JP2004349789A

JP2004349789A - Frequency converter and frequency converting method

Info

Publication number: JP2004349789A
Application number: JP2003141703A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiko Ikeda; 和彦池田; Toshihiro Nagayama; 利裕長山; Takashi Izumi; 貴志泉; Tetsuya Hattori; 哲也服部; Miho Sakai; 美帆酒井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-05-20
Filing date: 2003-05-20
Publication date: 2004-12-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To inexpensively suppress interference components contained in a transmission signal to a level at which a fault on communication does not occur without increasing a circuit scale and the size of the entire apparatus. <P>SOLUTION: A phase-shifting output quadrature modulation section 102 applies quadrature modulation to an I component of a base band signal and a Q component of the base band signal to generate a first modulation signal and a second modulation signal. An image suppressing mixer 108 mixes a first modulation signal and a second modulation signal which are different in phases by 90° with a first local oscillation signal and a second local oscillation signal which are different in phases by 90° to apply frequency conversion to a transmission signal from an intermediate frequency to a radio frequency. A local transmission signal detecting means 112 detects the level of the leaked local oscillation signal contained in the transmission signal converted into the radio frequency. An offset control unit 113 varies an offset voltage in converting performing D/A conversion so that the level of the leaked local oscillation signal detected can be suppressed. A BPF 114 removes the leaked local oscillation signal component which has been suppressed and an image component. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、周波数変換装置及び周波数変換方法に関し、例えば送信信号をベースバンド周波数から無線周波数へアップコンバートする周波数変換装置及び周波数変換方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
通信及び放送に用いられる送信装置において、近年ディジタル変調された信号を送信する場合が多くなっている。このような送信装置は、一般にベースバンド信号を搬送波に直交変調して無線周波数へアップコンバートした後に送信している。直交変調には、ベースバンド信号と位相が互いに９０度異なる２つの局部発振信号とを混合及び加算する直交変調器がよく用いられる。
【０００３】
図１２は、従来のディジタル直交変調回路を用いた送信装置１２００を示すブロック図である。
【０００４】
直交変調部１２０１は、入力したディジタル信号であるベースバンド信号のＩ成分とＱ成分をディジタル演算により直交変調を行って中間周波数に周波数変換した後に、ディジタル／アナログ（以下「Ｄ／Ａ」と記載する）変換部１２０２へ出力する。Ｄ／Ａ変換部１２０２は、直交変調部１２０１から入力した直交変調信号をディジタル信号からアナログ信号へＤ／Ａ変換してＬＰＦ（ローパスフィルタ）１２０３へ出力する。ＬＰＦ１２０３は、Ｄ／Ａ変換部１２０２から入力したアナログ信号より不要な成分を除去してミキサへ出力する。局部発振器１２０４は、局部発振信号をミキサ１２０５へ出力する。
【０００５】
ミキサ１２０５は、ＬＰＦ１２０３から入力した直交変調信号と局部発振器１２０４から入力した局部発振信号とを混合して、中間周波数から無線周波数にアップコンバートしてＢＰＦ（バンドパスフィルタ）１２０６へ出力する。ＢＰＦ１２０６は、ミキサ１２０５から入力した信号からミキサ１２０５にて発生した不要なスプリアスを除去して増幅部１２０７へ出力する。増幅部１２０７は、ＢＰＦ１２０６から入力した信号を増幅してアンテナ１２０８より送信する。
【０００６】
また、従来の変調回路において、送信信号にイメージ成分が含まれる場合には、イメージ成分が干渉成分となって受信特性の劣化をもたらすため、イメージリジェクション型の周波数変換器を用いて、ミキサで発生するイメージ成分を抑圧するものが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。
【０００７】
【特許文献１】
特開平７−２７３８１７号公報
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の周波数変換装置及び周波数変換方法は、イメージリジェクション型周波数変換手段を用いる場合において、ミキサを用いてベースバンド信号から無線周波数に周波数変換した送信信号に、漏洩した局部発振信号成分を示す直流電圧成分であるＤＣオフセット電圧が含まれる場合があり、漏洩した局部発振信号成分が送信信号の干渉成分になるという問題がある。
【０００９】
送信信号に漏洩した局部発振信号成分が含まれないようにするためには、送信信号から漏洩した局部発振信号成分を除去する必要がある。このような漏洩した局部発振信号はＢＰＦにて除去することができるが、Ｄ／Ａ変換部においてオーバーサンプリングしてアナログ信号に変換する場合、サンプリング周波数の高さには限界があるため、アナログの直交変調信号の周波数帯も高くできない。そのため、図１３に示すように、局部発振信号成分１３０２の周波数ｆ２と希望波１３０３の周波数ｆ３とが近い値になる場合がある。特に、イメージ成分１３０１の周波数ｆ１よりも局部発振信号成分の周波数の方が希望波１３０３の周波数ｆ３に近いため、イメージ成分１３０１の周波数ｆ１よりも漏洩した局部発振信号成分１３０２の周波数ｆ２の方が希望波１３０３の周波数ｆ３に近い値となる確率が高い。図１４は、要求されるＢＰＦ１２０６のフィルタ特性を示した図であり、横軸が周波数であり、縦軸が減衰量である。図１３及び図１４より、イメージ成分１３０１のレベル、漏洩した局部発振信号成分のレベル及び希望波のレベルがｒ１ｄＢとすると、イメージ成分１３０１及び漏洩した局部発振信号成分１３０２の両方を干渉成分にならないレベルｒ２まで除去するためには、ＢＰＦ１２０６は、希望波の周波数ｆ１２と漏洩した局部発振信号成分の周波数ｆ１１との間の周波数において、減衰量（ｒ１−ｒ２）ｄＢの急峻な帯域外抑圧特性を有する必要がある。
【００１０】
例えば、Ｄ／Ａ変換のサンプリング周波数が８０ＭＨｚでオーバーサンプルが４の場合、アナログ変換された信号は２０ＭＨｚとなる。これを１ＧＨｚにアップコンバートする場合、例えば局部発振信号成分の周波数は９８０ＭＨｚで、ミキサで発生するイメージ成分は９６０ＭＨｚとなる。信号帯域幅が４ＭＨｚとした場合、９９８ＭＨｚ〜１００２ＭＨｚが通過帯域であり、局部発振信号成分とイメージ成分との両方を抑圧するためには、９８０ＭＨｚにて信号を抑圧する急峻なＢＰＦが必要となる。これを実現するためには、ＢＰＦが非常に大きくまた高価になってしまい、回路規模及び装置全体も大きくまた高価になるという問題がある。
【００１１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、回路規模及び装置全体を大型化せず、かつ安価に送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができる周波数変換装置及び周波数変換方法を提供することを目的とする。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
本発明の周波数変換装置は、低周波数信号のＩ成分と低周波数信号のＱ成分とを直交変調して互いに位相が９０度異なる第１変調信号と第２変調信号とを生成する直交変調手段と、互いに位相が９０度異なる第１局部発振信号及び第２局部発振信号と前記直交変調手段にて生成された前記第１変調信号及び前記第２変調信号とを混合して前記第１変調信号及び前記第２変調信号から高周波数信号へ周波数変換する混合手段と、前記混合手段により周波数変換された前記高周波数信号に含まれる漏洩局部発振信号成分のレベルを検出する検出手段と、前記第１変調信号または前記第２変調信号の電圧値を調整することにより、前記高周波数信号に含まれる前記漏洩局部発振信号成分の前記検出手段にて検出した前記レベルを抑圧するオフセット制御手段と、前記オフセット制御手段によりレベルが抑圧された前記漏洩局部発振信号成分を前記高周波数信号より除去するフィルタ手段と、を具備する構成を採る。
【００１３】
この構成によれば、例えばベースバンド信号から無線周波数へ周波数変換する際に漏洩する局部発振信号成分を検出して、漏洩した局部発振信号成分のレベルが抑圧されるようにフィードバックして第１変調信号または第２変調信号の電圧値を調整するとともに、漏洩した局部発振信号成分のレベルを抑圧した後に漏洩した局部発振信号成分を除去するので、急峻な減衰特性を有するフィルタが不要になって回路規模及び装置全体を小さくすることができるとともに、安価に送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができる。
【００１４】
本発明の周波数変換装置は、前記構成において、前記直交変調手段により生成された前記第１変調信号及び前記第２変調信号をディジタル信号からアナログ信号に変換するディジタル／アナログ変換手段を具備し、前記オフセット制御手段は、前記ディジタル／アナログ変換手段にてディジタル／アナログ変換する際の電圧値を変化させることにより前記漏洩局部発振信号成分のレベルを抑圧する構成を採る。
【００１５】
この構成によれば、前記効果に加えて、ディジタル／アナログ変換と同時に局部発振信号成分のレベルを抑圧するための電圧調整も行うので、局部発振信号成分のレベルを抑圧するための特別の回路を設ける必要がなくて、さらに回路規模及び装置全体を小型化することができる。
【００１６】
本発明の周波数変換装置は、前記構成において、前記第１変調信号の電圧値または前記第２変調信号の電圧値に対して所定の電圧値を加算または減算する加減算手段を具備し、前記オフセット制御手段は、前記漏洩局部発振信号成分のレベルが抑圧されるように前記加減算手段を制御する構成を採る。
【００１７】
この構成によれば、前記効果に加えて、第１変調信号または第２変調信号の電圧値に対して電圧値を加算または減算することにより局部発振信号成分のレベルを抑圧するので、簡単な回路により局部発振信号成分のレベルを抑圧することができて回路の製造が容易であるとともに、局部発振信号の除去に伴って周波数変換の処理時間が長くなることを防止することができる。
【００１８】
