JP3060607B2 - Hot-wire flow meter - Google Patents

Hot-wire flow meter

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JP3060607B2
JP3060607B2 JP16704891A JP16704891A JP3060607B2 JP 3060607 B2 JP3060607 B2 JP 3060607B2 JP 16704891 A JP16704891 A JP 16704891A JP 16704891 A JP16704891 A JP 16704891A JP 3060607 B2 JP3060607 B2 JP 3060607B2
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resistor
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Inventor
昇 山本
康司 杉浦
Original Assignee
株式会社デンソー
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Description

【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】本発明は、熱線式流量計に関し、 The present invention relates to relates to hot-wire flow meter,
特にその最低作動電圧が低く、作動可能な電圧範囲の広い熱線式流量計に関し、例えば内燃機関の吸入空気量の計測に用いられるものである。 Particularly low its minimum operating voltage, relates wide hot-wire flow meter with operating voltage range, such as those used to measure the intake air amount of the internal combustion engine.

【0002】 [0002]

【従来の技術】従来の熱線式流量計として、特開昭55 As a conventional hot-wire flow meter, JP-A-55
−43447号公報に開示されるものが知られている。 Those disclosed in -43447 JP are known.
このような従来の熱線式流量計は、流体流路中に感温抵抗体を設置し、この感温抵抗体の温度を一定にするように感温抵抗体の発熱量を調節することで、その感温抵抗体への通電量から流体流路中の流量を計測していた。 Such conventional hot-wire flow meter, installed the temperature sensitive resistor in the fluid flow path, by adjusting the heating value of the temperature sensitive resistors to the temperature of the temperature sensitive resistor constant, the flow rate of the fluid flow path was measured from the amount of current supplied to the temperature-sensitive resistor. そして、その通電量の調節には上記公報に開示されるように演算増幅器が広く用いられていた。 Then, the adjustment of the energization amount has been operational amplifier are widely used as disclosed in the above publication.

【0003】従来の熱線式流量計の代表的な回路構成例を図9、図10に示す。 [0003] Examples typical circuit configuration of a conventional hot-wire flow meter are shown in FIGS. 図9において、流体流路中に設けられた二つの感温抵抗体51、52は抵抗器53、5 9, the two temperature sensitive resistors 51 and 52 provided in the fluid flow path resistors 53,5
4、55らとともにブリッジ回路を形成し、このブリッジ回路にはダーリントン接続されたトランジスタ56、 A bridge circuit formed with 4,55 et transistor 56 in the bridge circuit which is Darlington-connected,
57から電流が供給される。 57 current is supplied from. ブリッジ回路の各分圧回路の電圧は演算増幅器58に入力され、その出力は抵抗器59を介してトランジスタ57のベースに入力されている。 Voltages of the voltage dividing circuit of the bridge circuit is inputted to the operational amplifier 58, the output of which is input to the base of the transistor 57 via a resistor 59. そして、一方の分圧回路の電圧は増幅回路を含む出力回路60に入力され、流体の流量に対応した信号として出力される。 Then, the voltage of one of the voltage divider circuit is input to the output circuit 60 including an amplifier circuit, is outputted as a signal corresponding to the flow rate of the fluid. さらに演算増幅器58と出力回路60とには抵抗器61を介してバッテリ1から作動電源が供給される。 Operating power from the battery 1 is supplied further through the resistor 61 to an operational amplifier 58 and an output circuit 60.

【0004】演算増幅器60の出力部分には従来一般に図10に示すような回路が用いられている。 [0004] a circuit as shown in FIG. 10 has been used generally conventional to the output portion of the operational amplifier 60. 図10において、演算増幅器60の出力は、正極側に設けられたダーリントン接続されたトランジスタ62、63と、負極側に設けられたトランジスタ64とにより出力される。 10, the output of the operational amplifier 60 includes a transistor 62 and 63, which are Darlington-connected is provided on the positive electrode side, is output by the transistor 64 provided on the anode side.
トランジスタ62とトランジスタ63とのベースは、トランジスタ65のコレクタに接続され、このコレクタは定電流源67を介して電源に接続されている。 Base of the transistor 62 and the transistor 63 is connected to the collector of the transistor 65, the collector is connected to a power supply via a constant current source 67.

【0005】このような回路では、ブリッジ回路に電流を流し計測をするために必要な最低作動電圧V(MI [0005] In this circuit, the minimum operation voltage V (MI necessary for measuring electric current to the bridge circuit
N)は、各部の電圧降下を図中の記号で表した場合に、 N), when representing the voltage drop of each part by the symbol in the figure,
VBR、VBE1、VBE2、V2、VBE3、VBE VBR, VBE1, VBE2, V2, VBE3, VBE
4、V1およびVCE(MIN)の和として示される。 4, is shown as the sum of V1 and VCE (MIN).

【0006】なお、VBRはブリッジのバランスをとるために必要な電圧で、流量、温度に応じて変化する。 [0006] Incidentally, VBR a necessary voltage to balance the bridge, the flow rate varies depending on the temperature. また、VCE(MIN)は、トランジスタ62、63を正常作動させるために必要なベース電流を定電流源が供給するために必要な定電流源の電圧降下電圧の最小値である。 Further, VCE (MIN) is the minimum value of the voltage drop voltage of the constant current source required for the constant current source the base current required to properly operate the transistor 62 and 63 is supplied.

【0007】 [0007]

【発明が解決しようとする課題】上記の従来技術により、流体流路中の流量を計測することができるが、上記のような回路では、最低作動電圧が高いため低い電源電圧の装置には使用できないという問題点があった。 By the invention is to be solved INVENTION The above conventional technique, it is possible to measure the flow rate of the fluid flow path, the circuit as described above, used in the apparatus of low power supply voltage because of the high operating voltage range there is a problem that can not be the point. また、上記のような回路を自動車に用いた場合には、内燃機関の始動時や、バッテリの充電不足等のバッテリ電圧低下時に正常に流量を計測できなくなるという問題点があった。 In the case of using the circuit as described above in an automobile, startup and the engine has a problem that can not be measured properly flow at low battery voltage of the charging shortage of the battery. 特に、内燃機関の吸入空気量の計測に熱線式流量計を用い、その計測された流量を燃料噴射量の制御等に用いる場合には、始動時やバッテリの充電不足時に正確な空気量が測定できなくなる結果、燃料噴射量の正常な制御ができなくなるという問題点があった。 In particular, using a hot-wire flow meter for measuring the intake air amount of the internal combustion engine, in the case of using the measured flow rate control of the fuel injection amount is determined the exact amount of air at the time of charging shortage of startup and battery can not become a result, there is a problem that can not normally control the fuel injection amount.

【0008】本発明は上記のような従来の問題点に鑑み、低い電源電圧においても流量測定が可能な熱線式流量計を提供することを目的としてなされたものである。 [0008] The present invention has been made for the purpose of providing a hot-wire flow meter capable of flow measurement even in the conventional view of the problems, low supply voltage as described above.

【0009】 [0009]

【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達成するために、流体流路中に設置される感温抵抗体と、 The present invention SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, a temperature sensing resistor that is placed in the fluid flow path,
前記感温抵抗体と直列に設けられ、前記感温抵抗体に供給される電力を調節するトランジスタと、前記感温抵抗体を所定温度にするように前記感温抵抗体への印加電力を調節する調節信号を出力する制御回路と、定電流源と前記調節信号に応じた前記トランジスタのベース電流を前記定電流源から供給する電流調節回路とを備えたことを特徴とする熱線式流量計という技術的手段を採用する。 It provided in series with the temperature sensitive resistor, adjusting a transistor for regulating the power applied to the temperature sensitive resistor to the temperature sensitive resistor to a predetermined temperature the power supplied to the temperature sensing resistor a control circuit for outputting an adjustment signal to called hot-wire flow meter, characterized in that a current regulating circuit for supplying the base current of the transistor in response to the adjustment signal and the constant current source from the constant current source adopt the technical means.

【0010】 [0010]

【作用】上記本発明の構成による作用を説明する。 SUMMARY OF] illustrating the operation by the configuration of the present invention. 本発明の構成では、感温抵抗体に通電するトランジスタのベース電流は、定電流源からの定電流が分流されて供給される。 In the configuration of the present invention, the base current of the transistor to be supplied to the temperature sensitive resistor, a constant current from the constant current source is supplied is diverted. このため、制御回路の出力回路の電圧降下が作動に必要な電圧に加わらないので、流量を計測するために必要な最低の電源電圧を低くできる。 Therefore, the voltage drop of the output circuit of the control circuit is not applied to the voltage required for operation, the minimum supply voltage required for measuring the flow rate can be lowered.

【0011】例えば、、従来の演算増幅器の出力部にあったトランジスタのほぼベースエミッタ間電圧の分だけ、最低作動電圧を下げることができる。 [0011] For example ,, amount corresponding substantially base-emitter voltage of a transistor to the output of a conventional operational amplifier, it is possible to lower the minimum operating voltage. 従来技術として示した回路と比べると、ほぼトランジスタ62、63 Compared with the circuit shown as a conventional art, almost transistors 62 and 63
の電圧降下分(VBE3+VBE4=約1.4V)だけ最低作動電圧を下げることができる。 Minimum operating voltage by the voltage drop (VBE3 + VBE4 = about 1.4V) can be lowered.

【0012】この結果、電源電圧が低い場合にも流体の流量を計測することが可能になる。 [0012] As a result, it is possible to measure the flow rate of fluid even when the power supply voltage is low.

【0013】 [0013]

【実施例】以下本発明を適用した実施例を説明する。 BRIEF DESCRIPTION The embodiments according to the present invention follows. なお、この明細書の中では、差動増幅回路とその出力回路とを含む回路を演算増幅器あるいはオペアンプと称するものとする。 Incidentally, in this specification shall refer to circuitry including a differential amplifier circuit and the output circuit and an operational amplifier or op-amp.

