JP2009141740A - Apparatus and method for ici amount estimation, and receiving device employing the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、移動体通信の分野において、マルチキャリア信号を移動体が受信する際に生じるキャリア間干渉の影響を考慮して受信特性を改善するためのICI量推定装置、推定方法、およびこれを用いた受信装置、受信方法に関するものである。 The present invention relates to an ICI amount estimation apparatus, an estimation method, and an improvement method for improving reception characteristics in consideration of the influence of inter-carrier interference that occurs when a mobile unit receives a multicarrier signal in the field of mobile communication. The present invention relates to a receiving apparatus and a receiving method used.
移動体通信において、送受信局間の伝送路には周囲の建物などからの反射・回折等によってマルチパスが発生する。そして、走行車両に搭載される車載無線端末などのように受信局が高速に移動する場合は、移動に伴ってマルチパスの各々(到来波)にドップラーシフトが生じる。 In mobile communication, multipath occurs in a transmission path between transmitting and receiving stations due to reflection / diffraction from surrounding buildings. And when a receiving station moves at high speed like the vehicle-mounted radio | wireless terminal etc. which are mounted in a driving | running | working vehicle, a Doppler shift arises in each (arrival wave) of multipath with a movement.
図2は、移動する受信局がドップラーシフトを伴う到来波を受信する様子を示した図である。 FIG. 2 is a diagram showing how a moving receiving station receives an incoming wave with a Doppler shift.
図2では、静止する送信局201からの送信波がマルチパスとなり、2つの到来波それぞれが異なるドップラーシフトfD1、fD2を伴う様子を示している。
FIG. 2 shows a state in which the transmission wave from the
ドップラーシフトはマルチキャリア方式、とりわけ非特許文献1に示される放送規格の地上デジタル放送(ISDB−T)や、非特許文献2に示される通信規格の無線LAN(IEEE802.11a)などで用いられる直交周波数分割多重方式(以下、OFDM方式;Orthogonal Frequency Division Multiplexing方式)の場合において問題となり、ドップラーシフトが異なるマルチパスを移動受信すると、キャリア間で干渉が発生して受信特性が劣化するという問題がある。このようなキャリア間干渉による干渉成分を、ICI(Inter−Carrier−Interference)成分と呼ぶ。
Doppler shift is an orthogonal used in multi-carrier systems, in particular, terrestrial digital broadcasting (ISDB-T) of the broadcasting standard shown in Non-Patent
そして、OFDM信号の高速移動受信に関して、例えば特許文献1には、各ブランチのCN比を算出し、これをダイバーシチアンテナの各ブランチの受信信号に対する重み付けに用いる方法が提案されている。
Regarding high-speed mobile reception of OFDM signals, for example,
図7は、特許文献1におけるダイバーシティ受信装置のブロック図である。
FIG. 7 is a block diagram of the diversity receiver in
特許文献1におけるダイバーシティ受信装置では、各アンテナで受信された信号がFFTされた後、CN比演算部において、シンボル毎にキャリア電力とノイズ電力とをそれぞれ分離して求めてCN比を算出し、スムージング処理部において数十シンボルにわたって平均化する。そして、平均化されたCN比のブランチ間の相対比に基づいて各ブランチの受信信号に対する重み付け係数を決定し、キャリア毎に最大比合成する。
ところで、マルチキャリア信号を高速移動しながら受信する環境下においては、移動速度が速いほど伝送路の変動量が大きくなり、発生するICI量も時々刻々と大きく変化する。また、マルチパスフェージングが周波数選択性を帯びてくると、発生するICI量はキャリア毎に異なってくる。このような環境下でマルチキャリア信号を受信する場合、特許文献1に示されるダイバーシティ受信装置では、瞬時的なICI量に基づいてCN比が算出されておらず、結果として伝送路が変動する環境において、アンテナブランチ間の重み付けを最適にすることができないので受信特性が改善されない。
By the way, in an environment where multicarrier signals are received while moving at high speed, the amount of fluctuation in the transmission path increases as the moving speed increases, and the amount of ICI generated also changes greatly from moment to moment. When multipath fading becomes frequency selective, the amount of ICI generated varies from carrier to carrier. When receiving a multi-carrier signal in such an environment, the diversity receiver shown in
それ故に、本発明はマルチキャリア信号を高速に移動しながら受信する際の課題を解決するもので、瞬時的な信号対雑音比をより正確に求めるためのICI量の推定方法と推定装置、およびこれを用いた受信方法と受信装置を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention solves the problem in receiving multi-carrier signals while moving at high speed, and provides an ICI amount estimation method and estimation device for more accurately obtaining an instantaneous signal-to-noise ratio, and An object of the present invention is to provide a receiving method and a receiving apparatus using the same.
