JP2004350242A

JP2004350242A - Receiving apparatus

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Publication number: JP2004350242A
Application number: JP2003148128A
Authority: JP
Inventors: Nobuyuki Murashima; 伸幸村島
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2003-05-26
Filing date: 2003-05-26
Publication date: 2004-12-09
Anticipated expiration: 2023-05-26
Also published as: JP4133587B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiving apparatus whose frequency usage efficiency is essentially high and which has an OFDM system provided with an adaptive array antenna with a low error ratio. <P>SOLUTION: In the OFDM system receiving apparatus provided with the adaptive array antenna, the adaptive array antenna has a plurality of antennas and an interference remover which selects a desired wave by a received signal from the antenna and controls an interference wave. The interference remover calculates weight by using only a carrier being transmitted and controls a power level of the interference wave included in an impulse response of a propagation path by using the weight. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＯＦＤＭ信号の受信装置に関し、特に、アダプティブアレーアンテナを用いてＯＦＤＭ信号を受信する受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アダプティブアレーアンテナを用いたＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ）（直交周波数分割多重）信号の受信装置として、特開２００２−２７１２４０号公報（平成１４年９月２０日公開）及び特開平１１−２７５０４７号公報（平成１１年１０月８日公開）に記載されている例が知られている。
【０００３】
特開２００２−２７１２４０号公報には、パスの許容遅延量を大きくすることが可能な無線受信装置が開示されている。この第１の従来技術では、信号が伝送されないキャリアについての受信信号レベルに加え、複数のキャリアに配置されて送信された既知信号に対応する受信信号と参照信号との２乗誤差との和を最小とするウエイト決定アルゴリズムを用いる。更に、キャリアに配置されて送信された既知信号を用いて伝播路を推定し、この伝播路推定結果を用いて生成した既知信号のレプリカを参照信号として用いる。
【０００４】
特開平１１−２７５０４７号公報には、アダプティブアレーアンテナを用いてガード区間長を超える伝播遅延が生じても良好な受信特性を得ることが可能な直交周波数多重変調信号受信装置が開示されている。この第２の従来技術では、アダプティブアレーアンテナを用いて複数のアンテナで受信された信号のガード区間の信号より周期自己相関関数を推定し、複数のアンテナ間の周期相互相関関数を推定し、これらの信号より干渉信号の除去を行い、受信信号の補償を行う。
【０００５】
【特許文献１】
特開２００２−２７１２４０号公報（平成１４年９月２０日公開）「無線受信装置」
【特許文献２】
特開平１１−２７５０４７号公報（平成１１年１０月８日公開）「送信機、受信装置及び伝送方法」
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、第１の従来技術では、信号が伝送されないキャリアを用いてウエイト（重み）を計算するため、周波数利用効率が実質的に低いという問題がある。
【０００７】
図１７は第１の従来技術の伝送信号の周波数特性の概念図である。同図は、各アンテナに対するウエイト（重み）を計算するために、信号が伝送されるキャリア１７０１のほかに、信号が伝送されないキャリア１７０２を用いることを示す。
【０００８】
また、第２の従来技術では、希望波に対して大きな遅延時間を有する遅延波ばかりでなく小さな遅延時間を有する遅延波をも同様に抑圧するため、ビット誤り率特性が悪くなるという問題があった。この点を以下に説明する。
【０００９】
図１９はＯＦＤＭ信号の受信装置における伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。第２の従来技術によると、遅延波１（符号１９１１）を希望波として受信するために、その他の干渉波である先行波１９１０や遅延波２〜４（符号１９１２〜１９１４）をアダプティブアレーアンテナによって抑圧する。図２０はアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。このインパルス応答は、伝播路特性とアダプティブアレーアンテナの特性とを合成した特性を示す。第２の従来技術によると、図２０に示すように、全ての干渉波の電力レベルを、雑音電力レベル２０００付近まで一様に抑圧する。
【００１０】
しかしながら、希望波（符号１９１１）に対して相対遅延時間の小さな干渉波（符号１９１０、１９１２）は、受信信号の電力レベルを増加させるため、ビット誤り率特性の向上に寄与することが考えられる。従って、全ての干渉波の電力レベルを、雑音電力レベル２０００付近まで一様に抑圧すると、ビット誤り率特性が低下する可能性がある。
【００１１】
本発明の第１の目的は、周波数利用効率が実質的に高い低い受信装置を提供することにある。
本発明の第２の目的は、ビット誤り率が低い受信装置を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたＯＦＤＭ方式の受信装置であって、
上記アダプティブアレーアンテナは、複数のアンテナと上記アンテナからの受信信号より希望波を選択し干渉波を抑圧する干渉除去器とを有し、上記干渉除去器は、伝送されているキャリアのみを用いて重みを算出し、異なる遅延時間を有する干渉波に対する抑圧特性を変えることができる。
【００１３】
本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたＯＦＤＭ方式の受信装置であって、
複数のアンテナからの受信信号に基づいて、伝播路のインパルス応答を推定するインパルス応答推定手段と、
上記インパルス応答推定手段によって推定されたインパルス応答に基づいて希望波を選定する希望波選定手段と、
上記インパルス応答推定手段によって推定されたインパルス応答を変形させるインパルス応答変形手段と、
上記インパルス応答変形手段によって変形されたインパルス応答を有する仮想的な伝播路において、重みを算出する重み計算手段と、
上記受信信号に上記重みを乗算する乗算手段と、
上記乗算手段により求められた積の和を計算する加算手段と、
を備える。
【００１４】
本発明によると、上記重み計算手段は、上記変形されたインパルス応答を有する仮想的な伝播路において仮想的に送信された擬似送信信号を受信して得られる擬似受信信号を算出する擬似受信信号計算手段を備え、
上記擬似送信信号を上記希望波の遅延時間だけ遅延させた参照信号と上記擬似受信信号とを用いて最小平均自乗誤差法に基づく重み推定アルゴリズムに従って重みを算出する。
【００１５】
更に、本発明によると、上記重み計算手段は、上記変形されたインパルス応答の相関関数の原点の値を要素に持つ自己相関行列を生成する自己相関行列生成手段と、上記希望波の遅延時間において上記変形されたインパルス応答が取る値からステアリングベクトルを生成するステアリングベクトル生成手段と、
を備え、
上記自己相関行列と上記ステアリングベクトルに基づいて構成されたウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行することによって、上記重みを計算する。
【００１６】
本発明によると、上記希望波選定手段は、最大電力を有するパスを希望波として選定する。
【００１７】
本発明によると、上記インパルス応答変形手段は、予め設定された関数を希望波の遅延時間だけ遅延させ、遅延させた結果をインパルス応答に乗算することによって変形させる。
【００１８】
更に、本発明によると、上記関数は、ある時点ｔのときに取る値をｆ（ｔ）と表記する場合、ｆ（０）の絶対値よりも、ｆ（ｔ）の絶対値が小さくなるようなｔが１個以上存在する。
更に本発明によると、上記関数は、ｆ（ｋ）≠ｆ（ｌ）、且つ、ｋ≠０、且つ、ｌ≠０となるようなｋ、ｌの組が１組以上存在する。
【００１９】
更に本発明によると、上記関数は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より大きく、且つｋよりｌが大きいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、か又は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より小さく、且つｋよりｌが小さいようなｋ、ｌの組を１組以上含む。
【００２０】
本発明によると、上記擬似送信信号は、ＱＰＳＫ方式、又は、ＢＰＳＫ方式、又は、多相ＰＳＫ方式、又は、多値ＱＡＭ方式である。
【００２１】
本発明は、上記の受信装置の動作をコンピュータに実行させるためのプログラムを含む。
【００２２】
【発明の実施の形態】
図１を参照して本発明の受信装置の例を説明する。本例の受信装置は、アレーアンテナ１１１及び信号処理部１１２及び干渉除去器１０３を有するアダプティブアレーアンテナ１００と、アダプティブアレーアンテナ１００からのＯＦＤＭ信号を復調するＯＦＤＭ復調器１０５とを有する。
【００２３】
アレーアンテナ１１１は複数のアンテナから構成される。アレーアンテナ１１１によって受信された信号は、信号処理部１１２に入力される。信号処理部１１２は、アレーアンテナ１１１が受信した信号に対して、フィルタリング、増幅、ダウンコンバート、直交復調、アナログデジタル変換等の適切な処理を行い、デジタルの受信信号１０２を生成する。信号処理部１１２は、アレーアンテナ１１１を構成する各アンテナが受信した信号毎に受信信号１０２を生成する。受信信号１０２はベースバンド信号であり、Ｉ（同相）成分とＱ（直交）成分からなる。以下、受信信号１０２は、Ｉ成分を実軸、Ｑ成分を虚軸に有する複素数で表現される複素ベースバンド信号であるとして説明する。また、アレーアンテナ１１１を構成するアンテナの数は、図示の例では４本であるが、何本でも良い。
【００２４】
干渉除去器１０３は、インパルス応答推定器１１３、インパルス応答処理器１１５、重み計算器１１８及び指向性形成器１２０を有し、受信信号より干渉波を除去し希望波を取り出す。指向性形成器１２０は複数の乗算器１２１と加算器１２２とを有する。インパルス応答推定器１１３は、伝播路のインパルス応答を推定し、それをインパルス応答処理器１１５へ出力する。インパルス応答処理器１１５は、推定されたインパルス応答１１４の変形、及び、希望波の選定と希望波の遅延時間を算出し、それを重み計算器１１８へ出力する。重み計算器１１８は、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７から重み１１９を計算し、それを指向性形成器１２０へ出力する。インパルス応答１１４、及び、変形されたインパルス応答１１６は、入力が遅延時間、出力が複素振幅である関数である。重み１１９は複素数である。
【００２５】
指向性形成器１２０において、乗算器１２１は、各アンテナからの受信信号１０２に重み１１９を乗算し、その積を求める。加算器１２２は、各アンテナからの受信信号１０２と重み１１９の積の和を求め、それをＯＦＤＭ復調器１０５へ出力する。ＯＦＤＭ復調器１０５は、干渉除去器１０３からの出力信号１０４を入力し、ＯＦＤＭ信号の復調を行う。
【００２６】
図１８は本発明による伝送信号の周波数特性を示す。本例では、干渉除去器１０３は、信号が伝送されるキャリア１８０１のみを用いる。従って、本例では、従来のように、信号が伝送されないキャリアを使用する場合に比べて、周波数利用効率が高い。
【００２７】
次に、本発明による受信装置のアダプティブアレーアンテナを用いることによって、ビット誤り率特性が向上することを説明する。ＯＦＤＭ方式は、遅延波が存在する環境でも比較的ビット誤り率特性を劣化させることなく信号を伝送できるという特徴があるが、希望波に対して相対的な遅延時間の長い遅延波が存在すると、やはりビット誤り率特性は劣化する。しかしながら、希望波に対して相対遅延時間の短い遅延波の存在は、復調時の信号電力を増加させることになり、ビット誤り率特性の向上に寄与する場合もある。
【００２８】
図２１は本発明のアダプティブアレーアンテナ出力点（干渉除去器出力１０４）から見た伝播路のインパルス応答の例を示す。この時の実際の伝播路のインパルス応答の概念図は図１９のようになっている。希望波である遅延波１に対して相対的な遅延時間が大きい遅延波３、４の電力レベルは雑音電力レベル２０００と同一レベルまで抑圧されているが、希望波である遅延波１に対して相対遅延時間が小さい先行波と遅延波２の電力レベルは雑音電力レベルより十分大きいレベルまでの抑圧にとどめることができる。例えば、雑音電力レベルの約３倍までの抑圧にとどめることができる。ここで、例として約３倍であるとしているが、これは後述するマスク関数を調整することによって変更可能であり、この値に限定されるものではない。こうして、本例では、希望波である遅延波１に対して相対遅延時間が小さい先行波と遅延波２の抑圧後の電力レベルを雑音電力レベルより十分大きくでき、この結果ＯＦＤＭ信号復調時の信号電力が増大するため、ビット誤り率特性が向上する。
【００２９】
図２はＯＦＤＭ方式の伝送信号のフレームフォーマットを示す。ＯＦＤＭ方式の伝送信号の各フレーム２００は、情報シンボル２０１とパイロットシンボル２０２から構成される。パイロットシンボル２０２はフレーム内の所定の位置に配置されるが、本例では各フレームの先頭に配置されている。情報シンボル及びパイロットシンボルの各々は、有効シンボル２０３とガードインターバル２０４から構成される。ガードインターバル２０４は、有効シンボルの最後部の所定の長さの部分をコピーし、有効シンボルの前に付加したものである。
【００３０】
図３を参照してインパルス応答推定器１１３の構成及び動作を説明する。インパルス応答推定器１１３は、パイロットシンボル同期信号発生器３０１、ＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）（高速フーリエ変換）演算器３０２、乗算器３０３及びＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）（逆高速フーリエ変換）演算器３０４を有し、伝播路のインパルス応答を推定する。
【００３１】
パイロットシンボル同期信号発生器３０１は、各アンテナからの受信信号を用いてパイロットシンボルに同期した同期信号を発生する。具体的な方法の一例としては、あるアンテナに対応する受信信号をパイロットシンボルに対応する整合フィルタに入力し、この出力（複素数）の絶対値を２乗する。次に、信号処理部１１２におけるこのアンテナに対応する受信信号の処理時の利得に比例する値でこの２乗値を除し、結果として利得補正済２乗値を得る。他のアンテナについても同様にしてこの利得補正済２乗値を計算する。そして、すべてのアンテナについてのこの利得補正済２乗値の和を計算する。この和が最大値を取るタイミングをパイロットシンボルのタイミングとし、これに同期した同期信号を発生する。
また別の例として、あるアンテナに対応する上述の２乗値を計算し、他のアンテナについても同様にしてこの２乗値を計算する。そして、すべてのアンテナについてのこの２乗値の和を計算する。この和が最大値を取るタイミングをパイロットシンボルのタイミングとしてもよい。このほかにも様々な同期信号の発生方法が考えられ、以上述べた２例に限らないことは言うまでも無い。
【００３２】
ＦＦＴ演算器３０２は、同期信号のタイミングを元にＦＦＴウインドウタイミングを設定しＦＦＴの演算を行う。この結果ＦＦＴ演算器３０２の出力は、パイロットシンボルの周波数特性と伝播路の周波数特性が乗算された周波数関数となる。
【００３３】
乗算器３０３はパイロットシンボルの周波数特性の逆特性を乗算する。この結果、乗算器３０３の出力は、伝播路の周波数特性を表す周波数関数となる。ＩＦＦＴ演算器３０４はこの周波数関数のＩＦＦＴ演算を行う。これにより、ＩＦＦＴ演算器３０４は、伝播路のインパルス応答を出力する。以上のような手順で伝播路のインパルス応答の推定を行う。もちろん本例は一例であって、他の方法を用いて伝播路のインパルス応答を推定することも可能であり、以上のべた方法に限定されない。
【００３４】
図４及び図５を参照してインパルス応答処理器１１５の構成及び動作を説明する。インパルス応答処理器１１５は、希望波選定器４１１及びインパルス応答変形器４０１を有し、インパルス応答変形器４０１は、関数乗算器４１２、遅延器４１３及びマスク関数発生器４１４を有する。インパルス応答処理器１１５は、推定されたインパルス応答１１４を入力し、変形されたインパルス応答１１６、及び、希望波の遅延時間１１７を出力する。
【００３５】
図５（ａ）は、インパルス応答推定器１１３の出力１１４であり、インパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形の概念図である。ここでインパルス応答１１４は、ある遅延時間に対して複素数の値をとる関数であるため、実数成分と虚数成分をとり、２次元の図として表せないので、縦軸はこの複素数の絶対値の２乗、または絶対値そのもの、または、実数成分か虚数成分のどちらか、などを表している。よって概念図と呼んでおり、以下でも同じように表している。希望波選定器４１１は、推定されたインパルス応答１１４を入力し、最大電力を有するパスである遅延波２（符号５１０）を希望波として選定し、希望波の遅延時間１１７を出力する。
【００３６】
最大電力を有するパスは以下の方法で見つける。遅延時間をτ、あるアンテナｅに対応する推定されたインパルス応答をｈ_ｅ（τ）、信号処理部１１２におけるアンテナｅに対応する受信信号の処理時の利得をＧ_ｅ、アンテナｅに対応する比例定数をＣ_ｅ、複素数Ａの絶対値の２乗を｜Ａ｜^２、遅延時間τにおけるパスの電力をσ（τ）とすると、次式を用いて遅延時間τにおけるパスの電力σ（τ）を計算する。
【００３７】
【数１】

