JP2004520791A - 自動的に最大パワーポイントを追跡するパワーコンバータ制御 - Google Patents

Abstract

【課題】電源から供給されるパワー（Ｐ）のイメージの比較から可変電源の最大パワーポイント追跡のための方法と回路に関する。
【解決手段】回路は、パワーのイメージに比例する物理量に異なる伝搬遅延を提供する２つの素子（１４，３１）と、該遅延素子の出力を比較して、トリガ（１７）を制御して２つの自動制御状態を持つ信号（Ｑ）を静的パワーコンバータに提供する比較器（１６）と、確立した動作条件の振動の変化から過渡動作条件を検出する手段（３３）と、遅い遅延素子（３１）により遅延入力を変更する手段（３２）とを有する。
【選択図】図４

Description

【技術分野】
【０００１】
本発明はパワーコンバータの分野に関し、特に、最大パワーポイント追跡（トラッキング）制御回路を具備するパワーコンバータに関する。このコンバータは不規則電源により提供されるパワーの変換に適用される。本発明で「不規則」電源とは突然変化する電源を意味し、安定又はゆるやかに変化するバッテリーやＡ．Ｃ．供給網と区別される。そのような電源は、例えば、光により変化するパワーを提供する光電パネル、風速により変化するパワーを提供する風エンジン、波の強さにより変化するパワーを提供する波力利用素子、等がある。
【０００２】
本発明は以後光電パネルに関連して記述される。しかし、本発明は異なる電源にも適用され、パワー発生の際出力を最適化する必要のある最大パワーポイントの自動追跡のための電源に適用される。
【背景技術】
【０００３】
本発明が適用されるパワーコンバータは静的コンバータ型で、スイッチモード（オン／オフ）で動作する。入力及び出力電圧はＤ．Ｃ．，Ａ．Ｃ．電圧又は他（例えばパルス電圧）とすることができる。従ってコンバータはＤ．Ｃ．／Ｄ．Ｃ．，Ｄ．Ｃ．／Ａ．Ｃ．，Ａ．Ｃ．／Ｄ．Ｃ．コンバータ，等であることができる。コンバータの半導体素子のスイッチングのための現用の制御技術は、パワートランジスタのオフ及びオンの時のパルス幅変調による制御である。パワートランジスタのオンの制御のためのパルス幅は負荷と負荷により必要とされるパワーとに従って調節される。本発明の適用では、パルス幅は、さらに、最大パワーポイントの追跡により電源により提供されるパワーに従って調節される。
【０００４】
図１は本発明が適用される型の従来のパワーコンバータのブロック図である。この例で、コンバータは電圧ステップアップＤ．Ｃ．／Ｄ．Ｃ．コンバータである。
【０００５】
光電素子ＰＶで形成される電源１は、誘導素子Ｌの両端にＰＷＭ制御パワースイッチ２を介して電圧Ｖを印加するものとする。図示の例で、パワースイッチ２はＭＯＳトランジスタで形成され、そのゲートは制御命令に従ったパルス幅のパルス列による信号ＣＴＲＬを受け取る。誘導素子Ｌとスイッチ２の接点３はフリーホイールダイオード３のアノードに接続され、そのカソードは蓄積キャパシタＣの第１（正）電極に接続される。キャパシタＣはその両電極４と５の間に制御されたＤ．Ｃ．，Ａ．Ｃ、又は電極４と５の間に接続される負荷の性質に従った別の型の電圧Ｖｏｕｔ又は電流Ｉｏｕｔを提供する。
【０００６】
スイッチ２がオンの時（ＭＯＳトランジスタではこれはオーミックモードの動作に対応する）、ダイオードＤは逆バイアスされる。パワーは誘導素子Ｌに累積され、その両端に光電パネル１で提供される電圧Ｖが印加される。トランジスタ２がオフのとき、インダクタンスＬに蓄積されたパワーはダイオードＤによりキャパシタＣに転送される。パルス幅変調パワーコンバータの動作は周知であるので詳説しない。コンバータがステップダウンか、ステップアップか、又はステップアップ／ステップダウンかに従って、種々のパワースイッチ集合体が知られている。
【０００７】
電圧Ｖを提供する電圧源が不規則なとき、最大パワーポイント追跡制御回路（ＭＰＰＴ）１０が用いられる。この回路の機能は電源１によるパワーの変動に従ってスイッチ２のパルスのオンの幅を調節することである。回路１０はその入力に電源１のパワーＰに比例する信号（例えば電圧）を受け取る。図１の例で、パワーＰは光電素子１の測定電流Ｉと測定電圧Ｖの乗算器７により得られる。回路１０はスイッチ２の制御パルスの幅を増加又は減少させる２状態信号Ｑを提供する。
【０００８】
スイッチ２の制御信号ＣＴＲＬは、回路１０により制御されるコンバータの比較器１１により提供される。この比較器は、その第１入力にジェネレータ１２例えば一定高周波の鋸歯状波により提供される周期信号を受け取る。比較器１１の第２入力は信号Ｑの状態により条件付けられる方向が逆転するランプ（上昇ランプ、下降ランプ）を発生するランプ発生器（ＲＡＭＰ）１３の出力を受け取る。鋸歯状波の周波数は信号ＣＴＲＬのパルス列の周波数、一般に一定、を条件付ける。例えばＲＣ回路で形成される発生器１３により提供される瞬時値は比較基準、従ってパルスデューティサイクルを設定する。
