JP2004289758A - Interference reduction apparatus - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To remove the interference components included in a despreading signal by calculating the multipath interference reduction coefficient (MIXR coefficient). <P>SOLUTION: An interference reduction apparatus 10 multiplies a multipath interference correlation signal and a predetermined MIXR coefficient rij to generate an interference suppression signal and subtracts the interference suppression signal from the despreading signal of a concerned path to suppress interference. In such a case, the interference reduction apparatus 10 calculates a phasing channel estimate αi by averaging a pilot included in a received signal, calculates average power n<SP>2</SP>of noise from variance of pilot symbols, calculates average power I<SP>2</SP>of entire interference from the entire receiving power and the average power of the noise, and calculates the MIXR coefficient rij from these values. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

ただし、＜＞は時間平均、 ＜｜Ｉ_Ｚ｜^２＞ ＝＜｜Ｉ_Ｙ｜^２＞ ＝ Ｉ^２， ＜｜ｎ_０｜^２＞ ＝ ｎ_０ ^２，
＜｜ｎ_１｜^２＞＝ ｎ_１ ^２とした。この式（６）と式（７）式より
【数３】

のとき、干渉と雑音の和が最小になることが判る。式（１）の低減前の干渉と雑音の平均値
【数４】

が、式（７） の低減後は次のようになり、干渉と雑音の平均値が減少しているのが分かる。
【００１０】
【数５】

このように、ＭＩＸＲ は逆拡散信号に含まれる干渉信号の一部を別の干渉信号と交換することにより全干渉電力を低減する方法である。
以上は２パスの場合であるが、次に一般的なＮ パス信号の場合を考える。図１９はＮパスの遅延プロファイルである。各パスｉ のチャネルの値をα_ｉ、タイミングをｔ_ｉ とし、簡単のため、拡散後の信号を正しいタイミングからΔｔ だけずれたタイミングで逆拡散した信号をＩ（Δｔ） とする。特にΔｔ ＝ ０ の時はＩ（０） ＝ Ｓ である。このＩ（Δｔ） を使うと、Ｎパスの場合逆拡散後の信号ｘ_ｉ は次のよう
に書ける。
【００１１】
【数６】

ここで、簡単のためＩ_{ｉ，ｊ， ｉ}＝Ｉ（ｔ_ｉ−ｔ_ｊ）とした。次にパスｉのパスｊに対するＭＩＣＴｔ_ｉｊで拡散した信号ｍ_{ｉ 、ｊ}は次のように書ける。
【数７】

ここで簡単のためＩ _{ｉ，ｊ，ｋ}＝Ｉ（２ｔ_ｉ−ｔ_ｊ−ｔ_ｋ）とした。また、Ｉ_{ｉ，ｊ， ｉ}＝Ｉ（２ｔ_ｉ−ｔ_ｊ−ｔ_ｉ）＝Ｉ_ｉ，ｊ，であることに注意するとｍ_{ｉ 、ｊ}は次のようになる。
【数８】

このとき、２パスのときと同様に係数ｒを求めることができ、次のようになる。
【００１２】
【数９】

ここで、ｎ_ａ ^２は希望信号Ｓの得られないタイミングで逆拡散したときの全干渉と雑音の平均値に相当する値であり、次式
【数１０】

で表わされる。このｎ_ａ ^２を使うと、ＭＩＸＲ前のパスｉでの全干渉と雑音電力の平均値ｎ_ｂ ^ｉは次のようになる（ｂ，ｉは添え字）。
【数１１】

【特許文献１】特願２００１−３３２５１０号
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、提案されているＭＩＸＲ方式では、マルチパス干渉相関タイミング（ＭＩＣＴ） と呼ばれるタイミング、すなわち、マルチパス干渉信号と相関のある信号が得られる特別なタイミングを使うことでマルチパス干渉を低減する。この時、マルチパス干渉を効果的に低減するためには、ＭＩＣＴ で逆拡散した信号に適切な係数ｒ_ｉｊをかけて振幅を調整する必要がある。この適切な係数ｒ_ｉｊはＭＩＸＲ 係数と呼ばれるもので、（１４）式を参照すると、各パスのフェージングチャネル値α_ｉ，α_ｊ、全干渉の平均電力Ｉ^２、雑音の平均電力ｎ_ａ ^２から求められる。
【００１４】
しかし、ＭＩＸＲ 係数を求めるための各パスのフェージングチャネル値、全干渉の平均電力、雑音の平均電力に関する情報は、受信される信号成分に混在する形で含まれており、その分離が難しく、（１４）式を適用することが難しい問題があった。
以上から本発明の目的は、ＭＩＸＲ 係数を求めるための各要素係数（各パスのフェージングチャネル値α_ｉ，α_ｊ、全干渉の平均電力Ｉ^２、雑音の平均電力ｎ_ａ ^２）を分離算出できるようにし、これによりＭＩＸＲ 係数を演算でき、逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去できるようにすることである。
本発明の別の目的は、簡単な構成で干渉相関係数ｃ_ｉｊを算出し、この干渉相関係数を用いてＭＩＸＲ 係数を演算して逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去できるようにすることである。
本発明の別の目的は、簡単な構成で、しかも短時間で干渉相関係数ｃ_ｉｊを算出し、この干渉相関係数を用いてＭＩＸＲ 係数を演算して逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去できるようにすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
本発明は、マルチパスのうち所定のパスを介して到来するスペクトル拡散信号を逆拡散して得られる逆拡散信号に含まれる干渉成分を低減する干渉低減装置であり、マルチパス干渉相関信号を発生し、該マルチパス干渉相関信号に所定の係数を乗算して干渉抑圧信号を発生する抑圧信号発生部、前記逆拡散信号から該干渉抑圧信号を減算する手段を備え、前記抑圧信号発生部は、フェージングチャネル推定値αｉを、受信信号に含まれるパイロットを平均することにより算出し、雑音の平均電力ｎ^２をパイロットシンボルの分散から算出し、全干渉の平均電力Ｉ^２を全受信電力と雑音の平均電力とから算出し、これらの値から前記係数を算出する。
【００１６】
より具体的には、前記係数算出手段は、前記チャネル推定値αｉ，αｊ、雑音の平均電力ｎ^２、全干渉の平均電力Ｉ^２を用いて次式
【数１２】

により前記係数ｒｉｊ を算出し、この係数ｒｉｊ をマルチパス干渉相関信号に乗算して干渉抑圧信号を発生し、逆拡散信号から該干渉抑圧信号を減算する。
以上のようにすれば、ＭＩＸＲ 係数を求めるための各要素係数（各パスのフェージングチャネル値α_ｉ，α_ｊ、全干渉の平均電力Ｉ^２、雑音の平均電力ｎ_ａ ^２）を分離算出でき、これによりＭＩＸＲ 係数を演算でき、逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去できるようになる。
【００１７】
なお、上記の方法によらず、干渉相関値ｃ_{ｉ ｊ}は、着目しているパスの遅延タイミングにおける逆拡散値とマルチパス干渉相関タイミングｔ_{ｉ ｊ}での逆拡散値との相関を算出することにより簡単に求めることができる。この場合、着目しているパスの任意のタイミングｔａにおける逆拡散値と、タイミングｔａ ＋ｔ_{ｉ ｊ}の逆拡散値との相関を算出するようにすれば、短時間で干渉相関値ｃ_ｉｊを、求めることができる。また、干渉相関値ｃ_ｉｊ は、逆拡散前信号の自己相関値から簡単に算出することもできる。
【００１８】
【発明の実施の形態】
（Ａ）第１実施例
（ａ）全体の構成
図１はマルチパス干渉低減法ＭＩＸＲに基づいた干渉低減機能を備えた本発明のレイク受信機の構成図である。図１６に示す従来の構成に加えて、フィンガー部６ａ〜６ｎとレイク合成部８の間に干渉を低減する干渉低減装置１０が設けられている構成になっている。この干渉低減装置１０は、フィンガー部６ａ〜６ｎに対応して設けられたＭＩＸＲ回路１１ａ￣１１ｎと、（１４）式の係数を演算するための係数演算部１２を備えている。各ＭＩＸＲ回路１１ａ￣１１ｎは、（１３）式のマルチパス干渉相関信号ｍ _ｉ，ｊ を発生し、このマルチパス干渉相関信号に所定の係数ｒ _ｉ，ｊを乗算して干渉抑圧信号を発生し、対応するフィンガー部から出力する逆拡散信号から該干渉抑圧信号を減算する。なお、９は各パスのチャネル特性値（チャネル値）を推定するチャネル推定部であり、レイク合成部８は各パスに応じた各ＭＩＸＲ回路１１ａ￣１１ｎから出力する信号にチャネル推定値を乗算して合成する。
【００１９】
（ｂ）干渉低減装置の構成
図２は干渉低減装置１０の詳細な構成図であり、パスｉに応じた１つのＭＩＸＲ回路１１ｉと、係数計算部１２と、ＭＩＣＴタイミングｔ _ｉ，ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を発生するＭＩＣＴ発生部１３、パスｉのフィンガー部６ｉが示されている。
ＭＩＸＲ回路１１ｉにおいて、第１〜第Ｎ逆拡散部２１_１〜２１_ＮはＭＩＣＴタイミングｔ _ｉ，ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を逆拡散タイミングとして既知の拡散コードをＡＤ変換器４から出力するＡ／Ｄサンプル値に乗算し、（１３）式で示すマルチパス干渉相関信号ｍ _ｉ，ｊ （ｊ＝１〜Ｎ）を発生する。乗算部２２_１〜２２_Ｎは、このマルチパス干渉相関信号ｍ _ｉ，ｊ （ｊ＝１〜Ｎ）に係数計算部１２から出力する所定のＭＩＸＲ係数ｒ _ｉ，ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を乗算して干渉抑圧信号を発生し、演算部２３対応するフィンガー部６ｉから各干渉抑圧信号を減算してレイク合成部８に入力する。
【００２０】
係数計算部１２は、第１係数算出部２４と第２係数算出部２５を備えている。第１係数算出部２４は（１４）式で示す要素係数
【数１３】