【００３８】
この値を最大にするτ＝τ_ｍａｘを見つけ、τ_ｍａｘを最大電力を有するパスの遅延時間とする。比例定数はあらかじめ設定しておく。他の方法や、近似的な方法でももちろん良い。
【００３９】
マスク関数発生器４１４は、予め設定されたマスク関数（請求項６における予め設定された関数）を出力する。遅延器４１３はマスク関数を、希望波の遅延時間だけ遅延させる。図５（ｂ）は、遅延器４１３の出力４２２であり、希望波の遅延時間だけ遅延したマスク関数の時間波形の概念図である。関数乗算器４１２は、図５（ａ）のインパルス応答１１４に図５（ｂ）の遅延されたマスク関数４２２を乗算し、インパルス応答を変形させる。図５（ｃ）は、関数乗算器４１２の出力１１６であり、遅延されたマスク関数４２２との乗算によって変形されたインパルス応答１１６の時間波形の概念図である。
【００４０】
図５（ｃ）に示す変形されたインパルス応答１１６と図５（ａ）に示す推定されたインパルス応答１１４とを比較すると、変形処理によって、遅延波１（符号５１２）の電力が小さくなっているのが判る。
【００４１】
図６はマスク関数発生器４１４にて予め設定されたマスク関数の時間波形の概念図である。時点ｔにおけるマスク関数の値をｆ（ｔ）、予め設定された非負の定数をＴとすると、本例のマスク関数は以下のような特徴がある。まず、ｆ（０）＝１であり、｜ｔ｜≧Ｔなる時点ｔについてｆ（ｔ）＝１である。また、−Ｔ＜ｔ＜０においては単調に減少し、０＜ｔ＜Ｔにおいては単調に増加する。
【００４２】
図７を参照して重み計算器１１８の第１の例を説明する。本例の重み計算器１１８は、ランダムＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）（４相位相シフトキーイング）信号発生器７０２を有する擬似送信信号発生器７０１と、フィルタ７０５及び雑音加算器７０６を有する擬似受信信号発生器７０４と、遅延器７０８と、重み推定アルゴリズム実行器７１０と、を有する。重み計算器１１８は、インパルス応答処理器１１５から出力された、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７に基づいて、重み１１９を計算する。重み計算器１１８の内部の構成と重みの計算方法は、電子情報通信学会論文誌Ｖｏｌ．Ｊ８１−Ｂ−１Ｎｏ．１１ｐｐ．６６１（１９９８／１１発行）にて示されているものと基本的に同一である。
【００４３】
まず、擬似送信信号発生器７０１は、擬似送信信号７０３を発生する。実際にはランダムＱＰＳＫ信号発生器７０２が発生するランダムなＱＰＳＫ信号を擬似送信信号としている。擬似受信信号発生器７０４は、擬似送信信号７０３を入力し、擬似受信信号７０７を発生する。擬似受信信号発生器７０４の動作の詳細は後述する。一方、擬似送信信号７０３は遅延器７０８によって、希望波の遅延時間１１７の分だけ遅延され、次に述べる重み推定アルゴリズム７１０にて用いる参照信号７０９を生成する。
【００４４】
なお、擬似送信信号の方式としてＱＰＳＫ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）（４相位相シフトキーイング）方式を用いているが、ＯＦＤＭ方式や他の方式を用いてももちろん良い。またこの方式として、実際の伝送方式であるＯＦＤＭ方式ではなく、ＱＰＳＫ方式や、ＢＰＳＫ（ＢｉｎａｒｙＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）（２相位相シフトキーイング）方式をはじめ、多相ＰＳＫ（ＰｈａｓｅＳｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ）（シフトキーイング）方式、多値ＱＡＭ（ＱｕａｄｒａｔｕｒｅＡｍｐｌｉｔｕｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）（直交振幅変調）方式を用いることによって、擬似送信信号発生器７０１は容易に構成が可能となる。
【００４５】
重み推定アルゴリズム実行器７１０では、擬似受信信号７０７と参照信号７０９を用いて重み推定アルゴリズムを実行し、重み１１９を出力する。重み推定アルゴリズムとしては、最小平均自乗誤差法に基づくものであればどのようなものでもよく、例えば、ＳＭＩ（ＳａｍｐｌｅＭａｔｒｉｘＩｎｖｅｒｓｅ）法、ＲＬＳ（ＲｅｃｕｒｓｉｖｅＬｅａｓｔＳｑｕａｒｅｓ）法、又は、ＬＭＳ（ＬｅａｓｔＭｅａｎＳｑｕａｒｅ）法などを用いる。
【００４６】
ここで擬似受信信号発生器７０４の動作を説明する。フィルタ７０５は、変形されたインパルス応答１１６をタップ係数として、擬似送信信号７０３を処理する。雑音加算器７０６は、フィルタ７０５からの出力信号に雑音を加算し、擬似受信信号７０７を生成する。雑音加算器７０６にて加算する雑音の電力量は、擬似受信信号７０７の希望波信号電力対雑音電力比と、受信信号１０２の希望波信号電力対雑音電力比が同一になるように適宜調整される。この方法としては例えば、あるアンテナに対応する雑音加算器７０６において加算する雑音の電力量を、信号処理部１１２におけるこのアンテナに対応する受信信号の処理時の利得に比例させる方法がある。もちろん他の方法でもよい。
【００４７】
以上のように、重み計算器１１８は、既知の重み推定アルゴリズムを用いて、変形されたインパルス応答１１６から重み１１９を計算する。この重み推定アルゴリズムは統計的に計算を行うアルゴリズムであり、このため受信信号と参照信号７０９の一定量以上のサンプルを必要とする。本例の重み計算器１１８では、受信信号として、擬似受信信号発生器７０４にて得られた擬似受信信号７０７が用いられる。重み計算器１１８の内部では、変形されたインパルス応答１１６を有する伝播路がシミュレーションによって再現される。この伝播路上に擬似送信信号７０３を仮想的に送信することによって、擬似受信信号７０７が得られる。参照信号７０９は、擬似送信信号７０３を希望波の遅延時間１１７だけ遅延させることによって生成される。
【００４８】
変形されたインパルス応答１１６を有する伝播路は仮想的な伝播路であり、実際の伝播路とは特性が異なる。実際の伝播路が有するインパルス応答の推定値はインパルス応答１１４である。本発明の特徴は、重み計算器１１８において重みを計算する際、このような仮想的な伝播路を想定してこれに適応する重みを計算するところにある。
【００４９】
再び図５を参照して、マスク関数の機能を説明する。希望波である遅延波２（符号５１０）を受信する場合、これとの遅延時間差が大きい先行波や遅延波３は、ＯＦＤＭ復調の際に干渉となり、遅延時間差の小さい遅延波１は、ＯＦＤＭ復調の際にある程度ビット誤り率の向上に寄与する。従来の技術では、先行波、遅延波１及び遅延波３を雑音レベルまでに一様に強く抑圧する。本発明では、先行波と遅延波３については強く（雑音レベルまで）抑圧し、遅延波１についてはこれらより弱く抑圧することによって、ビット誤り率を向上させる。
【００５０】
本例では、先ず、先行波、希望波及び遅延波３の電力値を変化させずに、遅延波１の電力値が６割に減少するように、インパルス応答を変形させる。ここで、６割という値を例示しているが、上述したマスク関数を変更することによってこの値は変更可能であり、この値に限らない。こうして変形されたインパルス応答１１６を使用して重みを計算し、これを指向性形成器１２０に適用する。先行波及び遅延波３の電力は本来の値に評価されるため、強く（雑音レベルまで）抑圧されるが、遅延波１の電力は本来の値の６割程度に評価されるため、本来のインパルス応答（すなわち、推定されたインパルス応答１１４）を用いて重みを計算する場合よりも抑圧度は６割程度に減少すると考えられる。その結果、遅延波１の電力レベルは、雑音レベルの１．６７（＝１／０．６）倍程度にまでしか抑圧されないことになる。
【００５１】
このように、本例では、本来のインパルス応答１１４とは異なる変形されたインパルス応答１１６を用いて重みを計算することにより、本来のインパルス応答１１４を用いて重みを計算する場合と比較して、遅延時間ごとに抑圧特性を変えることが可能となる。
【００５２】
以上のことから、マスク関数に所定の特徴を付与することによって、遅延時間が異なる干渉波に対して、所望の抑圧特性を付与することができる。ある時点ｔにおけるマスク関数の値をｆ（ｔ）と表す。まず、ｆ（０）の絶対値よりも、ｆ（ｔ）の絶対値が小さくなるようなｔが１個以上存在すれば、干渉波（希望波以外の先行波や遅延波）の遅延時間から希望波の遅延時間を引いた値がｔになるような干渉波に対して弱く抑圧することが可能となる。また、ｆ（ｋ）≠ｆ（ｌ）、且つ、ｋ≠０、且つ、ｌ≠０となるようなｋ、ｌの組が１組以上存在すれば、希望波との遅延時間差が異なるような２つの干渉波に対して、抑圧特性を異なるものとすることが可能となる。また、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より大きく、且つｋよりｌが大きいようなｋ、ｌの組を１組以上含むか、又は、ｆ（ｋ）の絶対値よりも、ｆ（ｌ）の絶対値が大きく、且つ、ｋ、ｌともに０より小さく、且つｋよりｌが小さいようなｋ、ｌの組を１組以上含む、ことを特徴とすれば、希望波との遅延時間差が短い干渉波より長い干渉波を強く抑圧できる。
【００５３】
次に、本発明の動作原理をさらに別の観点から説明する。なお、説明のために、マスク関数の別の例も示している。説明には図８を用いる。
【００５４】
アダプティブアレーアンテナは、遅延波を抑圧できるという特徴がある。アダプティブアレーアンテナを構成するアンテナの数から１を引いた数はアダプティブアレーアンテナの自由度と呼ばれる。一般的には、アダプティブアレーアンテナが抑圧できる遅延波の最大数は自由度に等しい。
【００５５】
例えば、希望波の他に２つの遅延波がある環境において、２本のアンテナから構成される従来までのアダプティブアレーアンテナの動作を考える。アンテナの数は２であるから、自由度は１であり、抑圧することができる遅延波の数は１個である。よって、このアダプティブアレーアンテナは、２つの遅延波のどちらも十分に抑圧することができない。従って、アダプティブアレーアンテナの出力（本実施例における干渉除去器出力１０４に相当）点において、十分に抑圧されなかった遅延波が含まれる。十分に抑圧されなかった遅延波の希望波に対する遅延時間が十分大きければ、ＯＦＤＭ復調の際、ビット誤り率特性が劣化する。しかし、本発明では仮想的な伝播路を想定しこれに適応する重みを計算するため、次のように所望の遅延波の抑圧特性を得ることができ、ＯＦＤＭ復調の際のビット誤り率特性の劣化を軽減できる。