【０００９】
信号Ｑを発生するために、回路１０はパワー信号Ｐに異なる時定数で遅延線を構成する２つの抵抗及びキャパシタ回路１４，１５（ＲＣＦ，ＲＣＳ）を有する。回路１４は、例えば、長い時定数の回路１５よりも高速の回路である。回路１４と１５の各出力は比較器１６（ＣＯＭＰ）の入力で結合され、その出力は、信号Ｑを提供するフリップフロップ１７（Ｔ）を制御する。今後、Ｑはフリップフロップの順（非反転）出力端子又はこの端子の信号をあらわすものとする。フリップフロップ１７はクロック信号のないフリップフロップである。それは例えばいわゆるＴ型フリップフロップとして組立てられたＪＫ−型フリップフロップである。
【００１０】
図１の回路の構造と動作は周知である。この回路の例は文献“Step-Up Maximum Power Point Tracker for Photovoltaic Arrays” by Ziyad Salameh, published in the proceedings of the American Solar Energy Society Conference of June 20 to 24, 1988, pages 409-414 に記載されている。その動作を思い出すために簡単に説明する。
【００１１】
パワーＰの早い変化と遅い変化の検査はこのパワーの導関数のイメージを提供する。ＲＣ回路１４，１５の時定数の相違により比較器１６の出力は振動する。この振動の周波数と振幅はＲＣ回路の時定数に依存する。実際、比較器１６はその出力状態（高又は低）に従ってパワーの導関数の符号を表示する。比較器１６の出力が同じ状態であるならば、フリップフロップ１７の出力の状態は切換わらない。フリップフロップ１７の入力と出力で状態１を仮定すると、ランプ発生器１３の抵抗・キャパシタンス回路はパワーを強める。このことは比較器１１の対応入力レベルを増加させ、そして、信号ＣＴＲＬのデューティサイクルを増加させる。電圧Ｖｏｕｔを受け取る負荷が一定とすると、パワーＰは最大値に増加し、次いで、電圧Ｖの増加と共に減少を始める。パワーが減少を始めると、比較器１６の出力が切換わり、フリップフロップ１７の出力信号Ｑが切換わる。前記信号が低に切換わると、ランプ発生器１３のＲＣ回路が放電し、デューティサイクルが減少する。従って出力電圧は再び増加を始める。一定の負荷では、回路は最大パワーポイントに向かって収斂し、回路はこのポイントの近傍で振動する。
【００１２】
この動作を図２に示し、パネル１が受け取る２つの光量に対する、電圧Ｖに従ったパワーＰの２つの例を示す。第１曲線２１は最大光の場合を示す。上述のごとく、一定の負荷では、システムは最大パワーポイントＰＭＭ１のまわりで振動する。
【００１３】
パネル１の光が変化すると（例えば影によって）、パネル１の特性Ｐ＝ｆ（Ｖ）は低レベルの曲線２２になる。この曲線も最大パワーポイントＰＭＭ２を示す。しかし、図１の制御システムはコンバータの出力に接続される負荷の急激な変化又は曲線Ｐ＝ｆ（Ｖ）の最大パワーポイントのまわりの単なる振動から光の変化を区別することができない。従って制御システムは制御不能となり、さらに最大パワーポイントに対応しない安定点に到達することもある。実際、回路は曲線Ｐ＝ｆ（Ｖ）の変化の前のフリップフロップの状態に従って最少負荷又は最大負荷状態の方向に発散する。同じ問題が、供給される負荷の急激な変化の場合にも起こる。
【００１４】
第１の解決は遅延素子１４と１５の時定数が大きく異なるようにすることである。しかし、これは大きな振動を発生するので出力に悪い影響を与える。
【００１５】
別の既知の解決はシステムを曲線Ｐ＝ｆ（Ｖ）の原点にもどって再スタートさせることである。従って、非常に小さなデューティサイクルで開始して、該デューティサイクルが増加して現在の光曲線の最大パワーポイントに向かって収斂する。この解決の欠点は光電パネルの照射又はシステムの上流に接続される電源の急激な変化により制御が非常に遅くなることである。さらに、最大パワーポイントの変化（曲線の変化）と正常な変化との区別が検出時間と信頼性の点でやはり問題である。
【００１６】
図３は光電パネルにより提供される電流Ｉの時間に対する特性の例で、パネルのパワー曲線の変化のときを示す。時刻ｔ０からｔ１の初期状態では最大光曲線（図２の２１）の上にあるとする。ここで、一定負荷とすると、電流Ｉは値Ｉｍａｘのまわりでわずかに振動する。時刻ｔ１で光が変化すると、制御システムに対する基準損失が発生する。図３の例では、時刻ｔ１に続くｔ２で、システムの基準損失を発見した後に、システムが再スタートする。次いで、電流Ｉｏｍｂに対応する新しい最大パワーポイントに向かって時刻ｔ３までに収斂し、Ｉｏｍｂのまわりでわずかな振動を始める。
【００１７】
