【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、インバータエアコンなどのように、家庭などの商用電源や直流電源からの電力を電力スイッチング素子を用いて、任意の周波数や電圧などに変換して動力などを発生させる電気機器における、電源ラインの伝導ノイズや電気機器から大地への漏洩電流を減少させる装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、インバータエアコンなど、インバータ回路を用いてモータ可変速駆動を行う場合には、インバータ回路、特に、三相ブリッジ回路１０２によるスイッチングによるコモンモード成分の変動に起因して電源ラインにおける伝導ノイズを発生してしまう。この伝導ノイズの低減には、図６に示すように、１０５用電源とモータ駆動回路全体との間にノイズフィルタ１０８を挿入し、インバータ回路１０２により発生した伝導ノイズを商用電源側に伝導しないように減衰遮断していた（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
また、電子的にノイズを抑圧制御する方法も提案されており、図７に示すように、ノイズフィルタと同様の効果を有するコモンモードチョークに二次側のコイルを巻付けてトランス化して、コモンモードトランス７として、コモンモードトランス７の二次側でノイズの基本成分であるコモンモード成分を検出して、ハーフブリッジ回路８を駆動し、ハーフブリッジ回路８の出力からコンデンサ９ａを介して、機器のシャーシ（筐体）との間の電位差を制御する。コンデンサ９ａは略直流部分からシャーシへと連続的に電流が流れ込まないようにするものである。この制御を行うことにより、機器のシャーシとの間に生じているコモンモード成分が抑圧され、コモンモード成分に起因する漏洩電流や伝導ノイズが抑圧される（例えば、特許文献１参照）。
【０００４】
なお、コモンモードトランス７の挿入位置としては整流ダイオードブリッジ４の手前以外にも、整流ダイオードブリッジ４と平滑コンデンサ３との間であっても同様の効果が得られる。
【０００５】
しかしながら、図７の場合には、ハーフブリッジ回路８にかなり高速応答性が要求され、フィードバック制御ゲインを上げて高速応答化しようとしても、回路の応答遅れなどにより制御系が不安定になってしまう。また、ハーフブリッジ回路８のような高電圧回路を高速でリニア動作させるには、ある程度のアイドル電流を流しておく必要があり、ハーフブリッジ回路８が発熱し、放熱部品を必要とするなどで機器が大型化してしまうという課題がある。結局、伝導ノイズよりも、漏洩電流のような比較的低い周波数帯域でのみ効果があり、伝導ノイズに対しては、図６で示したようなノイズフィルタで抑圧することになる。
【０００６】
このため、ノイズ制御系の高速応答を主眼にした方法として、フィードバック制御に頼るのではなく、フィードフォワードでノイズをキャンセルする方法が提案されている。
【０００７】
図８は、ノイズキャンセル用に三相ブリッジ回路８２を新たに設け、モータと同じ特性をもったインピーダンス網を駆動するものである。
図８において、制御回路８６は、モータ１を駆動するための三相ブリッジ回路２を正弦波ＰＷＭなどの公知の方法で制御するとともに、もうひとつの三相ブリッジ回路８２を出力側のインピーダンス網８３がモータ１とは逆の電位関係、すなわち、モータ１用三相ブリッジ回路２の駆動とは上アームと下アームのスイッチングが逆になっているように制御する。このように制御することにより、モータ１を介して、大地に与えたコモンモード電位をキャンセルする逆特性のコモンモード電位を発生せしめ、漏洩電流や伝導ノイズを低減することができる（例えば、特許文献２参照）。
【０００８】
図９は図８の方法と図７の方法とを組み合わせたものである。すなわち図９では、コモンモードトランス７でコモンモード電流を検出し、誤差増幅１３、ハーフブリッジ回路８、コンデンサ９ａによるフィードバック制御ループと、コモンモード変動を予測し、その予測パルスを発生させる、制御回路９６、コンデンサ９ｄ、増幅回路１００、加算回路１２、ハーフブリッジ回路８、コンデンサ９ａによるフィードフォワードループで構成されている。コンデンサ９ｄは、予測したコモンモード変動の変動以外の成分が増幅回路１００に入力されないようにするものである。これらにより、フィードバックループでは応答しきれないノイズに対しては、フィードフォワードループで改善することができるようになっている。すなわち、エネルギの大きい低周波域のノイズには、フィードバックループで制御され、高周波のノイズはフィードフォワードループで制御されることになる（例えば、特許文献３参照）。
【０００９】
【非特許文献１】
山村昌監修、大野栄一編著「パワーエレクトロニクス入門（改訂２版）」（第８章２節、図８・４）平成３年発行、オーム社
【特許文献１】
特許第３０４４６５０号公報
【特許文献２】
特開平９−２３３８３７号公報
【特許文献３】
特開２００２−５１５７０号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来の構成では、第一例では、ノイズフィルタの主要部品であるコモンモードチョークコイルが極めて大型になってしまうという課題を有していた。また、第二例では、フィードバック制御でノイズを抑圧しようとしているが、実際にフィードバック制御の応答を確保することが困難であり、周波数の高いノイズは、第一例のようなフィルタで除去する必要があるという課題がある。
【００１１】
また、第三例、第四例では、フィードフォワード制御により速応性を確保することが提案されているが、フィードフォーワード制御は、原理的に制御対象のパラメータがわかっていることが前提である。すなわち、三相ブリッジ回路２などの電力変換回路部分やモータ１のインダクタンスやモータフレームとの間の浮遊静電容量などのパラメータが既知であることが前提である。さらに、これらのパラメータを事前に知り得たとしても、機器の運転状況に応じて変化する場合もあり、フィードフォワード制御の操作量のほうが大きくなってしまうと、逆方向のノイズ発生にもなってしまう。ここで、フィードバックループを併用することにより、パラメータ変動を吸収することもある程度は可能であるが、そもそもフィードフォワードループは速応性を改善するものであり、パラメータ誤差による影響は高周波成分として現われるので、フィードバックループでは抑圧しきれない。このため、実際のフィードフォワード制御系を十分動作させることは困難であった。