【００５６】
図８を参照して本発明の受信装置の動作を説明する。図８は、説明を簡単にするためにかなり極端な例を示す。図８（ａ）は、インパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形の概念図である。最大電力値を有する希望波８１０のほかに、遅延波１（符号８１１）、遅延波２（符号８１２）が存在する。図８（ｂ）は、マスク関数を希望波の遅延時間だけ遅延させた関数４２２の時間波形の概念図である。本例では遅延時間がある値より小さければ、原点以外では値が０となるようなマスク関数を用いている。図８（ｃ）は、このマスク関数を用いて、推定されたインパルス応答１１４を変形した結果である、変形されたインパルス応答１１６の時間波形の概念図である。マスク関数による変形の結果、遅延波１の成分が削除され遅延波２のみが残る。従って、この変形されたインパルス応答１１６を用いて重みを計算すると、１つの遅延波２を十分に抑圧することができる重みを計算できる。
【００５７】
図８（ｄ）は、指向性形成器１２０において、各アンテナからの受信信号にこの重みを用いることによって得られた干渉除去器出力１０４から見たインパルス応答８０４の時間波形の概念図である。このインパルス応答８０４は、干渉除去器出力１０４点から見た、伝播路特性とアダプティブアレーアンテナ（本実施例におけるアレーアンテナ１１１及び信号処理部１１２及び干渉除去器１０３）の特性を含めたトータルのインパルス応答を示す。図８（ｄ）は、ＯＦＤＭ復調の際に特性劣化の原因となる遅延波２のみが十分に抑圧されていることを示す。この干渉除去器出力１０４をＯＦＤＭ復調することによって、ビット誤り率特性の劣化を軽減できる。遅延波１については上述した重みの適用の結果、希望波との電力比や位相関係が変化するが、希望波との遅延時間差が小さいため問題にならず、時にはＯＦＤＭ復調の際の信号電力の向上に寄与しビット誤り率特性を向上させる事も考えられる。
【００５８】
一般的に、ＯＦＤＭ方式は、ガードインターバルより長い遅延波には弱く、ガードインターバルより短い遅延波には強いという性質がある。よって、希望波と遅延波２の遅延時間差がガードインターバルより長く、希望波と遅延波１の遅延時間差がそれより短いような環境では、本発明を用いることによるビット誤り率特性の従来方式からの改善度合いは相当大きいと考えられる。
【００５９】
図１０を参照して重みの計算と適用のタイミングの第１の例を説明する。伝送信号はパケット信号１００１であってもよいし、連続フレーム信号１００２であってもよい。各パケット１００１は、先頭のパイロットシンボル１０１１と、その後の情報シンボル１０１２を含む。連続フレーム信号１００２は、連続するフレーム１０１３からなり、各フレーム１０１３は、パイロットシンボル１０１１と情報シンボル１０１２を含む。
【００６０】
受信装置は、パイロットシンボル１０１１からインパルス応答を推定し、これを変形して重みを計算する。この重みを、指向性形成器１２０にて、その後に続く情報シンボル１０１２に適用する。パイロットシンボル１０１１を受信してから重みを計算するまでに時間がかかり、そのパイロットシンボルに続く情報シンボルへの重みの適用が間に合わなければ、指向性形成器１２０の直前に遅延器を挿入してよい。
【００６１】
図１１を参照して重みの計算と適用のタイミングの第２の例を説明する。本例では、各パケット１００１ｂは、図１０の例と比較して、末尾にパイロットシンボル１１１２を含む。
【００６２】
受信装置はパケット又はフレームの先頭のパイロットシンボル１１１１から重み１１２１を計算し、さらにパケットの末尾、又は、次のフレームの先頭のパイロットシンボル１１１２からも重み１１２２を計算する。次に、２つの重み１１２１、１１２２から補間して時間的により適切な重みを算出し、それを時間的に対応する情報シンボルに適用する。このように補間を行うことによって、インパルス応答の変動が激しい場合においても良好な特性が得られる。
【００６３】
又、図示はしていないが、インパルス応答の変動が十分遅ければ、２つの重みの平均値を計算し、それを情報シンボルに適用してもよい。このように重みの平均値を計算することによって、重みに含まれる誤差の影響を少なくし、良好な特性を得ることができる。
【００６４】
図１２を参照して重みの計算と適用のタイミングの第３の例を説明する。本例では、各パケット１００１ｂは、図１１の例と同様に、末尾にパイロットシンボル１１１２を含む。
【００６５】
受信装置はパケット又はフレームの先頭のパイロットシンボル１１１１からインパルス応答を推定し、さらにパケットの末尾、又は、次のフレームの先頭のパイロットシンボル１１１２からもインパルス応答を推定する。次に、２つの推定されたインパルス応答から補間して時間的により適切なインパルス応答を算出し、それから重みを計算する。この重みを、時間的に対応する情報シンボルに適用する。
【００６６】
又、図示はしていないが、インパルス応答の変動が十分遅ければ、２つのインパルス応答の平均値を計算し、それより重みを計算し、情報シンボルに適用してもよい。
【００６７】
以上のようにパイロットシンボルから重みを計算し情報シンボルに適応する過程についてはさまざまな方法や組合せが存在し、以上例示した過程に限らない。
【００６８】
本発明の実施例は、全てハードウエアで実現することもできるし、ハードウエアとソフトウエアを組み合わせても実現でき、限定されない。例えば、干渉除去器１０３については、受信信号１０２の１フレーム分、又は、１パケット分を一旦メモリに蓄積し、これまでに述べた処理方法をＣＰＵとソフトウエアを用いて実行し、処理後の信号を、干渉除去器出力１０４として出力する方法を採用することもできる。
【００６９】
図９を参照して重み計算器１１８の第２の例を説明する。図７に示した重み計算器では重みを統計的計算によって求めていた。従って、統計的誤差を少なくするためにはサンプル数を大きくする必要がある。その結果計算量が増大するという問題があった。本例では統計的計算の代わりに代数的な計算によって重みを求める。従って計算量が削減されるという利点がある。
【００７０】
本例の重み計算器１１８は、ステアリングベクトル発生器９０１、自己相関行列計算器９０３、アルゴリズム実行器９０５及び雑音用自己相関行列発生器９０６を有する。ステアリングベクトル発生器９０１は、変形されたインパルス応答１１６と希望波の遅延時間１１７に基づいて、ステアリングベクトル９０２を発生する。自己相関行列計算器９０３は、変形されたインパルス応答１１６から自己相関行列９０４を計算する。雑音用自己相関行列発生器９０６は、雑音に起因する自己相関行列９０７を発生する。自己相関行列９０４と雑音に起因する自己相関行列９０７は加算され、受信信号トータルの自己相関行列９０８となる。アルゴリズム実行器９０５は、ステアリングベクトル９０２と受信信号トータルの自己相関行列９０８とに基づいて、ウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行し、解を重み１１９として出力する。この構成を用いて重みを計算する方法については、特開２００３−１０１４４９（Ｐ２００３−１０１４４９Ａ）にて開示されている方法と基本的には同じ考え方である。
【００７１】
ここで、重みの計算方法をさらに詳細に述べるために次の定義を行う。アレーアンテナ１１１を構成する複数のアンテナをそれぞれ、アンテナ１、アンテナ２、・・・、アンテナＮ_ｅｌｅとする。ここで、Ｎ_ｅｌｅはアンテナの数であり、本例ではＮ_ｅｌｅ＝４である。又、これらのアンテナに対応する変形されたインパルス応答を表す関数をそれぞれ、ｈ_１（ｔ）、ｈ_２（ｔ）、・・・、ｈ_Ｎｅｌｅ（ｔ）とし、希望波の遅延時間をτとする。さらに、Ａ^＊はＡの複素共役、Ａ^ＴはＡの転置、｜Ａ｜^２はＡの絶対値の２乗を表す。
【００７２】
ステアリングベクトル発生器９０１が発生するステアリングベクトル９０２は、希望波の遅延時間τの時点においてアンテナｘに対応する変形されたインパルス応答が取る値の複素共役をｘ行目に有するＮ_ｅｌｅ次の列ベクトルである。ステアリングベクトルをｒ_ｘｄと表すと、ｒ_ｘｄ＝（ｈ_１ ^＊（τ）、ｈ_２ ^＊（τ）、・・・、ｈ_Ｎｅｌｅ ^＊（τ））^Ｔとなる。
【００７３】
自己相関行列計算器９０３は、アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答とアンテナｙに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数の原点の値をｘ行ｙ列にもつＮ_ｅｌｅ次の正方行列を算出し、これを自己相関行列９０４として出力する。ここで、全てのｘとｙの組合せに対して一般的に表現するために、「アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答とアンテナｙに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数」と述べたが、正確にはｘ≠ｙの場合は、「アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答と、アンテナｙに対応する変形されたインパルス応答との間の相互相関関数」、ｘ＝ｙの場合は、「アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答の自己相関関数」のことである。アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答と、アンテナｙに対応する変形されたインパルス応答との間の相関関数を、ＲＦ_ｘｙ（ｔ）、この相関関数の原点の値をＲＦ０_ｘｙとすると、それらは、次の式によって表される。
【００７４】
【数２】