を演算し、第２係数算出部２５は次式
【数１４】

によりＭＩＸＲ係数ｒ _ｉ，ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）を計算してＭＩＸＲ回路１１ｉに入力する。
【００２１】
（ｃ）第１係数算出部
図３は第１係数算出部２４の構成図である。なお、図ではｎ_ａ ^２を（１８）式によらずに算出している。すなわち、逆拡散部３０はどのパスタイミングとも一致しない任意のタイミングｔａ でＡ／Ｄ サンプル値を拡散コードで逆拡散してｎ_ａを求め、二乗回路３１で二乗した後に平均部３２で平均化することでｎ_ａ ^２（全干渉と雑音の和の平均電力）を計算する。パイロット逆拡散部３３は、Ａ／Ｄ サンプル値に含まれるパイロット信号を拡散コードで逆拡散し、平均部３４で平均することでパスｉのチャネル推定値α_ｉを算出する。長期平均部３５は二乗回路３１の出力信号をフェージング周期に比べて十分に長く平均する。分散部３６はパイロット逆拡散部３３から出力する信号の分散σ_ｉ ^２の二乗を演算し、第１演算部３７は、ｎ_ａ ^２とσ_ｉ ^２とを用いて雑音の平均電力ｎ^２を計算し、加算部３８は長期平均部３５の出力からｎ^２を減算して全干渉電力Ｉ^２を計算し、第２演算部３９は、チャネル推定値α_ｉ，α_ｊ及びＩ^２を用いて（１７）式より干渉相関値ｃ_ｉｊを計算して出力する。
【００２２】
（ｄ）平均電力ｎ^２と全干渉電力Ｉ^２の算出原理
第１演算部３７における平均電力ｎ^２の算出式及び全干渉電力Ｉ^２の算出式は以下のようにして得られる。
パスｉ の逆拡散値をｘ_ｉ とすると、
【数１５】

となる。ｘ_ｉ の分散σ_ｉ ^２を求めると、
【数１６】

となる。どのパスタイミングとも違うタイミングで逆拡散して平均することで、全干渉と雑音の和の平均電力ｎ_ａ ^２
【数１７】

が得られる。各パスの分散の総和を取ると（２３）式が得られ、（２４）式より雑音の平均電力ｎ^２が求まる。
【００２３】
【数１８】

図３の第１演算部３７は（２４）式に基づいて雑音の平均電力ｎ^２を演算する。
ところで、フェージングの周期よりも十分に長い期間で、信号の無いタイミングでの電力平均を求めると次式が成立する。
【００２４】
【数１９】

加算器３８は上記の（２６）式に基づいて干渉電力Ｉ^２を計算する。なお、（２５）式におけるチャネル推定値は全電力の平均値が１になるように正規化された値である。すなわち、
【数２０】

【００２５】
（Ｂ）第２実施例
（ａ）更に進んだＭＩＸＲ
以上は、着目するパスｉにパスｊから干渉があるとしたときの２パスの干渉低減を、Ｎパスに拡張した場合のマルチパス干渉低減法ＭＩＸＲに基づいた実施例である。すなわち、着目するパスｉに他の（Ｎ−１）本（ｊ＝１〜Ｎ，ただしｊ≠ｉ）からのパスから干渉があるとしたときのＮパスに適用した場合のマルチパス干渉低減法ＭＩＸＲに基づいた実施例である。しかし、この方法に基づくマルチパス干渉低減法ＭＩＸＲ は原理的にパス数Ｎ の増加に従って効果が少なくなって行く。その原因は、所定の２パスに着目すると、干渉成分を再生する際、該着目した２ パスのみの情報しか利用していないからである。すなわち着目した２ パス以外のパスに含まれているはずの情報を有効に利用できなかったために、効果が小さくなってしまうのである。
そこで、干渉成分を再生するために、全てのパスを使うことで干渉再生精度を向上させる方法について説明する。以下、今までのＭＩＸＲ と区別するため、ここで説明するＭＩＸＲ をＡ−ＭＩＸＲ （Ａｄｖａｎｃｅｄ− ＭＩＸＲ）と表記する。
【００２６】
（ｂ）Ａ−ＭＩＸＲ のＭＩＣＴ とＭＩＣＳ
図４はＡ−ＭＩＸＲにおけるＮパス信号と、パスｉ に含まれるパスｊ の干渉の低減に利用できるＭＩＣＴｓ を示す。パスｉのタイミングで逆拡散した信号は次のように書ける。
【数２１】

ここで、ｓは希望信号、Ｉ _ｉ，ｊはｘｉに含まれるパスｊによる干渉成分である。図中のｔ _{ｉ，ｊ， ｉ}は従来使用していたＭＩＣＴでパスｉとパスｊの時間差分Δｔだけｔｉからシフトしたタイミングである。このｔ _{ｉ，ｊ， ｉ}で逆拡散することにより、Ｉ _ｉ，ｊと相関のある信号を得ることができる。
【００２７】
ここで、ｉとｊ以外のパスについても着目すると、それぞれのパスからΔｔシフトさせたタイミングｔ _{ｉ，ｊ， ｋ}（ｋはｊを除く１〜Ｎ）で逆拡散することにより、ｔ _{ｉ，ｊ， ｉ}と同じ原理でＩ _ｉ，ｊと相関のある信号が得られることが判る。ｔ _{ｉ，ｊ， ｋ}と、ｔ _{ｉ，ｊ， ｋ}で逆拡散した信号ｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}は次のように書くことができる。
【数２２】

【００２８】
すなわち、パスｊのパスｉに対する干渉成分は図４のＭＩＣＴタイミングｔ _{ｉ，ｊ， ｉ}（＝ｔ_ｉ−Δｔ）おけるパスｉの逆拡散信号に含まれており、この干渉成分はｍ_{ｉ ， ｊ ，ｉ}として表現する。パスｊのパスｉに対する干渉成分はこのｍ_{ｉ ， ｊ ，ｉ}だけでなく、パス１のタイミングｔ１よりΔｔ前の時刻ｔ _{ｉ，ｊ，１}（＝ｔ_１−Δｔ）のパスｉの逆拡散信号にも含まれており、この干渉成分をｍ_{ｉ ， ｊ ， １}と表現する。同様に、パスｊのパスｉに対する干渉成分は、パスｋ（ｋ＝１〜Ｎ）のタイミングｔ_ｋよりΔｔ前の時刻ｔ _{ｉ，ｊ， ｋ}（＝ｔ_ｋ−Δｔ）のパスｉの逆拡散信号に含まれており、この干渉成分をｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}と表現すれば、（３０）式より求めることができる。
【００２９】
（ｃ）Ａ−ＭＩＸＲにおける干渉抑圧信号
（３０）式において、所望の干渉α_ｋＩ_ｉ，ｊ 以外の信号電力は雑音とみなせるので、合成後のＭＩＣＳ をＭｉ，ｊ とすると、ｍ_ｉ，_ｊ，ｋ のｋ についての最大比合成は次式で表現できる。
【数２３】

ここでｎ_ｂ ^ｋは式（１６） より得られる。次に、Ｍ_ｉ，ｊ で干渉低減するための係数ｒ_ｊ を求める。まず、（Ｉ／Ｎ） を、ＭＩＣＳ 内の着目している干渉信号電力Ｉと、それ以外の干渉信号電力と雑音電力の和Ｎ、との比と定義すると、ＭＩＣＴ係数ｒは、
【数２４】

となる（ａ，ｂは係数）。すなわち、ｒ_ｊはＭＩＣＳ の（Ｉ／Ｎ）、ＭＩＣＳ に含まれる低減したい干渉成分の係数ａ、希望信号に含まれる低減したい干渉成分の係数ｂ により求まる。
ついで、Ｍ_ｉ，ｊの（Ｉ／Ｎ）を求める。これを（Ｉ／Ｎ）_ｊと表記すると、（Ｉ／Ｎ）_ｊは最大比合成前のｍ_{ｉ，ｊ，ｋ} の（Ｉ／Ｎ） の和であるので、次のようになる。
【００３０】
【数２５】