【0014】図1および図2は第1実施例の回路図であり、図1の左端A−A線から図2の右端A−A線に連なる一連の回路図を示している。 [0014] Figures 1 and 2 is a circuit diagram of a first embodiment shows a series of circuit diagram connected to the right end line A-A of FIG. 2 from the left end line A-A of FIG. この第1実施例は、内燃機関の吸気通路に設けられたバイパス通路に感温抵抗体を設け、内燃機関の吸入空気量を測定するものである。 The first embodiment, the temperature sensitive resistors provided in the bypass passage provided in an intake passage of an internal combustion engine, which measures the intake air amount of the internal combustion engine.

【0015】図1,図2において、1は車載バッテリ、 [0015] In FIGS. 1 and 2, 1 is a vehicle-mounted battery,
2はノイズ除去用コンデンサ、3は抵抗器である。 2 noise removal capacitor, 3 is a resistor. 4はバッテリの端子が逆接続された時等に装置の電源ラインがグランドに対し負電圧となった場合に後述する感温抵抗体7の焼損を保護するための保護ダイオードである。 4 is a protective diode for protecting the burning of the temperature sensitive resistors 7 to be described later when the power line of the device such as when the battery of the terminal is reversely connected is a negative voltage with respect to ground.

【0016】5は2段のパワートランジスタであり、エミッタフォロク回路を構成している。 [0016] 5 is a power transistor of the two-stage, and constitutes an emitter Roman click circuit. 6はパワートランジスタ5のベースに設けられた抵抗器である。 6 is a resistor provided in the base of the power transistor 5. 7,8は感温抵抗体であり、空気の流路に配置される。 7,8 is the temperature sensitive resistors, are disposed in the flow path of the air. また、感温抵抗体7,8はセラミック等の絶縁体ボビンに白金線を巻回した同一のものが用いられほぼ同一抵抗値であり、また熱容量,形状等はほぼ同じである。 Further, the temperature sensitive resistor 7 and 8 are substantially the same resistance value same as is used by winding a platinum wire into insulation bobbin of ceramic or the like, and heat capacity, shape, etc. are almost the same. 第1の固定抵抗器9は、第1の感温抵抗体7に流れる電流を電圧に変換して検出する。 First fixed resistor 9 is detected by converting the current flowing through the first thermo-sensitive resistor 7 into a voltage. 抵抗器10,11は第1の感温抵抗体7の両端電圧を分圧するための分圧回路を構成する。 Resistors 10 and 11 constitute a voltage divider circuit for dividing the voltage across the first thermo-sensitive resistor 7.
12は抵抗器13,14はノイズ除去用コンデンサ、1 12 resistors 13, 14 noise removal capacitors, 1
5,16は抵抗器である。 5, 16 is a resistor. 17は第2の固定抵抗器、1 17 second fixed resistor, 1
8は第3の固定抵抗器である。 8 is a third fixed resistor. 19,20はノイズ除去用コンデンサ、21は回路保護用抵抗器、22,23は抵抗器、24,25は後述する基準電圧源104の出力電圧Vrefを分圧するための分圧抵抗器である。 19, 20 noise removal capacitor, 21 is the circuit protection resistor, 22 and 23 resistors, 24 and 25 are voltage dividing resistors for dividing the output voltage Vref of the reference voltage source 104 to be described later.

【0017】100はモノリシックIC化された範囲を示し、101,102,103はバッテリー電圧の過電圧に対してモノシリックIC100を保護するためのツェナーダイオードである。 [0017] 100 indicates a range that is monolithic IC form, 101, 102 and 103 is a Zener diode for protecting a monolithic IC100 against overvoltage of the battery voltage. 104は基準電圧源であり、 104 is a reference voltage source,
バンドギャップ型基準電圧源回路である。 A bandgap reference voltage source circuit. 105は演算増幅器(以下オペアンプと称する)、106はトランジスタ、107〜110はダイオード、111,112は抵抗器、113はダイオードであり、105〜113の素子で、基準電圧源104の出力電圧Vrefを基準として定電圧電源回路を構成している。 105 (hereinafter referred to as operational amplifier) ​​operational amplifiers, transistors 106, 107 to 110 diodes, 111 and 112 resistors, 113 is a diode, in element 105 to 113, the output voltage Vref of the reference voltage source 104 constitute a constant-voltage power supply circuit as a reference.

【0018】200はオペアンプの範囲を示す。 [0018] 200 shows the range of the operational amplifier. オペアンプ200は、抵抗器201,202,一対のPNPトランジスタ203,204、一対のNPNトランジスタ205,206、定電流源207、一対のPNPトランジスタ208,209、一対の定電流源210,21 Operational amplifier 200, resistors 201 and 202, a pair of PNP transistors 203 and 204, a pair of NPN transistors 205 and 206, a constant current source 207, a pair of PNP transistors 208 and 209, a pair of constant current sources 210,21
1、電流源212、一対のトランジスタ213,21 1, current source 212, a pair of transistors 213,21
4、位相補償用コンデンサ215、抵抗器216,21 4, the phase compensation capacitor 215, a resistor 216,21
7,218定電流源217,218、電圧反転増幅用のNPNトランジスタ219、抵抗器220,221およびNPNトランジスタ222,223を備える。 6,566 constant current source 217 and 218 comprises an NPN transistor 219, resistors 220 and 221 and NPN transistors 222 and 223 for voltage inversion amplifying. オペアンプ200は、オペアンブ200の出力端子であるトランジスタ223のエミッタを、抵抗201を介してトランジスタ203のベースに接続しており、ボルテージホロワ回路となっている。 Operational amplifier 200, the emitter of the transistor 223 is an output terminal of Opeanbu 200, are connected to the base of the transistor 203 through the resistor 201, and has a voltage follower circuit. また、前記電流源207,21 Further, the current source 207,21
0,211,212,217,218は電源電圧(V 0,211,212,217,218 the power supply voltage (V
B)の変化に依存しない一定電流を供給し、PNPトランジスタを用いたカレントミラー回路で構成している。 Supplying a constant current which does not depend on changes in B), it is constituted by a current mirror circuit using a PNP transistor.

【0019】300はオペアンプの範囲を示す。 [0019] 300 shows the range of the operational amplifier. オペアンプ300は抵抗器301,302、一対のPNPトランジスタ303,304、抵抗器305,306、定電流源307、一対のNPNトランジスタ308,30 Operational amplifier 300 resistors 301 and 302, a pair of PNP transistors 303 and 304, resistors 305 and 306, a constant current source 307, a pair of NPN transistors 308,30
9、一対のPNPトランジスタ310,311、一対の定電流源312,313、定電流源314、一対のトランジスタ315,316、位相補償用のコンデンサ31 9, a pair of PNP transistors 310 and 311, a pair of constant current sources 312 and 313, a constant current source 314, a pair of transistors 315 and 316, a capacitor 31 for phase compensation
7、抵抗器318、定電流源319,320、電圧反転増幅用のNPNトランジスタ321、PNPトランジスタ322〜326、および定電流源327〜331を備える。 7 comprises, resistor 318, a constant current source 319 and 320, NPN transistors 321, PNP transistor 322 to 326 for voltage inversion amplifying, and a constant current source 327 to 331. そして、抵抗器305と抵抗器306は基準電圧源104の基準電圧Vrefを分圧し、トランジスタ3 The resistor 305 and the resistor 306 dividing the reference voltage Vref of the reference voltage source 104, transistor 3
08のエミッタに抵抗器305が設けられることで、オペアンプ300にオフセット電圧を作用させている。 By 08 of the emitter resistor 305 is provided, and by the action of the offset voltage to the operational amplifier 300. 前記電流源312,313,314,319,320は電源電圧(VB)の変化に依存しない一定電流を供給し、 The current source 312,313,314,319,320 supplies a constant current which does not depend on the change in the power supply voltage (VB),
具体的には、PNPトランジスタを用いたカレントミラー回路で構成している。 Specifically, it constitutes a current mirror circuit using a PNP transistor.

【0020】400,500はオペアンプである。 [0020] 400, 500 is an operational amplifier. 図1 Figure 1
に図示される回路のうち、オペアンプ200,300と5〜19の素子で構成される回路がブリッジ回路及びその制御回路である。 Of the circuit illustrated in, the circuit composed of elements of the operational amplifier 200, 300 and 5 to 19 are bridge circuit and the control circuit. そして、オペアンプ400,500 Then, the operational amplifier 400, 500
と20〜25の素子で構成される回路が、ブリッジ回路から流量と相関を持った電圧として検出される電圧VM When the circuit constituted by elements 20 to 25, the voltage VM to be detected as a voltage having a flow rate and a correlation from the bridge circuit
を増幅し出力するための出力回路である。 An output circuit for amplifying outputs.

【0021】次に上記の構成による回路各部の作動を説明する。 [0021] Next will be described the operation of the individual circuit components of the foregoing arrangement. 装置1にバッテリ1から電源が供給されると、 When power from the battery 1 to the apparatus 1 is supplied,
基準電圧源104は基準電圧Vrefを出力する。 Reference voltage source 104 outputs a reference voltage Vref. この基準電圧はバンドギャップ型の回路で作られ、約1.2 This reference is made in the circuit of bandgap, approximately 1.2
Vの温度特性に優れた高精度な基準電圧である。 Excellent temperature characteristic of the V is a high-precision reference voltage. このV This V
ref電圧を基準として、105〜113で構成される定電圧電源回路で定電圧VCCを作り他の回路の電源として供給している。 Based on the ref voltage, are supplied as a power supply for other circuits make a constant voltage VCC by a constant voltage power supply circuit composed of 105 to 113. この定電圧回路において、VCCは下記数式1で与えられる。 In this constant voltage circuit, VCC is given by Equation 1 below.

【0022】 [0022]

【数1】 [Number 1]

【0023】なお、この数式1において、R111,R [0023] It should be noted that, in this formula 1, R111, R
112は各々抵抗器111,112の抵抗値を示し、V 112 each shows a resistance value of the resistor 111 and 112, V
Fは直列接続されたダイオード107〜110,113 F is connected in series diode 107~110,113
の順方向電圧降下を示す。 It shows the forward voltage drop of the.

