償用コンデンサＣ１６、１７、１８、１９は温度上昇に対し容量が単調に減少するため周波数は単調に上昇する。即ち、先ほどの頂点間の周波数はこのコンデンサの影響により周波数が上昇する。尚、低温側、高温側ともこのコンデンサの影響を受けて周波数は上昇しているがコンデンサの影響を加味した変化量を補償していることは言うまでもない。
このように総合的には振動子の３次曲線を補償することができるが、本方式では頂点間温度の補正を容量、温度特性共にばらつきが大きい温度補償用コンデンサに頼った補償方式であるため、当然補償精度のばらつきが大きく量産化に適さないといった問題がある。
【特許文献１】特許第３２５３２０７号
【特許文献２】実開昭６１−９５１０４号公報
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら上記の直接温度補償方式では回路は非常にシンプルであり、低ノイズという利点はあるが、補償曲線が頂点を持たない温度上昇に対し一方向増加の近３次曲線となるため、低音側、高温側の両サイドで極端に周波数補償量が増加するため優れた温度特性を得にくいといった問題がある。
また特許文献１については、発振周波数温度特性に対し３次補償曲線をもとめ、曲線上に交点をもつ最適な直線補償方式を求め、全ての直線を任意に設定するという複雑な方法を取り入れているため、振動子の温度特性に非常に柔軟な対応が可能であり、優れた温度特性を得ることができるが、回路構成が非常に複雑となるため必然的にコストアップ、及び回路から発生するノイズが大きく位相雑音特性を悪化させる問題がある。
また特許文献２では簡易な直線補償方式を取り入れており、低ノイズ化は図られているようだが、温度補償コンデンサという、ばらつきが大きく信頼性の低いデバイスを使用しているため量産化に適さないと言う問題点がある。
本発明は、かかる課題に鑑み、簡単な回路構成でしかも温度補償精度が高く、それにより低ノイズ化が図れて低コストが可能な携帯電話等に適した温度補償方式を提供することを目的する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
本発明はかかる課題を解決するために、請求項１は、所定の周波数で励振される圧電素子を備えた圧電振動子と、該圧電素子に電流を流して励振させる発振用増幅器と、温度変化による発振周波数の変化を補償する周波数温度補償回路と、を備えた圧電発振器であって、前記周波数温度補償回路は、周囲温度を検出して電圧変化に変換する温度センサ部と、該温度センサ部からの入力電圧に基づいて単調増加近似３次関数を発生する関数発生部と、前記センサ部と関数発生部との出力値を合成して反転増幅し、更に低ノイズ化を図るローパスフィルタ部と、所定の電位を有する基準電圧を発生する基準電圧発生部と、前記ローパスフィルタ部の出力電圧に基づいて容量が変化する可変容量素子と、を備え、前記関数発生部は、前記圧電素子が有する３次関数の温度特性の低温側の起点から高温側の終点までの各変曲点において、夫々増幅利得を変化させることにより、前記単調増加近似３次関数の電圧を出力し、該単調増加近似３次関数電圧と前記温度センサ部からの出力電圧とを合成して前記ローパスフィルタ部を介して前記可変容量素子に印加することにより、前記圧電発振器の負荷容量を変化させて前記圧電振動子の発振周波数の温度特性を補償することを特徴とする。
ＡＴカットによる水晶振動子の温度特性は略３次関数的に変化する。この温度特性に対して、理想的には相反する特性をもつように、発振ループ内の負荷容量を変化させて補正することである。しかし、この特性を持つ回路を実現することは不可能ではないが、現実的に回路構成が非常に複雑となり、その分コストアップを避けることができず、さらに回路の複雑さからくる位相特性の劣化が問題となる。従って、回路構成は可能な限り簡単な程良いのは言うまでもない。しかし、従来の回路では低温と高温の端部での特性が実際より異なった特性となり、正確に補正することができなかった。そこで本発明では、関数発生部に備えた演算増幅器の増幅利得を、圧電素子が有する３次関数の温度特性の低温側の起点から高温側の終点までの各変曲点において変化させることにより、単調増加近似３次関数的に変化する電圧を生成し、その電圧とセンサ部の出力電圧を合成することにより近似３次関数の電圧を発生させ、その電圧をローパスフィルタを介して反転増幅して可変容量素子に印加して可能な限りＡＴカットによる水晶振動子の温度特性に近づけるものである。
かかる発明によれば、関数発生部の出力とセンサ部の出力電圧を合成した時に近似３次関数的に変化する制御電圧を発生させ、ローパスフィルタを介して可変容量素子に印加するので、可変容量素子の容量変化によりＡＴカットによる水晶振動子の温度特性を正確に補正することができる。
【０００６】
請求項２は、前記関数発生部は、複数の抵抗素子と、温度により抵抗値が変化する第１及び第２のサーミスタと、入力抵抗の値と帰還抵抗の値の比率により利得を決定する演算増幅器とを備え、前記第１のサーミスタと固定抵抗とを並列接続して前記演算増幅器の前記入力抵抗とし、前記第２のサーミスタと固定抵抗とを直列接続して前記演算増幅器の前記帰還抵抗とすることにより、前記演算増幅器の利得を温度により変化させることを特徴とする。
関数を発生する手段は各種あるが、本発明ではサーミスタと演算増幅器を使用して発生させる。基本的には、演算増幅器の利得が帰還抵抗と入力抵抗の比で決定されることを利用して、入力抵抗と帰還抵抗にサーミスタ使用し、温度によりその比率が変化することにより実現している。
かかる発明によれば、関数発生の手段が入力抵抗と演算増幅器の帰還抵抗にサーミスタを使用し、温度により入力抵抗と帰還抵抗の比率を変えることにより演算増幅器の利得を変化させて単調増加近似３次関数の電圧を発生するので、簡単な回路構成で比較的正確な３次関数の電圧を発生することができる。
請求項３は、前記関数発生部は、前記圧電素子が有する３次関数の温度特性の低温側の起点から低温側の変曲点に亘り、単位温度あたりの電圧が大きく変化するように利得を制御し、且つ前記低温側変曲点を越えた点より高温側変曲点に亘り、単位温度あたりの電圧が小さく変化するように利得を制御し、更に前記高温側変曲点を越えた点より前記高温側の終点に亘り、単位温度あたりの電圧が大きく変化するように利得を制御することにより、前記単調増加近似３次関数の電圧を出力することを特徴とする。
圧電素子が有する３次関数の温度特性は２つの変曲点を有する。従って、この変曲点毎に演算増幅器の利得が変化するように制御すれば、単調増加近似３次関数の電圧を生成することが可能である。
かかる発明によれば、演算増幅器の利得制御により単調増加近似３次関数の電圧を生成するので、制御が容易となり回路構成が簡略化される。
【０００７】
請求項４は、前記ローパスフィルタ部は、前記関数発生部と前記温度センサ部からの出力電圧とを合成することにより、前記単調増加近似３次関数から２つの変曲点を有する近似３次関数に変換した出力電圧を生成することを特徴とする。
関数発生部から発生する近似３次関数は、センサ部の電圧変化と逆に単調増加しながら変化する電圧である。従って、単調増加する直流分をキャンセルする必要がある。そこで本発明では、センサ部から発生される温度変化に応じた直線的に変化する電圧と、関数発生部から発生する単調増加近似３次関数を抵抗により合成することにより直流分をキャンセルすることができる。
かかる発明によれば、センサ部との電圧と関数発生部の出力電圧を合成するので、単調増加近似３次関数から近似３次関数へ変換することができる。
請求項５は、前記ローパスフィルタ部は、演算増幅器の出力を容量素子を介して該演算増幅器の同相入力に帰還することにより、補償電圧に重畳する高周波雑音を遮断するローパスフィルタを構成することを特徴とする。
関数発生部の出力電圧には高周波のノイズが含まれており、このノイズは位相雑音となり位相特性を悪化させる原因となる。そこで高周波のノイズを除去するためにローパスフィルタを同時に構成し、さらに反転増幅して近似３次関数に変換した出力電圧を生成している。
かかる発明によれば、演算増幅器の出力を容量素子を介してこの演算増幅器の同相入力に帰還するので、アクティブ・ローパスフィルタを構成し、位相特性を改善することができる。