前記課題を解決するために、本発明のICI量推定装置は、伝送路周波数特性の変動量を算出して伝送路変動特性を出力する伝送路変動推定部と、伝送路変動特性を二乗する二乗演算部と、二乗演算部の出力に所定のキャリア数に応じて決定される固定係数を乗算する固定係数乗算部とを備える。 In order to solve the above-described problems, an ICI amount estimation apparatus according to the present invention includes a transmission path fluctuation estimation unit that calculates a fluctuation quantity of a transmission path frequency characteristic and outputs the transmission path fluctuation characteristic, and a square that squares the transmission path fluctuation characteristic. An arithmetic unit, and a fixed coefficient multiplier that multiplies the output of the square arithmetic unit by a fixed coefficient determined according to a predetermined number of carriers.
本発明のICI量推定装置によれば、マルチキャリア方式の信号を受信する際、マルチパスの影響によって伝送路の周波数応答が周波数選択性を呈し、さらに、伝送路が高速に変動してICIが生じるような受信電波環境下でも、平均的なキャリア信号電力とノイズ電力と瞬時的なICI量とを分離して瞬時的な信号対雑音比を算出することができる。 According to the ICI amount estimating apparatus of the present invention, when receiving a multi-carrier signal, the frequency response of the transmission path exhibits frequency selectivity due to the influence of multipath, and further, the transmission path fluctuates at a high speed and the ICI changes. Even under a received radio wave environment, the instantaneous signal-to-noise ratio can be calculated by separating the average carrier signal power, noise power, and instantaneous ICI amount.
本発明のICI量推定装置を、ダイバーシティ受信を行う受信装置に用いれば、瞬時的な信号対雑音比に基づいて、アンテナブランチの受信信号に対する重み付けを最適にすることができる。また、誤り訂正を行う受信装置に用いれば、瞬時的な信号対雑音比に基づいて最適化された尤度で誤り訂正を行うことができるので、高速移動受信時の受信特性を改善することができる。 If the ICI amount estimating apparatus of the present invention is used in a receiving apparatus that performs diversity reception, it is possible to optimize the weighting of the received signal of the antenna branch based on the instantaneous signal-to-noise ratio. Also, if used in a receiver that performs error correction, error correction can be performed with a likelihood optimized based on the instantaneous signal-to-noise ratio, so that reception characteristics during high-speed mobile reception can be improved. it can.
以下、本発明の実施の形態を説明する。なお、マルチキャリア方式の一例としてOFDM方式、また、信号フォーマットには非特許文献1に示されるISDB−T方式の信号フォーマットを用いて説明する。
Embodiments of the present invention will be described below. An example of the multi-carrier scheme will be described using the OFDM scheme and the signal format of the ISDB-T scheme shown in
(実施の形態1)
はじめに、本発明におけるICI量の推定方法について数式を用いて説明する。
(Embodiment 1)
First, the ICI amount estimation method in the present invention will be described using mathematical expressions.
時間領域の受信信号を周波数領域に変換したキャリア信号は、ICI成分を含む場合、(式1)のように表される。(式1)において、Ymは全キャリアのうち第m番目(m=0〜NT−1、NT:全キャリア総数)のキャリア信号で、Hm,mは第mキャリアにおける伝送路周波数特性、Hm,nは第mキャリアが第nキャリア(n=0〜NT−1、n≠m)から受ける相互干渉特性である。(式1)の右辺第2項がICI成分で、第mキャリアは、自身を除いた周辺のキャリアから干渉を受けることを示す。なお、Zmは第mキャリアにおける雑音成分である。 A carrier signal obtained by converting a received signal in the time domain into a frequency domain is expressed as (Equation 1) when an ICI component is included. In (Equation 1), Y m is the m-th of all carriers (m = 0~N T -1, N T: all carriers total) with a carrier signal, H m, m is the transmission channel frequency in the m carrier Characteristic H m, n is a mutual interference characteristic that the m-th carrier receives from the n-th carrier (n = 0 to N T -1, n ≠ m). The second term on the right-hand side of (Formula 1) is the ICI component, and the m-th carrier receives interference from surrounding carriers other than itself. Z m is a noise component in the m-th carrier.
