JP2004303515A

JP2004303515A - Discharge lamp lighting device

Info

Publication number: JP2004303515A
Application number: JP2003093479A
Authority: JP
Inventors: Yoshinobu Takayanagi; 善信高柳
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2003-03-31
Filing date: 2003-03-31
Publication date: 2004-10-28

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent an excess current from flowing into a lamp by detecting the instantaneous value of a current flowing through the lamp. <P>SOLUTION: This discharge lamp lighting device 10 has resistances R3, R4 inserted between a low potential terminal N and low potential side switching elements SW2, SW4 of an inverter circuit 30 to detect a current flowing through the lamp. When the instantaneous value of the current flowing through the resistances R3, R4 becomes a prescribed value, a controller 80 opens switching elements SW1, SW3 performing power control, to cut off the output of the current flowing from the inverter circuit 30 to the lamp L. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、放電灯点灯装置に関し、特にメタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプの点灯を制御する放電灯点灯装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
メタルハライドランプや高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプは、フィラメントを有するランプのように電圧を印加しただけでは点灯せず、またランプが安定状態に達するのに時間を費やすので、点灯を制御する点灯装置を必要とする。この点灯装置は、ランプの電極間に放電経路を作って放電経路の電流を維持しつつ増大させてアーク放電に移行させる始動器としての役割と、アーク放電が安定したらランプの特性に従ってランプの電力を制御する安定器としての役割とを備えている。
【０００３】
一般に、点灯装置は、例えば、図１０に示すように、直流電源１と、直流電源１からの直流電力を調整するコンバータ２と、調整された直流電力を交流電力に変換するインバータ３と、ランプ４内で生じた放電をグロー放電からアーク放電に移行させるイグナイタ５とからなる。また、コントローラ６が、コンバータ２とインバータ３とに接続されて、コンバータ２及びインバータ３をそれぞれ制御するようになっている。
【０００４】
コントローラ６は、コンバータ２に設けられたスイッチング素子Ｑ１に制御信号を供給して、コンバータ２への入力に対してＰＷＭ（ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御を行う。そして、コントローラ６は、コンバータ２の出力をインバータ３を介してランプ４に供給している。
【０００５】
近年、プロジェクタやＯＨＰ、自動車用ヘッドライトなど、高輝度放電灯を使用する電子機器に対して、小型・軽量・低コストなどの要求が市場からあり、高輝度放電灯の点灯を制御する点灯装置に対しても同様な要求がある。点灯装置そのものを小型化するためには、コンバータ２のスイッチング素子Ｑ１のスイッチング周波数を高くすることが簡単な方法の１つである。ところが、スイッチング周波数の高周波化は、ランプに固有な音響共鳴現象の発生を回避するために、コンバータ回路そのものだけでは実現が困難であり、ランプとのマッチングを考慮する必要がある。
【０００６】
そこで、フルブリッジタイプのインバータで出力電力の平均値を調整する構成が、例えば特開平８−２９３３８８号に開示されている。上記インバータでは、高電位側と低電位側との間に２本のアームが並列に接続され、一方のアームに設けられた２つのスイッチング素子にてインバータの出力電力の極性を決定し、他方のアームに設けられた２つのスイッチング素子にて出力電力の平均値を調整するようになっている。このように、インバータの動作時に形成される１の電流路に組み込まれる２つのスイッチング素子の一方でＰＷＭ制御を行うことで、コンバータを省略できる、点灯装置を小型にできた。
【０００７】
また、高輝度放電ランプは、ランプの点灯開始直後の過渡期から安定器に至るまで、ランプの瞬時の状態に応じたきめの細かい電力制御を必要とする。そこで、通常、ランプに印加される電圧は、ランプと並列に抵抗を挿入して分圧することによって検出し、ランプを流れる電流は、点灯装置の回路中に微小抵抗を挿入して電流・電圧変換することで検出していた。
【０００８】
【特許文献１】特開平８−２９３３８８号公報（図１）
【非特許文献１】第９次次世代エネルギーエレクトロニクス研究会第３回定例研究会予稿集２００２年３月１４日社団法人日本能率協会
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】
通常、ランプは、近似的に定電圧特性を示すので、ランプ電力を一定にするために、点灯装置は、低電流制御を行う。ランプに流れる電流値を検出し、目的に合うように電流値の増減を行うのである。そこで、ランプに流れる電流として、インバータ３への入力電流を検出し、ランプの電力制御を行っている。このインバータ３への入力電流は、ランプを流れる電流ではないので、ランプ点灯時に流れる過渡的な電流を制御することは困難である。従って、インバータからランプに実際に流れる電流が、ランプのアーク放電保持電流を下回る場合は、アーク放電を維持できなくなり、点灯が消えてしまうことがある。
【００１０】
また、ランプ電流として、インバータ３への入力電流を用いているので、この入力電流に基づいて求められたランプの電力は、インバータ３で生じる損失を考慮していないことになる。
【００１１】
本発明の主たる目的は、上記問題点に鑑みて、放電灯を流れる電流を精度良く検出して、ランプの電力を正確に制御すると共に、ランプに流れようとする過電流を事前に検出することである。
【００１２】
本発明の他の目的は、従来の点灯装置の特性を維持しつつ構成部品点数を削減した放電灯点灯装置を提供することである。
【００１３】
本発明のさらなる目的は、放電灯の電力制御をより正確に行い得る放電灯点灯装置を提供することである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載の放電灯点灯装置は、放電灯の点灯を制御する放電灯点灯装置であって、電源の高電位側に接続された高電位端子と前記電源の低電位側に接続された低電位端子とを介して入力される直流電力を交流電力に変換して第１および第２の出力端子を介して前記放電灯に向けて出力するインバータ回路と、前記放電灯を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記インバータ回路を制御する制御回路とを有し、前記制御回路は、検出された電流の瞬時値が所定値に達する場合に、前記インバータ回路の出力を停止させることを特徴とする。
【００１５】
上記構成により、放電灯を流れる電流を検出して、検出された電流の瞬時値が所定値に達する場合に、インバータ回路の出力を停止させるので、放電灯に所定値を超える過電流が流れることを防止する。
【００１６】
本発明の請求項２記載の放電灯点灯装置は、請求項１記載の放電灯点灯装置において、前記所定値は、前記放電灯点灯装置によって画定された電流上限値であることを特徴とする。この構成により、放電灯点灯装置を流れる電流が、放電灯点灯装置によって画定された電流上限値に常時制限される。
【００１７】
本発明の請求項３記載の放電灯点灯装置は、請求項１記載の放電灯点灯装置であって、前記インバータ回路は、前記高電位端子と前記低電位端子との間に第１のアームと第２のアームとが並列に接続されたフルブリッジ構成を採り、前記第１のアームは、高電位側に第１のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第２のスイッチング素子を有し、前記第２のアームは、高電位側に第３のスイッチング素子を有すると共に低電位側に第４のスイッチング素子を有し、前記第１の出力端子は前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子との間に接続され、前記第２の出力端子は前記第３のスイッチング素子と前記第４のスイッチング素子との間に接続され、前記電流検出回路は、前記第１のアームにおいて前記第２のスイッチング素子と前記低電位端子との間に挿入された第１の抵抗と、前記第２のアームにおいて前記第４のスイッチング素子と前記低電位端子との間に挿入された第２の抵抗とを含み、前記制御回路は、前記第２及び第４のスイッチング素子の開閉を交互に行って前記交流電力の第１の周波数を確定し、前記第２のスイッチング素子を閉成する時は、前記第１及び第４のスイッチング素子の開放を維持しつつ、前記第３のスイッチング素子を前記第１の周波数よりも高い第２の周波数で開閉し且つ前記交流電力を制御し、前記第４のスイッチング素子を閉成する時は、前記第２及び第３のスイッチング素子の開放を維持しつつ、前記第１のスイッチング素子を前記第２の周波数で開閉し且つ前記交流電力を制御し、前記瞬時値が前記所定値に達する場合、前記第１および第３のスイッチング素子を強制的に開放することを特徴とする。
【００１８】
上記構成により、電流検出回路は、放電灯を流れる電流を直接に且つ連続的に検出する。従って、この電流の瞬時値が所定値に達したことを直ちに検知して、交流電力を制御する第１及び第３のスイッチング素子を強制的に開放して、放電灯に所定値以上の電流が流れることを防止する。また、電流検出回路は、第２及び第４のスイッチング素子が閉成していながらも、交流電力を制御する第１及び第３のスイッチング素子が開放されている時に放電灯を流れる電流も、電流検出回路の第１の抵抗及び第２の抵抗によって検出する。従って、この電流に基づいて放電灯に供給される電力をより精度良く求めることができ、インバータ回路から放電灯に供給される電力をより正確に制御する。
【００１９】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、図面を参照して以下に説明する。図１に、本発明の放電灯点灯装置の一実施例を示す。図１において、放電灯点灯装置１０は、直流電力供給装置２０と、インバータ回路３０と、平滑回路４０と、電圧検出回路５０と、イグナイタ回路６０と、電流検出回路７０と、コントローラ８０とを有し、ランプＬの点灯を制御する装置である。なお、本発明において、ランプＬとは、金属蒸気中の放電によって発光するメタルハライドランプ、高圧ナトリウムランプ、水銀ランプなどの高輝度放電ランプを指す。
【００２０】
直流電力供給装置２０は、例えば直流電源からなり、ラインＡ及びＢの間に電圧Ｖ_ｏを印加する。ラインＡは、ラインＢに対して高電位となっており、ラインＢを基準電位とする。直流電力供給装置２０の出力側で、ラインＡとラインＢとの間に、コンデンサＣ_１が接続され、電圧Ｖ_ｏの変動を平滑にしている。なお、直流電源に替えて、交流の商用電源を直流に変換して平滑に出力する電力装置を、直流電力供給装置２０として用いることもできる。
【００２１】
インバータ回路３０は、ラインＡ上の端子Ｍと、ラインＢ上の端子Ｎとの間に接続され、入力された直流電圧Ｖ_０を、矩形波の高周波電圧が重畳された低周波電圧に変換してラインＣとラインＤとの間に出力するものである。インバータ回路３０は、フルブリッジ構成を採り、高電位側である端子Ｍと基準電位に接続されている端子Ｎとの間に、第１のアーム３１_１と第２のアーム３１_２とが並列に接続されている。