【００７５】
自己相関行列９０４をＲ_ｓｓと表すとＲ_ｓｓのｘ行ｙ列の値はＲＦ０_ｘｙとなる。雑音用自己相関行列発生器９０６は、アンテナｘに対応する重み計算における雑音電力をｘ行ｘ列にもつＮ_ｅｌｅ次の対角行列を、雑音に起因する自己相関行列９０７として発生する。アンテナｘに対応する重み計算における雑音電力は、信号処理部１１２におけるアンテナｘに対応するＡＧＣ（自動利得制御）の利得に比例するように制御される。このときの比例定数は、アンテナｘに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比と受信信号１０２のうちアンテナｘに対応する受信信号における希望波信号電力対雑音電力比とが同一になるように、各アンテナに対応する比例定数毎に予め設定しておく。
【００７６】
ここで、アンテナｘに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比とは、アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答の、希望波の遅延時間τの時点の値の絶対値の２乗とアンテナｘに対応する重み計算における雑音電力との比である。雑音に起因する自己相関行列をＲ_ｎｎ、アンテナｘに対応する重み計算における雑音電力をＮ_ｘ、アンテナｘに対応するＡＧＣの利得をＧ_ｘ、アンテナｘに対応する比例定数をＣ_ｘ、アンテナｘに対応する重み計算における希望波信号電力対雑音電力比をＳ_ｄＮ_ｘ、アンテナｘに対応する変形されたインパルス応答の、希望波の遅延時間τの時点の値をｈ_ｘ（τ）、と表し、以上を整理すると、Ｒ_ｎｎのｘ行ｘ列の値はＮ_ｘとなり、Ｎ_ｘ＝Ｃ_ｘ・Ｇ_ｘ、Ｓ_ｄＮ_ｘ＝｜ｈ_ｘ（τ）｜^２／Ｎ_ｘと表され、Ｓ_ｄＮ_ｘが、受信信号１０２のうちアンテナｘに対応する受信信号における希望波信号電力対雑音電力比と同一になるようにＣ_ｘを予め設定しておく。
【００７７】
アルゴリズム実行器９０５は、ステアリングベクトル９０２と受信信号トータルの自己相関行列９０８とに基づいて、ウイナー方程式の解を求めるアルゴリズムを実行し、解を重み１１９として出力する。ステアリングベクトルをｒ_ｘｄ、受信信号トータルの自己相関行列をＲ_ｘｘ（＝Ｒ_ｓｓ＋Ｒ_ｎｎ）、未知数であるアンテナｘに対応する重みをｘ行目に有するＮ_ｅｌｅ次の列ベクトルをＷとすると、ウイナー方程式はＲ_ｘｘ・Ｗ＝ｒ_ｘｄと表される。ウイナー方程式はＮ_ｅｌｅ個の未知数を有する連立方程式であり、解を求めるアルゴリズムとしては、例えば、Ｇａｕｓｓ−Ｊｏｒｄａｎの消去法を用いる。また別のアルゴリズムとしては、自己相関行列Ｒ_ｘｘの逆行列を計算し、ステアリングベクトルｒ_ｘｄに掛けあわせることによって求める方法もある。また、他にもさまざまな方法が考えられ、これら２つの方法に限らない。
【００７８】
上述した２つのアルゴリズムにおいて、自己相関行列Ｒ_ｘｘの行列式の絶対値が小さい場合、解を正確に求めることができなかったり、計算を最後まで続行することができなかったりする場合がある。このような問題を避けるためには次のように設計すればよい。すなわち、上述したアルゴリズムを用いて解を求める際、自己相関行列Ｒ_ｘｘの行列式の絶対値を算出し、この値があらかじめ設定された閾値ＴＨ以上であれば、上述したアルゴリズムを用いて求めた解を重み１１９として出力し、閾値ＴＨ未満であればさらに別の方法を用いて重みを算出する。この方法の例としては、希望波信号電力対雑音電力比を最大にする方法がある。希望波信号電力対雑音電力比を最大にする方法は、最大比合成ダイバーシティーを行う際に用いられよく知られているので説明は省略する。ただし、この方法で算出した重みは、ウイナー方程式から厳密に求めた重みと比べ誤差が大きくなる。また、他にもさまざまな方法が考えられ、この方法に限らない。
【００７９】
図１３はＯＦＤＭ方式の伝送信号のフレームフォーマットの他の例を示す。ＯＦＤＭ方式の１シンボルは、詳細には、所定の周波数成分１３０１に分解することができる。このような観点においては、例えば、図２の情報シンボルは符号１３０３、パイロットシンボルは符号１３０４のように表すことができる。パイロットシンボル１３０４は、全ての周波数成分において、それぞれ既知の値を有するパイロット成分１３０２から構成される。
【００８０】
図１３のフォーマットでは、このようなパイロットシンボルは存在せず、時間的周波数的に限定されたパイロット成分が所定の場所にそれぞれ既知の値を有するだけである。このようなフォーマットは地上波デジタル放送の伝送方式（電波産業会発行地上デジタルテレビジョン放送の伝送方式ＡＲＩＢＳＴＤ−Ｂ３１１．２版３．１２．２同期変調部のＯＦＤＭセグメント構成参照）などに採用されている。地上波デジタル放送の伝送方式ではこのようなパイロット成分をスキャッタードパイロット（同３．１３．１スキャッタードパイロット（ＳＰ）参照）と呼ぶ。
【００８１】
このように、パイロットシンボルが存在しない場合においても、次のようにインパルス応答を推定することによって、本発明を適応することができる。まず重みを、暫定的に、各アンテナ（例えば４本）に対してそれぞれ１、０、０、０のように定める。これは、アンテナ１本だけで受信することを意味する。このようにしてＯＦＤＭ信号を受信し、ＯＦＤＭ復調器でＦＦＴ処理を行う。この結果のうち、パイロット成分については、パイロット成分本来の値と、伝播路の周波数特性の積になっている。この値を既知であるパイロット成分本来の値で割ると、パイロット成分が存在する時間と周波数における、伝播路の周波数特性の値が算出される。
【００８２】
このようにして各パイロット成分が存在する時間と周波数における、伝播路の周波数特性の値をそれぞれ求める。これらを用いて、時間軸に対して、補間、又は、インパルス応答の変動が十分に遅ければ、平均、を行い、あるシンボルの時点に関する全ての周波数成分における周波数特性を求める。すなわち、パイロット成分１３１１、１３１２から、これらが存在する時間と周波数における周波数特性の値を求め、補間、又は、平均を行って、ある時点の周波数成分１３１０における周波数特性を求める。同様にして、同一時点の他の周波数成分１３１３についても、これらの直前、直後のパイロット成分における周波数特性から求める。このようにして、ある時点の全ての周波数成分について、周波数特性を求め、これのＩＦＦＴ演算を行うことによって、インパルス応答を推定することができ、これを用いて重みを計算することができる。このインパルス応答は、暫定的な重みを用いて推定したため、誤差が含まれており、重みにも、誤差が含まれているが、この重みを用いてさらに上述の手順を繰り返すことによって、次第に誤差の少ないインパルス応答の推定、重みの計算ができるようになる。
【００８３】
図１４を参照して変形されたインパルス応答を更に変形する処理について説明する。本例では、インパルス応答処理器１１５と重み計算器１１８の間に、変形されたインパルス応答１１６をさらに変形する処理手段を挿入する。図１４（ａ）の符号１４０１は、この処理手段の処理前における変形されたインパルス応答の時間波形の概念図であり、図１４（ｂ）の符号１４０２は、この処理手段の処理後における変形されたインパルス応答の時間波形の概念図である。図１４の変形されたインパルス応答は、図５に示した変形されたインパルス応答１１６と比較すると、時間軸のスケールが大幅に拡大して図示されている。従って、図１４では、希望波や遅延波は実際には時間的な幅を有することが示されている。
【００８４】
図１４（ａ）の変形されたインパルス応答１４０１はデジタル信号であるため、図示のように、サンプリング周期Ｔｓ毎に値を有する。図１４（ａ）のデジタル信号より３倍のサンプリング周期３Ｔｓ毎に信号を残し他を間引く処理を行う。希望波の遅延時間は、間引き処理前は符号１４１０で示される値であるが、間引き処理後は、直前及び直後の有効な値における時間（符号１４１１及び１４１２）のうち、電力値の大きい方の信号（符号１４１１）の時間を採用する。又は、処理前の遅延時間１４１０に対して時間的に近い方の信号（符号１４１２）の時間を採用してもよい。又は、間引き処理を、希望波の遅延時間のサンプルが残るように行ってもよい。
【００８５】
すなわち、整数ｎとｋを用いて残すサンプルの時間を（３ｎ＋ｋ）Ｔｓと表した時、希望波の遅延時間が残るようにｋを調節（図１４においてはｋ＝２）した後、間引き処理を行ってもよい。
【００８６】
さらには、ｋ＝０、１、２の３つの場合それぞれにおいて間引き処理を行い、変形されたインパルス応答と希望波の遅延時間とを、３つの場合それぞれに対して生成する。それらの変形されたインパルス応答と希望波の遅延時間とをそれぞれ用いて３つの重みを計算し、それぞれを用いて指向性形成を行い、それによって、３つの干渉除去器出力を得る。これらをＯＦＤＭ復調し、ビット誤り率特性が最も良好なものを用いても良い。ビット誤り率特性は、データにＦＥＣ（ＦｏｒｗａｒｄＥｒｒｏｒＣｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）による符号化を施すことによって計測できる。もちろん他の方法も考えられる。以上のように、図１に示される受信装置の構成以外にも様々な構成が考えられ、図１の構成に限定されない。
【００８７】
図１５を参照してインパルス応答処理器１１５の第２の例を説明する。本例のインパルス応答処理器１１５は、図４に示した第１の例と比較して、インパルス応答変形器１５０１における処理が異なる。本例のインパルス応答変形器１５０１は、メモリとＣＰＵから構成されており、インパルス応答１１４は、一旦メモリに蓄積され、ソフトウエアによって変形処理が行われ、出力される。
【００８８】
図１６を参照して図１５のインパルス応答処理器１１５における処理を説明する。図１６（ａ）は、インパルス応答変形器１５０１による処理前のインパルス応答１１４、即ちインパルス応答推定器１１３によって推定されたインパルス応答１１４の時間波形を示し、図１６（ｂ）は、インパルス応答変形器１５０１による処理後の変形されたインパルス応答１１６の時間波形を示す。
【００８９】
図１６（ａ）に示す処理前のインパルス応答１１４において、最大電力を有するパスは先行波１５１０であり、希望波選定器４１１はこれを希望波として選択する。インパルス応答変形器１５０１は、まず、希望波１５１０との遅延時間差が大きい干渉波（希望波以外の先行波や遅延波）から順番に、干渉波の電力と予め設定しておいた閾値１５２０とを比較する。比較の結果、干渉波の電力の方が閾値１５２０より大きければ、この干渉波のインパルス応答の値をそのまま残す。干渉波の電力の方が閾値１５２０より小さければ、この干渉波のインパルス応答の値を０とする。また、そのまま残した干渉波の数が、予め定めておいた数に達した場合、この干渉波よりも、希望波との遅延時間差が小さい干渉波については、全て値を０とする。
【００９０】
このような処理の結果、遅延波４（符号１５１４）、遅延波２（符号１５１２）は、その電力が閾値を越えるので残り、遅延波３（符号１５１３）は、逆に値が０になり消える。予め設定された数が２本であれば、遅延波２、４の２本を残したので、これより希望波との遅延時間差の小さい遅延波１（符号１５１１）も値が０になり消える。このような処理の結果得られた変形されたインパルス応答１１６を出力する。なお、以上のような処理を行うためには、図１５のインパルス応答処理器の入力であるインパルス応答１１４は、図１４のところで述べた間引き処理と同様の処理を前処理として行っておく必要がある。
【００９１】
インパルス応答変形器１５０１において行う処理については、以上述べた処理や、図４のインパルス応答変形器４０１において行うような関数を乗算する処理の他に、様々な処理が考えられ、限定されない。
【００９２】
以上、本発明の例を説明したが、本発明は上述の例に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載された発明の範囲にて様々な変更が可能であることは当業者に理解されよう。
【００９３】
【発明の効果】
本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたＯＦＤＭ方式の受信装置において、周波数の利用効率が高くなる効果がある。
本発明によると、アダプティブアレーアンテナを備えたＯＦＤＭ方式の受信装置において、ビット誤り率特性が向上する効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明によるＯＦＤＭ方式の受信装置の主要部を示す図である。
【図２】ＯＦＤＭ方式の伝送信号のフレームフォーマットを示す図である。
【図３】本発明によるインパルス応答推定器の構成を示す図である。
【図４】本発明によるインパルス応答処理器の構成を示す図である。
【図５】本発明によるインパルス応答処理器における処理の概念を説明するための説明図である。
【図６】本発明にて使用するマスク関数の時間波形の概念図である。
【図７】本発明による重み計算器の構成を示す図である。
【図８】本発明によるＯＦＤＭ方式の受信装置の動作を説明するための概念図である。
【図９】本発明による重み計算器の他の例の構成を示す図である。
【図１０】本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。
【図１１】本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。
【図１２】本発明による重みの計算と適用に関するタイミングを表す概念図である。
【図１３】本発明によるＯＦＤＭ方式の伝送信号のフレームフォーマットの他の例を示す図である。
【図１４】本発明による変形されたインパルス応答の更なる変形処理を説明するための時間波形の概念図である。
【図１５】本発明によるインパルス応答処理器の第２の例の構成を示す図である。
【図１６】本発明によるインパルス応答処理器の第２の例の処理を説明するための時間波形の概念図である。
【図１７】従来の受信装置における伝送信号の周波数特性を示す図である。
【図１８】本発明による受信装置における伝送信号の周波数特性を示す図である。
【図１９】ＯＦＤＭ信号の伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。
【図２０】従来の技術によるアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の時間波形の概念図である。
【図２１】本発明のアダプティブアレーアンテナ出力点から見た伝播路のインパルス応答の例を示す図である。
【符号の説明】
１００アダプティブアレーアンテナ
１０２受信信号
１０３干渉除去器
１０４干渉除去器出力信号
１０５ＯＦＤＭ復調器
１１１アレーアンテナ
１１２信号処理部
１１３インパルス応答推定器
１１４インパルス応答
１１５インパルス応答処理器
１１６変形されたインパルス応答
１１７希望波の遅延時間
１１８重み計算器
１１９重み
１２０指向性形成器
１２１乗算器
１２２加算器
３０１パイロットシンボル同期信号発生器
３０２ＦＦＴ演算器
３０３乗算器
３０４ＩＦＦＴ演算器
４０１インパルス応答変形器
４１１希望波選定器
４１２関数乗算器
４１３遅延器
４１４マスク関数発生器
４２２遅延されたマスク関数
５１０遅延波２
５１２遅延波１
７０１擬似送信信号発生器
７０２ランダムＱＰＳＫ信号発生器
７０３擬似送信信号
７０４擬似受信信号発生器
７０５フィルタ
７０６雑音加算器
７０７擬似受信信号
７０８遅延器
７０９参照信号
７１０重み推定アルゴリズム実行器
８０４干渉除去器出力点から見たインパルス応答
８１０希望波
８１１遅延波１
８１２遅延波２
９０１ステアリングベクトル発生器
９０２ステアリングベクトル
９０３自己相関行列計算器
９０４自己相関行列
９０５アルゴリズム実行器
９０６雑音用自己相関行列発生器
９０７自己相関行列（雑音起因分）
９０８自己相関行列（受信信号トータル）
１００１パケット
１００２連続フレーム信号
１０１１パイロットシンボル
１０１２情報シンボル
１０１３フレーム
１１１１フレーム又はパケットの先頭のパイロットシンボル
１１１２パケットの末尾又は次のフレームの先頭のパイロットシンボル
１１２１パイロットシンボル１１１１に基づいて計算した重み
１１２２パイロットシンボル１１１２に基づいて計算した重み
１３０１１シンボル中の１周波数成分
１３０２パイロット成分
１３０３情報シンボル
１３０４パイロットシンボル
１３１０周波数成分
１３１１周波数成分１３１０と同一周波数の直前のパイロット成分
１３１２周波数成分１３１０と同一周波数の直後のパイロット成分
１３１３周波数成分１３１０と同一時点の他の周波数成分
１４０１さらなる処理を行う前の変形されたインパルス応答の時間波形の概念図
１４０２さらなる処理を行った後の変形されたインパルス応答の時間波形の概念図
１４１０さらなる処理を行う前の希望波の遅延時間
１４１１希望波の遅延時間１４１０の直前の有効サンプルの遅延時間
１４１２希望波の遅延時間１４１０の直後の有効サンプルの遅延時間
１５０１インパルス応答変形器の別の例
１５１０先行波（希望波）
１５１１遅延波１
１５１２遅延波２
１５１３遅延波３
１５１４遅延波４
１５２０閾値
１７０１信号が伝送されるキャリア
１７０２信号が伝送されないキャリア
１８０１信号が伝送されるキャリア
１９１０先行波
１９１１遅延波１
１９１２遅延波２
１９１３遅延波３
１９１４遅延波４
２０００雑音電力レベル[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiver for receiving an OFDM signal, and more particularly to a receiver for receiving an OFDM signal using an adaptive array antenna.
[0002]
[Prior art]
JP-A-2002-271240 (published on Sep. 20, 2002) and JP-A-11-275047 as a receiving device for an orthogonal frequency division multiplex (OFDM) signal using an adaptive array antenna. (Published October 8, 1999) is known.
[0003]
Japanese Patent Laying-Open No. 2002-271240 discloses a wireless receiving apparatus capable of increasing the allowable delay amount of a path. In the first conventional technique, in addition to a received signal level of a carrier to which a signal is not transmitted, a sum of a square error between a received signal corresponding to a known signal arranged and transmitted on a plurality of carriers and a reference signal is calculated. The algorithm for determining the weight to be minimized is used. Further, a propagation path is estimated using a known signal arranged and transmitted on a carrier, and a replica of the known signal generated using the propagation path estimation result is used as a reference signal.
[0004]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-275047 discloses an orthogonal frequency multiplex modulation signal receiving apparatus that can obtain good reception characteristics even when a propagation delay exceeding the guard section length occurs using an adaptive array antenna. In this second conventional technique, a periodic autocorrelation function is estimated from signals in guard intervals of signals received by a plurality of antennas using an adaptive array antenna, and a periodic cross-correlation function between a plurality of antennas is estimated. The interference signal is removed from the received signal, and the received signal is compensated.
[0005]
[Patent Document 1]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-271240 (published on September 20, 2002) “Radio Receiver”
[Patent Document 2]
JP-A-11-275047 (published October 8, 1999) "Transmitter, Receiver, and Transmission Method"
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, the first prior art has a problem that the frequency utilization efficiency is substantially low because the weight (weight) is calculated using a carrier on which no signal is transmitted.
[0007]
FIG. 17 is a conceptual diagram of a frequency characteristic of a transmission signal according to the first related art. This figure shows that in order to calculate the weight for each antenna, a carrier 1702 to which no signal is transmitted is used in addition to a carrier 1701 to which a signal is transmitted.
[0008]
Further, in the second prior art, not only a delayed wave having a large delay time but also a delayed wave having a small delay time with respect to a desired wave is similarly suppressed, so that there is a problem that a bit error rate characteristic is deteriorated. Was. This will be described below.
[0009]
FIG. 19 is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response of a propagation path in an OFDM signal receiving apparatus. According to the second conventional technique, in order to receive a delayed wave 1 (reference numeral 1911) as a desired wave, other interference waves such as a leading wave 1910 and delayed waves 2 to 4 (reference numerals 1912 to 1914) are transmitted by an adaptive array antenna. Oppress. FIG. 20 is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response of a propagation path viewed from an output point of the adaptive array antenna. This impulse response shows a characteristic obtained by combining the propagation path characteristic and the characteristic of the adaptive array antenna. According to the second conventional technique, as shown in FIG. 20, the power levels of all the interference waves are uniformly suppressed to near the noise power level 2000.
[0010]
However, the interference waves (codes 1910 and 1912) having a smaller relative delay time with respect to the desired wave (code 1911) may increase the power level of the received signal and thus contribute to the improvement of the bit error rate characteristics. Therefore, if the power levels of all the interference waves are uniformly suppressed to around the noise power level 2000, the bit error rate characteristics may be degraded.
[0011]
A first object of the present invention is to provide a low receiving apparatus having substantially high frequency utilization efficiency.
A second object of the present invention is to provide a receiving device having a low bit error rate.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
According to the present invention, there is provided an OFDM receiving apparatus provided with an adaptive array antenna,
The adaptive array antenna has a plurality of antennas and an interference canceller that selects a desired wave from a received signal from the antenna and suppresses an interference wave, and the interference canceller uses only a transmitted carrier. By calculating the weight, it is possible to change the suppression characteristics for interference waves having different delay times.
[0013]
According to the present invention, there is provided an OFDM receiving apparatus provided with an adaptive array antenna,
An impulse response estimating means for estimating an impulse response of a propagation path based on received signals from a plurality of antennas;
Desired wave selecting means for selecting a desired wave based on the impulse response estimated by the impulse response estimating means,
Impulse response deformation means for deforming the impulse response estimated by the impulse response estimation means,
In a virtual propagation path having an impulse response deformed by the impulse response deforming means, weight calculating means for calculating a weight,
Multiplying means for multiplying the received signal by the weight;