ICI成分は伝送路周波数特性Hに時間変動が生じるとキャリア間の直交性が崩れて干渉成分となる。非特許文献3に示されるように、伝送路周波数特性Hの時間変動についてテイラー展開を行い、1次変動成分までを扱う場合は、(式2)のように近似される。この近似により、あるキャリアが周辺のキャリアにどれだけ漏れ込んで干渉を与えるかを、係数として事前に計算しておくことができる。(式2)において、行列Ξ(以下において、FFTリーク行列と呼ぶ)は、キャリア間相互の漏れ込み量を示すNT行×NT行の行列である(式3)。H’は各キャリアの伝送路周波数特性の1次時間変動成分で、Xはキャリアデータである。なお、Tは転置を示す。
When time variation occurs in the transmission path frequency characteristic H, the ICI component loses orthogonality between carriers and becomes an interference component. As shown in
伝送路周波数特性Hの時間変動については、二次変動成分やそれ以上の変動成分も考慮しても良いが、ここでは一例として、一次変動成分までを扱う場合について具体的に説明する。 Regarding the temporal variation of the transmission line frequency characteristic H, a secondary variation component or a variation component higher than that may be considered, but here, as an example, a case where only the primary variation component is handled will be specifically described.
次に、第nキャリアが伝送路の時間変動を受けたことによって第mキャリアに与える干渉量Im,nを計算により求める。OFDMシンボルのシンボル長をTs、ガード長をTg、有効シンボル長をTuとし、図3に示すOFDMシンボルの模式図に従うとする。 Next, the amount of interference I m, n given to the m-th carrier when the n-th carrier is subjected to the time variation of the transmission path is obtained by calculation. Assume that the symbol length of the OFDM symbol is Ts, the guard length is Tg, the effective symbol length is Tu, and the schematic diagram of the OFDM symbol shown in FIG.
第nキャリアにおける伝送路周波数特性の1次時間変動成分をhn’(t)とすると、ICI量Im,nは次式で与えられる。 When the primary time fluctuation component of the transmission line frequency characteristic in the nth carrier is h n ′ (t), the ICI amount I m, n is given by
ここで、干渉を受けるキャリアをm=0、干渉元のキャリアをn≠mとして一般化すると、第m(=0)キャリアが第n(≠0)キャリアから受ける干渉Inは次式(式7)となる。 Here, the carrier being interfered m = 0, is generalized interference source carrier as n ≠ m, the interference I n the first m (= 0) carrier receives from the n (≠ 0) carrier following equation (equation 7).
したがって、任意のキャリアが受けるICI量σICI 2は次式(式8)で得られる。 Therefore, the ICI amount σ ICI 2 received by an arbitrary carrier is obtained by the following formula (formula 8).
ここで、送信されるキャリアデータXnは、データのランダム性からキャリアの間で無相関、分散が1で、(式8)について、第nキャリアが受ける伝送路周波数特性の1次変動成分を、第m(=0)キャリアが受ける1次時間変動成分で代表してhn’=hm’とすると、第m(=0)キャリアが受けるICI量σICI 2は次式となる。 Here, the carrier data Xn to be transmitted has no correlation between carriers due to the randomness of data, the variance is 1, and the first-order fluctuation component of the transmission channel frequency characteristic received by the nth carrier is expressed by (Equation 8). Assuming that h n ′ = h m ′, which is representative of the primary time fluctuation component received by the m-th (= 0) carrier, the ICI amount σ ICI 2 received by the m-th (= 0) carrier is as follows.
そして、周辺のN本のキャリアから干渉を受ける場合のICI量σICI,N 2は次式のようになる。 Then, the ICI amount σ ICI, N 2 when receiving interference from N carriers in the vicinity is expressed by the following equation.
さらに、Nが∞の場合は、 Furthermore, when N is ∞,
となる。ここで、第mキャリアの伝送路周波数特性の1次変動成分hm’は、例えば、第lシンボルの前後のシンボルで推定された伝送路周波数特性Hm[l+1]とHm[l−1]との差分から推定して、次式により求めることができる。 It becomes. Here, the primary fluctuation component h m ′ of the channel frequency characteristic of the m-th carrier is, for example, the channel frequency characteristics H m [l + 1] and H m [l−1] estimated from symbols before and after the l-th symbol. ] And the following equation can be obtained.