請求項６は、前記可変容量素子はバラクタ、可変容量ダイオード若しくは、印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いたことを特徴とする。
容量が外部の印加電圧により変化すれば、可変容量素子として、可変容量ダイオード、接合型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、ＭＯＳ型ＦＥＴのゲート・ソース又はゲート・ドレイン容量、バイポーラトランジスタのベース・エミッタ容量、又はベース・コレクタ容量を用いても本発明の発振器を構成することができる。
かかる発明によれば、可変容量素子として可変容量ダイオードや印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【０００８】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を図に示した実施形態を用いて詳細に説明する。但し、この実施形態に記載される構成要素、種類、組み合わせ、形状、その相対配置などは特定的な記載がない限り、この発明の範囲をそれのみに限定する主旨ではなく単なる説明例に過ぎない。
図１は本発明の実施形態に係る温度補償方式のブロック図である。この温度補償方式は、水晶振動子１１を備えた水晶発振回路１２と、両端の電位差により容量が変化する可変容量ダイオード１４と、周囲温度を検出する温度センサ部１０１と、温度センサ部１０１の電圧に基づいて近似３次関数電圧を発生する関数発生部１０２と、関数発生部１０２と温度センサ部１０１の信号を合成して信号のノイズを除去するローパスフィルタ部１０３と、関数発生部１０２とローパスフィルタ部１０３内の差動増幅器の基準となる電圧を供給する基準電圧発生部１０４とを備えて構成される。
図２は図１の温度補償方式の動作を説明する説明図である。同図内の▲１▼は発振回路１２の水晶振動子１１の温度特性、▲２▼は温度センサ部１０１の出力特性、▲３▼は関数発生部１０２の出力特性、▲４▼はローパスフィルタ部１０３の出力特性、▲５▼は可変容量ダイオード１４の出力補償容量変化に伴う周波数可変特性を表す。
【０００９】
図３は図１の実施形態に係る温度補償方式の具体的な回路例を表す図である。
抵抗Ｒ１、Ｒ２、ダイオードＤ１、オペアンプＩＣ１が温度センサ部１０１を構成し、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ６、Ｒ７が基準電圧発生部１０４を構成し、サーミスタＴＨ１、ＴＨ２、抵抗Ｒ８、Ｒ９、オペアンプＩＣ２が関数発生部１０２を構成し、オペアンプＩＣ３、抵抗Ｒ１０、Ｒ１１、Ｒ１２、Ｒ１３、コンデンサＣ２、Ｃ１がローパスフィルタ部１０３を構成している。
即ち、この回路は、定電圧源に接続された抵抗Ｒ１とダイオードＤ１を直列に接続し、カソードから抵抗Ｒ２を介して接地する。そしてその接続点からオペアンプＩＣ１の（＋）側入力端子に接続し、（−）側入力端子は定電圧と接地間に直列接続された抵抗Ｒ３とＲ４との接続点と接続する。オペアンプＩＣ１の出力端子は、３つに分岐しており、そのうち一つ目の分岐路は帰還抵抗Ｒ５により（−）側入力端子と接続し、二つ目の分岐路はサーミスタＴＨ１と抵抗Ｒ８の並列回路を介し、オペアンプＩＣ２の（−）側入力端子と接続し、三つ目の分岐路は、Ｒ１１を介してオペアンプＩＣ３の（−）側入力端子と接続される。オペアンプＩＣ２の（−）側入力端子からさらにサーミスタＴＨ２と帰還抵抗Ｒ９を直列接続してオペアンプＩＣ２の出力端子に接続し、オペアンプＩＣ２の（＋）側入力端子は定電圧と接地間に直列接続された抵抗Ｒ６とＲ７との接続点と接続する。またオペアンプＩＣ２の出力端子は抵抗Ｒ１０を介してオペアンプＩＣ３の（−）側入力端子と接続され、ここから帰還抵抗Ｒ１２によりオペアンプＩＣ３の出力端子と接続されている。更にオペアンプＩＣ３の出力端子はコンデンサＣ２を介して（＋）側入力端子に接続され、更に、オペアンプＩＣ３の（＋）側入力端子を抵抗Ｒ１３を介して抵抗Ｒ６とＲ７との接続点に接続し、この接続点はコンデンサＣ１を介し接地される。またオペアンプＩＣ３の出力端子は抵抗Ｒ１４を介して可変容量ダイオードＤ４のカソードに接続し、アノード側は抵抗Ｒ１５を介して接地されている。この可変容量ダイオードＤ４は発振器の負荷容量となるように発振器回路内に組入れる。
【００１０】
次に図１、図２、図３を参照して本実施形態の温度補償方式の動作について説明する。温度センサ部１０１は、その出力電圧が、▲２▼のように温度上昇に対し単調減少し、振動子の変曲点温度（図２のｃ点）で動作電圧のセンター（センター電位）となるように設定したものである。また基準電圧発生部１０４の出力電圧は、動作電圧のセンター電位に設定する。そして▲１▼の振動子の温度特性より、変曲点温度（ｃ点）より低温側（図２のａ点）では、サーミスタＴＨ１とＴＨ２の抵抗値は大きい値を示す。そして、このときサーミスタＴＨ１の抵抗値が抵抗Ｒ８より十分大きいものであれば、関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の入力抵抗値はサーミスタＴＨ１に並列接続する抵抗Ｒ８の抵抗値で支配的に決定される。また、関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の帰還抵抗値は、サーミスタＴＨ２の抵抗値で支配的に決定される。その結果、温度の点では関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の利得は大きく、単位温度あたりの電圧変化は大きくなる。その理由は、オペアンプＩＣ２の利得は、帰還抵抗（ＴＨ２＋Ｒ１０）とＲ８とＴＨ１の並列抵抗値の比で決まるためである。
次に周囲温度が変曲点温度（図２のｂ点）に近づくに従い、サーミスタＴＨ１の抵抗値及びサーミスタＴＨ２の抵抗値が減少し、そのときに於いても例えば、サーミスタＴＨ１の抵抗値が抵抗Ｒ８より大きいものであれば、関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の利得が低下し、単位温度あたりの電圧変化は小さくなる。
従って、低温側ａ〜ｃの範囲では、オペアンプＩＣ２の出力電圧は、温度上昇に伴いオペアンプＩＣ１の出力電圧の低下とオペアンプＩＣ２を有する反転増幅回路の利得の低下とが相乗し、図２の▲３▼に示すごとく曲線特性となる。
【００１１】
次に変曲点温度（ｃ点）より高温側では、温度上昇に伴うサーミスタＴＨ１とＴＨ２の抵抗値の低下により、例えば、サーミスタＴＨ２の抵抗値が抵抗Ｒ９より十分小さいものであれば関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の帰還抵抗値はサーミスタＴＨ２に直列接続する抵抗Ｒ９の抵抗値が支配的となりほぼ一定値を示す。また入力抵抗値はサーミスタＴＨ１の抵抗値が支配的になる。その結果、変曲点近くではサーミスタＴＨ１の抵抗値は大きく、オペアンプＩＣ２の利得は小さく単位温度当りの電圧変化は小さいが、温度が上昇するに従いサーミスタＴＨ１の抵抗値は急激に小さくなり、オペアンプＩＣ２の利得は急激に増加する。このことにより低温度側では低い電圧、変曲点近傍では滑らかな上昇、高温度側では急激に高い電圧を示し単調増加近似３次関数を示す。
次にローパスフィルタ部１０３は、オペアンプＩＣ３を使用するアクティブ・ローパスフィルタを構成する。即ちオペアンプＩＣ３の出力信号をコンデンサＣ２を介し同オペアンプＩＣ３の（＋）入力へ同相帰還することにより、補償電圧に重畳する高周波ノイズを遮断する。同時に、図２の▲３▼に示す関数発生部１０２の出力電圧と図２の▲２▼に示す温度センサ部１０１の出力電圧とを抵抗Ｒ１０、Ｒ１１を介して、同オペアンプＩＣ３の（−）入力端子に入力し反転増幅する。またオペアンプＩＣ３の（＋）入力端子は抵抗Ｒ１３を介して基準電圧発生部（抵抗Ｒ６、Ｒ７で構成）に接続し、関数発生部１０２のオペアンプＩＣ２の（＋）入力端子と同じく動作電圧のセンター電位が印加される（図２の▲４▼）。このような回路設定によってローパスフィルタ部１０３の出力電圧は、図２の▲４▼に示すような温度変化に対して、近似３次関数的変化を呈する。そしてローパスフィルタ部１０３の出力電圧は高抵抗Ｒ１４を介し可変容量ダイオードＤ４のカソードに印加されるので、これに伴いダイオードＤ４容量を変化させて、水晶発振器の周波数を図２の▲５▼に示す如く、可変するよう制御するので、当該周波数制御による周波数変化と図２の▲１▼に示す水晶振動子の周波数温度特性とが相殺することで水晶発振器の周波数温度特性は安定する。