Adding means for calculating the sum of the products obtained by the multiplying means;
Is provided.
[0014]
According to the present invention, the weight calculation means calculates a pseudo reception signal obtained by receiving a pseudo transmission signal virtually transmitted on the virtual propagation path having the modified impulse response. With means,
A weight is calculated using a reference signal obtained by delaying the pseudo transmission signal by the delay time of the desired wave and the pseudo reception signal according to a weight estimation algorithm based on a minimum mean square error method.
[0015]
Further, according to the present invention, the weight calculation means includes an autocorrelation matrix generation means for generating an autocorrelation matrix having an element of a value of an origin of the correlation function of the modified impulse response, and a delay time of the desired wave. Steering vector generating means for generating a steering vector from a value taken by the modified impulse response;
With
The weight is calculated by executing an algorithm for solving a Wiener equation configured based on the autocorrelation matrix and the steering vector.
[0016]
According to the present invention, the desired wave selecting means selects a path having the maximum power as a desired wave.
[0017]
According to the present invention, the impulse response deforming means deforms the function by delaying the function set in advance by the delay time of the desired wave and multiplying the delayed result by the impulse response.
[0018]
Further, according to the present invention, when the value taken at a certain time point t is represented by f (t), the absolute value of f (t) is smaller than the absolute value of f (0). There is at least one t.
Further, according to the present invention, the function has at least one set of k and l such that f (k) ≠ f (l), k ≠ 0, and l ≠ 0.
[0019]
Furthermore, according to the present invention, the function is such that k, such that the absolute value of f (l) is greater than the absolute value of f (k), k and l are both greater than 0, and l is greater than k. 1 or more sets, or the absolute value of f (l) is larger than the absolute value of f (k), k and l are both smaller than 0, and l is smaller than k. It includes one or more sets of k and l.
[0020]
According to the present invention, the pseudo transmission signal is a QPSK system, a BPSK system, a multi-phase PSK system, or a multi-level QAM system.
[0021]
The present invention includes a program for causing a computer to execute the above operation of the receiving device.
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
An example of the receiving device of the present invention will be described with reference to FIG. The receiving apparatus of the present example includes an adaptive array antenna 100 having an array antenna 111, a signal processing unit 112, and an interference canceller 103, and an OFDM demodulator 105 for demodulating an OFDM signal from the adaptive array antenna 100.
[0023]
The array antenna 111 includes a plurality of antennas. The signal received by the array antenna 111 is input to the signal processing unit 112. The signal processing unit 112 performs appropriate processing such as filtering, amplification, down-conversion, quadrature demodulation, and analog-to-digital conversion on the signal received by the array antenna 111, and generates a digital received signal 102. The signal processing unit 112 generates a received signal 102 for each signal received by each antenna constituting the array antenna 111. Received signal 102 is a baseband signal, and includes an I (in-phase) component and a Q (quadrature) component. Hereinafter, the description will be given assuming that the received signal 102 is a complex baseband signal represented by a complex number having the I component on the real axis and the Q component on the imaginary axis. The number of antennas constituting the array antenna 111 is four in the illustrated example, but may be any number.
[0024]
The interference remover 103 has an impulse response estimator 113, an impulse response processor 115, a weight calculator 118, and a directivity former 120, and removes an interference wave from a received signal to extract a desired wave. The directivity forming unit 120 has a plurality of multipliers 121 and an adder 122. The impulse response estimator 113 estimates the impulse response of the propagation path and outputs it to the impulse response processor 115. The impulse response processor 115 calculates the deformation of the estimated impulse response 114, the selection of the desired wave, and the delay time of the desired wave, and outputs the calculated delay time to the weight calculator 118. The weight calculator 118 calculates the weight 119 from the modified impulse response 116 and the delay time 117 of the desired wave, and outputs it to the directivity forming unit 120. The impulse response 114 and the modified impulse response 116 are functions whose inputs are delay times and whose outputs are complex amplitudes. The weight 119 is a complex number.
[0025]
In the directivity forming unit 120, a multiplier 121 multiplies the received signal 102 from each antenna by a weight 119 to obtain a product thereof. The adder 122 obtains the sum of the product of the received signal 102 from each antenna and the weight 119, and outputs the sum to the OFDM demodulator 105. The OFDM demodulator 105 receives the output signal 104 from the interference canceller 103 and demodulates the OFDM signal.
[0026]
FIG. 18 shows frequency characteristics of a transmission signal according to the present invention. In this example, the interference canceller 103 uses only the carrier 1801 through which the signal is transmitted. Therefore, in this example, the frequency use efficiency is higher than in the conventional case where a carrier that does not transmit a signal is used.
[0027]
Next, a description will be given of how the bit error rate characteristics are improved by using the adaptive array antenna of the receiving apparatus according to the present invention. The OFDM system has a feature that a signal can be transmitted relatively without deteriorating the bit error rate characteristic even in an environment where a delayed wave exists. However, if a delayed wave having a long delay time relative to a desired wave exists, Again, the bit error rate characteristics deteriorate. However, the presence of a delayed wave having a shorter relative delay time than the desired wave increases the signal power at the time of demodulation, and may contribute to the improvement of the bit error rate characteristics.
[0028]
FIG. 21 shows an example of the impulse response of the propagation path viewed from the output point of the adaptive array antenna (interference canceller output 104) of the present invention. FIG. 19 is a conceptual diagram of the impulse response of the actual propagation path at this time. Although the power levels of the delay waves 3 and 4 having a longer delay time relative to the delay wave 1 as the desired wave are suppressed to the same level as the noise power level 2000, the delay wave 1 as the desired wave is The power levels of the preceding wave and the delayed wave 2 having a small relative delay time can be suppressed to a level sufficiently larger than the noise power level. For example, it is possible to suppress only up to about three times the noise power level. Here, the value is about three times as an example, but this can be changed by adjusting a mask function described later, and is not limited to this value. In this way, in this example, the power levels after suppression of the preceding wave and the delayed wave 2 whose relative delay time is shorter than the desired delayed wave 1 can be made sufficiently higher than the noise power level. Since the power is increased, the bit error rate characteristics are improved.
[0029]
FIG. 2 shows a frame format of a transmission signal of the OFDM system. Each frame 200 of an OFDM transmission signal is composed of information symbols 201 and pilot symbols 202. The pilot symbol 202 is arranged at a predetermined position in the frame. In this example, the pilot symbol 202 is arranged at the head of each frame. Each of the information symbol and the pilot symbol includes an effective symbol 203 and a guard interval 204. The guard interval 204 is obtained by copying a predetermined length portion at the end of the effective symbol and adding it before the effective symbol.
[0030]
The configuration and operation of the impulse response estimator 113 will be described with reference to FIG. The impulse response estimator 113 includes a pilot symbol synchronization signal generator 301, an FFT (Fast Fourier Transform) (fast Fourier transform) calculator 302, a multiplier 303, and an IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) (inverse fast Fourier transform) calculator 304. And the impulse response of the propagation path is estimated.
[0031]
Pilot symbol synchronization signal generator 301 generates a synchronization signal synchronized with a pilot symbol using a reception signal from each antenna. As an example of a specific method, a received signal corresponding to a certain antenna is input to a matched filter corresponding to a pilot symbol, and the absolute value of the output (complex number) is squared. Next, the square value is divided by a value proportional to the gain at the time of processing the received signal corresponding to the antenna in the signal processing unit 112, and as a result, a gain-corrected square value is obtained. The gain-corrected square value is calculated for other antennas in the same manner. Then, the sum of the gain-corrected square values for all antennas is calculated. The timing at which the sum takes the maximum value is set as the timing of the pilot symbol, and a synchronization signal synchronized with the timing is generated.
As another example, the above-mentioned square value corresponding to a certain antenna is calculated, and this square value is similarly calculated for other antennas. Then, the sum of the square values of all the antennas is calculated. The timing at which this sum takes the maximum value may be the timing of the pilot symbol. In addition to this, various methods of generating a synchronization signal are conceivable, and it goes without saying that the present invention is not limited to the above two examples.
[0032]
The FFT calculator 302 sets the FFT window timing based on the timing of the synchronization signal and performs the FFT calculation. As a result, the output of FFT calculator 302 is a frequency function obtained by multiplying the frequency characteristics of the pilot symbol by the frequency characteristics of the propagation path.
[0033]
The multiplier 303 multiplies the inverse characteristic of the frequency characteristic of the pilot symbol. As a result, the output of the multiplier 303 becomes a frequency function representing the frequency characteristic of the propagation path. The IFFT calculator 304 performs an IFFT calculation of this frequency function. Thereby, IFFT operator 304 outputs an impulse response of the propagation path. The impulse response of the propagation path is estimated according to the above procedure. Of course, this example is an example, and it is possible to estimate the impulse response of the propagation path using another method, and the present invention is not limited to the above-described method.
[0034]
The configuration and operation of the impulse response processor 115 will be described with reference to FIGS. The impulse response processor 115 has a desired wave selector 411 and an impulse response modifier 401, and the impulse response modifier 401 has a function multiplier 412, a delay 413, and a mask function generator 414. The impulse response processor 115 receives the estimated impulse response 114, and outputs a modified impulse response 116 and a desired signal delay time 117.
[0035]
FIG. 5A is an output 114 of the impulse response estimator 113, and is a conceptual diagram of a time waveform of the impulse response 114 estimated by the impulse response estimator 113. Here, since the impulse response 114 is a function that takes a complex value with respect to a certain delay time, it takes a real component and an imaginary component and cannot be represented as a two-dimensional diagram. It represents the power, the absolute value itself, or either the real component or the imaginary component. Therefore, it is called a conceptual diagram, and the same applies hereinafter. The desired wave selector 411 receives the estimated impulse response 114, selects the delayed wave 2 (reference numeral 510), which is the path having the maximum power, as the desired wave, and outputs the desired wave delay time 117.
[0036]
The path with the highest power is found in the following way. The delay time is τ, and the estimated impulse response corresponding to a certain antenna e is h_e(Τ), the gain at the time of processing the received signal corresponding to the antenna e in the signal processing unit 112 is G_e, And the proportionality constant corresponding to antenna e is C_e, The square of the absolute value of complex number A is | A |²When the power of the path at the delay time τ is σ (τ), the power σ (τ) of the path at the delay time τ is calculated using the following equation.
[0037]
(Equation 1)