本発明の周波数変換装置は、前記構成において、前記検出手段は、前記第１局部発振信号及び前記第２局部発振信号の周波数と異なる周波数の検出用局部発振信号と前記高周波数信号とを混合することにより、前記漏洩局部発振信号成分を低周波数側に割り当てるとともに、前記漏洩局部発振信号成分以外の非検出信号成分を高周波数側に割り当てるように周波数変換し、フィルタにより前記非検出成分を除去した後に検波することにより前記漏洩局部発振信号成分を検出する構成を採る。
【００１９】
この構成によれば、前記効果に加えて、漏洩した局部発振信号成分を低周波数側に周波数変換してからフィルタにより検出するので、フィルタの比帯域が小さくなることを防ぐことができて容易に局部発振信号成分を検出することができる。
【００２０】
本発明の周波数変換装置は、前記構成において、前記第１変調信号及び前記第２変調信号をディジタル／アナログ変換する際のサンプリングクロック信号を分周して分周信号を生成する分周手段と、局部発振信号を生成する局部発振信号生成手段と、前記局部発振信号生成手段にて生成した前記局部発振信号の位相を変化させることにより前記第１局部発振信号及び前記第２局部発振信号を生成する移相手段とを具備し、前記検出手段は、前記局部発振信号生成手段にて生成した前記局部発振信号と前記分周手段にて生成した前記分周信号とを混合することにより前記検出用局部発振信号を生成する構成を採る。
【００２１】
この構成によれば、前記効果に加えて、低周波数信号から高周波数信号への周波数変換の際に用いる局部発振信号と漏洩した局部発振信号成分を検出するために用いる局部発振信号とを同一の局部発振信号生成手段により生成することができるので、回路規模を小型化することができるとともに、局部発振信号を生成する際に発生するノイズ成分を極力少なくすることができる。
【００２２】
本発明の送信装置は、上記のいずれかに記載の周波数変換装置を具備する構成を採る。
【００２３】
この構成によれば、例えばベースバンド信号から無線周波数へ周波数変換する際に漏洩する局部発振信号成分を検出して、漏洩した局部発振信号成分のレベルが抑圧されるようにフィードバックして第１変調信号または第２変調信号の電圧値を調整するとともに、漏洩した局部発振信号成分のレベルを抑圧した後に漏洩した局部発振信号成分を除去するので、急峻な減衰特性を有するフィルタが不要になって回路規模及び送信機全体を小さくすることができるとともに、安価に送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができ、受信機にて誤りのないデータを受信することができる。
【００２４】
本発明の周波数変換方法は、低周波数信号のＩ成分と低周波数信号のＱ成分とを直交変調して互いに位相が９０度異なる第１変調信号と第２変調信号とを生成するステップと、互いに位相が９０度異なる第１局部発振信号及び第２局部発振信号と前記第１変調信号及び前記第２変調信号とを混合して前記第１変調信号及び前記第２変調信号から高周波数信号へ周波数変換するステップと、前記高周波数信号に含まれる漏洩局部発振信号成分のレベルを検出するステップと、前記第１変調信号または前記第２変調信号の電圧値を調整することにより、前記高周波数信号に含まれる前記漏洩局部発振信号成分の前記レベルを抑圧するステップと、レベルが抑圧された前記漏洩局部発振信号成分を前記高周波数信号より除去するステップと、を具備するようにした。
【００２５】
この方法によれば、例えばベースバンド信号から無線周波数へ周波数変換する際に漏洩する局部発振信号成分を検出して、漏洩した局部発振信号成分のレベルが抑圧されるようにフィードバックして第１変調信号または第２変調信号の電圧値を調整するとともに、漏洩した局部発振信号成分のレベルを抑圧した後に漏洩した局部発振信号成分を除去するので、急峻な減衰特性を有するフィルタが不要になって回路規模及び装置全体を小さくすることができるとともに、安価に送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができる。
【００２６】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、ベースバンド信号を直交変調して生成した互いに位相が９０度異なる中間周波数の第１変調信号及び第２変調信号と、互いに位相が９０度異なる第１局部発振信号及び第２局部発振信号とを混合して中間周波数から無線周波数にアップコンバートして送信信号を生成し、生成した送信信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分のレベルを検出し、漏洩した局部発振信号成分のレベルが抑圧されるように第１変調信号及び第２変調信号のＤＣオフセット電圧値を調整した後に、ＢＰＦを用いて送信信号からレベルが抑圧された局部発振信号成分を除去することである。
【００２７】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００２８】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１に係る送受信装置１００を示す図である。移相出力直交変調部１０２、利得可変部１０３ａ、利得可変部１０３ｂ、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０５ａ、ＬＰＦ１０５ｂ、局部発振部１０６、移相器１０７、イメージ抑圧型ミキサ１０８、分配器１０９、イメージ成分検出部１１０、イメージ制御部１１１、局発信号検出部１１２、オフセット制御部１１３及びＢＰＦ１１４は、周波数変換装置１０１を構成している。
【００２９】
直交変調手段である移相出力直交変調部１０２は、入力したベースバンド信号（低周波数信号）のＩ成分とベースバンド信号のＱ成分とを直交変調演算し、互いに位相が９０度異なる第１変調信号と第２変調信号とを生成する。そして、移相出力直交変調部１０２は、第１変調信号を利得可変部１０３ａへ出力し、第２変調信号を利得可変部１０３ｂへ出力する。移相出力直交変調部１０２から出力される第１変調信号及び第２変調信号は、ベースバンド周波数から中間周波数へ周波数変換される。
【００３０】
利得可変部１０３ａは、移相出力直交変調部１０２から入力した第１変調信号の利得を、後述するイメージ制御部１１１の制御に基づいて変化させてＤ／Ａ変換部１０４ａへ出力する。
【００３１】
利得可変部１０３ｂは、移相出力直交変調部１０２から入力した第２変調信号の利得を、後述するイメージ制御部１１１の制御に基づいて変化させてＤ／Ａ変換部１０４ｂへ出力する。
【００３２】
Ｄ／Ａ変換部１０４ａは、利得可変部１０３ａから入力した第１変調信号をディジタルからアナログに変換してＬＰＦ１０５ａへ出力する。また、Ｄ／Ａ変換部１０４ａは、オフセット制御部１１３からの制御により電子式可変抵抗の抵抗値を変化させてＤ／Ａ変換を行う。なお、抵抗値を変化させる方法は、電子式可変抵抗を用いて変化させる場合に限らず、その他の任意の可変抵抗を用いて変化させることが可能である。
【００３３】
Ｄ／Ａ変換部１０４ｂは、利得可変部１０３ｂから入力した第２変調信号をディジタルからアナログに変換してＬＰＦ１０５ｂへ出力する。また、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂは、オフセット制御部１１３からの制御により電子式可変抵抗の抵抗値を変化させてＤ／Ａ変換を行う。なお、抵抗値を変化させる方法は、電子式可変抵抗を用いて変化させる場合に限らず、その他の任意の可変抵抗を用いて変化させることが可能である。
【００３４】
ＬＰＦ１０５ａは、Ｄ／Ａ変換部１０４ａから入力した第１変調信号に含まれている不要成分であるサンプリング周波数成分及び折り返し成分等を除去してイメージ抑圧型ミキサ１０８へ出力する。
【００３５】
ＬＰＦ１０５ｂは、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂから入力した第２変調信号に含まれている不要成分であるサンプリング周波数成分及び折り返し成分等を除去してイメージ抑圧型ミキサ１０８へ出力する。
【００３６】
局部発振信号生成手段である局部発振部１０６は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、生成した局部発振信号を移相器１０７と後述する受信ミキサ１２０へ出力する。
【００３７】
移相手段である移相器１０７は、例えば分布定数回路を用いて、局部発振部１０６から入力した局部発振信号の位相を変化させることにより、互いに位相が９０度異なる第１局部発振信号と第２局部発振信号を生成してイメージ抑圧型ミキサ１０８へ出力する。
【００３８】
混合手段であるイメージ抑圧型ミキサ１０８は、例えばアナログ信号処理のミキサ回路であり、ＬＰＦ１０５ａ及びＬＰＦ１０５ｂから入力した位相が互いに９０度異なる第１変調信号及び第２変調信号と移相器１０７から入力した第１局部発振信号及び第２局部発振信号とを混合して加算または減算することにより、希望信号を周波数変換するとともに不要成分であるイメージ成分のレベルを抑圧する。
【００３９】
また、イメージ抑圧型ミキサ１０８は、周波数変換する際にＤＣオフセット電圧を生じるため、あらかじめＤＣオフセット電圧の影響を受けないように入力が差動回路になっている。差動回路を用いることにより入力の差分だけが有効になるので、イメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する第１変調信号と第２変調信号に同じレベルのＤＣオフセット電圧成分が含まれる場合は、イメージ抑圧型ミキサ１０８の出力にＤＣオフセット電圧の影響による漏洩した局部発振信号成分が含まれることはない。
【００４０】
しかし、実際にはイメージ抑圧型ミキサ１０８の作成時の製作のバラツキ及び温度等の環境変化により、ＤＣオフセット電圧の偏差が生じ、この偏差に起因してイメージ抑圧型ミキサ１０８の出力には漏洩した局部発振信号成分が含まれる。そして、イメージ抑圧型ミキサ１０８は、漏洩した局部発振信号成分を含む高周波数の送信信号を分配器１０９へ出力する。イメージ抑圧型ミキサ１０８から出力される高周波数の送信信号は、中間周波数から無線周波数へ周波数変換される。
【００４１】
分配器１０９は、イメージ抑圧型ミキサ１０８から入力した高周波数の送信信号をＢＰＦ１１４、イメージ成分検出部１１０及び局発信号検出部１１２へ分配する。
【００４２】
イメージ成分検出部１１０は、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号よりイメージ成分を検出してイメージ制御部１１１へ出力する。
【００４３】
イメージ制御部１１１は、イメージ成分検出部１１０から入力したイメージ成分のレベルが抑圧されるように利得可変部１０３ａにて第１変調信号の利得を調整するとともに、利得可変部１０３ｂにて第２変調信号の利得を調整する。
【００４４】
検出手段である局発信号検出部１１２は、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号より漏洩した局部発振信号成分を検出してオフセット制御部１１３へ出力する。局発信号検出部１１２にて検出する漏洩した局部発振信号成分の電圧値は、ＤＣオフセット電圧の偏差によって変化する。漏洩した局部発振信号成分が大きい場合には検出される電圧値は大きくなり、漏洩した局部発振信号成分が小さい場合には検出される電圧値は小さくなる。なお、局発信号検出部１１２の詳細については、後述する。
【００４５】
オフセット制御部１１３は、例えばＣＰＵ、ＤＳＰ及びＡＳＩＣ等の演算部とアナログ／ディジタル（以下「Ａ／Ｄ」と記載する）変換器等で構成され、局発信号検出部１１２から入力した局部発振信号成分の検出レベルに応じて、周波数変換信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分のレベルが小さくなるように、Ｄ／Ａ変換部１０４ａから出力される第１変調信号及びＤ／Ａ変換部１０４ｂから出力される第２変調信号のオフセット電圧値を制御する。
【００４６】
フィルタ手段であるＢＰＦ１１４は、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分及びイメージ成分等の不要スプリアスを除去して増幅部１１５へ出力する。
【００４７】
増幅部１１５は、ＢＰＦ１１４より入力した周波数変換信号を所望の出力レベルにまで増幅して送信信号として共用器１１６へ出力する。
【００４８】
共用器１１６は、増幅部１１５から入力した送信信号をアンテナ１１７より送信する。また、共用器１１６は、アンテナ１１７にて受信した受信信号を低雑音増幅部１１８へ出力する。
【００４９】
低雑音増幅部１１８は、共用器１１６から入力した受信信号を増幅して受信ＢＰＦ１１９へ出力する。
【００５０】
受信ＢＰＦ１１９は、低雑音増幅部１１８より入力した受信信号に含まれる雑音成分等を抑圧して受信ミキサ１２０へ出力する。