【００１２】
次に図３の実施形態に係る温度補償方式の具体的な回路の実施定数例を示し、そのシミュレーション結果について説明する。
尚、Ｒ１＝６．５ｋΩ、Ｒ２／Ｒ３／Ｒ４／Ｒ１１＝１０ｋΩ、Ｒ５＝可変、Ｒ６／Ｒ７／Ｒ１３／Ｒ１４／Ｒ１５＝１００ｋΩ、Ｒ１２＝５１ｋΩ、Ｃ１／Ｃ２／Ｃ３＝１００００ｐＦ、Ｄ１＝１Ｓ９５３、Ｄ４＝ＭＡ２Ｓ３０４、ＩＣ１／ＩＣ２／ＩＣ３＝ＴＣ７５Ｓ５１ＦＵ、Ｃｐ＝２２ｐＦ、Ｃｓ＝３０ｐＦ、Ｘｔａｌ：Ａｔ−Ｃｕｔ μ（切断角度）＝２°５１′、Ｆｒｅｑ＝１３ＭＨｚ、Ｃ０＝１．３５ｐＦ、γ＝２４０、ここで、Ｃ０：振動子の電極間容量、Ｃ１：振動子の直列共振容量、γ＝Ｃ０／Ｃ１：容量比とした。
図５は、本発明回路の補償電圧出力シミュレーション結果を示す図である。縦軸に電圧Ｖ（Ｖｄｃ）を示し、横軸は温度（℃）を示す。また、特性２０は温度センサ部１０１の出力特性を表し、特性２１はローパスフィルタ部１０３の出力特性を表し、特性２２は関数発生部１０２の出力特性を表す。この図から明らかなように、温度センサ部１０１出力２０は単調減少で−１０ｍＶ／℃を示し、関数発生部１０２は単調増加した近似３次関数を示す。またローパスフィルタ部１０３の出力２１は低温度側で凹、高温度側で凸の頂点を持つ近似３次関数を示すことが解る。
【００１３】
図６は本発明の実施形態の振動子の周波数温度特性と温度補償周波数偏差及び温度補償された水晶発振器の周波数温度特性のシミュレーション結果を示す図である。縦軸に温度補償周波数偏差Δｄｆ／ｆ（ｐｐｍ）を表し、横軸は温度ｔ（℃）を表す。この図から特性３２は振動子の温度特性を表し、特性３３は本発明による温度補償周波数偏差の特性を表し、特性３４は補償結果の特性を表す。尚、振動子は温度補償型発振器に一般的に使用される１３ＭＨｚのＳＭＤタイプとし、γ＝２４０、Ｃ０＝１．３５ｐＦとする。また発振回路はコルピッツ型とする。この結果では、で−２０〜７０℃（Ａで囲まれた範囲）で±２．５ｐｐｍ以内の周波数安定度が得られることが確認できた。

図７は、本発明回路のローパスフィルタ部１０３のシミュレーション回路であり、図８はシミュレーション結果を示す図である。この図から、本発明回路に示す定数では遮断周波数は１０Ｈｚであり、１ＫＨｚでほぼ２０ｄＢの減衰を示すことが解る。この周波数特性は、温度変動に対する補償の追従性、また高周波減衰特性としては十分である。尚、図１０の定数は
Ｒ１１’＝５ｋΩ、Ｒ６／Ｒ７／Ｒ１２／Ｒ１３＝１００ｋΩ、Ｃ１／Ｃ２／Ｃ３＝１００００ｐＦ、ＩＣ３＝ＴＣ７５Ｓ５１ＦＵとする。
【００１４】
【発明の効果】
以上記載のごとく請求項１の発明によれば、関数発生部の出力とセンサ部の出力電圧を合成した時に近似３次関数的に変化する制御電圧を発生させ、ローパスフィルタを介して可変容量素子に印加するので、可変容量素子の容量変化によりＡＴカットによる水晶振動子の温度特性を正確に補正することができる。
また請求項２では、関数発生の手段が入力抵抗と演算増幅器の帰還抵抗にサーミスタを使用し、温度により入力抵抗と帰還抵抗の比率を変えることにより演算増幅器の利得を変化させて単調増加近似３次関数の電圧を発生するので、簡単な回路構成で比較的正確な３次関数の電圧を発生することができる。
また請求項３では、演算増幅器の利得制御により単調増加近似３次関数の電圧を生成するので、制御が容易となり回路構成が簡略化される。
また請求項４では、センサ部との電圧と関数発生部の出力電圧を合成するので、単調増加近似３次関数から近似３次関数へ変換することができる。
また請求項５では、演算増幅器の出力を容量素子を介してこの演算増幅器の同相入力に帰還するので、アクティブ・ローパスフィルタを構成し、位相雑音特性を改善することができる。
また請求項６では、可変容量素子として可変容量ダイオードや印加電圧により容量が可変する半導体デバイスを用いることもできるので、回路構成に幅が拡がり、それに伴って回路特性のバリエーションが広くなる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態に係る温度補償方式のブロック図である。
【図２】本発明の図１の温度補償方式の動作を説明する説明図である。
【図３】本発明の温度補償方式の実施形態の一例を示す回路図である。
【図４】携帯電話に使用されている水晶振動子（Ａｔ−Ｃｕｔ）の切断角度の違いによる温度特性を示す図である。
【図５】本発明の補償電圧出力シミュレーション結果を示す図である。
【図６】本発明の実施形態の振動子の温度特性と温度補償周波数偏差及び補償のシミュレーション結果を示す図である。
【図７】本発明のローパスフィルタ部１０３のシミュレーション回路である。
【図８】本発明のローパスフィルタ部のシミュレーション結果を示す図である。
【図９】本発明の直接温度補償方式の補償回路の一例を示す図である。
【図１０】直接温度補償方式の補償回路の一例を示す図である。
【図１１】５本の近似直線に分割した図である。
【図１２】２つの演算増幅器１１０、１１１で構成された１つの分割回路を示す図である。
【図１３】従来技術として実開昭６１−９５１０４号公報に開示されている温度補償水晶発振器のブロック図である。
【図１４】従来の温度補償方式の説明図である。
【符号の説明】
１、２コンデンサ、３、４サーミスタ、１１水晶振動子、１２水晶発振回路、１４可変容量ダイオード、１０１温度センサ部、１０２関数発生部、１０３ローパスフィルタ部、１０４基準電圧発生部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a piezoelectric oscillator using a piezoelectric resonator such as a crystal resonator, and more particularly to a temperature compensated piezoelectric oscillator capable of temperature compensation of an oscillation frequency of an AT cut crystal resonator with a simple circuit configuration.
[0002]
[Prior art]
Land mobile communications represented by mobile phones are steadily expanding. At the same time, the competition for technological development is intensifying due to the proliferation of mobile phones. Crystal oscillators used in mobile phones are also required to be smaller, lower cost, and higher performance. In particular, a system that requires coexistence with a GPS system not only has excellent temperature characteristics, but also strongly requires low noise.