値ＩｍａｘとＩｏｍｂのまわりの振動の振幅はもちろんＲＣ回路の時定数に依存する。時定数の差が大きいと、比較器１６の出力の振動の振幅が大きくなる。最大パワーポイントへの収斂が早いと（時刻ｔ２とｔ３の間隔）、振動の振幅が大きくなる。しかし、振動が大きいと、システムの出力に対する悪い影響が大きくなる。従って、出力と速度と安定性の間で妥協をしなければならない。
【００１８】
最大パワーポイントの変化の後のシステムの収斂の問題が特に可変電源の場合に課される。しかし、入力電源が安定なとき、例えば宇宙での光電パネル（雲がない）の場合でも、上述の収斂の問題は発生する。実際、複雑な形の宇宙のインフラストラクチャが衛星の構造に基づく陰影を発生させる。さらに、センサがゴミの衝突により部分的に損傷し、同じ結果となる。
【００１９】
電源の急激な変化に関連する欠点を解決する、従来の別の解決はディジタル回路の使用である。異なる動作点が連続的に記憶されてドリフトを認識する。しかし、ディジタルシステムはドリフトを正常な動作の変動から分離するのが遅い。この点で、安定状態で受け入れられる振動の振幅が大きいと、電源の変化による状態変化の認識の点でシステムは遅くなる。ディジタル回路の別の欠点はスイッチ２を制御するパルス列の周波数が事実上数１００ｋＨｚに制限されることである。この点で図１のアナログ制御回路は高いカットオフ周波数（１ＭＨｚのオーダ）で動作できる利点がある。このことはコンバータの集積化を容易にする。
【発明の開示】
【発明が解決しようとする課題】
【００２０】
本発明の目的はスイッチモード電源タイプの静的コンバータの最大パワーポイントを追跡する従来の回路の欠点を克服することにある。
【００２１】
本発明は、特に、応答速度への悪影響なしにコンバータの出力を最適化することを目的とする。
【００２２】
本発明の別の目的は、アナログ型の簡単な回路により、電源が変動した場合に、制御回路が新しい最大パワーポイントに向けて収斂するようにすることにある。
【００２３】
本発明の更に別の目的は、出力に接続される負荷が変動しても回路により実行される制御を維持することにある。
【００２４】
本発明の更に別の目的は、スイッチモード電源の高周波動作と互換性のある集積化可能な解決を提供することにある。
【課題を解決するための手段】
【００２５】
上記目的を達成するための本発明の特徴は、電源により供給されるパワーのイメージの比較に基づいて可変電源の最大パワーポイントを追跡するための、パワーのイメージに比例する量に異なる伝搬遅延を導入する２つの素子と、該遅延素子の出力を比較してフリップフロップを制御し静的パワーコンバータを制御する２状態信号を提供する比較器とを有する回路において、定常状態の振動の変化から過渡状態を検出する手段と、最も遅い遅延素子により導入される遅延を修飾する手段とを有する回路にある。
【００２６】
本発明の実施例によると、遅延を修飾するための前記手段は、過渡状態で遅い方の遅延素子の動作を禁止することができるスイッチ素子を有する。
【００２７】
本発明の実施例によると、前記検出手段は前記フリップフロップの各出力信号の活性状態の期間を所定のスレッシュホールドと比較する。
【００２８】
本発明の実施例によると、前記検出手段は、相互に独立に、前記フリップフロップの順及び逆出力を前記スレッシュホールドと各々比較し、比較の結果を組合わせて制御パルスを前記手段に送って遅延を変化させる。
【００２９】
本発明の実施例によると、過渡状態の期間は公称パワー基準値のまわりの所望の振動振幅に従って選択される。
【００３０】
本発明の実施例によると、異なる電圧、電流及び時間測定素子はアナログ素子である。
【００３１】
本発明の実施例によると、過渡状態が発生すると、前記フリップフロップをリセットする手段がもうけられる。
【００３２】
本発明の実施例によると、過渡状態が発生すると、パワーコンバータのパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを条件付けるランプ発生器をリセットする手段を有する。
【００３３】
本発明は更に、電源により提供されるパワーのイメージに異なる値の２つの遅延を印加するタイプの可変電源の最大パワーポイントを追跡する回路を制御する方法において、過渡状態の間最も遅い遅延を禁止又は短絡する方法を提供する。
【００３４】
本発明の実施例によると、過渡状態の存在の決定が、最大パワーポイント検出器の公称動作点のまわりの振動周波数の測定により行われる。
【００３５】
本発明の上記目的、特徴及び長所は添付図面により特定の実施例による下記の非限定的記述により詳細に説明される。
【発明を実施するための最良の形態】
【００３６】
異なる図で同じ参照番号は同じ素子を示す。明瞭化のために、本発明の理解に必要な素子のみが図示され記述される。特に、本発明のコンバータで使用する電源の形成は詳述せず、これは本発明の目的ではない。
【００３７】
