JP2004333358A - Air flow rate detection device - Google Patents
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Abstract
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気流量検出装置に係り、詳しくは、発熱抵抗を用いた熱式の空気流量検出装置に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年、自動車用エンジンには、低公害化および低燃費化を図るため、電子制御式燃料噴射装置を備えたものが広く使用されている。
電子制御式燃料噴射装置を備えたエンジンでは、吸入空気に燃料を噴射して混合気を生成することから、燃料の噴射量を最適化するため、吸入空気の空気流量を正確に検出することが必要である。
空気流量を検出するための空気流量検出装置には種々の方式があるが、発熱抵抗体(または熱線)を用いる熱式(または熱線式)は、質量空気流量を直接検出可能であるため、自動車用エンジンには好適である。
【0003】
従来より、発熱抵抗を含む4個の抵抗からなる2組のブリッジ回路と、各ブリッジ回路における各発熱抵抗の端子電圧の差電圧を増幅する差動増幅器とを備え、その差動増幅器の出力電圧を空気流量に対応した空気流量信号とし、当該出力電圧の正負に基づいて空気流の正逆方向を検出するようにした熱式の空気流量検出装置(空気流量計)が提案されている(例えば、特許文献1,2参照。)。
【0004】
また、発熱抵抗を含む5個の抵抗からなるブリッジ回路と、発熱抵抗に流れる電流を出力電流に変換するオペアンプおよびトランジスタ等から構成された「カレントミラー回路」とを備え、当該出力電流を空気流量に対応した空気流量信号とする熱式の空気流量検出装置(空気流量計)が提案されている(例えば、特許文献3参照。)。
ちなみに、特許文献3では、オペアンプおよびトランジスタ等から構成された回路を「カレントミラー回路」と呼んでいるが、一般的には、このような回路をカレントミラー回路とは呼ばない。
【0005】
【特許文献1】
特開平7−280613号公報(第4〜7頁、図1、図2、図3)
【特許文献2】
特開平8−105780号公報(第2〜3頁、図5、図6、図7)
【特許文献3】
特開平6−102073号公報(第3頁、図1、図3、図4)
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
図10は、従来より本出願人が実用化している空気流量検出装置100を示す概略構成図である。
空気流量検出装置100は、発熱抵抗(ヒータ抵抗)Rh、温度補償用抵抗Rc、リード線WJ、回路ケース102、検出回路104などから構成され、自動車用エンジンの吸気管IMの途中に設けられている。
【0007】
発熱抵抗Rhおよび温度補償用抵抗Rcは、温度変化に敏感に反応して抵抗値が変化する感温性の導電材料(例えば、白金、タングステンなど)からなり、具体的には、絶縁基板材上に形成された感温性導電材料の薄膜や、絶縁筒体に巻回された感温性導電材料の線材などから形成されている。
尚、各抵抗Rh,Rcのうち少なくとも発熱抵抗Rhを感温性導電材料の線材によって形成した場合は、熱線式の空気流量検出装置と呼ばれる。
【0008】
各抵抗Rh,Rcは、吸気管IMにおいてスロットルバルブ(図示略)よりも上流側に設けられたベンチュリIMaの最狭部に離間して配置されている。そして、各抵抗Rh,Rcの両端部からそれぞれ引き出されたリード線WJは、吸気管IMの外側に取り付けられた回路ケース102に接続されている。
【0009】
回路ケース102内には検出回路104が収容されている。
空気流量検出装置100は、吸気管IM内をエンジンの燃焼室(図示略)へ向けて矢印A方向に流れる空気の流量を各抵抗Rh,Rcによって検出し、その空気流量に対応した空気流量信号Voを検出回路104から出力する。
【0010】
図11は、検出回路104の電気的構成を示す回路図である。
検出回路104は、抵抗(基準用抵抗)Rs、抵抗(流量調整用抵抗)Ra、差動増幅器Da、電流制御用トランジスタTa、ボルテージフォロア110、反転増幅回路112から構成されている。そして、検出回路104には自動車の車載バッテリ(図示略)から直流電源VBが供給されている。
【0011】
抵抗Rsと発熱抵抗Rhは直列に接続され、抵抗Raと温度補償用抵抗Rcは直列に接続され、各抵抗Rs,Rhと各抵抗Ra,Rcとは並列に接続され、各抵抗Rs,Raにおける各抵抗Rh,Rcに接続されている側とは反対側の端子は接地され、4個の抵抗Rs,Rh,Ra,Rcからなるブリッジ回路が構成されている。
ここで、温度補償用抵抗Rcは発熱抵抗Rhよりも十分に大きな抵抗値に設定されている。
また、発熱抵抗Rhが十分に発熱した状態で、各抵抗Rh,Rsと各抵抗Rc,Raの抵抗値比が完全に一致するように設計されている。
【0012】
電流制御用トランジスタTaはNPNトランジスタであり、そのコレクタは直流電源VBに接続され、そのエミッタは各抵抗Rh,Rcにおける各抵抗Rs,Raに接続されている側とは反対側の端子に接続されている。
【0013】
差動増幅器Daはオペアンプによって構成され、その非反転入力端子は各抵抗Rs,Rh間の接続点Naに接続され、その反転入力端子は各抵抗Ra,Rc間の接続点Nbに接続され、その出力端子は電流制御用トランジスタTaのベースに接続されている。
【0014】
ボルテージフォロア110はオペアンプによって構成され、その入力端子は接続点Naに接続され、その出力端子は反転増幅回路112の入力抵抗R4に接続されている。
【0015】
反転増幅回路112は、オペアンプOPおよび各抵抗R1〜R4から構成されている。
各抵抗R1,R2は直流電源VBと接地間に直列接続され、各抵抗R1,R2の抵抗値比によって直流電源VBの電圧が分圧され、各抵抗R1,R2の接続点から基準電圧Vrが生成されている。
【0016】
オペアンプOPの非反転入力端子には、基準電圧Vrが入力されている。また、オペアンプOPの反転入力端子は、負帰還抵抗R3を介して出力端子に接続されると共に、入力抵抗R4を介してボルテージフォロア110の出力端子に接続されている。そして、オペアンプOPの出力端子から電圧信号である空気流量信号Voが出力される。
【0017】
次に、空気流量検出装置100の動作について説明する。
差動増幅器Daは、各接続点Na,Nb間の電位差(発熱抵抗Rhの端子間電圧と温度補償用抵抗Rcの端子間電圧との電位差)に基づいて、電流制御用トランジスタTaを制御することにより、直流電源VBから各抵抗Rh,Rcへ流れる電流を制御し、各接続点Na,Nb間の電位差がゼロになるようにすることで、各抵抗Rh,Rcの抵抗値比を一定に保つように制御する。
【0018】
このとき、吸気管IM内を空気が流れると、その空気流量が多いほど発熱抵抗Rhが冷却されて温度が下がり抵抗値が減少しようとする。そこで、発熱抵抗Rhの温度を上げて抵抗値を元の値に戻して一定に保つように、差動増幅器Daが電流制御用トランジスタTaを制御し、発熱抵抗Rhに流れる電流が増加される。すると、接続点Naの電位Viが上昇する。
【0019】
つまり、吸気管IM内の空気流量が多いほど、発熱抵抗Rhに流れる電流が増加され、接続点Naの電位Viが上昇する。従って、接続点Naの電位Viは、吸気管IM内の空気流量に対応した電位値になる。
【0020】
ここで、温度補償用抵抗Rcは発熱抵抗Rhよりも十分に大きな抵抗値に設定されているため、温度補償用抵抗Rcには発熱抵抗Rhより少ない電流しか流れない。そのため、温度補償用抵抗Rcの温度は、吸気管IM内の空気温度とほぼ等しくなる。
また、吸気管IM内を流れる空気の流速が速いほど、各抵抗Rh,Rcが冷却されて温度が下がるが、各抵抗Rh,Rcの感温性を同一に設定しておけば、空気流速による各抵抗Rh,Rcの温度変化は同じになる。
【0021】
従って、各抵抗Rh,Rcへ流れる電流を制御し、各接続点Na,Nb間の電位差がゼロになるようにして各抵抗Rh,Rcの抵抗値比を一定に保つようにすれば、吸気管IM内の空気流速に関係なく吸気管IM内の空気温度と発熱抵抗Rhの温度との差を一定温度に保つことができる。
【0022】
つまり、差動増幅器Daおよび電流制御用トランジスタTaは、吸気管IM内の空気流速に関係なく吸気管IM内の空気温度と発熱抵抗Rhの温度との差を一定温度に保つように制御していることになる。
【0023】
そして、温度補償用抵抗Rcは、吸気管IM内の空気温度による発熱抵抗Rhの温度変化を補償するように機能する。
また、抵抗Rsの抵抗値を調整することにより、吸気管IM内の空気流量に対する接続点Naの電位Viを適宜設定することができる。
【0024】
そして、接続点Naの電位Viは、ボルテージフォロア110を介して、反転増幅回路112へ入力される。
尚、ボルテージフォロア110を設けているのは、接続点Naから入力抵抗R4へ電流が流れることにより接続点Naの電位Viが変動するのを防止するためである。
反転増幅回路112は、接続点Naの電位(入力電圧)Viを電圧増幅して空気流量信号(出力電圧)Voを生成する。
【0025】
ここで、反転増幅回路112の増幅度(ゲイン)Gは、入力抵抗R4と負帰還抵抗R3の抵抗値に基づき、負帰還抵抗R3の抵抗値(「R3」と記載する)を入力抵抗R4の抵抗値(「R4」と記載する)で除算した値(G=R3/R4)になる。
【0026】
そして、空気流量信号(出力電圧)Voは、接続点Naの電位(入力電圧)Vi、増幅度G、電圧Vpに基づき、式(1)によって求められる。
尚、電圧Vpは、各抵抗値R3,R4および基準電圧Vrに基づき、式(2)によって求められる。
【0027】
Vo=Vp−G・Vi=Vp−(R3/R4)・Vi ………式(1)
【0028】
Vp=Vr・(R4+R3)/R4 ………式(2)
【0029】
そのため、各抵抗R1,R2の抵抗値を調整して基準電圧Vrを任意に設定することにより、接続点Naの電位Viに対する空気流量信号Voの電位を適宜設定することができる。
【0030】
従来の空気流量検出装置100には、以下の問題があった。
(1)空気流量検出装置100において、空気流量信号Voの電圧レベルを高くして検出感度を高めるには、式(1)に示すように、反転増幅回路112の増幅度(ゲイン)Gを高く設定する必要がある。
しかし、反転増幅回路112で用いられる実際のオペアンプOPにはオフセットがある。
【0031】
そのため、反転増幅回路112の増幅度Gを高く設定すると、空気流量信号Voに含まれるオペアンプOPの出力オフセット電圧も増幅度Gの増大分だけ高くなってしまい、その出力オフセット電圧分だけ空気流量信号Voに誤差が生じることになる。
【0032】
従って、空気流量信号Voの電圧レベルを高くすることによる空気流量検出装置100の高感度化に対して、空気流量信号Voの誤差が大きくなり、空気流量の検出精度が低下するという問題があった。
【0033】
そこで、オペアンプOPの出力オフセット電圧を減少させるために、オフセットヌル端子を備えたオペアンプOPを使用し、そのオフセットヌル端子に可変抵抗を接続し、その可変抵抗の中間端子にマイナス電圧を印加し、接続点Naの電位(入力電圧)Viがゼロのときに空気流量信号(出力電圧)Voもゼロになるように可変抵抗を調整(中間端子に接続された可動片の位置調整)することが考えられる。
【0034】
しかし、その場合には、オフセットヌル端子を備えたオペアンプOP、可変抵抗、マイナス電源を用意しなければならず、部品点数が多くなって部品コストが高くなるという問題がある。加えて、可変抵抗の調整に手間を要することから製造コストが高くなるという問題もある。
【0035】
ところで、特許文献1,2の空気流量検出装置は、2組のブリッジ回路における各発熱抵抗の端子電圧の差電圧を増幅する差動増幅器を備えているが、その差動増幅器の出力レベルを高くして空気流量の検出感度を上げるには、当該差動増幅器の増幅度を高くしなければならない。
【0036】
そのため、特許文献1,2の前記差動増幅器をオペアンプによって構成する場合には、前記した空気流量検出装置100と同様の問題がある。また、オペアンプを使用せずにディスクリート回路などで特許文献1,2の前記差動増幅器を構成する場合にも、差動増幅器には出力オフセット電圧が生じるため、前記した空気流量検出装置100と同様の問題がある。
【0037】
(2)ブリッジ回路を構成する各抵抗Rh,Rc,Rs,Raは、発熱抵抗Rhが十分に発熱した状態で、各抵抗Rh,Rsと各抵抗Rc,Raの抵抗値比が完全に一致するように設計されている。
【0038】
このとき、オペアンプによって構成されている差動増幅器Daの入力オフセット電圧がゼロであると、電流制御用トランジスタTaのエミッタ電位(各抵抗Rh,Rcの共通端子の電位)の変動に対して差動増幅器Daの出力レベルが追従せず、ブリッジ回路および差動増幅器Daから構成される回路は、安定な電圧状態でなくなって発振を起こしてしまう。
【0039】
そこで、従来の空気流量検出装置100では、差動増幅器Daの入力オフセット電圧を十分に大きなマイナス電圧値(例えば、−3mV程度)に設定することにより、電流制御用トランジスタTaのエミッタ電位の変動に対して差動増幅器Daの出力レベルを追従させ、ブリッジ回路および差動増幅器Daから構成される回路を安定な電圧状態にして発振を防止している。
【0040】
しかし、オペアンプは一般的に室温におけるオフセットとオフセットの温度特性が一次の相関にあるため、オペアンプによって構成されている差動増幅器Daにおいて、入力オフセット電圧を大きく設定すると、温度ドリフト(入力オフセット電圧が周囲の温度変化によって変動を起こす現象)が大きくなってしまう。
【0041】
その結果、空気流量検出装置100における空気流量の検出精度が低下するという問題があった。
【0042】
ところで、オペアンプを使用せずにディスクリート回路などで差動増幅器Daを構成する場合にも、差動増幅器Daには入力オフセット電圧が生じ、その入力オフセット電圧を大きく設定すると温度ドリフトも大きくなるため、前記した空気流量検出装置100と同様の問題がある。
【0043】
そこで、差動増幅器Daの温度ドリフトを補正するための補正回路を検出回路104に追加することが考えられる。
しかし、その場合には、補正回路の分だけ部品点数が多くなるため、部品コストが高くなるという問題がある。加えて、補正回路を確実に機能させるには、差動増幅器Daの温度ドリフト特性に合わせて補正回路の補正特性を最適に調整する必要があり、その調整に手間を要することから製造コストが高くなるという問題もある。