(式10)、(式11)とから、ICI量σICI 2は、伝送路周波数特性の時間変動成分の二乗に比例することがわかる。また、ICI量の推定に用いるキャリア数Nによって、その比例係数が決まる。ここでは、これを発生係数と呼ぶ。また、N本のキャリアを考慮してICIを除去したあとに残留するICI量(残留ICI量)も同様に比例関係にあり、この場合の比例係数を残留係数と呼ぶ。表1に、ICI量の推定に考慮するキャリア数Nに応じた発生係数と残留係数を示す。ただし、伝送路周波数特性の一次時間変動成分のみについての評価した場合である。 From (Equation 10) and (Equation 11), it can be seen that the ICI amount σ ICI 2 is proportional to the square of the time-varying component of the transmission path frequency characteristic. Further, the proportionality coefficient is determined by the number of carriers N used for estimating the ICI amount. Here, this is called an occurrence coefficient. Further, the amount of ICI remaining after removing ICI in consideration of N carriers (residual ICI amount) is also in a proportional relationship, and the proportionality coefficient in this case is called a residual coefficient. Table 1 shows the generation coefficient and the residual coefficient according to the number of carriers N considered for the estimation of the ICI amount. However, this is a case where only the primary time fluctuation component of the transmission line frequency characteristic is evaluated.
そして、上述したICI量の推定方法を具現化したICI量推定装置は、以下のようなものである。 An ICI amount estimation apparatus that embodies the above-described ICI amount estimation method is as follows.
図4は、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置の詳細なブロック図である。
FIG. 4 is a detailed block diagram of the ICI amount estimating apparatus according to
図4において、ICI量推定装置1(図1におけるICI量推定部113、119に相当)は、伝送路変動量H’を推定する伝送路変動推定部400と、二乗演算部404と、固定係数乗算部405とを含む。
In FIG. 4, an ICI amount estimation apparatus 1 (corresponding to the ICI
このように、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置は、伝送路変動量部において伝送路周波数特性の時間変動量を算出し、これの二乗値に固定係数を乗算する簡易な構成で算出できることを特徴とする。なお、このように、時間変動量の二乗値に固定係数を乗算するのが最良であるが、時間変動量そのものにICI量の推定に用いるキャリア数Nによって決まる比例係数を乗算しても良い。
As described above, the ICI amount estimating apparatus according to
伝送路変動推定部は、例えば、1シンボルの時間長Tsだけ遅延させるシンボル遅延器と、シンボルの前後の伝送路から変動量を演算する伝送路変動量演算部とを備え、伝送路変動量H’を算出し、固定係数乗算部は、ICI量を推定するためのキャリア数に応じて決定される発生係数に基づく固定係数を保持するICI係数メモリ105とを備える。
The transmission path fluctuation estimation unit includes, for example, a symbol delay unit that delays by a time length Ts of one symbol, and a transmission path fluctuation amount calculation unit that calculates a fluctuation amount from the transmission path before and after the symbol. The fixed coefficient multiplication unit includes an
ICI量推定部1の入力は、(式1)で示される周波数領域の伝送路周波数特性Hである。入力された伝送路周波数特性は、遅延器と伝送路変動量演算部とから伝送路変動量H’410を算出する。ここでは、(式3)に従って伝送路変動量が算出される。これを二乗演算部で二乗して、ICI係数メモリに保存されている値を乗算する。ICI係数メモリには、表1で示される所定数Nに応じた発生係数と有効シンボル長Tuに基づいた値(式13のICI係数)が保存されている。
The input of the ICI
このように、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置は、伝送路変動特性の算出と二乗演算と固定係数の乗算のみの簡易な構成でICI量(電力)を推定することを特徴とする。
As described above, the ICI amount estimation apparatus according to
なお、伝送路変動推定部400では、伝送路周波数特性の一次変動量を算出するにあたり、一例として、第lシンボルに隣接する前後の第(l+1)シンボルと第(l−1)シンボルとから第lシンボルにおける伝送路変動特性H’(l)を推定したが、次隣接の第(l+2)シンボルと第(l−2)シンボルとから求めても良く、伝送路変動特性の算出方法、算出に用いるシンボル番号は問わない。
Note that, in calculating the primary fluctuation amount of the transmission line frequency characteristic, the transmission line
また、伝送路変動特性は、一例として一次変動成分までを扱う場合について具体的に示したが、二次変動成分やそれ以上の変動成分も考慮して求めてもよい。 In addition, the transmission line fluctuation characteristics are specifically shown for the case of handling up to the primary fluctuation component as an example, but may be obtained in consideration of the secondary fluctuation component and higher fluctuation components.