また、Ｍ_ｉ，ｊ のＩ_ｉ，ｊ の係数ａ は次のように（Ｉ／Ｎ）_ｊ／Ｉ^２ になる。
【数２６】

また、ｘ_ｉ に含まれるＩ_ｉ，ｊ の係数は式（２８） よりｂ ＝ α_ｊ となるので、ｒ_ｊ は次のように求まる。すなわち
【数２７】

このとき、（３）式のｒｘ_０ に相当する干渉レプリカは次のようになる。
【数２８】

【００３１】
（ｄ）Ａ−ＭＩＸＲにおける干渉抑圧装置の構成
図５はＡ−ＭＩＸＲにおけるパスｉの干渉低減装置５０の構成図である。各第ｊ干渉成分演算部５１_ｊは干渉成分ｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}（ｋ＝１〜Ｎ）を演算し、順次ｍ_{ｉ ， ｊ， １}，ｍ_{ｉ ， ｊ， ２}，…ｍ_{ｉ ， ｊ， Ｎ}を出力し、各第ｊ干渉抑圧信号演算部５２_ｊは干渉成分ｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}、干渉相関値ｃ_ｋｊ、雑音電力ｎ_ａ ^２を用いて（３６）式より干渉抑圧信号ｒ_ｊＭ _ｉ，ｊを算出する。なお、干渉相関値ｃ_ｋｊ、雑音電力ｎ_ａ ^２は、第１実施例で説明した図３に示す第１係数算出部により演算することができる。
演算部５３は第ｉパスのフィンガー部６ｉから出力するパスｉの逆拡散信号より、第ｊ干渉抑圧信号演算部５２_ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）から出力する干渉抑圧信号ｒ_ｊＭ _ｉ，ｊ（ｊ＝１〜Ｎ）をそれぞれ減算して干渉を低減したパスｉの逆拡散信号をレイク合成部８に入力する。
【００３２】
図６は第ｊ干渉成分演算部５１ｊの構成図であり、ＭＩＣＴ発生部５１ａは、ＭＩＣＴタイミングｔ _{ｉ，ｊ，ｋ}（ｋ＝１〜Ｎ）を発生する。第１〜第Ｎ逆拡散部５１ｂ_１〜５１ｂ_ＮはそれぞれＭＩＣＴタイミングｔ _{ｉ，ｊ，ｋ}（ｋ＝１〜Ｎ）で拡散コードを用いて逆拡散を行って干渉成分ｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}を発生し（ｋ＝１〜Ｎ）、セレクタ５１ｃは順次干渉成分ｍ_{ｉ ， ｊ，ｋ}を次段の第ｊ干渉抑圧信号演算部５２ｊに入力する。
【００３３】
図７は第ｊ干渉抑圧信号演算部５２ｊの構成図であり、第１演算部５２ａは（１６）式に従って全干渉と雑音電力の平均値ｎ_ｂ ^ｋを演算し、第２演算部５２ｂは（３３）式に従って（Ｉ／Ｎ）_ｊを演算し、第３演算部５２ｃは（３６）式に従って干渉抑圧信号ｒ_ｊＭ _ｉ，ｊを算出する。
【００３４】
（Ｃ）干渉相関値算出法
第１、第２実施例で使用する干渉相関値ｃ_ｉｊは図３に示す構成により演算することができるが、構成が複雑である。図８は干渉相関値の別の演算方法の実施例である。（１４）式に示すように干渉相関値ｃ_ｉｊ ＝α_Ｉ ^＊α_ｊＩ^２はパスｉ の逆拡散値ｘ_ｉ とＭＩＣＴタイミングｔ _ｉ，ｊでの逆拡散値ｍ_ｉ，ｊとの相関値を直接計算することで求めることができる。すなわち、２パスの場合を例に説明する。この場合、ｘ_ｉ とｍ_ｉ，ｊが、それぞれ式（１） 式（２） のｘ_１ とｘ_０ に相当する。この時、相関値＜ｍ^＊ _ｉ，_ｊｘ_ｉ＞は次のようになる。ただし、＜・＞は平均値を表わす。
【数２９】

ここで、Ｓ，Ｉ_Ｚ，Ｉ_Ｙ ，ｎ_０，ｎ_１ はお互いに相関の無いランダムな系列であるので、（３７）式の右辺２ 項目と３ 項目は平均すると０ に収束し、第１項目から所望の相関値α_ｉ ^＊α_ｊＩ^２を得ることができる。
【００３５】
図８の実施例において、第１，第２逆拡散部６１、６２は、それぞれＡ／Ｄ サンプル値をタイミングｔ_ｉとＭＩＣＴ ｔ_{ｉ ，ｊ}とで逆拡散することでｘ_ｉ とｍ_{ｉ ，ｊ}を求め、相関演算部６３はｘ_ｉ とｍ_{ｉ ，ｊ} ^＊の相関値を演算し、平均部６４は演算結果を平均して干渉相関値ｃ_ｉｊを出力する。これにより図３に比べて簡単な構成により干渉相関値を求めることができる。
【００３６】
（Ｄ）干渉相関値算出の別の方法
図８において、理想的には平均操作を無限のシンボルについて行うべきものであるが、この方式を実装する場合はα_ｉ ^＊α_ｊＩ^２に比べて十分小さくなるような大きさにすればよい。ここで、（３７）式の第２項目に含まれるＳ は、正しいタイミングで逆拡散した信号であるため、干渉信号Ｉ_Ｚ に比べて拡散比の分だけ大きな信号になっているはずである。そのため、図８の方法では第２項目を十分小さく収束させるには平均部６４において比較的長いシンボルに渡って平均操作をしなければならない。
【００３７】
そこで、このＳ にあたる値をあらかじめ小さくすることができれば、平均シンボル数を減らせ、処理量を削減できる。このため、図９では上記ｘ_１，ｘ_０ の逆拡散タイミングを正しい逆拡散タイミングからずらして逆拡散することで第２項を小さくして平均時間を短縮する。すなわち、正しい逆拡散タイミングではないタイミングｔａ での逆拡散値をｘ_１′，ｘ_０′とすると、それぞれ次式のようになる。
ｘ_１′＝α_１Ｉ′＋α_２Ｉ_Ｚ′＋ｎ_１′ （３８）
ｘ_０′＝α_１Ｉ_Ｚ′＋α_２Ｉ_Ｙ′＋ｎ_０′ （３９）
さらにこの時の相関値は次式のようになる。
【数３０】

ここで（３７）式との違いは、（４０）式では右辺第２ 項目のＳがＩ′なっていることである。ここで、Ｉ′は正しくないタイミングで逆拡散された値であるため、Ｓ に比べて拡散比の分だけ小さな値となる。例えば拡散比が２５６ であるなら、１／２５６ になる。そのため、第２項目を十分小さくするための平均シンボル数を減らすことができ、処理量を削減できる。
【００３８】
図９の実施例において、第１，第２逆拡散部６１′、６２′は、それぞれＡ／Ｄ サンプル値をタイミングｔａとｔａ−ＭＩＣＴ ｔ_{ｉ ，ｊ}とで逆拡散することでｘ_ｉ とｍ_{ｉ ，ｊ}′を求め、相関演算部６３はｘ_ｉ′ とｍ_{ｉ ，ｊ}′^＊の相関値を演算し、平均部６４は演算結果を平均して干渉相関値ｃ_ｉｊ を出力する。これにより図３に比べて簡単な構成により、しかも、短時間で干渉相関値ｃ_ｉｊ を得ることができる。
【００３９】
（Ｅ）干渉相関値算出の更に別の方法
逆拡散前の受信信号の自己相関を求めることでＭＩＸＲ 係数ｒ_ｉｊが得られる。このことを示すために、Ｉ^２，ｎ^２，ｎ^２ _ａ に対応する逆拡散前の値として、次のようにＩ_ｏｒ，
Ｉ_ｏｃ， 全受信電力ＲＳＳＩ を定義する。
【数３１】

ここでＮ_ＳＦ は拡散符号長を示す。各パスの受信フィルタ通過後の信号をα_ｉｖ（ｔ）と表記すると、逆拡散前の受信信号ｖ_Ｒ（ｔ）は次のように書ける。
【数３２】

ここで、ｖ_Ｒ（ｔ）について自己相関ｖ_Ｒ＊（ｔ）ｖ_Ｒ（ｔ−Δｔ）を求める。（Δｔ ＝ ｔ_ｉ − ｔ_ｊ）。
【００４０】
【数３３】

ここで、ｋ＝ｉかつＩ＝ｊのときのみ（−ｔ_ｋ＝−Δｔ−ｔ_ｌ）が成り立つとし、Δ≠０で＜ｖ^＊（ｔ）ｖ（ｔ−Δｔ）＞＝０とすると、（４６）式の時間平均は第１項のみが残る。
【数３４】

また、ｖ_Ｒ（ｔ）の電力平均は次のようになるので、
【数３５】

以上より、ＭＩＸＲ係数ｒ_Ｉ，ｊは次式
【数３６】

より求まる。
【００４１】
以上より、（４１）式と（４７）式を用いれば干渉相関値ｃ_ｉｊは図１０に示す構成により算出することができる。すなわち、遅延回路７１は受信信号ｖ_Ｒ（ｔ）をΔｔ＝（ｔ_ｉ−ｔ_ｊ）遅延し、相関乗算器７２は自己相関ｖ_Ｒ＊（ｔ）ｖ_Ｒ（ｔ−Δｔ）を演算し、平均部７３は自己相関を所定時間平均し、乗算部７４は平均値にＮ_ＳＦ乗算して干渉相関値ｃ_ｉｊを算出して出力する。
【００４２】
（Ｆ） 干渉相関値の連鎖計算
算出した既知の干渉相関値ｃ_ｉｊ（＝α_ｉ ^＊α_ｊ）とチャネル推定値とを用いて未知の干渉相関値ｃ_ｋｌを算出することができる。図１１は未知の干渉相関値ｃ_ｋｌの算出法説明図であり、既知の干渉相関値ｃ_ｉｊ（＝α_ｉ ^＊α_ｊ）とチャネル推定値α_ｉ，α_ｊ，α_ｋ，α_ｌとら乗算部８１において、次式の右辺
【数３７】