【0044】
ところで、特許文献1〜3の空気流量検出装置についても、発熱抵抗を含む複数個の抵抗からなるブリッジ回路を用いるため、前記した空気流量検出装置100と同様の問題がある。
【0045】
本発明は上記問題を解決するためになされたものであって、その目的は、空気流量の検出精度が高い空気流量検出装置を低コストに提供することにある。
【0046】
【課題を解決するための手段・作用および発明の効果】
(請求項1)
係る目的を達成するためになされた請求項1に記載の発明は、空気流路内に流れる空気流量を検出し、その空気流量に対応した空気流量信号を出力する空気流量検出装置であって、
前記空気流路内に設けられた発熱抵抗と、
前記空気流路内にて前記発熱抵抗と離間して配置された温度補償用抵抗と、
前記発熱抵抗の端子間電圧と前記温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から前記発熱抵抗および前記温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と前記発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ電流制御回路と、
前記発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記空気流量信号として出力する二連出力形のカレントミラー回路と
を備えたことを技術的特徴とする。
【0047】
従って、請求項1に記載の発明では、従来の熱式空気流量検出装置のように発熱抵抗を含む複数個の抵抗からなるブリッジ回路を設けるのではなく、発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を温度補償用抵抗へ流すと共に、発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を空気流量信号として出力する二連出力形のカレントミラー回路を設けている。
【0048】
そのため、請求項1に記載の発明によれば、前記ブリッジ回路に起因する回路の不安定性や温度ドリフトの影響を受けることなく、空気流路内の空気流速に関係なく空気流路内の空気温度と発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ制御を電流制御回路が確実に行うことが可能になり、空気流量の検出精度を高めることができる。
【0049】
また、請求項1に記載の発明によれば、前記ブリッジ回路に起因する回路の不安定性や温度ドリフトの影響を補正するための補正回路が必要ないため、その補正回路の部品コストおよび製造コストの分だけ、空気流量検出装置の低コストかを図ることができる。
【0050】
そして、請求項1に記載の発明によれば、空気流量信号が電流信号であるため、空気流量信号が入力される外部装置と空気流量検出装置とを接続するコネクタ部分の接触抵抗の影響により、外部装置に入力誤差が生じるのを防止できる。
【0051】
(請求項2)
次に、請求項2に記載の発明は、空気流路内に流れる空気流量を検出し、その空気流量に対応した空気流量信号を出力する空気流量検出装置であって、
前記空気流路内に設けられた第1発熱抵抗と、
前記空気流路内にて第1発熱抵抗と離間して配置された第1温度補償用抵抗と、
第1発熱抵抗の端子間電圧と第1温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から第1発熱抵抗および第1温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と第1発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ第1電流制御回路と、
第1発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した第1電流を出力する二連出力形の第1カレントミラー回路と、
前記空気流路内に設けられた第2発熱抵抗と、
前記空気流路内にて第2発熱抵抗と離間して配置された第2温度補償用抵抗と、
第2発熱抵抗の端子間電圧と第2温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から第2発熱抵抗および第2温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と第2発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ第2電流制御回路と、
第2発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した第2電流を出力する二連出力形の第2カレントミラー回路と、
第1カレントミラー回路の出力した第1電流と、第2カレントミラー回路の出力した第2電流との差電流を生成し、その差電流を前記空気流量信号として出力する差電流出力回路と
を備え、
前記空気流内を正方向に空気が流れると第2発熱抵抗に比べて第1発熱抵抗の方が冷却されて温度が下がり、前記空気流内を逆方向に空気が流れると第1発熱抵抗に比べて第2発熱抵抗の方が冷却されて温度が下がるように第1発熱抵抗および第2発熱抵抗が配置されていることを技術的特徴とする。
【0052】
従って、請求項2に記載の発明によれば、請求項1と同様の作用・効果を得ることができる。
また、請求項2に記載の発明によれば、第1カレントミラー回路の出力した第1電流と第2カレントミラー回路の出力した第2電流との差電流が空気流量信号になるため、その空気流量信号に基づいて空気流路内を流れる空気の正逆方向を検出することができる。
【0053】
(請求項3)
次に、請求項3に記載の発明は、請求項1または請求項2に記載の空気流量検出装置において、電流信号である前記空気流量信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路を備えたことを技術的特徴とする。
従って、請求項3に記載の発明によれば、電圧信号である空気流量信号を空気流量検出装置から出力することが可能になる。
【0054】
(用語の説明)
尚、上述した[特許請求の範囲]および[課題を解決するための手段および発明の効果]に記載した構成要素と、後述する[発明の実施の形態]に記載した構成部材との対応関係は以下のようになっている。
「空気流路」は、吸気管IMに該当する。
「電流制御回路」は、差動増幅器Daおよび電流制御用トランジスタTaから構成される。
【0055】
「第1発熱抵抗」は、発熱抵抗Rhaに該当する。
「第1温度補償用抵抗」は、温度補償用抵抗Rcaに該当する。
「第1電流制御回路」は、検出回路12aの差動増幅器Daおよび電流制御用トランジスタTaから構成される。
「第1電流」は、コレクタ電流Icaに該当する。
「第1カレントミラー回路」は、カレントミラー回路14aに該当する。
【0056】
「第2発熱抵抗」は、発熱抵抗Rhbに該当する。
「第2温度補償用抵抗」は、温度補償用抵抗Rcbに該当する。
「第2電流制御回路」は、検出回路12bの差動増幅器Daおよび電流制御用トランジスタTaから構成される。
「第2電流」は、コレクタ電流Icbに該当する。
「第2カレントミラー回路」は、カレントミラー回路14bに該当する。
「差電流」は、電流Ixに該当する。
「差電流出力回路」は、カレントミラー回路54および各カレントミラー回路14a,14bの各トランジスタTdから構成される。
【0057】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を具体化した第1〜第3実施形態の空気流量検出装置について図面を参照しながら説明する。
尚、各実施形態において、図10および図11に示した従来の形態と同一構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略してある。また、第2および第3実施形態において、第1実施形態と同一構成部材については符号を等しくしてその詳細な説明を省略してある。
【0058】
[第1実施形態]
図10は、第1実施形態の空気流量検出装置10を示す概略構成図である。
空気流量検出装置10は、発熱抵抗(ヒータ抵抗)Rh、温度補償用抵抗Rc、リード線WJ、回路ケース102、検出回路12などから構成され、自動車用エンジンの吸気管IMの途中に設けられている。
【0059】
回路ケース102内には検出回路12が収容されている。
そして、空気流量検出装置10は、吸気管IM内をエンジンの燃焼室(図示略)へ向けて矢印A方向に流れる空気の流量を各抵抗Rh,Rcによって検出し、その空気流量に対応した空気流量信号Voを検出回路12から出力する。
【0060】
図1は、第1実施形態における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
検出回路12は、差動増幅器Da、電流制御用トランジスタTa、カレントミラー回路14、電流電圧変換回路(I−V変換器)16から構成されている。そして、検出回路12には自動車の車載バッテリ(図示略)から直流電源VBが供給されている。
【0061】
カレントミラー回路14は、3個のNPNトランジスタTb,Tc,Tdから構成されたワイドラー型の二連出力形カレントミラー回路である。
各トランジスタTb〜Tdのエミッタは接地され、入力側トランジスタTbのベースは出力側の各トランジスタTc,Tdのベースに結合されている。
尚、各トランジスタTb〜Tdのエミッタ接地電流増幅率β(hFE)は十分に高い値に設定されている。
【0062】
入力側トランジスタTbはベースとコレクタを結合したダイオード接続にされており、入力側トランジスタTbのベースおよびコレクタは、接続点Niにて発熱抵抗Rhに接続されている。
出力側トランジスタTcのコレクタは、接続点Noにて温度補償用抵抗Rcに接続されている。
【0063】
温度補償用抵抗Rcは発熱抵抗Rhよりも十分に大きな抵抗値に設定されている。
電流制御用トランジスタTaはNPNトランジスタであり、そのコレクタは直流電源VBに接続され、そのエミッタは各抵抗Rh,Rcにおける各接続点Ni,Noに接続されている側とは反対側の端子に接続されている。
【0064】
差動増幅器Daはオペアンプによって構成され、その非反転入力端子は接続点Niに接続され、その反転入力端子は接続点Noに接続され、その出力端子は電流制御用トランジスタTaのベースに接続されている。
【0065】
電流電圧変換回路16は、オペアンプOPおよび各抵抗R1〜R3から構成されている。
各抵抗R1,R2は直流電源VBと接地間に直列接続され、各抵抗R1,R2の抵抗値比によって直流電源VBの電圧が分圧され、各抵抗R1,R2の接続点から基準電圧Vrが生成されている。
【0066】
オペアンプOPの非反転入力端子には、基準電圧Vrが入力されている。また、オペアンプOPの反転入力端子は、負帰還抵抗R3を介して出力端子に接続されると共に、カレントミラー回路14の出力側トランジスタTdのコレクタに接続されている。そして、オペアンプOPの出力端子から電圧信号である空気流量信号Voが出力される。
【0067】
(第1実施形態の動作)
次に、第1実施形態の空気流量検出装置10の動作について説明する。
差動増幅器Daは、各接続点Ni,No間の電位差(発熱抵抗Rhの端子間電圧と温度補償用抵抗Rcの端子間電圧との電位差)に基づいて、電流制御用トランジスタTaを制御することにより、直流電源VBから各抵抗Rh,Rcへ流れる電流を制御し、各接続点Ni,No間の電位差がゼロになるようにすることで、各抵抗Rh,Rcの抵抗値比を一定に保つように制御する。
【0068】
このとき、吸気管IM内を空気が流れると、その空気流量が多いほど発熱抵抗Rhが冷却されて温度が下がり抵抗値が減少しようとする。そこで、発熱抵抗Rhの温度を上げて抵抗値を元の値に戻して一定に保つように、差動増幅器Daが電流制御用トランジスタTaを制御し、発熱抵抗Rhに流れる電流が増加される。
つまり、吸気管IM内の空気流量が多いほど、発熱抵抗Rhに流れる電流が増加される。
【0069】
ここで、温度補償用抵抗Rcは発熱抵抗Rhよりも十分に大きな抵抗値に設定されているため、温度補償用抵抗Rcには発熱抵抗Rhより少ない電流しか流れない。そのため、温度補償用抵抗Rcの温度は、吸気管IM内の空気温度とほぼ等しくなる。
また、吸気管IM内を流れる空気の流速が速いほど、各抵抗Rh,Rcが冷却されて温度が下がるが、各抵抗Rh,Rcの感温性を同一に設定しておけば、空気流速による各抵抗Rh,Rcの温度変化は同じになる。
【0070】
従って、各抵抗Rh,Rcへ流れる電流を制御し、各接続点Na,Nb間の電位差がゼロになるようにして各抵抗Rh,Rcの抵抗値比を一定に保つようにすれば、吸気管IM内の空気流速に関係なく吸気管IM内の空気温度と発熱抵抗Rhの温度との差を一定温度に保つことができる。
【0071】
つまり、差動増幅器Daおよび電流制御用トランジスタTaは、吸気管IM内の空気流速に関係なく吸気管IM内の空気温度と発熱抵抗Rhの温度との差を一定温度に保つように制御していることになる。
そして、温度補償用抵抗Rcは、吸気管IM内の空気温度による発熱抵抗Rhの温度変化を補償するように機能する。
【0072】
ところで、差動増幅器Daはオペアンプによって構成されているため、その非反転入力端子の入力インピーダンスは極めて高く、非反転入力端子には電流が流れ込まない。そのため、発熱抵抗Rhに流れる電流は、カレントミラー回路14の入力側トランジスタTbのコレクタ電流Icと、各トランジスタTb〜Tdのベース電流との合計値になる。
【0073】
そして、各トランジスタTb〜Tdのエミッタ接地電流増幅率β(hFE)は十分に高い値に設定されている。そのため、各トランジスタTb〜Tdのベース電流の合計値に比べて、入力側トランジスタTbのコレクタ電流Icは非常に大きい。また、出力側の各トランジスタTc,Tdのコレクタ電流Icはそれぞれ、入力側トランジスタTbのコレクタ電流Icと等しくなる。
【0074】
従って、カレントミラー回路14の各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icは、発熱抵抗Rhに流れる電流とほぼ等しくなる。そして、吸気管IM内の空気流量が多いほど発熱抵抗Rhに流れる電流が増加されるため、各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icは、吸気管IM内の空気流量に対応した電流値になる。
【0075】
ところで、電流電圧変換回路16を構成するオペアンプOPの反転入力端子の入力インピーダンスは極めて高く、反転入力端子には電流が流れ込まない。