【００５１】
受信ミキサ１２０は、受信ＢＰＦ１１９から入力した受信信号と局部発振部１０６から入力した局部発振信号とを混合して周波数変換してＡ／Ｄ変換部１２１へ出力する。受信ミキサ１２０から出力される周波数変換信号は、無線周波数から中間周波数へ周波数変換される。
【００５２】
Ａ／Ｄ変換部１２１は、受信ミキサ１２０から入力した周波数変換信号をアナログからディジタルに変換して直交復調部１２２へ出力する。
【００５３】
直交復調部１２２は、Ａ／Ｄ変換部１２１から入力した周波数変換信号を直交復調してベースバンド信号のＩ成分とベースバンド信号のＱ成分とを生成する。
【００５４】
次に、局発信号検出部１１２の詳細について、図２を用いて説明する。図２は、局発信号検出部１１２の構成を示す図である。
【００５５】
検出用局部発振部２０１は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、局発信号検出用の局部発振信号（検出用局部発振信号）をミキサ２０２へ出力する。検出用局部発振部２０１から出力される局部発振信号の周波数は、局部発振部１０６から出力される局部発振信号の周波数と異なる周波数である。
【００５６】
ミキサ２０２は、検出用局部発振部２０１より入力した局部発振信号と分配器１０９から入力した高周波数の送信信号とを混合し、送信信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分の周波数をＤＣ近傍の低域周波数に周波数変換するとともに、イメージ成分（非検出信号成分）を局部発振信号成分よりも高周波側へ周波数変換する。そして、ミキサ２０２は、周波数変換した送信信号をフィルタ２０３へ出力する。
【００５７】
フィルタ２０３は、ミキサ２０２から入力した送信信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分の周波数よりも高周波側のイメージ成分等を除去して検波器２０４へ出力する。
【００５８】
検波器２０４は、フィルタ２０３から入力した送信信号に含まれる漏洩した局部発振信号成分を検波してオフセット制御部１１３へ出力する。なお、イメージ成分検出部１１０もイメージ成分を検出する以外は局発信号検出部１１２と同一構成であるので、その説明は省略する。
【００５９】
因みに、ミキサ２０２は、漏洩した局部発振信号成分と局部発振部１０６から出力される局部発振信号とを混合すると直接直流電圧に変換してしまうことになる。この時、入力信号の位相によって電圧値が変動するため、局発信号検出部１１２は、直流電圧では正確に漏洩レベルを検出することができない。そのため、ミキサ２０２に入力する局部発信信号の周波数を局部発振部１０６から出力される局部発振信号の周波数に対して少しずらすことで、漏洩した局部発振信号を検波しやすい低い周波数に変換することができる。即ち、検出用局部発振部２０１からミキサ２０２に入力する局部発振信号の周波数をｆｌｏ＋ｆａ（ｆｌｏは局部発振部１０６から出力される局部発振信号の周波数）とすると、分配器１０９からミキサ２０２に入力する漏洩した局部発振信号成分は、周波数変換されて周波数がｆａになる。検出用局部発振部２０１からミキサ２０２へ入力する局部発振信号の周波数を局部発振部１０６から出力される局部発振信号の周波数と同じ周波数にする場合には、ｆａがかなり高い周波数になってしまうために漏洩した局部発振信号成分の周波数が高くなるとともに、希望信号及びイメージ成分は低い周波数に変換されてしまうため、漏洩した局部発振信号成分のみを検波することが困難になる。
【００６０】
次に、周波数変換装置１０１の動作について、図３から図６までを用いて説明する。図３は、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂより出力された第１変調信号及び第２変調信号を示したものである。なお、図３において、横軸は周波数であり、縦軸はレベルを示している。
【００６１】
最初に、移相出力直交変調部１０２にて直交変調されたベースバンド信号のＩ成分とベースバンド信号のＱ成分とは、第１変調信号と第２変調信号としてＤ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂへ出力される。
【００６２】
次に、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂは、第１変調信号及び第２変調信号をＤ／Ａ変換する。図３に示すように、Ｄ／Ａ変換部１０４ａから出力される信号には、サンプリングクロックの影響によりＤ／Ａ変換の際に発生する不要成分であるサンプリング周波数成分３０１及び周波数軸上においてサンプリング周波数成分に対して対称の位置に発生する不要成分である折り返し成分３０２、３０３が含まれている。そして、データとして送信する希望波３０４は、サンプリング周波数成分３０１及び折り返し成分３０２、３０３よりも低周波数の領域に存在する。なお、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂにおいても同様であるため、その説明は省略する。
【００６３】
図３に示すようなＤ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂの出力信号をＬＰＦ１０５ａ、１０５ｂにてフィルタリングすることにより、第１変調信号及び第２変調信号は、希望波３０４以外のサンプリング周波数成分３０１及び折り返し成分３０２、３０３が除去された状態にてイメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する。
【００６４】
次に、イメージ抑圧型ミキサ１０８に入力した第１変調信号と第２変調信号は、互いに位相が９０度異なるアナログ信号であるため、第１変調信号はａ（ｔ）ｃｏｓω１ｔで表され、第２変調信号はａ（ｔ）ｓｉｎω１ｔで表される。
【００６５】
局部発振信号の周波数をωｃ／２πとすると、イメージ抑圧型ミキサ１０８は、下記の式（１）、式（２）及び式（３）の演算を行う。
【００６６】
Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）・ｃｏｓω１ｔ・ｃｏｓωｃｔ＋ａ（ｔ）・ｓｉｎω１ｔ・ｓｉｎ（−ωｃｔ）・・・（１）
Ｓ（ｔ）＝（ａ（ｔ）／２）（ｃｏｓ（ω１＋ωｃ）ｔ＋ｃｏｓ（ω１−ωｃ）ｔ）＋（ａ（ｔ）／２）（ｃｏｓ（ω１＋ωｃ）ｔ−ｃｏｓ（ω１−ωｃ）ｔ）・・・（２）
Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω１＋ωｃ）ｔ・・・（３）
このように、イメージ抑圧型ミキサ１０８は、２次の項の周波数成分（ω１＋ωｃ）／２及び（ω１−ωｃ）／２のうち、イメージ成分である（ω１−ωｃ）／２はキャンセルすることができる。
【００６７】
次に、イメージ成分検出部１１０は、イメージ抑圧型ミキサ１０８から出力された高周波数の送信信号に含まれるイメージ成分を検出する、図４は、イメージ成分検出部１１０においてイメージ成分を検出する方法を示したものであり、図４（ａ）は、ミキサ２０２から出力される周波数変換信号を示したものであり、図４（ｂ）は、フィルタ２０３から出力される周波数変換信号を示したものである。なお、図４において、横軸は周波数であり、縦軸はレベルを示している。
【００６８】
イメージ成分検出部１１０は、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号と検出用局部発振信号とを混合して、イメージ成分４０１をＤＣ近傍の低域周波数に周波数変換するとともに、漏洩した局部発振信号成分４０２及び希望波４０３等のイメージ成分４０１以外の成分を高周波数側に周波数変換して図４（ａ）に示す状態にする。そして、イメージ成分検出部１１０は、低域周波数のイメージ成分４０１以外の成分をフィルタリングして抑圧して図４（ｂ）に示す状態にする。続いて、イメージ成分検出部１１０は、イメージ成分４０１を検波してイメージ制御部１１１へ出力する。
【００６９】
このようにしてイメージ成分が抑圧されたイメージ抑圧型ミキサ１０８の出力信号は、上記（３）式に示す理想状態になることが望ましい。しかし、実際には、イメージ抑圧型ミキサ１０８の出力信号には漏洩した局部発振信号成分が含まれる。これは、イメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する第１変調信号と第２変調信号に含まれるオフセット電圧に差が生じること、またはイメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する局部発振信号が空間的結合若しくは不完全なアースによって出力側に飛び込むことにより生じるものである。特に、イメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する局部発振信号が出力側に飛び込むことが原因で生じる局部発振信号成分の漏洩は、入力信号との相関が得られず予測が不可能であるため、イメージ抑圧型ミキサ１０８の出力に局部発振信号成分が漏洩しないようにすることは困難である。したがって、イメージ抑圧型ミキサ１０８の出力信号は、理想状態の上記（３）式にはならずに、下記の（４）式のようになる。
【００７０】
Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω１＋ωｃ）ｔ＋Ｖａ×ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）・・・（４）
ただし、φは位相のオフセット。
【００７１】
次に、局発信号検出部１１２は、漏洩した局部発振信号成分を検出する。図５は、局発信号検出部１１２において漏洩した局部発振信号成分を検出する方法を示したものであり、図５（ａ）は、ミキサ２０２に入力する周波数変換信号を示したものであり、図５（ｂ）は、ミキサ２０２から出力される周波数変換信号を示したものであり、図５（ｃ）は、フィルタ２０３から出力される周波数変換信号を示すものである。なお、図５において、横軸は周波数であり、縦軸はレベルを示している。
【００７２】
局発信号検出部１１２は、分配器１０９から入力した図５（ａ）に示すような漏洩した局部発振信号成分５０１を含む希望信号５０２と検出用局部発振信号とを混合して、漏洩した局部発振信号成分５０１をＤＣ近傍の低周波数側に周波数変換するとともに、イメージ成分５０３及び希望波５０２等の局部発振信号成分５０１以外の成分を高周波数側に周波数変換して図５（ｂ）に示す状態にする。そして、局発信号検出部１１２は、低周波数側の局部発振信号成分５０１以外の成分をフィルタリングして除去して図５（ｃ）に示す状態にする。続いて、局発信号検出部１１２は、漏洩した局部発振信号成分５０１を検波してオフセット制御部１１３へ出力する。
【００７３】
局発信号検出部１１２は、局部発振信号成分５０１をＤＣ近傍の低域周波数側に周波数変換した後にフィルタを用いて検出することにより、フィルタの比帯域が小さくならないのでフィルタの製作が容易であり、容易に局部発振信号成分５０１のみを検出することができる。
【００７４】
次に、オフセット制御部１１３は、局発信号検出部１１２にて検出した漏洩した局部発振信号成分のレベルを抑圧するように、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂにて信号をＤ／Ａ変換する際に直流電圧を加える。
【００７５】
第１変調信号または第２変調信号に直流電圧を与えた場合のイメージ抑圧型ミキサ１０８の出力信号は、上記（４）式より、下記の（５）式で近似することができる。
【００７６】
Ｓ（ｔ）＝ａ（ｔ）ｃｏｓ（ω１＋ωｃ）ｔ＋Ｖａ×ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）＋Ｖｂ×ｃｏｓ（ωｃｔ）・・・（５）
したがって、オフセット制御部１１３は、イメージ抑圧型ミキサ１０８の出力を上記（５）式から理想状態の上記（１）式に近づけるために、Ｖａ×ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）＋Ｖｂ×ｃｏｓ（ωｃｔ）が極小となるように加える直流電圧を変化させる。例えば、オフセット制御部１１３は、φ＝０の場合にはＶｂ＝−Ｖａとなるようなオフセット電圧Ｖｂを設定すればＶａ×ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）＋Ｖｂ×ｃｏｓ（ωｃｔ）は０となり極小になる。
【００７７】