の演算を行うことにより未知の干渉相関値ｃ_ｋｌを算出できる。同様に、他のチャネル推定値も演算することができる。
【００４３】
（Ｇ） 干渉相関値の別の連鎖計算
３ 種類の既知の干渉相関値から未知の干渉相関値を算出することができる。図１２は３つの既知の干渉相関値ｃ_ｉｊ ， ｃ_ｋｌ ， ｃ_ｉｌ から未知の干渉相関値ｃ_ｋｊ を算出する算出法の説明図であり、乗算部８２において、次式の右辺
【数３８】

の演算を行うことにより干渉相関値ｃ_ｋｊ を算出することができる。同様に、他のチャネル推定値も演算することができる。
【００４４】
（Ｈ）連鎖計算される干渉相関値の精度
（５０）式あるいは（５１）式により、連鎖計算される未知のＭＩＸＲ 係数の精度は、既知の干渉相関値の精度に依存する。そこで上記の既知の干渉相関値ｃｉｊ 求める時にその精度をできる限り高いものとする。このために、できる限り大きなエネルギー（電力）の２ パスｉ，ｊを選んで干渉相関値ｃｉｊ を求め、それに対して（５０）式あるいは（５１）式を適用して未知の干渉相関値を算出する。
【００４５】
図１３は連鎖計算される干渉相関値の精度を向上するための実施例であり、チャネル推定値９１は各マルチパスのチャネル推定値αｉ（ｉ＝１〜Ｎ）を推定し、パス選択部９２はエネルギーの大きな２つのパスｉ，ｊを選択し、干渉相関値算出部９３は図３および図８〜図１０で説明した方法により干渉相関値ｃｉｊ を求め、連鎖計算部９４は既知の干渉相関値ｃｉｊとチャネル推定値を用いて（５０）式により、あるいは（５１）式に従って未知のチャネル推定値を算出する。
【００４６】
（Ｉ）パス選択
図１３の実施例において、エネルギーの大きな２つのパスｉ，ｊを選択し、干渉相関値ｃｉｊを算出するが、図１４に示すようにパスｉ，ｊの遅延タイミングｔｉ，ｔｊの差が別のパスのペアｋ，ｌのタイミング差と等しいと正確な干渉相関値ｃｉｊを算出できなくなる。すなわち、パスｉ，ｊの遅延タイミングｔｉ，ｔｊのタイミング差ｔｉ−ｔｊと別のパスのペアｋ，ｌのタイミング差ｔｋ−ｔｌが等しいと（４７）式が次式
【数３９】

となり、正確な干渉相関値ｃｉｊを算出できなくなる。そこで、遅延タイミング差が等しくなるペアが他に存在しないペアであってエネルギーの大きなペアを選択して既知の干渉相関値を算出する。
【００４７】
図１５は図１３の構成にパスサーチ部９５を付加した例である。パスサーチ部９５はマルチパスの各パスの遅延タイミングを測定してパス選択部９２に通知し、パス選択部９２は遅延タイミング差が等しくなるペアが他に存在しないペアであってエネルギーの大きなペアを選択して次段の干渉相関値算出部９３に通知する。干渉相関値算出部９３は図３および図８〜図１０で説明した方法により通知された２パスの干渉相関値ｃｉｊ を求め、連鎖計算部９４はこの計算された既知の干渉相関値ｃｉｊとチャネル推定値を用いて（５０）式により、あるいは（５１）式に従って未知のチャネル推定値を算出する。
【００４８】
・付記
（付記１） マルチパスのうち所定のパスを介して到来するスペクトル拡散信号を逆拡散して得られる逆拡散信号に含まれる干渉成分を低減する干渉低減装置おいて、
マルチパス干渉相関信号を発生し、該マルチパス干渉相関信号に所定の係数を乗算して干渉抑圧信号を発生する抑圧信号発生部、
前記逆拡散信号から該干渉抑圧信号を減算する手段、
を備え、前記抑圧信号発生部は
フェージングチャネル推定値αｉを、受信信号に含まれるパイロットを平均することにより算出する手段、
雑音の平均電力ｎ^２をパイロットシンボルの分散から算出する手段、
全干渉の平均電力Ｉ^２を全受信電力と雑音の平均電力とから算出する手段、
これらの値から前記係数を算出する手段、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。
（付記２） 前記係数算出手段は、
前記チャネル推定値αｉ，αｊ、雑音の平均電力ｎ^２、全干渉の平均電力Ｉ^２を用いて次式
【数４０】