本発明の特徴は２つの遅延素子のうちの一方が制御可能な電源により提供されるパワー情報を利用することにある。その利点は遅延素子の対応する時定数の異なる機能を完全に利用することにある。実際、遅い遅延素子はシステムに安定性をもたらし、早い遅延素子はドリフトの際に最大パワーポイントへの収斂を加速する。従って、遅い遅延素子を早くするか、又は、始動に対応する過渡期間又は状態変化に関連する妨害期間にそれを禁止することにより、最大パワーポイントへのシステムの収斂が加速される。本発明によると、この点に到達したときに遅い遅延素子がサービスに戻り又は時定数を長くする。従って、定常振動が最少化される。
【００３８】
本発明による過渡状態の最少期間はコンバータの過渡状態と電源に依存する。特に、過渡状態の期間の範囲はコンバータ、その入力インピーダンスの充電曲線、及び許される過剰電荷、つまり、安定状態で許される振動振幅などに依存する。光電パネルへの応用では本発明により提供される過渡状態の期間はパネルの等価抵抗により設定される時定数及びコンバータの入力キャパシタンスに依存する。この入力キャパシタンスは一般にパネルの両端に設けられて、スイッチのスイッチングノイズの伝搬を阻止する。
【００３９】
遅い遅延素子が１ｍｓの桁の時定数をもち早い遅延素子が１０μｓの桁の時定数をもつシステムの特別の実施例として、１０−５０ｍｓ続く収斂フェーズに対して過渡的に１０μｓの桁の時定数をもうける。
【００４０】
本発明の別の特徴は過渡状態の検出を提供すること、つまり、定常の振動周波数から加速された時定数の動作への切換えの必要の検出を提供することにある。実際、システムの状態切換え、例えば、電源の最大パワーポイントにおける切換えは、定常状態の振動周波数の変化又は振動の消失として変換される。従って、本発明によると、定常状態に対応する振動周波数の範囲が規定され、システムの過渡動作モードへの切換えが、この周波数範囲から外れることが検出されたときに、行われる。最少及び最大の周波数範囲は、システムに受入れ可能な振動レートに基づいて決定される。
【００４１】
実際には、最大振幅レートは振動の最少周波数に対応し、電源により提供される最大パワーの状態に対応する。反対に、最少振動レートは最大周波数に対応し電源の最少パワーの状態に対応する（例えば光電パネルの影での動作）。
【００４２】
好ましくは、安定化の理由のために、最大パワーポイント追跡回路で制御されるランプ発生器の時定数は最大システム入力時定数よりも大きい。この最大時定数は、光電パネルでは、最少照明での時定数に対応する。
【００４３】
図４は本発明による最大パワーポイント追跡回路の実施例の簡単なブロック図である。図４では、パワー情報Ｐを受け取り、図１のランプ発生器を制御する信号Ｑを提供するための回路３０のみを示す。パワーコンバータと電源の他の素子で、パワー情報を取得し制御信号Ｑを利用する手段は周知で、例えば図１の回路を使用することができる。
【００４４】
前述のごとく、制御回路３０はフリップフロップ１７（Ｔ）を制御するための比較器１６（ＣＯＭＰ）を有し、該フリップフロップの正出力Ｑはランプ発生器（１３，図１）の制御信号を提供する。従来通り、比較器１６の２つの入力は、電源により提供されるパワー情報をあらわす信号を２つの遅延素子１４，３１で時間シフトした信号を受け取る。遅延素子１４は、従来通り、比較的早い（ＲＣＦ）。本発明によると、遅延素子３１は比較的遅い公称状態（ＲＣＳ）をもち、過渡状態の間時定数を減少させるか、又はこの過渡状態の間禁止するように制御される。遅延素子３１を制御する信号ＣＴ３１はパルス信号で、過渡状態が検出される毎に、禁止又は加速のパルスを表示する。信号ＣＴ３１は、例えば、所定の期間の分離したパルスの発生器を機能的に構成する回路３２（ＴＩＭＥＲ）により提供される。回路３２はパルスの発生を制御する信号ＤＥＭにより制御される。信号ＤＥＭは、フリップフロップ１７の出力信号Ｑの振動の変化を検出する回路３３（ＯＣＴ−ＤＥＴ）により提供される。回路３３はフリップフロップ１７の出力の信号をサンプルして振動周波数の変化を検出し、この周波数が所定の公称動作値の範囲から外れるようにする。
【００４５】
別の実施例によると、本発明による振動検出器は、回路３０が定常状態の振動をあらわす別の位置、つまり、信号形が定常状態の制御を反映する位置で信号をサンプルしてもよい。例えば比較器１６の出力信号をサンプルすることができる。
【００４６】
別の実施例によると、不安定損失の検出は、電流，電圧又は電源から供給されるパワーのイメージから得ることができる。これらの全ての信号は同じ周波数をもつ。しかし、周波数損失又は定常状態の振動周波数の所定の範囲に関する変化は本発明により検出することができる。パワーコンバータの好ましくない安定性として変換される振動の消失が検出されるので、不安定損失が参照される。
【００４７】
図５は本発明による不安定検出回路３３のブロック図である。この実施例では、回路３３はフリップフロップ１７の２つの順及び逆出力Ｑ及び
【数１】