FIG. 4 shows temperature characteristics depending on a difference in cutting angle of a crystal resonator (At-Cut) used in a mobile phone. As shown in the figure, the temperature characteristics of the vibrator show characteristics close to a cubic function. However, this is not sufficient in terms of characteristics, and temperature compensation is required to cancel the characteristics. In the conventional technology, only excellent temperature characteristics have been required, so IC technology has also been added, the temperature compensation method has become complicated, and excellent temperature characteristics have been obtained, but the low noise technology is satisfactory There were few. In addition, the present situation is that there is a strong demand for low noise in coexistence with satellite systems together with excellent temperature characteristics.
Conventional temperature compensation methods can be broadly divided into direct temperature compensation methods and indirect temperature compensation methods. FIG. 9 is a diagram showing an example of a direct temperature compensation type compensation circuit. In this method, a thermistor, a resistor, and a capacitor are formed in the oscillation loop of the oscillation circuit, and the resistance change due to the temperature of the thermistor is converted into reactance to compensate the temperature, and the circuit configuration is very simple. The compensation curve is close to a cubic curve, but since it is a single increase without a vertex, the amount of compensation increases extremely near the limits on the high temperature side and low temperature side of the compensation temperature range. For this reason, there is a problem in that it is difficult to obtain excellent temperature characteristics due to limitations in compensation accuracy.
The indirect temperature compensation method is a function generator that generates a voltage for obtaining temperature compensation characteristics outside the oscillation circuit loop and applies the generated voltage to a variable capacitance diode provided in the oscillation loop to perform temperature compensation. is there. The temperature compensation voltage is generated by using a thermistor and resistors, etc., using IC technology to generate the multi-order function using the temperature characteristics of the semiconductor junction potential, and storing the compensation voltage in the memory in advance. There are a digital temperature compensation method for applying a voltage based on a temperature change, a dividing line approximation method using an operational amplifier, and the like. In any case, there is a problem that the correction voltage generation circuit becomes very complicated, and therefore noise generation from the circuit is large and it is difficult to reduce the noise.
[0003]
FIG. 10 is a block diagram of a temperature compensated crystal oscillator disclosed in Japanese Patent No. 3253207 as a prior art. In this method, the temperature sensor unit 101 converts a temperature change into a voltage change and inputs it to the voltage function generation circuits 102 to 106. Here, five generation circuits are provided, and are divided into five approximate lines as shown in FIG. 11, which are approximated to a polygonal line function by the voltage adder 107 again and input to the variable capacitance diode 14. FIG. 12 shows one divided circuit composed of two

operational amplifiers

110 and 111. When approximation using only a straight line is sufficient, many divisions are required, and a large-scale circuit configuration is required. For this reason, the cost is increased, the generated noise is increased, and the phase noise characteristics are thereby deteriorated.