【００２２】
第１のアーム３１_１では、高電位側に第１のスイッチング素子ＳＷ１が設けられ、低電位側に第２のスイッチング素子ＳＷ２が設けられている。一方、第２のアーム３１_２では、高電位側に第３のスイッチング素子ＳＷ３が設けられ、低電位側に第４のスイッチング素子ＳＷ４が設けられている。また、第１のスイッチング素子ＳＷ１と第２のスイッチング素子ＳＷ２との間の端子ＰにラインＣが接続され、第３のスイッチング素子ＳＷ３と第４のスイッチング素子ＳＷ４との間の端子ＯにラインＤが接続され、ラインＣとラインＤとの間に、インバータ回路３０の出力Ｖ_ｉｎｖが現れるようになっている。
【００２３】
スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４の各々は、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ等の半導体スイッチング素子からなる。
【００２４】
また、インバータ回路３０では、ダイオードＤ１が、アノードを端子Ｎに接続しカソードを端子Ｐに接続するように挿入され、ダイオードＤ２が、アノードを端子Ｎに接続しカソードを端子Ｏに接続するように挿入されている。
【００２５】
平滑回路４０は、ラインＣに直列に挿入されたインダクタＬ１と、ラインＣ及びＤの間に接続されたコンデンサＣ２とからなり、インバータ回路３０が出力する高周波変調された低周波電力の高周波成分を除去して、ランプＬに適切な低周波矩形電圧を出力する。
【００２６】
電圧検出回路５０は、ラインＣと基準電位との間に接続され、インバータ回路５０から出力されて平滑回路４０を通過した電圧を検出するものである。電圧検出器５０は、ラインＣの端子Ｑと基準電位との間に直列に接続された２つの抵抗Ｒ５１、Ｒ５２からなり、ラインＣの電圧を抵抗Ｒ５１、Ｒ５２によって分圧して検出する。
【００２７】
電圧検出回路５０よりもランプＬの近くに位置するイグナイタ回路６０は、ランプＬを始動させるための高電圧のパルス電圧を生成するものであり、この出力端子間にランプＬが接続される。
【００２８】
電流検出回路７０は、インバータ回路３０の内部に設けられて、第１アーム３１_１を流れる電流Ｉ_Ａと、第２アーム３１_２を流れる電流Ｉ_Ｂとをそれぞれ電圧に変換して検出するものである。そして、電流検出回路７０は、第１のアーム３１_１において第２のスイッチング素子ＳＷ２と端子Ｎとの間に挿入された抵抗Ｒ３と、第２のアーム３１_２において第４のスイッチング素子ＳＷ４と端子Ｎとの間に挿入されたＲ４からなる。電流検出回路７０は、検出された電流を電圧に変換して検出するために、第２のスイッチング素子ＳＷ２と抵抗Ｒ３との間の端子Ｓに接続された抵抗Ｒ５、または第４のスイッチング素子ＳＷ４と抵抗Ｒ４との間の端子Ｔに接続された抵抗Ｒ６を介して、さらに平滑回路７１を介して増幅器７２に接続されている。なお、抵抗Ｒ５、Ｒ６は、インバータ回路３０の動作を短絡などから保護している。
【００２９】
平滑回路７１は、抵抗Ｒ７とコンデンサＣ３とが直列に接続され、入力された電圧の変動をコンデンサＣ３によって平滑にして出力する。
【００３０】
増幅器７２は、入力された電圧を増幅して出力するものであり、例えばオペアンプ７３と２つの抵抗Ｒ７４、Ｒ７５とによって構成された非反転増幅回路からなる。オペアンプ７３では、非反転入力端子に、平滑回路７１を通過した電流検出回路７０からの出力が入力され、反転入力端子は、抵抗Ｒ７４を介して基準電位に接続され、出力端子は、抵抗Ｒ７５によって反転入力端子に帰還されている。増幅器７２の出力は、コントローラ８０に出力される。
【００３１】
コントローラ８０は、インバータ回路３０の各スイッチング素子ＳＷ１〜Ｓｗ４のオン・オフを制御して、インバータ回路３０が出力する交流電力の周波数を画定するとともに、ランプＬの電力制御を行うものであり、主としてマイクロコンピュータにて構成される。コントローラ８０は、電圧検出回路５０によって検出された電圧Ｖ_ｏｕｔと、電流検出回路７０によって検出された電流Ｉ_ｏｕｔの平均電流Ｉ_ａｖｅとを用いて、インバータ回路３０からランプＬに対して供給されるランプ電力Ｐを算出し、その結果をＰＷＭドライバ８１に出力する。また、コントローラ８０は、インバータ回路３０から出力される交流電力の極性を切り替えるために、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４の開閉を制御する極性切替パルスＡ、Ｂを、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４に交互に出力する。この極性切替パルスＡは、レベルがＨＩＧＨになるときに第２のスイッチング素子ＳＷ２をオンにし、ＬＯＷになるときオフにする。同様に、極性切替パルスＢは、レベルがＨＩＧＨになるときに第４のスイッチング素子ＳＷ４をオンにし、ＬＯＷになるときオフにする。
【００３２】
ＰＷＭドライバ８１は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２と、セレクタ８３とからなり、コントローラ８０からの出力に応じてＰＷＭゲートパルスを生成し、第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３に、セレクタ８３によって交流電力の極性を切り替えるごとに交互に供給する。また、ＰＷＭドライバ８１は、コントローラ８０から出力されるランプ電力に応じて第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３のオンデューティを制御することにより、ランプ電力のＰＷＭ制御を行う。さらに、ＰＷＭドライバ８１は、ランプＬを流れる電流をモニタしてランプＬの過電流を検出した場合には、第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオフにすることによって過電流によって生じる障害を未然に防止する。
【００３３】
具体的には、ＰＷＭドライバ８１は、第１及び第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３をオンにするＰＷＭゲートパルスＡ、Ｂを生成し、さらにＰＷＭゲートパルスのオンデューティを変化させて出力する。このＰＷＭゲートパルスＡは、ＨＩＧＨになるとき第１のスイッチング素子ＳＷ１をオンとし、ＬＯＷになるときオフにする。ＰＷＭゲートパルスＢは、ＨＩＧＨになるとき第３のスイッチング素子ＳＷ３をオンとし、ＬＯＷになるときオフにする。
【００３４】
ＰＷＭコントロールＩＣ８２の詳細を図２に示す。図２に示すように、ＰＷＭコントロールＩＣ８２は、所定周波数の三角波を生成する発振器９０と、コンパレータ９１、９２と、フリップフロップ９３と、ＮＯＲ回路９４とからなり、ＰＷＭゲートパルスを生成する。
【００３５】
コンパレータ９１は、ＰＷＭゲートパルスを生成するために使用され、１つの非反転入力端子と２つの反転入力端子とを有する。そして、１の非反転入力端子に発振器９０が接続され、２つの反転入力端子のうち、第１の反転入力端子には、コントローラ８０からのランプ電力Ｐに対応したフィードバック電圧ＦＢが入力され、第２の反転入力端子には、デッドタイム電圧Ｄ_ｍａｘが入力される。コンパレータ９１の出力端子は、ＮＯＲ回路９４の入力端子に接続される。デッドタイム電圧Ｄ_ｍａｘは、ＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力されるＰＷＭゲートパルスのオンデューティの最大値に対応した電圧値である。従って、発振器９０の出力と、電圧ＦＢと、デッドタイム電圧Ｄ_ｍａｘとを連続して比較することによって、ＰＷＭ制御で用いられるパルスのオンデューティを設定する。
【００３６】
ＰＷＭゲートパルスを生成する方法を以下に説明する。発振器９０にて生成された所定周波数の三角波は、コンパレータ９１の非反転入力端子に入力される。コンパレータ９１では、２つの反転端子に入力されるフィードバック電圧ＦＢとデッドタイム電圧Ｄ_ｍａｘのうち、小さいほうの入力のレベルが三角波のレベルと比較され、その結果がコンパレータ９１からＮＯＲ回路９４に向けて出力される。ＮＯＲ回路９４は、後述するフリップフロップ９３からＨＩＧＨの出力がなければＮＯＴ回路として機能するので、コンパレータ９１の出力を反転し、ＰＷＭゲートパルスとしてセレクタ８３に向けて出力する。なお、三角波の周波数は、インバータ回路３０から出力される低周波電圧に重畳される高周波電圧の周波数を確定するものである。
【００３７】
一方、コンパレータ９２は、ランプＬに流れる過電流を検出するものである。コンパレータ９２では、反転入力端子には、ランプＬ若しくは放電灯点灯装置によって画定される最大許容電流に対応する基準電圧Ｖ_１が入力され、非反転入力端子には、電流検出回路７０によって検出された電流値に相当する電圧が抵抗Ｒ５、Ｒ６を経て直接入力される。なお、最大許容電流は、ランプや放電灯点灯装置を構成する各部品の仕様によって規定される値であり、最大許容電流以上の電流がランプＬや放電灯点灯装置１０を流れた場合に不具合や故障を引き起こすものである。
【００３８】
また、コンパレータ９２の出力端子は、フリップフロップ回路９３のＳ端子に接続されている。従って、インバータ回路３０の各アーム３１_１、３１_２を流れる電流値の瞬時値が、ランプ電流信号としてコンパレータ９２に入力されると、コンパレータ９２は、検出された電流の瞬時値と最大許容電流値とを比較する。そして、アーム３１_１、３１_２を流れる電流値の瞬時値が第２の基準電圧と等しくなるとき、コンパレータ９２は、ＨＩＧＨの出力をフリップフロップ８６に向けて発する。
【００３９】
フリップフロップ回路９３は、Ｓ端子がコンパレータ９２の出力端子が接続され、Ｒ端子は発振器９０に接続され、Ｑ端子はＮＯＲ回路９４に接続されている。従って、フリップフロップ回路９３は、コンパレータ９２からＨＩＧＨが出力されると、Ｑ端子の出力レベルをＬＯＷからＨＩＧＨに切り替える。次に、フリップフロップ回路９３のＨＩＧＨの出力は、ＮＯＲ回路９４にてコンパレータ９１の出力との論理和がとられて反転されるので、ＮＯＲ回路９４の出力はＬＯＷになり、ＰＷＭコントロールＩＣ８２からのＰＷＭゲートパルスの出力は停止される。その結果、インバータ回路３０にてＰＷＭ制御を行っている第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３がオフになるので、インバータ回路３０からの出力が遮断される。そして、フリップフロップ９３は、発振器９０からの次のサイクルの三角波がＲ端子に入力されると、Ｑ端子はリセットされてＬＯＷになる。
【００４０】
ＮＯＲ回路９４には、コンパレータ９１からの出力とフリップフロップ回路９３の出力とが入力され、論理和がとられた後で反転されて、セレクタ８３に出力される。
【００４１】
セレクタ８３は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２が生成したＰＷＭゲートパルスを、極性切り替えパルスに応じて、インバータ回路３０の第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３に交互に供給するものである。セレクタ８３は、図３に示すように、２つのＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂからなり、ＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂの各々の一方の入力端子は、ＰＷＭコントロールＩＣ８２に接続され、ＡＮＤ回路８３ａ、８３ｂの各々の他方の入力端子は、コントローラ８０に接続されている。また、ＡＮＤ回路８３ａの出力端子は、第１のスイッチング素子ＳＷ１に接続されて、ＡＮＤ回路８３ａの出力はＰＷＭゲートパルスＡになる。一方、ＡＮＤ回路８３ｂの出力端子は、第３のスイッチング素子ＳＷ３に接続されて、ＡＮＤ回路８３ｂの出力はＰＷＭゲートパルスＢになる。
【００４２】
上記のように構成された放電灯点灯装置１０では、ＰＷＭドライバ８１から出力されるＰＷＭゲートパルスＡ、Ｂによって、インバータ回路３０が出力する交流電力に対するＰＷＭ制御が行われる。従って、放電灯点灯装置１０は、ランプＬの放電灯定格電力の応じた電力制御を行うことができ、ランプを安定して発光させることができる。
【００４３】