を使用してシステム安定性の両方向の検出を行う。出力Ｑと
【数２】

は各々２つの時間比較器３４と３５（ＣＰＴ）の入力に結合し、該比較器の第２入力は時間スレッシュホールドＴＨ１及びＴＨ２を受け取る。換言すると、各比較器３４又は３５は、関連する信号Ｑ及び
【数３】

が、所定の時間に関連して安定な活性状態を維持する期間を比較する。この期間を越えると、比較器の出力が切換わって、信号ＤＥＭによる過渡状態パルスをトリガする。比較器３４と３５の出力がＸＮＯＲゲート３６で結合され、該ゲートは検出に重要でない状態を抑圧する機能を有する。
【００４８】
スレッシュホールドＴＨ１とＴＨ２は安定状態のシステムの最大振動周期に従って選択される。この周期は、コンバータのパネルが受け取る最大及び最少の光と、システムの負荷の関数であり、システムに与えられる所望の安定性に依存する。例えば、スレッシュホールドＴＨ１とＴＨ２は、最大振動周期の２−５倍の範囲の所定の時間に対して、振動が存在しない、つまり、出力Ｑと
【数４】

の状態切換えがないときにパルスを発生するように設定する。
【００４９】
２つの時間比較器３４と３５は、電源により提供される信号の振動の安定状態（例えば図３の電流）が、振動レベルの下限又は上限にあるかを検出することを可能とする。図５の議論は本発明の不安定検出器の機能的記述に対応する。実際には、比較器３４と３５の出力は、変化に対する所望の感度に対応して、制御装置が発生することのできる最大振動周期の２−５倍に対応する期間の間安定を維持する。従って、安定状態にあるときにシステムが不意にスタートすることが防止される。
【００５０】
本発明の利点は、システムが設定される最大パワーポイント安定状態の損失の検出を、この損失の原因を知ることなしに、行うことができることにある。特に、最大パワーポイントの決定のために現在使われているセンサ以外のセンサを提供する必要はない。
【００５１】
本発明の別の利点は、最大パワーポイントが変化したときにシステムの新しい収斂を高速で行うことである。
【００５２】
本発明の別の利点は、使用する手段によって、特に信頼性のあるシステムを構成することである。
【００５３】
図６は本発明による回路３０の詳細な実施例である。図６の実施例は、特に、本発明の集積化可能な性質を示すことを意図している。
【００５４】
図６において、電源の信号ＩとＶ（図１）の使用の従来の例が更に示される。回路３０の端子４１に印加される電圧Ｖの値は乗算器７の第１入力に印加され、その出力が制御回路で利用されるパワー信号Ｐを提供する。電流Ｉの検出のために、その値は端子４２に印加され、乗算器７の第２入力に印加する前にスケール回路４３を通過する。スケール回路４３のオプション的な使用は、電源のレベルの測定された変化の振幅に依存する。スケールファクタ回路は周知である。例えば、オペアンプ４３１を具備し、その反転入力は抵抗Ｒ４３２により端子４２に接続され、又、抵抗Ｒ４３３により、乗算器７の第２入力に対応する出力端子４４に接続される。アンプ４３１の非反転入力は抵抗Ｒ４３４により接地される。スケールファクタ変換回路の抵抗の大きさは当業者に容易であり、本発明の目的ではない。
【００５５】
信号Ｐを出力する乗算器７の出力は２つの遅延素子１４と３１の入力に結合される。図示の実施例では、遅延素子は単純な構成で、抵抗とキャパシタにより構成される。従って、乗算器７の出力は素子１４の抵抗Ｒ１４の第１入力に接続し、その第２入力は比較器１６の反転入力に接続すると共にキャパシタＣ１４により接地される。又、乗算器７の出力は遅延素子３１の抵抗Ｒ３１の第１端子に接続され、抵抗Ｒ３１の第２端子は比較器１６の正の入力に接続されると共にキャパシタＣ３１により接地される。ＲＣ回路１４と３１の部品はもちろん相違して、本発明の動作に必要な時定数の相違を導入する。例えば、同じ値の抵抗器が使用され、２つの遅延素子の時定数はキャパシタＣ１４とＣ３１の異なる値により区別される。比較器１６の出力は、インバータ４５を介して、ＪＫフリップフロップで形成されるフリップフロップ１７のクロック入力ＣＬＫに接続される。フリップフロップの入力ＪとＫはフリップフロップのリセット端子Ｒと共に正の電源電圧Ｖｃｃに接続される。フリップフロップの順出力Ｑはランプ発生器１３’の入力に接続されて、電源の切換えのためのパルスのデューティ比の設定を行う（信号ＣＴＲＬ）。発生器１３’の出力は比較器１１の第１入力に接続され、その第２入力は発生器１２からの周期信号を受け取る。この信号は、例えば、鋸歯状波で好ましくはクロックＨＣＬＫで設定される高周波信号である。はじめに記述した全てのことは従来の回路に対応する。