【００１２】
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、安定でノイズを広帯域で抑圧することが可能なノイズ抑圧装置を提供することを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために本発明は、交流電源から得られた電力をスイッチング素子により所望の電力形態に変換して利用する電気機器において、前記スイッチング素子のスイッチングに伴って前記交流もしくは直流の電源と前記電気機器との間に生じるコモンモード変動を予測計算する手段と、実際に生じたコモンモード変動を検出する手段と、前記コモンモード変動検出値を前回のスイッチング時のコモンモード変動検出値と比較する手段と、前記比較手段の比較結果により増幅度が微少修正される可変ゲイン増幅器と、前記可変ゲイン増幅器の出力と前記コモンモード変動検出値を加算する加算手段と、前記電気機器の電力形態変換部から前記電気機器の筐体へと前記加算手段の出力に略比例する電力を供給する手段を具備し、前記スイッチング時のコモンモード変動の予測計算手段の出力結果を前記可変ゲイン増幅器に入力するものである。
【００１４】
この構成をなすことにより、予測によるフィードフォワードループが、コモンモード電流が逐次少なくなるというフィードバック制御系になり、機器の運転に伴う、温度変化などによるパラメータ変動が発生しても、追従していくことが可能になり、パラメータ変動の影響をキャンセルし、かつ速応性も確保できる、安定で広帯域なノイズ抑圧が可能になる。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。
【００１６】
（実施の形態１）
図１において、交流電源５は、インバータエアコンなどの電気機器においては、コモンモードトランス７を経由して、整流ダイオードブリッジ４と平滑コンデンサ３により略直流に変換され、三相ブリッジ回路２と制御回路６により、疑似三相交流に変換され、モータ１を駆動する。
【００１７】
一方、コモンモードトランス７で検出されたコモンモード電流は誤差増幅器１３を経て、制御回路６に送られるとともに、加算回路１２に送られる。加算回路１２では、可変ゲイン増幅器１０の出力と加算され、ハーフブリッジ回路８を駆動する。ハーフブリッジ回路８の出力はコンデンサ９ａを介して電気機器のシャーシとつながっている。制御回路６では、モータ１を駆動するための三相ブリッジ回路２の制御信号を発生するとともに、コモンモード電流を読込みと、予測出力としてフィードフォワードパルスの出力を行う。フィードフォワードパルスはコンデンサ９ｄを経由して可変ゲイン増幅器１０に送られ、制御回路６からの増幅度指令にもとづいて、その結果を加算回路１２に送る。
【００１８】
したがって、コモンモードトランス７、誤差増幅回路１３、加算回路１２、ハーフブリッジ回路８とコンデンサ９ａとで、フィードバック制御ループが構成され、制御回路６、可変ゲイン増幅器１０、加算回路１２、ハーフブリッジ回路８とコンデンサ９ａとで、フィードフォワード制御系が構成され、制御回路６にコモンモード電流値を取り込み、フィードフォワード制御系のパラメータの調整を行う。これにより、フィードフォワード制御系にパラメータ変動などの影響をキャンセルするような一種のフィードバック制御系を構成している。
【００１９】
図３は制御回路６の内部の構成例を示した回路ブロック図である。制御回路６はいわゆるマイクロコンピュータで実現され、ＣＰＵ３１ではモータ１を駆動する三相ブリッジ回路２の駆動制御を、三相ＰＷＭ発生用タイマカウンタ３６を操作することで実現する。三相ＰＷＭ発生用タイマカウンタ３６の出力は三相ブリッジ回路２へと送られるとともに、ＯＲ回路３７へと送られる。ＯＲ回路３７では三相ＰＷＭ発生用タイマカウンタ３６の全出力をＯＲ演算することにより、後段の微分回路３８をあわせて、三相ＰＷＭ発生用タイマカウンタ３６の出力のエッジ、すなわち、コモンモードの変化タイミングを予測していることになる。微分回路３８の出力は、ＣＰＵ３１の割り込み要求信号として用いられるとともに、サンプル＆ホールド回路３２のサンプリングパルスとして、コモンモード電流検出値をサンプル＆ホールドする。サンプル＆ホールドされたコモンモード電流検出値はＡＤ変換機３３へ送られ、ＣＰＵ３１で処理できるデジタル量に変換され、ＣＰＵ３１に読込む。さらに、微分回路３８の出力は極性発生回路３５へと送られ、ＣＰＵ３１からの極性設定信号に基づき、プラス方向もしくはマイナス方向のパルスに変換された後、可変ゲイン増幅器１０に入力される。一方、可変ゲイン増幅器１０への増幅度指令は、ＣＰＵ３１からＤＡ変換器３４でアナログ値に変換された後、可変ゲイン増幅器１０へと送られる。極性発生回路３５は、次のコモンモード変化時にプラス方向に変化するのかマイナス方向に変化するのかに基づいて微分回路３８の出力の極性を切り替える。なお、マイクロコンピュータには図３に示した回路ブロック以外の回路も通常は含まれているが、図および説明は発明の説明に直接関連するものだけに限定し、他は省略している。
【００２０】
図４は、実施例における、信号波形を示した波形図である。同図（１）は発生するコモンモードノイズであり、急激に立上がり、ただちに減衰する波形である。同図（２）は検出し増幅したときの出力波形であり、回路の遅れ、高周波特性の限界から、少し遅れ、かつ急峻性が少なくなっている波形になる。このままでは、急峻部分のキャンセルができないので、同図（３）のようにフィードフォワードを用いる。フィードフォワードは、コモンモード発生と同時に立上がるように調整することも可能である。また、フィードフォワードのパルスの振幅は図５でも示すようにＣＰＵ３１により調節制御される。検出＆増幅出力（２）とフィードフォワードのパルス（３）を加算すると、同図（４）のような元のノイズ信号に似た信号が作成され、急峻成分まで、キャンセルすることができる。
【００２１】