[0038]
Τ = τ to maximize this value_maxAnd find τ_maxIs the delay time of the path having the maximum power. The proportional constant is set in advance. Of course, another method or an approximate method may be used.
[0039]
The mask function generator 414 outputs a preset mask function (a preset function according to claim 6). The delay unit 413 delays the mask function by the delay time of the desired wave. FIG. 5B is a conceptual diagram of a time waveform of a mask function which is an output 422 of the delay unit 413 and is delayed by a delay time of a desired wave. The function multiplier 412 multiplies the impulse response 114 of FIG. 5A by the delayed mask function 422 of FIG. 5B to deform the impulse response. FIG. 5C is a conceptual diagram of the output 116 of the function multiplier 412, which is a time waveform of the impulse response 116 modified by multiplication with the delayed mask function 422.
[0040]
When the modified impulse response 116 shown in FIG. 5C is compared with the estimated impulse response 114 shown in FIG. 5A, the power of the delayed wave 1 (reference numeral 512) is reduced by the modification processing. I understand.
[0041]
FIG. 6 is a conceptual diagram of a time waveform of a mask function preset by the mask function generator 414. Assuming that the value of the mask function at time point t is f (t) and the preset non-negative constant is T, the mask function of this example has the following features. First, f (0) = 1 and f (t) = 1 at time t where | t | ≧ T. Further, it monotonically decreases when −T <t <0, and monotonically increases when 0 <t <T.
[0042]
A first example of the weight calculator 118 will be described with reference to FIG. The weight calculator 118 of the present example includes a pseudo transmission signal generator 701 having a random QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) (four-phase phase shift keying) signal generator 702 and a pseudo reception signal having a filter 705 and a noise adder 706. It has a generator 704, a delay unit 708, and a weight estimation algorithm execution unit 710. The weight calculator 118 calculates a weight 119 based on the modified impulse response 116 output from the impulse response processor 115 and the delay time 117 of the desired wave. The internal configuration of the weight calculator 118 and the method of calculating the weight are described in IEICE Transactions Vol. J81-B-1 No. 11 pp. 661 (issued on 1998/11).
[0043]
First, the pseudo transmission signal generator 701 generates the pseudo transmission signal 703. Actually, a random QPSK signal generated by the random QPSK signal generator 702 is used as a pseudo transmission signal. The pseudo reception signal generator 704 receives the pseudo transmission signal 703 and generates a pseudo reception signal 707. Details of the operation of the pseudo reception signal generator 704 will be described later. On the other hand, the pseudo transmission signal 703 is delayed by the delay unit 708 by the delay time 117 of the desired wave, and generates a reference signal 709 used in a weight estimation algorithm 710 described below.
[0044]
Although a QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) (four-phase shift keying) method is used as a method of the pseudo transmission signal, an OFDM method or another method may of course be used. Also, as this method, instead of the OFDM method, which is an actual transmission method, a QPSK method, a BPSK (Binary Phase Shift Keying) (two-phase shift keying) method, and a multi-phase PSK (Phase Shift Keying) (shift keying). The pseudo transmission signal generator 701 can be easily configured by using the multi-level QAM (Quadrature Amplitude Modulation) (quadrature amplitude modulation) scheme.
[0045]
The weight estimation algorithm executor 710 executes the weight estimation algorithm using the pseudo reception signal 707 and the reference signal 709, and outputs the weight 119. The weight estimation algorithm may be any algorithm based on the least mean square error method. For example, the SMI (Sample Matrix Inverse) method, the RLS (Recursive Least Squares) method, or the LMS (Least Mean Square) method Method is used.
[0046]
Here, the operation of the pseudo reception signal generator 704 will be described. The filter 705 processes the pseudo transmission signal 703 using the modified impulse response 116 as a tap coefficient. The noise adder 706 adds noise to the output signal from the filter 705, and generates a pseudo reception signal 707. The amount of noise power added by the noise adder 706 is appropriately adjusted so that the desired signal power to noise power ratio of the pseudo reception signal 707 and the desired signal power to noise power ratio of the received signal 102 become the same. You. As this method, for example, there is a method in which the amount of power of noise added in the noise adder 706 corresponding to a certain antenna is proportional to the gain when the signal processing unit 112 processes a received signal corresponding to this antenna. Of course, other methods may be used.
[0047]
As described above, the weight calculator 118 calculates the weight 119 from the modified impulse response 116 by using a known weight estimation algorithm. The weight estimation algorithm is an algorithm for performing a calculation statistically, and therefore requires a certain amount or more of samples of the received signal and the reference signal 709. In the weight calculator 118 of this example, the pseudo reception signal 707 obtained by the pseudo reception signal generator 704 is used as the reception signal. Inside the weight calculator 118, the propagation path having the modified impulse response 116 is reproduced by simulation. By virtually transmitting the pseudo transmission signal 703 on this propagation path, a pseudo reception signal 707 is obtained. The reference signal 709 is generated by delaying the pseudo transmission signal 703 by the delay time 117 of the desired wave.
[0048]
The propagation path having the modified impulse response 116 is a virtual propagation path, and has different characteristics from the actual propagation path. The estimated value of the impulse response of the actual propagation path is the impulse response 114. A feature of the present invention resides in that when calculating the weight in the weight calculator 118, such a virtual propagation path is assumed and the weight adapted to the virtual propagation path is calculated.
[0049]
Referring to FIG. 5 again, the function of the mask function will be described. When receiving the delayed wave 2 (symbol 510), which is a desired wave, the preceding wave or the delayed wave 3 having a large delay time difference from the received wave causes interference at the time of OFDM demodulation, and the delayed wave 1 having a small delay time difference is OFDM demodulated. In this case, the bit error rate is improved to some extent. In the related art, the preceding wave, the delayed wave 1 and the delayed wave 3 are uniformly and strongly suppressed to a noise level. In the present invention, the bit error rate is improved by strongly suppressing the preceding wave and the delayed wave 3 (up to the noise level) and weakly suppressing the delayed wave 1.
[0050]
In this example, first, the impulse response is modified such that the power value of the delayed wave 1 is reduced to 60% without changing the power values of the preceding wave, the desired wave, and the delayed wave 3. Here, a value of 60% is illustrated, but this value can be changed by changing the mask function described above, and is not limited to this value. The weight is calculated using the impulse response 116 thus modified, and is applied to the directivity shaper 120. Since the powers of the preceding wave and the delayed wave 3 are evaluated to their original values, they are strongly suppressed (up to the noise level). However, since the power of the delayed wave 1 is evaluated to about 60% of the original value, the original value is obtained. It is considered that the degree of suppression is reduced to about 60% as compared with the case where the weight is calculated using the impulse response (that is, the estimated impulse response 114). As a result, the power level of the delayed wave 1 is suppressed only to about 1.67 (= 1 / 0.6) times the noise level.
[0051]
Thus, in this example, by calculating the weight using the modified impulse response 116 different from the original impulse response 114, compared to the case where the weight is calculated using the original impulse response 114, The suppression characteristics can be changed for each delay time.
[0052]
As described above, by adding a predetermined feature to the mask function, it is possible to provide a desired suppression characteristic to interference waves having different delay times. The value of the mask function at a certain time point t is represented as f (t). First, if there is one or more t such that the absolute value of f (t) is smaller than the absolute value of f (0), the delay time of the interference wave (preceding wave or delayed wave other than the desired wave) is calculated. It is possible to weakly suppress an interference wave in which the value obtained by subtracting the delay time of the desired wave becomes t. Also, if there is at least one set of k and l such that f (k) ≠ f (l) and k ≠ 0 and l ≠ 0, the delay time difference from the desired wave is different. It becomes possible to make suppression characteristics different for two interference waves. Further, the absolute value of f (l) is larger than the absolute value of f (k), and at least one set of k and l is set such that both k and l are larger than 0 and 1 is larger than k. Or, one set of k and l in which the absolute value of f (l) is larger than the absolute value of f (k), and both k and l are smaller than 0 and l is smaller than k By including the above, it is possible to more strongly suppress an interference wave whose delay time difference from the desired wave is shorter than that of the interference wave.
[0053]
Next, the operation principle of the present invention will be described from still another viewpoint. Note that another example of the mask function is also shown for explanation. FIG. 8 is used for the description.
[0054]
The adaptive array antenna has a feature that a delayed wave can be suppressed. The number obtained by subtracting 1 from the number of antennas forming the adaptive array antenna is called the degree of freedom of the adaptive array antenna. Generally, the maximum number of delayed waves that the adaptive array antenna can suppress is equal to the degree of freedom.
[0055]
For example, consider the operation of a conventional adaptive array antenna composed of two antennas in an environment where there are two delayed waves in addition to a desired wave. Since the number of antennas is two, the degree of freedom is one, and the number of delayed waves that can be suppressed is one. Therefore, this adaptive array antenna cannot sufficiently suppress both of the two delayed waves. Therefore, at the output of the adaptive array antenna (corresponding to the output 104 of the interference canceller in this embodiment), a delayed wave that is not sufficiently suppressed is included. If the delay time of the delayed wave that has not been sufficiently suppressed with respect to the desired wave is sufficiently long, the bit error rate characteristic deteriorates during OFDM demodulation. However, in the present invention, a virtual propagation path is assumed and a weight adapted to this is calculated, so that it is possible to obtain a desired delay wave suppression characteristic as follows, and to obtain a bit error rate characteristic during OFDM demodulation. Deterioration can be reduced.
[0056]
The operation of the receiving device of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 8 shows a rather extreme example for simplicity of explanation. FIG. 8A is a conceptual diagram of a time waveform of the impulse response 114 estimated by the impulse response estimator 113. In addition to the desired wave 810 having the maximum power value, there are a delayed wave 1 (reference numeral 811) and a delayed wave 2 (reference numeral 812). FIG. 8B is a conceptual diagram of a time waveform of the function 422 obtained by delaying the mask function by the delay time of the desired wave. In this example, a mask function is used in which the value becomes 0 except at the origin if the delay time is smaller than a certain value. FIG. 8C is a conceptual diagram of a time waveform of a modified impulse response 116, which is a result of modifying the estimated impulse response 114 using the mask function. As a result of the deformation by the mask function, the component of the delayed wave 1 is deleted, and only the delayed wave 2 remains. Therefore, when the weight is calculated using the modified impulse response 116, the weight that can sufficiently suppress one delayed wave 2 can be calculated.
[0057]
FIG. 8D is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response 804 as viewed from an interference canceller output 104 obtained by using the weights on signals received from each antenna in the directivity forming unit 120. The impulse response 804 is a total impulse including the propagation path characteristics and the characteristics of the adaptive array antenna (the array antenna 111, the signal processing unit 112, and the interference canceller 103 in the present embodiment), as viewed from the interference remover output 104 points. Indicates a response. FIG. 8D shows that only the delay wave 2 which causes the characteristic degradation at the time of the OFDM demodulation is sufficiently suppressed. By performing OFDM demodulation on the output 104 of the interference canceller, deterioration of the bit error rate characteristics can be reduced. As for the delayed wave 1, as a result of the above-mentioned weight application, the power ratio and the phase relationship with the desired wave change. However, since the delay time difference with the desired wave is small, there is no problem, and sometimes the signal power at the time of OFDM demodulation does not matter. It is also conceivable to contribute to the improvement and improve the bit error rate characteristics.
[0058]
In general, the OFDM system has a property that it is weak for a delayed wave longer than the guard interval and strong for a delayed wave shorter than the guard interval. Therefore, in an environment in which the delay time difference between the desired wave and the delayed wave 2 is longer than the guard interval and the delay time difference between the desired wave and the delayed wave 1 is shorter than the guard interval, the bit error rate characteristic of the present invention is reduced by using the present invention. The degree of improvement is considered to be considerable.
[0059]
A first example of the timing of calculating and applying the weight will be described with reference to FIG. The transmission signal may be a packet signal 1001 or a continuous frame signal 1002. Each packet 1001 includes a leading pilot symbol 1011 and a subsequent information symbol 1012. The continuous frame signal 1002 is composed of consecutive frames 1013, and each frame 1013 includes a pilot symbol 1011 and an information symbol 1012.
[0060]
The receiving apparatus estimates an impulse response from pilot symbol 1011 and transforms the impulse response to calculate a weight. This weight is applied to the information symbol 1012 that follows by the directivity forming unit 120. If it takes time from receiving the pilot symbol 1011 to calculating the weight, and if it is not enough to apply the weight to the information symbol following the pilot symbol, a delay may be inserted immediately before the directivity former 120. .
[0061]
A second example of the timing of calculating and applying the weight will be described with reference to FIG. In this example, each packet 1001b includes a pilot symbol 1112 at the end compared to the example of FIG.
[0062]
The receiving apparatus calculates the weight 1121 from the pilot symbol 1111 at the head of the packet or frame, and further calculates the weight 1122 from the pilot symbol 1112 at the end of the packet or the next frame. Next, a more appropriate temporal weight is calculated by interpolating from the two