次に、上記ICI量推定装置を含んで高速移動受信時の受信特性を改善する受信装置の一例として、ダイバーシティ受信装置を説明する。 Next, a diversity receiving apparatus will be described as an example of a receiving apparatus that includes the ICI amount estimating apparatus and improves reception characteristics during high-speed mobile reception.
図1は、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置を含むダイバーシティ受信装置のブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram of a diversity receiving apparatus including an ICI amount estimating apparatus according to
図1において、ダイバーシティ受信装置は、所望チャンネルの電波を受信してRF(Radio Frequency)帯の受信信号をベースバンドに変換するRF部102、107と、アナログ信号をデジタル信号に変換するA/D部103、108と、OFDMシンボルの同期処理を行うシンボル同期部104、109と、OFDMシンボルに含まれるガードインターバルを除去するガード除去部105、110と、時間領域のOFDM信号を周波数領域のキャリア信号150,151に変換する周波数領域変換部111、117と、キャリア信号150、151からシンボルことに伝送路周波数特性を推定する伝送路推定部112、118と、キャリア信号を伝送路周波数特性を用いて等化してキャリアデータを出力する等化部115、121と、伝送路周波数特性の変動量から各キャリア信号に生じるICI量を推定するICI量推定部113、119(図4におけるICI量推定装置1と同じ)と、キャリアデータと伝送路周波数特性とからキャリア電力とノイズ電力とを推定するCN推定部と、ICI量とキャリア電力とノイズ電力とから瞬時CNを推定し、これに基づいて各ブランチの受信信号に対するブランチ重み係数を算出する合成比算出部123と、算出したブランチ重み係数を各ブランチのキャリアデータに乗算する乗算器116、122と、ブランチ重み係数で重み付けされたキャリアデータを合成する合成部124とを備える。なお、周波数領域変換部111、117における時間領域信号から周波数領域信号の変換には、例えばFFT演算が用いられる。
In FIG. 1, a diversity receiving apparatus receives RF waves of a desired channel and converts RF (Radio Frequency) band received signals into basebands, and A / Ds that convert analog signals into digital signals. Units 103 and 108,
ICI量推定部113、119でICI量を求める部分、および、これに基づいてブランチ重み係数を算出する部分以外は、OFDM信号を復調する受信装置として公知なので詳細な動作説明は省略する。
Since the parts other than the part for obtaining the ICI amount by the ICI
はじめに、実施の形態1で記載したように、ICI量推定部113、119でICI量を推定する。次に、キャリア毎に、CN推定部114、120で平均的なキャリア電力Cとノイズ電力Nとを算出する。キャリア電力Cは、例えば伝送路周波数特性の振幅の二乗値を所定区間平均化するものであったり、ノイズ量Nは、例えばパイロットキャリアやTMCC(Transmission Aand Multiplexing Configuration and Control)キャリアのMER(Modulation Error Rate)値を所定区間平均化したものである。平均的なCとNの算出方法については、公知の手法を用いる。
First, as described in the first embodiment, the ICI amount is estimated by the ICI
そして、合成比算出部123で、求めたICI量と、キャリア電力Cとノイズ電力Nとを用いてブランチ重み係数を算出する。第nキャリア、第kブランチの平均キャリア電力と平均ノイズ電力とICI量をそれぞれ、Cn,k、Nn,k、σ2 ICI(n,k)とすると、瞬時CNn,kは(式14)で求められる。
Then, the combination
そして、第nキャリア、第kブランチの重み係数Wn,k(k=1,2)は、次式に従って求められる。 Then, the weight coefficient W n, k (k = 1, 2) of the nth carrier and the kth branch is obtained according to the following equation.