図５は、ＣＰＵ３１における、微分回路３８による割り込み、すなわちＰＷＭのエッジによる割り込みの処理内容を示したフローチャートである。ＣＰＵ３１は、割り込み処理として、レジスタの退避などの一般的な割り込み処理の最初の処理を行った後、処理５１でＡＤ変換器３３でノイズレベル、すなわちコモンモード電流の値を読込む。次に判断５２で、このノイズレベルが極性設定値と同一極性か逆の極性かを調べる。同一極性の場合は、処理５３へと進み、可変ゲイン増幅器１０の増幅度を微少増加（デジタル量では、＋１）させる。逆極性の場合には、処理５４へと進み、可変ゲイン増幅器１０の増幅度を微少減少（デジタル量では、−１）させる。次に処理５５に進み、次のエッジがどちらの極性になるのかを調べ、その結果を極性設定として極性切換回路３５へと送っておき、退避レジスタの復帰などの一般的な割り込みの終了処理を行って、処理割り込み処理を終了する。
【００２２】
図５での処理の結果、可変ゲイン増幅器１０の出力によるフィードフォワードが補償不足であれば、コモンモードと同一極性のノイズが残留し、フィードフォワードが補償過剰であれば、コモンモードと逆極性のノイズが発生するようになるので、可変ゲイン増幅器１０の増幅度を微少修正していくことにより、温度変化や経時変化などによりパラメータが変動しても、常に適切なフィードフォワードの補償量が得られることになる。なお、増幅度を微少修正していくことは、突発的な外来ノイズに対しても殆ど反応しないことになり、結果として、フィードフォワード制御系の補償量調整制御系を安定に動作させることに寄与している。
【００２３】
（実施の形態２）
図２は、コモンモードトランスを用いてコモンモード電流を検出し、ノイズ抑圧制御を行うかわりに、電源ラインのノイズを直接検出して、ノイズ抑圧制御を行うことで同様の効果を得る実施例の回路ブロック図である。
【００２４】
図２において、単相交流電源５の双方の線にそれぞれコンデンサ９ｂ、９ｃを接続し、コンデンサ９ｂ、９ｃの残りの一端を接続して、誤差増幅器１３の反転入力側に入力する。また、誤差増幅器１３の残りの入力端子（非反転入力端子）はシャーシに接続する。誤差増幅器１３の反転入力端子は、交流電源とはコンデンサを介して接続されているのは、電源周波数の電流が交流電源側からシャーシへと、連続的に流れ込むのを防止するためである。これらにより、誤差増幅器１３は交流電源５の中性点電位とシャーシ電位との差を検出することになるが、交流電源５の中性点電位とシャーシ電位との差は、コモンモード電位、すなわちノイズと同じになるので、増幅して、ハーフブリッジ８を駆動してやれば、ノイズ抑圧が実現できる。なお、図２の回路では、誤差増幅器１３の非反転入力が、シャーシに直接接続されているので、三相ブリッジ回路２やハーフブリッジ回路８との間に大きな電位差を生じている。このために、誤差増幅器１３の出力を、一旦、絶縁増幅器２１に入力し、大きな電位差の影響を受けないようにして、後段の制御回路６や加算回路１２に信号を送るようにする。絶縁増幅器２１は、フォトカプラなどで実現することが可能である。
【００２５】
なお、発明の実施形態１および２において、電源は単相交流電源で説明したが、三相交流電源であっても同様の効果を得ることが実現できることはいうまでもない。また、同様に、実施形態１および２の説明において、整流ブリッジダイオード部分を全波整流形式として説明したが、図３と同様に、倍電圧整流回路を用いても同様の効果を得ることができることはいうまでもないし、整流回路がダイオードだけによるもの以外のトランジスタなどによるアクティブな素子を用いて電源力率を向上させる構成のものでも同様の効果を得ることができる。さらにまた、日本国内の家庭用の１００Ｖ電源は片方の線が大地と同じ電位となるように給電されており、この場合には、実施の形態２においては、１００Ｖ電源の大地と同じ電位となるように配線されている線から誤差増幅器１３の反転入力へと、コンデンサなどで簡易的に絶縁して入力することも可能である。
【００２６】
なお、本発明におけるノイズ抑圧はフィードバック機能を有するフィードフォワード制御と、直接のフィードバック制御によって成り立っているが、制御系をより安定に構成するために、位相補償などの手法が実施されるが、本発明では、例えば、誤差増幅回路１３のところで、制御系の位相補償などを行えば制御系の特性改善を実現できることは容易に推察できる。また、フィードフォワード系においては、ノイズレベルが非常に大きいときには、図５の処理５３、５４において、可変ゲイン増幅器１０への増幅度の修正量を少し大きくするなどの処置を行えば、制御系の特性改善を実現できる。
【００２７】
【発明の効果】
上記から明らかなように、本発明は、交流もしくは直流の電源から得られた電力をスイッチング素子により所望の電力形態に変換して利用する電気機器において、前記スイッチング素子のスイッチングに伴って前記交流もしくは直流の電源と前記電気機器との間に生じるコモンモード変動を予測計算する手段と、実際に生じたコモンモード変動を検出する手段と、前記コモンモード変動検出値を前回のスイッチング時のコモンモード変動検出値と比較する手段と、前記比較手段の比較結果により増幅度が微少修正される可変ゲイン増幅器と、前記可変ゲイン増幅器の出力と前記コモンモード変動検出値を加算する加算手段と、前記電気機器の電力形態変換部から前記電気機器の筐体へと前記加算手段の出力に略比例する電力を供給する手段を具備し、前記スイッチング時のコモンモード変動の予測計算手段の出力結果を前記可変ゲイン増幅器に入力するものである。
【００２８】
また、本発明は、コモンモードの変動検出手段が、交流もしくは直流の電源と変換された電力形態変換出力との間に設けられたコモンモードチョークコイルのコアに二次側のコイルを巻き付けてコモンモードトランスを構成し、前記コモンモードトランスの二次側コイルの出力値であるものである。
【００２９】
また、本発明は、交流電源の中性点もしくは大地電位と最も近い電位の箇所と前記電気機器の筐体との電位差をもって、コモンモード変動の検出値とするものである。
【００３０】
また、本発明は、コモンモード変動検出値が一定のレベルを超えている場合には、可変ゲイン増幅器への増幅度の微少修正量を増大させるものである。
【００３１】
この構成をなすことにより、電源ライン上の伝導ノイズを、パラメータ変動をキャンセルして、広帯域で抑圧することができ、ノイズフィルタを簡略化でき、電気機器を小型できる。
【００３２】
なお、本発明の実施例の説明にあたっては、電力の形態を変換してモータを駆動する例で説明したが、交流の電力を略直流に変換した後、別の形態に変換するうもので、コモンモード変動によるノイズや漏洩電流が発生するものであれば、本発明が適用できることは言うまでもないことである。さらに交流電源ではなく、直流電源を用いて電力変換を行う場合でも、直流電源のライン上にノイズが載ることが好ましくない場合、例えば同じ直流電源から別の機器も駆動されている場合などにも同様に適用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１を示すブロック回路図