により前記係数ｒｉｊ を算出する、
ことを特徴とする付記１記載の干渉低減装置。
（付記３） マルチパスのうち所定のパスを介して到来するスペクトル拡散信号を逆拡散して得られる前記逆拡散信号に含まれる干渉成分を低減する干渉低減装置おいて、
マルチパス干渉相関信号を発生し、該マルチパス干渉相関信号に所定の係数を乗算して抑圧信号を発生する抑圧信号発生部、
前記逆拡散信号から該抑圧信号を減算する手段、
を備え、前記抑圧信号発生部は
着目しているパスの遅延タイミングにおける逆拡散値とマルチパス干渉相関タイミングでの逆拡散値との相関を算出することにより干渉相関値を算出する手段、
該干渉相関値を用いて、前記係数を算出する手段、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。
（付記４） 前記干渉相関値を算出する手段は、
どのパスタイミングとも一致しない任意のタイミングｔａにおける逆拡散値と、マルチパス干渉相関タイミングからｔａ だけずれたタイミングの逆拡散値との相関を算出することにより前記干渉相関値を算出する、
ことを特徴とする付記３記載の干渉低減装置。
（付記５） マルチパスのうち所定のパスを介して到来するスペクトル拡散信号を逆拡散して得られる前記逆拡散信号に含まれる干渉成分を低減する干渉低減装置おいて、
マルチパス干渉相関信号を発生し、該マルチパス干渉相関信号に所定の係数を乗算して抑圧信号を発生する抑圧信号発生部、
前記逆拡散信号から該抑圧信号を減算する手段、
を備え、前記抑圧信号発生部は
干渉相関値を逆拡散前信号の自己相関値から算出する手段、
該干渉相関値を用いて前記係数を算出する手段、
を備えることを特徴とする干渉低減装置。
（付記６） 前記算出した既知の干渉相関値ｃ_ｉｊとチャネル推定値とを用いて未知の干渉相関値ｃ_ｋｌを算出する手段、
を備えたことを特徴とする付記１乃至５記載の干渉低減装置。
（付記７） ３種類の既知の干渉相関値ｃ_ｉｊ ， ｃ_ｋｊ ， ｃ_ｋｌ から未知の干渉相関値ｃｉｌ を算出する手段、
を備えたことを特徴とする付記１乃至５記載の干渉低減装置。
（付記８） 前記未知の干渉相関値算出手段は、
既知の干渉相関値としてなるべく電力の大きなパスｉ，ｊのチャネル推定値を用いて求めた干渉相関値ｃ_ｉｊを用いて未知の干渉相関値を算出する、
ことを特徴とする付記６又は７記載の干渉低減装置。
（付記９） 前記未知の干渉相関値算出手段は、
選んだパスｉ，ｊ のタイミング差ｔｉ−ｔｊ と同じタイミング差を持つパスｊ，ｋがある場合、そのようなパスの組み合わせを避ける、
ことを特徴とする付記８記載の干渉低減装置。
【００４９】
【発明の効果】
以上の本発明によれば、ＭＩＸＲ 係数を求めるための各要素係数（各パスのフェージングチャネル値α_ｉ，α_ｊ、全干渉の平均電力Ｉ^２、雑音の平均電力ｎ_ａ ^２を分離算出できるようになり、これによりＭＩＸＲ 係数を演算でき、逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
また、本発明によれば、着目しているパスの遅延タイミングにおける逆拡散値とマルチパス干渉相関タイミングでの逆拡散値との相関を算出して干渉相関値を算出するようにしたから、簡単な構成で干渉相関値を算出でき、この干渉相関値を用いてＭＩＸＲ 係数を演算して逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
【００５０】
また、本発明によれば、どのパスタイミングとも一致しない任意のタイミングｔａにおける逆拡散値と、マルチパス干渉相関タイミングからｔａ だけずれたタイミングの逆拡散値との相関を算出することにより干渉相関値を算出するようにしたから、簡単な構成で、しかも短時間で干渉相関値を算出でき、この干渉相関値を用いてＭＩＸＲ 係数を演算して逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
また、本発明によれば、干渉相関値を逆拡散前の信号の自己相関値から算出するようにしたから、簡単な構成で干渉相関値を算出でき、この干渉相関値を用いてＭＩＸＲ 係数を演算して逆拡散信号に含まれる干渉成分を除去することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】マルチパス干渉低減法ＭＩＸＲに基づいた干渉低減機能を備えた本発明のレイク受信機の構成図である。
【図２】干渉低減装置の詳細な構成図である。
【図３】干渉低減装置における第１係数算出部の構成図である。
【図４】Ａ−ＭＩＸＲにおけるＮパス信号と、パスｉ に含まれるパスｊ の干渉の低減に利用できるＭＩＣＴｓの説明図である。
【図５】Ａ−ＭＩＸＲにおけるパスｉの干渉低減装置の構成図である。
【図６】第ｊ干渉成分演算部の構成図である。
【図７】第ｊ干渉抑圧信号演算部の構成図である。
【図８】干渉相関値の演算方法の実施例である。
【図９】干渉相関値算出の別の方法である。
【図１０】逆拡散前の受信信号の自己相関を用いて干渉相関値を算出する実施例の説明図ある。
【図１１】未知の干渉相関値ｃ_ｋｌの算出法説明図である。
【図１２】３つの既知の干渉相関値から未知の干渉相関値を算出する算出法の説明図である。
【図１３】連鎖計算される干渉相関値の精度を向上するための実施例である。
【図１４】干渉相関値の算出に使用する２パスの選択方法の説明図である。
【図１５】パス選択機能を備えた干渉相関値算出方法の実施例ある。
【図１６】レイク受信機の従来の構成図である。
【図１７】ＣＤＭＡ 移動端末で受信される２ パスの信号のタイミング説明図である。
【図１８】ＣＤＭＡ 移動端末で受信される２ パスの遅延プロファイルである。
【図１９】Ｎパスの遅延プロファイルである。
【符号の説明】
５ パスサーチ
６ａ〜６ｎ フィンガー部
９ チャネル推定部
１０ 干渉低減装置
１１ａ￣１１ｎ ＭＩＸＲ回路
１２ 係数演算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an interference reduction apparatus, and more particularly to an interference reduction apparatus that reduces an interference component included in a despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths.
[0002]
[Prior art]
Spread spectrum or spread spectrum communication is widely used as the most basic technology of mobile communication. In the direct spread (DS) system as the simplest model of spread spectrum communication, the information signal is multiplied by a spreading code of a chip period Tc (T / Tc = spreading ratio) with respect to a period T of the information signal to be transmitted. Spread modulation is performed, and thereby the spectrum is spread and transmitted to the receiving side. On the receiving side, a signal component is detected by despreading from the signal spread over a wide band. Despreading is performed by multiplying the received signal by the same code as the spread code and demodulating it.
[0003]
A signal received on the receiving side includes many reflected waves in addition to a direct wave. In such a multipath environment, a technology for detecting a correct signal component by synthesizing signals received with various delay time differences has been established as a rake receiver. That is, the rake receiver pays attention to the fact that not only the direct wave but also the delayed wave includes the information component, and reverses the information component present in the delay wave of each path based on the delay timing of the path. In this method, the signals are spread, and the despread signals of the respective paths are combined at the maximum ratio and output at the maximum ratio.
In a conventional rake receiver, each timing arriving via a multipath is detected by a searcher, and each timing is input to a finger unit corresponding to a path, and each finger performs despreading at the input timing to perform rake. A desired signal is demodulated by synthesizing the despread signal obtained at each finger unit by a synthesizer.
[0004]
FIG. 16 is a diagram showing a conventional configuration of a rake receiver. A radio receiver 2 frequency-converts a high-frequency signal received by an antenna 1 into a baseband signal and performs quadrature demodulation. input. The AD converter 4 converts the quadrature demodulated signal into a digital signal, and the path searcher 5 multiplies the AD sampling signal by a spreading code (known as a spreading code corresponding to a channel) on the transmission side to delay each path constituting a multipath. Search for timing. The fingers 6a to 6n are provided corresponding to the respective paths of the multipath, and each include a despreading unit and a delay circuit (not shown). The timing generator 7 inputs the delay timing of each path to the despreading unit of each of the finger units 6a to 6n as the despreading timing, and matches the combined timing of the despread signal output from each despreading unit. The delay time is input to the delay circuits of the finger units 6a to 6n. The rake combining unit 8 combines the despread signals output from the finger units 6a to 6n at the maximum ratio and outputs the combined signals to an error detection decoding unit (not shown) at the next stage.
[0005]
In such a rake receiver, each finger despreads at the delay timing of the corresponding path, but a signal of another path at that timing is included in the despread signal as interference. If the signal component of the other path, that is, the interference component can be reduced, the BER (Bit Error Rate) can be improved and good quality reception can be achieved.
For this reason, the applicant of the present application has proposed in Japanese Patent Application No. 2001-332510 an interference reduction method called MIXR (Multipath Interference eXchange Reduction method). This interference reduction method is a method of reducing interference by using a signal (MICT signal) despread at a special timing called MICT (Multipath Interference Correlating Timing).
[0006]
FIG. 17 and FIG. 18 are explanatory diagrams of MIXR, and show the timing of two-path signals received by the CDMA mobile terminal. In the figure, A, B, C, Y and Z are labels representing signals at each timing of each path, and A is a signal at a correct despread timing. Let the channel characteristic values of path 1 and path 2 be α₁  And α₂, The despread timing is t₁, T₂, And despread the signal at that timing x₁, X₂  Notation. Here, a special timing t₀  = T₁− (T₂-T₁), That is, at time t₁From (t₂-T₁) Previous time t₀And the timing t₀  X₀  Notation, x₁, X₀Can be written as follows.
x₁  = Α₁  S + α₂I_Z+ N₁    (1)
x₀  = Α₁I_Z+ Α₂I_Y+ N₀    (2)
[0007]
Where α₁  S sets the received signal of path 1 at timing t₁From the desired signal, α₂I_ZThe received signal of path 2 at timing t₁From each diffused interference, α₁I_ZIs the timing t₀From each spread signal, α₂I_Y  The received signal of path 2 at timing t₀From each spread signal, n₁, N₀  Are the respective noises. This x₀Is despread at a timing at which the desired signal S cannot be obtained.₁I_Z  It is included. That is, x₁  Interference component α₂I_ZIs a signal correlated with x₀It can be seen that it is included in. In this sense, x₀  Path 1 for signals like
Is called a multipath interference correlation signal (MICS) for path 2 of₀Such timing is referred to as Multipath Interference Correlative Timing (MICT) with respect to path 1 and path 2.
[0008]
x₀  Is x₁  Has a correlation with the interference component of₁To x₀  Is multiplied by an appropriate coefficient r to obtain x₁  Can be reduced. Note that x₁  Interference component I contained in_Z  When the coefficient r is determined so as to eliminate all₀  Interference component I contained in_Y  Is that the size of the entire interference may be increased due to the increase of the interference. The optimal coefficient r 1 is the original interference I_Z  Is a coefficient determined so that the power of the entire interference is minimized while leaving the same.
[0009]
In the following, r is used to minimize the interference component, where r is the coefficient.
(Equation 2)

Where <> is the time average and <| I_Z|²> = <| I_Y|²> = I², <| N₀|²> = N₀ ²,
<| N₁|²> = N₁ ²And From equations (6) and (7),
(Equation 3)

It can be seen that at the time, the sum of interference and noise is minimized. Average value of interference and noise before reduction in equation (1)
(Equation 4)

However, after the reduction of equation (7), the following is obtained, and it can be seen that the average values of interference and noise are reduced.
[0010]
(Equation 5)

As described above, MIXR is a method of reducing the total interference power by exchanging a part of the interference signal included in the despread signal with another interference signal.
The above is the case of two paths. Next, the case of a general N path signal will be considered. FIG. 19 is a delay profile of the N path. Let the value of the channel of each path i be α_iAnd the timing is t_i  For simplicity, a signal obtained by despreading the spread signal at a timing shifted by Δt from a correct timing is defined as I (Δt). In particular, when Δt = 0, I (0) = S. Using this I (Δt), the signal x after despreading in the case of N passes_i  Is as follows
Can be written in
[0011]
(Equation 6)

Here, for simplicity, I_{i, j, i}= I (t_i-T_j). Next, MICTt of path i for path j_ijSignal m spread by_{i , J}Can be written as
(Equation 7)

Here for simplicity I_{i, j, k}= I (2t_i-T_j-T_k). Also, I_{i, j, i}= I (2t_i-T_j-T_i) = I_{i, j,}Note that m_{i , J}Is as follows.
(Equation 8)

At this time, the coefficient r can be obtained in the same manner as in the case of the two passes, and is as follows.
[0012]
(Equation 9)

Where n_a ²Is a value corresponding to an average value of all interference and noise when despreading at a timing when the desired signal S cannot be obtained.
(Equation 10)

Is represented by This n_a ²Is used, the average value n of the total interference and noise power on the path i before the MIXR_b ⁱIs as follows (b and i are subscripts).
(Equation 11)

[Patent Document 1] Japanese Patent Application No. 2001-332510
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, in the proposed MIXR system, multipath interference is reduced by using a timing called a multipath interference correlation timing (MICT), that is, a special timing at which a signal correlated with the multipath interference signal is obtained. Reduce. At this time, in order to effectively reduce the multipath interference, an appropriate coefficient r for the signal despread by MICT is used._ijTo adjust the amplitude. This appropriate coefficient r_ijIs called a MIXR coefficient. Referring to equation (14), the fading channel value α of each path_i, Α_j, The average power of all interferences I², The average power of the noise n_a ²Required from.
[0014]
However, the information on the fading channel value of each path, the average power of all interference, and the average power of noise for obtaining the MIXR coefficient is included in the received signal component in a mixed form, and it is difficult to separate them. 14) There was a problem that it was difficult to apply the equation.
From the above, it is an object of the present invention to provide each element coefficient (fading channel value α of each path) for obtaining the MIXR coefficient._i, Α_j, The average power of all interferences I², The average power of the noise n_a ²) Can be separately calculated, whereby the MIXR coefficient can be calculated and the interference component included in the despread signal can be removed.
Another object of the present invention is to provide an interference correlation coefficient c with a simple configuration._ijIs calculated, and the MIXR coefficient is calculated using the interference correlation coefficient so that the interference component included in the despread signal can be removed.
Another object of the present invention is to provide an interference correlation coefficient c with a simple configuration and in a short time._ijIs calculated, and the MIXR coefficient is calculated using the interference correlation coefficient so that the interference component included in the despread signal can be removed.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The present invention is an interference reduction apparatus for reducing an interference component included in a despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths, and generating a multipath interference correlation signal. And a suppression signal generation unit that generates an interference suppression signal by multiplying the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient, including means for subtracting the interference suppression signal from the despread signal, wherein the suppression signal generation unit includes: The fading channel estimation value αi is calculated by averaging the pilots included in the received signal, and the average noise power n²Is calculated from the variance of the pilot symbols, and the average power I²Is calculated from the total received power and the average power of the noise, and the coefficient is calculated from these values.
[0016]
More specifically, the coefficient calculation means calculates the channel estimation values αi, αj, the average power of noise n², The average power of all interferences I²And the following equation
(Equation 12)