【0024】この順方向電圧降下VFは−2mV/℃程度の温度依存があり、従って、上式からわかるようにV [0024] The forward voltage drop VF has temperature dependency of about -2 mV / ° C., thus, as can be seen from the above equation V
CCには温度依存性が与えられている。 Temperature dependence is given to CC. 次にブリッジ回路の作動を説明する。 Next will be described the operation of the bridge circuit.

【0025】まず、装置に電源が供給されたときのブリッジ回路の起動について説明する。 Firstly, a description will be given starting the bridge circuit when the power is supplied to the apparatus. 装置に電源が供給されると、定電圧Vccが供給される。 When the power of the device is supplied, the constant voltage Vcc is supplied. この実施例では、 In this embodiment,
パワートランジスタ5を駆動するオペアンプ300の出力部にトランジスタ322〜326によって構成されるエミッタホロワ回路を設け、トランジスタ321のコレクタの電圧よりトランジスタ326のエミッタの電圧を高めている。 The emitter-follower circuit formed by transistors 322-326 to the output of the operational amplifier 300 to drive the power transistor 5 provided to enhance the emitter voltage of the transistor 326 than the voltage at the collector of the transistor 321. このため、トランジスタ326のエミッタ端子の電圧は、オペアンプ300の入力トランジスタ3 Therefore, the voltage of the emitter terminal of the transistor 326, the input transistor 3 of the operational amplifier 300
03、304のベースに加わる電圧に関係なく所定範囲の電圧となる。 A voltage of a predetermined range regardless of the voltage applied to the base of 03,304. このため、装置に電源が供給された直後にも、トランジスタ326のエミッタ端子の電圧は、オペアンプ300の入力に関係なく所定範囲の電圧となる。 Therefore, immediately after the power is supplied to the device is also the voltage of the emitter terminal of the transistor 326 becomes a voltage of a predetermined range regardless of the input of the operational amplifier 300.

【0026】このトランジスタ326のエミッタ端子の電圧VEの最小値VE(MIN)と最大値VE(MA [0026] The maximum value of VE (MA and the minimum value VE of the voltage VE of the emitter terminal of the transistor 326 (MIN)
X)とは、トランジスタ322〜326の各々のエミッタ−ベース間の順方向電圧降下をVBE1とすると、下記の数式2、数式3で表される。 X) and each of the transistors 322-326 of the emitter - When the forward voltage drop between the base and VBE1, Equation 2 below is expressed by Equation 3.

【0027】 [0027]

【数2】VE(MIN)≒5×VBE1 [Number 2] VE (MIN) ≒ 5 × VBE1

【0028】 [0028]

【数3】VE(MAX)≒5×VBE1+Vcc 上記のようにしてトランジスタ326のエミッタ端子に電圧が発生すると、エミッタホロワ回路を構成するトランジスタ5が導通し、トランジスタ5のエミッタ電圧がオペアンプ300の入力に関係なく所定範囲の電圧となる。 Equation 3] When the voltage to the emitter terminal of VE (MAX) ≒ 5 × VBE1 + Vcc transistor 326 as described above occurs, it conducts the transistor 5 constituting the emitter follower circuit, the emitter voltage of the transistor 5 to the input of the operational amplifier 300 a voltage of a predetermined range regardless.

【0029】このトランジスタ5のエミッタ電圧VBR The emitter voltage of the transistor 5 VBR
の最小値VBR(MIN)と最大値VBR(MAX)とは、下記の数式4、数式5で表される。 The minimum value and the VBR (MIN) and maximum value VBR (MAX) of Equation 4 below, is expressed by Equation 5.

【0030】 [0030]

【数4】VBR(MIN)=5×VBE1−2×VBE [Number 4] VBR (MIN) = 5 × VBE1-2 × VBE
2

【0031】 [0031]

【数5】VBR(MAX)=5×VBE1+VCC−2 [Number 5] VBR (MAX) = 5 × VBE1 + VCC-2
×VBE2 なお、この数式4では、2段のダーリントン接続からなるトランジスタ5の各トランジスタのベース−エミッタ間の順方向電圧降下をVBE2として、トランジスタ5 × VBE2 In this equation 4, for each transistor of the transistor 5 composed of a Darlington connection of two stages based - the forward voltage drop between the emitter as VBE2, the transistor 5
のベース−エミッタ間の順方向電圧降下を2×VBE2 Base - 2 × forward voltage drop between the emitter VBE2
としてある。 There as.

【0032】ここで、常温におけるVBE1とVBE2 [0032] Here, VBE1 at room temperature and VBE2
とをほぼ0.7(V)とすると、VBRは2.1〜VC When the door of the almost 0.7 (V), VBR is 2.1~VC
C+2.1(V)の範囲の電圧となる。 C + 2.1 a voltage in the range of (V). 以上の作動により、オペアンプ300の入力状態に関係なく所定範囲の電圧が感温抵抗体7、8を含むブリッジ回路に印加され、オペアンプ300の入力となる電圧VMとVKとが発生する。 By the above operation, the voltage of a predetermined range regardless of the input state of the operational amplifier 300 is applied to the bridge circuit including temperature-sensitive resistors 7 and 8, the voltage VM and VK as an input of the operational amplifier 300 is generated. この時は電源の供給直後であるため、第1の感温抵抗体7はまだ発熱していないから、VM>VKとなる。 Because this time is immediately after the supply of power, from the first thermo-sensitive resistor 7 is not yet heat generation, the VM> VK. このため、オペアンプ300の出力(トランジスタ326のエミッタ電圧)はVCC+5×VBE1となり、トランジスタ5のエミッタ電圧は5×VBE1+V Therefore, (emitter voltage of the transistor 326) the output of the operational amplifier 300 is VCC + 5 × VBE1, and the emitter voltage of the transistor 5 5 × VBE1 + V
CC−2×VBE2の最大電圧となる。 The maximum voltage of the CC-2 × VBE2. この結果、感温抵抗体7には最大の電流が通電され、感温抵抗体7が発熱して抵抗値が上昇し、電圧VMが低下する。 As a result, the maximum current is energized to the temperature sensitive resistor 7, and the heat generation temperature-sensitive resistor 7 resistance value increases, the voltage VM decreases. そして、 And,
VM=VKとなるようにオペアンプ300がトランジスタ5を制御する。 Operational amplifier 300 so that VM = VK controls the transistor 5.

【0033】以上に説明したように、この実施例ではトランジスタ5のエミッタ端子の電圧がとりうる最大値が制限されているから、バッテリの電源電圧VBが変動してもエミッタ端子の電圧VBRが過度に上昇することがない。 [0033] As described above, since the maximum value of the voltage of the emitter terminal of the transistor 5 can take in this embodiment is limited, the voltage VBR emitter terminal even if the power supply voltage VB of the battery fluctuates excessively It is not able to rise to. 例えば、バッテリの電圧が通常使用時の電圧よりはるかに高い電圧となったり、何らかの外乱ノイズによってVM、VKが異常値をとるようなことがあっても、 For example, a much higher voltage than the voltage at the voltage of the battery is usually used, VM by some disturbance noise, even if VK is that takes an abnormal value,
電圧VBRが過度に上昇することがなく、感温抵抗体が保護される。 Without voltage VBR increase excessively, the temperature sensitive resistors are protected.

【0034】また、トランジスタのベース−エミッタ間の順方向電圧降下VBEは公知のように−2(mV/° [0034] The base of the transistor - the forward voltage drop VBE between the emitter as known -2 (mV / °
C)程度の温度特性を有している。 And a C) about temperature characteristics. このため、電圧VB For this reason, voltage VB
Rは、上記の数式4、数式5に示したように、およそ3 R, the above equation 4, as shown in Equation 5, approximately 3
×VBEの温度特性を有している。 × has a temperature characteristic of VBE. そこでこの実施例では、定電圧電源回路にダイオード107〜110、11 Therefore, in this embodiment, the voltage regulator diode 107~110,11
3を使用することで、電圧VCCに+6(mV/°C) 3 Using, +6 voltage VCC (mV / ° C)
程度の温度特性を与え、上記の3×VBEの温度特性による電圧VBRの最大値の変化をキャンセルしている。 Give the extent of the temperature characteristics, and to cancel the change of the maximum value of the voltage VBR due to the temperature characteristics of the above 3 × VBE.
これにより、電圧VBRの最大値を温度、および電源電圧VBに関係なくほぼ一定に維持することができる。 This makes it possible to maintain the maximum value of the voltage VBR temperature, and substantially constant regardless of the supply voltage VB.

【0035】なお、電圧VBRの最大値は、検出対象の最大流量時に必要な電圧よりいくらか高く、かつ、感温抵抗体等のブリッジ回路を保護する程度の値に設定される。 [0035] The maximum value of the voltage VBR is somewhat higher than the voltage required at maximum flow rate to be detected, and is set to a value enough to protect the bridge circuit of the temperature-sensitive resistor or the like. 次にブリッジ回路起動後の作動について説明する。 It will now be described the operation of the post-bridge circuit startup.
ブリッジ回路を構成する主要な部品は、オペアンプ20 Major components of the bridge circuit, an operational amplifier 20
0,300,トランジスタ5,感温抵抗器7,8,固定抵抗器9〜11,17,18である。 0,300, transistor 5, the temperature-sensitive resistors 7 and 8, a fixed resistor 9~11,17,18. 以下、第1の感温抵抗体7の抵抗値をRH、第2の感温抵抗体8の抵抗値をRK、第1の固定抵抗器9の抵抗値をR9、第1の固定抵抗器17の抵抗値をR17、第3の固定抵抗器18 Hereinafter, RH resistance value of the first thermo-sensitive resistor 7, the resistance value of the second thermo-sensitive resistor 8 RK, the resistance value of the first fixed resistor 9 R9, the first fixed resistor 17 the resistance value R17, the third fixed resistor 18
の抵抗値をR18、固定抵抗器10,11の抵抗値をR Resistance value R18, the resistance value of the fixed resistor 10, 11 R of the
10,R11として表わす。 10, expressed as R11. また、図中のVBR,V In addition, VBR in the figure, V
M,VKはその記号の付してある部分の電圧を表わすものである。 M, VK is representative of the voltage of the portion are denoted in the symbol.