【図２】本発明の実施の形態２を示すブロック回路図
【図３】本発明の実施の形態１および２における制御回路の構成を示すブロック回路図
【図４】本発明の実施の形態１および２における信号波形図
【図５】本発明の実施の形態１および２の制御回路の処理手順を示すフローチャート
【図６】第一の従来例の回路ブロック図
【図７】第二の従来例の回路ブロック図
【図８】第三の従来例の回路ブロック図
【図９】第四の従来例の回路ブロック図
【符号の説明】
１ モータ
２ 三相ブリッジ回路
４ 整流ダイオードブリッジ
６ 制御回路
７ コモンモードトランス
８ ハーフブリッジ回路
９ａ、９ｂ、９ｃ、９ｄ コンデンサ
１０ 可変ゲイン増幅器
１２ 加算回路
１３ 誤差増幅器
３２ サンプル＆ホールド回路
３５ 極性発生回路
３６ 三相ＰＷＭ発生用タイマカウンタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply for an electric device, such as an inverter air conditioner, that converts power from a commercial power supply such as a home or a DC power supply into an arbitrary frequency or voltage by using a power switching element to generate power or the like. The present invention relates to an apparatus for reducing conduction noise of a line and leakage current from an electric device to the ground.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, when a motor is driven at a variable speed using an inverter circuit such as an inverter air conditioner, conduction noise is generated in a power supply line due to fluctuation of a common mode component due to switching by the inverter circuit, particularly, the three-phase bridge circuit 102. Resulting in. To reduce this conduction noise, as shown in FIG. 6, a noise filter 108 is inserted between the power supply for 105 and the entire motor drive circuit so that the conduction noise generated by the inverter circuit 102 is not transmitted to the commercial power supply side. (See, for example, Non-Patent Document 1).
[0003]
Also, a method of electronically suppressing and controlling noise has been proposed. As shown in FIG. 7, a secondary-side coil is wound around a common-mode choke having the same effect as a noise filter to form a transformer. As the mode transformer 7, the secondary mode of the common mode transformer 7 detects a common mode component which is a basic component of noise, drives the half bridge circuit 8, and outputs the device from the output of the half bridge circuit 8 via the capacitor 9a. Control the potential difference between this and the chassis. The capacitor 9a is for preventing a current from continuously flowing from the substantially DC portion to the chassis. By performing this control, the common mode component generated between the device and the chassis is suppressed, and the leakage current and conduction noise caused by the common mode component are suppressed (for example, see Patent Document 1).
[0004]
Similar effects can be obtained even when the common mode transformer 7 is inserted between the rectifier diode bridge 4 and the smoothing capacitor 3 in addition to the position before the rectifier diode bridge 4.