FIG. 13 is a block diagram of a temperature compensated crystal oscillator disclosed in Japanese Utility Model Laid-Open No. 61-95104 as a prior art. FIG. 14 is an explanatory diagram for explanation. As a result of the input from the temperature sensor 201, the output of the voltage function generation circuit 202 monotonically rises to the low temperature side apex of the cubic curve and becomes a constant voltage. Similarly, the voltage function generating circuit 203 is constant up to the high temperature side vertex and then monotonously increases. The respective outputs are applied to the anodes of the diodes D14 and 15 to change the capacitance. Therefore, the change lowers the capacity and increases the frequency on the low temperature side. The voltage is constant between the vertices and there is no change in capacity. On the high temperature side, the capacity is large and the frequency is lowered. Further, since the capacitance of the temperature compensating capacitors C16, 17, 18, and 19 decreases monotonously with increasing temperature, the frequency increases monotonously. That is, the frequency between the vertices increases as a result of this capacitor. Needless to say, both the low-temperature side and the high-temperature side are affected by this capacitor, but the frequency is increased.
In this way, the third-order curve of the vibrator can be compensated comprehensively. However, in this method, compensation for the temperature between vertices is based on a temperature compensation capacitor that has large variations in both capacitance and temperature characteristics. Of course, there is a problem that variation in compensation accuracy is not suitable for mass production.
[Patent Document 1] Japanese Patent No. 3253207 [Patent Document 2] Japanese Utility Model Publication No. 61-95104
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above direct temperature compensation system, the circuit is very simple and has the advantage of low noise, but the compensation curve becomes a near cubic curve with a one-way increase with respect to the temperature rise without a vertex, There is a problem that it is difficult to obtain excellent temperature characteristics because the frequency compensation amount is extremely increased on both sides of the high temperature side.
Patent Document 1 adopts a complicated method in which a third-order compensation curve is obtained for the oscillation frequency temperature characteristic, an optimum linear compensation method having an intersection on the curve is obtained, and all straight lines are arbitrarily set. Therefore, it is possible to deal with the temperature characteristics of the vibrator very flexibly and obtain excellent temperature characteristics, but the circuit configuration becomes very complex, which inevitably increases the cost and noise generated from the circuit. There is a problem that the phase noise characteristic is greatly deteriorated.
In addition, Patent Document 2 adopts a simple linear compensation method and seems to have achieved low noise, but it is not suitable for mass production because it uses a temperature-compensation capacitor that is highly variable and has low reliability. There is a problem.
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a temperature compensation system suitable for a mobile phone or the like that has a simple circuit configuration and high temperature compensation accuracy, thereby enabling low noise and low cost. .
[0005]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the present invention provides a piezoelectric vibrator including a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, an oscillation amplifier that excites the piezoelectric element by passing a current, and a temperature change. A frequency temperature compensation circuit that compensates for a change in oscillation frequency due to a temperature sensor unit that detects an ambient temperature and converts it into a voltage change; and the temperature sensor unit A function generator that generates a monotonically increasing approximate cubic function based on the input voltage from the input, a low-pass filter that synthesizes and inverts the output values of the sensor unit and the function generator, and further reduces noise A reference voltage generation unit that generates a reference voltage having a predetermined potential; and a variable capacitance element whose capacitance changes based on an output voltage of the low-pass filter unit, wherein the function generation unit includes the piezoelectric element The voltage of the monotonically increasing approximate cubic function is output by changing the amplification gain at each inflection point from the starting point on the low temperature side to the end point on the high temperature side of the temperature characteristic of the cubic function. By combining the approximate cubic function voltage and the output voltage from the temperature sensor unit and applying the synthesized voltage to the variable capacitance element via the low-pass filter unit, the load capacitance of the piezoelectric oscillator is changed to change the piezoelectric vibrator. The temperature characteristic of the oscillation frequency is compensated.
The temperature characteristics of the crystal unit due to the AT cut change approximately in a cubic function. This temperature characteristic is corrected by changing the load capacity in the oscillation loop so that it has ideally opposite characteristics. However, it is not impossible to realize a circuit having this characteristic, but in reality, the circuit configuration becomes very complicated, and the cost increase cannot be avoided, and the phase characteristic resulting from the complexity of the circuit. Deterioration becomes a problem. Therefore, it goes without saying that the circuit configuration is as simple as possible. However, in the conventional circuit, the characteristics at the ends of the low temperature and the high temperature are different from those of the actual circuit, and cannot be corrected accurately. Therefore, in the present invention, by changing the amplification gain of the operational amplifier provided in the function generator at each inflection point from the low temperature side start point to the high temperature side end point of the temperature characteristics of the cubic function of the piezoelectric element, A voltage that changes in a monotonically increasing approximate cubic function is generated, and an approximate cubic function voltage is generated by synthesizing the voltage and the output voltage of the sensor unit, and the voltage is inverted and amplified through a low-pass filter. By applying the voltage to the variable capacitance element, the temperature characteristic of the quartz resonator by AT cut is as close as possible.
According to this invention, when the output of the function generating unit and the output voltage of the sensor unit are combined, a control voltage that changes in an approximate cubic function is generated and applied to the variable capacitance element via the low-pass filter. The temperature characteristics of the crystal resonator due to AT cut can be accurately corrected by changing the capacitance of the element.
[0006]
According to a second aspect of the present invention, the function generator is configured to determine a gain based on a plurality of resistance elements, first and second thermistors whose resistance values change according to temperature, and a ratio between an input resistance value and a feedback resistance value. An amplifier, and the first thermistor and a fixed resistor are connected in parallel to form the input resistance of the operational amplifier, and the second thermistor and the fixed resistor are connected in series to connect the feedback resistor of the operational amplifier and By doing so, the gain of the operational amplifier is changed with temperature.
There are various means for generating a function. In the present invention, the function is generated using a thermistor and an operational amplifier. Basically, by using the fact that the gain of the operational amplifier is determined by the ratio of the feedback resistance and the input resistance, it is realized by using a thermistor for the input resistance and the feedback resistance and changing the ratio according to the temperature. .
According to this invention, the function generating means uses a thermistor for the input resistance and the feedback resistance of the operational amplifier, and the gain of the operational amplifier is changed by changing the ratio of the input resistance and the feedback resistance according to the temperature, thereby increasing monotonically. Since the voltage of the quadratic function is generated, a relatively accurate voltage of the cubic function can be generated with a simple circuit configuration.