そのため、出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icは、オペアンプOPの出力側端子から負帰還抵抗R3へ流れる。
つまり、カレントミラー回路14の出力側トランジスタTdは、電流電圧変換回路16へ入力電流を供給する電流源として機能する。
【0076】
そして、電流電圧変換回路16は、カレントミラー回路14の出力側トランジスタTdのコレクタ電流(入力電流)Icを電流電圧変換(I−V変換)して、電圧信号である空気流量信号(出力電圧)Voを生成する。
ここで、空気流量信号(出力電圧)Voは、コレクタ電流(入力電流)Ic、負帰還抵抗R3の抵抗値R3、基準電圧Vrに基づき、式(3)によって求められる。
【0077】
Vo=Vr+R3・Ic ………式(3)
【0078】
そのため、各抵抗R1,R2の抵抗値を調整して基準電圧Vrを任意に設定することにより、発熱抵抗Rhを流れる電流(≒各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流)に対する空気流量信号Voの電位を適宜設定することができる。
【0079】
(第1実施形態の作用・効果)
以上詳述した第1実施形態の空気流量検出装置10によれば、以下の作用・効果を得ることができる。
【0080】
[1]空気流量検出装置10において、空気流量信号Voの電圧レベルを高くして検出感度を高めるには、式(3)に示すように、負帰還抵抗R3の抵抗値R3を高く設定すればよい。
【0081】
ところで、電流電圧変換回路16で用いられる実際のオペアンプOPにはオフセットがある。しかし、電流電圧変換回路16において、空気流量信号Voに含まれるオペアンプOPの入力オフセット電圧は増幅度(ゲイン)=1で伝達するため、出力オフセット電圧は入力オフセット電圧と等しくなり、負帰還抵抗R3の抵抗値を高く設定しても、出力オフセット電圧は変わらない。
【0082】
従って、空気流量信号Voの電圧レベルを高くすることによる空気流量検出装置10の高感度化に対して、空気流量信号Voの誤差が増大することはなく、空気流量の検出精度の低下を防止できる。
【0083】
また、前記した従来の空気流量検出装置100においてオペアンプOPの出力オフセット電圧を減少させるために必要な部品コストおよび製造コストは、空気流量検出装置10では必要ない。
従って、空気流量検出装置10によれば、従来の空気流量検出装置100に比べ、空気流量の検出精度を高めた上で、低コスト化を図ることができる。
【0084】
[2]空気流量検出装置10では、従来の空気流量検出装置100のような4個の抵抗Rh,Rc,Rs,Raからなるブリッジ回路を用いず、各抵抗Rh,Rcはそれぞれカレントミラー回路14の各トランジスタTb,Tcのコレクタに接続されている。
そして、入力側トランジスタTbはダイオード接続にされているため、発熱抵抗Rhとの接続点Niの電位は入力側トランジスタTbのベース・エミッタ間電圧VBE(=約0.6V)になって固定される。
【0085】
そのため、オペアンプによって構成されている差動増幅器Daの入力オフセット電圧をゼロに設定しても、電流制御用トランジスタTaのエミッタ電位の変動に対して差動増幅器Daの出力レベルを追従させることが可能であり、各抵抗Rh,Rcと差動増幅器Daおよび各トランジスタTb,Tcから構成される回路を安定な電圧状態にして発振を防止することができる。
【0086】
ところで、オペアンプは一般的に室温におけるオフセットとオフセットの温度特性が一次の相関にあるため、オペアンプによって構成されている差動増幅器Daにおいて、入力オフセット電圧をゼロに設定すれば、温度ドリフト(入力オフセット電圧が周囲の温度変化によって変動を起こす現象)を小さくできる。
【0087】
そして、温度ドリフトが小さな差動増幅器Daを用いれば、差動増幅器Daが収容されている回路ケース102の周囲温度が変化した場合でも、電流制御用トランジスタTaを正確に制御可能になり、各抵抗Rh,Rcの抵抗値比を一定に保つ制御を確実に行うことができる。
【0088】
従って、空気流量検出装置10によれば、差動増幅器Daの入力オフセット電圧をゼロに設定することで、検出回路12の安定性を維持しながら、空気流量の検出精度を高めることができる。
【0089】
また、前記した従来の空気流量検出装置100において差動増幅器Daの温度ドリフトを補正するために必要な部品コストおよび製造コストは、空気流量検出装置10では必要ない。
従って、空気流量検出装置10によれば、従来の空気流量検出装置100に比べ、空気流量の検出精度を高めた上で、低コスト化を図ることができる。
【0090】
[第1実施形態の変形例]
次に、第1実施形態におけるカレントミラー回路14の構成を一部変更した各変形例について図面を参照しながら説明する。尚、各変形例において、第1実施形態と異なるのはカレントミラー回路14の構成だけであり、その他の構成部材については第1実施形態と符号を等しくしてある。
【0091】
[第1変形例]
図2は、第1変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
第1変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路14と異なるのは、図1に示すようにダイオード接続にされた入力側トランジスタTbが、ダイオードDiに置き換えられている点である。
【0092】
つまり、第1変形例のカレントミラー回路14は、ワイドラー型の簡略形(シンプルミラー)回路である。
第1変形例によれば、第1実施形態と同等の効果が得られる上に、入力側トランジスタTbをダイオードDiに置き換えることで部品コストを低減できる。
【0093】
[第2変形例]
図3は、第2変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
第2変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路14と異なるのは、各トランジスタTb〜Tdのエミッタがそれぞれエミッタ抵抗Reを介して接地されている点である。
【0094】
つまり、第2変形例のカレントミラー回路14は、ワイドラー型のエミッタ抵抗追加形回路である。
第2変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icを高精度に等しくすることが可能になると共に、カレントミラー回路14の安定性を高めることができる。
【0095】
[第3変形例]
図4は、第3変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
第3変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路14と異なるのは、NPNトランジスタTeが追加されている点である。
トランジスタTeのベースは入力側トランジスタTbのコレクタに結合され、トランジスタTeのエミッタは各トランジスタTb〜Tdのベースに結合され、トランジスタTeのコレクタは直流電源VBに接続されている。つまり、各トランジスタTb〜Tdのベース電流は、トランジスタTeから供給される。
【0096】
つまり、第3変形例のカレントミラー回路14は、ベース電流補償型回路である。
第3変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icを高精度に等しくすることができる。但し、トランジスタTeのベース電流が、入力側トランジスタTbのコレクタ電流に与える影響が無視できるほど小さいことが条件である。
【0097】
[第4変形例]
図5は、第4変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
第4変形例において、第1実施形態のカレントミラー回路14と異なるのは、入力側トランジスタTbのダイオード接続が解除され、出力側トランジスタTcがダイオード接続にされ、NPNトランジスタTfが追加されている点である。
【0098】
トランジスタTfのベースは入力側トランジスタTbのコレクタに結合され、トランジスタTfのエミッタは出力側トランジスタTcのコレクタに結合され、トランジスタTfのコレクタは温度補償用抵抗Rcおよび差動増幅器Daの反転入力端子に接続されている。
【0099】
つまり、第4変形例のカレントミラー回路14は、ウイルソン型回路である。
第4変形例によれば、第1実施形態に比べて、各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icを高精度に等しくすることができる。
【0100】
[第5変形例]
図6は、第5変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
第5変形例において、第4変形例のカレントミラー回路14と異なるのは、ダイオード接続にされたNPNトランジスタTgが追加されている点である。
【0101】
トランジスタTgのコレクタは発熱抵抗Rhおよび差動増幅器Daの非反転入力端子に接続され、トランジスタTgのエミッタは入力側トランジスタTbのコレクタに結合され、各トランジスタTg,Tfのベースは結合されて差動増幅器Daの非反転入力端子に接続されると共にトランジスタTgのコレクタに接続されている。
【0102】
つまり、第5変形例のカレントミラー回路14は、高精度ウイルソン型回路である。
第5変形例によれば、第4変形例に比べて、各トランジスタTb,Tcの動作条件が同じになるため、各トランジスタTb〜Tdのコレクタ電流Icを更に高精度に等しくすることができる。
【0103】
[第2実施形態]
図7は、第2実施形態における検出回路20の電気的構成を示す回路図である。
検出回路20において、第1実施形態の検出回路12と異なるのは、電流電圧変換回路16が省かれている点である。
つまり、検出回路20は、カレントミラー回路14の出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icを、吸気管IM内の空気流量に対応した電流信号である空気流量信号Ioとして出力する。
【0104】
従って、第2実施形態によれば、空気流量信号Ioが電流信号であるため、空気流量信号Ioが入力される外部装置(図示略)と検出回路20とを接続するコネクタ部分(図示略)の接触抵抗の影響により、外部装置に入力誤差が生じるのを防止できる。
【0105】
ところで、前記外部装置内において、入力された空気流量信号Ioを電圧信号に変換するには、例えば、電流電圧変換回路16と同じ構成の電流電圧変換回路を用いるか、または、特許文献3の図10に開示されているような入力装置(空気流量信号Ioを電圧信号に変換する基準抵抗と、その基準抵抗で検知した電圧をディジタル信号に変換するA/D変換器とを備えた入力装置)を用いればよい。
【0106】
[第3実施形態]
図8は、第3実施形態の空気流量検出装置50を示す概略構成図である。
空気流量検出装置50は、発熱抵抗(ヒータ抵抗)Rha,Rhb、温度補償用抵抗Rca,Rcb、リード線WJ、回路ケース102、検出回路52などから構成され、自動車用エンジンの吸気管IMの途中に設けられている。
【0107】
各発熱抵抗Rha,Rhbは第1実施形態の発熱抵抗Rhと同一構成かつ同一抵抗値であり、各温度補償用抵抗Rca,Rcbは第1実施形態の温度補償用抵抗Rcと同一構成かつ同一抵抗値である。
各抵抗Rha,Rca,Rhb,Rcbは、吸気管IMにおいてスロットルバルブ(図示略)よりも上流側に設けられたベンチュリIMaの最狭部に離間して配置されている。ここで、発熱抵抗Rhaは吸気管IMの上流側に向けて配置され、発熱抵抗Rhbは吸気管IMの下流側に向けて配置されている。そして、各抵抗Rha,Rca,Rhb,Rcbの両端部からそれぞれ引き出されたリード線WJは、吸気管IMの外側に取り付けられた回路ケース102に接続されている。
【0108】
回路ケース102内には検出回路52が収容されている。
そして、空気流量検出装置50は、吸気管IM内をエンジンの燃焼室(図示略)へ向けて矢印A方向(正方向)に流れる空気流量、または吸気管IM内を燃焼室から外部へ向けて矢印B方向(逆方向)に流れる空気流量を各抵抗Rha,Rca,Rhb,Rcbによって検出し、その空気流量に対応した空気流量信号Voを検出回路52から出力する。
【0109】
図9は、第3実施形態における検出回路52の電気的構成を示す回路図である。
検出回路52は、2組の検出回路12a,12b、カレントミラー回路54、電流電圧変換回路16から構成されている。
各検出回路12a,12bは第2実施形態の検出回路12と同一構成である。
検出回路12aは、差動増幅器Da、電流制御用トランジスタTa、カレントミラー回路14aから構成されている。検出回路12bは、差動増幅器Da、電流制御用トランジスタTa、カレントミラー回路14bから構成されている。
【0110】
各カレントミラー回路14a,14bは第1実施形態のカレントミラー回路14と同一構成である。
各抵抗Rha,Rcaはカレントミラー回路14aに接続され、各抵抗Rhb,Rcbはカレントミラー回路14bに接続されている。
そして、検出回路52には自動車の車載バッテリ(図示略)から直流電源VBが供給されている。
【0111】
カレントミラー回路54は、2個のPNPトランジスタTx,Tyから構成されたワイドラー型回路である。
各トランジスタTx,Tyのエミッタは直流電源VBに接続されている。
尚、各トランジスタTx,Tyのエミッタ接地電流増幅率β(hFE)は十分に高い値に設定されている。
【0112】
入力側トランジスタTxはベースとコレクタを結合したダイオード接続にされており、入力側トランジスタTbのベースおよびコレクタは、カレントミラー回路14aの出力側トランジスタTdのコレクタに接続されている。
出力側トランジスタTxのコレクタは、カレントミラー回路14bの出力側トランジスタTdのコレクタに接続されると共に、電流電圧変換回路16のオペアンプOPの反転入力端子に接続されている。
【0113】
(第3実施形態の作用・効果)
カレントミラー回路54の入力側トランジスタTxのコレクタ電流は、カレントミラー回路14aの出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icaと等しくなる。
そして、カレントミラー回路54の出力側トランジスタTxのコレクタ電流は、入力側トランジスタTxのコレクタ電流Icaと等しくなる。
【0114】
ところで、電流電圧変換回路16を構成するオペアンプOPの反転入力端子の入力インピーダンスは極めて高く、反転入力端子には電流が流れ込まない。