[0005]
In the case of FIG. 7, however, the half-bridge circuit 8 is required to have a very high-speed response, and even if the feedback control gain is increased to achieve a high-speed response, the control system becomes unstable due to a response delay of the circuit. . In addition, in order to operate a high-voltage circuit such as the half-bridge circuit 8 in a linear manner at high speed, it is necessary to supply a certain amount of idle current, and the half-bridge circuit 8 generates heat and requires heat-radiating components. However, there is a problem that the size is increased. As a result, the effect is more effective only in a relatively low frequency band such as a leakage current than the conduction noise, and the conduction noise is suppressed by the noise filter as shown in FIG.
[0006]
For this reason, a method of canceling noise by feedforward instead of relying on feedback control has been proposed as a method focusing on a high-speed response of a noise control system.
[0007]
In FIG. 8, a three-phase bridge circuit 82 is newly provided for noise cancellation, and drives an impedance network having the same characteristics as a motor.
In FIG. 8, a control circuit 86 controls a three-phase bridge circuit 2 for driving the motor 1 by a known method such as a sine wave PWM, and also controls another three-phase bridge circuit 82 on an output impedance network 83. Is controlled so that the switching of the upper arm and the lower arm is opposite to that of the motor 1, that is, the driving of the three-phase bridge circuit 2 for the motor 1. By performing such control, it is possible to generate a common mode potential having a reverse characteristic for canceling the common mode potential applied to the ground via the motor 1 and reduce leakage current and conduction noise (for example, see Patent Document 1). 2).
[0008]
FIG. 9 is a combination of the method of FIG. 8 and the method of FIG. That is, in FIG. 9, a common mode transformer 7 detects a common mode current, a feedback control loop including an error amplifier 13, a half bridge circuit 8, and a capacitor 9a, and a control circuit that predicts common mode fluctuation and generates a prediction pulse thereof. It comprises a feedforward loop consisting of 96, a capacitor 9d, an amplifier circuit 100, an adder circuit 12, a half bridge circuit 8, and a capacitor 9a. The capacitor 9d prevents components other than the predicted common mode fluctuation from being input to the amplifier circuit 100. As a result, noise that cannot be fully responded by the feedback loop can be improved by the feedforward loop. That is, low-frequency noise with large energy is controlled by a feedback loop, and high-frequency noise is controlled by a feedforward loop (for example, see Patent Document 3).