次に、上記放電灯点灯装置１０の動作を図面を参照しながら説明する。ランプＬの点灯が外部から指示されると、放電灯点灯装置１０では、直流電力供給装置２０から直流電力がインバータ回路３０に入力されて交流電力に変換されてランプＬに供給され、イグナイタ回路６０によってランプＬの放電が始動される。インバータ回路３０では、入力された直流電力を、第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４のスイッチング動作を約数１００Ｈｚで交互に行うことによってインバータ回路３０内を流れる電流の向きを変えて低周波数の交流電力に変換するとともに、第１および第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３を数ｋＨｚ〜ＭＨｚの周波数でスイッチング動作して低周波数の交流電力に高周波数の矩形波を重畳させる。そして、平滑回路４０は、インバータ回路３０から出力された高周波数の矩形波が重畳された低周波数の交流電力から高周波成分を除去して平滑化し、ランプＬに供給する。ランプＬの放電が開始されると、ランプ電力を一定にするために、放電灯点灯装置１０は、ＰＷＭ制御を開始する。
【００４４】
まず、ランプＬの放電が開始されると、電圧検出回路５０によってラインＣの電圧が検出されてコントローラ８０に入力される。インバータ回路３０に挿入された電流検出用の抵抗Ｒ３、Ｒ４の値が微小であれば、抵抗Ｒ３、Ｒ４による電圧降下は無視できるほど小さいので、ラインＣの電圧は、ランプＬに印加されたランプ電圧Ｖ_ｏｕｔと実質的に等価である。一方、ランプＬを流れて電流検出回路７０によって検出されたランプ電流Ｉ_ｏｕｔは、平滑回路７１及び増幅回路７２を通過することによって平均化されて平均電流Ｉ_ａｖｅとしてコントローラ８０に入力される。コントローラ８０は、ランプ電圧Ｖ_ｏｕｔ及びランプ電流Ｉ_ａｖｅに基づいて、ランプに供給されたランプ電力Ｐを演算し、ＰＷＭドライバ８１に出力する。
【００４５】
次に、ＰＷＭドライバ８１は、コントローラ８０から入力された電力Ｐに基づいてインバータ回路３０が出力する交流電力に対してＰＷＭ制御を行う。本実施例において、ＰＷＭ制御は、ＰＷＭドライバ８１のＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力されるＰＷＭゲートパルスのデューティを変更することによって行われる。
【００４６】
ＰＷＭゲートパルスを生成する方法について、図２乃至図４を参照して以下に説明する。図４（ａ）に示すように、図２のＰＷＭコントロールＩＣ８２において、発振器９０は、周期Ｔ０の三角波を生成する。この三角波の電圧レベルは、コンパレータ９１において、コントローラ８０にて演算されたランプ電力Ｐに対応するフィードバック電圧ＦＢとデッドタイム電圧Ｄ_ｍａｘとのうち、値が小さい方の信号と比較される。一方、ランプ電流Ｉ_ｏｕｔが最大許容電流未満であれば、コンパレータ９２の出力はＬＯＷであり、フリップフロップ回路９３の出力はＬＯＷである。従って、コンパレータ９１の出力は、ＮＯＲ回路９４を介してＰＷＭゲートパルスとしてＰＷＭコントロールＩＣ８２から出力される（図４（ｂ））。図４（ｂ）に示すように、周期Ｔ_０は、インバータ回路３０から出力される低周波数の交流電力に重畳される矩形波の高周波数電力の周期であり、上記の周期Ｔ_０に対して、ＰＷＭゲートパルスがＨＩＧＨとなる期間Ｔ_１の比率が、オンデューティである。
【００４７】
また、フィードバック電圧ＦＢは、ランプ電力Ｐに応じて増減してコンパレータ９１の出力を変えるので、図４（ａ）から、ＰＷＭゲートパルスのオンデューティも、ランプ電力Ｐに応じて増減される。従って、ＰＷＭゲートパルスのオンデューティの変化に伴い、インバータ回路３０から出力される交流電力の増減を調整できる。なお、ランプ電流の過電流検出については後述する。
【００４８】
次に、インバータ回路３０から出力される低周波電圧の極性切り替えについて説明する。図５（ｃ）、（ｄ）に示すように、コントローラ８０から第２及び第４のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４に、極性切り替えパルスＡ、Ｂが供給されて行われる。すなわち、極性切り替えパルスＢがオンとなり且つ極性切り替えパルスＡがオフとなる時刻ｔ_１から時刻ｔ_２までの期間をＡとし、極性切り替えパルスＢがオフとなり且つ極性切り替えパルスＡがオンとなる時刻ｔ_３から時刻ｔ_４間での期間をＢとする場合に、期間Ａ及び期間Ｂを含んで１周期とする周期Ｔ_２で、インバータ回路３０の出力電力の極性を切り替える。従って、周期Ｔ_２は、インバータ回路３０から出力される交流電力の周期になる。さらに、周期Ｔ_２は、周期Ｔ_０よりもかなり長時間に設定され、１周期Ｔ_２の間に、相当数のＰＷＭゲートパルスが生じるように設定されている。また、インバータ回路３０の極性の切り替え周波数（１／Ｔ_２）は、ランプＬに音響共鳴現象を生じさせる周波数に対してかなり低く設定されている。
【００４９】
次に、インバータ回路３０の動作を、図５乃至図７を参照しながら説明する。
【００５０】
最初に、時刻ｔ_１から始まる期間Ａにおいて、コントローラ８０から、極性切替パルスＢが第４スイッチィング素子ＳＷ４へ供給されて、第４スイッチィング素子ＳＷ２はオンになり、第１のスイッチング素子ＳＷ１はＰＷＭゲートパルスＡによって高周波数でオン・オフされる。また、第２及び第３スイッチィング素子ＳＷ２、ＳＷ３は、オフの状態を維持する（図５（ａ）〜（ｄ）参照）。従って、期間Ａにおいて、インバータ回路３０には、図６に示す電流路が形成される。
【００５１】
図６において、第１及び第４のスイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ４が同時にオンになるとき、ランプ電流ＩＡは、高電位側の端子Ｍから、第１のスイッチィング素子ＳＷ１、インダクタＬ１を通ってランプＬに流れ、ランプＬを流れた後は、第４のスイッチィング素子ＳＷ４、抵抗Ｒ４を通って低電位側の端子Ｎに流れる。従って、直流電力供給装置２０の出力電圧Ｖ_０とほぼ同じ大きさの電圧がインバータ回路３０から出力されて、ランプ電圧Ｖ_ｏｕｔとしてランプＬに印加される。この状態から、ＰＷＭゲートパルスＡによって第１のスイッチィング素子ＳＷ１がオフとなるとき、ダイオードＤ１が転流ダイオードとして機能して、ランプ電流Ｉ_Ａは、インダクタＬ１，ランプＬ、第４のスイッチング素子ＳＷ４、抵抗Ｒ４、ダイオードＤ１の順に流れる。
【００５２】
従って、ＰＷＭ制御によって、第１のスイッチィング素子ＳＷ１へのＰＷＭゲートパルスＡのオンデューティを周期Ｔ０で変更することによって、インバータ回路３０から出力される交流電力を増減でき、ランプＬに目標電力に応じたランプ電流を供給できる。
【００５３】
次に、期間Ｂにおいて、コントローラ８０から、極性切替パルスＡの第２スイッチィング素子ＳＷ２へ供給されて、第２のスイッチィング素子ＳＷ２はオンになり、第３のスイッチング素子ＳＷ３は、ＰＷＭゲートパルスＢによって高周波数でオン・オフされる。また、第１及び第４のスイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ４は、オフの状態を維持する（図５（ａ）〜（ｄ）参照）。従って、期間Ｂにおいて、インバータ回路３０には、図７に示す電流路が形成される。
【００５４】
図７において、第２及び第３のスイッチィング素子ＳＷ２、ＳＷ４が同時にオンになるとき、ランプ電流ＩＢは、高電位側の端子Ｍから、第３のスイッチィング素子ＳＷ３を通ってランプＬに流れ、ランプＬを流れた後は、インダクタＬ１、第２のスイッチィング素子ＳＷ２、抵抗Ｒ３を通って低電位側の端子Ｎに流れる。従って、直流電力供給装置２０の出力電力Ｖ_０とほぼ同じ大きさで且つ期間Ａとは逆極性の電圧がインバータ回路３０から出力されて、ランプ電圧Ｖ_ｏｕｔとしてランプＬに印加される。この状態から、ＰＷＭゲートパルスＢによって第２のスイッチィング素子ＳＷ２がオフとなるとき、ダイオードＤ２は転流ダイオードとして機能して、ランプ電流Ｉ_Ｂは、ランプＬ、インダクタＬ１、第２のスイッチング素子ＳＷ２、抵抗Ｒ３、ダイオードＤ２の順に流れる。
【００５５】
従って、ＰＷＭ制御によって、第３のスイッチィング素子ＳＷ３へのＰＷＭゲートパルスＢのオンデューティを周期Ｔ０で変更することによって、インバータ回路３０から出力される交流電力を増減でき、ランプＬに目標電力に応じたランプ電流を供給できる。
【００５６】
上記のように、インバータ回路３０において、極性切替パルスＡ、Ｂによって期間Ａ及び期間Ｂが交互に現れるようにすることによって、インバータ回路３０の出力電圧Ｖ_ｉｎｖは、図５（ｅ）に示すように、周期Ｔ_２の矩形波交流電圧になる。
【００５７】
なお、期間Ａに続く例えば時刻ｔ_２から時刻ｔ_３までの期間Ｃと、期間Ｂに続く時刻ｔ_４から時刻ｔ_５までの期間Ｄとは、各スイッチィング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のスイッチィング動作を確実になすために設けられたデッドタイム期間であり、各スイッチィング素子ＳＷ１〜ＳＷ４への全てのパルスの供給が停止される。また、期間Ｃ及びＤは、周期Ｔ２の一部に含まれるが、期間Ａ、Ｂの長さに比較するとかなり短く設定されるので、実際にはほとんど無視できる。
【００５８】
上述のように、期間Ａ及び期間Ｂを繰り返すことで、図４（ｅ）に示すようなインバータ回路３０の出力電圧Ｖ_ｉｎｖが得られる。
【００５９】
上記構成によって、従来のコンバータでＰＷＭ制御を行うとともにコンバータの後段に設けたインバータ回路で出力電力の極性変換を行っていた放電灯点灯装置に対し、インバータ回路３０内で出力電力のＰＷＭ制御と極性変換との両方を行うことができ、放電灯点灯装置１０を構成する部品点数を減少させることができる。さらに、放電灯点灯装置を簡単な回路により構成でき、装置の小型化及びコストダウンに寄与する。
【００６０】
また、出力電力のＰＷＭ制御は、インバータ回路３０内の第１及び第３スイッチィング素子ＳＷ１、ＳＷ３で交互に、すなわち２箇所で行われる。発熱などにつながる装置１０の電力損失を、２つのスイッチィング素子で分担するために、１つのスイッチィング素子にかかる負担を低減できる。故に、電力損失の熱分散を効率良く行うことができる。
【００６１】
さらに、上記の回路構成により、従来は、コンバータのＰＷＭ制御を行う制御部の基準電位と、インバータ回路側に設けていた電力制御部の基準電位との２つに分離して構成していた放電灯点灯装置の２電源方式に代えて、基準電位を１つとする１電源方式を採用できる。従って、２電源方式の放電灯点灯装置において２つの制御部間での信号の受け渡しに必要であったフォトカプラを不要にできる。このように、放電灯点灯装置１０の基準電位を１箇所にすることによって、放電灯点灯装置１０を簡単に構成できる。
【００６２】
次に、ランプＬの電力制御について詳細に説明する。ランプＬの電力を制御して所望の輝度で発光させるためには、ランプＬに印加されたランプ電圧と、ランプＬを流れるランプ電流とを正確に検出してＰＷＭ制御を行うことが必要である。そこで、ランプ電圧を検出するために、電圧検出回路５０を用いる。電圧検出回路５０によって検出されるラインＣの電圧は、抵抗Ｒ３、Ｒ４の抵抗値が微小であるから、ランプＬに印加される電圧と実質的に等しい。しかしながら、図１に示す構成の電圧検出回路５０では、ラインＤがラインＣに対して高電位となる期間Ｂでは、ランプ電圧を正確に検出することが困難であることが、本発明者によって確認されている（図５（ｊ））。そこで、期間Ｂでは、電圧検出回路５０によってランプ電圧は検出せず、代わりに期間Ａにて検出されたランプ電圧を、期間Ｂのランプ電圧として、コントローラ８０は、ランプ電力を演算するために用いる。または、電圧検出回路５０に、サンプルホールド回路を設けて、期間Ｂの間は、期間Ａにて検出されたランプ電圧値を保持するようにしても良い。
【００６３】