図６は、イメージ抑圧型ミキサ１０８より出力されたイメージ成分６０１、漏洩した局部発振信号成分６０２及び希望波６０３を含む高周波数の送信信号を示したものであり、イメージ抑圧型ミキサ１０８にてイメージ成分６０１のレベルが抑圧された状態及びオフセット制御部１１３にて漏洩した局部発振信号成分６０２のレベルが抑圧された状態を示したものである。また、図７は、イメージ成分７０１、漏洩した局部発振信号成分７０２及び希望波６０３を含む高周波数の送信信号から、ＢＰＦ１１４にてイメージ成分７０１と漏洩した局部発振信号成分７０２がほぼ除去された状態を示した図である。また、図８は、要求されるＢＰＦ１１４のフィルタ特性を示した図である。図６〜図８において、イメージ成分の周波数はｆ１であり、漏洩した局部発振信号成分の周波数はｆ２であり、希望波の周波数はｆ３であるものとし、各々の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３は図１４の周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３と各々同一であるものとする。なお、図６及び図７において、横軸は周波数であり、縦軸はレベルを示しており、図８において、横軸は周波数であり、縦軸は減衰量を示している。
【００７８】
図６に示すように、イメージ制御部１１１にてレベルを抑圧されてイメージ抑圧型ミキサ１０８から出力されたイメージ成分は、レベルｒ１からレベルｒ１０（ｒ１＞ｒ１０）までレベルが抑圧される。また、オフセット制御部１１３にてレベルを抑圧されてイメージ抑圧型ミキサ１０８から出力された漏洩した局部発振信号成分は、レベルｒ１からレベルｒ１１（ｒ１＞ｒ１１）までレベルが抑圧される。したがって、図６及び図７に示すように、ＢＰＦ１１４は、イメージ成分のレベル及び漏洩した局部発振信号成分のレベルを干渉成分とならないレベルｒ２（ｒ１＞ｒ２、ｒ１０＞ｒ２及びｒ１１＞ｒ２）まで除去するためには、イメージ成分の場合は（ｒ１０−ｒ２）ｄＢ除去する必要があり、漏洩した局部発振信号成分の場合は（ｒ１１−ｒ２）ｄＢ除去する必要がある。
【００７９】
次に、ＢＰＦ１１４は、レベルが抑圧されたイメージ成分及び漏洩した局部発振信号成分を高周波数の送信信号から除去する。この時、図８に示すように、漏洩した局部発振信号成分を除去するために必要なＢＰＦの減衰量は（ｒ１１−ｒ２）ｄＢになり、イメージ成分を除去するために必要なＢＰＦの減衰量は（ｒ１０−ｒ２）ｄＢになる。したがって、漏洩した局部発振信号成分を干渉成分にならないレベルまで除去するためには、ＢＰＦ１１４は、周波数ｆ３と周波数ｆ２との周波数の間において、（ｒ１１−ｒ１２）ｄＢの減衰量を有する必要がある。図８と従来のＢＰＦに要求されていた減衰量を示す図１４とにおける基準値Ｒからの減衰量を比較すると明らかなように、漏洩した局部発振信号成分のレベルを抑圧した場合には急峻な減衰特性のＢＰＦを用いる必要はない。
【００８０】
このように、本実施の形態１によれば、オフセット制御部は、局発信号検出部にて検出した高周波数の送信信号に含まれる局部発信信号成分を抑圧するように制御するので、急峻な減衰特性を備えたＢＰＦが不要になって回路規模及び装置が大型化することがなくかつ安価にすることができるとともに、送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができる。
【００８１】
（実施の形態２）
図９は、本実施の形態２に係る送受信装置９００の構成を示す図である。送受信装置９００は、図１に示す本実施の形態１に係る送受信装置１００において、加減算部９０２を追加するものである。なお、図１と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。
【００８２】
移相出力直交変調部１０２、利得可変部１０３ａ、利得可変部１０３ｂ、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０５ａ、ＬＰＦ１０５ｂ、局部発振部１０６、移相器１０７、イメージ抑圧型ミキサ１０８、分配器１０９、イメージ成分検出部１１０、イメージ制御部１１１、局発信号検出部１１２、オフセット制御部１１３、ＢＰＦ１１４及び加減算部９０２は、周波数変換装置９０１を構成している。
【００８３】
加減算部９０２は、例えばディジタル信号処理回路であり、移相出力直交変調部１０２から出力された第２変調信号に対して、オフセット制御部１１３の制御に基づいて固定値を加算または減算してＤ／Ａ変換部１０４ｂへ出力する。即ち、イメージ抑圧型ミキサ１０８に入力する第１変調信号に含まれるＤＣオフセット電圧と第２変調信号に含まれるＤＣオフセット電圧が異なる場合またはイメージ抑圧型ミキサ１０８の内部でＤＣオフセット電圧のばらつきがある場合には、ＤＣオフセット電圧の偏差によりイメージ抑圧型ミキサ１０８から出力される高周波数の送信信号にＤＣオフセット電圧の成分が含まれる。したがって、加減算部９０２は、上記（５）式より、Ｖａ×ｃｏｓ（ωｃｔ＋φ）＋Ｖｂ×ｃｏｓ（ωｃｔ）が極小になるように、オフセット制御部１１３の制御によりＤＣオフセット電圧Ｖｂを加減算する。
【００８４】
このように、本実施の形態２によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、オフセット電圧値を加減算するだけで漏洩した局部発振信号成分を抑圧することができるので、簡単な方法及び簡単回路構成にて漏洩した局部発振信号成分を抑圧することができるので、回路規模が小さくなって装置全体を小型化することができるとともに、装置を安価に製造することができる。
【００８５】
なお、本実施の形態２は、上記実施の形態１に適用することが可能である。
【００８６】
（実施の形態３）
図１０は、本実施の形態３に係る送受信装置１０００の構成を示す図である。なお、図１０において、図１と同一構成である部分には同一の符号を付して、その説明は省略する。
【００８７】
移相出力直交変調部１０２、利得可変部１０３ａ、利得可変部１０３ｂ、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、Ｄ／Ａ変換部１０４ｂ、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１０５ａ、ＬＰＦ１０５ｂ、局部発振部１０６、移相器１０７、イメージ抑圧型ミキサ１０８、分配器１０９、イメージ成分検出部１００２、イメージ制御部１１１、局発信号検出部１００３、オフセット制御部１１３及びＢＰＦ１１４は、周波数変換装置１００１を構成している。
【００８８】
局部発振部１０６は、例えば位相負帰還制御系（ＰＬＬ）で制御される電圧制御発振器（ＶＣＯ）を用いた周波数シンセサイザ等の発振回路であり、生成した局部発振信号を移相器１０７、受信ミキサ１２０、イメージ成分検出部１００２及び局発信号検出部１００３へ出力する。
【００８９】
イメージ成分検出部１００２は、局部発振部１０６から入力した局部発振信号を用いて、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号よりイメージ成分を検出してイメージ制御部１１１へ出力する。
【００９０】
局発信号検出部１００３は、局部発振部１０６から入力した局部発振信号を用いて、分配器１０９から入力した高周波数の送信信号より漏洩した局部発振信号成分を検出してオフセット制御部１１３へ出力する。なお、局発信号検出部１００３の詳細は、後述する。
【００９１】
図１１は、局発信号検出部１００３の構成を示したものである。
【００９２】
局発信号検出部１００３は、図２に示す本実施の形態１に係る局発信号検出部１１２において、分周器１１０１及び第２ミキサ１１０２を追加し、且つ、局部発振部２０１を削除している。なお、図２と同一構成である部分には同一の符号を付してその説明は省略する。
【００９３】
分周器１１０１は、Ｄ／Ａ変換部１０４ａ、１０４ｂにてＤ／Ａ変換する際に用いるサンプリングクロック信号を分周して分周信号を生成して第２ミキサ１１０２へ出力する。
【００９４】
第２ミキサ１１０２は、局部発振部１０６から入力した局部発振信号と分周器１１０１から入力した分周した信号とを混合して周波数変換して局部発振信号成分検出用の局部発振信号をミキサ２０２へ出力する。サンプリングクロック信号を分周して局部発振部１０６から入力した局部発振信号と混合することにより、局部発振部１０６から出力される局部発振信号の周波数よりも少しずれた周波数にすることができるため、漏洩した局部発振信号成分のみを低い周波数に周波数変換することができる。なお、イメージ成分検出部１００２の構成は、漏洩した局部発振信号成分の代わりにイメージ成分を検出する以外は図１１と同一構成であるので、その説明は省略する。
【００９５】
このように、本実施の形態３によれば、上記実施の形態１の効果に加えて、イメージ成分検出用の局部発振信号、局発信号検出用の局部発振信号及びイメージ抑圧型ミキサ１０８にて用いる周波数変換用の局部発振信号を１つの局部発振部１０６より生成するので、回路構成が簡単になって小型化することができるとともに安価にすることができる。また、装置全体における局部発振部の総数を少なくすることができるので、局部発振部が原因で発生するノイズを極力少なくすることができる。
【００９６】
なお、本実施の形態３は、上記実施の形態１または上記実施の形態２に適用することが可能である。
【００９７】
上記実施の形態１から実施の形態３までに記載の送受信装置は、基地局装置または通信端末装置に適用することが可能である。
【００９８】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、回路規模及び装置全体を大型化せず、かつ安価に送信信号に含まれる干渉成分を通信の障害にならないレベルに抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態１に係る局発信号検出部の構成を示すブロック図
【図３】Ｄ／Ａ変換後のスペクトラムを示す図
【図４】イメージ成分検出の際のスペクトラムを示す図
【図５】局部発振信号成分検出の際のスペクトラムを示す図
【図６】イメージ成分及び局部発振信号成分のレベルを抑圧した後のスペクトラムを示す図
【図７】ＢＰＦにてイメージ成分及び局部発振信号成分を除去した後のスペクトラムを示す図
【図８】ＢＰＦの要求されるフィルタ特性を示す図
【図９】本発明の実施の形態２に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１０】本発明の実施の形態３に係る送受信装置の構成を示すブロック図
【図１１】本発明の実施の形態３に係る局発信号検出部の構成を示すブロック図
【図１２】従来の送信装置の構成を示すブロック図
【図１３】従来のイメージ成分及び局発信号を示す図
【図１４】従来の周波数変換装置のＢＰＦに要求されるフィルタ特性を示す図
【符号の説明】
１０１周波数変換装置
１０２移相出力直交変調部
１０３ａ、１０３ｂ利得可変部
１０４ａ、１０４ｂＤ／Ａ変換部
１０６局部発振器
１０７移相器
１０８イメージ抑圧型ミキサ
１０９分配器
１１０イメージ成分検出部
１１１イメージ制御部
１１２局発信号検出部
１１３オフセット制御部
１１４ＢＰＦ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a frequency conversion device and a frequency conversion method, for example, a frequency conversion device and a frequency conversion method for up-converting a transmission signal from a baseband frequency to a radio frequency.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, transmission apparatuses used for communication and broadcasting often transmit digitally modulated signals. Such a transmitting apparatus generally transmits a baseband signal after orthogonally modulating the baseband signal with a carrier and upconverting the carrier to a radio frequency. For quadrature modulation, a quadrature modulator that mixes and adds a baseband signal and two local oscillation signals whose phases are different from each other by 90 degrees is often used.