【００５６】
本発明によると、比較器１６の非反転入力つまり遅延素子３１の出力は回路３２のスイッチ３２１により接地される。これは機能的に図４の制御信号ＣＴ３１に対応する。スイッチ３２１がオフのとき、安定状態に対応し、従来の回路に対応する通常動作が行われる。スイッチ３２１がオンのとき、比較器１６の対応する入力は、本発明によると、接地され、遅い遅延素子３１の動作が禁止される。
【００５７】
遅延した制御パルスを素子３１に提供する回路３２は、例えばモノステーブル回路（ＭＯＮＯＳＴ）によるタイミング回路３２２を有し、その出力がスイッチ３２１（例えばＭＯＳトランジスタ）を制御する。回路３２２の制御入力はキャパシタＣ３２５により接地される。回路３２２の目的はその入力の抵抗／キャパシタンス回路で設定された期間をもつ制御パルスを整形することである。特に、抵抗３２３と３２４の値はキャパシタＣ３２５の充電時間従ってパルス幅を条件付ける。回路３２２の入力は、好ましくは、過渡状態を検出する信号ＤＥＭにより制御されるスイッチ３２６により接地される。
【００５８】
定常状態で、スイッチ３２６はオフ、従って回路３２２の入力はハイである（抵抗３２３による比較的小さな電圧降下を無視するとほぼ電圧Ｖｃｃ）。従ってスイッチ３２１はオフである。信号ＤＥＭによりスッイチ３２６がオンになると、キャパシタ３２５が放電して回路３２２の入力が低となる。これによりモノステーブル回路３２２の出力が切換わり、スイッチ３２１がオンとなる。信号ＤＥＭはパルス形であるので、回路３２２の入力の接地接続はスイッチ３２６のターンオフにより急速に消失する。従って、キャパシタＣ３２５は、パルス幅を条件付ける抵抗分割ブリッジＲ３２３−Ｒ３２４により再び充電される。回路３２２のスレッシュホールドに到達すると、その出力が切換わり、スイッチ３２１がオフとなってシステムを定常状態に戻す。
【００５９】
本発明の好ましい実施例によると、信号ＤＥＭは、更に、例えば、ＲＣセル（抵抗Ｒ１３及びキャパシタＣ１３）で形成されるランプ発生器１３’をリセットする。抵抗Ｒ１３の第１端子はフリップフロップ１７の端子Ｑに接続される。抵抗Ｒ１３の別の端子は比較器１１の第１入力に接続され、更にキャパシタＣ１３により接地される。本発明の好ましい実施例によると、信号ＤＥＭが活性のときスイッチ１３１がキャパシタＣ１３を短絡して、強制的に放電させる。従って、各過渡期間にデューティサイクルを常に同じ値に条件付けるランプの再スタートが発生される。図示の実施例はゼロからの再スタートを考えている。別の実施例として、この再スタートのために所定のプリチャージレベルを提供することができる。
【００６０】
好ましくは、安定性の理由のために、遅い時定数、ここではＲ３１×Ｃ３１、はランプ発生器１３’の時定数、ここではＲ１３×Ｃ１３の１／２０と１／２の範囲で選択される。早い素子１４に関しては、その時定数、ここではＲ１４×Ｃ１４はシステムに所望のダイナミックレンジに従って選択される。例えば、遅い時定数（Ｒ３１×Ｃ３１）の１／１０と１／２の間の範囲の定数Ｒ１４×Ｃ１４が提供される。
【００６１】
本発明の別の好ましい実施例によると、信号ＤＥＭはフリップフロップ１７をリセットするためにも用いられる。この目的のために、フリップフロップ１７の入力Ｓは較正されたリセットパルスを印加する回路４６に接続される。回路４６は、例えば、電圧Ｖｃｃにより給電される抵抗分割ブリッジＲ４６１，Ｒ４６２を有し、その中点と接地の間に接続されるキャパシタＣ４６３を充電する。フリップフロップ１７の端子Ｓはこの中点に接続される。信号ＤＥＭにより制御されるスイッチ４６４はキャパシタＣ４６３を強制的に放電させる。定常状態で、スイッチ４６４はオフ、キャパシタＣ４６３は充電され、フリップフロップ１７の入力Ｓはハイである。過渡状態の検出後、信号ＤＥＭによりスイッチ４６４がオンになると、キャパシタＣ４６３がオンになり、入力Ｓがゼロに切換わり、従って、フリップフロップ１７がリセットされる。信号ＤＥＭが消滅すると、スイッチ４６４はオフになり、分圧ブリッジＲ４６１，Ｒ４６２によりキャパシタＣ４６３の充電が行われる。回路４６の機能はフリップフロップ１７のリセットのための十分な期間のパルスを提供することである。各過渡状態でフリップフロップ１７をリセットすることにより、過渡状態の初期状態（スタート又は照度の変化）を設定することによりシステムの信頼度が最適化される。
【００６２】
フリップフロップ１７の出力Ｑと
【数５】