weights

1121 and 1122, and is applied to the information symbol corresponding to the temporal. By performing interpolation in this manner, good characteristics can be obtained even when the impulse response fluctuates greatly.
[0063]
Although not shown, if the fluctuation of the impulse response is sufficiently slow, an average value of the two weights may be calculated and applied to the information symbol. By calculating the average value of the weights in this way, the influence of errors included in the weights can be reduced, and good characteristics can be obtained.
[0064]
A third example of the timing of calculating and applying the weight will be described with reference to FIG. In this example, each packet 1001b includes a pilot symbol 1112 at the end similarly to the example of FIG.
[0065]
The receiving device estimates the impulse response from the pilot symbol 1111 at the head of the packet or frame, and further estimates the impulse response from the pilot symbol 1112 at the end of the packet or the next frame. Next, a more appropriate temporal impulse response is calculated by interpolating from the two estimated impulse responses, and then the weight is calculated. This weight is applied to the information symbol corresponding in time.
[0066]
Although not shown, if the fluctuation of the impulse response is sufficiently slow, an average value of the two impulse responses may be calculated, a weight may be calculated based on the average value, and the weight may be applied to the information symbol.
[0067]
As described above, there are various methods and combinations for the process of calculating weights from pilot symbols and adapting them to information symbols, and the processes are not limited to the processes exemplified above.
[0068]
The embodiments of the present invention can be realized entirely by hardware, or can be realized by a combination of hardware and software, and are not limited. For example, for the interference canceller 103, one frame or one packet of the received signal 102 is temporarily stored in a memory, and the processing method described above is executed using a CPU and software. A method of outputting the signal as the interference remover output 104 may be employed.
[0069]
A second example of the weight calculator 118 will be described with reference to FIG. In the weight calculator shown in FIG. 7, the weight is obtained by statistical calculation. Therefore, it is necessary to increase the number of samples in order to reduce the statistical error. As a result, there is a problem that the amount of calculation increases. In this example, weights are obtained by algebraic calculations instead of statistical calculations. Therefore, there is an advantage that the calculation amount is reduced.
[0070]
The weight calculator 118 of this example includes a steering vector generator 901, an autocorrelation matrix calculator 903, an algorithm executor 905, and an autocorrelation matrix generator for noise 906. The steering vector generator 901 generates a steering vector 902 based on the modified impulse response 116 and the delay time 117 of the desired wave. The autocorrelation matrix calculator 903 calculates an autocorrelation matrix 904 from the modified impulse response 116. The autocorrelation matrix generator for noise 906 generates an autocorrelation matrix 907 caused by noise. The autocorrelation matrix 904 and the autocorrelation matrix 907 caused by noise are added to form an autocorrelation matrix 908 of the total received signal. The algorithm executor 905 executes an algorithm for obtaining a solution of the Wiener equation based on the steering vector 902 and the autocorrelation matrix 908 of the received signal total, and outputs the solution as the weight 119. The method of calculating weights using this configuration is basically the same as the method disclosed in JP-A-2003-101449 (P2003-101449A).
[0071]
Here, the following definition is made in order to describe the calculation method of the weight in more detail. A plurality of antennas constituting the array antenna 111 are referred to as antenna 1, antenna 2,._eleAnd Where N_eleIs the number of antennas, and in this example, N_ele= 4. Also, the functions representing the modified impulse responses corresponding to these antennas are respectively represented by h₁(T), h₂(T), ..., h_Nele(T), and the delay time of the desired wave is τ. Furthermore, A^*Is the complex conjugate of A, A^TIs the transpose of A, | A |²Represents the square of the absolute value of A.
[0072]
The steering vector 902 generated by the steering vector generator 901 has a complex conjugate of the value taken by the modified impulse response corresponding to the antenna x at the time point of the delay time τ of the desired wave in N-th row._eleThe next column vector. R is the steering vector_xdWhere r_xd= (H₁ ^*(Τ), h₂ ^*(Τ), ..., h_Nele ^*(Τ))^TBecomes
[0073]
The autocorrelation matrix calculator 903 calculates the value of the origin of the correlation function between the modified impulse response corresponding to the antenna x and the modified impulse response corresponding to the antenna y in N rows and y columns._eleThe next square matrix is calculated, and this is output as the autocorrelation matrix 904. Here, in order to express generally for all combinations of x and y, "correlation function between the modified impulse response corresponding to antenna x and the modified impulse response corresponding to antenna y" However, if x ≠ y, exactly, “the cross-correlation function between the modified impulse response corresponding to antenna x and the modified impulse response corresponding to antenna y”, x = y In the case of, it means “the autocorrelation function of the modified impulse response corresponding to the antenna x”. The correlation function between the modified impulse response corresponding to antenna x and the modified impulse response corresponding to antenna y is represented by RF_xy(T), the value of the origin of this correlation function is RF0_xyThen, they are represented by the following equations.
[0074]
(Equation 2)

[0075]
The autocorrelation matrix 904 is represented by R_ssR_ssIs the value of x0 and y column of RF0_xyBecomes The autocorrelation matrix generator for noise 906 calculates the noise power in the weight calculation corresponding to the antenna x in x rows and x columns by N_eleThe next diagonal matrix is generated as autocorrelation matrix 907 due to noise. The noise power in the weight calculation corresponding to the antenna x is controlled so as to be proportional to the AGC (automatic gain control) gain corresponding to the antenna x in the signal processing unit 112. In this case, the proportionality constant is such that the desired signal power to noise power ratio in the weight calculation corresponding to the antenna x and the desired signal power to noise power ratio in the received signal corresponding to the antenna x in the received signal 102 are the same. As described above, the value is set in advance for each proportional constant corresponding to each antenna.
[0076]
Here, the desired signal power to noise power ratio in the weight calculation corresponding to the antenna x is the square of the absolute value of the value of the modified impulse response corresponding to the antenna x at the time point of the delay time τ of the desired signal. And the noise power in the weight calculation corresponding to antenna x. The autocorrelation matrix due to noise is represented by R_nn, The noise power in the weight calculation corresponding to antenna x is N_x, The gain of the AGC corresponding to the antenna x is G_x, The proportionality constant corresponding to antenna x is C_x, The desired signal power to noise power ratio in the weight calculation corresponding to antenna x is S_dN_x, The value of the modified impulse response corresponding to the antenna x at the time point of the delay time τ of the desired wave is represented by h_x(Τ), and the above is summarized as R_nnX row x column is N_xAnd N_x = C_x・ G_x , S_dN_x = | H_x(Τ) |²/ N_x And S_dN_xIs equal to the desired signal power to noise power ratio in the received signal corresponding to the antenna x in the received signal 102._xIs set in advance.
[0077]
The algorithm executor 905 executes an algorithm for obtaining a solution of the Wiener equation based on the steering vector 902 and the autocorrelation matrix 908 of the received signal total, and outputs the solution as the weight 119. R is the steering vector_xd , And the autocorrelation matrix of the total received signal is R_xx(= R_ss+ R_nn), N having a weight corresponding to the unknown antenna x in the x-th row_eleIf the next column vector is W, the Wiener equation is R_xx・ W = r_xdIt is expressed as The Wiener equation is N_eleThis is a simultaneous equation having unknown numbers, and as an algorithm for finding a solution, for example, the Gauss-Jordan elimination method is used. Another algorithm is an autocorrelation matrix R_xxIs calculated and the steering vector r_xdThere is also a method of finding by multiplying by. Also, various other methods are conceivable, and the present invention is not limited to these two methods.
[0078]
In the two algorithms described above, the autocorrelation matrix R_xxIf the absolute value of the determinant is small, the solution may not be obtained accurately, or the calculation may not be able to continue to the end. In order to avoid such a problem, the design may be made as follows. That is, when finding a solution using the above algorithm, the autocorrelation matrix R_xxThe absolute value of the determinant is calculated. If the absolute value of the determinant is equal to or greater than a predetermined threshold TH, the solution obtained by using the above-described algorithm is output as the weight 119. If the absolute value is less than the threshold TH, another method is used. Is used to calculate the weight. As an example of this method, there is a method of maximizing a desired signal power to noise power ratio. The method of maximizing the desired signal power-to-noise power ratio is used when performing maximum ratio combining diversity and is well known, and therefore description thereof is omitted. However, the weight calculated by this method has a larger error than the weight strictly obtained from the Wiener equation. Various other methods are conceivable, and the present invention is not limited to this method.
[0079]
FIG. 13 shows another example of the frame format of the transmission signal of the OFDM system. One symbol of the OFDM scheme can be decomposed into a predetermined frequency component 1301 in detail. In such a viewpoint, for example, the information symbol in FIG. 2 can be represented by reference numeral 1303, and the pilot symbol can be represented by reference numeral 1304. Pilot symbol 1304 is composed of pilot components 1302 each having a known value in all frequency components.
[0080]
In the format of FIG. 13, such a pilot symbol does not exist, and the pilot components limited in time and frequency only have known values at predetermined positions. Such a format is adopted in a terrestrial digital broadcast transmission system (see the terrestrial digital television broadcast transmission system ARIB STD-B31 1.2 version 3.12.2 OFDM segment configuration of synchronous modulation section issued by the Radio Industries and Businesses Association). Have been. In the terrestrial digital broadcasting transmission system, such a pilot component is called a scattered pilot (refer to 3.13.1 scattered pilot (SP)).
[0081]
As described above, even when there is no pilot symbol, the present invention can be applied by estimating the impulse response as follows. First, the weights are provisionally determined as 1, 0, 0, 0 for each antenna (for example, four antennas). This means that reception is performed with only one antenna. Thus, the OFDM signal is received, and the FFT processing is performed by the OFDM demodulator. Of these results, the pilot component is the product of the original value of the pilot component and the frequency characteristic of the propagation path. By dividing this value by the known value of the pilot component, the value of the frequency characteristic of the propagation path at the time and frequency at which the pilot component exists is calculated.
[0082]
In this way, the value of the frequency characteristic of the propagation path at the time and frequency at which each pilot component exists is obtained. Using these, if the fluctuation of the impulse response is sufficiently slow with respect to the time axis, averaging is performed, and the frequency characteristics of all the frequency components at the time of a certain symbol are obtained. That is, from the