[0003]
FIG. 12 is a block diagram showing a transmission apparatus 1200 using a conventional digital quadrature modulation circuit.
[0004]
The quadrature modulation section 1201 performs quadrature modulation on the I and Q components of the baseband signal, which is an input digital signal, by digital operation to convert the frequency to an intermediate frequency, and then performs digital / analog (hereinafter, referred to as “D / A”). Output) to the conversion unit 1202. The D / A converter 1202 D / A converts the quadrature modulated signal input from the quadrature modulator 1201 from a digital signal to an analog signal, and outputs it to an LPF (low-pass filter) 1203. LPF 1203 removes unnecessary components from the analog signal input from D / A conversion section 1202 and outputs the signal to the mixer. Local oscillator 1204 outputs a local oscillation signal to mixer 1205.
[0005]
Mixer 1205 mixes the quadrature modulated signal input from LPF 1203 and the local oscillation signal input from local oscillator 1204, upconverts the intermediate frequency to a radio frequency, and outputs the result to BPF (bandpass filter) 1206. The BPF 1206 removes unnecessary spurious generated in the mixer 1205 from the signal input from the mixer 1205, and outputs the signal to the amplifier 1207. The amplification unit 1207 amplifies the signal input from the BPF 1206 and transmits the signal from the antenna 1208.
[0006]
In a conventional modulation circuit, when an image component is included in a transmission signal, the image component becomes an interference component and deteriorates reception characteristics. One that suppresses the generated image component has been proposed (for example, see Patent Document 1).
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-7-273817
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of using the image rejection type frequency conversion means, the conventional frequency conversion device and the conventional frequency conversion method convert the leaked local oscillation signal component into a transmission signal frequency-converted from a baseband signal to a radio frequency using a mixer. There is a case where a DC offset voltage which is a DC voltage component shown is included, and there is a problem that a leaked local oscillation signal component becomes an interference component of a transmission signal.
[0009]
In order to prevent the leaked local oscillation signal component from being included in the transmission signal, it is necessary to remove the leaked local oscillation signal component from the transmission signal. Such a leaked local oscillation signal can be removed by the BPF. However, when the D / A converter converts the signal into an analog signal by oversampling, there is a limit to the sampling frequency. The frequency band of the quadrature modulation signal cannot be increased. Therefore, as shown in FIG. 13, the frequency f2 of the local oscillation signal component 1302 may be close to the frequency f3 of the desired wave 1303. In particular, since the frequency of the local oscillation signal component is closer to the frequency f3 of the desired wave 1303 than the frequency f1 of the image component 1301, the frequency f2 of the leaked local oscillation signal component 1302 is higher than the frequency f1 of the image component 1301. There is a high probability that the value will be close to the frequency f3 of the desired wave 1303. FIG. 14 is a diagram showing the required filter characteristics of the BPF 1206, where the horizontal axis is the frequency and the vertical axis is the attenuation. 13 and 14, assuming that the level of the image component 1301, the level of the leaked local oscillation signal component, and the level of the desired wave are r1 dB, both the image component 1301 and the leaked local oscillation signal component 1302 do not become interference components. In order to remove up to r2, the BPF 1206 has a steep out-of-band suppression characteristic of attenuation (r1-r2) dB at a frequency between the frequency f12 of the desired wave and the frequency f11 of the leaked local oscillation signal component. There is a need.
[0010]
For example, when the sampling frequency of the D / A conversion is 80 MHz and the oversample is 4, the analog-converted signal is 20 MHz. When this is up-converted to 1 GHz, for example, the frequency of the local oscillation signal component is 980 MHz, and the image component generated by the mixer is 960 MHz. When the signal bandwidth is 4 MHz, the pass band is 998 MHz to 1002 MHz. To suppress both the local oscillation signal component and the image component, a steep BPF that suppresses the signal at 980 MHz is required. In order to realize this, there is a problem that the BPF becomes very large and expensive, and the circuit scale and the entire device become large and expensive.
[0011]
The present invention has been made in view of the above point, and a frequency conversion device capable of suppressing an interference component included in a transmission signal to a level that does not hinder communication at a low cost without increasing the circuit scale and the entire device. And a frequency conversion method.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
The frequency conversion device according to the present invention includes: a quadrature modulation unit that quadrature modulates an I component of a low-frequency signal and a Q component of the low-frequency signal to generate a first modulation signal and a second modulation signal whose phases are different from each other by 90 degrees; Mixing a first local oscillation signal and a second local oscillation signal having phases different from each other by 90 degrees with the first modulation signal and the second modulation signal generated by the quadrature modulation means, Mixing means for converting the frequency of the second modulated signal into a high-frequency signal; detecting means for detecting the level of a leaky local oscillation signal component included in the high-frequency signal frequency-converted by the mixing means; An offset for adjusting the voltage value of the signal or the second modulation signal to suppress the level of the leaked local oscillation signal component included in the high frequency signal detected by the detection unit. And control means, the arrangement comprising a filter means for removing from said high-frequency signal to the leakage local oscillation signal component level is suppressed by the offset control unit take.
[0013]
According to this configuration, for example, a local oscillation signal component that leaks when frequency conversion is performed from a baseband signal to a radio frequency is detected, and feedback is performed so that the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed. Since the voltage value of the signal or the second modulation signal is adjusted, and the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed and then the leaked local oscillation signal component is removed, a filter having a steep attenuation characteristic is not required. The size and the entire device can be reduced, and the interference component included in the transmission signal can be suppressed at a low cost to a level that does not hinder communication.
[0014]
The frequency conversion device of the present invention, in the above-mentioned configuration, further comprises digital / analog conversion means for converting the first modulation signal and the second modulation signal generated by the quadrature modulation means from a digital signal to an analog signal, The offset control means adopts a configuration that suppresses the level of the leak local oscillation signal component by changing a voltage value at the time of digital / analog conversion by the digital / analog conversion means.
[0015]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, the voltage adjustment for suppressing the level of the local oscillation signal component is performed simultaneously with the digital / analog conversion, so that a special circuit for suppressing the level of the local oscillation signal component is provided. There is no need to provide them, and the circuit scale and the entire device can be further reduced in size.
[0016]
The frequency conversion device of the present invention, in the above configuration, further includes an addition / subtraction unit that adds or subtracts a predetermined voltage value to or from the voltage value of the first modulation signal or the voltage value of the second modulation signal, The means is configured to control the adding / subtracting means such that the level of the leakage local oscillation signal component is suppressed.
[0017]
According to this configuration, in addition to the above effects, the level of the local oscillation signal component is suppressed by adding or subtracting a voltage value to or from the voltage value of the first modulation signal or the second modulation signal. Accordingly, the level of the local oscillation signal component can be suppressed, the circuit can be easily manufactured, and the processing time for frequency conversion can be prevented from being prolonged due to the removal of the local oscillation signal.
[0018]
In the frequency conversion device of the present invention, in the above configuration, the detection means mixes the detection local oscillation signal having a frequency different from the frequencies of the first local oscillation signal and the second local oscillation signal with the high frequency signal. By assigning the leaked local oscillation signal component to the low frequency side, by performing frequency conversion so that non-detection signal components other than the leaked local oscillation signal component are assigned to the high frequency side, the non-detection component was removed by a filter. A configuration is adopted in which the leaked local oscillation signal component is detected by detection later.
[0019]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, the leaked local oscillation signal component is frequency-converted to a lower frequency side and then detected by the filter. A local oscillation signal component can be detected.
[0020]
The frequency conversion device of the present invention, in the above-described configuration, a frequency dividing means for generating a frequency-divided signal by frequency-dividing a sampling clock signal when digital-to-analog conversion of the first modulation signal and the second modulation signal is performed, Local oscillation signal generating means for generating a local oscillation signal; and generating the first local oscillation signal and the second local oscillation signal by changing a phase of the local oscillation signal generated by the local oscillation signal generating means. Phase detecting means, wherein the detecting means mixes the local oscillation signal generated by the local oscillation signal generating means with the frequency-divided signal generated by the frequency dividing means, thereby detecting the local area for detection. A configuration for generating an oscillation signal is employed.
[0021]
According to this configuration, in addition to the above-described effects, the local oscillation signal used for frequency conversion from a low frequency signal to a high frequency signal and the local oscillation signal used for detecting a leaked local oscillation signal component are the same. Since the local oscillation signal can be generated by the local oscillation signal generation means, the circuit scale can be reduced, and the noise component generated when the local oscillation signal is generated can be reduced as much as possible.
[0022]
A transmission device according to the present invention employs a configuration including any one of the frequency conversion devices described above.
[0023]
According to this configuration, for example, a local oscillation signal component that leaks when frequency conversion is performed from a baseband signal to a radio frequency is detected, and feedback is performed so that the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed. Since the voltage value of the signal or the second modulation signal is adjusted, and the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed and then the leaked local oscillation signal component is removed, a filter having a steep attenuation characteristic is not required. The scale and the entire transmitter can be reduced, and the interference component included in the transmission signal can be suppressed at a low cost to a level that does not interfere with communication, and the receiver can receive error-free data.