また、ランプ電流は、図６及び図７から分かるように、インバータ回路３０を流れる電流である。電流検出回路７０を構成する抵抗Ｒ３、Ｒ４は、インバータ回路３０の出力の極性を切り替えるスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４と、低電位端子Ｎとの間に設けられている。従って、ＰＷＭ制御によって高電位側のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３がオフとなる間に、インダクタＬ１によってインバータ回路３０を流れる電流も検出できる。すなわち、極性切替用のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４がオンになっている時にランプを流れるランプ電流を正確に連続して検出できる。なお、全てのスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４がオフとなる時は、構造上装置１０内に電流は流れないので、極性切替用の低電位側のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４がオンになっている時にランプＬを流れるランプ電流を継続して検出すれば、ランプ電力の制御に必要なランプ電流に関する情報を精度良く獲得できる。
【００６４】
電流検出回路７０は、図８に示すように、第４のスイッチング素子ＳＷ４がオンになる期間Ａでは、抵抗Ｒ４を流れる電流ＩＡを電流・電圧変換してランプ電流信号ＩＡとして検出する（図５（ｇ）参照）。また、第２スイッチング素子ＳＷ２がオンになる期間Ｂでは、抵抗Ｒ３を流れる電流ＩＢを電流・電圧変換してランプ電流信号ＩＢとして検出する（図５（ｆ）参照）。さらに、いずれのランプ電流信号ＩＡ、ＩＢも、合成してから平滑回路７１によって平滑にすると、ランプ電流の平均電流値Ｉ_ａｖｅが得られる（図５（ｈ）参照）。このランプ電流の平均電流値Ｉ_ａｖｅを増幅器７２で増幅してから、コントローラ８０に向けて出力する（図５（ｉ）参照）。
【００６５】
従って、コントローラ８０では、検出されたランプ電圧Ｖ_ｏｕｔ及び平均電流値Ｉ_ａｖｅに基づいてランプ電力Ｐを演算し（図５（ｋ）参照）、この結果をＰＷＭコントローラ８２に向けて出力する。ＰＷＭコントローラ８２は、入力されたランプ電力Ｐを目標の電力と比較してＰＷＭゲートパルスのオンデューティを変更することによって、ランプＬに目標の電力を供給する。
【００６６】
上述のように、本実施例では、電圧検出回路５０をインバータ回路３０の出力側に設けると共に、インバータ回路３０の内部を流れる電流を検出することによって、ランプに供給されるランプ電力をより正確に把握できる。故に、より正確なＰＷＭ制御をランプＬに対して行うことができるので、ランプＬの定電力制御を安定して行える。
【００６７】
さらに、電圧検出回路５０によってランプ電圧を直接モニタしているので、ランプＬの寿命末期に生じるランプの電圧上昇を精度良く検出できる。この場合に備えて、コントローラ８０に検出されたランプ電圧をランプの寿命到来を示す所定電圧と比較する比較回路をコントローラ８０に設けることによって、ランプ寿命の到来をユーザに知らせるアラーム信号を出力させることもできる。
【００６８】
また、電流検出回路７０は、インバータ回路３０からの出力電流の両方の極性に対して、すなわち期間Ａ及び期間Ｂのいずれにおいても連続してランプ電流の瞬時値を検出できるので、ランプの点灯開始時における電圧の過渡的な変化に対しても追従でき、精度の高いランプ電力の制御を行うことができる。
【００６９】
次に、ランプＬの過電流保護について、図２及び図４を参照しながら説明する。電流検出回路７０により検出された期間Ａ及び期間Ｂにおけるランプ電流信号Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂは、合成されてランプ電流信号Ｉとなり、図４（ｃ）及び図５（ｈ）に示すような電圧波形を示す。ランプ電流信号Ｉ_Ａ、Ｉ_Ｂは、ＰＷＭドライバ８１に入力されて、コンパレータ９２にて最大許容電流に対応した基準電圧Ｖ_１（カレントリミット電圧）と比較される。図４において、例えば時刻ｔ_１１にてランプ電流信号Ｉが最大許容電流と等しくなると、直ちにコンパレータ９２の出力がＨＩＧＨとなり、フリップフロップ９３のＱ端子は、ＨＩＧＨになる（図４（ｄ）参照）。
【００７０】
従って、フリップフロップ回路９３のＨＩＧＨの出力に応答して、ＮＯＲ回路９４の出力はＬＯＷになるので、直ちにＰＷＭゲートパルスは、ＬＯＷとなって、第１または第３のスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ３はオフになる（図４（ｅ）参照）。これによって、インバータ回路３０への直流電力の供給が停止されるので、ランプ電流は減少する。
【００７１】
次に、時刻ｔ_１２にて、発振器９０から次の周期の三角波が生成されてフリップフロップ９３のＲ端子に入力されると、Ｑ端子は、リセットされてＬＯＷになるので、ＰＷＭコントロールＩＣ８２は、ＰＷＭゲートパルスの供給を再開する。
【００７２】
このような一連の動作によって、時刻ｔ_１１からｔ_１２までの期間Ｘに亘り、ランプＬ及び放電灯点灯装置１０を構成するスイッチング素子などの各部品を、過電流から保護できる。また、ランプＬの点灯を開始した直後に過渡現象によって発生しやすい過電流を未然に防止できる。
【００７３】
上記の過電流保護は、ランプＬを流れる電流値の瞬時値を検出することによって、ランプ電圧信号が最大許容電流に達した瞬間に直ちに実行されて、ＰＷＭドライバ８１にて生成されるＰＷＭゲートパルスの各々に反映される。従って、ランプＬを流れる電流に対してパルスバイパルスの過電流制限を行うことができる。
【００７４】
また、パルスバイパルスの過電流制限用に、各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４のオン電流を検出するための抵抗もしくは電流検出手段を別途必要とせずに、インダクタＬ１を流れる電流の瞬時値を用いて、パルスバイパルスの過電流制限を行うことができる。このインダクタＬ１を流れる電流を検出する抵抗は、インバータ回路３０から出力される電流の電流検出回路７０の抵抗Ｒ３、Ｒ４としても用いられているので、放電灯点灯装置１０の回路構成を簡単にできると共に小型化できる。
【００７５】
このように、放電灯点灯装置１０の過電流を防止できるので、インバータ回路３０内の各スイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ４及びダイオードＤ１、Ｄ２へのストレスを軽減できる。また、ランプＬに供給される電流が制限されるので、ランプＬの電極の劣化を防ぐことができる。また、ランプＬの点灯開始時の過電流によるインダクタＬ１の飽和を回避でき、ランプ点灯の安定化などの、ランプＬの点灯性を向上させることができる。
【００７６】
上記のように、抵抗Ｒ３、Ｒ４をインバータ回路３０のフルブリッジ構成の低電位側のスイッチング素子ＳＷ２、ＳＷ４と低電位端子Ｎとの間に挿入した簡単な構成によって、ランプ電流の瞬時値と平均値との両方を検出できる。従って、ランプ電力のより精度の高いＰＷＭ制御を行うことができる。
【００７７】
なお、電流検出回路７０は、上記構成に替えて、図９に示す構成を採ることもできる。インバータ回路３０の第２のアーム３１_２において第４スイッチング素子ＳＷ４と低電位端子Ｎとの間に抵抗Ｒ４’を挿入し、抵抗Ｒ４’を流れる電流を、電流・電圧変換して検出するものである。従って、抵抗Ｒ４’に印加される電圧を検出するために、抵抗Ｒ６及びピークホールド回路７６を順に介して、増幅器７２に入力させて、ランプ電流信号を生成するものである。この構成は、インバータ回路３０の出力電圧が正電圧となる期間Ａに限り、ランプ電流を検出する。従って、期間Ｂでは、抵抗Ｒ４’に電流が流れないので、ピークホールド回路７５またはコントローラ８０内のマイクロコンピュータなどを使用して、期間Ａに検出された電流値で期間Ｂの電流値を補間して、擬似的に出力電流をコントローラ８０に供給する。なお、インバータ回路３０の構成は、図１に示すものと同一であるので、その詳細な説明は省略する。
【００７８】
また、上記実施例では、ランプ電圧を検出するために、インバータ回路３０の出力側に電圧検出回路５０を設けたが、この構成に替えて、インバータ回路３０の入力側に電圧検出回路を設けて、インバータ回路３０の入力電圧をランプ電圧として検出しても良い。さらに、ランプ電流を検出するために、インバータ回路３０の低電位側に抵抗を挿入したが、この構成に替えて、インバータ回路３０の入力側のラインＢに抵抗を挿入してインバータ回路３０の入力電流をランプ電流として検出してもよい。インバータ回路３０の入力電圧及び入力電流を用いてランプ電力を演算する際は、算出されたランプ電力は、インバータ回路３０のスイッチング素子の抵抗成分による損失を含むことになるので、インバータ回路３０の損失を予め想定して加味すると、より精度の高いＰＷＭ制御を行うことができ、ランプの電力を精度良く制御することができる。
【００７９】
さらに、上記実施例では、ランプ電力を制御する方法としてＰＷＭ制御を用いたが、本発明による放電灯点灯装置においては、ランプの電力制御を行うために、ＰＷＭ制御のほかに、位相制御などの適宜のフィードバック制御を行って、ランプＬの点電力制御を行うことができる。
【００８０】
なお、上記実施例においては、インダクタＬ１の抵抗成分は微小である。さらに、イグナイタ６０回路は、ランプＬの放電が開始されると、放電灯点灯装置１０において、インバータ回路３０からは電気的に切り離される。また、インバータ回路３０から流出した電流は、ランプＬを流れた後で、再びインバータ回路３０に戻ってくる。従って、これらの点を考慮すると、ランプＬの通常の点灯時においては、インバータ回路３０の出力電圧は、ランプＬに印加される電圧と実質的に同じであり、インバータ回路３０から出力される電流は、ランプＬを流れる電流と同一である。従って、インバータ回路３０から出力される電力と、ランプＬに供給される電力とは同じである。
【００８１】
なお、上記実施例は、本発明の好ましい実施例の一部を例示するのみであり、本発明は、上記記載の構成に限定されるものではない。
【００８２】
【発明の効果】
本発明の請求項１記載の放電灯点灯装置によれば、放電灯を流れる電流を直接検出できるとともに、放電灯を流れる電流の瞬時値を検出でき、この瞬時値が所定値に達するとインバータ回路の出力が停止されるので、過電流などの、所定値を超える電流が放電灯や放電灯点灯装置内を流れることを未然に回避できる。
【００８３】
本発明の請求項２記載の放電灯点灯装置によれば、放電灯点灯装置によって画定された電流上限値以上となる電流が、放電灯点灯装置の内部や放電灯を流れることを防止できる。
【００８４】
本発明の請求項３記載の放電灯点灯装置によれば、電流検出回路によって、放電灯を流れる電流を直接かつ連続して検出できる。従って、この電流値が所定値に達したことを直ちに検出できるとともに、交流電力を制御する第１および第３のスイッチング素子を強制的に開放して、所定値以上の電流が装置内部および放電灯を流れることを回避できる。また、第２および第４のスイッチング素子が閉成しながらも第１および第３のスイッチング素子が開放されているときに放電灯を流れる電流も検出できるので、この電流に基づいて行われる放電灯に対する電力制御をより正確に行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による放電灯点灯装置の一実施例を示す構成図である。
【図２】ＰＷＭコントロールＩＣの構成を示すブロック図である。
【図３】ＰＷＭドライバの構成を示すブロック図である。
【図４】ＰＷＭドライバの各種信号を説明するタイムチャートである。
【図５】図１に示す放電灯点灯装置の動作を示すタイムチャートである。
【図６】第４のスイッチング素子ＳＷ４がオンとなる期間Ａにインバータ回路３０に形成される電流路を示す回路図である。
【図７】第２のスイッチング素子ＳＷ２がオンとなる期間Ｂにインバータ回路３０に形成される電流路を示す回路図である。
【図８】ランプＬを流れるランプ電流を検出する際のインバータ回路３０と電流検出回路７０との関係を説明する回路図である。
【図９】電流検出回路の他の構成を示す構成図である。
【図１０】従来の放電灯点灯装置を示す構成図である。
【符号の説明】
Ｌ放電灯
１０放電灯点灯装置
３０インバータ回路
５０電圧検出回路
７０電流検出回路
８０制御回路
ＳＷ１〜ＳＷ４スイッチング素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a discharge lamp lighting device, and more particularly to a discharge lamp lighting device that controls lighting of a high-intensity discharge lamp such as a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, and a mercury lamp.