【0036】上記の起動時の作動によりブリッジ回路に通電されると、オペアンプ200,300の入力電圧が発生し、オペアンプ300の入力電圧には下記数式6の条件が成立する。 [0036] When energized bridge circuit by operation of the startup, the input voltage is generated in the operational amplifier 200 and 300, the input voltage of the operational amplifier 300 conditions the following Equation 6 is satisfied.

【0037】 [0037]

【数6】VM+VOS3=VK 一方、オペアンプ200の入力電圧には、下記数式7の条件が成立する。 [6] VM + VOS3 = VK On the other hand, the input voltage of the operational amplifier 200, the condition of following equation 7 is established.

【0038】 [0038]

【数7】 [Equation 7]

【0039】上記数式6に数式7を代入すると下記数式8が導かれ、さらに下記数式9で表わされる電圧VBR The following equation 8 and substituting Equation 7 into the above equation 6 is led, the voltage VBR that is further represented by the following equation (9)
を代入して整理すると下記数式10が導かれる。 The following equation (10) is led and organized by substituting. この数式10が、ブリッジ回路の平衡条件式である。 This formula 10, the equilibrium condition of the bridge circuit. なお、R In addition, R
H≪R10+R11とする。 And H«R10 + R11.

【0040】 [0040]

【数8】 [Equation 8]

【0041】 [0041]

【数9】 [Equation 9]

【0042】 [0042]

【数10】 [Number 10]

【0043】上式においてVOS3はオペアンプ300 [0043] In the above formula VOS3 operational amplifier 300
のオフセット電圧である。 Which is the offset voltage. この電圧VOS3は基準電圧源104の出力である電圧Vrefを抵抗306,30 This voltage VOS3 resistance voltage Vref output from the reference voltage source 104 306,30
5からなる分圧回路で分圧したオフセット電圧ΔVとオペアンプ300の内部回路で前記ΔV以外に発生する内部オフセット電圧(VOS3Dとする)とで決まり下記の数式11で表わされる。 Determined out with internal offset voltage by voltage dividing circuit consisting of 5 in the internal circuit of dividing the offset voltage [Delta] V and the operational amplifier 300 to generate in addition to the [Delta] V (a VOS3D) is represented by Equation 11 below.

【0044】 [0044]

【数11】VOS3=ΔV+VOS3D 電圧VOS3Dは主にトランジスタ303と304,3 [Number 11] VOS3 = ΔV + VOS3D voltage VOS3D is mainly transistor 303 304,3
08と309,310と311のそれぞれのペア性の不整合及び電流源312と313の不整合によって生じる内部オフセット電圧である。 08 and an internal offset voltage caused by each pair of mismatch and mismatch of the current sources 312 and 313 of the 309, 310 and 311. 電圧VOS2はオペアンプ200の内部オフセット電圧であり、オペアンプ300 Voltage VOS2 is the internal offset voltage of the operational amplifier 200, operational amplifier 300
の内部オフセット電圧VOS3Dと同じ理由により生ずる。 Caused by the same reason as the internal offset voltage VOS3D.

【0045】なお、以下の説明では作動説明を簡単にするために、VOS2,VOS3を0(V)として説明する。 [0045] In order to simplify the operation described in the following description, VOS2, VOS3 as 0 (V). 前述の数式10においてVOS2,VOS3を0 In Equation 10 above VOS2, VOS3 0
(V)として式を整理すると、ブリッジ平衡条件式は下記数式12となる。 And rearranging the expression as (V), bridge balance condition becomes following equation 12.

【0046】 [0046]

【数12】 [Number 12]

【0047】上式の右辺は空気流路に設置される第2の感温抵抗体8の抵抗値RKと固定抵抗器の抵抗値R1 The above equation of the right side the resistance value of the resistance value RK and the fixed resistor of the second thermo-sensitive resistor 8 is placed in the air flow passage R1
7,R18,R10,R11で決まる。 7, R18, R10, determined by the R11. ここで空気流路に設置される感温抵抗体7,8はほぼ同一抵抗でかつ、 And wherein the temperature-sensitive resistor 7 and 8 installed in the air flow path is substantially the same resistance,
同一熱容量を持つ感温抵抗体であるが、第2の感温抵抗体8は自己発熱しないようそこに加わる電圧が調節されている。 Is a temperature sensitive resistors having the same thermal capacity, the second thermo-sensitive resistor 8 is regulated voltage applied thereto so as not to self-heating. この実施例では、抵抗10,11の分圧回路とオペアンプ200によって、第2の感温抵抗体8の両端に加わる電圧は、第1の感温抵抗体7の両端に加わる電圧(VBR−VM)の1/10〜1/20程度となるよう設定している。 In this embodiment, the voltage dividing circuit and the operational amplifier 200 of the resistors 10 and 11, the voltage applied to both ends of the second thermo-sensitive resistor 8, the voltage applied across the first thermo-sensitive resistor 7 (VBR-VM It is set so as to be about 1 / 10-1 / 20). 従って、上記数式12の右辺は、第2 Thus, the right side of the equation 12, the second
の感温抵抗体8の温度が空気流路を流れる空気温度にほぼ等しくなることから、この空気温度によって決まる値となる。 The temperature of the temperature-sensitive resistor 8 from becoming approximately equal to the air temperature flowing through the air flow path, a value determined by the air temperature.

【0048】一方、数式12の左辺のRH/R9は、R [0048] On the other hand, the left-hand side of the RH / R9 of formula 12, R
9が第1の固定抵抗であるから、第1の感温抵抗体7の抵抗値RHによって決まる値となる。 Since 9 is the first fixed resistor, the value determined by the resistance value RH of the first thermo-sensitive resistor 7. 第1の感温抵抗体7は空気流路に設置されており、そこに流れる電流をI The first thermo-sensitive resistor 7 is disposed in the air flow path, the current flowing therein I
とすると、I 2 RHの電力を消費し、発熱する。 When, consuming I 2 RH of power and heat generation. この発熱電力I 2 RHは空気流路を流れる空気に放熱されるので、この流路を流れる空気流量が多いか、少ないかによって空気に奪われる熱量が変わってくる。 Since the heating power I 2 RH is dissipated in air flowing through the air flow path, or flow rate of air flowing through the flow path is large, varies the amount of heat absorbed by the air depending less. このため、空気量に応じて温度が変化し、抵抗値RHも変化しようとするが、第1の感温抵抗7の抵抗値RHが変わらないようオペアンプ300がトランジスタ5からの通電量を制御する。 Therefore, temperature changes depending on the air amount, tries to change the resistance value RH, the operational amplifier 300 so that the resistance value RH does not change the first thermo-sensitive resistor 7 is controlling the amount of current supplied from the transistor 5 . つまり、空気流量に応じて前記Iを変化させることにより、I 2 RHを変化させRHが常に所定抵抗値になるよう制御される。 In other words, by changing the I according to the air flow rate, the RH to change the RH I 2 is always controlled to be a predetermined resistance value.

【0049】具体的には、回路図中のVBRを変化させることにより、前述のIを変化させる。 [0049] More specifically, by varying the VBR in the circuit diagram, changing the aforementioned I. 従って、この電流Iは空気流量に相関を持った値である。 Therefore, the current I is a value having a correlation with the air flow. そしてこの実施例では、第1の固定抵抗9の電圧降下電圧(I×R And in this embodiment, the first voltage drop voltage of the fixed resistor 9 (I × R
9)を検出することにより、空気流量に相関を持った電圧を検出している。 By detecting the 9) detects the voltage having a correlation to the air flow rate. この電圧(VM)を後述する出力回路にて増幅し、流量信号電圧として図示せぬ燃料噴射量制御装置に出力する。 It is amplified by the output circuit to be described later this voltage (VM), and outputs the fuel injection amount control device (not shown) as a flow rate signal voltage.

【0050】次に、第2の感温抵抗体8の役割について詳細に説明する。 Next, it will be described in detail the role of the second thermo-sensitive resistor 8. 前述のように第2の感温抵抗体8は、 Second thermo-sensitive resistor 8 as described above,
ほぼ自己発熱させない(自己発熱は約1℃以下が望ましい)ことが前提であり、この感温抵抗体8は空気流路を流れる空気温度を計測しているものである。 Substantially not self-heating a (self heating of about 1 ℃ or less is desirable) it is premised, the temperature sensitive resistor 8 are those measures the temperature of air flowing through the air flow path. 感温抵抗体7,8の抵抗値は3800ppm/℃の温度依存性を有している。 The resistance of the temperature sensitive resistors 7 and 8 have a temperature dependency of 3800 ppm / ° C.. この実施例では、この感温抵抗体8を有することによって、流路を流れる空気温度変化を補償しており、流れる空気温度に関係することなく、流量に相関を持った電圧(VM)を得ている。 In this embodiment, obtained by having the temperature sensitive resistors 8, to compensate for the air temperature variation through the flow passage, without involving the air temperature flowing, the voltage having a correlation to the flow rate a (VM) ing.

【0051】具体的には、第2の感温抵抗体8の温度に対し、第1の感温度抵抗体7の温度を常に一定温度高くすれば良い。 [0051] Specifically, with respect to the temperature of the second thermo-sensitive resistor 8, it may always be constant temperature higher the temperature of the first sensitive temperature resistor 7. これは、数式12においてR17,R18 This is because, in Equation 12 R17, R18
を未知数として、具体的温度の2点について連立方程式を立て、解くことにより、R17,R18を設定すれば容易に実現できる。 As unknowns, the simultaneous equations stand for two points of the specific temperature, by solving can be easily realized by setting the R17, R18. また第1,第2の感温抵抗体の温度差に空気流路を流れる空気温度に応じて温度依存性を与えることも前述の抵抗値R17,R18の前提により容易に温度依存性を与えることもできる。 The first, easily giving the temperature dependence by also assumes the resistance R17, R18 described above giving the temperature dependence in accordance with the temperature of air flowing through the air passage to the temperature difference of the second thermo-sensitive resistor It can also be.