According to a third aspect of the present invention, the function generator has a gain so that the voltage per unit temperature varies greatly from the low temperature side inflection point to the low temperature side inflection point of the temperature characteristic of the cubic function of the piezoelectric element. The gain is controlled so that the voltage per unit temperature changes slightly from the point exceeding the low temperature side inflection point to the high temperature side inflection point, and the point exceeding the high temperature side inflection point. The voltage of the monotonically increasing approximate cubic function is output by controlling the gain so that the voltage per unit temperature changes greatly over the higher temperature end point.
The temperature characteristic of the cubic function of the piezoelectric element has two inflection points. Therefore, by controlling the gain of the operational amplifier to change at each inflection point, it is possible to generate a voltage of a monotonically increasing approximate cubic function.
According to this invention, since the voltage of the monotonically increasing approximate cubic function is generated by the gain control of the operational amplifier, the control becomes easy and the circuit configuration is simplified.
[0007]
According to a fourth aspect of the present invention, the low-pass filter unit synthesizes the output voltage from the function generation unit and the temperature sensor unit, thereby providing an approximate cubic function having two inflection points from the monotonically increasing approximate cubic function. An output voltage converted into the above is generated.
The approximate cubic function generated from the function generation unit is a voltage that changes while increasing monotonously contrary to the voltage change of the sensor unit. Therefore, it is necessary to cancel the DC component that monotonously increases. Therefore, in the present invention, the DC component can be canceled by combining the voltage that changes linearly according to the temperature change generated from the sensor unit and the monotonically increasing approximate cubic function generated from the function generating unit with a resistor. it can.
According to this invention, since the voltage with the sensor unit and the output voltage of the function generating unit are synthesized, it is possible to convert from a monotonically increasing approximate cubic function to an approximate cubic function.
According to a fifth aspect of the present invention, the low-pass filter unit configures a low-pass filter that cuts off high-frequency noise superimposed on the compensation voltage by feeding back the output of the operational amplifier to the common-mode input of the operational amplifier via a capacitive element. Features.
The output voltage of the function generator includes high-frequency noise, which becomes phase noise and deteriorates the phase characteristics. Therefore, in order to remove high-frequency noise, a low-pass filter is formed at the same time, and further inverted and amplified to generate an output voltage converted into an approximate cubic function.
According to this invention, since the output of the operational amplifier is fed back to the common-mode input of this operational amplifier through the capacitive element, an active low-pass filter can be configured and the phase characteristics can be improved.
According to a sixth aspect of the present invention, the variable capacitance element is a varactor, a variable capacitance diode, or a semiconductor device whose capacitance is variable by an applied voltage.
If the capacitance changes depending on the external applied voltage, the variable capacitance element can be a variable capacitance diode, a junction FET gate-source or gate-drain capacitance, a MOS FET gate-source or gate-drain capacitance, or a bipolar transistor base. The oscillator of the present invention can also be configured using an emitter capacitor or a base-collector capacitor.
According to such an invention, a variable capacitance diode or a semiconductor device whose capacitance can be changed by an applied voltage can be used as the variable capacitance element. Therefore, the circuit configuration is widened, and accordingly, variations in circuit characteristics are widened.
[0008]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to embodiments shown in the drawings. However, the components, types, combinations, shapes, relative arrangements, and the like described in this embodiment are merely illustrative examples and not intended to limit the scope of the present invention only unless otherwise specified. .
FIG. 1 is a block diagram of a temperature compensation system according to an embodiment of the present invention. In this temperature compensation method, a crystal oscillation circuit 12 including a crystal resonator 11, a variable capacitance diode 14 whose capacitance changes due to a potential difference between both ends, a temperature sensor unit 101 that detects an ambient temperature, and a voltage of the temperature sensor unit 101 , A function generation unit 102 that generates an approximate cubic function voltage, a low-pass filter unit 103 that synthesizes the signals of the function generation unit 102 and the temperature sensor unit 101 to remove signal noise, and a function generation unit 102 and a low-pass A reference voltage generation unit 104 that supplies a voltage serving as a reference for the differential amplifier in the filter unit 103 is provided.
FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the operation of the temperature compensation method of FIG. In the figure, (1) is the temperature characteristic of the crystal unit 11 of the oscillation circuit 12, (2) is the output characteristic of the temperature sensor unit 101, (3) is the output characteristic of the function generating unit 102, and (4) is the low-pass filter. The output characteristic of the unit 103, (5) represents the frequency variable characteristic accompanying the change of the output compensation capacity of the variable capacitance diode 14.
[0009]
FIG. 3 is a diagram illustrating a specific circuit example of the temperature compensation method according to the embodiment of FIG.
The resistors R1, R2, the diode D1, and the operational amplifier IC1 constitute the temperature sensor unit 101, the resistors R3, R4, R6, R7 constitute the reference voltage generation unit 104, the thermistors TH1, TH2, resistors R8, R9, and the operational amplifier IC2 The function generation unit 102 is configured, and the operational amplifier IC3, resistors R10, R11, R12, and R13, and capacitors C2 and C1 configure the low-pass filter unit 103.
That is, in this circuit, a resistor R1 and a diode D1 connected to a constant voltage source are connected in series, and grounded from the cathode via a resistor R2. The connection point is connected to the (+) side input terminal of the operational amplifier IC1, and the (−) side input terminal is connected to the connection point of resistors R3 and R4 connected in series between the constant voltage and the ground. The output terminal of the operational amplifier IC1 is branched into three, of which the first branch is connected to the (−) side input terminal by the feedback resistor R5, and the second branch is the thermistor TH1 and the resistor R8. The third branch path is connected to the (−) side input terminal of the operational amplifier IC3 via R11 through a parallel circuit and connected to the (−) side input terminal of the operational amplifier IC2. The thermistor TH2 and feedback resistor R9 are further connected in series from the (−) side input terminal of the operational amplifier IC2 and connected to the output terminal of the operational amplifier IC2, and the (+) side input terminal of the operational amplifier IC2 is connected in series between the constant voltage and the ground. And connected to the connection point between the resistors R6 and R7. Further, the output terminal of the operational amplifier IC2 is connected to the (−) side input terminal of the operational amplifier IC3 through the resistor R10, and from there, it is connected to the output terminal of the operational amplifier IC3 through the feedback resistor R12. Further, the output terminal of the operational amplifier IC3 is connected to the (+) side input terminal via the capacitor C2, and the (+) side input terminal of the operational amplifier IC3 is further connected to the connection point between the resistors R6 and R7 via the resistor R13. This connection point is grounded via a capacitor C1. The output terminal of the operational amplifier IC3 is connected to the cathode of the variable capacitance diode D4 via the resistor R14, and the anode side is grounded via the resistor R15. The variable capacitance diode D4 is incorporated in the oscillator circuit so as to be a load capacitance of the oscillator.