ブランチ重み係数Wn,kは、乗算器116、122で等化後のキャリアデータXn,kに乗算され、合成部124で合成される。合成キャリア信号XC(n)は次式に従うことになる。
The branch weight coefficient W n, k is multiplied by the carrier data X n, k after equalization by the
このようにして算出された合成キャリア信号XCは、瞬時的なICI量に基づいてブランチ重み係数が算出されて合成されているので、平均的なCN比に基づく合成方法より、ブランチ間の信号品質の差を的確に反映させた合成比(ブランチ重み係数)となるので、受信特性を向上させることができる。 Since the combined carrier signal X C calculated in this way is synthesized by calculating the branch weight coefficient based on the instantaneous ICI amount, the inter-branch signal is obtained by the synthesis method based on the average CN ratio. Since the combination ratio (branch weight coefficient) accurately reflects the difference in quality, reception characteristics can be improved.
このように、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置を含む受信装置は、ダイバーシティ受信において、平均的なキャリア電力とノイズ電力の算出に加えて、瞬時的なICI量を推定し、これを雑音として考慮することで、より適切なブランチ重み係数を算出することを特徴とする。なお、ブランチ重み係数Wkは、(式15)に従ったが、瞬時的に算出されたICI量が反映されたものであればよい。瞬時的なICI量の推定方法については、ICI量は伝送路周波数特性の時間変動の大きさに依存するので、これに基づく推定方法であればよく、ICI量の推定方法にはよらない。
As described above, the reception apparatus including the ICI amount estimation apparatus according to
また、ダイバーシティのキャリア合成方法として、等化後のキャリアデータに対して重み付ける(式16)に従ったが、これに限らず、等化前のキャリア信号に対して重み付けるなど、公知のダイバーシティ合成方法を用いればよい。 In addition, as a carrier combining method for diversity, the carrier data after equalization is weighted (Equation 16). However, the present invention is not limited to this, and known diversity such as weighting the carrier signal before equalization is used. A synthesis method may be used.
また、本発明の実施の形態1におけるICI量推定装置および、これを含むダイバーシティ受信装置は、対象がマルチキャリア信号であれば適用可能であり、信号フォーマットによらずDVB−Tなどの信号フォーマットの場合でも適用可能である。
Further, the ICI amount estimating apparatus and the diversity receiving apparatus including the same according to
(実施の形態2)
次に、本発明に係るICI量推定装置の別の適用例を示す。通常、軟判定ビタビ復号における尤度のように、誤り訂正にはデータの信頼性に基づいて復号される。そこで、ICI量の推定結果を復号時におけるキャリアデータの信頼性に用いる実施例を示す。
(Embodiment 2)
Next, another application example of the ICI amount estimation apparatus according to the present invention will be described. Normally, error correction is performed based on data reliability, such as likelihood in soft decision Viterbi decoding. Therefore, an embodiment will be described in which the estimation result of the ICI amount is used for the reliability of carrier data at the time of decoding.
図5は、実施の形態2に係る受信装置のブロック図である。 FIG. 5 is a block diagram of a receiving apparatus according to the second embodiment.
周波数領域変換部601と、伝送路推定部602と、等化部606と、CN推定部603と、ICI量推定部604と、データ判定部607と、乗算器608と、誤り訂正部609とを含む。これらのうち、キャリア重み付け係数算出部605と誤り訂正部609以外は、実施の形態1のものと同じである。
A frequency
データ判定部607は、変調方式に応じた信号点配置に基づいて、データビット毎に0または1のデータ判定を行う。ここでは、変調方式がQPSK(Quadrature Phase Shift Keying)の場合で、図6に示すような信号点配置で変調されている場合について説明する。図6に示すように、送信するデータBは、2ビット毎に、データ系列に応じて図6中のS1〜S4の信号点にマッピングされる。そして、受信側では、信号点に応じて、デマッピングされる。具体的には、キャリアデータXが第1象限にある場合は、(D0,D1)=(−1、−1)、第2象限にある場合は、(D0,D1)=(−1、1)、第3象限にある場合は、(D0,D1)=(1、1)、第4象限にある場合は、(D0,D1)=(1、−1)とデータ判定される。キャリア重み付け係数算出部では、キャリア毎に推定した瞬時的なICI量に基づいて、瞬時CNを算出する。第nキャリアの瞬時CNをCNnとすると、(式17)に基づいて算出された瞬時CNを求める。
The
算出された瞬時CNnが、乗算器608で、第nキャリアの判定データに対して重み付けされる。具体的には、変調方式がQPSKの場合、第nキャリアの判定データをDn,p(p∈0,1)とすると、(式18)に基づいて重み付けされる。
The calculated instantaneous CN n is weighted by the
この重み付け処理によって、ICI量が多くキャリアの信頼性が低い場合に当該キャリアの判定データに対する尤度が下がり、逆に、信頼性が高い場合には、当該キャリアの判定データの尤度が高まる。 By this weighting process, when the amount of ICI is large and the reliability of the carrier is low, the likelihood of the determination data of the carrier is lowered. Conversely, when the reliability is high, the likelihood of the determination data of the carrier is increased.