【0052】次にVOS2,VOS3を含めて回路の作動を説明する。 [0052] Next will be described the operation of the circuit, including VOS2, VOS3. 上記の数式10に示されるブリッジ平衡条件式を変形して、流量に相関を持った電圧VMを求めると、下記数式13となり、上述のVOS3=ΔV+V By modifying the bridge balance conditional expression is 10 described above, when determining the voltage VM having a correlation to the flow rate, the following equation 13, and the above VOS3 = ΔV + V
OS3Dを代入すると数式14となる。 Substituting OS3D the equation (14).

【0053】 [0053]

【数13】 [Number 13]

【0054】 [0054]

【数14】 [Number 14]

【0055】この数式14をオフセット電圧について整理すると下記の数式15となる。 [0055] and to organize this formula 14 for the offset voltage becomes the equation (15) below.

【0056】 [0056]

【数15】 [Number 15]

【0057】この数式15の右辺第2頁括弧内の式がこの実施例の回路構成における総合オフセット電圧VOS [0057] Overall the offset voltage VOS expression on the right page 2 in the parentheses of the equation 15 in the circuit configuration of this embodiment
である。 It is. 数式15からわかるように、オペアンプ300 As can be seen from equation (15), the operational amplifier 300
の内部オフセット電圧VOS3Dとオペアンプ200の内部オフセット電圧は相殺するよう作用する。 The internal offset voltages of the internal offset voltage VOS3D operational amplifier 200 acts to cancel. すなわち、VOS3D及びVOS2は0(V)が理想であるが、現実的にはオペアンプ内のペア素子の不整合等により必ずオフセット電圧が生じる。 That is, the VOS3D and VOS2 is 0 (V) is ideal, in reality is always offset voltage caused by mismatching of the paired elements in the operational amplifier. そこでこの実施例では、VOS3DとVOS2とを相殺させている。 Therefore, in this embodiment, thereby offsetting the VOS3D and VOS2. そのためにこの実施例ではモノリックIC100内つまり、1 Within Monorikku IC100 i.e. in this embodiment in order that, 1
チップ上にオペアンプ200,300を作り、オペアンプ200,300のチップ上への配置,素子サイズの最適化等により、VOS2≒VOS3Dとしている。 Creating an operational amplifier 200 and 300 on the chip, placement on the chip of the operational amplifier 200 and 300, the optimization of the device size, and the VOS2 ≒ VOS3D. これにより、総合オフセット電圧VOSを理想のVOS=Δ As a result, the total offset voltage VOS of the ideal VOS = Δ
Vに近づけることができる。 It can be close to V.

【0058】また、このようにして作ったオペアンプの内部オフセットの温度ドリフトもVOS2とVOS3D [0058] In addition, the temperature drift of the internal offset of op amps that are made in this way also VOS2 and VOS3D
でほぼ同じとなる。 In substantially the same. ここで、数式15の右辺第2頁のR Here, the second page right-hand side of Equation 15 R
18/RK+R17+R18は、抵抗器10,11の分圧比でほぼ決まるが、第2の感温抵抗体8の自己発熱がほとんど無視できる程度(自己発熱1℃以下)に抑えられると0.7〜0.9の値となる。 18 / RK + R17 + R18 is substantially determined by the voltage division ratio of the resistors 10, 11, the self-heating of the second thermo-sensitive resistor 8 is suppressed to the extent almost negligible (self-heating 1 ℃ or less) from 0.7 to 0 the value of .9.

【0059】総合オフセット電圧VOSはブリッジ回路を安定に作動させるために必要であり、正の電圧でなければならない。 [0059] Comprehensive offset voltage VOS is necessary in order to operate the bridge circuit stable, it must be a positive voltage. すなわちVOSが負の場合はオペアンプ300の入力と出力の関係でみると正帰還がかかることになり、不安定になり発振現象が発生する。 That VOS is in the case of negative would take a positive feedback and look at the relationship between the input and output of the operational amplifier 300, the oscillation phenomenon becomes unstable occurs. 以上の理由によりVOSは正の電圧である必要があるが、この正のVOSの大小によってブリッジ回路の応答性が左右される。 Above the VOS reasons it must be a positive voltage, the response of the bridge circuit is influenced by the magnitude of the positive VOS. 具体的には空気流路を流れる空気量が急激に変化した場合の流量信号である電圧VMの応答が総合オフセット電圧VOSの値によって変わる。 Specifically response of the voltage VM which is a flow rate signal when the amount of air flowing through the air flow path changes abruptly changes the value of the total offset voltage VOS. 総合オフセット電圧VOSが大きいとブリッジ回路の負帰還が強くなり応答性は遅くなる。 Negative feedback becomes strong response of the bridge circuit and the total offset voltage VOS is large, slow down. 逆にVOSが小さいほど負帰還は弱くなり応答性は早くなる。 Negative feedback is weakened responsiveness as VOS is small conversely faster. 応答性を早くすると過渡時にリンギング等が発生し好ましくない。 If you fast the response of ringing or the like occurs undesirable during a transient. 応答性が遅いと過渡時の流量が計れないので問題となる。 And the slow response of a problem because the flow rate is not be measured at the time of the transient. そこで総合オフセット電圧VOSの最適化が必要であり、通常このVOSは数mVに設定する。 Therefore it is necessary to optimize the overall offset voltage VOS, usually set to the VOS few mV. 以上の理由によりVOSはできる限りバラツキの少ない所定電圧値であることが望ましい。 It is desirable that more of VOS reasons a small variation predetermined voltage value as possible.
この実施例では、数式15に示す総合オフセット電圧の誤差要素であるオペアンプ200のオフセット電圧VO In this embodiment, the offset voltage VO of the operational amplifier 200 is the error component of the total offset voltage shown in Equation 15
S2とオペアンプ300の内部オフセット電圧VOS3 Internal offset voltage of S2 and the operational amplifier 300 VOS3
Dが相殺するよう、作用するので総合オフセット電圧V So that D is canceled, the total offset voltage V because they act
OSの誤差を最小限に抑えている。 And to minimize the error of the OS.

【0060】また、この実施例では、第1の感温度抵抗体7と抵抗器9,10,11に流す電流をトランジスタ5を介して電源電圧VBから得ている。 [0060] Further, in this embodiment, the current flowing to the first sensing temperature resistor 7 and the resistor 9, 10, 11 obtained from the supply voltage VB via the transistor 5. これにより、第1の感温抵抗体7に流す電流を、抵抗器3を通して得る場合より、最低作動電圧を下げることができる。 Thus, the current supplied to the first thermo-sensitive resistor 7, than if the resistor 3 obtained through, can lower the minimum operating voltage.

【0061】さらにこの実施例では、第2の感温抵抗体8と抵抗器17,18との直列回路に流す電流もトランジスタ5のエミッタから供給している。 [0061] Further in this embodiment, current flowing in the series circuit of the second thermo-sensitive resistor 8 and the resistor 17 and 18 is also supplied from the emitter of the transistor 5. すなわち、オペアンプ200の出力トランジスタ223のコレクタは、 That is, the collector of the output transistor 223 of the operational amplifier 200,
抵抗器15を介してトランジスタ5のエミッタに接続され、トランジスタ223のエミッタは第2の感温抵抗体8に接続されている。 Via a resistor 15 is connected to the emitter of the transistor 5, the emitter of the transistor 223 is connected to the second thermo-sensitive resistor 8.

【0062】ここで、第2の感温抵抗体8に供給する電流は数mA〜数十mAになり、この電流を定電圧源のV [0062] Here, the current supplied to the second thermo-sensitive resistor 8 becomes several mA~ tens mA, V the current of the constant voltage source
CCから供給しようとすると、抵抗器3を流れる電流が増加し、この抵抗器3における電圧降下が大きくなって、回路が作動可能な最低作動電圧が高くなってしまうという問題点が生じる。 If to be supplied from the CC, the current flowing through the resistor 3 increases, the voltage drop is increased in the resistor 3, a problem that the circuit becomes higher minimum operating voltage actuable occurs. また、これを回避するために抵抗器3の抵抗値を小さくすると、過電圧保護用のツェナーダイオード101,102,103の容量を高める必要が生じ、モノリシックIC100のチップサイズの大型化,コストアップ等の問題点が生じる。 Also, reducing the resistance value of the resistor 3 in order to avoid this, it becomes necessary to increase the capacity of the zener diode 101, 102, 103 for overvoltage protection, enlargement of the chip size of the monolithic IC 100, the cost, etc. problems arise.

【0063】しかし、この実施例の上記構成によると、 [0063] However, according to the arrangement of this embodiment,
第2の感温抵抗体8の電流をトランジスタ5を介して電源電圧VBから得ているため、上述のごとき問題点を生じることがない。 Since the obtained from the second temperature sensing supply voltage VB current through the transistor 5 of the resistor 8, is not caused such problems described above.

【0064】なお、抵抗器15はトランジスタ223の消費電力を低減するための抵抗であり、これを取り除いて回路を構成してもよい。 [0064] Incidentally, the resistor 15 is a resistor for reducing the power consumption of the transistor 223 may constitute a circuit by removing it. 前述の作動説明でわかるように、第1の感温抵抗体7の消費電力は、抵抗器9〜1 As it can be seen in the above operation description, the power consumption of the first thermo-sensitive resistor 7, a resistor 9 to 1
8,オペアンプ200,300,トランジスタ5等により構成される制御回路により、帰還制御される。 8, the operational amplifier 200 and 300, the configured control circuit by the transistor 5 or the like, is feedback-controlled. この帰還制御ループ内には以下に述べる電圧増幅回路が介在している。 It is interposed a voltage amplifying circuit to be described below in the feedback control loop.