そのため、オペアンプOPの出力側端子から負帰還抵抗R3へ流れる電流Ixは、各カレントミラー回路14a,14bの出力側トランジスタTdのコレクタ電流Ica,Icbに基づき、式(4)によって求められる。
【0115】
Ix=Icb−Ica ………式(4)
【0116】
そして、電流電圧変換回路16は、負帰還抵抗R3に流れる電流Ixを電流電圧変換(I−V変換)して、電圧信号である空気流量信号(出力電圧)Voを生成する。
ここで、空気流量信号(出力電圧)Voは、電流(入力電流)Ix、負帰還抵抗R3の抵抗値R3、基準電圧Vrに基づき、式(5)によって求められる。
【0117】
Vo=Vr+R3・Ix ………式(5)
【0118】
従って、空気流量信号Voは、各カレントミラー回路14b,14aの出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icb,Icaの差電流Ixを電流電圧変換した電圧信号になる。
【0119】
ところで、カレントミラー回路14aの出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icaは、発熱抵抗Rhaに流れる電流とほぼ等しい。また、カレントミラー回路14bの出力側トランジスタTdのコレクタ電流Icbは、発熱抵抗Rhbに流れる電流とほぼ等しい。
そのため、空気流量信号Voは、各発熱抵抗Rha,Rhbにそれぞれ流れる電流の差電流を電流電圧変換した電圧信号になる。
【0120】
ここで、発熱抵抗Rhaは吸気管IMの上流側に向けて配置され、発熱抵抗Rhbは吸気管IMの下流側に向けて配置されている。
従って、吸気管IM内をエンジンの燃焼室へ向けて矢印A方向(正方向)に空気が流れると、発熱抵抗Rhbに比べて発熱抵抗Rhaの方が冷却されて温度が下がるため、発熱抵抗Rhbに流れる電流に比べて発熱抵抗Rhaに流れる電流の方が増加する。
つまり、矢印A方向に空気が流れると、式(4)に示す電流Ixは負の値になる。
【0121】
反対に、吸気管IM内を燃焼室から外部へ向けて矢印B方向(逆方向)に空気が流れると、発熱抵抗Rhaに比べて発熱抵抗Rhbの方が冷却されて温度が下がるため、発熱抵抗Rhaに流れる電流に比べて発熱抵抗Rhbに流れる電流の方が増加する。
つまり、矢印B方向に空気が流れると、式(4)に示す電流Ixは正の値になる。
【0122】
そのため、例えば、基準電圧Vrをゼロに設定した場合、式(5)に示すように、矢印A方向(正方向)に空気が流れると空気流量信号Voは負の値になり、矢印B方向(逆方向)に空気が流れると空気流量信号Voは正の値になる。
従って、第3実施形態の空気流量検出装置50によれば、第1実施形態と同様の作用・効果が得られることに加え、空気流量信号Voの正負に基づいて空気流の正逆方向を検出することができる。
【0123】
ところで、多気筒の自動車用エンジンでは、各気筒内のピストンの往復動に応じて各吸気弁(図示略)が開弁する毎に、吸気管IM内を吸入空気が各気筒内に向けて矢印A方向(正方向)に吸い込まれるため、吸気管IM内の空気流速は各吸気弁の開閉に応じて増減を繰返し脈動するようになる。
【0124】
特に、気筒数が少ない自動車用エンジンの場合(例えば4気筒以下の場合)、自動車用エンジンの回転数が低速域から中速域に達して吸排気量が増大してくると、吸気弁と排気弁(図示略)の開閉がオーバラップし、排気の一部が吸気弁の開弁に伴って吸気管IM内に吹き返すため、矢印B方向(逆方向)に流れる空気流が発生することがある。
【0125】
このように、吸気管IM内に逆流が生じた場合で、第1および第2実施形態の空気流量検出装置50では、逆流により吸入空気流量を実際よりも過大に検出するおそれがあった。
しかし、第3実施形態の空気流量検出装置50によれば、空気流の正逆方向を検出可能であるため、吸入空気量を高精度に検出して燃料噴射量を最適化することができる。
【0126】
[別の実施形態]
ところで、本発明は上記各実施形態に限定されるものではなく、以下のように具体化してもよく、その場合でも、上記各実施形態と同等もしくはそれ以上の作用・効果を得ることができる。
【0127】
[1]各実施形態において、カレントミラー回路14(14a,14b),54は、入力側トランジスタのコレクタ電流と出力側トランジスタのコレクタ電流とが等しくなるようにしたが、入力側と出力側の電流が一定比率で対応するようにしてもよい。
【0128】
[2]第3実施形態についても、第2実施形態と同様に、電流電圧変換回路16を省き、電流Ixを電流信号である空気流量信号として出力するようにしてもよい。
【0129】
[3]各実施形態において、ワイドラー型のカレントミラー回路14(14a,14b),54を構成するバイポーラトランジスタTb〜Td,Tx,TyをMOS−FETに置き換えてもよい。
MOS−FETを用いれば、各トランジスタTb〜Td,Tx,Tyのコレクタ電流を更に高精度に等しくすることができる。
【0130】
[4]差動増幅器Daはオペアンプによって構成されているが、ディスクリート回路などで構成してもよい。また、オペアンプOPについても、ディスクリート回路などで構成してもよい。
【0131】
[5]第2実施形態のカレントミラー回路14および第3実施形態の各カレントミラー回路14a,14b,54についても、第1実施形態の各変形例と同様の構成にしてもよい。
【0132】
[6]第3実施形態の各抵抗Rha,Rca,Rhb,Rcbを、特許文献1の図1および図2に開示されているのと同様にして、吸気管IM内に配置してもよい。
つまり、吸気管IM内に第1空気通路と第2空気通路とを設け、第1空気通路内に各抵抗Rha,Rcaを配置し、第2空気通路内に各抵抗Rhb,Rcbを配置する。
【0133】
尚、第1空気通路は、吸気管IM内を正方向に流れる空気流に対しては流速を速くし、逆方向に流れる空気流に対しては流速を遅くするような形状に形成するる。また、第2空気通路は、吸気管IM内を逆方向に流れる空気流に対しては流速を速くし、正方向に流れる空気流に対しては流速を遅くするような形状に形成する。
【0134】
例えば、第1空気通路は正方向の空気流に対して上流側の開口端の方が下流側の開口端よりも小径となるように形成し、第2空気通路は逆方向の空気流に対して下流側の開口端が上流側の開口端よりも小径となるように形成し、各空気通路は互いに逆向きに拡開するテーパ形状にする。
このようにすれば、本願発明の作用・効果に加えて、特許文献1の作用・効果をも得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】図1は、本発明を具体化した第1実施形態の空気流量検出装置10における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図2】図2は、第1実施形態の第1変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図3】図3は、第1実施形態の第2変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図4】図4は、第1実施形態の第3変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図5】図5は、第1実施形態の第4変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図6】図6は、第1実施形態の第5変形例における検出回路12の電気的構成を示す回路図である。
【図7】図7は、本発明を具体化した第2実施形態における検出回路20の電気的構成を示す回路図である。
【図8】図8は、本発明を具体化した第3実施形態の空気流量検出装置50を示す概略構成図である。
【図9】図9は、第3実施形態における検出回路52の電気的構成を示す回路図である。
【図10】図10は、第1および第2実施形態の空気流量検出装置10および従来の空気流量検出装置100を示す概略構成図である。
【図11】図11は、従来の空気流量検出装置100における検出回路104の電気的構成を示す回路図である。
【符号の説明】
10,50…空気流量検出装置
12,12a,12b,20,52…検出回路
14,14a,14b,54…カレントミラー回路
16…電流電圧変換回路
IM…吸気管
Da…差動増幅器
Ta…電流制御用トランジスタ
Rh,Rha,Rhb…発熱抵抗
Rc,Rca,Rcb…温度補償用抵抗
Ic,Ica,Icb…コレクタ電流
Ix…差電流[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an air flow detecting device, and more particularly, to a thermal air flow detecting device using a heating resistor.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, an automobile engine equipped with an electronically controlled fuel injection device has been widely used in order to reduce pollution and fuel consumption.
In an engine equipped with an electronically controlled fuel injection system, fuel is injected into the intake air to generate a mixture, so that the air flow rate of the intake air can be accurately detected to optimize the fuel injection amount. is necessary.
There are various types of air flow rate detecting devices for detecting the air flow rate. However, a thermal type (or a hot wire type) using a heating resistor (or a hot wire) can directly detect a mass air flow rate. It is suitable for an engine for use.
[0003]
Conventionally, there are provided two sets of bridge circuits including four resistors including a heating resistor, and a differential amplifier for amplifying a difference voltage between terminal voltages of the heating resistors in each bridge circuit, and an output voltage of the differential amplifier. Is an air flow rate signal corresponding to the air flow rate, and a thermal type air flow rate detection device (air flow meter) has been proposed which detects the forward / reverse direction of the air flow based on the positive / negative of the output voltage. , Patent Documents 1 and 2).
[0004]
Further, a bridge circuit including five resistors including a heating resistor, and a “current mirror circuit” including an operational amplifier and a transistor for converting a current flowing through the heating resistor into an output current are provided. There has been proposed a thermal type air flow rate detection device (air flow meter) that generates an air flow rate signal corresponding to (for example, see Patent Document 3).
Incidentally, in Patent Literature 3, a circuit including an operational amplifier, a transistor, and the like is called a “current mirror circuit”, but such a circuit is generally not called a current mirror circuit.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-7-280613 (pages 4 to 7, FIGS. 1, 2 and 3)
[Patent Document 2]
JP-A-8-105780 (pages 2-3, FIGS. 5, 6, and 7)
[Patent Document 3]
JP-A-6-102073 (page 3, FIG. 1, FIG. 3, FIG. 4)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 10 is a schematic configuration diagram showing an air flow
The air
[0007]