は不安定損失検出回路３４と３５の入力にも印加される。各回路３４と３５は、図示の実施例では、モノステーブル回路として構成され商品名ＬＭ５５５として知られるタイミング回路３４１，３５１に基礎を置く。各回路３４１と３５１の出力はＸＮＯＲゲート３６の入力に接続される。図示の実施例では、ゲート３６の出力はモノステーブル回路３７に印加されてパルスＤＥＭを整形する。この回路は省略可能である。回路３４１と３５１は電源端子ＶｃｃとＧＮＤを回路の供給電圧の端子に接続する。回路ＬＭ５５５の制御電圧端子ＣＴＲは不使用である。リセット端子ＲＳＴは電圧Ｖｃｃに接続される。トリガ端子ＴＲＩＧはフリップフロップ１７の出力Ｑと
【数６】

に各々接続される。出力Ｑと
【数７】

は、又、抵抗Ｒ３４２とＲ３５２の第１端子に接続され、それらの第２端子は、ＰＮＰトランジスタＴ３４３とＴ３５３のベースに各々接続される。トランジスタＴ３４３とＴ３５３のコレクタは接地される。それらのエミッタは対応する回路３４１と３５１のスレッシュホールド（ＴＨＲ）及び放電（ＤＳＣＨ）端子に接続される。さらに、端子ＴＨＲは、抵抗Ｒ３４４，Ｒ３５４とキャパシタＣ３４５，Ｃ３５５の結合点に各々接続される。
【００６３】
機能的に、ロー状態の振動の消失又は減少はシステムがオープン回路で安定化する場合に関連する。反対に、ハイ状態での振動の消失は短絡システムの場合に関連する。回路３４はオープン回路検出に対応し、回路３５は短絡検出に対応する。
【００６４】
タイミング回路ＬＭ５５５のスレッシュホールドＴＨＲは、対応するトランジスタＴ３４３、又はＴ３５３がオフのときのハイ状態に対応する（電圧Ｖｃｃ−（抵抗Ｒ３４４，Ｒ３５４での電圧降下））。つまり、端子Ｑ，
【数８】

がローのとき、トランジスタＴ３４３，Ｔ３５３はオン、対応するキャパシタＣ３４５，Ｃ３５５は短絡、そして対応する回路ＬＭ５５５のスレッシュホールド入力ＴＨＲはローである。一方、回路のトリガ入力ＴＲＩＧもローであるのでその出力ＯＵＴはローのままである。
【００６５】
端子Ｑ又は
【数９】

の一方がハイになると、これに関連するトランジスタＴ３４３又はＴ３５３がオフになる。対応するキャパシタＣ３４５，又はＣ３５５は抵抗Ｒ３４４又はＲ３５５を介して充電される。その結果、抵抗Ｒ３４４（又はＲ３５４）とキャパシタＣ３４５（又はＣ３５５）の値の関数である所定時間の後、回路３４１（又は３５１）のスレッシュホールドＴＨＲは電圧Ｖｃｃにほぼ等しくなる（抵抗Ｒ３４４又はＲ３５４での電圧降下は無視する）。そのときトリガ入力ＴＲＩＧはハイであるので、回路３４１（又は３５１）の出力ＯＵＴは、端子Ｑ（又は
【数１０】