Is calculated by multiplying the multipath interference correlation signal by the coefficient rij to generate an interference suppression signal, and subtract the interference suppression signal from the despread signal.
According to the above, each element coefficient (fading channel value α of each path) for obtaining the MIXR coefficient_i, Α_j, The average power of all interferences I², The average power of the noise n_a ²) Can be calculated separately, whereby the MIXR coefficient can be calculated and the interference component included in the despread signal can be removed.
[0017]
In addition, regardless of the above method, the interference correlation value c_{i j}Is the despread value at the delay timing of the path of interest and the multipath interference correlation timing t_{i j}Can be easily obtained by calculating the correlation with the despread value at In this case, the despread value of the path of interest at an arbitrary timing ta and the timing ta + t_{i j}Is calculated in a short time, the interference correlation value c can be calculated in a short time._ijCan be sought. Also, the interference correlation value c_ij  Can be easily calculated from the autocorrelation value of the signal before despreading.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(A) First embodiment
(A) Overall configuration
FIG. 1 is a configuration diagram of a rake receiver of the present invention having an interference reduction function based on the multipath interference reduction method MIXR. In addition to the conventional configuration shown in FIG. 16, an interference reduction device 10 for reducing interference between the finger units 6a to 6n and the rake combining unit 8 is provided. The interference reduction device 10 includes MIXR circuits 11a￣11n provided corresponding to the finger units 6a to 6n, and a coefficient calculation unit 12 for calculating the coefficient of the equation (14). Each MIXR circuit 11a１１11n calculates the multipath interference correlation signal m of the equation (13)._{i, j}And a predetermined coefficient r is added to the multipath interference correlation signal._{i, j}To generate an interference suppression signal, and subtract the interference suppression signal from the despread signal output from the corresponding finger unit. Reference numeral 9 denotes a channel estimation unit for estimating the channel characteristic value (channel value) of each path, and the rake combining unit 8 multiplies the signal output from each of the MIXR circuits 11a to 11n corresponding to each path by the channel estimation value. And combine them.
[0019]
(B) Configuration of interference reduction device
FIG. 2 is a detailed configuration diagram of the interference reduction apparatus 10. One MIXR circuit 11i according to the path i, the coefficient calculation unit 12, and the MICT timing t_{i, j}The MICT generation unit 13 that generates (j = 1 to N) and the finger unit 6i of the path i are shown.
In the MIXR circuit 11i, the first to N-th despreading units 21₁~ 21_NIs the MICT timing t_{i, j}(J = 1 to N) is used as a despreading timing, and a known spreading code is multiplied by an A / D sample value output from the AD converter 4 to obtain a multipath interference correlation signal m represented by Expression (13)._{i, j}(J = 1 to N). Multiplication unit 22₁~ 22_NIs the multipath interference correlation signal m_{i, j}(J = 1 to N) a predetermined MIXR coefficient r output from the coefficient calculator 12_{i, j}(J = 1 to N) to generate an interference suppression signal, subtract each interference suppression signal from the finger unit 6i corresponding to the calculation unit 23, and input the result to the rake combining unit 8.
[0020]
The coefficient calculator 12 includes a first coefficient calculator 24 and a second coefficient calculator 25. The first coefficient calculation unit 24 calculates the element coefficient represented by the equation (14).
(Equation 13)

And the second coefficient calculation unit 25 calculates
[Equation 14]

MIXR coefficient r_{i, j}(J = 1 to N) are calculated and input to the MIXR circuit 11i.
[0021]
(C) First coefficient calculation unit
FIG. 3 is a configuration diagram of the first coefficient calculation unit 24. In the figure, n_a ²Is calculated without using the equation (18). That is, the despreading unit 30 despreads the A / D sample value with a spreading code at an arbitrary timing ta that does not match any path timing, and_aIs obtained by squaring in a squaring circuit 31 and averaging in an averaging unit 32 to obtain n_a ²(Average power of the sum of all interference and noise). The pilot despreading unit 33 despreads the pilot signal included in the A / D sample value using a spreading code, and averages the pilot signal included in the A / D sample value by the averaging unit 34._iIs calculated. The long-term averaging section 35 averages the output signal of the squaring circuit 31 sufficiently longer than the fading cycle. The dispersion unit 36 calculates the variance σ of the signal output from the pilot despreading unit 33._i ²And the first arithmetic unit 37 calculates n_a ²And σ_i ²And the average power of the noise n²Is calculated from the output of the long-term averaging unit 35 by n²To obtain the total interference power I²And the second operation unit 39 calculates the channel estimation value α_i, Α_jAnd I²The interference correlation value c is obtained from equation (17) using_ijIs calculated and output.
[0022]
(D) Average power n²And total interference power I²Calculation principle
Average power n in first operation unit 37²And the total interference power I²Is calculated as follows.
Let the despread value of path i be x_i  Then
[Equation 15]

Becomes x_i  Variance σ_i ²And ask for
(Equation 16)

Becomes By despreading and averaging at a timing different from any path timing, the average power n of the sum of all interference and noise_a ²
[Equation 17]

Is obtained. Taking the sum of the variances of each path yields equation (23). From equation (24), the average noise power n²Is found.
[0023]
(Equation 18)

The first calculation unit 37 in FIG. 3 calculates the average power n of the noise based on the equation (24).²Is calculated.
By the way, when an average of power at a timing when there is no signal is obtained for a period sufficiently longer than the fading cycle, the following equation is established.
[0024]
[Equation 19]

The adder 38 calculates the interference power I based on the above equation (26).²Is calculated. Note that the channel estimation value in the equation (25) is a value normalized so that the average value of all powers becomes 1. That is,
(Equation 20)

[0025]
(B) Second embodiment
(A) Further MIXR
The above is an embodiment based on the multi-path interference reduction method MIXR in a case where the interference reduction of two paths when the path i of interest has interference from the path j is extended to N paths. That is, a multipath interference reduction method applied to an N path when it is assumed that the path i of interest has interference from other (N-1) paths (j = 1 to N, where j ≠ i). This is an embodiment based on MIXR. However, the effect of the multipath interference reduction method MIXR based on this method decreases in principle as the number N of paths increases. The reason is that, when focusing on the predetermined two paths, when reproducing the interference component, only the information of the two paths of interest is used. That is, since the information that should have been included in the paths other than the two paths of interest cannot be effectively used, the effect is reduced.
Therefore, a method for improving the interference reproduction accuracy by using all the paths to reproduce the interference component will be described. Hereinafter, MIXR described here will be referred to as A-MIXR (Advanced-MIXR) to distinguish it from the conventional MIXR.
[0026]
(B) A-MIXR MICT and MICS
FIG. 4 shows N-path signals in A-MIXR and MICTs that can be used to reduce interference of path j included in path i. The signal despread at the timing of path i can be written as follows.
(Equation 21)

Where s is the desired signal, I_{i, j}Is an interference component due to the path j included in xi. T in the figure_{i, j, i}Is the timing shifted from ti by the time difference Δt between the path i and the path j in the conventionally used MICT. This t_{i, j, i}By despreading in_{i, j}Can be obtained.
[0027]
Here, focusing on the paths other than i and j, the timing t shifted from each path by Δt_{i, j, k}(K is 1 to N excluding j), so that t_{i, j, i}With the same principle as I_{i, j}It can be seen that a signal having a correlation with is obtained. t_{i, j, k}And t_{i, j, k}De-spread signal m_{i , j, k}Can be written as
(Equation 22)

[0028]
That is, the interference component of path j with path i is the MICT timing t in FIG._{i, j, i}(= T_i−Δt) is included in the despread signal of path i, and the interference component is m_{i , j , I}Expressed as The interference component of path j to path i is m_{i , j , I}In addition, the time t before the time t1 of the path 1 by Δt_{i, j, 1}(= T₁−Δt) is also included in the despread signal of path i, and this interference component is represented by m_{i , j , 1}Is expressed as Similarly, the interference component of path j to path i is the timing t of path k (k = 1 to N)._kTime t before Δt_{i, j, k}(= T_k−Δt) is included in the despread signal of the path i, and this interference component is represented by m_{i , j, k}Can be obtained from equation (30).
[0029]
(C) Interference suppression signal in A-MIXR
In equation (30), the desired interference α_kI_{i, j}  Other signal powers can be regarded as noise, and if MICS after synthesis is Mi, j, m_i,_{j, k}  Can be expressed by the following equation.
(Equation 23)

Where n_b ^kIs obtained from equation (16). Next, M_{i, j}  Coefficient r for reducing interference_j  Ask for. First, if (I / N) is defined as the ratio between the interference signal power I of interest in the MICS and the sum N of the other interference signal power and noise power, the MICT coefficient r is
[Equation 24]