[0010]
Next, the operation of the temperature compensation method of the present embodiment will be described with reference to FIGS. The output voltage of the temperature sensor unit 101 monotonously decreases as the temperature rises as shown in (2), and becomes the center (center potential) of the operating voltage at the inflection point temperature (point c in FIG. 2) of the vibrator. It is set as follows. The output voltage of the reference voltage generator 104 is set to the center potential of the operating voltage. From the temperature characteristics of the vibrator (1), the resistance values of the thermistors TH1 and TH2 are large on the lower temperature side (point a in FIG. 2) than the inflection point temperature (point c). At this time, if the resistance value of the thermistor TH1 is sufficiently larger than the resistance R8, the input resistance value of the operational amplifier IC2 of the function generating unit 102 is dominantly determined by the resistance value of the resistance R8 connected in parallel to the thermistor TH1. . Further, the feedback resistance value of the operational amplifier IC2 of the function generation unit 102 is dominantly determined by the resistance value of the thermistor TH2. As a result, in terms of temperature, the gain of the operational amplifier IC2 of the function generator 102 is large, and the voltage change per unit temperature is large. The reason is that the gain of the operational amplifier IC2 is determined by the feedback resistance (TH2 + R10) and the ratio of the parallel resistance value of R8 and TH1.
Next, as the ambient temperature approaches the inflection point temperature (point b in FIG. 2), the resistance value of the thermistor TH1 and the resistance value of the thermistor TH2 decrease. At this time, for example, the resistance value of the thermistor TH1 is the resistance. If it is larger than R8, the gain of the operational amplifier IC2 of the function generation unit 102 is reduced, and the voltage change per unit temperature is reduced.
Therefore, in the low temperature side a to c, the output voltage of the operational amplifier IC2 synergizes with the decrease in the output voltage of the operational amplifier IC1 and the decrease in the gain of the inverting amplifier circuit having the operational amplifier IC2 as the temperature rises. As shown by 3 ▼, the curve characteristic is obtained.
[0011]
Next, on the higher temperature side than the inflection point temperature (point c), if the resistance value of the thermistor TH2 is sufficiently smaller than the resistance R9 due to a decrease in the resistance value of the thermistors TH1 and TH2 as the temperature rises, for example, a function generator. The feedback resistance value of the operational amplifier IC2 102 is almost constant because the resistance value of the resistor R9 connected in series with the thermistor TH2 is dominant. The input resistance value is dominated by the resistance value of the thermistor TH1. As a result, the resistance value of the thermistor TH1 is large near the inflection point, the gain of the operational amplifier IC2 is small, and the voltage change per unit temperature is small. However, as the temperature rises, the resistance value of the thermistor TH1 rapidly decreases and the operational amplifier IC2 The gain increases rapidly. This indicates a low voltage on the low temperature side, a smooth rise near the inflection point, and a rapidly high voltage on the high temperature side, indicating a monotonically increasing approximate cubic function.
Next, the low-pass filter unit 103 constitutes an active low-pass filter using the operational amplifier IC3. That is, the output signal of the operational amplifier IC3 is fed back in phase to the (+) input of the operational amplifier IC3 through the capacitor C2, thereby blocking high frequency noise superimposed on the compensation voltage. At the same time, the output voltage of the function generator 102 shown in (3) of FIG. 2 and the output voltage of the temperature sensor 101 shown in (2) of FIG. 2 are (−) of the operational amplifier IC3 via the resistors R10 and R11. Input to the input terminal and invert amplification. The (+) input terminal of the operational amplifier IC3 is connected to a reference voltage generation unit (configured by resistors R6 and R7) via a resistor R13, and the center of the operating voltage is the same as the (+) input terminal of the operational amplifier IC2 of the function generation unit 102. A potential is applied ((4) in FIG. 2). With such a circuit setting, the output voltage of the low-pass filter unit 103 exhibits an approximate cubic function change with respect to a temperature change as indicated by (4) in FIG. Since the output voltage of the low-pass filter unit 103 is applied to the cathode of the variable capacitance diode D4 via the high resistance R14, the diode D4 capacitance is changed accordingly, and the frequency of the crystal oscillator is indicated by (5) in FIG. As described above, since the control is made to be variable, the frequency temperature characteristic of the crystal oscillator is stabilized by canceling out the frequency change due to the frequency control and the frequency temperature characteristic of the crystal resonator shown in (1) of FIG.
[0012]
Next, an example of implementation constants of a specific circuit of the temperature compensation system according to the embodiment of FIG. 3 will be shown, and the simulation result will be described.
R1 = 6.5 kΩ, R2 / R3 / R4 / R11 = 10 kΩ, R5 = variable, R6 / R7 / R13 / R14 / R15 = 100 kΩ, R12 = 51 kΩ, C1 / C2 / C3 = 10000 pF, D1 = 1S953, D4 = MA2S304, IC1 / IC2 / IC3 = TC75S51FU, Cp = 22 pF, Cs = 30 pF, Xtal: At-Cut μ (cutting angle) = 2 ° 51 ′, Freq = 13 MHz, C0 = 1.35 pF, γ = 240, Here, C0: capacitance between electrodes of the vibrator, C1: series resonance capacity of the vibrator, and γ = C0 / C1: capacity ratio.
FIG. 5 is a diagram showing a simulation result of the compensation voltage output of the circuit of the present invention. The vertical axis represents voltage V (Vdc), and the horizontal axis represents temperature (° C.). The characteristic 20 represents the output characteristic of the temperature sensor unit 101, the characteristic 21 represents the output characteristic of the low-pass filter unit 103, and the characteristic 22 represents the output characteristic of the function generation unit 102. As is clear from this figure, the output 20 of the temperature sensor unit 101 shows a -10 mV / ° C. monotonically decreasing, and the function generating unit 102 shows an approximate cubic function monotonically increasing. It can also be seen that the output 21 of the low-pass filter unit 103 shows an approximate cubic function having a concave vertex on the low temperature side and a convex vertex on the high temperature side.
[0013]
FIG. 6 is a diagram showing a simulation result of the frequency temperature characteristics, temperature compensation frequency deviation of the vibrator of the embodiment of the present invention, and frequency temperature characteristics of the temperature compensated crystal oscillator. The vertical axis represents temperature compensation frequency deviation Δdf / f (ppm), and the horizontal axis represents temperature t (° C.). From this figure, the characteristic 32 represents the temperature characteristic of the vibrator, the characteristic 33 represents the characteristic of the temperature compensation frequency deviation according to the present invention, and the characteristic 34 represents the characteristic of the compensation result. The vibrator is a 13 MHz SMD type generally used for a temperature compensated oscillator, and γ = 240 and C0 = 1.35 pF. The oscillation circuit is a Colpitts type. From this result, it was confirmed that a frequency stability within ± 2.5 ppm was obtained at −20 to 70 ° C. (range surrounded by A).