そして、誤り訂正部609は、この重み付けされた判定データD’を入力として、復号処理を行う。例えば、送信データが畳み込み符号で符号化されている場合は、ビタビ復号処理を行う。畳み込み符号およびビタビ復号は公知なので説明を省略する。
Then, the
このように、本発明の実施の形態2における受信装置は、各キャリアの信頼性にICI量の推定結果を反映させる。これを復号時の尤度に用いるので、より確からしい信頼性で復号することができる。なお、キャリア重み付け係数は、(式17)に従ったが、瞬時的に算出されたICI量が反映されたものであればよい。瞬時的なICI量の推定方法については、ICI量は伝送路周波数特性の時間変動の大きさに依存するので、これに基づく推定方法であればよく、ICI量の推定方法にはよらない。
As described above, the receiving apparatus according to
なお、本実施の形態では、符号化に畳み込み符号、復号にビタビ復号を例としたが、ターボ符号、LDPC(Low Density Pality Code)などの尤度に基づく誤り訂正方法に適用可能である。 In this embodiment, convolutional code is used for encoding and Viterbi decoding is used for decoding. However, the present invention is applicable to error correction methods based on likelihood such as turbo code and LDPC (Low Density Parity Code).
また、サブキャリアの変調方式としてQPSKの場合で説明したが、BPSK、16QAM、64QAM、256QAMなどの他のデジタル変調方式であってもよい。 Further, although the case of QPSK as a subcarrier modulation method has been described, other digital modulation methods such as BPSK, 16QAM, 64QAM, and 256QAM may be used.
さらに、本発明の実施の形態2における受信装置は、対象がマルチキャリア信号であれば適用可能であり、信号フォーマットによらずDVB−Tなどの信号フォーマットの場合でも適用可能である。
Furthermore, the receiving apparatus according to
本発明に係るICI量の推定方法とこれを用いた受信方法および受信装置は、マルチキャリア信号を高速移動受信する際に生じるキャリア間干渉を推定し、これをアンテナダイバーシチ受信や誤り訂正処理の復調処理に用いることで、受信特性を改善することができる。したがって、高速走行する車両や列車に搭載されたり、搭乗者が携帯して、地上波デジタル放送などのOFDM信号を移動しながら受信する受信装置に有用である。 An ICI amount estimating method and a receiving method and receiving apparatus using the same according to the present invention estimate inter-carrier interference that occurs when a multicarrier signal is received by high-speed mobile reception, and use this to demodulate antenna diversity reception and error correction processing. By using it for processing, it is possible to improve reception characteristics. Therefore, it is useful for a receiving device that is mounted on a vehicle or train that travels at high speed, or that is carried by a passenger and receives an OFDM signal such as terrestrial digital broadcasting while moving.
1 ICI量推定装置
101,106 アンテナ
103,108 RF部
104,109 シンボル同期部
105,110 ガード除去部
111,117 周波数領域変換部
112,118 伝送路推定部
113,119 ICI量推定部
114,120 CN推定部
115,121 等化部
116,124 乗算器
123 合成比算出部
124 合成部
201 送信局
202 移動受信局
400 伝送路変動推定部
401,402 シンボル遅延器
403 伝送路変動量演算部
404 二乗演算部
405 固定係数乗算部
801,814 アンテナ
802,815 FE部
803,816 FFT部
804,817 除算部
805,818 パイロットパターン
806,819 IFFT部
807,820 伝送路推定部
808,821 CN比演算部
827 第1重み計算部
828 合成部
829 デマッピング
DESCRIPTION OF
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---|---|---|---|
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Cited By (4)
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