(A and b are coefficients). That is, r_jIs obtained from (I / N) of MICS, coefficient a of the interference component to be reduced included in the MICS, and coefficient b of the interference component to be reduced included in the desired signal.
Then M_{i, j}(I / N) is obtained. This is (I / N)_jNotation, (I / N)_jIs m before maximum ratio synthesis_{i, j, k}  Since (I / N) is the sum of
[0030]
(Equation 25)

Also, M_{i, j}  I_{i, j}  The coefficient a of (I / N) is_j/ I²  become.
(Equation 26)

Also, x_i  I included in_{i, j}  From equation (28), the coefficient of b = α_j  So r_j  Is obtained as follows. Ie
[Equation 27]

At this time, rx in equation (3)₀Is as follows.
[Equation 28]

[0031]
(D) Configuration of interference suppression device in A-MIXR
FIG. 5 is a configuration diagram of the interference reduction device 50 of the path i in the A-MIXR. Each j-th interference component calculator 51_jIs the interference component m_{i , j, k}(K = 1 to N), and sequentially calculate m_{i , j, 1}, M_{i , j, 2}, ... m_{i , j, N}Is output, and each j-th interference suppression signal operation unit 52_jIs the interference component m_{i , j, k}, Interference correlation value c_kj, Noise power n_a ²And the interference suppression signal r from equation (36)_jM_{i, j}Is calculated. Note that the interference correlation value c_kj, Noise power n_a ²Can be calculated by the first coefficient calculator shown in FIG. 3 described in the first embodiment.
The operation unit 53 calculates the j-th interference suppression signal operation unit 52 from the despread signal of the path i output from the finger unit 6i of the i-th path._j(J = 1 to N) from the interference suppression signal r_jM_{i, j}(J = 1 to N) are subtracted, and the despread signal of the path i in which interference is reduced is input to the rake combining unit 8.
[0032]
FIG. 6 is a configuration diagram of the j-th interference component calculation unit 51j._{i, j, k}(K = 1 to N). First to Nth despreading units 51b₁~ 51b_NIs the MICT timing t_{i, j, k}(K = 1 to N) to perform despreading using a spreading code to obtain an interference component m_{i , j, k}(K = 1 to N), and the selector 51c sequentially outputs the interference component m_{i , j, k}Is input to the j-th interference suppression signal operation unit 52j at the next stage.
[0033]
FIG. 7 is a configuration diagram of the j-th interference suppression signal calculation unit 52j. The first calculation unit 52a calculates the average value n of the total interference and noise power according to the equation (16)._b ^kIs calculated, and the second calculation unit 52b calculates (I / N) according to the equation (33)._jIs calculated, and the third calculating unit 52c calculates the interference suppression signal r according to the equation (36)._jM_{i, j}Is calculated.
[0034]
(C) Interference correlation value calculation method
Interference correlation value c used in the first and second embodiments_ijCan be calculated by the configuration shown in FIG. 3, but the configuration is complicated. FIG. 8 is an embodiment of another calculation method of the interference correlation value. As shown in equation (14), the interference correlation value c_ij  = Α_I ^*α_jI²Is the despread value x of path i_iAnd MICT timing t_{i, j}Despread value m at_{i, j}It can be obtained by directly calculating the correlation value with. That is, the case of two passes will be described as an example. In this case, x_iAnd m_{i, j}Are respectively expressed by x in Expression (1) and Expression (2).₁  And x₀  Is equivalent to At this time, the correlation value <m^* _i,_jx_i> Is as follows. However, <·> represents an average value.
(Equation 29)

Where S, I_Z, I_Y  , N₀, N₁  Are random sequences having no correlation with each other, so that the two items and the three items on the right side of equation (37) converge to 0 on average, and the desired correlation value α from the first item_i ^*α_jI²Can be obtained.
[0035]
In the embodiment of FIG. 8, the first and second despreading units 61 and 62 each convert the A / D sample value at the timing t._iAnd MICT t_{i , J}Despread with x_i  And m_{i , J}And the correlation operation unit 63 calculates x_i  And m_{i , J} ^*Is calculated, and the averaging unit 64 averages the calculation results to obtain the interference correlation value c._ijIs output. Thus, an interference correlation value can be obtained with a simpler configuration than that in FIG.
[0036]
(D) Another method of calculating an interference correlation value
In FIG. 8, ideally, the averaging operation should be performed on an infinite number of symbols._i ^*α_jI²What is necessary is just to make it the magnitude | size which becomes sufficiently small compared with. Here, S 2 included in the second item of the equation (37) is a signal despread at a correct timing, and therefore, the interference signal I 2_Z  Should be larger than the signal by the diffusion ratio. Therefore, in the method of FIG. 8, the averaging operation must be performed over a relatively long symbol in the averaging unit 64 to make the second item converge sufficiently small.
[0037]
Therefore, if the value corresponding to S can be reduced in advance, the average number of symbols can be reduced, and the processing amount can be reduced. Therefore, in FIG.₁, X₀  By despreading the despreading timing from the correct despreading timing, the second term is reduced to shorten the average time. That is, the despread value at timing ta which is not the correct despread timing is x₁', X₀′, The following equations are respectively obtained.
x₁'= Α₁I '+ α₂I_Z'+ N₁'(38)
x₀'= Α₁I_Z'+ Α₂I_Y'+ N₀′ (39)
Further, the correlation value at this time is as follows.
[Equation 30]

Here, the difference from Expression (37) is that in Expression (40), S of the second item on the right side is I ′. Here, since I ′ is a value despread at an incorrect timing, it becomes a value smaller than S 1 by the diffusion ratio. For example, if the diffusion ratio is 256, it becomes 1/256. Therefore, the average number of symbols for sufficiently reducing the second item can be reduced, and the processing amount can be reduced.
[0038]
In the embodiment of FIG. 9, the first and second despreading units 61 'and 62' respectively convert A / D sample values into timings ta and ta-MICT t._{i , J}Despread with x_i  And m_{i , J}', And the correlation operation unit 63 calculates x_i′ And m_{i , J}′^*And the averaging unit 64 averages the calculation results to calculate the interference correlation value c._ij  Is output. Thus, the interference correlation value c can be reduced with a simple configuration as compared with FIG._ij  Can be obtained.
[0039]
(E) Still another method of calculating an interference correlation value
By calculating the autocorrelation of the received signal before despreading, the MIXR coefficient r_ijIs obtained. To show this, I², N², N² _a As the value before despreading corresponding to_or,
I_oc, Total received power RSSI.
[Equation 31]

Where N_SF  Indicates a spreading code length. The signal after passing through the receive filter of each path is α_iv (t), the received signal v before despreading_R(T) can be written as follows.
(Equation 32)

Where v_RAutocorrelation v for (t)_R* (T) v_R(T−Δt) is obtained. (Δt = t_i  −t_j).
[0040]
[Equation 33]

Here, only when k = i and I = j (−t_k= −Δt−t_l) Holds, and if Δ ≠ 0, <v^*Assuming that (t) v (t−Δt)> = 0, only the first term remains in the time average of Expression (46).
[Equation 34]

Also, v_RSince the power average of (t) is as follows,
(Equation 35)

From the above, the MIXR coefficient r_{I, j}Is
[Equation 36]

Find more.
[0041]
From the above, if the equations (41) and (47) are used, the interference correlation value c_ijCan be calculated by the configuration shown in FIG. That is, the delay circuit 71_R(T) is given by Δt = (t_i-T_j) Delay, and the correlation multiplier 72_R* (T) v_R(T−Δt), the averaging unit 73 averages the autocorrelation for a predetermined time, and the multiplying unit 74 calculates the average value as N._SFMultiply by the interference correlation value c_ijIs calculated and output.
[0042]
(F) Chain calculation of interference correlation values
Calculated known interference correlation value c_ij(= Α_i ^*α_j) And the channel estimation value, the unknown interference correlation value c_klCan be calculated. FIG. 11 shows an unknown interference correlation value c._klFIG. 4 is an explanatory diagram of a calculation method of a known interference correlation value c_ij(= Α_i ^*α_j) And the channel estimate α_i, Α_j, Α_k, Α_lThe right side of the following equation
(37)

Is calculated to obtain the unknown interference correlation value c._klCan be calculated. Similarly, other channel estimates can be computed.
[0043]
(G) Another calculation of the interference correlation value
An unknown interference correlation value can be calculated from three types of known interference correlation values. FIG. 12 shows three known interference correlation values c._ij  , C_kl  , C_il  From unknown interference correlation value c_kj  FIG. 9 is an explanatory diagram of a calculation method for calculating the following equation.
[Equation 38]