【0065】オペアンプ200内にはトランジスタ20 [0065] to the operational amplifier 200 in the transistor 20
5,206,208,209で構成される差動増幅回路があり、これは、トランジスタ203と204のそれぞれのベース端子電圧の差電圧を電圧増幅しており、トランジスタ209のコレクタ端子に増幅後の電圧が出力され通常60(dB)程度の増幅度を有している。 There is a differential amplifier circuit composed of 5,206,208,209, which is a difference voltage between the respective base terminal voltage of the transistor 203 and 204 has voltage amplification, the amplified to the collector terminal of the transistor 209 a voltage is output and a normal 60 (dB) of about the amplification degree. また、 Also,
トランジスタ221では電圧反転増幅を行っている。 In the transistor 221 is performing a voltage inverting amplifier. このトランジスタ2211個で通常60(dB)前後の電圧増幅度を有している。 And a normal 60 (dB) before and after voltage amplification factor in this transistor 2211 pieces. これらの2つの増幅回路の電源は定電圧電源の定電圧VCCから電流源210〜21 Power of these two amplifying circuit current source from the constant voltage VCC of the constant voltage power supply 210 to 21
1,217を介して供給されている。 It is supplied through the 1,217. オペアンプ200 Operational amplifier 200
内のその他のトランジスタ203,204,213,2 Other transistors of the inner 203,204,213,2
14,222,223はすべてエミッタフォロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない(電圧増幅度は1 14,222,223 are all constitute an emitter follower circuit, there is no voltage amplification function (the voltage amplification degree 1
倍)。 Times).

【0066】次にオペアンプ300はオペアンプ200 [0066] Next, the operational amplifier 300 is an operational amplifier 200
と同様にトランジスタ308,309,310,311 In the same manner as the transistor 308,309,310,311
で差動増幅回路を構成する。 In constituting the differential amplifier circuit. また、トランジスタ321 In addition, the transistor 321
で電圧反転増幅回路を構成する。 In constituting the voltage inverting amplifier circuit. それらの電源は電流源312〜314,320を介して定電圧電源の定電圧V They supply a constant voltage V of the constant voltage source through a current source 312~314,320
CCから供給されている。 It is supplied from the CC. その他のトランジスタ30 Other transistor 30
3,304,315,316,322〜326はエミッタホロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。 3,304,315,316,322~326 constitute a emitter follower circuit, there is no voltage amplification function.

【0067】またパワートランジスタ5はエミッタホロワ回路を構成しており、電圧増幅作用はない。 [0067] The power transistor 5 constitute a emitter-follower circuit, there is no voltage amplification function. 従って帰還ループ内に介在する電圧増幅回路の電源はすべて定電圧電源の定電圧VCCより供給しているので装置の電源の電圧VBが変動しても定電圧VCCに応じて制御される電圧VBRが変動することはない。 Therefore, the voltage VBR that is controlled in response to the constant voltage VCC is also the power supply voltage VB of the device because it is supplied from the constant voltage VCC of all the constant-voltage power supply of the voltage amplifier circuit interposed in the feedback loop varies the not able to change.

【0068】次にバッテリー1の電圧が低下した場合について説明する。 [0068] Next, the voltage of the battery 1 is described as being reduced. つまり流量計測するために必要なVB VB required for that is to flow measurement
R電圧に対しバッテリー1の電圧VBは最低何(V)必要かについて述べる。 For R voltage voltage VB of the battery 1, we describe how the lowest What (V) necessary.

【0069】抵抗器3における電圧降下電圧をV1 ,抵抗器6における電圧降下電圧をV2 [0069] The voltage drop across the voltage across resistor 3 V1, the voltage drop voltage across resistor 6 V2 ,ダーリントン型パワートランジスタ5の後段トランジスタのベース,エミッタ間の順方向電圧降下電圧をVBE1,前段トランジスタのベースエミッタ間の順方向電圧降下電圧をVBE , The base of the subsequent transistor Darlington type power transistor 5, a forward voltage drop emitter voltage VBE1, the forward voltage drop voltage between the base and the emitter of the preceding transistor VBE
2,電流源331の電圧降下電圧の最小値をVCE(M 2, the minimum value of the voltage drop voltage of the current source 331 VCE (M
IN)とすると流量計測に必要な最低電圧値は下記の数式16で表わされる。 When IN) minimum voltage required to flow measurement can be expressed by Equation 16 below.

【0070】 [0070]

【数16】VB(MIN)=VBR+VBE2+VBE [Number 16] VB (MIN) = VBR + VBE2 + VBE
1+V2 1 + V2 +VCE(MIN)+V1 + VCE (MIN) + V1 なお、VCE(MIN)は電流源331の電圧降下の最小値を示し、トランジスタ5を正常作動させるために必要なベース電流を供給できる最低の電圧を示す。 Incidentally, VCE (MIN) represents the minimum value of the voltage drop across the current source 331, indicating the minimum voltage that can supply the base current required to properly operate the transistor 5.

【0071】ここで、定電流源の詳細な回路を図3に示す。 [0071] Here, a detailed circuit of the constant current source in FIG. 図3における327〜331のPNPトランジスタは、図1,図2の電流源327〜331の各々に相当する。 PNP transistors 327-331 in FIG. 3, FIG. 1, corresponding to each of the current sources 327 to 331 in FIG. 2. 図3の電流源回路は一般的なカレントミラー回路であり、基本電流T 1は下記の数式17で決まる。 Current source circuit of FIG. 3 is a general current mirror circuit, the base current T 1 is determined by Equation 17 below.

【0072】 [0072]

【数17】 [Number 17]

【0073】なお、VEB350はトランジスタ350 [0073] It should be noted, VEB350 the transistor 350
のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、VEB351はトランジスタ351のエミッタ−ベース間電圧降下電圧、 Emitter - base voltage drop voltage, VEB351 the emitter of transistor 351 - base voltage drop voltage,
R352は抵抗352の抵抗値である。 R352 is the resistance value of the resistor 352. 図3において、 3,
電流I 1がトランジスタ350のコレクタ電流として流れ、トランジスタ327〜331はそれぞれ基本電流I Current I 1 flows as the collector current of the transistor 350, the transistor 327 to 331 each basic current I
1をミラーして出力する。 1 and mirror output. トランジスタ327〜331 Transistors 327-331
の出力する電流値は、バイポーラICの同一チップ上で回路を構成する場合において、トランジスタ350とトランジスタ327〜332に同一素子を用いれば各トランジスタの出力電流はほぼ基本電流I 1と同一電流となる。 The current value output, in the case of forming the circuit on the same chip bipolar this IC, load current of the transistors by using the same elements in the transistor 350 and the transistor 327 to 332 is substantially the basic current I 1 and the same current . 本実施例における電流源327〜330は同一電流値の電流源とし、電流源331の電流源はパワートランジスタ5のベース電流を供給するために他の電流源32 Current source 327 to 330 in this embodiment is a current source of the same current value, the current source of the current source 331 is another current source for supplying a base current of the power transistor 5 32
7〜330の電流に比べ、数十倍の電流値としている。 Compared to 7-330 of current, and several tens times the current value.
これはトランジスタ350の素子面積に対し、トランジスタ331の素子面積を大きくするか、あるいはトランジスタ350と同一素子を並列に何個か接続することにより容易に達成できる。 This contrast element area of ​​the transistor 350, can be easily achieved by either increasing the element area of ​​the transistor 331, or connects the transistor 350 some number of identical elements in parallel and.

【0074】次に出力回路について説明する。 [0074] Next, the output circuit will be described. 出力回路はオペアンプ400,500と抵抗21〜25,コンデンサ20で構成されている。 Output circuit operational amplifier 400, 500 and resistors 21 to 25, a capacitor 20. この出力回路はブリッジ回路から流量に相関を持った電圧信号として電圧VMをオペアンプ500の非反転入力端子に入力し、下記の数式18で表わされる出力電圧Voutを出力するよう作用する。 The output circuit a voltage VM is input to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 500 as a voltage signal having a correlation from the bridge circuit to flow and acts to output the output voltage Vout expressed by Equation 18 below. なお、抵抗21〜25の抵抗値をR21〜R25 In addition, the resistance value of the resistor 21~25 R21~R25
として表わし、電圧VRは下記の数式19で表わされる。 It expressed as the voltage VR is expressed by Equation 19 below.

【0075】 [0075]

【数18】 [Number 18]

【0076】 [0076]

【数19】 [Number 19]

【0077】上記の数式18に示されるように、出力回路は、電圧増幅作用を有する。 [0077] As shown in the above equation 18, the output circuit has a voltage amplifying function. また、数式18のVR及びR22/R23を調整することにより、個々の製品に固有のVM特性値の違いを同一特性値に合わせ込むことができる。 Further, by adjusting the VR and R22 / R23 of the formula 18 can be intended to adjust to the same characteristic value of the difference of the specific VM characteristic values ​​for individual products. これにより、出力電圧VoutをA/D変換するA/D変換器のA/D変換可能範囲にあわせた出力電圧を出力することができ、A/D変換器のA/D変換可能範囲をむだなく使って、A/D変換時のビット誤差を小さくできる。 Thus, the output voltage Vout can be outputted an output voltage to match the A / D convertible range of the A / D converter for converting A / D, waste an A / D convertible range of the A / D converter use without possible to reduce the bit error during a / D conversion. また、出力電圧Voutの信号電圧と、外部から重畳するノイズ電圧とのS/Nを大きくとることができ、ノイズに強くすることができる。 Further, the signal voltage of the output voltage Vout, it is possible to increase the S / N ratio of a noise voltage superimposed from the outside, can be resistant to noise.

【0078】以上の様にパワートランジスタ5のベース電流を定電流源331より供給することにより、流量を計測できるバッテリー電圧VBの最低電圧値は、上記の数式16で示される電圧になる。 [0078] By supplying from the constant current source 331 to the base current of the power transistor 5 as described above, the lowest voltage value of the battery voltage VB can measure the flow rate becomes the voltage represented by the above formula 16. ところで、従来の装置では、パワートランジスタのベース電流は、オペアンプの出力トランジスタから与えられるのが通常であった。 Incidentally, in the conventional apparatus, the base current of the power transistor, be given from the output transistor of the operational amplifier is a normal.
従来のオペアンプの出力トランジスタには、ダーリントン接続のトランジスタが用いられるのが一般的であった。 The output transistor of a conventional operational amplifier, the transistor of the Darlington connection is employed were common. このため、流量を計測できる最低電圧には、オペアンプの出力トランジスタの電圧降下も含む必要があった。 Therefore, the lowest voltage that can measure the flow rate, it is necessary to include the voltage drop of the output transistor of the operational amplifier. 下記の数式20は本実施例による最低電圧と、従来装置の最低電圧との差を示している。 Equation 20 below illustrates the minimum voltage of the present embodiment, the difference between the lowest voltage of the conventional apparatus. この数式20では、すべてのトランジスタのベース−エミッタ間電圧降下を等しくみなして、VBEとしている。 In the formula 20, the base of all the transistors - regarded equal emitter voltage drop, and the VBE.