pilot components

1311 and 1312, the value of the frequency characteristic at the time and frequency at which they exist is determined, and interpolation or averaging is performed to determine the frequency characteristic of the frequency component 1310 at a certain point in time. Similarly, the other frequency components 1313 at the same time are obtained from the frequency characteristics of the pilot components immediately before and immediately after these. In this way, by obtaining the frequency characteristics of all the frequency components at a certain point in time and performing an IFFT operation on them, the impulse response can be estimated, and the weight can be calculated using this. Since this impulse response was estimated using provisional weights, it contained an error, and the weight also contained an error. By repeating the above procedure using this weight, the error gradually increased. Estimation of impulse response and calculation of weight can be performed.
[0083]
With reference to FIG. 14, a process for further modifying the modified impulse response will be described. In this example, processing means for further transforming the transformed impulse response 116 is inserted between the impulse response processor 115 and the weight calculator 118. Reference numeral 1401 in FIG. 14A is a conceptual diagram of a time waveform of a modified impulse response before the processing by the processing unit, and reference numeral 1402 in FIG. FIG. 5 is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response. The modified impulse response of FIG. 14 is shown in a greatly enlarged scale on the time axis as compared with the modified impulse response 116 shown in FIG. Therefore, FIG. 14 shows that the desired wave and the delayed wave actually have a temporal width.
[0084]
Since the modified impulse response 1401 in FIG. 14A is a digital signal, it has a value for each sampling period Ts as shown. A process of thinning out the others while leaving the signal at every sampling period 3Ts that is three times the digital signal of FIG. 14A is performed. The delay time of the desired wave is the value indicated by reference numeral 1410 before the thinning process, but after the thinning process, the time (signs 1411 and 1412) of the effective value immediately before and after the thinning process is equal to the larger power value. The time of the signal (reference numeral 1411) is adopted. Alternatively, the time of a signal (reference numeral 1412) that is temporally closer to the delay time 1410 before processing may be adopted. Alternatively, the decimation process may be performed so that a sample of the delay time of the desired wave remains.
[0085]
That is, when the time of the sample to be retained is represented by (3n + k) Ts using the integers n and k, k is adjusted so that the delay time of the desired wave remains (k = 2 in FIG. 14), and then the thinning processing is performed. May go.
[0086]
Further, thinning processing is performed in each of three cases of k = 0, 1, and 2, and a modified impulse response and a delay time of a desired wave are generated for each of the three cases. The three weights are calculated using the modified impulse response and the delay time of the desired wave, respectively, and the directivity is formed using each of them, thereby obtaining three interference canceller outputs. These may be OFDM-demodulated, and those having the best bit error rate characteristics may be used. The bit error rate characteristic can be measured by performing coding by FEC (Forward Error Correction) on the data. Of course, other methods are also conceivable. As described above, various configurations other than the configuration of the receiving device shown in FIG. 1 can be considered, and the configuration is not limited to the configuration in FIG.
[0087]
A second example of the impulse response processor 115 will be described with reference to FIG. The impulse response processor 115 of this example is different from the first example shown in FIG. The impulse response deformer 1501 of this example is composed of a memory and a CPU. The impulse response 114 is temporarily stored in a memory, subjected to a deformation process by software, and output.
[0088]
The processing in the impulse response processor 115 of FIG. 15 will be described with reference to FIG. FIG. 16A shows a time waveform of the impulse response 114 before processing by the impulse response deformer 1501, that is, the impulse response 114 estimated by the impulse response estimator 113, and FIG. 5 shows a time waveform of a modified impulse response 116 after processing by 1501.
[0089]
In the impulse response 114 before processing shown in FIG. 16A, the path having the maximum power is the preceding wave 1510, and the desired wave selector 411 selects this as the desired wave. The impulse response deformer 1501 first determines the power of the interference wave and the preset threshold 1520 in order from the interference wave (the preceding wave or the delayed wave other than the desired wave) having a large delay time difference from the desired wave 1510. Compare. As a result of the comparison, if the power of the interference wave is larger than the threshold value 1520, the value of the impulse response of the interference wave is left as it is. If the power of the interference wave is smaller than the threshold value 1520, the value of the impulse response of the interference wave is set to 0. When the number of interference waves left as it is reaches a predetermined number, the values of all the interference waves whose delay time difference with the desired wave is smaller than this interference wave are set to 0.
[0090]
As a result of such processing, the delay wave 4 (reference numeral 1514) and the delay wave 2 (reference numeral 1512) remain because the power exceeds the threshold, and the value of the delay wave 3 (reference numeral 1513) becomes 0, and disappears. . If the preset number is two, two delay waves 2 and 4 are left, so that the value of the delay wave 1 (reference numeral 1511) having a smaller delay time difference from the desired wave becomes 0 and disappears. The modified impulse response 116 obtained as a result of such processing is output. In order to perform the above processing, the impulse response 114, which is the input of the impulse response processor in FIG. 15, needs to perform the same processing as the thinning processing described in FIG. 14 as preprocessing. is there.
[0091]
The processing performed by the impulse response deformer 1501 is not limited to the above-described processing and the processing of multiplying the function by the function performed by the impulse response deformer 401 in FIG.
[0092]
As described above, the example of the present invention has been described. However, the present invention is not limited to the above-described example, and it is obvious to those skilled in the art that various modifications can be made within the scope of the invention described in the claims. Will be understood.
[0093]
【The invention's effect】
Advantageous Effects of Invention According to the present invention, in an OFDM receiving apparatus including an adaptive array antenna, there is an effect that frequency use efficiency is increased.
According to the present invention, in an OFDM receiving apparatus including an adaptive array antenna, there is an effect that a bit error rate characteristic is improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a main part of an OFDM receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a frame format of an OFDM transmission signal.
FIG. 3 is a diagram showing a configuration of an impulse response estimator according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of an impulse response processor according to the present invention.
FIG. 5 is an explanatory diagram for explaining the concept of processing in an impulse response processor according to the present invention.
FIG. 6 is a conceptual diagram of a time waveform of a mask function used in the present invention.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a weight calculator according to the present invention.
FIG. 8 is a conceptual diagram illustrating the operation of an OFDM receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 9 is a diagram showing the configuration of another example of a weight calculator according to the present invention.
FIG. 10 is a conceptual diagram showing timing related to calculation and application of weight according to the present invention.
FIG. 11 is a conceptual diagram showing timing related to calculation and application of weight according to the present invention.
FIG. 12 is a conceptual diagram showing timing related to calculation and application of weight according to the present invention.
FIG. 13 is a diagram showing another example of the frame format of the transmission signal of the OFDM system according to the present invention.
FIG. 14 is a conceptual diagram of a time waveform for describing a further modification process of a modified impulse response according to the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a configuration of a second example of the impulse response processor according to the present invention.
FIG. 16 is a conceptual diagram of a time waveform for describing processing of a second example of the impulse response processor according to the present invention.
FIG. 17 is a diagram illustrating frequency characteristics of a transmission signal in a conventional receiving device.
FIG. 18 is a diagram illustrating frequency characteristics of a transmission signal in the receiving device according to the present invention.
FIG. 19 is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response of a propagation path of an OFDM signal.
FIG. 20 is a conceptual diagram of a time waveform of an impulse response of a propagation path viewed from an output point of an adaptive array antenna according to a conventional technique.
FIG. 21 is a diagram illustrating an example of an impulse response of a propagation path viewed from an output point of an adaptive array antenna according to the present invention.
[Explanation of symbols]
100 adaptive array antenna
102 Received signal
103 interference canceller
104 Interference canceller output signal
105 OFDM demodulator
111 array antenna
112 signal processing unit
113 Impulse Response Estimator
114 Impulse response
115 impulse response processor
116 Modified impulse response
117 Delay time of desired signal
118 weight calculator
119 weight
120 Directional shaper
121 multiplier
122 adder
301 Pilot symbol synchronization signal generator
302 FFT calculator
303 multiplier
304 IFFT calculator
401 Impulse Response Transformer
411 Desired wave selector
412 Function Multiplier
413 Delay device
414 Mask Function Generator
422 Delayed mask function
510 Delayed wave 2
512 Delayed wave 1
701 pseudo transmission signal generator
702 Random QPSK signal generator
703 pseudo transmission signal
704 Pseudo reception signal generator
705 Filter
706 noise adder
707 pseudo reception signal
708 Delay device
709 Reference signal
710 Weight estimation algorithm executor
804 Impulse response viewed from output point of interference canceller
810 Hope wave
811 Delayed wave 1
812 Delay wave 2
901 Steering vector generator
902 Steering vector
903 autocorrelation matrix calculator
904 autocorrelation matrix
905 algorithm executor
906 Autocorrelation matrix generator for noise
907 Autocorrelation matrix (for noise)
908 Autocorrelation matrix (total received signal)
1001 packets
1002 continuous frame signal
1011 Pilot symbol
1012 Information symbol
1013 frame
1111 First pilot symbol of frame or packet
1112 Pilot symbol at end of packet or at start of next frame
1121 Weight calculated based on pilot symbol 1111
1122 Weight calculated based on pilot symbol 1112
1301 One frequency component in one symbol
1302 Pilot component
1303 Information symbol
1304 Pilot symbol
1310 Frequency component
1311 Pilot component immediately before the same frequency as frequency component 1310
1312 Pilot component immediately after the same frequency as frequency component 1310
1313 Other frequency components at the same time as frequency component 1310
1401 Conceptual diagram of time waveform of modified impulse response before performing further processing
1402 Conceptual diagram of time waveform of deformed impulse response after further processing
1410 Delay time of desired wave before further processing
1411 Delay time of effective sample immediately before delay time 1410 of desired wave
1412 Delay time of valid sample immediately after delay time 1410 of desired wave
1501 Another example of impulse response deformer
1510 preceding wave (desired wave)
1511 Delayed wave 1
1512 Delayed wave 2
1513 Delay wave 3
1514 Delayed wave 4
1520 threshold
1701 Carrier on which signal is transmitted
1702 Carrier not transmitting signal
1801 Carrier on which signal is transmitted
1910 preceding wave
1911 Delayed wave 1
1912 Delayed wave 2
1913 Delayed wave 3
1914 Delayed wave 4
2000 noise power level

Claims

An OFDM receiving apparatus having an adaptive array antenna,
The adaptive array antenna has a plurality of antennas and an interference canceller that selects a desired wave from a received signal from the antenna and suppresses an interference wave, and the interference canceller uses only a transmitted carrier. A receiving apparatus capable of calculating weights and changing suppression characteristics for interference waves having different delay times.

An OFDM receiving apparatus having an adaptive array antenna,
An impulse response estimating means for estimating an impulse response of a propagation path based on received signals from a plurality of antennas;
Desired wave selecting means for selecting a desired wave based on the impulse response estimated by the impulse response estimating means,
Impulse response deformation means for deforming the impulse response estimated by the impulse response estimation means,
In a virtual propagation path having an impulse response deformed by the impulse response deforming means, weight calculating means for calculating a weight,
Multiplying means for multiplying the received signal by the weight;
Adding means for calculating the sum of the products obtained by the multiplying means,
A receiving device comprising:

The weight calculation unit includes a pseudo reception signal calculation unit that calculates a pseudo reception signal obtained by receiving a pseudo transmission signal virtually transmitted in a virtual propagation path having the modified impulse response,
3. A weight is calculated according to a weight estimation algorithm based on a minimum mean square error method using a reference signal obtained by delaying the pseudo transmission signal by a delay time of the desired wave and the pseudo reception signal. Receiving device.

The weight calculation unit includes an autocorrelation matrix generation unit that generates an autocorrelation matrix having an element of an origin value of the correlation function of the modified impulse response as an element, and the modified impulse response in the delay time of the desired wave. Steering vector generating means for generating a steering vector from a value to be taken;
With
3. The receiving apparatus according to claim 2, wherein the weight is calculated by executing an algorithm for obtaining a solution of a Wiener equation configured based on the autocorrelation matrix and the steering vector.

5. The receiving apparatus according to claim 2, wherein said desired wave selecting means selects a path having a maximum power as a desired wave.

6. The impulse response deforming unit according to claim 2, wherein the impulse response deforming unit delays a predetermined function by a delay time of a desired wave, and modulates the delayed function by multiplying the delayed result by an impulse response. Receiver.

In the above function, when a value to be taken at a certain time point t is expressed as f (t), there exists one or more t such that the absolute value of f (t) is smaller than the absolute value of f (0). The receiving apparatus according to claim 6, wherein

7. The function according to claim 6, wherein the function has at least one pair of k and l such that f (k) ≠ f (l), k ≠ 0, and l ≠ 0. Receiver.

The above function sets one set of k and l such that the absolute value of f (l) is greater than the absolute value of f (k), and both k and l are greater than 0 and l is greater than k. A set of k and l that includes the above or that has an absolute value of f (l) larger than the absolute value of f (k), k and l are both smaller than 0, and l is smaller than k. 7. The receiving device according to claim 6, wherein the receiving device includes at least one set.

The receiving apparatus according to claim 3, wherein the pseudo transmission signal is a QPSK scheme, a BPSK scheme, a polyphase PSK scheme, or a multi-level QAM scheme.

A program for causing a computer to execute the operation of the receiving device according to claim 2.