[0009]
[Non-patent document 1]
Supervised by Masaru Yamamura, edited by Eiichi Ohno, "Introduction to Power Electronics (Revision 2)" (Chapter 8, Section 2, Figures 8.4) published in 1991, Ohmsha [Patent Document 1]
Japanese Patent No. 3044650 [Patent Document 2]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 9-233837 [Patent Document 3]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-51570
[Problems to be solved by the invention]
However, the above-described conventional configuration has a problem in the first example that the common mode choke coil, which is a main component of the noise filter, becomes extremely large. In the second example, the noise is suppressed by the feedback control. However, it is difficult to actually secure the response of the feedback control, and the high frequency noise needs to be removed by the filter as in the first example. There is a problem that there is.
[0011]
Further, in the third and fourth examples, it is proposed to ensure quick response by feedforward control. However, feedforward control is based on the premise that parameters to be controlled are known in principle. . That is, it is assumed that parameters such as the power conversion circuit portion such as the three-phase bridge circuit 2, the inductance of the motor 1, and the stray capacitance between the motor frame and the motor 1 are known. Furthermore, even if these parameters can be obtained in advance, they may change depending on the operating conditions of the equipment.If the operation amount of the feedforward control becomes larger, noise in the reverse direction may occur. I will. Here, by using the feedback loop together, it is possible to some extent to absorb the parameter fluctuation, but in the first place the feedforward loop improves the responsiveness, and the effect of the parameter error appears as a high-frequency component. The feedback loop cannot completely suppress it. For this reason, it was difficult to operate the actual feedforward control system sufficiently.
[0012]
An object of the present invention is to solve such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide a noise suppressing device that is stable and can suppress noise in a wide band.
[0013]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, the present invention provides an electric device that converts power obtained from an AC power supply into a desired power form by using a switching element and uses the converted power. And means for predicting and calculating the common mode fluctuation occurring between the electrical device, means for detecting the common mode fluctuation actually occurring, and the common mode fluctuation detection value with the common mode fluctuation detection value at the previous switching. Means for comparing, a variable gain amplifier whose amplification is slightly corrected based on the comparison result of the comparing means, an adding means for adding the output of the variable gain amplifier and the common mode fluctuation detection value, and a power mode of the electric device. Means for supplying power substantially proportional to the output of the adding means from the conversion unit to the housing of the electric device, The output result of predictive calculation means of the common mode variations at the time of etching is to input to the variable gain amplifier.
[0014]
With this configuration, the feedforward loop based on the prediction becomes a feedback control system in which the common mode current is gradually reduced, and follows even if a parameter change due to a temperature change or the like occurs due to operation of the device. This makes it possible to cancel out the influence of parameter fluctuations and secure quick response, thereby enabling stable and broadband noise suppression.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0016]
(Embodiment 1)
In FIG. 1, an AC power supply 5 is converted to a substantially DC voltage by a rectifying diode bridge 4 and a smoothing capacitor 3 via a common mode transformer 7 in an electric device such as an inverter air conditioner. By 6, it is converted into a pseudo three-phase alternating current and drives the motor 1.
[0017]
On the other hand, the common mode current detected by the common mode transformer 7 is sent to the control circuit 6 via the error amplifier 13 and to the adding circuit 12. The addition circuit 12 adds the output of the variable gain amplifier 10 and drives the half bridge circuit 8. The output of the half bridge circuit 8 is connected to the chassis of the electric device via the capacitor 9a. The control circuit 6 generates a control signal for the three-phase bridge circuit 2 for driving the motor 1, reads a common mode current, and outputs a feedforward pulse as a predicted output. The feedforward pulse is sent to the variable gain amplifier 10 via the capacitor 9d, and the result is sent to the adding circuit 12 based on the amplification command from the control circuit 6.
[0018]
Therefore, a feedback control loop is formed by the common mode transformer 7, the error amplifier circuit 13, the adder circuit 12, the half bridge circuit 8 and the capacitor 9a, and the control circuit 6, the variable gain amplifier 10, the adder circuit 12, and the half bridge circuit 8 The capacitor and the capacitor 9a constitute a feedforward control system. The common mode current value is taken into the control circuit 6, and the parameters of the feedforward control system are adjusted. This constitutes a kind of feedback control system that cancels the influence of parameter fluctuation or the like in the feedforward control system.