[0002]
[Prior art]
High-intensity discharge lamps, such as metal halide lamps, high-pressure sodium lamps, and mercury lamps, do not light up when voltage is applied just like filament lamps, and they take time to reach a stable state. Requires a lighting device to control. This lighting device serves as a starter that creates a discharge path between the electrodes of the lamp and increases the current in the discharge path while maintaining the current in the discharge path to transition to arc discharge. And a role as a ballast for controlling the
[0003]
Generally, for example, as shown in FIG. 10, a lighting device includes a DC power supply 1, a converter 2 for adjusting DC power from DC power supply 1, an inverter 3 for converting the adjusted DC power to AC power, and a lamp. And an igniter 5 for shifting the discharge generated in 4 from glow discharge to arc discharge. The controller 6 is connected to the converter 2 and the inverter 3 to control the converter 2 and the inverter 3 respectively.
[0004]
The controller 6 supplies a control signal to the switching element Q <b> 1 provided in the converter 2 to perform PWM (pulse width modulation) control on the input to the converter 2. Then, the controller 6 supplies the output of the converter 2 to the lamp 4 via the inverter 3.
[0005]
In recent years, there has been a demand in the market for electronic devices using high-intensity discharge lamps, such as projectors, OHPs, and automobile headlights, that are compact, lightweight, and low-cost, and lighting devices that control the lighting of high-intensity discharge lamps. There is a similar demand for One of the simple ways to reduce the size of the lighting device itself is to increase the switching frequency of the switching element Q1 of the converter 2. However, increasing the switching frequency is difficult to achieve only with the converter circuit itself in order to avoid the occurrence of an acoustic resonance phenomenon unique to the lamp, and it is necessary to consider matching with the lamp.
[0006]
Therefore, a configuration in which the average value of the output power is adjusted by a full-bridge type inverter is disclosed in, for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-293388. In the inverter, two arms are connected in parallel between the high potential side and the low potential side, and the polarity of the output power of the inverter is determined by two switching elements provided in one arm, and The average value of the output power is adjusted by two switching elements provided on the arm. As described above, by performing the PWM control on one of the two switching elements incorporated in one current path formed at the time of the operation of the inverter, it is possible to reduce the size of the lighting device in which the converter can be omitted.
[0007]
In addition, the high-intensity discharge lamp requires fine power control according to the instantaneous state of the lamp from the transition period immediately after the start of lighting of the lamp to the ballast. Therefore, the voltage applied to the lamp is usually detected by inserting a resistor in parallel with the lamp and dividing the voltage, and the current flowing through the lamp is converted into a current / voltage by inserting a minute resistor in the circuit of the lighting device. It was detected by doing.
[0008]
[Patent Document 1] Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-293388 (FIG. 1)
[Non-Patent Document 1] Ninth Next Generation Energy Electronics Research Group Third Regular Research Group Preliminary Proceedings March 14, 2002 Japan Management Association [0009]
[Problems to be solved by the invention]
Normally, a lamp approximately exhibits a constant voltage characteristic, so that the lighting device performs low current control in order to keep the lamp power constant. The current value flowing through the lamp is detected, and the current value is increased or decreased to meet the purpose. Therefore, the input current to the inverter 3 is detected as the current flowing through the lamp, and the lamp power is controlled. Since the input current to the inverter 3 is not a current flowing through the lamp, it is difficult to control a transient current flowing when the lamp is turned on. Therefore, when the current actually flowing from the inverter to the lamp is lower than the arc discharge holding current of the lamp, the arc discharge cannot be maintained and the lighting may be turned off.
[0010]
Further, since the input current to the inverter 3 is used as the lamp current, the power of the lamp obtained based on the input current does not take into account the loss generated in the inverter 3.
[0011]
In view of the above problems, a main object of the present invention is to accurately detect a current flowing through a discharge lamp, accurately control the power of the lamp, and detect an overcurrent that is about to flow through the lamp in advance. It is.
[0012]
It is another object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device in which the number of components is reduced while maintaining the characteristics of a conventional lighting device.
[0013]
A further object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device capable of more accurately controlling the power of a discharge lamp.
[0014]
[Means for Solving the Problems]
A discharge lamp lighting device according to claim 1 of the present invention is a discharge lamp lighting device for controlling lighting of a discharge lamp, wherein a high potential terminal connected to a high potential side of a power supply and a low potential side connected to the low potential side of the power supply. An inverter circuit that converts DC power input through the input low-potential terminal into AC power and outputs the AC power through the first and second output terminals to the discharge lamp, and a current flowing through the discharge lamp. And a control circuit for controlling the inverter circuit, wherein the control circuit stops the output of the inverter circuit when the instantaneous value of the detected current reaches a predetermined value. It is characterized by.
[0015]
According to the above configuration, the current flowing through the discharge lamp is detected, and when the instantaneous value of the detected current reaches a predetermined value, the output of the inverter circuit is stopped. To prevent
[0016]
A discharge lamp lighting device according to a second aspect of the present invention is the discharge lamp lighting device according to the first aspect, wherein the predetermined value is a current upper limit defined by the discharge lamp lighting device. With this configuration, the current flowing through the discharge lamp lighting device is always limited to the current upper limit defined by the discharge lamp lighting device.
[0017]
The discharge lamp lighting device according to claim 3 of the present invention is the discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the inverter circuit includes a first arm between the high potential terminal and the low potential terminal. The first arm has a first switching element on a high potential side and a second switching element on a low potential side, and has a full bridge configuration in which a second arm and a second arm are connected in parallel. The second arm has a third switching element on the high potential side and a fourth switching element on the low potential side, and the first output terminal is connected to the first switching element and the second switching element. Element, the second output terminal is connected between the third switching element and the fourth switching element, and the current detection circuit is connected to the second arm in the first arm. Switch A first resistor inserted between the switching element and the low potential terminal, and a second resistor inserted between the fourth switching element and the low potential terminal in the second arm. Wherein the control circuit alternately opens and closes the second and fourth switching elements to determine the first frequency of the AC power, and closes the second switching element when the second switching element is closed. Controlling the AC power by opening and closing the third switching element at a second frequency higher than the first frequency while maintaining the first and fourth switching elements open; Is closed, the first switching element is opened and closed at the second frequency and the AC power is controlled while maintaining the second and third switching elements open, so that the instantaneous value is Reaches the predetermined value If, wherein the forcibly opening the first and third switching elements.
[0018]
With the above configuration, the current detection circuit directly and continuously detects the current flowing through the discharge lamp. Therefore, it is immediately detected that the instantaneous value of this current has reached the predetermined value, and the first and third switching elements for controlling the AC power are forcibly opened, so that a current equal to or higher than the predetermined value is supplied to the discharge lamp. Prevent from flowing. In addition, the current detection circuit is configured such that the current flowing through the discharge lamp when the first and third switching elements for controlling the AC power are open, even though the second and fourth switching elements are closed, The detection is performed by the first resistance and the second resistance of the detection circuit. Therefore, the power supplied to the discharge lamp can be more accurately obtained based on this current, and the power supplied from the inverter circuit to the discharge lamp can be controlled more accurately.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows an embodiment of the discharge lamp lighting device according to the present invention. 1, the discharge lamp lighting device 10 includes a DC power supply device 20, an inverter circuit 30, a smoothing circuit 40, a voltage detection circuit 50, an igniter circuit 60, a current detection circuit 70, and a controller 80. And a device for controlling the lighting of the lamp L. In the present invention, the lamp L refers to a high-intensity discharge lamp such as a metal halide lamp, a high-pressure sodium lamp, and a mercury lamp that emits light by discharging in metal vapor.
[0020]
DC power supply unit 20, for example, a DC power source applies a voltage V _o between the lines A and B. The line A has a higher potential than the line B, and the line B is used as a reference potential. In the output side of the DC power supply 20, between the lines A and B, the capacitor C ₁ is connected, and smoothing the variation of the voltage V _o. Note that, instead of the DC power supply, a power device that converts an AC commercial power supply into a DC power and outputs the DC power smoothly may be used as the DC power supply device 20.
[0021]
The inverter circuit 30 includes a terminal M on the line A, is connected between the terminal N on line B, and the DC voltage V ₀ which is input, converted to a low frequency voltage which the high-frequency voltage having a rectangular wave is superimposed And between the line C and the line D. The inverter circuit 30 takes a full-bridge configuration, between the terminal N connected to the terminal M and the reference potential is a high potential side, parallel first arms 31 ₁ and ₂ the second arm 31 It is connected.
[0022]
In the first arm 31 _1, the first switching element SW1 is provided on the high potential side, the second switching element SW2 is provided on the low potential side. On the other hand, the second arm 31 _2, third switching element SW3 is provided on the high potential side, and the fourth switching element SW4 is provided on the low potential side. A line C is connected to a terminal P between the first switching element SW1 and the second switching element SW2, and a line D is connected to a terminal O between the third switching element SW3 and the fourth switching element SW4. Is connected, and the output V _inv of the inverter circuit 30 appears between the line C and the line D.