The heat generating resistor Rh and the temperature compensating resistor Rc are made of a temperature-sensitive conductive material (for example, platinum, tungsten, or the like) whose resistance value changes in response to a temperature change. Is formed of a thin film of a temperature-sensitive conductive material formed on the substrate or a wire of the temperature-sensitive conductive material wound around an insulating cylinder.
When at least the heat generating resistor Rh among the resistors Rh and Rc is formed of a wire made of a temperature-sensitive conductive material, it is called a hot wire type air flow detecting device.
[0008]
The resistances Rh and Rc are spaced apart from each other at the narrowest part of a venturi IMa provided upstream of a throttle valve (not shown) in the intake pipe IM. The lead wires WJ respectively drawn from both ends of the resistors Rh and Rc are connected to a
[0009]
A
The air
[0010]
FIG. 11 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The
[0011]
The resistor Rs and the heating resistor Rh are connected in series, the resistor Ra and the resistor Rc for temperature compensation are connected in series, the resistors Rs and Rh are connected in parallel with the resistors Ra and Rc, and the resistors Rs and Ra are connected in parallel. The terminal on the side opposite to the side connected to each of the resistors Rh and Rc is grounded to form a bridge circuit composed of four resistors Rs, Rh, Ra and Rc.
Here, the temperature compensating resistor Rc is set to a sufficiently larger resistance value than the heating resistor Rh.
Further, it is designed such that the resistance value ratio of each of the resistors Rh, Rs and each of the resistors Rc, Ra completely matches in a state where the heat generating resistor Rh has sufficiently generated heat.
[0012]
The current control transistor Ta is an NPN transistor, its collector is connected to the DC power supply VB, and its emitter is connected to a terminal of each of the resistors Rh and Rc opposite to the side connected to each of the resistors Rs and Ra. ing.
[0013]
The differential amplifier Da is composed of an operational amplifier, and its non-inverting input terminal is connected to a connection point Na between the resistors Rs and Rh, and its inverting input terminal is connected to a connection point Nb between the resistors Ra and Rc. The output terminal is connected to the base of the current control transistor Ta.
[0014]
The
[0015]
The inverting
Each of the resistors R1 and R2 is connected in series between the DC power supply VB and the ground, the voltage of the DC power supply VB is divided by the resistance value ratio of each of the resistors R1 and R2, and the reference voltage Vr is supplied from the connection point of each of the resistors R1 and R2. Has been generated.
[0016]
The reference voltage Vr is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP. The inverting input terminal of the operational amplifier OP is connected to an output terminal via a negative feedback resistor R3, and is connected to an output terminal of the
[0017]
Next, the operation of the air
The differential amplifier Da controls the current control transistor Ta based on the potential difference between the connection points Na and Nb (the potential difference between the terminal voltage of the heating resistor Rh and the terminal voltage of the temperature compensation resistor Rc). By controlling the current flowing from the DC power supply VB to each of the resistances Rh and Rc so that the potential difference between the connection points Na and Nb becomes zero, the resistance value ratio of each of the resistances Rh and Rc is kept constant. Control.
[0018]
At this time, when the air flows through the intake pipe IM, the larger the air flow rate is, the more the heat generating resistor Rh is cooled and the temperature decreases, and the resistance value tends to decrease. Therefore, the differential amplifier Da controls the current control transistor Ta so that the temperature of the heating resistor Rh is raised and the resistance value is returned to the original value and kept constant, and the current flowing through the heating resistor Rh is increased. Then, the potential Vi of the connection point Na increases.
[0019]
That is, as the air flow rate in the intake pipe IM increases, the current flowing through the heating resistor Rh increases, and the potential Vi at the connection point Na increases. Therefore, the potential Vi at the connection point Na has a potential value corresponding to the air flow rate in the intake pipe IM.
[0020]
Here, since the temperature compensating resistor Rc is set to a sufficiently larger resistance value than the heat generating resistor Rh, only a smaller current flows through the temperature compensating resistor Rc than the heat generating resistor Rh. Therefore, the temperature of the temperature compensation resistor Rc is substantially equal to the air temperature in the intake pipe IM.
Further, as the flow velocity of the air flowing through the intake pipe IM increases, the resistances Rh and Rc are cooled and the temperature decreases. However, if the temperature sensitivities of the resistances Rh and Rc are set to be the same, the resistance depends on the air flow velocity. The temperature changes of the resistors Rh and Rc are the same.
[0021]
Therefore, if the current flowing through each of the resistors Rh and Rc is controlled so that the potential difference between each of the connection points Na and Nb becomes zero and the resistance value ratio of each of the resistors Rh and Rc is kept constant, the intake pipe can be controlled. The difference between the temperature of the air in the intake pipe IM and the temperature of the heating resistor Rh can be kept constant regardless of the air flow velocity in the IM.
[0022]
In other words, the differential amplifier Da and the current control transistor Ta are controlled so as to keep the difference between the temperature of the air in the intake pipe IM and the temperature of the heating resistor Rh at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the intake pipe IM. Will be.
[0023]
The temperature compensating resistor Rc functions to compensate for a temperature change of the heat generating resistor Rh due to the air temperature in the intake pipe IM.
Further, by adjusting the resistance value of the resistor Rs, the potential Vi of the connection point Na with respect to the air flow rate in the intake pipe IM can be appropriately set.