[0019]
FIG. 3 is a circuit block diagram showing an example of the internal configuration of the control circuit 6. The control circuit 6 is implemented by a so-called microcomputer, and the CPU 31 implements drive control of the three-phase bridge circuit 2 that drives the motor 1 by operating the three-phase PWM generation timer counter 36. The output of the three-phase PWM generation timer counter 36 is sent to the three-phase bridge circuit 2 and also to the OR circuit 37. The OR circuit 37 performs an OR operation on all outputs of the three-phase PWM generation timer counter 36, thereby combining the output of the three-phase PWM generation timer counter 36 with the subsequent differentiation circuit 38, that is, the change in the common mode. That is, the timing is predicted. The output of the differentiating circuit 38 is used as an interrupt request signal of the CPU 31 and samples and holds the common mode current detection value as a sampling pulse of the sample and hold circuit 32. The sampled and held common mode current detection value is sent to the AD converter 33, converted into a digital amount that can be processed by the CPU 31, and read into the CPU 31. Further, the output of the differentiating circuit 38 is sent to the polarity generating circuit 35, and is converted into a plus or minus pulse based on the polarity setting signal from the CPU 31, and then input to the variable gain amplifier 10. On the other hand, the amplification command to the variable gain amplifier 10 is sent from the CPU 31 to the variable gain amplifier 10 after being converted into an analog value by the DA converter 34. The polarity generating circuit 35 switches the polarity of the output of the differentiating circuit 38 based on whether it changes in the plus direction or the minus direction at the time of the next common mode change. Note that the microcomputer normally includes circuits other than the circuit blocks shown in FIG. 3, but the drawings and description are limited to those directly related to the description of the invention, and the other is omitted.
[0020]
FIG. 4 is a waveform diagram showing signal waveforms in the example. FIG. 1A shows the generated common mode noise, which is a waveform that rises rapidly and attenuates immediately. FIG. 2B shows the output waveform when the signal is detected and amplified. The waveform is slightly delayed and has less sharpness due to the delay of the circuit and the limit of the high-frequency characteristics. In this state, the steep portion cannot be canceled, so feedforward is used as shown in FIG. The feed forward can be adjusted so as to rise at the same time as the occurrence of the common mode. The amplitude of the feedforward pulse is adjusted and controlled by the CPU 31 as shown in FIG. When the detection and amplification output (2) and the feedforward pulse (3) are added, a signal similar to the original noise signal as shown in FIG. 4D is created, and up to a steep component can be canceled.
[0021]
FIG. 5 is a flowchart showing the processing contents of an interrupt by the differentiating circuit 38, that is, an interrupt by a PWM edge in the CPU 31. The CPU 31 performs the first process of a general interrupt process such as saving a register as an interrupt process, and then reads the noise level, that is, the value of the common mode current by the AD converter 33 in a process 51. Next, in decision 52, it is checked whether this noise level has the same polarity or the opposite polarity as the polarity setting value. If the polarities are the same, the process proceeds to processing 53, where the amplification of the variable gain amplifier 10 is slightly increased (+1 in digital amount). In the case of the opposite polarity, the process proceeds to processing 54, where the amplification of the variable gain amplifier 10 is slightly reduced (-1 in the digital amount). Next, the process proceeds to a process 55, where the polarity of the next edge is checked, and the result is sent to the polarity switching circuit 35 as a polarity setting, and a general interrupt ending process such as restoration of the save register is performed. Then, the processing interrupt processing is completed.
[0022]
As a result of the processing in FIG. 5, if the feedforward due to the output of the variable gain amplifier 10 is insufficiently compensated, noise having the same polarity as that of the common mode remains. Since noise is generated, by slightly correcting the amplification of the variable gain amplifier 10, an appropriate amount of feedforward compensation can always be obtained even if the parameter fluctuates due to a temperature change, a temporal change, or the like. Will be. It should be noted that the slight correction of the amplification degree hardly responds to sudden external noise, and as a result, contributes to the stable operation of the compensation amount adjustment control system of the feedforward control system. are doing.
[0023]
(Embodiment 2)
FIG. 2 shows an embodiment in which the same effect is obtained by detecting the noise of the power supply line directly and performing the noise suppression control instead of detecting the common mode current using the common mode transformer and performing the noise suppression control. It is a circuit block diagram.
[0024]
In FIG. 2, capacitors 9b and 9c are connected to both lines of the single-phase AC power supply 5, respectively, and the other ends of the capacitors 9b and 9c are connected to input to the inverting input side of the error amplifier 13. The remaining input terminals (non-inverting input terminals) of the error amplifier 13 are connected to the chassis. The reason why the inverting input terminal of the error amplifier 13 is connected to the AC power supply via a capacitor is to prevent the current of the power supply frequency from flowing continuously from the AC power supply side to the chassis. As a result, the error amplifier 13 detects the difference between the neutral point potential of the AC power supply 5 and the chassis potential. The difference between the neutral point potential and the chassis potential of the AC power supply 5 is the common mode potential, that is, the difference. Since the noise becomes the same as the noise, the noise can be suppressed by amplifying and driving the half bridge 8. In the circuit of FIG. 2, since the non-inverting input of the error amplifier 13 is directly connected to the chassis, a large potential difference occurs between the three-phase bridge circuit 2 and the half bridge circuit 8. For this purpose, the output of the error amplifier 13 is once input to the isolation amplifier 21 so that the signal is sent to the control circuit 6 and the addition circuit 12 at the subsequent stage without being affected by a large potential difference. The insulation amplifier 21 can be realized by a photocoupler or the like.