[0024]
In the frequency conversion method according to the present invention, a step of orthogonally modulating an I component of a low frequency signal and a Q component of a low frequency signal to generate a first modulation signal and a second modulation signal having phases different from each other by 90 degrees, A first local oscillation signal and a second local oscillation signal having phases different from each other by 90 degrees are mixed with the first modulation signal and the second modulation signal to change the frequency from the first modulation signal and the second modulation signal to a high frequency signal. Converting, detecting the level of the leakage local oscillation signal component included in the high frequency signal, and adjusting the voltage value of the first modulation signal or the second modulation signal, Suppressing the level of the leaked local oscillation signal component included therein, and removing the leaked local oscillation signal component whose level has been suppressed from the high frequency signal. Was to so that.
[0025]
According to this method, for example, a local oscillation signal component that leaks when frequency conversion is performed from a baseband signal to a radio frequency is detected, and feedback is performed so that the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed. Since the voltage value of the signal or the second modulation signal is adjusted, and the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed and then the leaked local oscillation signal component is removed, a filter having a steep attenuation characteristic is not required. The size and the entire device can be reduced, and the interference component included in the transmission signal can be suppressed at a low cost to a level that does not hinder communication.
[0026]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
The gist of the present invention is a first modulation signal and a second modulation signal having an intermediate frequency different from each other by 90 degrees generated by orthogonally modulating a baseband signal, and a first local oscillation signal and a second modulation signal having a phase different from each other by 90 degrees. A local oscillation signal is mixed and up-converted from an intermediate frequency to a radio frequency to generate a transmission signal, a level of a leaked local oscillation signal component included in the generated transmission signal is detected, and a level of the leaked local oscillation signal component is detected. After adjusting the DC offset voltage values of the first modulation signal and the second modulation signal so that the level is suppressed, the BPF is used to remove the local oscillation signal component whose level is suppressed from the transmission signal.
[0027]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0028]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a diagram showing a transmitting / receiving apparatus 100 according to the first embodiment. Phase shift output quadrature modulator 102, gain variable unit 103a, gain variable unit 103b, D / A converter 104a, D / A converter 104b, LPF (low-pass filter) 105a, LPF 105b, local oscillator 106, phase shifter 107 , The image suppression mixer 108, the distributor 109, the image component detection unit 110, the image control unit 111, the local oscillation signal detection unit 112, the offset control unit 113, and the BPF 114 constitute the frequency conversion device 101.
[0029]
The phase shift output quadrature modulation section 102, which is quadrature modulation means, performs quadrature modulation operation on the I component of the input baseband signal (low frequency signal) and the Q component of the baseband signal, and performs first modulation having a phase difference of 90 degrees from each other. A signal and a second modulated signal are generated. Then, phase shift output quadrature modulation section 102 outputs the first modulation signal to gain variable section 103a and outputs the second modulation signal to gain variable section 103b. The first modulation signal and the second modulation signal output from the phase shift output quadrature modulator 102 are frequency-converted from a baseband frequency to an intermediate frequency.
[0030]
The gain variable section 103a changes the gain of the first modulation signal input from the phase shift output quadrature modulation section 102 based on the control of an image control section 111, which will be described later, and outputs it to the D / A conversion section 104a.
[0031]
The gain variable section 103b changes the gain of the second modulation signal input from the phase shift output quadrature modulation section 102 based on the control of the image control section 111, which will be described later, and outputs it to the D / A conversion section 104b.
[0032]
The D / A conversion section 104a converts the first modulation signal input from the gain variable section 103a from digital to analog, and outputs it to the LPF 105a. Further, the D / A converter 104 a performs D / A conversion by changing the resistance value of the electronic variable resistor under the control of the offset controller 113. The method of changing the resistance value is not limited to the method of changing the resistance using an electronic variable resistor, but may be changed using any other variable resistance.
[0033]
The D / A conversion section 104b converts the second modulation signal input from the gain variable section 103b from digital to analog, and outputs it to the LPF 105b. The D / A converter 104b performs D / A conversion by changing the resistance of the electronic variable resistor under the control of the offset controller 113. The method of changing the resistance value is not limited to the method of changing the resistance using an electronic variable resistor, but may be changed using any other variable resistance.
[0034]
The LPF 105a removes unnecessary components such as the sampling frequency component and the aliasing component included in the first modulation signal input from the D / A conversion unit 104a, and outputs the signal to the image suppression mixer 108.
[0035]
The LPF 105b removes unnecessary components such as the sampling frequency component and the aliasing component included in the second modulation signal input from the D / A conversion unit 104b, and outputs the result to the image suppression mixer 108.
[0036]
The local oscillation unit 106, which is a local oscillation signal generation unit, is an oscillation circuit such as a frequency synthesizer using a voltage controlled oscillator (VCO) controlled by a phase negative feedback control system (PLL), and outputs the generated local oscillation signal. The signal is output to the phase shifter 107 and a reception mixer 120 described later.
[0037]
The phase shifter 107, which is a phase shift unit, changes the phase of the local oscillation signal input from the local oscillation unit 106 using, for example, a distributed constant circuit, so that the first local oscillation signal and the second Two local oscillation signals are generated and output to the image suppression mixer 108.
[0038]
The image suppression type mixer 108 serving as a mixing unit is, for example, a mixer circuit for analog signal processing, and the first and second modulation signals having phases different from each other by 90 degrees from the LPFs 105a and 105b and the phase shifter 107. By mixing and adding or subtracting the first local oscillation signal and the second local oscillation signal, the desired signal is frequency-converted and the level of the unnecessary image component is suppressed.
[0039]
Also, since the image suppression mixer 108 generates a DC offset voltage during frequency conversion, the input is a differential circuit in advance so as not to be affected by the DC offset voltage. By using the differential circuit, only the difference between the inputs becomes effective. Therefore, if the first modulation signal and the second modulation signal input to the image suppression mixer 108 include the same level of DC offset voltage components, the image suppression The output of the mixer 108 does not include a leaked local oscillation signal component due to the influence of the DC offset voltage.
[0040]
However, in practice, deviations in the DC offset voltage occur due to manufacturing variations and environmental changes such as temperature during the production of the image suppression mixer 108, and due to this deviation, the output of the image suppression mixer 108 leaks. A local oscillation signal component is included. Then, the image suppressing mixer 108 outputs a high frequency transmission signal including the leaked local oscillation signal component to the distributor 109. The high-frequency transmission signal output from the image suppression mixer 108 is frequency-converted from an intermediate frequency to a radio frequency.
[0041]
The distributor 109 distributes the high-frequency transmission signal input from the image suppression mixer 108 to the BPF 114, the image component detector 110, and the local signal detector 112.
[0042]
The image component detector 110 detects an image component from the high-frequency transmission signal input from the distributor 109 and outputs the detected image component to the image controller 111.
[0043]
Image control section 111 adjusts the gain of the first modulation signal in gain variable section 103a so that the level of the image component input from image component detection section 110 is suppressed, and controls the second modulation signal in gain variable section 103b. Adjust the signal gain.
[0044]
The local oscillation signal detection unit 112 as a detection unit detects a local oscillation signal component leaked from the high frequency transmission signal input from the distributor 109 and outputs the leaked local oscillation signal component to the offset control unit 113. The voltage value of the leaked local oscillation signal component detected by the local oscillation signal detection unit 112 changes due to the deviation of the DC offset voltage. When the leaked local oscillation signal component is large, the detected voltage value is large, and when the leaked local oscillation signal component is small, the detected voltage value is small. The details of the local oscillation signal detection unit 112 will be described later.
[0045]
The offset control unit 113 includes, for example, an arithmetic unit such as a CPU, a DSP, and an ASIC, and an analog / digital (hereinafter, referred to as “A / D”) converter, and the like. The first modulation signal output from the D / A conversion unit 104a and the D / A conversion unit 104b output the D / A conversion unit 104b such that the level of the leaked local oscillation signal component included in the frequency conversion signal decreases according to the detection level of the component. The offset voltage value of the output second modulation signal is controlled.
[0046]
The BPF 114 serving as a filter unit removes unnecessary spurious components such as leaked local oscillation signal components and image components contained in the high-frequency transmission signal input from the distributor 109 and outputs the signal to the amplification unit 115.
[0047]
Amplifying section 115 amplifies the frequency conversion signal input from BPF 114 to a desired output level, and outputs the signal to duplexer 116 as a transmission signal.
[0048]
Duplexer 116 transmits the transmission signal input from amplifying section 115 from antenna 117. Further, duplexer 116 outputs the received signal received by antenna 117 to low noise amplifier 118.
[0049]
Low-noise amplifier 118 amplifies the received signal input from duplexer 116 and outputs the amplified signal to reception BPF 119.
[0050]
The reception BPF 119 suppresses noise components and the like included in the reception signal input from the low noise amplification unit 118 and outputs the resultant signal to the reception mixer 120.
[0051]
The reception mixer 120 mixes the reception signal input from the reception BPF 119 and the local oscillation signal input from the local oscillation unit 106, converts the frequency, and outputs the resulting signal to the A / D conversion unit 121. The frequency conversion signal output from the reception mixer 120 is frequency-converted from a radio frequency to an intermediate frequency.
[0052]
The A / D conversion unit 121 converts the frequency conversion signal input from the reception mixer 120 from analog to digital, and outputs it to the quadrature demodulation unit 122.
[0053]
The quadrature demodulator 122 quadrature demodulates the frequency-converted signal input from the A / D converter 121 to generate an I component of the baseband signal and a Q component of the baseband signal.
[0054]
Next, details of the local oscillation signal detection unit 112 will be described with reference to FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of the local oscillation signal detection unit 112.
[0055]
The detection local oscillation unit 201 is an oscillation circuit such as a frequency synthesizer using a voltage controlled oscillator (VCO) controlled by a phase negative feedback control system (PLL), and detects a local oscillation signal (detection) for detecting a local oscillation signal. Local oscillation signal) to the mixer 202. The frequency of the local oscillation signal output from the detection local oscillator 201 is different from the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 106.
[0056]
The mixer 202 mixes the local oscillation signal input from the detection local oscillation unit 201 with the high-frequency transmission signal input from the distributor 109, and adjusts the frequency of the leaked local oscillation signal component included in the transmission signal to around DC. In addition to the frequency conversion to the low frequency, the image component (non-detection signal component) is frequency-converted to a higher frequency side than the local oscillation signal component. Then, mixer 202 outputs the frequency-converted transmission signal to filter 203.
[0057]
The filter 203 removes an image component or the like on the higher frequency side than the frequency of the leaked local oscillation signal component included in the transmission signal input from the mixer 202 and outputs the same to the detector 204.