【0079】 [0079]

【数20】 [Number 20]

【0080】但し、V1 [0080] However, V1 ,V2 , V2 ,VCE(MIN) , VCE (MIN)
は従来装置と本実施例装置とで同じと仮定した。 It was assumed the same for the conventional apparatus and the apparatus of the embodiment. この数式20において、左辺第1項は本実施例の最低電圧を示す数式16に等しく、左辺第2項はダーリントン接続のトランジスタからパワートランジスタにベース電流を供給する従来技術の最低電圧を示す。 In this formula 20, the first term left is equal to equation 16 showing the minimum voltage of the present embodiment, the left side second term indicates the lowest voltage of the prior art to supply a base current to the power transistor from transistors in Darlington connection. そして、ダーリントン接続のトランジスタの電圧降下をVBE3,VBE4 Then, the voltage drop of the transistors of the Darlington connection VBE3, VBE4
としている。 It is set to. 従って、本実施例装置は従来装置に比べ2 Therefore, the present embodiment apparatus 2 than the conventional apparatus
VBE(約1.4V)低いバッテリー電圧まで流量を計測できる。 VBE can measure the flow rate up to (about 1.4V) low battery voltage.

【0081】図4は第2実施例の回路図である。 [0081] FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment. 図4は定電流源の回路構成を示す。 Figure 4 shows a circuit configuration of a constant current source. 上述の第1実施例では、図3の定電流源回路を用いたが、図4の定電流源回路を用いてもよい。 In the first embodiment described above, using the constant current source circuit of FIG. 3 may be used a constant current source circuit of FIG. 図3の回路では基本電流I 1が電源の電圧VB1によって変化するのに対し、図4基本電流i 2は電源VB1の電圧に影響されない回路となっている。 While the basic current I 1 is changed by the power supply voltage VB1 in the circuit of FIG. 3, FIG. 4 basic current i 2 has a circuit which is not affected by the voltage of the power supply VB1. この図4の回路では、抵抗器353,ダイオード347, In the circuit of FIG. 4, resistor 353, diode 347,
トランジスタ350により起動を構成している。 Constitute a start-up by the transistor 350. そして、トランジスタ342,343,349,351,3 Then, the transistor 342,343,349,351,3
52,ダイオード346,抵抗器345,348からなる回路により電源電圧VB1の変化を補償して基本電流i 2を作っている。 52, a diode 346, are making basic current i 2 to compensate for changes in the supply voltage VB1 by comprising resistors 345,348 circuitry. この図4の回路で作られる基本電流i 2は、VB1の電圧に依存せず、また抵抗348,3 Basic current i 2 made with the circuit of FIG. 4 is independent of the voltage VB1, also resistance 348,3
45の抵抗値を選定することにより温度にもほとんど依存しない基本電流とすることができる。 Can be a basic current hardly depends on the temperature by selecting the resistance value of 45.

【0082】図5は第3実施例の回路図である。 [0082] FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment. 図5は最低作動電圧を低下させるための回路構成を示す。 Figure 5 shows a circuit arrangement for reducing the minimum operating voltage. 図5 Figure 5
においては、図1,図2とほぼ同等の機能を達成する構成には同一の符号を付した。 In Figure 1, were the same reference numerals are used to designate to achieve basically the same functions as FIG. この図5に示される実施例は、第1実施例に比べて大幅に簡単な構成である。 Embodiment shown in FIG. 5 is a greatly simple structure as compared with the first embodiment.

【0083】図5の実施例において、回路は、差動増幅部600,反転増幅部700,出力部800および出力回路900を備える。 [0083] In the embodiment of FIG. 5, the circuit includes a differential amplifier 600, inverting amplifier 700, the output unit 800 and the output circuit 900. そして、出力部800はエミッタホロワのトランジスタと定電流源とを備える。 Then, the output unit 800 and a constant current source transistor of the emitter follower. そして、 And,
ダーリントン接続されたトランジスタ5のベース電流は、この出力部800の定電流源から供給される。 The base current of the Darlington connected transistors 5 is supplied from the constant current source of the output portion 800. 従ってこの実施例においても、図1,図2に示す実施例と同様に、流量計測が可能な最低作動電圧を下げることができる。 Therefore also in this embodiment, FIG. 1, similar to the embodiment shown in FIG. 2, it is possible to lower the minimum operating voltage that can flow measurement. この実施例でも、図1,図2の実施例と同様に約1.4(V)の低下が可能である。 Also in this embodiment, FIG. 1, it is possible to decrease about 1.4 (V) similarly to the embodiment of FIG.

【0084】なお、この実施例では電源電圧VBが変動したときに、帰還制御の遅れにより感温抵抗体7,8に印加される電圧が一時的に変動する。 [0084] Incidentally, when the power supply voltage VB is varied in this embodiment, the voltage applied to the temperature sensitive resistor 7 and 8 due to the delay of the feedback control is changed temporarily. また、この実施例では、電源電圧印加時の起動のために特別のトリガ信号を入力して帰還ループを起動してもよく、出力部800 Further, in this embodiment, it may be to start the feedback loop by entering a special trigger signals for activation when the power supply voltage is applied, the output unit 800
のエミッタホロワ回路と定電流源とを複数段設けて起動してもよい。 An emitter-follower circuit and a constant current source may be activated multiple stages provided.

【0085】図6は第4実施例を示す回路図である。 [0085] FIG. 6 is a circuit diagram showing a fourth embodiment. 図6は単一のオペアンプで制御回路を構成した回路図である。 6 is a circuit diagram to constitute a control circuit in a single operational amplifier. 図6においては、図1、図2とほぼ同等の機能を達成する構成には同一の符号を付した。 In FIG. 6, FIG. 1 and the same reference numerals are used to designate to achieve basically the same functions as FIG. この第4実施例は第1実施例に比べて大幅に簡単な構成である。 The fourth embodiment is greatly simple structure as compared with the first embodiment.

【0086】図6の実施例において、オペアンプ150 [0086] In the embodiment of FIG. 6, the operational amplifier 150
の電圧増幅回路に電圧を供給する定電圧電源回路120 Constant-voltage power supply circuit for supplying a voltage to the voltage amplifier circuit 120
が設けられている。 It is provided. この定電圧電源回路120は、図1、図2の定電圧電源回路と同様である。 The constant-voltage power supply circuit 120, FIG. 1, is similar to the constant-voltage power supply circuit of FIG. オペアンプ1 The operational amplifier 1
50は、差動増幅部、電圧反転増幅部、出力部からなる。 50, the differential amplifier section, a voltage inversion amplifying section and an output section. 差動増幅部は、入力抵抗151、152、一対の入力トランジスタ153、154、一対のトランジスタ1 Differential amplifier includes an input resistor 151 and 152, a pair of input transistors 153 and 154, a pair transistors 1
55、156、一対のトランジスタ157、158、および定電流源159、160、161を備える。 55,156, comprising a pair of transistors 157 and 158, and a constant current source 159,160,161. 電圧反転増幅部はトランジスタ162、165、167、コンデンサ163、抵抗器166、および定電流源164、 Voltage inversion amplifying section transistors 162,165,167, capacitor 163, resistor 166, and a constant current source 164,
168を備える。 Equipped with a 168. 前記電流源159,160,161, The current source 159,160,161,
164,168は、電源電圧(VB)の変化に依存しない一定電流を供給する電流源である。 164 and 168, a current source for supplying a constant current which does not depend on the change in the power supply voltage (VB). 出力部は5段のエミッタホロワ回路からなり、トランジスタ169、17 The output unit consists of an emitter follower circuit of five stages, the transistor 169,17
0、171、172、173と、定電流源174、17 And 0,171,172,173, a constant current source 174,17
5、176、177、178を備える。 Equipped with a 5,176,177,178.

【0087】この実施例では、感温抵抗体7と抵抗器9 [0087] In this embodiment, the temperature sensing resistor 7 resistor 9
との接続点の電圧が流量を示す電圧として出力される。 Voltage at the connection point is output as a voltage indicating the flow rate of the.
この実施例では、下記の数式21で示されるブリッジ平衡条件式が成立するようオペアンプ150により帰還制御が行われる。 In this embodiment, feedback control is performed by the operational amplifier 150 so that the bridge balance condition expression shown in Equation 21 below is satisfied.

【0088】 [0088]

【数21】RH/R9=(RK+R17)/R18 この実施例では、感温抵抗体7、8への通電量を帰還制御するオペアンプ150は、作動増幅部と電圧反転増幅部とのふたつの電圧増幅回路を備える。 In Equation 21] RH / R9 = (RK + R17) / R18 This example, an operational amplifier 150 for feedback controlling the energization amount of the temperature sensitive resistors 7 and 8, two voltages of the differential amplifying unit and the voltage inversion amplifying section It comprises an amplifier circuit. そして、これらのすべての電圧増幅回路には定電圧電源120から電源が供給される。 And, all of these voltage amplifier power is supplied from the constant-voltage power supply 120. このため、バッテリ1の電圧に変化があっても、トランジスタ5のエミッタ端子の電圧、ひいてはブリッジ回路のb点の電圧が変動することが防止される。 Therefore, even if there is a change in the voltage of the battery 1, the voltage of the emitter terminal of the transistor 5, can vary the voltage of point b thus bridge circuit is prevented.

【0089】また、この実施例では、第1実施例と同様に、トランジスタ5のエミッタ端子の電圧が所定の最大電圧と、最小電圧との間に制限される。 [0089] Further, in this embodiment, like the first embodiment, the voltage of the emitter terminal of the transistor 5 is limited to between a predetermined maximum voltage and the minimum voltage. このため、感温抵抗体7、8に過大な電圧が印加されることがない。 Therefore, it is not an excessive voltage to the temperature sensitive resistor 7 and 8 is applied.