[0025]
In the first and second embodiments of the present invention, the power supply has been described as a single-phase AC power supply. However, it is needless to say that the same effect can be obtained even with a three-phase AC power supply. Similarly, in the first and second embodiments, the rectifying bridge diode portion is described as a full-wave rectifying type. However, similar effects can be obtained by using a voltage doubler rectifying circuit as in FIG. Needless to say, the same effect can be obtained even if the rectifier circuit is configured to improve the power supply power factor by using an active element such as a transistor other than the diode alone. Furthermore, a domestic 100V power supply in Japan is supplied with power so that one of the wires has the same potential as the ground. In this case, in the second embodiment, the potential is the same as the ground of the 100V power supply. Thus, it is also possible to simply insulate the input from the wire wired to the inverting input of the error amplifier 13 with a capacitor or the like.
[0026]
The noise suppression in the present invention is realized by feedforward control having a feedback function and direct feedback control.However, in order to more stably configure a control system, a technique such as phase compensation is implemented. In the present invention, it can be easily inferred that the characteristics of the control system can be improved by performing phase compensation of the control system at the error amplification circuit 13, for example. In the feed-forward system, when the noise level is very large, if a measure such as slightly increasing the amount of correction to the variable gain amplifier 10 in the processing 53 and 54 in FIG. The characteristics can be improved.
[0027]
【The invention's effect】
As is apparent from the above, the present invention relates to an electric device that converts power obtained from an AC or DC power supply into a desired power form by using a switching element and uses the converted AC or DC power in accordance with the switching of the switching element. Means for predicting and calculating the common mode fluctuation occurring between the DC power supply and the electric device; means for detecting the common mode fluctuation actually occurring; and detecting the common mode fluctuation detected value as the common mode fluctuation at the previous switching. Means for comparing with a detected value, a variable gain amplifier whose amplification is slightly corrected based on the comparison result of the comparing means, an adding means for adding an output of the variable gain amplifier and the common mode fluctuation detection value, and the electric device Means for supplying power substantially proportional to the output of the adding means from the power form conversion unit to the housing of the electric device. And Bei, and inputs the output of predictive calculation means of the common mode variations during the switching to the variable gain amplifier.
[0028]
Further, the present invention provides a common mode fluctuation detecting means, wherein a secondary side coil is wound around a core of a common mode choke coil provided between an AC or DC power supply and a converted power form conversion output. A mode transformer, which is an output value of a secondary coil of the common mode transformer.
[0029]
Further, in the present invention, a detected value of a common mode fluctuation is obtained by using a potential difference between a neutral point of an AC power supply or a location having a potential closest to a ground potential and a housing of the electric device.
[0030]
Further, according to the present invention, when the common mode fluctuation detection value exceeds a certain level, the amount of small correction of the amplification degree to the variable gain amplifier is increased.
[0031]
With this configuration, the conduction noise on the power supply line can be suppressed in a wide band by canceling the parameter fluctuation, the noise filter can be simplified, and the electric equipment can be downsized.
[0032]
In the description of the embodiment of the present invention, an example in which the form of electric power is converted to drive the motor has been described, but after converting AC power to substantially DC, it is converted to another form. It goes without saying that the present invention can be applied to any device that generates noise or leakage current due to common mode fluctuation. Furthermore, even when performing power conversion using a DC power supply instead of an AC power supply, when it is not preferable that noise is put on the DC power supply line, for example, when another device is also driven from the same DC power supply, The same can be applied.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. FIG. 2 is a block circuit diagram showing a second embodiment of the present invention. FIG. 3 is a configuration of a control circuit in the first and second embodiments of the present invention. FIG. 4 is a signal waveform diagram in Embodiments 1 and 2 of the present invention. FIG. 5 is a flowchart showing a processing procedure of a control circuit in Embodiments 1 and 2 of the present invention. FIG. 7 is a circuit block diagram of a second conventional example. FIG. 8 is a circuit block diagram of a third conventional example. FIG. 9 is a circuit block diagram of a fourth conventional example. ]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Motor 2 Three-phase bridge circuit 4 Rectifier diode bridge 6 Control circuit 7 Common mode transformer 8 Half bridge circuit 9a, 9b, 9c, 9d Capacitor 10 Variable gain amplifier 12 Addition circuit 13 Error amplifier 32 Sample & hold circuit 35 Polarity generation circuit 36 Timer counter for three-phase PWM generation