Is calculated to obtain the interference correlation value c._kj  Can be calculated. Similarly, other channel estimates can be computed.
[0044]
(H) Accuracy of chain correlation calculated interference correlation value
According to the equation (50) or the equation (51), the accuracy of the unknown MIXR coefficient subjected to the chain calculation depends on the accuracy of the known interference correlation value. Therefore, the accuracy is determined as high as possible when obtaining the known interference correlation value cij. For this purpose, an interference correlation value cij is obtained by selecting two paths i and j having as large an energy (power) as possible, and an unknown interference correlation value is calculated by applying equation (50) or equation (51) thereto. I do.
[0045]
FIG. 13 is an embodiment for improving the accuracy of the interference correlation value calculated by the chain calculation. The channel estimation value 91 estimates the channel estimation value αi (i = 1 to N) of each multipath, and the path selection unit 92 Selects two paths i and j having large energies, the interference correlation value calculation unit 93 obtains the interference correlation value cij by the method described with reference to FIGS. 3 and 8 to 10, and the chain calculation unit 94 calculates the known interference correlation The unknown channel estimation value is calculated using the value cij and the channel estimation value according to the equation (50) or according to the equation (51).
[0046]
(I) Path selection
In the embodiment of FIG. 13, two paths i and j having large energy are selected and the interference correlation value cij is calculated. As shown in FIG. 14, the difference between the delay timings ti and tj of the paths i and j is different. If it is equal to the timing difference between the path pairs k and l, an accurate interference correlation value cij cannot be calculated. That is, if the timing difference ti-tj of the delay timings ti and tj of the paths i and j is equal to the timing difference tk-tl of the pair k and l of another path, the equation (47) becomes
[Equation 39]

And it becomes impossible to calculate an accurate interference correlation value cij. Thus, a pair having the same delay timing difference is a pair that does not exist and a pair having a large energy is selected to calculate a known interference correlation value.
[0047]
FIG. 15 shows an example in which a path search unit 95 is added to the configuration of FIG. The path search unit 95 measures the delay timing of each path of the multipath and notifies the path selection unit 92. The path selection unit 92 is a pair that has no other pair with the same delay timing difference and has a large energy. And notifies the interference correlation value calculation unit 93 at the next stage. The interference correlation value calculation unit 93 obtains the two-path interference correlation value cij notified by the method described with reference to FIGS. 3 and 8 to 10, and the chain calculation unit 94 calculates the known interference correlation value cij and the channel An unknown channel estimation value is calculated using the estimated value according to equation (50) or according to equation (51).
[0048]
・ Appendix
(Supplementary Note 1) In an interference reduction apparatus that reduces an interference component included in a despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generating unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate an interference suppression signal;
Means for subtracting the interference suppression signal from the despread signal,
Wherein the suppression signal generation unit comprises:
Means for calculating the fading channel estimation value αi by averaging pilots included in the received signal;
Average power of noise n²Means for calculating from the variance of the pilot symbols,
Average power of total interference I²Means for calculating from the total received power and the average power of the noise,
Means for calculating the coefficient from these values,
An interference reduction device comprising:
(Supplementary Note 2) The coefficient calculating means includes:
The channel estimation values αi and αj, the average power n of noise², The average power of all interferences I²And the following equation
(Equation 40)

Calculating the coefficient r ij by
The interference reduction device according to claim 1, wherein:
(Supplementary Note 3) In an interference reduction apparatus for reducing an interference component included in the despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generation unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate a suppression signal;
Means for subtracting the suppression signal from the despread signal,
Wherein the suppression signal generation unit comprises:
Means for calculating an interference correlation value by calculating the correlation between the despread value at the delay timing of the path of interest and the despread value at the multipath interference correlation timing,
Means for calculating the coefficient using the interference correlation value,
An interference reduction device comprising:
(Supplementary Note 4) The means for calculating the interference correlation value includes:
Calculating the interference correlation value by calculating a correlation between a despread value at an arbitrary timing ta that does not match any path timing and a despread value at a timing shifted by ta from the multipath interference correlation timing;
3. The interference reduction device according to claim 3, wherein
(Supplementary Note 5) An interference reduction apparatus for reducing an interference component included in a despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generation unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate a suppression signal;
Means for subtracting the suppression signal from the despread signal,
Wherein the suppression signal generation unit comprises:
Means for calculating an interference correlation value from an autocorrelation value of the signal before despreading,
Means for calculating the coefficient using the interference correlation value,
An interference reduction device comprising:
(Supplementary Note 6) The calculated known interference correlation value c_ijUnknown interference correlation value c using_klMeans for calculating
6. The interference reduction device according to any one of claims 1 to 5, further comprising:
(Supplementary Note 7) Three types of known interference correlation values c_ij  , C_kj, C_kl  Means for calculating an unknown interference correlation value cil from
6. The interference reduction device according to any one of claims 1 to 5, further comprising:
(Supplementary Note 8) The unknown interference correlation value calculating means includes:
An interference correlation value c obtained using a channel estimation value of paths i and j having as large a power as possible as a known interference correlation value_ijCalculate the unknown interference correlation value using
8. The interference reduction device according to claim 6 or 7, wherein
(Supplementary Note 9) The unknown interference correlation value calculating means includes:
If there is a path j, k having the same timing difference as the timing difference ti-tj of the selected path i, j, avoid such a path combination;
The interference reduction device according to claim 8, wherein:
[0049]
【The invention's effect】
According to the present invention described above, each element coefficient (fading channel value α of each path) for obtaining the MIXR coefficient_i, Α_j, The average power of all interferences I², The average power of the noise n_a ²Can be separately calculated, whereby the MIXR coefficient can be calculated and the interference component included in the despread signal can be removed.
According to the present invention, the interference correlation value is calculated by calculating the correlation between the despread value at the delay timing of the path of interest and the despread value at the multipath interference correlation timing. The interference correlation value can be calculated with such a configuration, and the MIXR coefficient can be calculated using the interference correlation value to remove the interference component included in the despread signal.
[0050]
Further, according to the present invention, the correlation between the despread value at an arbitrary timing ta that does not match any path timing and the despread value at a timing shifted by ta from the multipath interference correlation timing is calculated. , The interference correlation value can be calculated with a simple configuration and in a short time, and the MIXR coefficient can be calculated using the interference correlation value to remove the interference component included in the despread signal. it can.
Further, according to the present invention, since the interference correlation value is calculated from the autocorrelation value of the signal before despreading, the interference correlation value can be calculated with a simple configuration, and the MIXR coefficient is calculated using the interference correlation value. The operation can remove the interference component included in the despread signal.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a rake receiver of the present invention having an interference reduction function based on a multipath interference reduction method MIXR.
FIG. 2 is a detailed configuration diagram of an interference reduction device.
FIG. 3 is a configuration diagram of a first coefficient calculation unit in the interference reduction device.
FIG. 4 is an explanatory diagram of N-path signals in A-MIXR and MICTs that can be used to reduce interference of path j included in path i.
FIG. 5 is a configuration diagram of an apparatus for reducing interference of a path i in A-MIXR.
FIG. 6 is a configuration diagram of a j-th interference component calculation unit.
FIG. 7 is a configuration diagram of a j-th interference suppression signal calculation unit.
FIG. 8 is an embodiment of a method of calculating an interference correlation value.
FIG. 9 shows another method of calculating an interference correlation value.
FIG. 10 is an explanatory diagram of an embodiment for calculating an interference correlation value using autocorrelation of a received signal before despreading.
FIG. 11: Unknown interference correlation value c_klFIG. 4 is an explanatory diagram of a calculation method of.
FIG. 12 is an explanatory diagram of a calculation method for calculating an unknown interference correlation value from three known interference correlation values.
FIG. 13 is an embodiment for improving the accuracy of the interference correlation value subjected to the chain calculation.
FIG. 14 is an explanatory diagram of a method of selecting two paths used for calculating an interference correlation value.
FIG. 15 shows an embodiment of an interference correlation value calculation method having a path selection function.
FIG. 16 is a conventional configuration diagram of a rake receiver.
FIG. 17 is an explanatory timing chart of a two-pass signal received by the CDMA mobile terminal.
FIG. 18 is a delay profile of two paths received by a CDMA mobile terminal.
FIG. 19 is an N-path delay profile.
[Explanation of symbols]
5 Path search
6a-6n finger part
9 Channel estimation unit
10 Interference reduction device
11a @ 11n MIXR circuit
12 Coefficient operation unit

Claims (5)

In an interference reduction apparatus that reduces interference components included in a despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generating unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate an interference suppression signal;
Means for subtracting the interference suppression signal from the despread signal,
Means for calculating the fading channel estimation value αi by averaging pilots included in a received signal,
Means for calculating the average power n ^{2 of} noise from the variance of pilot symbols;
Means for calculating the average power I ² of total interference from the average power of the total received power and noise,
Means for calculating the coefficient from these values,
An interference reduction device comprising: The coefficient calculating means,
Using the channel estimation values αi, αj, the average power n ^{2 of} noise, and the average power I ² of all interferences,

Calculating the coefficient r ij by
The interference reduction apparatus according to claim 1, wherein: In an interference reduction apparatus that reduces interference components included in the despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generation unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate a suppression signal;
Means for subtracting the suppression signal from the despread signal,
Means for calculating the interference correlation value by calculating the correlation between the despread value at the delay timing of the path of interest and the despread value at the multipath interference correlation timing,
Means for calculating the coefficient using the interference correlation value,
An interference reduction device comprising: The means for calculating the interference correlation value,
Calculating the interference correlation value by calculating a correlation between a despread value at an arbitrary timing ta that does not match any path timing and a despread value at a timing shifted by ta from the multipath interference correlation timing;
The interference reduction apparatus according to claim 3, wherein: In an interference reduction apparatus that reduces interference components included in the despread signal obtained by despreading a spread spectrum signal arriving via a predetermined path among multipaths,
A suppression signal generation unit that generates a multipath interference correlation signal and multiplies the multipath interference correlation signal by a predetermined coefficient to generate a suppression signal;
Means for subtracting the suppression signal from the despread signal,
Means for calculating the interference correlation value from the autocorrelation value of the signal before despreading,
Means for calculating the coefficient using the interference correlation value,
An interference reduction device comprising:

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