[0024]
Then, the potential Vi at the connection point Na is input to the inverting
The
The inverting
[0025]
Here, the amplification degree (gain) G of the inverting
[0026]
Then, the air flow rate signal (output voltage) Vo is obtained by Expression (1) based on the potential (input voltage) Vi, the amplification degree G, and the voltage Vp of the connection point Na.
Note that the voltage Vp is obtained by Expression (2) based on the resistance values R3 and R4 and the reference voltage Vr.
[0027]
Vo = Vp−G · Vi = Vp− (R3 / R4) · Vi Equation (1)
[0028]
Vp = Vr · (R4 + R3) / R4 Equation (2)
[0029]
Therefore, by adjusting the resistance values of the resistors R1 and R2 and arbitrarily setting the reference voltage Vr, the potential of the air flow signal Vo with respect to the potential Vi of the connection point Na can be appropriately set.
[0030]
The conventional air
(1) In the air
However, the actual operational amplifier OP used in the inverting
[0031]
Therefore, when the amplification G of the inverting
[0032]
Therefore, there is a problem that the error of the air flow rate signal Vo increases and the detection accuracy of the air flow rate decreases, as the sensitivity of the air flow
[0033]
Therefore, in order to reduce the output offset voltage of the operational amplifier OP, an operational amplifier OP having an offset null terminal is used, a variable resistor is connected to the offset null terminal, and a negative voltage is applied to an intermediate terminal of the variable resistor. It is conceivable to adjust the variable resistor (position adjustment of the movable piece connected to the intermediate terminal) so that the air flow signal (output voltage) Vo becomes zero when the potential (input voltage) Vi of the connection point Na is zero. Can be
[0034]
However, in this case, an operational amplifier OP having an offset null terminal, a variable resistor, and a negative power supply must be prepared, and there is a problem that the number of parts increases and the parts cost increases. In addition, there is also a problem that the production cost is increased since the adjustment of the variable resistance requires time and effort.
[0035]
By the way, the air flow detecting devices of Patent Documents 1 and 2 include a differential amplifier for amplifying the difference voltage between the terminal voltages of the respective heating resistors in the two sets of bridge circuits. In order to increase the detection sensitivity of the air flow rate, the amplification degree of the differential amplifier must be increased.
[0036]
Therefore, when the differential amplifiers of Patent Documents 1 and 2 are configured by operational amplifiers, there is a problem similar to that of the air
[0037]
(2) Each of the resistors Rh, Rc, Rs, and Ra constituting the bridge circuit has a resistance value ratio of each of the resistors Rh, Rs and each of the resistors Rc, Ra completely matched in a state where the heat generating resistor Rh is sufficiently heated. It is designed to be.
[0038]
At this time, if the input offset voltage of the differential amplifier Da constituted by the operational amplifier is zero, the differential offset against the fluctuation of the emitter potential of the current control transistor Ta (the potential of the common terminal of the resistors Rh and Rc) is obtained. The output level of the amplifier Da does not follow, and the circuit composed of the bridge circuit and the differential amplifier Da does not have a stable voltage state and oscillates.
[0039]
Therefore, in the conventional air
[0040]
However, an operational amplifier generally has a first-order correlation between the offset at room temperature and the temperature characteristic of the offset. Therefore, when the input offset voltage is set to be large in the differential amplifier Da configured by the operational amplifier, the temperature drift (the input offset voltage becomes Phenomenon that causes fluctuation due to a change in ambient temperature) is increased.
[0041]
As a result, there is a problem that the detection accuracy of the air flow rate in the air flow
[0042]
By the way, even when the differential amplifier Da is configured by a discrete circuit or the like without using the operational amplifier, an input offset voltage is generated in the differential amplifier Da, and if the input offset voltage is set to be large, the temperature drift also increases. There is a problem similar to that of the air
[0043]
Therefore, it is conceivable to add a correction circuit for correcting the temperature drift of the differential amplifier Da to the
However, in this case, the number of components is increased by the amount of the correction circuit, so that there is a problem that component costs increase. In addition, in order for the correction circuit to function reliably, it is necessary to optimally adjust the correction characteristics of the correction circuit in accordance with the temperature drift characteristics of the differential amplifier Da. There is also the problem of becoming.
[0044]
By the way, the air flow detection devices of Patent Documents 1 to 3 also have the same problem as the above-described air
[0045]
The present invention has been made to solve the above-described problem, and an object of the present invention is to provide an air flow detecting device having a high air flow detecting accuracy at a low cost.
[0046]
Means and Action for Solving the Problems and Effects of the Invention
(Claim 1)
The invention according to claim 1 made in order to achieve such an object is an air flow detection device that detects an air flow rate flowing in an air flow path and outputs an air flow rate signal corresponding to the air flow rate,
A heating resistor provided in the air flow path;
A temperature compensating resistor disposed apart from the heat generating resistor in the air flow path;
The air flow path is controlled by controlling a current supplied from a DC power supply to the heating resistor and the temperature compensating resistor based on a potential difference between a terminal voltage of the heating resistor and a voltage between terminals of the temperature compensating resistor. A current control circuit that keeps the difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the inside,
A current mirror circuit of a dual output type for flowing a current corresponding to the current flowing through the heating resistor to the temperature compensating resistor, and outputting a current corresponding to the current flowing to the heating resistor as the air flow signal;
Technical features are provided.
[0047]
Therefore, according to the first aspect of the present invention, instead of providing a bridge circuit including a plurality of resistors including a heating resistor as in a conventional thermal air flow detecting device, a current corresponding to a current flowing through the heating resistor is provided. A dual output type current mirror circuit is provided for flowing the current to the temperature compensating resistor and outputting a current corresponding to the current flowing to the heating resistor as an air flow signal.
[0048]
Therefore, according to the first aspect of the present invention, the air temperature in the air flow path is not affected by the circuit instability and temperature drift caused by the bridge circuit, regardless of the air flow velocity in the air flow path. The current control circuit can reliably control the difference between the temperature of the heating resistor and the temperature of the heating resistor at a constant temperature, and the accuracy of detecting the air flow rate can be improved.
[0049]
According to the first aspect of the present invention, since there is no need for a correction circuit for correcting the influence of the temperature drift and the instability of the circuit due to the bridge circuit, the component cost and the manufacturing cost of the correction circuit are reduced. The cost of the air flow detecting device can be reduced by the amount.
[0050]
According to the first aspect of the present invention, since the air flow rate signal is a current signal, the air flow rate signal is input and the influence of the contact resistance of the connector portion connecting the external device and the air flow rate detection device to An input error can be prevented from occurring in the external device.
[0051]
(Claim 2)
Next, an invention according to claim 2 is an air flow rate detection device that detects an air flow rate flowing in an air flow path and outputs an air flow rate signal corresponding to the air flow rate,
A first heating resistor provided in the air flow path;
A first temperature compensating resistor disposed apart from the first heat generating resistor in the air flow path;
By controlling the current supplied from the DC power supply to the first heating resistor and the first temperature compensation resistor based on the potential difference between the terminal voltage of the first heating resistor and the terminal voltage of the first temperature compensation resistor, A first current control circuit that keeps a difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the first heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the air flow path;
A dual output first current mirror circuit that supplies a current corresponding to the current flowing through the first heating resistor to the temperature compensation resistor and outputs a first current corresponding to the current flowing through the heating resistor;
A second heating resistor provided in the air flow path;
A second temperature compensating resistor disposed apart from the second heat generating resistor in the air flow path;
By controlling the current supplied from the DC power supply to the second heating resistor and the second temperature compensation resistor based on the potential difference between the terminal voltage of the second heating resistor and the terminal voltage of the second temperature compensation resistor, A second current control circuit that keeps a difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the second heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the air flow path;
A dual output second current mirror circuit that outputs a current corresponding to a current flowing through the second heating resistor to the temperature compensation resistor and outputs a second current corresponding to the current flowing through the heating resistor;
A difference current output circuit that generates a difference current between the first current output from the first current mirror circuit and the second current output from the second current mirror circuit, and outputs the difference current as the air flow signal;
With
When air flows in the air flow in the forward direction, the first heating resistor is cooled and its temperature is lower than that of the second heating resistor, and when air flows in the air flow in the opposite direction, the first heating resistor is cooled. A technical feature is that the first heating resistor and the second heating resistor are arranged such that the second heating resistor is cooled and the temperature is lowered.
[0052]
Therefore, according to the invention described in claim 2, the same operation and effect as in claim 1 can be obtained.
According to the second aspect of the present invention, since the difference current between the first current output from the first current mirror circuit and the second current output from the second current mirror circuit becomes an air flow signal, The forward and reverse directions of the air flowing in the air flow path can be detected based on the flow signal.
[0053]
(Claim 3)
Next, according to a third aspect of the present invention, in the air flow rate detecting device according to the first or second aspect, a current-voltage conversion circuit for converting the air flow rate signal, which is a current signal, into a voltage signal is provided. Is a technical feature.
Therefore, according to the third aspect of the invention, it is possible to output an air flow rate signal which is a voltage signal from the air flow rate detection device.
[0054]
(Explanation of terms)
The correspondence between the constituent elements described in the above-mentioned [Claims] and [Means for Solving the Problems and Effects of the Invention] and the constituent members described in [Embodiments of the Invention] described below are as follows. It is as follows.
The “air flow path” corresponds to the intake pipe IM.
The “current control circuit” includes a differential amplifier Da and a current control transistor Ta.
[0055]
The “first heating resistor” corresponds to the heating resistor Rha.
The “first temperature compensation resistor” corresponds to the temperature compensation resistor Rca.
The “first current control circuit” includes the differential amplifier Da of the
The “first current” corresponds to the collector current Ica.
The “first current mirror circuit” corresponds to the
[0056]
The “second heat generating resistance” corresponds to the heat generating resistance Rhb.
The “second temperature compensation resistor” corresponds to the temperature compensation resistor Rcb.
The “second current control circuit” includes the differential amplifier Da of the
The “second current” corresponds to the collector current Icb.
The “second current mirror circuit” corresponds to the
“Difference current” corresponds to the current Ix.
The “difference current output circuit” includes the
[0057]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, air flow detecting devices according to first to third embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
In each embodiment, the same components as those of the conventional embodiment shown in FIGS. 10 and 11 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. Further, in the second and third embodiments, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
[0058]
[First Embodiment]
FIG. 10 is a schematic configuration diagram illustrating the air
The air
[0059]
The
Then, the air flow
[0060]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of the
The
[0061]
The
The emitters of the transistors Tb to Td are grounded, and the base of the input-side transistor Tb is coupled to the base of each of the output-side transistors Tc and Td.
Note that the grounded emitter current gain β (hFE) of each of the transistors Tb to Td is set to a sufficiently high value.
[0062]
The input-side transistor Tb is diode-connected to connect the base and the collector, and the base and the collector of the input-side transistor Tb are connected to the heating resistor Rh at a connection point Ni.
The collector of the output side transistor Tc is connected to the temperature compensation resistor Rc at the connection point No.
[0063]
The temperature compensating resistor Rc is set to a resistance value sufficiently larger than the heat generating resistor Rh.
The current control transistor Ta is an NPN transistor, the collector of which is connected to the DC power supply VB, and the emitter of which is connected to a terminal of each of the resistors Rh and Rc opposite to the side connected to each of the connection points Ni and No. Have been.