FIG. 7 is a simulation circuit of the low-pass filter unit 103 of the circuit of the present invention, and FIG. 8 is a diagram showing a simulation result. From this figure, it can be seen that the constant shown in the circuit of the present invention has a cutoff frequency of 10 Hz and an attenuation of approximately 20 dB at 1 KHz. This frequency characteristic is sufficient as a follow-up characteristic of compensation for temperature fluctuations and a high-frequency attenuation characteristic. The constants in FIG. 10 are R11 ′ = 5 kΩ, R6 / R7 / R12 / R13 = 100 kΩ, C1 / C2 / C3 = 10000 pF, and IC3 = TC75S51FU.
[0014]
【The invention's effect】
As described above, according to the first aspect of the present invention, when the output of the function generating unit and the output voltage of the sensor unit are combined, a control voltage that changes in an approximate cubic function is generated, and the variable capacitance element is passed through the low-pass filter. Therefore, the temperature characteristics of the crystal resonator due to AT cut can be accurately corrected by the capacitance change of the variable capacitance element.
Further, in the present invention, the function generating means uses a thermistor for the input resistance and the feedback resistance of the operational amplifier, and the gain of the operational amplifier is changed by changing the ratio of the input resistance and the feedback resistance according to the temperature, so that the monotonically increasing approximation 3 Since the voltage of the quadratic function is generated, a relatively accurate voltage of the cubic function can be generated with a simple circuit configuration.
According to the third aspect of the present invention, since the voltage of the monotonically increasing approximate cubic function is generated by the gain control of the operational amplifier, the control becomes easy and the circuit configuration is simplified.
According to the fourth aspect of the present invention, since the voltage with the sensor unit and the output voltage of the function generation unit are combined, the monotonically increasing approximate cubic function can be converted into an approximate cubic function.
According to the fifth aspect of the present invention, since the output of the operational amplifier is fed back to the common-mode input of the operational amplifier through the capacitive element, an active low-pass filter can be formed to improve the phase noise characteristics.
According to the sixth aspect of the present invention, since a variable capacitance diode or a semiconductor device whose capacitance is variable by an applied voltage can be used as the variable capacitance element, the width of the circuit configuration is expanded, and accordingly, variations in circuit characteristics are widened.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram of a temperature compensation method according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram for explaining the operation of the temperature compensation method of FIG. 1 according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of an embodiment of a temperature compensation system of the present invention.
FIG. 4 is a graph showing temperature characteristics depending on a difference in cutting angle of a crystal resonator (At-Cut) used in a mobile phone.
FIG. 5 is a diagram showing a compensation voltage output simulation result of the present invention.
FIG. 6 is a diagram showing a temperature characteristic, a temperature compensation frequency deviation, and a compensation simulation result of the vibrator according to the embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a simulation circuit of the low-pass filter unit 103 of the present invention.
FIG. 8 is a diagram showing a simulation result of the low-pass filter unit of the present invention.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a direct temperature compensation type compensation circuit according to the present invention.
FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a direct temperature compensation type compensation circuit;
FIG. 11 is a diagram divided into five approximate lines.
FIG. 12 is a diagram showing one dividing circuit composed of two

operational amplifiers

110 and 111;
FIG. 13 is a block diagram of a temperature compensated crystal oscillator disclosed in Japanese Utility Model Laid-Open No. 61-95104 as a prior art.
FIG. 14 is an explanatory diagram of a conventional temperature compensation method.
[Explanation of symbols]
1, 2 capacitors, 3 and 4 thermistors, 11 crystal oscillator, 12 crystal oscillation circuit, 14 variable capacitance diode, 101 temperature sensor unit, 102 function generation unit, 103 low-pass filter unit, 104 reference voltage generation unit

Claims

A piezoelectric vibrator having a piezoelectric element excited at a predetermined frequency, an oscillation amplifier that excites the piezoelectric element by passing a current, and a frequency temperature compensation circuit that compensates for a change in oscillation frequency due to a temperature change. A piezoelectric oscillator,
The frequency temperature compensation circuit includes a temperature sensor unit that detects an ambient temperature and converts it into a voltage change, a function generation unit that generates a monotonically increasing approximate cubic function based on an input voltage from the temperature sensor unit, and the sensor The low-pass filter unit that synthesizes and inverts and amplifies the output values of the unit and the function generation unit to further reduce noise, the reference voltage generation unit that generates a reference voltage having a predetermined potential, and the output of the low-pass filter unit A variable capacitance element whose capacitance changes based on voltage,
The function generation unit changes the amplification gain at each inflection point from the low temperature side start point to the high temperature side end point of the temperature characteristic of the cubic function of the piezoelectric element, thereby increasing the monotonically increasing approximate third order. The voltage of the function is output, and the monotonically increasing approximate third-order function voltage and the output voltage from the temperature sensor unit are combined and applied to the variable capacitance element via the low-pass filter unit. A temperature-compensated piezoelectric oscillator, wherein the temperature characteristics of the oscillation frequency of the piezoelectric vibrator are compensated by changing a load capacitance.

The function generator includes a plurality of resistance elements, first and second thermistors whose resistance values change according to temperature, and an operational amplifier that determines a gain according to a ratio of an input resistance value and a feedback resistance value,
By connecting the first thermistor and the fixed resistor in parallel to be the input resistance of the operational amplifier, and connecting the second thermistor and the fixed resistor in series to be the feedback resistance of the operational amplifier, The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein the gain of the operational amplifier is changed according to temperature.

The function generator controls the gain so that the voltage per unit temperature varies greatly from the low temperature side inflection point to the low temperature side inflection point of the temperature characteristic of the cubic function of the piezoelectric element, and the The gain is controlled so that the voltage per unit temperature changes small from the point exceeding the low temperature side inflection point to the high temperature side inflection point, and further, the temperature higher than the point exceeding the high temperature side inflection point. 3. The temperature compensated type according to claim 1, wherein the voltage of the monotonically increasing approximate cubic function is output by controlling the gain so that the voltage per unit temperature changes greatly over the end point. Piezoelectric oscillator.

The low-pass filter unit combines the output voltage from the function generation unit and the temperature sensor unit, thereby converting the monotonically increasing approximate cubic function into an approximate cubic function having two inflection points. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein

The low-pass filter unit constitutes a low-pass filter that cuts off high-frequency noise superimposed on a compensation voltage by feeding back an output of the operational amplifier to a common-mode input of the operational amplifier via a capacitive element. 5. The temperature compensated piezoelectric oscillator according to 1 or 4.

6. The temperature-compensated piezoelectric oscillator according to claim 1, wherein the variable capacitance element is a varactor, a variable capacitance diode, or a semiconductor device whose capacitance is changed by an applied voltage.