[0058]
Detector 204 detects a leaked local oscillation signal component included in the transmission signal input from filter 203 and outputs the detected signal to offset control section 113. Note that the image component detection unit 110 has the same configuration as the local oscillation signal detection unit 112 except that the image component detection unit 110 also detects an image component, and a description thereof will be omitted.
[0059]
By the way, if the mixer 202 mixes the leaked local oscillation signal component with the local oscillation signal output from the local oscillation unit 106, the mixer 202 directly converts it into a DC voltage. At this time, since the voltage value varies depending on the phase of the input signal, the local oscillation signal detection unit 112 cannot accurately detect the leakage level with the DC voltage. Therefore, by slightly shifting the frequency of the local oscillation signal input to the mixer 202 with respect to the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillation unit 106, it is possible to convert the leaked local oscillation signal to a low frequency that is easily detected. it can. That is, if the frequency of the local oscillation signal input from the detection local oscillator 201 to the mixer 202 is Flo + fa (where Flo is the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillator 106), the signal is input from the distributor 109 to the mixer 202. The frequency of the leaked local oscillation signal component is converted to fa. If the frequency of the local oscillation signal input from the local oscillation unit for detection 201 to the mixer 202 is the same as the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillation unit 106, fa becomes a considerably high frequency. Since the frequency of the leaked local oscillation signal component increases and the desired signal and image component are converted to lower frequencies, it becomes difficult to detect only the leaked local oscillation signal component.
[0060]
Next, the operation of the frequency conversion device 101 will be described with reference to FIGS. FIG. 3 shows the first modulation signal and the second modulation signal output from the D / A converters 104a and 104b. In FIG. 3, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents level.
[0061]
First, the I component of the baseband signal and the Q component of the baseband signal quadrature-modulated by the phase shift output quadrature modulator 102 are converted into D / A converters 104a and 104b as a first modulation signal and a second modulation signal. Output to
[0062]
Next, the D / A converters 104a and 104b perform D / A conversion on the first modulation signal and the second modulation signal. As shown in FIG. 3, the signal output from the D / A converter 104a includes a sampling frequency component 301, which is an unnecessary component generated at the time of D / A conversion due to the influence of the sampling clock, and a sampling frequency on the frequency axis. Fold components 302 and 303, which are unnecessary components generated at symmetric positions with respect to the components, are included. The desired wave 304 to be transmitted as data exists in an area of a lower frequency than the sampling frequency component 301 and the aliasing components 302 and 303. The same applies to the D / A converter 104b, and a description thereof will be omitted.
[0063]
By filtering the output signals of the D / A converters 104a and 104b as shown in FIG. 3 by the LPFs 105a and 105b, the first modulation signal and the second modulation signal become the sampling frequency component 301 other than the desired wave 304 and the aliasing. The signals are input to the image suppression mixer 108 with the components 302 and 303 removed.
[0064]
Next, since the first modulation signal and the second modulation signal input to the image suppression mixer 108 are analog signals having phases different from each other by 90 degrees, the first modulation signal is represented by a (t) cosω1t, The modulation signal is represented by a (t) sin ω1t.
[0065]
Assuming that the frequency of the local oscillation signal is ωc / 2π, the image suppression mixer 108 performs the operations of the following equations (1), (2), and (3).
[0066]
S (t) = a (t) · cosω1t · cosωct + a (t) · sinω1t · sin (−ωct) (1)
S (t) = (a (t) / 2) (cos (ω1 + ωc) t + cos (ω1−ωc) t) + (a (t) / 2) (cos (ω1 + ωc) t−cos (ω1−ωc) t) ... (2)
S (t) = a (t) cos (ω1 + ωc) t (3)
As described above, the image suppression type mixer 108 can cancel the image component (ω1−ωc) / 2 out of the frequency components (ω1 + ωc) / 2 and (ω1−ωc) / 2 of the second-order terms. it can.
[0067]
Next, the image component detection unit 110 detects an image component included in the high-frequency transmission signal output from the image suppression mixer 108. FIG. 4 shows a method of detecting the image component in the image component detection unit 110. 4A shows a frequency conversion signal output from the mixer 202, and FIG. 4B shows a frequency conversion signal output from the filter 203. is there. In FIG. 4, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents level.
[0068]
The image component detection unit 110 mixes the high-frequency transmission signal input from the distributor 109 with the local oscillation signal for detection, converts the frequency of the image component 401 to a low-frequency band near DC, and leaks the local oscillation signal. The components other than the image component 401, such as the signal component 402 and the desired wave 403, are frequency-converted to the high frequency side to obtain the state shown in FIG. Then, the image component detection unit 110 filters and suppresses components other than the low-frequency image component 401 to obtain the state shown in FIG. Subsequently, the image component detection unit 110 detects the image component 401 and outputs the image component 401 to the image control unit 111.
[0069]
It is desirable that the output signal of the image suppression type mixer 108 in which the image component is suppressed in this way be in the ideal state shown in the above equation (3). However, in practice, the output signal of the image suppression mixer 108 contains a leaked local oscillation signal component. This is because there is a difference between the offset voltage included in the first modulation signal and the offset voltage included in the second modulation signal input to the image suppression mixer 108, or the local oscillation signal input to the image suppression mixer 108 is spatially coupled or imperfect. This is caused by jumping into the output side due to a proper ground. In particular, the leakage of the local oscillation signal component caused by the local oscillation signal input to the image suppression mixer 108 jumping to the output side cannot be correlated with the input signal and cannot be predicted. It is difficult to prevent the local oscillation signal component from leaking to the output of the type mixer 108. Therefore, the output signal of the image suppression mixer 108 does not become the above equation (3) in an ideal state but becomes the following equation (4).
[0070]
S (t) = a (t) cos (ω1 + ωc) t + Va × cos (ωct + φ) (4)
Where φ is the phase offset.
[0071]
Next, the local oscillation signal detection unit 112 detects the leaked local oscillation signal component. FIG. 5 illustrates a method of detecting a leaked local oscillation signal component in the local oscillation signal detection unit 112, and FIG. 5A illustrates a frequency conversion signal input to the mixer 202. FIG. 5B shows a frequency conversion signal output from the mixer 202, and FIG. 5C shows a frequency conversion signal output from the filter 203. In FIG. 5, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents level.
[0072]
The local oscillation signal detection unit 112 mixes the desired signal 502 including the leaked local oscillation signal component 501 and the detection local oscillation signal as shown in FIG. The frequency of the oscillation signal component 501 is converted to a low frequency near DC, and the components other than the local oscillation signal component 501 such as the image component 503 and the desired wave 502 are frequency-converted to the high frequency, as shown in FIG. State. Then, the local oscillation signal detection unit 112 filters and removes components other than the local oscillation signal component 501 on the low frequency side to obtain the state shown in FIG. 5C. Subsequently, the local oscillation signal detection unit 112 detects the leaked local oscillation signal component 501 and outputs it to the offset control unit 113.
[0073]
The local oscillation signal detection section 112 converts the local oscillation signal component 501 to a low frequency side near DC and then detects the local oscillation signal component using a filter, so that the specific band of the filter is not reduced, so that the filter can be easily manufactured. Thus, only the local oscillation signal component 501 can be easily detected.
[0074]
Next, the offset control unit 113 performs D / A conversion of the signal by the D / A conversion units 104a and 104b so as to suppress the level of the leaked local oscillation signal component detected by the local oscillation signal detection unit 112. When applying a DC voltage.
[0075]
The output signal of the image suppressing mixer 108 when a DC voltage is applied to the first modulation signal or the second modulation signal can be approximated by the following equation (5) from the above equation (4).
[0076]
S (t) = a (t) cos (ω1 + ωc) t + Va × cos (ωct + φ) + Vb × cos (ωct) (5)
Therefore, the offset control unit 113 determines that Va × cos (ωct + φ) + Vb × cos (ωct) is minimal in order to bring the output of the image suppression mixer 108 closer to the ideal equation (1) from equation (5). The applied DC voltage is changed so that For example, if the offset control unit 113 sets the offset voltage Vb such that Vb = −Va when φ = 0, Va × cos (ωct + φ) + Vb × cos (ωct) becomes 0 and becomes a minimum.
[0077]
FIG. 6 shows a high-frequency transmission signal including the image component 601 output from the image suppression mixer 108, the leaked local oscillation signal component 602, and the desired wave 603. 3 shows a state in which the level of the component 601 is suppressed and a state in which the level of the local oscillation signal component 602 leaked by the offset control unit 113 is suppressed. FIG. 7 shows a state in which the image component 701 and the leaked local oscillation signal component 702 are substantially removed by the BPF 114 from the high frequency transmission signal including the image component 701, the leaked local oscillation signal component 702, and the desired wave 603. FIG. FIG. 8 is a diagram showing required filter characteristics of the BPF 114. 6 to 8, the frequency of the image component is f1, the frequency of the leaked local oscillation signal component is f2, and the frequency of the desired wave is f3. Each of the frequencies f1, f2, and f3 is shown in FIG. It is assumed that the frequencies are the same as the fourteen frequencies f1, f2, and f3. 6 and 7, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents level. In FIG. 8, the horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents attenuation.
[0078]
As shown in FIG. 6, the level of the image component output from the image suppression mixer 108 after the level is suppressed by the image control unit 111 is suppressed from the level r1 to the level r10 (r1> r10). The level of the leaked local oscillation signal component output from the image suppression type mixer 108 whose level is suppressed by the offset control unit 113 is suppressed from the level r1 to the level r11 (r1> r11). Accordingly, as shown in FIGS. 6 and 7, the BPF 114 removes the level of the image component and the level of the leaked local oscillation signal component to levels r2 (r1> r2, r10> r2 and r11> r2) that do not become interference components. For this purpose, it is necessary to remove (r10-r2) dB in the case of an image component, and it is necessary to remove (r11-r2) dB in the case of a leaked local oscillation signal component.
[0079]
Next, the BPF 114 removes the image component whose level is suppressed and the leaked local oscillation signal component from the high frequency transmission signal. At this time, as shown in FIG. 8, the attenuation of the BPF required to remove the leaked local oscillation signal component is (r11-r2) dB, and the attenuation of the BPF required to remove the image component Becomes (r10-r2) dB. Therefore, in order to remove the leaked local oscillation signal component to a level that does not become an interference component, the BPF 114 needs to have an attenuation of (r11-r12) dB between the frequencies f3 and f2. . As is clear from the comparison of the attenuation from the reference value R in FIG. 8 with FIG. 14 showing the attenuation required of the conventional BPF, when the level of the leaked local oscillation signal component is suppressed, a sharp It is not necessary to use a BPF having an attenuation characteristic.