[0023]
Each of the switching elements SW1, SW2, SW3, SW4 is composed of a semiconductor switching element such as a MOS-FET, for example.
[0024]
In the inverter circuit 30, the diode D1 is inserted so that the anode is connected to the terminal N and the cathode is connected to the terminal P, and the diode D2 is connected so that the anode is connected to the terminal N and the cathode is connected to the terminal O. Has been inserted.
[0025]
The smoothing circuit 40 includes an inductor L1 inserted in series with the line C, and a capacitor C2 connected between the lines C and D. The smoothing circuit 40 converts the high frequency component of the high frequency modulated low frequency power output from the inverter circuit 30. After the removal, an appropriate low-frequency rectangular voltage is output to the lamp L.
[0026]
The voltage detection circuit 50 is connected between the line C and the reference potential, and detects a voltage output from the inverter circuit 50 and passing through the smoothing circuit 40. The voltage detector 50 includes two resistors R51 and R52 connected in series between the terminal Q of the line C and a reference potential, and detects the voltage of the line C by dividing the voltage by the resistors R51 and R52.
[0027]
The igniter circuit 60 located closer to the lamp L than the voltage detection circuit 50 generates a high-voltage pulse voltage for starting the lamp L, and the lamp L is connected between its output terminals.
[0028]
Current detection circuit 70 is provided inside the inverter circuit 30, and detects and converts the current I _A flowing through the first arm 31 _1, respectively voltage and current I _B flowing through the second arm 31 ₂ is there. The current detection circuit 70 includes a resistor R3 inserted between the second switching element SW2 and terminal N at the first arm 31 _1, and the fourth switching element SW4 in the second arm 31 ₂ terminal And N4. The current detection circuit 70 converts the detected current into a voltage and detects the resistance R5 connected to the terminal S between the second switching element SW2 and the resistor R3, or the fourth switching element SW4. It is connected to an amplifier 72 via a resistor R6 connected to a terminal T between the resistor and the resistor R4, and further via a smoothing circuit 71. The resistors R5 and R6 protect the operation of the inverter circuit 30 from a short circuit or the like.
[0029]
In the smoothing circuit 71, a resistor R7 and a capacitor C3 are connected in series, and the fluctuation of the input voltage is smoothed by the capacitor C3 and output.
[0030]
The amplifier 72 amplifies the input voltage and outputs the amplified voltage. The amplifier 72 includes, for example, a non-inverting amplifier circuit including an operational amplifier 73 and two resistors R74 and R75. In the operational amplifier 73, the output from the current detection circuit 70 that has passed through the smoothing circuit 71 is input to the non-inverting input terminal, the inverting input terminal is connected to the reference potential via the resistor R74, and the output terminal is connected to the resistor R75. It is fed back to the inverting input terminal. The output of the amplifier 72 is output to the controller 80.
[0031]
The controller 80 controls ON / OFF of each of the switching elements SW1 to Sw4 of the inverter circuit 30 to define the frequency of the AC power output from the inverter circuit 30 and performs power control of the lamp L. It is composed of a microcomputer. The controller 80 is supplied from the inverter circuit 30 to the lamp L using the voltage V _out detected by the voltage detection circuit 50 and the average current I _ave of the current I _out detected by the current detection circuit 70. Calculate the lamp power P and output the result to the PWM driver 81. Further, the controller 80 switches polarity switching pulses A and B for controlling the opening and closing of the second and fourth switching elements SW2 and SW4 in order to switch the polarity of the AC power output from the inverter circuit 30 to the second and fourth pulses. 4 switching elements SW2 and SW4. The polarity switching pulse A turns on the second switching element SW2 when the level becomes HIGH, and turns off when the level becomes LOW. Similarly, the polarity switching pulse B turns on the fourth switching element SW4 when the level becomes HIGH, and turns off when the level becomes LOW.
[0032]
The PWM driver 81 includes a PWM control IC 82 and a selector 83, generates a PWM gate pulse in accordance with an output from the controller 80, and supplies the first and third switching elements SW1 and SW3 with AC power by the selector 83. It is supplied alternately each time the polarity is switched. Further, the PWM driver 81 performs PWM control of the lamp power by controlling the on-duty of the first and third switching elements SW1 and SW3 according to the lamp power output from the controller 80. Further, when the PWM driver 81 monitors the current flowing through the lamp L and detects an overcurrent of the lamp L, the PWM driver 81 turns off the first and third switching elements SW1 and SW3 to cause a fault caused by the overcurrent. Is prevented beforehand.
[0033]
Specifically, the PWM driver 81 generates PWM gate pulses A and B for turning on the first and third switching elements SW1 and SW3, and further changes and outputs the on-duty of the PWM gate pulse. This PWM gate pulse A turns on the first switching element SW1 when it becomes HIGH and turns off when it becomes LOW. The PWM gate pulse B turns on the third switching element SW3 when going high, and turns off when going low.
[0034]
FIG. 2 shows the details of the PWM control IC 82. As shown in FIG. 2, the PWM control IC 82 includes an oscillator 90 that generates a triangular wave having a predetermined frequency, comparators 91 and 92, a flip-flop 93, and a NOR circuit 94, and generates a PWM gate pulse.
[0035]
The comparator 91 is used to generate a PWM gate pulse, and has one non-inverting input terminal and two inverting input terminals. The oscillator 90 is connected to one non-inverting input terminal, and a feedback voltage FB corresponding to the lamp power P from the controller 80 is input to the first inverting input terminal of the two inverting input terminals. The dead time voltage D _max is input to the inverting input terminal 2. The output terminal of the comparator 91 is connected to the input terminal of the NOR circuit 94. The dead time voltage D _max is a voltage value corresponding to the maximum value of the on-duty of the PWM gate pulse output from the PWM control IC 82. Therefore, by continuously comparing the output of the oscillator 90, the voltage FB, and the dead time voltage D _max , the on-duty of the pulse used in the PWM control is set.
[0036]
A method of generating a PWM gate pulse will be described below. The triangular wave of a predetermined frequency generated by the oscillator 90 is input to the non-inverting input terminal of the comparator 91. In the comparator 91, the smaller one of the feedback voltage FB and the dead time voltage D _max input to the two inverting terminals is compared with the triangular wave level, and the result is sent from the comparator 91 to the NOR circuit 94. Is output. The NOR circuit 94 functions as a NOT circuit when there is no HIGH output from a flip-flop 93 described later. Therefore, the NOR circuit 94 inverts the output of the comparator 91 and outputs the inverted signal to the selector 83 as a PWM gate pulse. Note that the frequency of the triangular wave determines the frequency of the high-frequency voltage superimposed on the low-frequency voltage output from the inverter circuit 30.
[0037]
On the other hand, the comparator 92 detects an overcurrent flowing through the lamp L. In the comparator 92, the inverting input terminal, the lamp L or discharge lamp reference voltages V ₁ corresponding to the maximum allowable current defined by the lighting device is input to the non-inverting input terminal, detected by the current detection circuit 70 A voltage corresponding to the current value is directly input via the resistors R5 and R6. Note that the maximum allowable current is a value specified by the specifications of each component constituting the lamp and the discharge lamp lighting device. If a current equal to or more than the maximum allowable current flows through the lamp L or the discharge lamp lighting device 10, a problem may occur. It causes a failure.
[0038]
The output terminal of the comparator 92 is connected to the S terminal of the flip-flop circuit 93. Therefore, the instantaneous value of each arm 31 _1, 31 ₂ the value of the current flowing in the inverter circuit 30 is inputted to the comparator 92 as a lamp current signal, the comparator 92, the instantaneous value of the detected current and the maximum allowable current value Compare with Then, when the instantaneous value of the current flowing through the arms 31 ₁ and 31 ₂ becomes equal to the second reference voltage, the comparator 92 outputs a HIGH output to the flip-flop 86.
[0039]
The flip-flop circuit 93 has an S terminal connected to the output terminal of the comparator 92, an R terminal connected to the oscillator 90, and a Q terminal connected to the NOR circuit 94. Therefore, when HIGH is output from the comparator 92, the flip-flop circuit 93 switches the output level of the Q terminal from LOW to HIGH. Next, the HIGH output of the flip-flop circuit 93 is ORed with the output of the comparator 91 by the NOR circuit 94 and inverted, so that the output of the NOR circuit 94 becomes LOW, and the output from the PWM control IC 82 The output of the PWM gate pulse is stopped. As a result, the first and third switching elements SW1 and SW3, which perform the PWM control in the inverter circuit 30, are turned off, so that the output from the inverter circuit 30 is cut off. Then, when the triangular wave of the next cycle from the oscillator 90 is input to the R terminal, the flip-flop 93 resets the Q terminal to LOW.
[0040]
The output from the comparator 91 and the output from the flip-flop circuit 93 are input to the NOR circuit 94. The NOR circuit 94 inverts the output after performing an OR operation, and outputs the inverted result to the selector 83.
[0041]
The selector 83 alternately supplies the PWM gate pulse generated by the PWM control IC 82 to the first and third switching elements SW1 and SW3 of the inverter circuit 30 according to the polarity switching pulse. As shown in FIG. 3, the selector 83 includes two AND circuits 83a and 83b. One input terminal of each of the AND circuits 83a and 83b is connected to the PWM control IC 82, and each of the AND circuits 83a and 83b. The other input terminal is connected to the controller 80. The output terminal of the AND circuit 83a is connected to the first switching element SW1, and the output of the AND circuit 83a becomes a PWM gate pulse A. On the other hand, the output terminal of the AND circuit 83b is connected to the third switching element SW3, and the output of the AND circuit 83b becomes the PWM gate pulse B.
[0042]
In the discharge lamp lighting device 10 configured as described above, the PWM control for the AC power output from the inverter circuit 30 is performed by the PWM gate pulses A and B output from the PWM driver 81. Therefore, the discharge lamp lighting device 10 can perform power control according to the discharge lamp rated power of the lamp L, and can stably emit light.
[0043]
Next, the operation of the discharge lamp lighting device 10 will be described with reference to the drawings. When the lighting of the lamp L is externally instructed, in the discharge lamp lighting device 10, DC power is input from the DC power supply device 20 to the inverter circuit 30, converted into AC power and supplied to the lamp L, and supplied to the igniter circuit 60. As a result, the discharge of the lamp L is started. The inverter circuit 30 changes the direction of the current flowing in the inverter circuit 30 by alternately performing the switching operation of the second and fourth switching elements SW2 and SW4 at about several hundreds Hz to reduce the frequency of the input DC power. And the first and third switching elements SW1, SW3 are switched at a frequency of several kHz to MHz to superimpose a high-frequency rectangular wave on the low-frequency AC power. The smoothing circuit 40 removes high-frequency components from the low-frequency AC power on which the high-frequency rectangular wave output from the inverter circuit 30 is superimposed, smoothes the AC power, and supplies the AC power to the lamp L. When the discharge of the lamp L is started, the discharge lamp lighting device 10 starts the PWM control to keep the lamp power constant.