）がローに戻る前にスレッシュホールドＴＨＲがハイに切換われば、切換わる。逆の場合には回路３４１（又は３５１）の出力はローのままである。
【００６６】
フリップフロップ１７のひとつの出力が安定な活性状態を維持すれば論理ゲート３６の入力のひとつが切換わり、信号ＤＥＭの制御パルスをトリガする。
【００６７】
本発明の利点はスイッチモード電源の高周波動作に特によく適合することである。特に、ディジタル回路とは違って、本発明の実施のために計算又は処理時間が不要である。
【００６８】
本発明の別の利点は、特に経済的な解決により、マルチパネルシステムの場合にパネル毎に１回路の提供が可能なことである。非均一な照射の問題（例えばパネル又はセルの大きさの影が発生したとき）が少ないコストで解決できる。
【００６９】
図７は本発明の別の実施例でステップダウンＤ．Ｃ．／Ｄ．Ｃ．コンバータへのアセンブリを示す。光電パネル１の２つの端子はパワースイッチ２の第１端子と小さな値の抵抗Ｒにより接地５に接続される。スイッチ２の他方の端子はインダクティブ素子Ｌの第１端子に接続され、その第２端子は出力電圧を提供する端子４を形成し、パワー蓄積素子例えばバッテリ（図示なし）に接続される。フリーホイールダイオードＤはインダクタンスＬの第１端子の接地５に接続する。一般に、キャパシタＣｅが光電パネルの正の出力端子を接地に接続して、パネル１の両端の電圧を安定化させ、スイッチ２のスイッチングノイズに対して不感としている。多くの場合、パネル１の正端子と接地の間の抵抗Ｒ４１１とＲ４１２による抵抗分圧ブリッジの中点に電圧測定端子４１が接続される。端子４２（図６）に印加される電流の測定値が光電パネルの負の端子でとられる。抵抗Ｒは電流測定の一部を行う。
【００７０】
前述のごとく、本発明は、ステップダウン、ステップアップ又はステップダウン／ステップアップコンバータの任意のコンバータに適用することができる。同様に、パワーに関する情報を取り出すことができれば電源は任意である。
【００７１】
もちろん、本発明は当業者に容易な種々の変更、修飾、改良が可能である。特に、図６に記載した以外のアナログ組立体が記述した機能を実現するために可能である。例えば、遅延素子３１は切換可能な抵抗とキャパシタのネットワークの、印加電圧によりキャパシタンスの変化するキャパシタで構成することができる。さらに、異なる時定数と抵抗／キャパシタンス素子の値は上述の機能的記述と応用に従って当業者に容易である。さらに、上述の記述ではパワーは電圧と電流の積としているが、パワーのイメージは他の量から得ることもでき、例えば、インピーダンスの測定、電圧が一定と仮定するとき電流に比例する量、電流が一定と仮定するとき電圧に比例する測定等から得ることができる。
【００７２】
このような変更、修飾、改良は本開示の一部であり、本発明の範囲に含まれる。従って、上述の記述は実施例であり発明を限定しない。本発明は特許請求の範囲とその均等によってのみ限定される。
【図面の簡単な説明】
【００７３】
【図１】本発明が適用されるパワーコンバータの従来の例を示す。
【図２】本発明によるコンバータの電源を構成する光電パネルにおける電圧とパワーの関係を示す。
【図３】図１のコンバータの光電パネルの照度が変化した場合の時間に対する電流の変化を示す。
【図４】本発明による最大パワーポイント追跡回路の実施例のブロック図である。
【図５】図４の回路の過渡状態検出器の機能的ブロック図である。
【図６】本発明による制御回路の詳細な回路図である。
【図７】本発明の回路によるコンバータ制御の別の実施例である。

Claims (10)

1. 電源により供給されるパワー（Ｐ）のイメージの比較に基づいて可変電源（１）の最大パワーポイントを追跡するための、パワーのイメージに比例する量に異なる伝搬遅延を導入する２つの素子（１４，３１）と、該遅延素子の出力を比較してフリップフロップ（１７）を制御し静的パワーコンバータを制御する２状態信号（Ｑ）を提供する比較器（１６）とを有する回路において、
   定常状態の振動の変化から過渡状態を検出する手段（３３）と、
   最も遅い遅延素子（３１）により導入される遅延を修飾する手段（３２）とを有することを特徴とする回路。
2. 遅延を修飾するための前記手段（３２）は、過渡状態で遅い方の遅延素子（３１）の動作を禁止することができるスイッチ素子（３２１）を有する、請求項１記載の回路。
3. 前記検出手段（３３）は前記フリップフロップ（１７）の各出力信号
   

   

   の活性状態の期間を所定のスレッシュホールド（ＴＨ１，ＴＨ２）と比較する、
   請求項１又は２に記載の回路。
4. 前記検出手段（３３）は、相互に独立に、前記フリップフロップ（１７）の順（Ｑ）及び逆
   

   

   出力を前記スレッシュホールドと各々比較し、比較の結果を組合わせて（３６）制御パルス（ＤＥＭ）を前記手段（３２）に送って遅延を変化させる、請求項３に記載の回路。
5. 過渡状態の期間は公称パワー基準値のまわりの所望の振動振幅に従って選択される請求項１−４のひとつに記載の回路。
6. 異なる電圧、電流及び時間測定素子はアナログ素子である請求項１−５のひとつに記載の回路。
7. 過渡状態が発生すると、前記フリップフロップ（１７）をリセットする手段がもうけられる、請求項１−６のひとつに記載の回路。
8. 過渡状態が発生すると、パワーコンバータのパルス幅変調制御信号のデューティサイクルを条件付けるランプ発生器（１３’）をリセットする手段を有する、請求項１−７のひとつに記載の回路。
9. 電源により提供されるパワー（Ｐ）のイメージに異なる値の２つの遅延を印加するタイプの可変電源（１）の最大パワーポイントを追跡する回路を制御する方法において、
   過渡状態の間最も遅い遅延を禁止又は短絡することを特徴とする方法。
10. 過渡状態の存在の決定が、最大パワーポイント検出器の公称動作点のまわりの振動周波数の測定により行われる、請求項９記載の方法。