[0064]
The differential amplifier Da is composed of an operational amplifier, its non-inverting input terminal is connected to the connection point Ni, its inverting input terminal is connected to the connection point No, and its output terminal is connected to the base of the current control transistor Ta. I have.
[0065]
The current-
Each of the resistors R1 and R2 is connected in series between the DC power supply VB and the ground, the voltage of the DC power supply VB is divided by the resistance value ratio of each of the resistors R1 and R2, and the reference voltage Vr is supplied from the connection point of each of the resistors R1 and R2. Has been generated.
[0066]
The reference voltage Vr is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier OP. The inverting input terminal of the operational amplifier OP is connected to the output terminal via a negative feedback resistor R3 and to the collector of the output transistor Td of the
[0067]
(Operation of First Embodiment)
Next, the operation of the air
The differential amplifier Da controls the current control transistor Ta based on the potential difference between the connection points Ni and No (the potential difference between the terminal voltage of the heating resistor Rh and the terminal voltage of the temperature compensation resistor Rc). By controlling the current flowing from the DC power supply VB to each of the resistors Rh and Rc so that the potential difference between the connection points Ni and No becomes zero, the resistance value ratio of each of the resistors Rh and Rc is kept constant. Control.
[0068]
At this time, when the air flows through the intake pipe IM, the larger the air flow rate is, the more the heat generating resistor Rh is cooled and the temperature decreases, and the resistance value tends to decrease. Therefore, the differential amplifier Da controls the current control transistor Ta so that the temperature of the heating resistor Rh is raised and the resistance value is returned to the original value and kept constant, and the current flowing through the heating resistor Rh is increased.
That is, as the air flow rate in the intake pipe IM increases, the current flowing through the heating resistor Rh increases.
[0069]
Here, since the temperature compensating resistor Rc is set to a sufficiently larger resistance value than the heat generating resistor Rh, only a smaller current flows through the temperature compensating resistor Rc than the heat generating resistor Rh. Therefore, the temperature of the temperature compensation resistor Rc is substantially equal to the air temperature in the intake pipe IM.
Further, as the flow velocity of the air flowing through the intake pipe IM increases, the resistances Rh and Rc are cooled and the temperature decreases. However, if the temperature sensitivities of the resistances Rh and Rc are set to be the same, the resistance depends on the air flow velocity. The temperature changes of the resistors Rh and Rc are the same.
[0070]
Therefore, if the current flowing through each of the resistors Rh and Rc is controlled so that the potential difference between each of the connection points Na and Nb becomes zero and the resistance value ratio of each of the resistors Rh and Rc is kept constant, the intake pipe can be controlled. The difference between the temperature of the air in the intake pipe IM and the temperature of the heating resistor Rh can be kept constant regardless of the air flow velocity in the IM.
[0071]
In other words, the differential amplifier Da and the current control transistor Ta are controlled so as to keep the difference between the temperature of the air in the intake pipe IM and the temperature of the heating resistor Rh at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the intake pipe IM. Will be.
The temperature compensating resistor Rc functions to compensate for a temperature change of the heat generating resistor Rh due to the air temperature in the intake pipe IM.
[0072]
By the way, since the differential amplifier Da is constituted by an operational amplifier, the input impedance of its non-inverting input terminal is extremely high, and no current flows into the non-inverting input terminal. Therefore, the current flowing through the heating resistor Rh is the sum of the collector current Ic of the input-side transistor Tb of the
[0073]
The grounded emitter current gain β (hFE) of each of the transistors Tb to Td is set to a sufficiently high value. Therefore, the collector current Ic of the input-side transistor Tb is much larger than the sum of the base currents of the transistors Tb to Td. The collector current Ic of each of the output-side transistors Tc and Td is equal to the collector current Ic of the input-side transistor Tb.
[0074]
Therefore, the collector current Ic of each of the transistors Tb to Td of the
[0075]
Incidentally, the input impedance of the inverting input terminal of the operational amplifier OP constituting the current-
Therefore, the collector current Ic of the output transistor Td flows from the output terminal of the operational amplifier OP to the negative feedback resistor R3.
That is, the output-side transistor Td of the
[0076]
The current-to-
Here, the air flow rate signal (output voltage) Vo is obtained by Expression (3) based on the collector current (input current) Ic, the resistance value R3 of the negative feedback resistor R3, and the reference voltage Vr.
[0077]
Vo = Vr + R3 · Ic Equation (3)
[0078]
Therefore, by adjusting the resistance values of the resistors R1 and R2 and arbitrarily setting the reference voltage Vr, the potential of the air flow signal Vo with respect to the current flowing through the heating resistor Rh (≒ collector current of each of the transistors Tb to Td) is reduced. It can be set appropriately.
[0079]
(Operation and Effect of First Embodiment)
According to the air
[0080]
[1] In the air
[0081]
The actual operational amplifier OP used in the current-
[0082]
Therefore, the error of the air flow rate signal Vo does not increase and the detection accuracy of the air flow rate can be prevented from lowering in response to the increase in the sensitivity of the air flow
[0083]
Further, the component flow and the manufacturing cost necessary for reducing the output offset voltage of the operational amplifier OP in the above-described conventional air
Therefore, according to the air
[0084]
[2] The air
Since the input-side transistor Tb is diode-connected, the potential of the connection point Ni with the heating resistor Rh is fixed at the base-emitter voltage VBE (= about 0.6 V) of the input-side transistor Tb. .
[0085]
Therefore, even if the input offset voltage of the differential amplifier Da constituted by the operational amplifier is set to zero, the output level of the differential amplifier Da can follow the fluctuation of the emitter potential of the current control transistor Ta. Thus, the circuit composed of the resistors Rh and Rc, the differential amplifier Da and the transistors Tb and Tc can be set to a stable voltage state to prevent oscillation.
[0086]
By the way, since the operational amplifier generally has a first-order correlation between the offset at room temperature and the temperature characteristic of the offset, if the input offset voltage is set to zero in the differential amplifier Da constituted by the operational amplifier, the temperature drift (input offset) A phenomenon in which voltage fluctuates due to a change in ambient temperature) can be reduced.
[0087]
If the differential amplifier Da having a small temperature drift is used, even when the ambient temperature of the
[0088]
Therefore, according to the air
[0089]
Further, the component flow and the manufacturing cost required for correcting the temperature drift of the differential amplifier Da in the above-described conventional air
Therefore, according to the air
[0090]
[Modification of First Embodiment]
Next, modified examples in which the configuration of the
[0091]
[First Modification]
FIG. 2 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The first modification is different from the
[0092]
That is, the
According to the first modified example, the same effect as that of the first embodiment can be obtained, and the cost of parts can be reduced by replacing the input-side transistor Tb with the diode Di.
[0093]
[Second Modification]
FIG. 3 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The second modification differs from the
[0094]
That is, the
According to the second modification, the collector current Ic of each of the transistors Tb to Td can be equalized with high accuracy compared to the first embodiment, and the stability of the
[0095]
[Third Modification]
FIG. 4 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The third modification is different from the
The base of the transistor Te is coupled to the collector of the input-side transistor Tb, the emitter of the transistor Te is coupled to the base of each of the transistors Tb to Td, and the collector of the transistor Te is connected to the DC power supply VB. That is, the base current of each of the transistors Tb to Td is supplied from the transistor Te.
[0096]
That is, the
According to the third modified example, the collector current Ic of each of the transistors Tb to Td can be equalized with higher accuracy than in the first embodiment. However, the condition is that the base current of the transistor Te has a negligible effect on the collector current of the input-side transistor Tb.
[0097]
[Fourth Modification]
FIG. 5 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The fourth modification differs from the
[0098]
The base of the transistor Tf is coupled to the collector of the input transistor Tb, the emitter of the transistor Tf is coupled to the collector of the output transistor Tc, and the collector of the transistor Tf is connected to the temperature compensation resistor Rc and the inverting input terminal of the differential amplifier Da. It is connected.
[0099]
That is, the
According to the fourth modified example, the collector current Ic of each of the transistors Tb to Td can be equalized with higher accuracy than in the first embodiment.
[0100]
[Fifth Modification]
FIG. 6 is a circuit diagram showing an electrical configuration of the
The fifth modified example is different from the
[0101]
The collector of the transistor Tg is connected to the heating resistor Rh and the non-inverting input terminal of the differential amplifier Da, the emitter of the transistor Tg is connected to the collector of the input side transistor Tb, and the bases of the transistors Tg and Tf are connected to the differential. It is connected to the non-inverting input terminal of the amplifier Da and to the collector of the transistor Tg.
[0102]
That is, the
According to the fifth modification, since the operating conditions of the transistors Tb and Tc are the same as in the fourth modification, the collector current Ic of each of the transistors Tb to Td can be equalized with higher accuracy.
[0103]
[Second embodiment]
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of the
The
That is, the
[0104]
Therefore, according to the second embodiment, since the air flow signal Io is a current signal, the connector (not shown) for connecting the external device (not shown) to which the air flow signal Io is input and the
[0105]
By the way, in order to convert the input air flow rate signal Io into a voltage signal in the external device, for example, a current-voltage conversion circuit having the same configuration as the current-
[0106]
[Third embodiment]
FIG. 8 is a schematic configuration diagram illustrating an air
The air
[0107]
Each of the heating resistors Rha and Rhb has the same configuration and the same resistance value as the heating resistor Rh of the first embodiment, and each of the temperature compensation resistors Rca and Rcb has the same configuration and the same resistor as the temperature compensation resistor Rc of the first embodiment. Value.
The resistances Rha, Rca, Rhb, and Rcb are spaced apart from each other at a narrowest portion of a venturi IMa provided upstream of a throttle valve (not shown) in the intake pipe IM. Here, the heating resistor Rha is arranged toward the upstream side of the intake pipe IM, and the heating resistor Rhb is arranged toward the downstream side of the intake pipe IM. The lead wires WJ respectively drawn from both ends of the resistors Rha, Rca, Rhb, Rcb are connected to a
[0108]
The
Then, the air
[0109]
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of the
The
Each of the
The
[0110]
Each of the
Each resistor Rha, Rca is connected to the
The
[0111]
The
The emitters of the transistors Tx and Ty are connected to a DC power supply VB.
Note that the grounded emitter current gain β (hFE) of each of the transistors Tx and Ty is set to a sufficiently high value.
[0112]
The input-side transistor Tx is diode-connected with its base and collector coupled, and the base and collector of the input-side transistor Tb are connected to the collector of the output-side transistor Td of the
The collector of the output transistor Tx is connected to the collector of the output transistor Td of the
[0113]
(Operation / Effect of Third Embodiment)
The collector current of the input transistor Tx of the
Then, the collector current of the output side transistor Tx of the
[0114]
Incidentally, the input impedance of the inverting input terminal of the operational amplifier OP constituting the current-
Therefore, the current Ix flowing from the output terminal of the operational amplifier OP to the negative feedback resistor R3 is obtained by the equation (4) based on the collector currents Ica and Icb of the output transistors Td of the
[0115]
Ix = Icb-Ica Equation (4)
[0116]
Then, the current-
Here, the air flow rate signal (output voltage) Vo is obtained by Expression (5) based on the current (input current) Ix, the resistance value R3 of the negative feedback resistor R3, and the reference voltage Vr.