[0044]
First, when the discharge of the lamp L is started, the voltage of the line C is detected by the voltage detection circuit 50 and is input to the controller 80. If the values of the current detecting resistors R3 and R4 inserted in the inverter circuit 30 are very small, the voltage drop due to the resistors R3 and R4 is so small as to be negligible. It is substantially equivalent to the voltage _Vout . On the other hand, the lamp current I _out flowing through the lamp L and detected by the current detection circuit 70 is averaged by passing through the smoothing circuit 71 and the amplification circuit 72 and is input to the controller 80 as the average current I _ave . The controller 80 calculates the lamp power P supplied to the lamp based on the lamp voltage V _out and the lamp current I _ave , and outputs it to the PWM driver 81.
[0045]
Next, the PWM driver 81 performs PWM control on the AC power output from the inverter circuit 30 based on the power P input from the controller 80. In this embodiment, the PWM control is performed by changing the duty of the PWM gate pulse output from the PWM control IC 82 of the PWM driver 81.
[0046]
A method of generating a PWM gate pulse will be described below with reference to FIGS. As shown in FIG. 4A, in the PWM control IC 82 shown in FIG. 2, the oscillator 90 generates a triangular wave having a period T0. The voltage level of the triangular wave is compared in the comparator 91 with a signal having a smaller value between the feedback voltage FB corresponding to the lamp power P calculated by the controller 80 and the dead time voltage _Dmax . On the other hand, if the lamp current I _out is less than the maximum allowable current, the output of the comparator 92 is LOW, and the output of the flip-flop circuit 93 is LOW. Therefore, the output of the comparator 91 is output from the PWM control IC 82 as a PWM gate pulse via the NOR circuit 94 (FIG. 4B). As shown in FIG. 4B, the period T ₀ is a period of the high frequency power of the rectangular wave superimposed on the low frequency AC power output from the inverter circuit 30, and is different from the period T ₀ . , the ratio of the period _{T 1} which PWM gate pulse is HIGH is the on-duty.
[0047]
Further, since the feedback voltage FB increases or decreases according to the lamp power P and changes the output of the comparator 91, the on-duty of the PWM gate pulse also increases or decreases according to the lamp power P from FIG. Therefore, it is possible to adjust the increase / decrease of the AC power output from the inverter circuit 30 according to the change of the on-duty of the PWM gate pulse. The overcurrent detection of the lamp current will be described later.
[0048]
Next, switching of the polarity of the low-frequency voltage output from the inverter circuit 30 will be described. As shown in FIGS. 5C and 5D, the polarity switching pulses A and B are supplied from the controller 80 to the second and fourth switching elements SW2 and SW4. That is, the interval from time t ₁ to the polarity switching pulse B is and polarity switching pulse A becomes ON are turned off until the time t ₂ is A, the time and the polarity switching pulse A polarity switching pulse B is turned off is turned on t the period between the ₃ time t ₄ when is B, with a period T ₂ to 1 cycle include periods a and period B, the switching the polarity of the output power of the inverter circuit 30. Therefore, the period T ₂ are made in the period of the AC power output from the inverter circuit 30. Moreover, the period T ₂ are, is set considerably longer than the period T _0, during one cycle T _2, are set as PWM gate pulse considerable number occurs. The switching frequency (1 / T ₂ ) of the polarity of the inverter circuit 30 is set to be considerably lower than the frequency at which the lamp L causes an acoustic resonance phenomenon.
[0049]
Next, the operation of the inverter circuit 30 will be described with reference to FIGS.
[0050]
First, in the period A starting from time t _1, the controller 80, the polarity switching pulses B are supplied to the fourth switch I ing element SW4, fourth switch I ing element SW2 is turned on, the first switching element SW1 It is turned on / off at a high frequency by a PWM gate pulse A. Further, the second and third switching elements SW2 and SW3 maintain the off state (see FIGS. 5A to 5D). Accordingly, in the period A, a current path shown in FIG.
[0051]
In FIG. 6, when the first and fourth switching elements SW1 and SW4 are simultaneously turned on, the lamp current IA flows from the terminal M on the high potential side through the first switching element SW1 and the inductor L1 to the lamp. After flowing through L and flowing through the lamp L, the current flows through the fourth switching element SW4 and the resistor R4 to the terminal N on the low potential side. Accordingly, the voltage of approximately the same size as the output voltage V ₀ which DC power supply 20 is outputted from the inverter circuit 30, is applied to the lamp L as a lamp voltage V _out. From this state, when the first switch I ing element SW1 by PWM gate pulse A is turned off, diode D1 functions as a commutating diode, lamp current I _A is an inductor L1, lamp L, a fourth switching element It flows in the order of SW4, resistor R4, and diode D1.
[0052]
Therefore, by changing the on-duty of the PWM gate pulse A to the first switching element SW1 in the cycle T0 by the PWM control, the AC power output from the inverter circuit 30 can be increased or decreased, and the lamp L reaches the target power. An appropriate lamp current can be supplied.
[0053]
Next, in the period B, the polarity switching pulse A is supplied from the controller 80 to the second switching element SW2, the second switching element SW2 is turned on, and the third switching element SW3 is turned on by the PWM gate pulse. It is turned on and off at a high frequency by B. Further, the first and fourth switching elements SW1 and SW4 maintain the off state (see FIGS. 5A to 5D). Accordingly, in the period B, a current path shown in FIG.
[0054]
In FIG. 7, when the second and third switching elements SW2 and SW4 are simultaneously turned on, the lamp current IB flows from the terminal M on the high potential side to the lamp L through the third switching element SW3. , Through the lamp L, flows through the inductor L1, the second switching element SW2, and the resistor R3 to the terminal N on the low potential side. Therefore, a voltage having substantially the same magnitude as the output power V ₀ of the DC power supply device 20 and having the opposite polarity to the period A is output from the inverter circuit 30 and applied to the lamp L as the lamp voltage V _out . From this state, when the second switching I ing element SW2 by PWM gate pulse B is turned off, diode D2 functions as a commutation diode, lamp current I _B is the lamp L, the inductor L1, the second switching element It flows in the order of SW2, resistor R3, and diode D2.
[0055]
Therefore, by changing the on-duty of the PWM gate pulse B to the third switching element SW3 in the cycle T0 by the PWM control, the AC power output from the inverter circuit 30 can be increased or decreased, and the lamp L is set to the target power. An appropriate lamp current can be supplied.
[0056]
As described above, in the inverter circuit 30, by causing the period A and the period B to appear alternately by the polarity switching pulses A and B, the output voltage V _inv of the inverter circuit 30 becomes as shown in FIG. to become a rectangular wave AC voltage of period T _2.
[0057]
Incidentally, the period C from subsequent example, time _{t 2} to time A to time _{t 3,} and the period D from the time _{t 4} when following the period B to time _{t 5,} the switch I ing operation of each switch I ing element SW1~SW4 This is a dead time period provided for ensuring the operation, and the supply of all pulses to each of the switching elements SW1 to SW4 is stopped. Further, the periods C and D are included in a part of the cycle T2, but are set to be considerably shorter than the lengths of the periods A and B, so that they can be practically almost ignored.
[0058]
As described above, by repeating the period A and the period B, an output voltage V _inv of the inverter circuit 30 as shown in FIG.
[0059]
With the above configuration, the PWM control of the output power and the polarity control in the inverter circuit 30 are performed in the discharge lamp lighting device in which the PWM control is performed by the conventional converter and the polarity conversion of the output power is performed by the inverter circuit provided downstream of the converter. Both the conversion and the conversion can be performed, and the number of components constituting the discharge lamp lighting device 10 can be reduced. Further, the discharge lamp lighting device can be constituted by a simple circuit, which contributes to downsizing of the device and cost reduction.
[0060]
The PWM control of the output power is performed alternately by the first and third switching elements SW1 and SW3 in the inverter circuit 30, that is, at two places. Since the power loss of the device 10 that leads to heat generation is shared by the two switching elements, the load on one switching element can be reduced. Therefore, the heat loss of the power loss can be efficiently performed.
[0061]
Further, with the above-described circuit configuration, the conventional configuration has been divided into two parts: a reference potential of a control unit that performs PWM control of the converter, and a reference potential of a power control unit provided on the inverter circuit side. Instead of the two-power-supply system of the electric light lighting device, a one-power-supply system with one reference potential can be adopted. Therefore, in the discharge lamp lighting device of the dual power supply type, the photocoupler which is necessary for transferring signals between the two control units can be eliminated. Thus, by setting the reference potential of the discharge lamp lighting device 10 at one place, the discharge lamp lighting device 10 can be easily configured.
[0062]
Next, the power control of the lamp L will be described in detail. In order to control the power of the lamp L to emit light with a desired luminance, it is necessary to accurately detect the lamp voltage applied to the lamp L and the lamp current flowing through the lamp L to perform PWM control. . Therefore, a voltage detection circuit 50 is used to detect the lamp voltage. The voltage of the line C detected by the voltage detection circuit 50 is substantially equal to the voltage applied to the lamp L because the resistance values of the resistors R3 and R4 are very small. However, in the voltage detection circuit 50 having the configuration shown in FIG. 1, the present inventor has confirmed that it is difficult to accurately detect the lamp voltage during the period B in which the line D has a higher potential than the line C. (FIG. 5 (j)). Therefore, in the period B, the lamp voltage is not detected by the voltage detection circuit 50, but the lamp voltage detected in the period A is used as the lamp voltage in the period B, and the controller 80 is used to calculate the lamp power. . Alternatively, a sample and hold circuit may be provided in the voltage detection circuit 50 to hold the lamp voltage value detected in the period A during the period B.
[0063]
The lamp current is a current flowing through the inverter circuit 30, as can be seen from FIGS. The resistors R3 and R4 constituting the current detection circuit 70 are provided between the switching elements SW2 and SW4 that switch the polarity of the output of the inverter circuit 30 and the low potential terminal N. Therefore, the current flowing through the inverter circuit 30 can be detected by the inductor L1 while the switching elements SW1 and SW3 on the high potential side are turned off by the PWM control. That is, the lamp current flowing through the lamp when the polarity switching switching elements SW2 and SW4 are on can be detected accurately and continuously. When all the switching elements SW1 to SW4 are turned off, no current flows in the device 10 because of the structure. Therefore, when the switching elements SW2 and SW4 on the low potential side for polarity switching are turned on, the lamp L is turned off. If the lamp current flowing through the lamp is continuously detected, information on the lamp current required for controlling the lamp power can be obtained with high accuracy.
[0064]
As shown in FIG. 8, in the period A in which the fourth switching element SW4 is turned on, the current detection circuit 70 performs current / voltage conversion on the current IA flowing through the resistor R4 and detects it as a lamp current signal IA (FIG. 5). (G)). In the period B during which the second switching element SW2 is turned on, the current IB flowing through the resistor R3 is converted from current to voltage and detected as a lamp current signal IB (see FIG. 5F). Furthermore, when both the lamp current signals IA and IB are combined and then smoothed by the smoothing circuit 71, an average current value I _ave of the lamp current is obtained (see FIG. 5 (h)). The average current value I _ave of the lamp current is amplified by the amplifier 72 and then output to the controller 80 (see FIG. 5 (i)).
[0065]
Accordingly, the controller 80 calculates the lamp power P based on the detected lamp voltage _Vout and the average current value I _ave (see FIG. 5 (k)), and outputs the result to the PWM controller 82. The PWM controller 82 supplies the target power to the lamp L by comparing the input lamp power P with the target power and changing the on-duty of the PWM gate pulse.