【0090】また、この実施例では、第1実施例と同様に、流量を計測できる最低の電源電圧が低いので、低い電源電圧のときにも流量計測が可能である。 [0090] Further, in this embodiment, like the first embodiment, since the minimum supply voltage that can measure the flow rate is low, it is possible to also flow rate measurement at a low power supply voltage. 図7は第5 Figure 7 is fifth
実施例を示す回路図である。 Is a circuit diagram showing an embodiment. 図7は帰還制御ループの起動のためのエミッタホロワ回路の構成例を示す。 Figure 7 shows an example of the configuration of the emitter-follower circuit for the activation of the feedback control loop. 図7においては、図1、図2とほぼ同等の機能を達成する構成には同一の符号を付した。 7, FIG. 1 and the same reference numerals are used to designate to achieve basically the same functions as FIG. この第5実施例は、第1実施例に比べて大幅に簡単な構成である。 The fifth embodiment is significantly simpler construction than the first embodiment.

【0091】図7において、感温抵抗体7、8を含むブリッジ回路のB点とC点との電圧はオペアンプ250に入力される。 [0091] In FIG. 7, the voltage between points B and C of the bridge circuit including temperature-sensitive resistor 7 and 8 are inputted to the operational amplifier 250. なお、この図7には、第1実施例などでは図示を省略した電源スイッチ260が図示されている。 Incidentally, in this figure 7, in such first embodiment the power switch 260 which is not shown are shown.

【0092】この実施例ではオペアンプ250の出力に3段のエミッタホロワ回路が設けられている。 [0092] emitter follower circuit of the three stages in the output of the operational amplifier 250 in this embodiment is provided. この回路では、ダーリントン接続のトランジスタ5のベース−エミッタ間電圧降下は2×VBEとなり、3段のエミッタホロワ回路のベース−エミッタ間電圧降下は3×VBE In this circuit, the base of the transistor 5 of the Darlington connection - emitter voltage drop 2 × VBE, and the base emitter-follower circuit of three stages - emitter voltage drop 3 × VBE
となる。 To become. このため、トランジスタ5のベース電圧は、トランジスタ1個分だけ高くなる。 Therefore, the base voltage of the transistor 5 is higher by one minute transistors. このため、電源スイッチ260が閉じられた直後に確実にトランジスタ5を導通させ、帰還制御ループが起動される。 Therefore, surely made conductive transistor 5 immediately after the power switch 260 is closed, the feedback control loop is activated.

【0093】また、この実施例では、第1実施例と同様に、流量を計測できる最低の電源電圧が低いので、低い電源電圧のときにも流量計測が可能である。 [0093] Further, in this embodiment, like the first embodiment, since the minimum supply voltage that can measure the flow rate is low, it is possible to also flow rate measurement at a low power supply voltage. 図8は第6 Figure 8 is sixth
実施例を示す回路図である。 Is a circuit diagram showing an embodiment. 図8は帰還制御ループの起動のための回路をダイオードで構成した例を示す。 Figure 8 shows an example in which the circuit for starting the feedback control loop with a diode. 図8 Figure 8
においては、図1、図2とほぼ同等の機能を達成する構成には同一の符号を付した。 In Figure 1, were the same reference numerals are used to designate to achieve basically the same functions as FIG. この第6実施例は、第1実施例に比べて大幅に簡単な構成である。 The sixth embodiment is significantly simpler construction than the first embodiment.

【0094】図8において、感温抵抗体7、8を含むブリッジ回路のB点とC点との電圧はオペアンプ250に入力される。 [0094] In FIG. 8, the voltage between points B and C of the bridge circuit including temperature-sensitive resistor 7 and 8 are inputted to the operational amplifier 250. オペアンプ250の出力にはダイオード2 The output of the operational amplifier 250 diode 2
70、280、290の直列回路が設けられる。 Series circuit of 70,280,290 is provided. これらのダイオードは、アノード側が定電流源331に接続され、このアノード側はトランジスタ5のベース端子にも接続される。 These diodes, the anode side is connected to the constant current source 331, the anode side is also connected to the base terminal of the transistor 5. なお、この図8には、第1実施例などでは図示を省略した電源スイッチ260が図示されている。 Incidentally, in this figure 8, in such first embodiment the power switch 260 which is not shown are shown.

【0095】この回路では、ダーリントン接続のトランジスタ5のベース−エミッタ間電圧降下は2×VBEとなり、3個のダイオード直列回路の順方向電圧降下は3 [0095] In this circuit, the base of the transistor 5 of the Darlington connection - emitter voltage drop 2 × VBE, and the forward voltage drop of the three diode series circuit 3
×VDとなる。 × the VD. 一般にトランジスタのベース−エミッタ間電圧降下VBEと、ダイオードの順方向電圧降下VD Generally transistor base - emitter voltage drop VBE, the forward voltage drop VD for diode
はほぼ等しいから、トランジスタ5のベース電圧は、ダイオード1個の順方向電圧降下分だけ高くなる。 Since approximately equal, the base voltage of the transistor 5 is higher by one forward diode drop. このため、電源スイッチ260が閉じられた直後に確実にトランジスタ5を導通させ、帰還制御ループが起動される。 Therefore, surely made conductive transistor 5 immediately after the power switch 260 is closed, the feedback control loop is activated.
また、この実施例では、ダイオード直列回路のアノード側に定電流源331を設け、トランジスタ5のベース電流を定電流源331から供給している。 Further, in this embodiment, the constant current source 331 provided on the anode side of the diode series circuit and supplies the base current of the transistor 5 from the constant current source 331. このため、トランジスタ5を導通させブリッジ回路を作動させるための電圧には、オペアンプ250内の出力回路の電圧降下が含まれない。 Therefore, the voltage for operating the bridge circuit is made conductive transistor 5 are not included voltage drop of the output circuit in the operational amplifier 250. 従って、流量を計測できる最低の電源電圧が低くでき、低い電源電圧のときにも流量計測が可能である。 Accordingly, the flow rate can a lower minimum supply voltage that can be measured, it is possible also the flow rate measured when the low supply voltage.

【0096】 [0096]

【発明の効果】以上述べたように本発明によると、熱線式流量計の最低作動電圧を下げることができ、低い電源電圧においても流量の計測が可能になるという効果がある。 According to the present invention as described above, according to the present invention, it is possible to lower the minimum operating voltage of the hot-wire flow meter, there is an effect that it becomes possible to measure the flow rate in the low power supply voltage.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】本発明を適用した第1実施例の回路の一部を示す回路図である。 1 is a circuit diagram showing a part of a circuit of the first embodiment according to the present invention.

【図2】本発明を適用した第1実施例の回路の一部を示す回路図である。 2 is a circuit diagram showing a part of a circuit of the first embodiment according to the present invention.

【図3】定電流回路を示す回路図である。 3 is a circuit diagram showing a constant current circuit.

【図4】第2実施例の定電流回路を示す回路図である。 4 is a circuit diagram showing a constant current circuit of the second embodiment.

【図5】第3実施例の回路を示す回路図である。 5 is a circuit diagram showing the circuit of the third embodiment.

【図6】第4実施例の回路を示す回路図である。 6 is a circuit diagram showing a circuit of a fourth embodiment.

【図7】第5実施例の回路を示す回路図である。 7 is a circuit diagram showing a circuit of a fifth embodiment.

【図8】第6実施例の回路を示す回路図である。 8 is a circuit diagram showing a circuit of a sixth embodiment.

【図9】従来技術による回路を示す回路図である。 9 is a circuit diagram showing a circuit according to the prior art.

【図10】従来技術による回路の演算増幅器の出力部を示す回路図である。 10 is a circuit diagram showing the output of operational amplifier according to the prior art circuit.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 バッテリ 5 パワートランジスタ 7 第1の感温抵抗体 8 第2の感温抵抗体 100 モノリッシクICの範囲 200 演算増幅器(オペアンプ) 300 オペアンプ 400 オペアンプ 500 オペアンプ 600 差動増幅部 700 反転増幅部 800 出力部 900 出力回路 150 オペアンプ 250 オペアンプ 260 電源スイッチ 1 battery 5 power transistor 7 the first thermo-sensitive resistor 8 and the second thermo-sensitive resistor 100 Monorisshiku IC range 200 operational amplifier (op amp) 300 operational amplifier 400 op 500 operational amplifier 600 differential amplifier 700 inverted amplifying portion 800 outputs section 900 output circuit 150 operational amplifier 250 operational amplifier 260 power switch

フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭55−104719(JP,A) 特開 平1−245119(JP,A) 特開 平2−108919(JP,A) 実開 昭60−163316(JP,U) (58)調査した分野(Int.Cl. 7 ,DB名) G01F 1/68 Of the front page Continued (56) Reference Patent Sho 55-104719 (JP, A) JP flat 1-245119 (JP, A) JP flat 2-108919 (JP, A) JitsuHiraku Akira 60-163316 (JP , U) (58) investigated the field (Int.Cl. 7, DB name) G01F 1/68

Claims (1)

    (57)【特許請求の範囲】 (57) [the claims]
  1. 【請求項1】 流体流路中に設置される感温抵抗体と、 前記感温抵抗体と直列に設けられ、前記感温抵抗体に供給される電力を調節するトランジスタと、 前記感温抵抗体を所定温度にするように前記感温抵抗体への印加電力を調節する調節信号を出力する制御回路と、 定電流源回路と前記定電流源回路から供給される定電流を分流し、前記調節信号に応じた前記トランジスタのベース電流を供給する電流調節回路とを備えたことを特徴とする熱線式流量計。 1. A temperature-sensitive resistor is placed in the fluid flow path, the temperature sensitive resistor and arranged in series, and a transistor for adjusting the power supplied to the temperature sensitive resistor, the temperature sensing resistor flow control circuit for outputting an adjustment signal for adjusting the power applied to the temperature sensitive resistor to the body to a predetermined temperature, a constant current supplied from the constant current source circuit the constant current source circuit min, the hot-wire flow meter, characterized in that a current regulating circuit for supplying the base current of the transistor in response to the adjustment signal.
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