[0117]
Vo = Vr + R3 · Ix Equation (5)
[0118]
Therefore, the air flow signal Vo is a voltage signal obtained by current-voltage conversion of the difference current Ix between the collector currents Icb and Ica of the output side transistors Td of the
[0119]
Incidentally, the collector current Ica of the output side transistor Td of the
Therefore, the air flow rate signal Vo is a voltage signal obtained by current-to-voltage conversion of a difference current between currents flowing through the respective heating resistors Rha and Rhb.
[0120]
Here, the heating resistor Rha is arranged toward the upstream side of the intake pipe IM, and the heating resistor Rhb is arranged toward the downstream side of the intake pipe IM.
Therefore, when air flows in the direction of the arrow A (positive direction) in the intake pipe IM toward the combustion chamber of the engine, the heating resistor Rha is cooled and the temperature is reduced as compared with the heating resistor Rhb, so that the heating resistor Rhb The current flowing through the heating resistor Rha is greater than the current flowing through the heating resistor Rha.
That is, when air flows in the direction of arrow A, the current Ix shown in Expression (4) takes a negative value.
[0121]
Conversely, when air flows in the direction of arrow B (reverse direction) from the combustion chamber to the outside in the intake pipe IM, the heat generating resistor Rhb is cooled and the temperature is reduced as compared with the heat generating resistor Rha, so that the heat generating resistance is reduced. The current flowing through the heating resistor Rhb is greater than the current flowing through Rha.
That is, when air flows in the direction of arrow B, the current Ix shown in Expression (4) takes a positive value.
[0122]
Therefore, for example, when the reference voltage Vr is set to zero, as shown in Expression (5), when air flows in the direction of the arrow A (positive direction), the air flow signal Vo takes a negative value, and the direction of the arrow B ( When air flows in the reverse direction), the air flow signal Vo takes a positive value.
Therefore, according to the air
[0123]
By the way, in a multi-cylinder automobile engine, each time each intake valve (not shown) opens according to the reciprocating motion of the piston in each cylinder, the intake air flows through the intake pipe IM toward each cylinder. Since the air is sucked in the direction A (positive direction), the air flow velocity in the intake pipe IM repeatedly increases and decreases according to the opening and closing of each intake valve.
[0124]
In particular, in the case of an automobile engine having a small number of cylinders (for example, in the case of four or less cylinders), if the intake / exhaust amount of the automobile engine increases from a low speed range to a medium speed range and the intake / exhaust amount increases, the intake valve and the exhaust gas are exhausted. The opening and closing of valves (not shown) overlap, and a part of the exhaust gas blows back into the intake pipe IM with the opening of the intake valve, so that an airflow flowing in the direction of arrow B (reverse direction) may occur. .
[0125]
As described above, in the case where the backflow occurs in the intake pipe IM, the
However, according to the air
[0126]
[Another embodiment]
By the way, the present invention is not limited to the above embodiments, and may be embodied as follows, and even in such a case, the same or more actions and effects as those of the above embodiments can be obtained.
[0127]
[1] In each of the embodiments, the current mirror circuits 14 (14a, 14b) and 54 are configured such that the collector current of the input-side transistor and the collector current of the output-side transistor are equal. May correspond at a fixed ratio.
[0128]
[2] Also in the third embodiment, the current-
[0129]
[3] In each embodiment, the bipolar transistors Tb to Td, Tx, Ty constituting the Widlar type current mirror circuits 14 (14a, 14b), 54 may be replaced with MOS-FETs.
If a MOS-FET is used, the collector currents of the transistors Tb to Td, Tx, and Ty can be equalized with higher accuracy.
[0130]
[4] The differential amplifier Da is configured by an operational amplifier, but may be configured by a discrete circuit or the like. Further, the operational amplifier OP may be configured by a discrete circuit or the like.
[0131]
[5] The
[0132]
[6] The resistors Rha, Rca, Rhb, and Rcb of the third embodiment may be arranged in the intake pipe IM in the same manner as disclosed in FIGS. 1 and 2 of Patent Document 1.
That is, a first air passage and a second air passage are provided in the intake pipe IM, the resistors Rha and Rca are arranged in the first air passage, and the resistors Rhb and Rcb are arranged in the second air passage.
[0133]
The first air passage is formed in such a shape that the flow velocity is increased for the airflow flowing in the intake pipe IM in the forward direction, and the flow velocity is decreased for the airflow flowing in the reverse direction. Further, the second air passage is formed in such a shape that the flow velocity is increased with respect to the air flow flowing in the intake pipe IM in the reverse direction, and is decreased with respect to the air flow flowing in the forward direction.
[0134]
For example, the first air passage is formed so that the upstream open end has a smaller diameter than the downstream open end with respect to the forward air flow, and the second air passage is formed with respect to the reverse air flow. Thus, the downstream opening end is formed to have a smaller diameter than the upstream opening end, and the air passages are tapered so as to expand in opposite directions.
By doing so, the operation and effect of Patent Document 1 can be obtained in addition to the operation and effect of the present invention.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an electrical configuration of a
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of a
FIG. 3 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of a
FIG. 4 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of a
FIG. 5 is a circuit diagram showing an electrical configuration of a
FIG. 6 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of a
FIG. 7 is a circuit diagram showing an electrical configuration of a
FIG. 8 is a schematic configuration diagram showing an air
FIG. 9 is a circuit diagram illustrating an electrical configuration of a
FIG. 10 is a schematic configuration diagram showing an air
FIG. 11 is a circuit diagram showing an electrical configuration of a
[Explanation of symbols]
10,50 ... Air flow rate detection device
12, 12a, 12b, 20, 52 ... detection circuit
14, 14a, 14b, 54 ... current mirror circuit
16 ... Current-voltage conversion circuit
IM ... intake pipe
Da: Differential amplifier
Ta: current control transistor
Rh, Rha, Rhb ... Heating resistance
Rc, Rca, Rcb: Temperature compensation resistor
Ic, Ica, Icb ... Collector current
Ix: Difference current
Claims (3)
前記空気流路内に設けられた発熱抵抗と、
前記空気流路内にて前記発熱抵抗と離間して配置された温度補償用抵抗と、
前記発熱抵抗の端子間電圧と前記温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から前記発熱抵抗および前記温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と前記発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ電流制御回路と、
前記発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記空気流量信号として出力する二連出力形のカレントミラー回路と
を備えたことを特徴とする熱式の空気流量検出装置。An air flow rate detection device that detects an air flow rate flowing in an air flow path and outputs an air flow rate signal corresponding to the air flow rate,
A heating resistor provided in the air flow path;
A temperature compensating resistor disposed apart from the heat generating resistor in the air flow path;
The air flow path is controlled by controlling a current supplied from a DC power supply to the heating resistor and the temperature compensating resistor based on a potential difference between a terminal voltage of the heating resistor and a voltage between terminals of the temperature compensating resistor. A current control circuit that keeps the difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the inside,
A current mirror circuit of a dual output type that supplies a current corresponding to the current flowing through the heating resistor to the temperature compensation resistor and outputs a current corresponding to the current flowing through the heating resistor as the air flow signal. A thermal type air flow detecting device, characterized in that:
前記空気流路内に設けられた第1発熱抵抗と、
前記空気流路内にて第1発熱抵抗と離間して配置された第1温度補償用抵抗と、
第1発熱抵抗の端子間電圧と第1温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から第1発熱抵抗および第1温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と第1発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ第1電流制御回路と、
第1発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した第1電流を出力する二連出力形の第1カレントミラー回路と、
前記空気流路内に設けられた第2発熱抵抗と、
前記空気流路内にて第2発熱抵抗と離間して配置された第2温度補償用抵抗と、
第2発熱抵抗の端子間電圧と第2温度補償用抵抗の端子間電圧との電位差に基づいて直流電源から第2発熱抵抗および第2温度補償用抵抗へ供給される電流を制御することにより、前記空気流路内の空気流速に関係なく前記空気流路内の空気温度と第2発熱抵抗の温度との差を一定温度に保つ第2電流制御回路と、
第2発熱抵抗に流れる電流に対応した電流を前記温度補償用抵抗へ流すと共に、前記発熱抵抗に流れる電流に対応した第2電流を出力する二連出力形の第2カレントミラー回路と、
第1カレントミラー回路の出力した第1電流と、第2カレントミラー回路の出力した第2電流との差電流を生成し、その差電流を前記空気流量信号として出力する差電流出力回路と
を備え、
前記空気流内を正方向に空気が流れると第2発熱抵抗に比べて第1発熱抵抗の方が冷却されて温度が下がり、前記空気流内を逆方向に空気が流れると第1発熱抵抗に比べて第2発熱抵抗の方が冷却されて温度が下がるように第1発熱抵抗および第2発熱抵抗が配置されていることを特徴とする熱式の空気流量検出装置。An air flow rate detection device that detects an air flow rate flowing in an air flow path and outputs an air flow rate signal corresponding to the air flow rate,
A first heating resistor provided in the air flow path;
A first temperature compensating resistor disposed apart from the first heat generating resistor in the air flow path;
By controlling the current supplied from the DC power supply to the first heating resistor and the first temperature compensation resistor based on the potential difference between the terminal voltage of the first heating resistor and the terminal voltage of the first temperature compensation resistor, A first current control circuit that keeps a difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the first heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the air flow path;
A dual output first current mirror circuit that supplies a current corresponding to the current flowing through the first heating resistor to the temperature compensation resistor and outputs a first current corresponding to the current flowing through the heating resistor;
A second heating resistor provided in the air flow path;
A second temperature compensating resistor disposed apart from the second heat generating resistor in the air flow path;
By controlling the current supplied from the DC power supply to the second heating resistor and the second temperature compensation resistor based on the potential difference between the terminal voltage of the second heating resistor and the terminal voltage of the second temperature compensation resistor, A second current control circuit that keeps a difference between the temperature of the air in the air flow path and the temperature of the second heating resistor at a constant temperature regardless of the air flow velocity in the air flow path;
A dual output second current mirror circuit that outputs a current corresponding to a current flowing through the second heating resistor to the temperature compensation resistor and outputs a second current corresponding to the current flowing through the heating resistor;
A difference current output circuit that generates a difference current between the first current output from the first current mirror circuit and the second current output from the second current mirror circuit, and outputs the difference current as the air flow signal. ,
When air flows in the air flow in the forward direction, the first heating resistor is cooled and its temperature is lower than that of the second heating resistor, and when air flows in the air flow in the opposite direction, the first heating resistor is cooled. A thermal air flow detecting device, wherein the first heating resistor and the second heating resistor are arranged such that the second heating resistor is cooled and the temperature is lowered.
電流信号である前記空気流量信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路を備えたことを特徴とする発熱抵抗式の空気流量検出装置。The air flow detecting device according to claim 1 or 2,
A heating resistance type air flow detecting device, comprising: a current-voltage conversion circuit for converting the air flow signal, which is a current signal, into a voltage signal.
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