[0066]
As described above, in the present embodiment, the voltage detection circuit 50 is provided on the output side of the inverter circuit 30 and the current flowing inside the inverter circuit 30 is detected, so that the lamp power supplied to the lamp can be more accurately determined. I can understand. Therefore, more accurate PWM control can be performed on the lamp L, so that constant power control of the lamp L can be stably performed.
[0067]
Furthermore, since the lamp voltage is directly monitored by the voltage detection circuit 50, a rise in the lamp voltage occurring at the end of the life of the lamp L can be detected with high accuracy. In preparation for this case, the controller 80 is provided with a comparison circuit for comparing the detected lamp voltage with a predetermined voltage indicating the end of the lamp life, thereby outputting an alarm signal notifying the user of the end of the lamp life. You can also.
[0068]
Further, the current detection circuit 70 can continuously detect the instantaneous value of the lamp current for both polarities of the output current from the inverter circuit 30, that is, in both the period A and the period B. It is possible to follow a transient change of the voltage at the time, and to control the lamp power with high accuracy.
[0069]
Next, overcurrent protection of the lamp L will be described with reference to FIGS. Lamp current signal I _A during the period A and the period B which is detected by the current detection circuit _70, I _B is combined with the lamp current signal I becomes, and FIG. 4 (c) and the voltage waveform as shown in FIG. 5 (h) Is shown. Lamp current signal _I A, _{I B} is input to the PWM driver 81, is compared with the maximum reference voltages _{V 1} to the allowable current corresponding (current limit voltage) by the comparator 92. 4, when the lamp current signal I is equal to the maximum allowable current at e.g. time _{t 11,} immediately the output of the comparator 92 becomes HIGH, Q terminal of the flip-flop 93 will HIGH (see FIG. 4 (d)) .
[0070]
Accordingly, in response to the HIGH output of the flip-flop circuit 93, the output of the NOR circuit 94 becomes LOW, so that the PWM gate pulse immediately becomes LOW, and the first or third switching element SW1, SW3 is turned off. (See FIG. 4E). As a result, the supply of DC power to the inverter circuit 30 is stopped, so that the lamp current decreases.
[0071]
Then, at time _{t 12,} when the triangular wave of the next period from the oscillator 90 is input is generated in the R terminal of the flip-flop 93, Q terminal, since the LOW is reset, PWM control IC82 is The supply of the PWM gate pulse is restarted.
[0072]
Such a series of operations, for a period X from the time t ₁₁ to t _12, the respective components such as switching elements constituting the lamp L and a discharge lamp lighting device 10 can be protected from overcurrent. Further, it is possible to prevent an overcurrent that is likely to occur due to a transient phenomenon immediately after the lighting of the lamp L is started.
[0073]
The above-mentioned overcurrent protection is executed immediately when the lamp voltage signal reaches the maximum allowable current by detecting the instantaneous value of the current value flowing through the lamp L, and the PWM gate pulse generated by the PWM driver 81 is generated. Is reflected in each of the Therefore, it is possible to perform pulse-by-pulse overcurrent limitation on the current flowing through the lamp L.
[0074]
Also, for the purpose of limiting the overcurrent of pulse-by-pulse, a resistor or current detecting means for detecting the ON current of each of the switching elements SW1 to SW4 is not separately required, and the instantaneous value of the current flowing through the inductor L1 is used. Pulse-by-pulse overcurrent limiting can be performed. Since the resistor for detecting the current flowing through the inductor L1 is also used as the resistors R3 and R4 of the current detection circuit 70 for the current output from the inverter circuit 30, the circuit configuration of the discharge lamp lighting device 10 can be simplified. Can be downsized.
[0075]
As described above, since the overcurrent of the discharge lamp lighting device 10 can be prevented, stress on each of the switching elements SW1 to SW4 and the diodes D1 and D2 in the inverter circuit 30 can be reduced. Further, since the current supplied to the lamp L is limited, deterioration of the electrodes of the lamp L can be prevented. Further, it is possible to avoid saturation of the inductor L1 due to an overcurrent at the start of lighting of the lamp L, and to improve lighting performance of the lamp L, such as stabilization of lamp lighting.
[0076]
As described above, the simple configuration in which the resistors R3 and R4 are inserted between the low-potential-side switching elements SW2 and SW4 of the full-bridge configuration of the inverter circuit 30 and the low-potential terminal N enables the instantaneous value and average of the lamp current to be reduced. Value and both can be detected. Therefore, more accurate PWM control of the lamp power can be performed.
[0077]
Note that the current detection circuit 70 may have the configuration shown in FIG. 9 instead of the above configuration. 'Insert the resistor R4' resistor R4 between the second arm 31 _{and second} inverter circuit 30 and the fourth switching element SW4 and the low potential terminal N the current through, and detects by the current-voltage conversion is there. Therefore, in order to detect the voltage applied to the resistor R4 ', the voltage is input to the amplifier 72 via the resistor R6 and the peak hold circuit 76 in order to generate a lamp current signal. In this configuration, the lamp current is detected only during the period A during which the output voltage of the inverter circuit 30 becomes a positive voltage. Therefore, in the period B, no current flows through the resistor R4 ', so that the current value detected in the period A is interpolated with the current value detected in the period A using the microcomputer in the peak hold circuit 75 or the controller 80. Thus, the output current is supplied to the controller 80 in a pseudo manner. Since the configuration of the inverter circuit 30 is the same as that shown in FIG. 1, the detailed description is omitted.
[0078]
In the above embodiment, the voltage detection circuit 50 is provided on the output side of the inverter circuit 30 in order to detect the lamp voltage. However, instead of this configuration, a voltage detection circuit is provided on the input side of the inverter circuit 30. Alternatively, the input voltage of the inverter circuit 30 may be detected as a lamp voltage. Furthermore, a resistor was inserted on the low potential side of the inverter circuit 30 in order to detect the lamp current. However, instead of this configuration, a resistor was inserted in the line B on the input side of the inverter circuit 30 and the input The current may be detected as a lamp current. When calculating the lamp power using the input voltage and the input current of the inverter circuit 30, the calculated lamp power includes a loss due to the resistance component of the switching element of the inverter circuit 30. Is assumed in advance, more accurate PWM control can be performed, and the power of the lamp can be accurately controlled.
[0079]
Further, in the above embodiment, the PWM control is used as a method of controlling the lamp power. However, in the discharge lamp lighting device according to the present invention, in order to control the power of the lamp, in addition to the PWM control, phase control and the like are performed. Point power control of the lamp L can be performed by performing appropriate feedback control.
[0080]
In the above embodiment, the resistance component of the inductor L1 is very small. Further, the igniter 60 circuit is electrically disconnected from the inverter circuit 30 in the discharge lamp lighting device 10 when the discharge of the lamp L is started. The current flowing out of the inverter circuit 30 returns to the inverter circuit 30 again after flowing through the lamp L. Therefore, considering these points, when the lamp L is normally lit, the output voltage of the inverter circuit 30 is substantially the same as the voltage applied to the lamp L, and the current output from the inverter circuit 30 Is the same as the current flowing through the lamp L. Therefore, the power output from the inverter circuit 30 and the power supplied to the lamp L are the same.
[0081]
It should be noted that the above-described embodiment only exemplifies a part of the preferred embodiment of the present invention, and the present invention is not limited to the above-described configuration.
[0082]
【The invention's effect】
According to the discharge lamp lighting device of the first aspect of the present invention, the current flowing through the discharge lamp can be directly detected and the instantaneous value of the current flowing through the discharge lamp can be detected. Is stopped, it is possible to prevent a current exceeding a predetermined value, such as an overcurrent, from flowing through the discharge lamp or the discharge lamp lighting device.
[0083]
According to the discharge lamp lighting device of the second aspect of the present invention, it is possible to prevent a current that is equal to or more than the current upper limit value defined by the discharge lamp lighting device from flowing inside the discharge lamp lighting device or through the discharge lamp.
[0084]
According to the discharge lamp lighting device of the third aspect of the present invention, the current flowing through the discharge lamp can be directly and continuously detected by the current detection circuit. Therefore, it is possible to immediately detect that the current value has reached the predetermined value, and to forcibly open the first and third switching elements for controlling the AC power, so that a current equal to or higher than the predetermined value is generated inside the apparatus and the discharge lamp. Flow can be avoided. In addition, since the current flowing through the discharge lamp when the first and third switching elements are open while the second and fourth switching elements are closed can also be detected, the discharge lamp performed based on this current can be detected. Can be more accurately controlled.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram showing one embodiment of a discharge lamp lighting device according to the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of a PWM control IC.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a PWM driver.
FIG. 4 is a time chart for explaining various signals of a PWM driver.
FIG. 5 is a time chart showing an operation of the discharge lamp lighting device shown in FIG. 1;
FIG. 6 is a circuit diagram showing a current path formed in the inverter circuit 30 during a period A in which a fourth switching element SW4 is turned on.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a current path formed in the inverter circuit 30 during a period B during which the second switching element SW2 is turned on.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a relationship between the inverter circuit 30 and the current detection circuit 70 when detecting a lamp current flowing through the lamp L.
FIG. 9 is a configuration diagram showing another configuration of the current detection circuit.
FIG. 10 is a configuration diagram showing a conventional discharge lamp lighting device.
[Explanation of symbols]
L Discharge lamp 10 Discharge lamp lighting device 30 Inverter circuit 50 Voltage detection circuit 70 Current detection circuit 80 Control circuits SW1 to SW4 Switching elements

Claims

A discharge lamp lighting device for controlling lighting of a discharge lamp,
DC power input through a high potential terminal connected to the high potential side of the power supply and a low potential terminal connected to the low potential side of the power supply, and converts the DC power into AC power to first and second output terminals An inverter circuit for outputting to the discharge lamp through
A current detection circuit for detecting a current flowing through the discharge lamp,
A control circuit for controlling the inverter circuit, wherein the control circuit stops the output of the inverter circuit when an instantaneous value of the detected current reaches a predetermined value. .

The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein the predetermined value is a current upper limit defined by the discharge lamp lighting device.

The inverter circuit has a full bridge configuration in which a first arm and a second arm are connected in parallel between the high potential terminal and the low potential terminal, and the first arm is connected to a high potential side. And a second switching element on a low potential side, and the second arm has a third switching element on a high potential side and a fourth switching element on a low potential side. Wherein the first output terminal is connected between the first switching element and the second switching element, and the second output terminal is connected to the third switching element and the fourth switching element. Connected between the device and
The current detection circuit includes: a first resistor inserted between the second switching element and the low potential terminal in the first arm; and a fourth resistor and the fourth switching element in the second arm. A second resistor inserted between the low-potential terminal;
The control circuit includes:
Opening and closing the second and fourth switching elements alternately to determine the first frequency of the AC power,
When closing the second switching element, the third switching element is opened and closed at a second frequency higher than the first frequency while maintaining the first and fourth switching elements open. And controlling the AC power,
When closing the fourth switching element, the first switching element is opened and closed at the second frequency and the AC power is controlled while maintaining the second and third switching elements open. And
The discharge lamp lighting device according to claim 1, wherein when the instantaneous value reaches the predetermined value, the first and third switching elements are forcibly opened.