[0080]
As described above, according to the first embodiment, the offset control unit controls so as to suppress the local oscillation signal component included in the high-frequency transmission signal detected by the local oscillation signal detection unit, so that the steepness is sharp. A BPF having an attenuation characteristic is not required, so that the circuit size and the device are not increased in size and inexpensive, and the interference component included in the transmission signal can be suppressed to a level that does not hinder communication. .
[0081]
(Embodiment 2)
FIG. 9 is a diagram showing a configuration of the transmission / reception apparatus 900 according to the second embodiment. The transmission / reception apparatus 900 has the addition / subtraction unit 902 added to the transmission / reception apparatus 100 according to Embodiment 1 shown in FIG. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0082]
Phase shift output quadrature modulator 102, gain variable unit 103a, gain variable unit 103b, D / A converter 104a, D / A converter 104b, LPF (low-pass filter) 105a, LPF 105b, local oscillator 106, phase shifter 107 , The image suppression mixer 108, the distributor 109, the image component detection unit 110, the image control unit 111, the local oscillation signal detection unit 112, the offset control unit 113, the BPF 114, and the addition / subtraction unit 902 constitute a frequency conversion device 901. .
[0083]
The addition / subtraction unit 902 is, for example, a digital signal processing circuit, and adds or subtracts a fixed value to or from the second modulation signal output from the phase shift output quadrature modulation unit 102 based on the control of the offset control unit 113 to obtain a D / A conversion unit 104b. That is, when the DC offset voltage included in the first modulation signal and the DC offset voltage included in the second modulation signal input to the image suppression mixer 108 are different, or the DC offset voltage varies within the image suppression mixer 108. In this case, the DC offset voltage component is included in the high-frequency transmission signal output from the image suppression mixer 108 due to the deviation of the DC offset voltage. Therefore, the addition / subtraction unit 902 adds / subtracts the DC offset voltage Vb under the control of the offset control unit 113 so that Va × cos (ωct + φ) + Vb × cos (ωct) becomes minimum according to the above equation (5).
[0084]
As described above, according to the second embodiment, in addition to the effect of the first embodiment, the leaked local oscillation signal component can be suppressed only by adding or subtracting the offset voltage value. Since the leaked local oscillation signal component can be suppressed with a simple circuit configuration, the circuit scale can be reduced and the entire device can be downsized, and the device can be manufactured at low cost.
[0085]
The second embodiment can be applied to the first embodiment.
[0086]
(Embodiment 3)
FIG. 10 is a diagram showing a configuration of a transmitting / receiving apparatus 1000 according to the third embodiment. In FIG. 10, parts having the same configuration as in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0087]
Phase shift output quadrature modulator 102, gain variable unit 103a, gain variable unit 103b, D / A converter 104a, D / A converter 104b, LPF (low-pass filter) 105a, LPF 105b, local oscillator 106, phase shifter 107 , The image suppression mixer 108, the distributor 109, the image component detection unit 1002, the image control unit 111, the local oscillation signal detection unit 1003, the offset control unit 113, and the BPF 114 constitute a frequency conversion device 1001.
[0088]
The local oscillation unit 106 is an oscillation circuit such as a frequency synthesizer using a voltage controlled oscillator (VCO) controlled by a phase negative feedback control system (PLL), and converts the generated local oscillation signal into a phase shifter 107 and a reception mixer. 120, an image component detection unit 1002 and a local oscillation signal detection unit 1003.
[0089]
The image component detection unit 1002 detects an image component from the high frequency transmission signal input from the distributor 109 using the local oscillation signal input from the local oscillation unit 106, and outputs the image component to the image control unit 111.
[0090]
Local oscillation signal detection section 1003 detects a local oscillation signal component leaked from a high-frequency transmission signal input from distributor 109 using a local oscillation signal input from local oscillation section 106 and outputs the leaked local oscillation signal component to offset control section 113. I do. The details of the local oscillation signal detection unit 1003 will be described later.
[0091]
FIG. 11 shows a configuration of the local oscillation signal detection unit 1003.
[0092]
Local oscillation signal detecting section 1003 is different from local oscillation signal detecting section 112 according to Embodiment 1 shown in FIG. 2 in that a frequency divider 1101 and a second mixer 1102 are added and local oscillation section 201 is deleted. I have. The same components as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0093]
The frequency divider 1101 divides the frequency of a sampling clock signal used for D / A conversion by the D / A converters 104a and 104b, generates a frequency-divided signal, and outputs the frequency-divided signal to the second mixer 1102.
[0094]
The second mixer 1102 mixes the local oscillation signal input from the local oscillation unit 106 with the frequency-divided signal input from the frequency divider 1101 to perform frequency conversion, and converts the local oscillation signal for detecting the local oscillation signal component into the mixer 202. Output to Since the frequency of the sampling clock signal is divided and mixed with the local oscillation signal input from the local oscillation unit 106, the frequency can be slightly shifted from the frequency of the local oscillation signal output from the local oscillation unit 106. Only the leaked local oscillation signal component can be frequency-converted to a lower frequency. Note that the configuration of the image component detection unit 1002 is the same as that of FIG. 11 except that an image component is detected instead of the leaked local oscillation signal component, and a description thereof will be omitted.
[0095]
As described above, according to the third embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the local oscillation signal for detecting an image component, the local oscillation signal for detecting a local oscillation signal, and the image suppressing mixer 108 are used. Since the local oscillation signal for frequency conversion to be used is generated by one local oscillation unit 106, the circuit configuration can be simplified, miniaturized, and inexpensive. Further, since the total number of local oscillators in the entire apparatus can be reduced, noise generated by the local oscillator can be reduced as much as possible.
[0096]
Note that the third embodiment can be applied to the first embodiment or the second embodiment.
[0097]
The transmitting and receiving apparatuses described in Embodiments 1 to 3 can be applied to a base station apparatus or a communication terminal apparatus.
[0098]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to reduce the interference component included in the transmission signal to a level that does not interfere with communication without inexpensively increasing the circuit scale and the entire device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitting / receiving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a local oscillation signal detection unit according to Embodiment 1 of the present invention.
FIG. 3 is a diagram showing a spectrum after D / A conversion.
FIG. 4 is a diagram showing a spectrum when detecting an image component.
FIG. 5 is a diagram showing a spectrum when a local oscillation signal component is detected.
FIG. 6 is a diagram showing a spectrum after suppressing the levels of an image component and a local oscillation signal component;
FIG. 7 is a diagram showing a spectrum after removing an image component and a local oscillation signal component by a BPF.
FIG. 8 is a diagram showing a required filter characteristic of a BPF.
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a transmitting / receiving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transmission / reception apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of a local oscillation signal detection unit according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission device.
FIG. 13 is a diagram showing a conventional image component and a local oscillation signal.
FIG. 14 is a diagram showing filter characteristics required for a BPF of a conventional frequency converter.
[Explanation of symbols]
101 Frequency converter
102 Phase shift output quadrature modulator
103a, 103b variable gain section
104a, 104b D / A converter
106 Local oscillator
107 phase shifter
108 Image Suppression Mixer
109 distributor
110 Image Component Detector
111 Image control unit
112 local oscillation signal detector
113 Offset control unit
114 BPF

Claims

Orthogonal modulation means for orthogonally modulating the I component of the low frequency signal and the Q component of the low frequency signal to generate a first modulation signal and a second modulation signal having phases different from each other by 90 degrees;
A first local oscillation signal and a second local oscillation signal having phases different from each other by 90 degrees, and the first modulation signal and the second modulation signal generated by the quadrature modulation means are mixed to mix the first modulation signal and the second modulation signal. Mixing means for frequency-converting the second modulated signal to a high-frequency signal;
Detecting means for detecting the level of a leaked local oscillation signal component included in the high-frequency signal frequency-converted by the mixing means,
An offset control unit that adjusts a voltage value of the first modulation signal or the second modulation signal to suppress the level of the leakage local oscillation signal component included in the high-frequency signal detected by the detection unit; ,
Filter means for removing the leakage local oscillation signal component whose level has been suppressed by the offset control means from the high frequency signal,
A frequency conversion device comprising:

Digital / analog conversion means for converting the first modulation signal and the second modulation signal generated by the quadrature modulation means from a digital signal to an analog signal, wherein the offset control means 2. The frequency converter according to claim 1, wherein the level of the leakage local oscillation signal component is suppressed by changing a voltage value at the time of digital / analog conversion.

An adder / subtractor for adding or subtracting a predetermined voltage value to or from the voltage value of the first modulation signal or the voltage value of the second modulation signal, wherein the offset control means adjusts the level of the leakage local oscillation signal component 2. The frequency conversion device according to claim 1, wherein said addition / subtraction means is controlled so as to be suppressed.

The detection means mixes the high frequency signal with the local oscillation signal for detection having a frequency different from the frequency of the first local oscillation signal and the second local oscillation signal, thereby reducing the leakage local oscillation signal component to a low frequency. Side, and the frequency conversion is performed so that non-detection signal components other than the leakage local oscillation signal component are allocated to the high frequency side, and after detecting the non-detection component by a filter, the leakage local oscillation signal component is detected to detect the leakage local oscillation signal component. The frequency converter according to claim 1, wherein the frequency conversion is detected.

Frequency dividing means for generating a frequency-divided signal by frequency-dividing a sampling clock signal for digital-to-analog conversion of the first modulation signal and the second modulation signal; and a local oscillation signal generating means for generating a local oscillation signal Phase shift means for generating the first local oscillation signal and the second local oscillation signal by changing the phase of the local oscillation signal generated by the local oscillation signal generation means, and wherein the detection means comprises: The detection local oscillation signal is generated by mixing the local oscillation signal generated by the local oscillation signal generation means and the frequency-divided signal generated by the frequency division means. 5. The frequency converter according to 4.

A transmission device comprising the frequency conversion device according to claim 1.

Orthogonally modulating the I component of the low frequency signal and the Q component of the low frequency signal to generate a first modulation signal and a second modulation signal having phases different from each other by 90 degrees;
A first local oscillation signal and a second local oscillation signal having phases different from each other by 90 degrees, and the first modulation signal and the second modulation signal are mixed to change the first modulation signal and the second modulation signal to a high frequency signal. Frequency converting;
Detecting the level of a leaky local oscillation signal component contained in the high frequency signal,
Adjusting the voltage value of the first modulation signal or the second modulation signal to suppress the level of the leakage local oscillation signal component included in the high frequency signal;
Removing the leaked local oscillation signal component whose level has been suppressed from the high frequency signal;
A frequency conversion method comprising: