JP2004282927A

JP2004282927A - Fixed voltage power supply device, development device and image-forming device

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Publication number: JP2004282927A
Application number: JP2003072323A
Authority: JP
Inventors: Shunichi Abe; 俊一阿部
Original assignee: Ricoh Co Ltd
Current assignee: Ricoh Co Ltd
Priority date: 2003-03-17
Filing date: 2003-03-17
Publication date: 2004-10-07
Anticipated expiration: 2023-03-17
Also published as: JP4264277B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enable stable constant voltage control to be conducted by quickly returning a large boosted output voltage back to a prescribed range, even if an excessively large low-frequency voltage is inputted to an output terminal from the outside. <P>SOLUTION: The output voltage of the output terminal A is controlled to a constant voltage of about 400V by on/off-controlling a transistor Q1, by a PWM output from a PWM control part, that is modulated in pulse width. The output voltage is applied to a development roller 4. A reverse signal of the PWM output is inputted to a transistor Q2, too. When the excessively large low-frequency voltage of, for example, 1,000V is applied from a photoreceptor drum 8, the ratio of an H-level of the output voltage is rapidly increased. Accordingly, while the period the most of which is in the off-state in the transistor Q1 is prolonged, the period in the on-state in the transistor Q2 is prolonged. Since the current from the output terminal A promptly escapes to the ground via the transistor Q2, the output voltage rapidly drops toward 400V. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、出力端子から出力電圧の絶対値が規定範囲内に維持されるように制御された定電圧電源装置、この定電圧電源装置を備えた現像装置、並びに、この現像装置を備えた複写機、プリンタ、ファクシミリ等の画像形成装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
この種の画像形成装置としては、電子写真方式の画像形成装置が知られている。この画像形成装置においては、例えば、感光体等の潜像担持体表面を一様に帯電し、次いで、その一様帯電された潜像担持体表面のうちトナーを付着させない部分の電位を０Ｖに近づけることで静電潜像を形成する。この静電潜像を現像（可視像化）する場合、現像ローラ等の現像剤担持体上に担持された現像剤を、現像剤担持体と潜像担持体とが対向する現像領域に搬送する。そして、この現像領域に現像電界を形成し、現像剤担持体上に担持されている現像剤中のトナーを潜像担持体上の静電潜像に付着させることで、潜像担持体上にトナー像を形成する。このような画像形成装置では、現像時において、一様に帯電された潜像担持体表面の帯電電位と同極性であって、その帯電電位よりも絶対値が小さくかつ静電潜像部分の電位よりも大きい現像バイアスを現像剤担持体に印加する。この構成においては、帯電電位と逆極性に帯電したトナーを用いる。よって、現像領域において現像剤担持体上の現像剤中のトナーには、潜像担持体上の画像部となる静電潜像部分（１０００Ｖに近い電位）への引力（静電力）が働く一方で、非画像部となる静電潜像部分（０Ｖに近い電位）への斥力（静電力）が働く。これにより、現像剤中のトナーは、潜像担持体表面のうち画像部となる静電潜像部分にだけ選択的に付着することができる。
【０００３】
図１２は、現像剤担持体に現像バイアスを印加するための従来の定電圧電源装置の概略構成を示す回路図である。この定電圧電源装置１００は、本定電圧電源装置１００の出力端子Ａ，Ｂ間に生じる出力電圧を規定範囲内の一定電圧に保つように定電圧制御を行う定電圧制御回路１０１を備えている。また、この定電圧電源装置１００は、直流高圧用のトランス１０２、整流用のコンデンサ１０３及びダイオード１０４なども備えている。定電圧制御回路１０１としては、例えば、９９．９ＭΩの抵抗Ｒ１と、１００ｋΩの抵抗Ｒ２とで分圧した電圧がフィードバックされると、この電圧に応じてパルス幅変調を行ったパルス信号により、トランス１０２の１次側に流れる電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するＰＷＭ制御を行うものを用いることができる。出力端子Ａは、電圧出力対象部材としての現像剤担持体である現像ローラ４に直接接続されており、出力端子Ｂはグランドに落とされている。このような構成により、定電圧電源装置１００で発生した４００Ｖの直流電圧が、その出力端子Ａに接続された現像ローラ４に対し、現像バイアスとして印加される。
【０００４】
また、特許文献１には、感光体ドラムを一様に帯電するための帯電ローラに帯電バイアスを印加するための帯電高電圧発生回路を備えた電源装置が開示されている。この電源装置において、この帯電高電圧発生回路の出力端子は、帯電ローラに接続されている。この電源装置は、その出力端子とグランドとの間にノイズバイパスコンデンサと呼んでいるコンデンサを配置している。この電源装置によれば、帯電高電圧発生回路の出力端子に外部から高周波ノイズが印加されても、その高周波ノイズは、ノイズバイパスコンデンサからグランドに逃げることができる。
【０００５】
【特許文献１】
特開平１０−２８３２８号公報
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
図１２に示した従来の定電圧電源装置１００によれば、現像領域に存在する感光体ドラム８の表面部分の電位が０〜４００Ｖの範囲内で変化しても、定電圧電源装置１００の出力端子Ａの電圧は４００Ｖにコントロールされる。しかし、現像領域に存在する感光体ドラム８の表面部分の電位が４００Ｖを越えて、例えば１０００Ｖとなると、現像ローラ４に対して、感光体ドラム８から１０００Ｖの電圧が印加される場合がある。この場合、定電圧電源装置１００の出力端子Ａに印加される外部電圧１０００Ｖの方が、出力電圧４００Ｖよりも６００Ｖも高くなり、定電圧電源装置１００側から現像ローラ４に向かって出力端子Ａから流れ出す電流は「０」になる。このとき、定電圧制御回路１０１は、フィードバックされた電圧から、９９．９ＭΩの抵抗Ｒ１と、１００ｋΩの抵抗Ｒ２とで分圧した電圧が十分高いと判断する。この結果、定電圧制御回路１０１は、その出力電圧を低下させるべく、トランス１０２に流す電流を流れないようにする。しかし、この定電圧制御回路１０１の制御によりトランス１０２に流れる電流を「０」にしても、ダイオード１０４が存在するため、感光体ドラム８上における１０００Ｖになっている高電位部分の電荷は、トランス１０２を通ってグランドＧＮＤへ逃げることができない。従って、感光体ドラム８上における１０００Ｖになっている高電位部分の電荷は、現像ローラ４、出力端子Ａ、抵抗Ｒ３の経路を経て、出力端子Ｂからグランドに逃げることになる。しかし、この抵抗Ｒ３の抵抗値は７．５ＭΩと非常に高いため、感光体ドラム８上における１０００Ｖになっている高電位部分の電荷がグランドに逃げにくい。そのため、出力端子Ａの電位はなかなか４００Ｖまで落ち込まず、大きく上昇した出力電圧を規定範囲に迅速に戻すことができないという問題があった。
【０００７】
なお、仮に、上記特許文献１の電源装置を現像バイアスの印加に利用した場合、上記帯電高電圧発生回路の出力端子に印加される外部電圧１０００Ｖが高周波数のものであれば、高周波ノイズに対しては低インピーダンスであるノイズバイパスコンデンサからグランドに逃がすことはできる。なお、図１２に示した定電圧電源装置１００においても、外部電圧１０００Ｖが高周波数であれば、コンデンサ１０３がノイズバイパスコンデンサとして機能し、その高周波ノイズをグランドに逃がすことが可能である。しかし、このようなノイズバイパスコンデンサは、低周波ノイズに対しては高インピーダンスとなる。そのため、その出力端子に印加される外部電圧１０００Ｖが低周波数であると、やはり、感光体ドラム８上における１０００Ｖになっている高電位部分の電荷をグランドに逃がしにくいため、上記問題が発生する。
【０００８】
以上の説明では、現像ローラ４に現像バイアスを印加する定電圧電源装置を例に挙げて説明したが、外部電圧により大きく上昇した出力電圧を規定範囲に迅速に戻すことができないという問題は、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されるおそれがあるものにおいて共通の問題である。
【０００９】
本発明は、上記問題に鑑みなされたものであり、その目的とするところは、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されて大きく上昇した出力電圧を迅速に規定範囲内に戻し、安定した定電圧制御が可能な定電圧電源装置、現像装置及び画像形成装置を提供することである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項１の発明は、出力端子から出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きに電流が流れるように整流する整流手段と、上記出力電圧の絶対値が規定範囲内に維持されるように該整流手段に流れる電流を制御する定電圧制御手段とを備えた定電圧電源装置において、上記出力端子とグランドとの間を電流が流れない非導通状態と、該出力端子と該グランドとの間を電流が流れる導通状態とに切り替わるスイッチング手段と、上記出力電圧の絶対値が規定値を上回るまでは、該スイッチング手段を非導通状態にし、上記出力電圧の絶対値が規定値を上回ったときには、該出力電圧の絶対値が許容値を下回るまで、該スイッチング手段を導通状態にする制御手段とを設けたことを特徴とするものである。
また、請求項２の発明は、出力端子から出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きに電流が流れるように整流する整流手段と、上記出力電圧の絶対値が規定範囲内に維持されるように該整流手段に流れる電流を制御する定電圧制御手段とを備えた定電圧電源装置において、一定時間内に上記出力端子とグランドとの間を流れる電流量の平均値を変更する電流量変更手段と、上記出力電圧の絶対値が規定値を上回ったときから該出力電圧の絶対値が許容値を下回るまでの間における該一定時間内に流れる電流量の平均値が、該出力電圧の絶対値が該規定値を上回るまでの間の該一定時間内に流れる電流量の平均値よりも高くなるように、該電流量変更手段を制御する制御手段とを設けたことを特徴とするものである。
また、請求項３の発明は、請求項２の定電圧電源装置において、上記電流量変更手段として、上記一定時間内に少なくとも１回は、上記出力端子とグランドとの間を電流が流れない非導通状態と、該出力端子と該グランドとの間を電流が流れる導通状態とに切り替わるスイッチング手段を用い、上記制御手段は、該一定期間内における該スイッチング手段の導通状態時間の長さを変更する制御を行うことを特徴とするものである。
また、請求項４の発明は、請求項３の定電圧電源装置において、上記定電圧制御手段は、上記出力電圧の絶対値に応じてパルス幅変調を行う制御部から出力されるパルス信号により上記整流手段に流れる電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するものであり、上記一定時間は、該パルス信号のパルス周期に相当する期間であり、上記制御手段は、該パルス信号により上記スイッチング手段の制御を行うものであることを特徴とするものである。
また、請求項５の発明は、現像剤を担持して搬送する現像剤担持体と、該現像剤担持体に対して現像バイアスを印加するための定電圧電源装置とを有する現像装置において、上記定電圧電源装置として、請求項１、２、３又は４の定電圧電源装置を用いたことを特徴とするものである。
また、請求項６の発明は、像担持体と、該像担持体上に静電潜像を形成するための潜像形成手段と、該潜像形成手段により該像担持体上に形成された静電潜像を現像剤で現像する現像手段とを有する画像形成装置において、上記現像手段として、請求項５の現像装置を用いたことを特徴とするものである。
【００１１】
請求項１乃至４の電源装置、請求項５の現像装置及び請求項６の画像形成装置は、出力端子から出力される出力電圧の絶対値が規定範囲内に維持されるように制御する定電圧制御手段を備えている。また、出力端子から出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きに電流が流れるように整流する整流手段も備えている。定電圧制御手段は、例えば、出力電圧の絶対値が規定範囲を下回るときには出力電圧の絶対値が上昇するように整流手段に電流を流がし、出力電圧の絶対値が規定範囲を上回るときには整流手段に電流を流がさないようにして、定電圧制御を行う。このような構成においては、出力端子に上記規定範囲を上回る絶対値をもった外部電圧が印加されたとき、大きく上昇した出力端子の電位の絶対値を落とすべく、出力端子とグランドとの間で電流が流れようとする。しかし、このときに流れる電流の向きは、出力端子から出力される出力電圧の絶対値を下降させる向きであるため、この電流は整流手段に流れることはない。一方、この電流が流れるように、図１２に示した従来装置のように出力端子とグランドとの間を抵抗Ｒ３で接続する場合、その抵抗Ｒ３には出力電圧を確保するために高い抵抗値をもったものを用いる必要がある。よって、このような抵抗Ｒ３を設けても、大きく上昇した出力端子の電位の絶対値を落とすべく流れようとする電流は流れにくく、大きく上昇した出力端子の電位の絶対値を速やかに落とすことはできない。
そこで、請求項１の定電圧電源装置は、出力端子とグランドとの間を電流が流れない非導通状態と、出力端子とグランドとの間を電流が流れる導通状態とに切り替わるスイッチング手段を備えている。このスイッチング手段は、出力電圧の絶対値が規定値を上回るまでは非導通状態となる。このとき、出力端子はグランドから電気的に浮いた状態（開放状態）となり、その出力端子の出力電圧は、上記定電圧制御手段により規定範囲内に維持されるように制御される。一方、出力電圧の絶対値が規定値を上回ったときには、出力電圧の絶対値が許容値を下回るまで、スイッチング手段は導通状態になる。このようなスイッチング手段を用いれば、導通状態時の出力端子とグランドとの間の抵抗値は、図１２に示した抵抗Ｒ３のように出力電圧を確保するために高い抵抗値とする必要がなく、ずっと小さなものとすることができる。したがって、出力端子に規定値を上回る絶対値をもった外部電圧が印加されたときに流れる電流は、導通状態となったスイッチング手段を介して出力端子とグランドとの間に大量に流れ、出力電圧は急激に０Ｖに近づく。そして、その出力電圧の絶対値が許容値を下回ったとき、スイッチング手段は再び非導通状態となり、定電圧制御手段による定電圧制御が可能な状態になる。このような動作により、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されて出力電圧が大きく上昇したとしても、その出力電圧を迅速に降下させることができる。
また、請求項２の定電圧電源装置においては、一定時間内に出力端子とグランドとの間を流れる電流量の平均値を変更する電流量変更手段を備えている。この電流量変更手段としては、例えば、一定時間内に少なくとも１回は出力端子とグランドとの間を導通状態と非導通状態とに切り替わるスイッチング手段を利用することができる。この場合、一定時間内における導通状態時間の長さを変更することで、その一定時間内における電流量の平均値を変更することができる。電流量変更手段は、出力電圧の絶対値が規定値を上回ったときから許容値を下回るまでの間における上記平均値が、出力電圧の絶対値がその規定値を上回るまでの間における上記平均値よりも高くなるように制御される。すなわち、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されて出力電圧が出力電圧の絶対値が規定値を越えた場合、その出力電圧が許容値まで落ちるまでの上記一定時間内に流れる電流量の平均値は、定電圧制御手段による通常の定電圧制御時における上記一定時間内に流れる電流量の平均値よりも高くなる。したがって、定電圧制御手段による定電圧制御が困難となる規定値を上回る絶対値をもった外部電圧が出力端子に印加されたときに流れる電流は、定電圧制御手段による定電圧制御時よりも多く出力端子とグランドとの間を流れる。このような動作により、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されて出力電圧が大きく上昇したとしても、その出力電圧を定電圧制御手段による定電圧制御時よりも速やかに降下させることができる。
なお、上記規定値は、定電圧制御手段によっては出力電圧の絶対値を迅速に規定範囲内まで降下させることが困難となるようなその絶対値に設定されるが、定電圧制御手段による定電圧制御を妨げないよう、少なくとも規定範囲の上限値以上であればよい。また、上記許容値は、出力電圧の絶対値を定電圧制御手段によって十分に規定範囲に保持できる程度のその絶対値に設定されるが、定電圧制御手段による定電圧制御を妨げないように規定範囲内に設定するのが望ましい。これらの規定値及び許容値は互いに同じ値を用いてもよく、例えば規定値及び許容値を規定範囲の上限値に設定するようにしてもよい。
【００１２】
【発明の実施の形態】
〔実施形態１〕
以下、本発明を、電子写真方式の画像形成装置に適用した一実施形態（以下、本実施形態を「実施形態１」という。）について説明する。
図２は、本実施形態１における画像形成装置の概略構成図である。この画像形成装置は、キャリア液中にトナーを分散させた液体現像剤１を用いて現像を行うものである。液体現像剤１は、図示しない濃度調整部において剤濃度（トナー濃度）が調整された後、現像装置である現像ユニット２の現像液タンク３の底方の現像液貯留部３ａに、図示しない現像液補給口を通して流入されて貯留される。この現像液貯留部３ａに貯留される液体現像剤１の液量は、その消費分に相当する量の補給用現像液が、図示しない現像液補給ボトルより随時補給されることによりほぼ一定に保たれるようになっている。
【００１３】
上記現像ユニット２の現像液タンク３内には、現像剤担持体としての現像ローラ４、及び、現像ローラ４に液体現像剤１を塗布しながら供給する塗布ローラ５が、それぞれ回転自在に配設されている。塗布ローラ５は、現像液貯留部３ａに貯留された液体現像剤１中に、その外周面の一部が浸かるように配置されている。また、塗布ローラ５は、図示しない塗布ローラモータにより、図２において矢印方向に回転駆動される。この塗布ローラ５の回転によって、塗布ローラ５の回転速度及び液体現像剤１の粘度等に依存した条件で、現像液貯留部３ａに貯留された液体現像剤１が、塗布ローラ５の周面に付着されて汲み上げられる。
【００１４】
この塗布ローラ５により汲み上げられた液体現像剤１は、塗布ローラ５に接触または近接する計量部材または規制部材６で、狙いの塗布厚に調整された後、現像ローラ４の周面に薄層状に塗布される。これにより、現像ローラ４の表面に、所定の層厚の現像剤薄層が形成される。この現像剤薄層の層厚は、感光体ドラム８に付着するトナー分が記録媒体である転写紙１３に転写された際に、充分な画像濃度が得られる層厚に形成される。
【００１５】
現像ローラ４は、感光体ドラム８の表面に近接するように対向配置されることによって、感光体ドラム８との対向部位に現像領域を形成している。感光体ドラム８は、図示しない駆動系を介して、図２において矢印方向に所定の速度で回転駆動される。感光体ドラム８の表面は、一様帯電手段である帯電ローラ９により例えば７００Ｖの一様な電位に帯電された後、潜像形成手段としての露光装置１０によって画像形成される画像パターンに応じて露光される。露光された部分は５０Ｖ程度まで電位が落とされ、この部分が静電潜像となる。
【００１６】
現像ローラ４は、感光体ドラム８の線速と同速で、図２において矢印方向に移動する。そして、この現像ローラ４の移動により、現像ローラ４の表面に形成された現像剤薄層が現像領域において感光体ドラム８の表面に接触する。このとき、現像ローラ４には後述する定電圧電源装置としての高圧電源装置３０によって４００Ｖの現像バイアスが印加され、現像領域に現像電界が形成される。この現像電界により、現像剤薄層中に含まれた固形分のトナーが、現像剤薄層のキャリア液中を移動し、感光体ドラム８の表面に形成された静電潜像に付着する。その結果、感光体ドラム８の表面に形成された静電潜像が、現像剤薄層中のトナーにより顕像化されて、感光体ドラム８の表面にトナー像が形成される。なお、感光体ドラム８側に移動することなく現像領域を通過した余剰の現像剤薄層は、現像ローラクリーニングブレード１１により現像ローラ４上から掻き落とされて、現像液貯留部３ａに回収される。
【００１７】
このようにしてトナー像が形成されると、感光体ドラム８の回転に同期し且つ所定のタイミングをとって、給紙カセット１２内の転写紙１３が、給紙ローラ１４及び分離ローラ１５の回転により、転写領域に向けて一枚だけ給紙される。この転写領域は、感光体ドラム８の表面に対して接離自在に配設された転写ローラ１６と感光体ドラム８とのニップで形成されている。そして、このニップを転写紙１３が通過することにより、転写領域の電界の作用によって、感光体ドラム８の表面に顕像化されたトナー像が転写紙１３上に転写される。そして、転写紙１３に転写されたトナー像が定着装置１７により定着された後、転写紙１３は、図示しない排紙ローラにより排紙トレイ上に排紙される。なお、転写領域において転写紙１３に転写されることなく感光体ドラム８の表面に残留したトナー像は、感光体ドラムクリーニングブレード２０により掻き落とされて、感光体ドラムクリーニング装置２１内に回収される。
【００１８】
次に、本発明の特徴部分である高圧電源装置３０の構成及び動作について説明する。なお、本実施形態１において記載する数値は、あくまでも説明を容易にすべく例示したものであり、その値に限定されるものではない。
図１は、本実施形態１における高圧電源装置３０の概略構成を示す回路図である。この高圧電源装置３０は、出力電圧の絶対値が規定範囲内に維持されるように制御する定電圧制御手段としての定電圧制御回路１０１を備えている。この定電圧制御回路１０１は、出力端子Ａの出力電圧の絶対値に応じてパルス幅変調を行うＰＷＭ制御部から出力されるＰＷＭ出力（パルス信号）を、スイッチング機能を有するバイポーラトランジスタＱ１のベース端子に入力することでトランジスタＱ１をＯＮ／ＯＦＦ制御する。これにより、トランス１０２の１次側に流れる電流を制御し、定電圧制御を行う。
また、高圧電源装置３０は、直流高圧用のトランス１０２、平滑用コンデンサ１０３、整流手段としてのダイオード１０４、２４Ｖの電圧供給源１０５なども備えている。トランス１０２の１次側に電流が流れると、トランス１０２の２次側にも電流が流れ、出力端子Ａから出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きにダイオード１０４を電流が流れる。また、トランス１０２の１次側に電流が流れないと、ダイオード１０４には出力端子Ａから出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きに電流が流れることはない。したがって、定電圧制御回路１０１は、ダイオード１０４を流れる電流を制御して定電圧制御を行うものである。
【００１９】
次に、定電圧制御回路１０１による定電圧制御の動作について説明する。
図３は、高圧電源装置３０を構成する回路の各部における電圧又は電流を示すグラフである。図示の各グラフは、出力端子Ａから出力される出力電圧、ＰＷＭ制御部に入力されるフィードバック電圧、ＰＷＭ制御部からトランジスタＱ１のベース端子に出力されるＰＷＭ出力、トランス１０２の１次側の電流、及び、抵抗Ｒ３を流れる電流をそれぞれ示している。
【００２０】
ＰＷＭ制御部から出力されるＰＷＭ出力がＨレベル（５Ｖ）のとき、トランジスタＱ１はＯＮ状態となり、トランジスタＱ１のエミッタ−コレクタ間が導通状態になる。よって、電圧供給源１０５から入力端子Ｃに電圧が印加されているときには、トランス１０２の１次側に電流が流れる。これによりトランス１０２の２次側に現れる電圧が出力端子Ａに印加される。このようにして出力端子Ａから出力される電圧（出力電圧）は、現像バイアスとして現像ローラ４に印加される。また、この出力電圧を９．９ＭΩの抵抗Ｒ１と１００ｋΩの抵抗Ｒ２とで分圧（約１／１００）したものが、定電圧制御回路１０１のＰＷＭ制御部にフィードバックされる。ＰＷＭ制御部は、このフィードバックされた電圧に応じて、１０μｓ周期をもつ基本パルスのパルス幅変調を行ってそのデューティ比を変更し、変調後のパルス信号をＰＷＭ出力としてトランジスタＱ１に入力する。ＰＷＭ制御部では、フィードバック電圧が所定の設定値より小さいときにはＰＷＭ出力のＨレベルの時間が長くなるようにパルス幅変調を行い、所定の設定値より大きいときにはＰＷＭ出力のＨレベルの時間が短くなるようにパルス幅変調を行う。これにより、フィードバック電圧が所定の設定値より小さいときには、ＰＷＭ出力の１サイクル中におけるトランジスターのＯＮ状態となる期間の割合が増え、所定の設定値より大きいときにはその割合が減ることになる。その結果、出力電圧は図示のように、３９７．５Ｖ以上４０２．５Ｖ以下の規定範囲内に定電圧制御される。
【００２１】
ここで、現像ローラ４に対して、感光体ドラム８から１０００Ｖの低周波電圧が印加された場合について説明する。なお、現像ローラ４自体の抵抗値は小さいので無視するものとする。
図４は、感光体ドラム８から１０００Ｖの電圧が現像ローラ４に印加されたときの高圧電源装置３０を構成する回路の各部における電圧又は電流を示すグラフである。感光体ドラム８から１０００Ｖの電圧が現像ローラ４に印加されると、出力端子Ａの出力電圧は、通常時よりも６００Ｖも引き上げられて１０００Ｖになる。このとき、ＰＷＭ制御部にフィードバックされる電圧も１０Ｖと高いものとなるため、ＰＷＭ制御部は、出力電圧を急激に低下させるべく、ＰＷＭ出力のＨレベルの時間が非常に短くなるようにパルス幅変調を行う。具体的には、通常の定電圧制御時では６μｓであったＨレベルの時間が１μｓとなるようにパルス幅変調を行う。そのため、ＰＷＭ出力の１サイクル中におけるトランジスタＱ１のＯＮ状態となる期間はほとんどなくなる。その結果、トランス１０２の１次側にはほとんど電流が流れない。このとき、感光体ドラム８上における１０００Ｖになっている高電位部分の電荷は、ダイオード１０４が存在するためにトランス１０２を通ってグランドＧＮＤへ逃げることができない。また、抵抗Ｒ１及び抵抗Ｒ２を通る経路もその合成抵抗値が１０ＭΩと高いため、この経路を経てグランドＧＮＤへ逃げることもできない。したがって、出力端子Ａの電位はなかなか４００Ｖまで落ち込まない。
【００２２】
そこで、本実施形態１では、ＰＷＭ出力の１サイクル中における出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れる電流量の平均値を変更する電流量変更手段を備えている。具体的には、この電流量変更手段は、出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を電流が流れない非導通状態と、出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を電流が流れる導通状態とに切り替わるスイッチング手段としてのバイポーラトランジスタＱ２によって構成されている。このトランジスタＱ２のコレクタ端子は、抵抗Ｒ３を介して出力端子Ａに接続されており、エミッタ端子は出力端子Ｂを介してグランドＧＮＤに接続されている。また、このトランジスタＱ２のベース端子は、ＮＯＴ回路３１を介してＰＷＭ制御部のＰＷＭ出力端子に接続されている。よって、トランジスタＱ２のベース端子には、ＰＷＭ出力がＨレベルのときにＬレベルが入力され、ＰＷＭ出力がＬレベルのときにＨレベルが入力される。すなわち、トランジスタＱ２は、定電圧制御回路１０１のトランジスタＱ１とは反対の動作を行うことになる。したがって、出力端子ＡとグランドＧＮＤとをつなぐ抵抗Ｒ３を流れる電流は、図３及び図４に示すように、トランス１０２に電流が流れるときには流れず、トランス１０２に電流が流れないときには流れることになる。
【００２３】
本実施形態１において、ＰＷＭ制御部のＰＷＭ出力がＬレベルのとき、出力端子Ａを流れる電流の経路は、１つは、出力端子Ａ、現像ローラ４、感光体ドラム８、グランドＧＮＤの経路αであり、もう１つは、出力端子Ａ、抵抗Ｒ３、トランジスタＱ２、グランドＧＮＤの経路βである。このうち、後者の経路βにおいて、通常の定電圧制御時では、図３に示すように、ＰＷＭ出力の１サイクル中におけるＯＮ状態の期間とＯＦＦ状態の期間の割合が２：３となるようにトランジスタＱ２がＯＮ／ＯＦＦ制御される。本実施形態１のように抵抗Ｒ３に８００ｋΩの抵抗値をもつものを用いた場合、１サイクル中に上記経路βを流れる電流量の平均値は、およそ０．２ｍＡ｛４００Ｖ／８００ｋΩ×（４／１０）｝となる。一方、感光体ドラム８から１０００Ｖの電圧が現像ローラ４に印加されたとき、トランジスタＱ２は、図４に示すように、ＰＷＭ出力の１サイクル中におけるＯＮ状態の期間とＯＦＦ状態の期間の割合が９：１となるようにＯＮ／ＯＦＦ制御される。よって、このときの１サイクル中に上記経路βを流れる電流量の平均値は、およそ１．１２５ｍＡ｛１０００Ｖ／８００ｋΩ×（９／１０）｝となる。
【００２４】
したがって、本実施形態１では、出力電圧が１０００Ｖまで引き上げられたときに、出力端子Ａから抵抗Ｒ３を介してグランドＧＮＤに流れる電流量の平均値（１．１２５ｍＡ）は、通常の定電圧制御時における電流量の平均値（０．２ｍＡ）よりも高くなる。よって、出力電圧が１０００Ｖまで引き上げられても、その出力電圧は速やかに４００Ｖに向かって落とされる。そして、規定範囲内まで落とされると、定電圧制御回路によって通常の定電圧制御が行われる。
なお、本実施形態１では、上記経路β上に設けられる抵抗Ｒ３として抵抗値が８００ｋΩのものを用いているが、この抵抗Ｒ３の抵抗値は、経路βによりどれだけの電流を吸収するかに応じて適宜設定する。
【００２５】
また、本実施形態１においては、定電圧制御回路１０１のトランジスタＱ１のＯＮ／ＯＦＦ動作とトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦ動作は互いに連動している。すなわち、出力電圧の絶対値が規定範囲を上回ってトランジスタＱ１がＯＦＦ状態となっているとき、トランジスタＱ２はＯＮ状態になっている。よって、本実施形態１によれば、通常の定電圧制御時においても、出力電圧の絶対値を降下させるスピードが高まるという効果が得られる。この結果、本実施形態１のようにＰＷＭ制御のパルス周期を１０μｓと短いものとすることが可能となり、より正確な定電圧制御が可能となる。
【００２６】
なお、本実施形態１では、トランジスタＱ２に定電圧制御回路１０１のトランジスタＱ１と同じＮＰＮ形のバイポーラトランジスタを用いているため、定電圧制御回路１０１からのＰＷＭ出力をＮＯＴ回路３１によって反転させてから、トランジスタＱ２のベース端子に入力する構成としている。しかし、図５に示すように、トランジスタＱ２の代わりに、ＰＮＰ形のバイポーラトランジスタを用いれば、ＮＯＴ回路３１が不要となる。
また、本実施形態１では、出力端子Ａからプラス極性の出力電圧を出力してプラス極性の現像バイアスを印加する場合について説明したが、出力端子Ａからマイナス極性の出力電圧を出力してマイナス極性の現像バイアスを印加する構成であっても、同様である。この場合、例えば、図６に示すような回路構成を採用することができる。
また、本実施形態１では、電流量変更手段を構成するスイッチング手段として、バイポーラトランジスタＱ２を用いる場合について説明したが、図７に示すように、トランジスタＱ２に代えて、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ４を利用しても同様の効果を得ることができる。
【００２７】
また、本実施形態１では、トランジスタＱ２を飽和領域で動作させてパルス信号によりＯＮ／ＯＦＦ制御を行う場合であったが、例えば、図８に示すように、定電圧制御回路１０１のＰＷＭ制御部に入力されるフィードバック電圧に応じてトランジスタＱ２を非飽和領域で動作させるようにしてもよい。この場合、パルス信号によってＯＮ／ＯＦＦ制御する場合に比べてリップルの少ない制御が可能となる。この場合、例えば図９に示すように、定電圧制御回路１０１とは独立してトランジスタＱ２を制御しても、同様にリップルの少ない制御を行うことが可能となる。しかし、このようにトランジスタＱ２を非飽和領域で動作させると、上記実施形態１のようにパルス信号によって動作させる場合に比べて電力損失が大きくなり、トランジスタＱ２の発熱量が増大する。よって、リップルと発熱とを比較考量してどちらの方式にするかは適宜選択するのが望ましい。
【００２８】
また、本実施形態では、現像装置の現像ローラ４を電圧出力対象部材とし、これに現像バイアスを印加する電源装置について説明したが、画像形成装置に設けられる帯電ローラ９、転写ローラ１６等を電圧出力対象部材とし、これに帯電バイアスや転写バイアス等を印加する電源装置にも同様に適用することができる。
また、本実施形態では、画像形成装置に設けられる電源装置について説明したが、外部電圧により本来の出力電圧が失われて出力電圧が変動するおそれのある電源装置であれば、どのような技術分野であっても適用することが可能である。また、本実施形態では、液体現像剤を用いた画像形成装置について説明したが、乾式現像剤を用いた画像形成装置でも同様である。
【００２９】
〔変形例〕
次に、上記実施形態１における高圧電源装置の変形例について説明する。上記実施形態１では、トランジスタＱ２をＯＮ／ＯＦＦ制御するための制御手段として、定電圧制御回路１０１のＰＷＭ制御部から出力されるＰＷＭ出力の反転信号を利用する場合について説明したが、本変形例では、定電圧制御回路１０１とは独立した専用の制御部を利用する。
【００３０】
図１０は、本変形例における高圧電源装置１３０の概略構成を示す回路図である。この高圧電源装置１３０は、トランジスタＱ２をＯＮ／ＯＦＦ制御するための制御手段として、定電圧制御回路１０１とは独立した専用の制御部１３２を備えている。この制御部としては、定電圧制御回路１０１のＰＷＭ制御部と同様に、出力端子Ａの出力電圧の絶対値に応じてパルス幅変調を行うものであってもよいが、本変形例では、出力電圧の絶対値が規定値を上回るまではトランジスタＱ２をＯＦＦ状態にし、出力電圧の絶対値が規定値を上回ったときにはその出力電圧の絶対値が許容値を下回るまでトランジスタＱ２をＯＮ状態にする制御信号を出力するものを用いている。
【００３１】
本変形例の制御部には、１又は２以上の比較回路によって構成されている。具体的に説明すると、制御部には、定電圧制御回路１０１のＰＷＭ制御部と同様に、出力電圧を９．９ＭΩの抵抗Ｒ１と１００ｋΩの抵抗Ｒ２とで分圧（約１／１００）したものがフィードバックされる。そして、そのフィードバックされた電圧と規定値とを比較し、そのフィードバック電圧が規定値を越えたとき、Ｈレベルの制御信号を出力する。このＨレベルの制御信号がトランジスタＱ２のベース端子に入力されると、トランジスタＱ２のエミッタ−コレクタ間が導通状態になる。その後、制御部は、フィードバック電圧が許容値を下回るまでＨレベルの制御信号を出力し続け、フィードバック電圧が許容値を下回ったとき、その制御信号はＬレベルに切り替わる。これにより、出力端子はグランドから電気的に浮いた状態（開放状態）となり、その出力端子の出力電圧は、定電圧制御回路１０１により規定範囲内に維持されるように制御される。
【００３２】
以上、本変形例によれば、定電圧制御回路１０１の動作とは無関係にトランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦ制御ができるので、上記規定値及び上記許容値の設定値の自由度を高めることができる。これにより、例えば、出力電圧が何Ｖ以上になったらトランジスタＱ２をＯＮ状態にして電流が流れるようにするか、出力電圧が何Ｖ以下まで落ちたらトランジスタＱ２をＯＦＦ状態にして通常の定電圧制御の状態に戻すかを、定電圧制御回路１０１の動作に依存することなく設定することができる。
【００３３】
〔実施形態２〕
次に、本発明を、５Ｖの低圧電源装置に適用した一実施形態（以下、本実施形態を「実施形態２」という。）について説明する。
図１１（ａ）は、従来の低圧電源装置２３０の概略構成を示す回路図である。図１１（ｂ）は、本実施形態２における低圧電源装置３３０の概略構成を示す回路図である。これらの低圧電源装置２３０，３３０は、出力端子Ａ，Ｂ間に５Ｖの定電圧を出力するドロッパー式の電源装置である。これらの低圧電源装置２３０，３３０では、定電圧制御手段として、ＰＷＭ制御部及びトランジスタＱ１を備えた定電圧制御回路１０１は用いず、ツェナーダイオード２３３を用いた定電圧制御回路２０１を用いる。また、低圧電源装置２３０，３３０は、整流手段としてのダイオード１０４、８Ｖの電圧供給源２０５なども備えている。このような低圧電源装置２３０，３３０は、入力端子Ｃ，Ｄ間の入力電圧が８Ｖから変動しても、定電圧制御回路２０１のトランジスタＱ５のベース電圧は、ツェナーダイオード２３３によって６．４Ｖの一定電圧に保たれる。このベース電圧は、ベース−エミッタ間で約０．６Ｖだけ電圧降下し、更にダイオード１０４で約０．８Ｖだけ電圧降下し、出力端子Ａに印加される。よって、出力端子Ａからは５Ｖの一定電圧が出力される。
【００３４】
ここで、出力端子Ａが外部からの過大な低周波電圧により５．５Ｖまで引き上げられたとする。このとき、図１１（ａ）に示す従来の低圧電源装置２３０では、出力端子Ａにおける電荷が、ダイオード１０４等が存在するために低圧電源装置３３０の内部回路経由ではグランドＧＮＤへ逃げることができない。したがって、出力端子Ａの電位はなかなか５Ｖまで落ち込まない。
【００３５】
一方、図１１（ｂ）に示す本実施形態２の低圧電源装置３３０においては、出力端子Ａが５．５Ｖに引き上げられても、トランジスタＱ２をＯＮ状態にして、上昇した出力電圧を速やかに規定範囲（５Ｖ）に戻すことができる。具体的に説明すると、まず、出力電圧が５Ｖであるとき、ＯＰアンプＱ６のプラス入力端子には５Ｖが印加される。一方、マイナス入力端子には４．９Ｖが入力されるようにボリュームＶＲが調整されている。抵抗Ｒ５及び抵抗Ｒ６の比率より、ＯＰアンプＱ６の増幅度は１０倍となっている。よって、ＯＰアンプＱ６の出力端子電圧は１Ｖ｛（５Ｖ−４．９Ｖ）×１０｝になる。このＯＰアンプＱ６の出力端子電圧は、トランジスタＱ２のベース端子に印加される。トランジスタＱ２のベース−エミッタ間では約０．６Ｖの電圧降下が生じるため、そのベース電流（抵抗Ｒ７に流れる電流）は、０．４ｍＡ｛（１Ｖ−０．６Ｖ）／１ｋΩ｝になる。その結果、電流増幅度が１００であるトランジスタＱ２においては、抵抗Ｒ４を流れる電流、すなわち、トランジスタＱ２を介して出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れる電流は、４０ｍＡと小さな電流しか流れない。
【００３６】
そして、出力端子Ｓに外部から５．５Ｖが印加されると、ＯＰアンプＱ６のプラス入力端子には、５．５Ｖが入力される。このとき、マイナス入力端子には４．９Ｖが入力されているので、ＯＰアンプの出力端子電圧は６Ｖ｛（５．５Ｖ−４．９Ｖ）×１０｝になる。そうすると、トランジスタＱ２のベース−エミッタ間では約０．６Ｖの電圧降下が生じる結果、そのベース電流（抵抗Ｒ７に流れる電流）は、５．４ｍＡ｛（６Ｖ−０．６Ｖ）／１ｋΩ｝になる。したがって、電流増幅度が１００であるトランジスタＱ２においては、抵抗Ｒ４を流れる電流は５４０ｍＡとなり、５Ｖの一定電圧時における４０ｍＡに比べて１０倍以上の大きい電流が、トランジスタＱ２を介して出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れることになる。この電流により、出力端子は急速に５Ｖに向かって低下する。なお、本実施形態２において記載した数値は、あくまでも説明を容易にすべく例示したものであり、その値に限定されるものではない。
【００３７】
以上、上記実施形態１及び上記実施形態２における定電圧電源装置３０，１３０，３３０は、出力端子Ａから出力される出力電圧の絶対値を上昇させる向きに電流が流れるように整流する整流手段としてのダイオード１０４を備えている。また、出力電圧の絶対値が上記実施形態１では３９７．５Ｖ以上４０２．５Ｖ以下、上記実施形態２では５Ｖの規定範囲内に維持されるようにダイオード１０４に流れる電流を制御する定電圧制御手段としての定電圧制御回路１０１，２０１を備えている。
そして、上記変形例１で説明した電源装置１３０においては、出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を電流が流れない非導通状態であるＯＦＦ状態と、出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を電流が流れる導通状態であるＯＮ状態とに切り替わるスイッチング手段としてのトランジスタＱ２を備えている。このトランジスタＱ２は、制御手段としての制御部１３２により、出力電圧の絶対値が４０２．５Ｖ以上で適宜設定される規定値を上回るまではＯＦＦ状態にし、出力電圧の絶対値がその規定値を上回ったときには出力電圧の絶対値が４００Ｖ周辺で適宜設定される許容値を下回るまではＯＮ状態となる。したがって、出力端子Ａに規定値を上回る絶対値をもった外部電圧が印加されたときに流れる電流は、ＯＮ状態となったトランジスタＱ２を介して出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間に大量に流れ、出力電圧は急激に０Ｖに近づく。そして、その出力電圧の絶対値が許容値を下回ったとき、トランジスタＱ２は再びＯＦＦ状態となり、定電圧制御回路１０１による定電圧制御が可能な状態になる。このような動作により、出力端子Ａに感光体ドラムから例えば１０００Ｖという過大な低周波電圧が印加され、出力電圧が大きく上昇したとしても、その出力電圧を迅速に４００Ｖに向かって降下させることができる。
一方、上記実施形態１の電源装置３０においては、ＰＷＭ制御のパルス周期に相当する時間である一定時間内に、出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れる電流量の平均値を変更する電流量変更手段としてトランジスタＱ２を備えている。このトランジスタＱ２は、制御手段としてのＰＷＭ制御部により、パルス幅変調されたＰＷＭ出力に応じて、出力電圧の絶対値が規定値である４０２．５Ｖを上回ったときから出力電圧の絶対値が許容値である３９７．５Ｖを下回るまでの間における上記一定時間内に流れる電流量の平均値が、出力電圧の絶対値がその規定値を上回るまでの間の上記一定時間内に流れる電流量の平均値よりも高くなるように制御されている。これにより、定電圧制御回路１０１による定電圧制御が困難となる規定値を大きく上回る絶対値をもった外部電圧が出力端子Ａに印加されたときに流れる電流は、定電圧制御回路１０１による定電圧制御時よりも多く出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れることになる。このような動作により、出力端子Ａに感光体ドラムから例えば１０００Ｖという過大な低周波電圧が印加され、出力電圧が大きく上昇したとしても、その出力電圧を迅速に４００Ｖに向かって降下させることができる。この効果は、上記実施形態２の電源装置３３０でも同様に得ることができる。すなわち、電源装置３３０は、一定時間内に出力端子ＡとグランドＧＮＤとの間を流れる電流量の平均値を変更する電流量変更手段として、上記実施形態と同様にトランジスタＱ２を備えている。そして、このトランジスタＱ２は、制御手段としてのＯＰアンプＱ６により、その出力端子電圧値の変化に応じて、出力電圧の絶対値が規定値である５Ｖを上回ったときから出力電圧の絶対値が許容値である５Ｖを下回るまでの間における電流量の平均値が、出力電圧の絶対値がその規定値を上回るまですなわち出力電圧の絶対値が５Ｖの間における電流量の平均値よりも高くなるように制御されている。これにより、上記実施形態１の場合と同様に、出力端子Ａに例えば５．５Ｖという過大な低周波電圧が印加され、出力電圧が大きく上昇したとしても、その出力電圧迅速に５Ｖに向かって降下させることができる。
特に、上記実施形態１のように、上記トランジスタＱ２のように、上記一定時間内に少なくとも１回はＯＮ状態とＯＦＦ状態とに切り替わるスイッチング手段を用い、かつ、その一定期間内におけるトランジスタＱ２のＯＮ状態時間の長さを変更するように制御するものであれば、ＰＷＭ制御を利用してトランジスタＱ２を動作させることが可能となる。
また、上記定電圧制御回路１０１を、出力電圧の絶対値に応じてパルス幅変調を行う制御部としてのＰＷＭ制御部から出力されるパルス信号であるＰＷＭ出力によりダイオード１０４に流れる電流をＯＮ／ＯＦＦ制御するものし、上記一定時間がそのＰＷＭ出力のパルス周期に相当する期間とし、そのＰＷＭ出力によりトランジスタＱ２の制御を行えば、ＰＷＭ制御を利用した一般的な定電圧電源装置のＰＷＭ出力を利用してトランジスタＱ２を動作させることができる。よって、トランジスタＱ２のＯＮ／ＯＦＦ制御を行う独立した専用の制御手段を設ける必要がなくなり、低コスト化を図ることができる。
また、上記実施形態１の画像形成装置では、上述した効果を有する電源装置３０，１３０を、現像剤を担持して搬送する現像剤担持体としての現像ローラ４に対して現像バイアスを印加するための定電圧電源装置として用いている現像装置としての現像ユニット２を備えている。また、上記実施形態２の電源装置３３０と同様の構成を有する電源装置も同様に用いることは可能である。よって、感光体ドラム８から例えば１０００Ｖという過大な低周波電圧が現像ローラ４に印加された場合であっても、現像ローラ４の電圧を速やかに通常の４００Ｖまで落とすことができ、現像バイアスを安定化することができる。
【００３８】
【発明の効果】
請求項１乃至６の発明によれば、出力端子に外部から過大な低周波電圧が印加されて大きく上昇した出力電圧を迅速に規定範囲内に戻し、安定した定電圧制御が可能となるという優れた効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施形態１に係る画像形成装置に設けられる現像装置の現像ローラに現像バイアスを印加する高圧電源装置の概略構成を示す回路図。
【図２】同画像形成装置の概略構成図。
【図３】同高圧電源装置を構成する回路の各部における電圧又は電流を示すグラフ。
【図４】感光体ドラムから１０００Ｖの電圧が現像ローラに印加されたときの同高圧電源装置を構成する回路の各部における電圧又は電流を示すグラフ。
【図５】定電圧制御回路のトランジスタと異なるＰＮＰ形のバイポーラトランジスタを利用した高圧電源装置の構成を示す回路図。
【図６】マイナス極性の現像バイアスを印加する場合の高圧電源装置の構成の一例を示す回路図。
【図７】バイポーラトランジスタの代わりにＦＥＴを利用した高圧電源装置の構成を示す回路図。
【図８】トランジスタを非飽和領域で動作させる高圧電源装置の構成の一例を示す回路図。
【図９】トランジスタを非飽和領域で動作させる高圧電源装置の構成の他例を示す回路図。
【図１０】変形例１における高圧電源装置の概略構成を示す回路図。
【図１１】（ａ）は、従来の低圧電源装置の概略構成を示す回路図。
（ｂ）は、実施形態２における低圧電源装置の概略構成を示す回路図。
【図１２】従来の高圧電源装置の一例を示す回路図。
【符号の説明】
１液体現像剤
２現像ユニット
４現像ローラ
５塗布ローラ
８感光体ドラム
９帯電ローラ
１０露光装置
１６転写ローラ
１７定着装置
３０，１３０高圧電源装置
１０１，２０１定電圧制御回路
１０４ダイオード
１０５，２０５電圧供給源
１３２制御部
２３３ツェナーダイオード
２３０，３３０低圧電源装置
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５トランジスタ
Ｑ６ＯＰアンプ
ＶＲボリューム[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant voltage power supply device controlled such that an absolute value of an output voltage from an output terminal is maintained within a specified range, a developing device including the constant voltage power supply device, and a copying device including the developing device. The present invention relates to an image forming apparatus such as a printer, a printer, and a facsimile.
[0002]
[Prior art]
As this type of image forming apparatus, an electrophotographic image forming apparatus is known. In this image forming apparatus, for example, the surface of a latent image carrier such as a photoreceptor is uniformly charged, and then the potential of a portion of the uniformly charged surface of the latent image carrier where toner is not adhered is reduced to 0V. An electrostatic latent image is formed by approaching. When the electrostatic latent image is developed (visualized), the developer carried on a developer carrier such as a developing roller is transported to a development area where the developer carrier and the latent image carrier are opposed to each other. I do. Then, a developing electric field is formed in this developing area, and the toner in the developer carried on the developer carrying member is attached to the electrostatic latent image on the latent image carrying member, so that the latent image is carried on the latent image carrying member. Form a toner image. In such an image forming apparatus, at the time of development, it has the same polarity as the charged potential of the uniformly charged latent image carrier surface, has an absolute value smaller than the charged potential, and has the potential of the electrostatic latent image portion. A larger developing bias is applied to the developer carrier. In this configuration, a toner charged to a polarity opposite to the charging potential is used. Therefore, in the developing area, the toner in the developer on the developer carrying member exerts an attractive force (electrostatic force) to an electrostatic latent image portion (potential close to 1000 V) serving as an image portion on the latent image carrying member. Thus, a repulsive force (electrostatic force) acts on an electrostatic latent image portion (a potential close to 0 V) which is a non-image portion. As a result, the toner in the developer can be selectively attached only to the electrostatic latent image portion serving as an image portion on the surface of the latent image carrier.
[0003]
FIG. 12 is a circuit diagram showing a schematic configuration of a conventional constant voltage power supply for applying a developing bias to a developer carrier. The constant voltage power supply device 100 includes a constant voltage control circuit 101 that performs constant voltage control so as to maintain an output voltage generated between the output terminals A and B of the constant voltage power supply device 100 within a specified range. . The constant voltage power supply 100 also includes a DC high voltage transformer 102, a rectifying capacitor 103, a diode 104, and the like. When the voltage divided by the resistor R1 of 99.9 MΩ and the resistor R2 of 100 kΩ is fed back, for example, the constant voltage control circuit 101 uses a pulse signal that has been subjected to pulse width modulation in accordance with this voltage to generate a transformer. A device that performs PWM control for ON / OFF control of a current flowing to the primary side of the power supply 102 can be used. The output terminal A is directly connected to the developing roller 4 which is a developer carrying member as a voltage output target member, and the output terminal B is grounded. With such a configuration, a DC voltage of 400 V generated by the constant voltage power supply device 100 is applied as a developing bias to the developing roller 4 connected to the output terminal A.
[0004]
Patent Document 1 discloses a power supply device including a charging high voltage generating circuit for applying a charging bias to a charging roller for uniformly charging a photosensitive drum. In this power supply device, the output terminal of the charging high voltage generation circuit is connected to a charging roller. In this power supply device, a capacitor called a noise bypass capacitor is arranged between its output terminal and ground. According to this power supply device, even if high-frequency noise is externally applied to the output terminal of the charging high-voltage generation circuit, the high-frequency noise can escape from the noise bypass capacitor to the ground.
[0005]
[Patent Document 1]
JP-A-10-28328
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
According to the conventional constant voltage power supply device 100 shown in FIG. 12, even if the potential of the surface portion of the photosensitive drum 8 existing in the developing area changes within the range of 0 to 400 V, the output of the constant voltage power supply device 100 The voltage at terminal A is controlled at 400V. However, when the potential of the surface portion of the photosensitive drum 8 existing in the developing area exceeds 400 V and becomes, for example, 1000 V, a voltage of 1000 V may be applied to the developing roller 4 from the photosensitive drum 8. In this case, the external voltage of 1000 V applied to the output terminal A of the constant voltage power supply 100 is 600 V higher than the output voltage of 400 V, and the output voltage A is applied from the constant voltage power supply 100 toward the developing roller 4 from the output terminal A. The current flowing out is “0”. At this time, the constant voltage control circuit 101 determines from the feedback voltage that the voltage divided by the 99.9 MΩ resistor R1 and the 100 kΩ resistor R2 is sufficiently high. As a result, the constant voltage control circuit 101 prevents the current flowing through the transformer 102 from flowing in order to reduce the output voltage. However, even if the current flowing through the transformer 102 is set to “0” under the control of the constant voltage control circuit 101, the charge of the high potential portion of 1000 V on the photosensitive drum 8 on the photosensitive drum 8 is reduced due to the presence of the diode 104. It cannot escape to ground GND through 102. Therefore, the electric charge of the high potential portion of 1000 V on the photosensitive drum 8 escapes from the output terminal B to the ground via the path of the developing roller 4, the output terminal A, and the resistor R3. However, since the resistance value of the resistor R3 is as high as 7.5 MΩ, the electric charge in the high potential portion of 1000 V on the photosensitive drum 8 hardly escapes to the ground. Therefore, there is a problem that the potential of the output terminal A does not readily drop to 400 V, and the output voltage that has greatly increased cannot be quickly returned to the specified range.
[0007]
If the power supply device of Patent Document 1 is used for application of a developing bias, if the external voltage 1000 V applied to the output terminal of the charging high voltage generation circuit has a high frequency, the power supply device is not affected by high frequency noise. In this case, the noise can be released from the low impedance noise bypass capacitor to the ground. In the constant voltage power supply device 100 shown in FIG. 12 as well, if the external voltage 1000 V is a high frequency, the capacitor 103 functions as a noise bypass capacitor, and the high frequency noise can be released to the ground. However, such a noise bypass capacitor has a high impedance with respect to low-frequency noise. Therefore, if the external voltage of 1000 V applied to the output terminal has a low frequency, the charge of the high potential portion of 1000 V on the photosensitive drum 8 is hardly released to the ground, so that the above problem occurs.
[0008]
In the above description, the constant voltage power supply for applying the developing bias to the developing roller 4 has been described as an example. However, the problem that the output voltage greatly increased by the external voltage cannot be quickly returned to the specified range is a problem. This is a common problem in a case where an excessively low frequency voltage may be applied to the terminal from the outside.
[0009]
The present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to return an output voltage, which has been greatly increased due to an excessively low frequency voltage applied to an output terminal from an external terminal, to be quickly returned to a specified range, thereby achieving stable operation. It is an object of the present invention to provide a constant voltage power supply, a developing device, and an image forming apparatus capable of performing constant voltage control.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a first aspect of the present invention provides a rectifier for rectifying a current so as to flow in a direction to increase an absolute value of an output voltage output from an output terminal; A constant voltage control device for controlling a current flowing through the rectifier so as to be maintained within the range, wherein a non-conductive state in which no current flows between the output terminal and the ground; A switching means for switching to a conductive state in which a current flows between the output terminal and the ground; and a non-conductive state until the absolute value of the output voltage exceeds a specified value, and the absolute value of the output voltage. And control means for turning on the switching means when the absolute value of the output voltage falls below a permissible value.
According to a second aspect of the present invention, there is provided a rectifier for rectifying a current so as to flow in a direction for increasing an absolute value of an output voltage output from an output terminal, and the absolute value of the output voltage is maintained within a specified range. In the constant voltage power supply device having the constant voltage control means for controlling the current flowing through the rectifier means, the current amount changing means for changing the average value of the current amount flowing between the output terminal and the ground within a certain time period Means, the average value of the amount of current flowing within the fixed time from when the absolute value of the output voltage exceeds a specified value to when the absolute value of the output voltage falls below an allowable value, Control means for controlling the current amount changing means so as to be higher than the average value of the current amount flowing within the fixed time until the value exceeds the specified value. is there.
According to a third aspect of the present invention, in the constant voltage power supply device of the second aspect, the current amount changing means does not allow a current to flow between the output terminal and the ground at least once within the predetermined time. Using switching means for switching between a conduction state and a conduction state in which a current flows between the output terminal and the ground, the control means changes the length of the conduction state time of the switching means within the certain period. It is characterized by performing control.
According to a fourth aspect of the present invention, in the constant voltage power supply device according to the third aspect, the constant voltage control means uses a pulse signal output from a control unit that performs pulse width modulation according to an absolute value of the output voltage. The constant time is a period corresponding to a pulse cycle of the pulse signal, and the control means controls the switching means by the pulse signal. It is characterized by being.
According to a fifth aspect of the present invention, there is provided a developing device having a developer carrier for carrying and transporting the developer, and a constant voltage power supply for applying a developing bias to the developer carrier. As the constant voltage power supply, the constant voltage power supply according to claim 1, 2, 3, or 4 is used.
According to a sixth aspect of the present invention, there is provided an image carrier, a latent image forming means for forming an electrostatic latent image on the image carrier, and a latent image forming means formed on the image carrier by the latent image forming means. An image forming apparatus having a developing unit for developing an electrostatic latent image with a developer, wherein the developing device according to claim 5 is used as the developing unit.
[0011]
The power supply device according to any one of claims 1 to 4, the developing device according to claim 5, and the image forming device according to claim 6, wherein a constant voltage for controlling the absolute value of the output voltage output from the output terminal to be kept within a specified range. It has control means. Also provided is a rectifier for rectifying the current so that the current flows in a direction to increase the absolute value of the output voltage output from the output terminal. The constant voltage control means, for example, causes a current to flow through the rectifying means so that the absolute value of the output voltage increases when the absolute value of the output voltage falls below the specified range, and rectifies when the absolute value of the output voltage exceeds the specified range. The constant voltage control is performed so that no current flows through the means. In such a configuration, when an external voltage having an absolute value exceeding the above specified range is applied to the output terminal, the external terminal is connected between the output terminal and the ground in order to reduce the absolute value of the potential of the output terminal that has greatly increased. Current is about to flow. However, since the direction of the current flowing at this time is a direction for decreasing the absolute value of the output voltage output from the output terminal, this current does not flow to the rectifier. On the other hand, when the output terminal and the ground are connected by a resistor R3 so that this current flows as in the conventional device shown in FIG. 12, a high resistance value is required for the resistor R3 in order to secure an output voltage. It is necessary to use what you have. Therefore, even if such a resistor R3 is provided, it is difficult for a current to flow to reduce the absolute value of the potential of the output terminal that has greatly increased, and it is difficult to quickly reduce the absolute value of the potential of the output terminal that has greatly increased. Can not.
Therefore, the constant voltage power supply according to claim 1 includes switching means that switches between a non-conductive state in which no current flows between the output terminal and the ground, and a conductive state in which a current flows between the output terminal and the ground. I have. This switching means is non-conductive until the absolute value of the output voltage exceeds a specified value. At this time, the output terminal is in an electrically floating state (open state) from the ground, and the output voltage of the output terminal is controlled by the constant voltage control means so as to be maintained within a specified range. On the other hand, when the absolute value of the output voltage exceeds the specified value, the switching means is turned on until the absolute value of the output voltage falls below the allowable value. When such a switching means is used, the resistance between the output terminal and the ground in the conductive state does not need to be a high resistance to secure the output voltage as in the case of the resistor R3 shown in FIG. , Can be much smaller. Accordingly, a large amount of current flows when an external voltage having an absolute value exceeding the specified value is applied to the output terminal, flows between the output terminal and the ground via the switching means that has become conductive, and the output voltage Rapidly approaches 0V. Then, when the absolute value of the output voltage falls below the allowable value, the switching means is turned off again, and the constant voltage control means can perform constant voltage control. By such an operation, even if an excessively low frequency voltage is applied to the output terminal from the outside and the output voltage is largely increased, the output voltage can be rapidly decreased.
Further, the constant voltage power supply device of the second aspect is provided with a current amount changing means for changing an average value of an amount of current flowing between the output terminal and the ground within a predetermined time. As the current amount changing means, for example, a switching means for switching between an output terminal and a ground between a conductive state and a non-conductive state at least once within a certain time can be used. In this case, by changing the length of the conduction state time within a certain time, the average value of the current amount within the certain time can be changed. The current amount changing means is configured to calculate the average value between the time when the absolute value of the output voltage exceeds a specified value and the time when the absolute value of the output voltage exceeds the specified value. Is controlled to be higher than That is, when an excessively low frequency voltage is applied to the output terminal from the outside and the absolute value of the output voltage exceeds a specified value, the amount of current flowing within the above-mentioned fixed time until the output voltage falls to an allowable value. Is higher than the average value of the amount of current flowing within the above-mentioned fixed time during normal constant voltage control by the constant voltage control means. Therefore, the current flowing when an external voltage having an absolute value exceeding a specified value that makes it difficult to control the constant voltage by the constant voltage control means is applied to the output terminal is larger than that during the constant voltage control by the constant voltage control means. It flows between the output terminal and the ground. With such an operation, even if an excessively low frequency voltage is applied to the output terminal from the outside and the output voltage rises significantly, the output voltage can be reduced more quickly than at the time of constant voltage control by the constant voltage control means. it can.
The specified value is set to an absolute value that makes it difficult to quickly lower the absolute value of the output voltage to within the specified range depending on the constant voltage control means. At least the upper limit of the specified range may be used so as not to hinder the control. The allowable value is set to such an absolute value that the absolute value of the output voltage can be sufficiently maintained in the specified range by the constant voltage control means, but is specified so as not to hinder the constant voltage control by the constant voltage control means. It is desirable to set within the range. The specified value and the allowable value may use the same value as each other. For example, the specified value and the allowable value may be set to the upper limit of a specified range.
[0012]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[Embodiment 1]
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to an electrophotographic image forming apparatus (hereinafter, this embodiment is referred to as “embodiment 1”) will be described.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram of the image forming apparatus according to the first embodiment. This image forming apparatus performs development using a liquid developer 1 in which a toner is dispersed in a carrier liquid. After the developer concentration (toner concentration) of the liquid developer 1 is adjusted by a concentration adjusting unit (not shown), the developing agent (not shown) is stored in a developing solution storage unit 3a at the bottom of the developing solution tank 3 of the developing unit 2 as a developing device. It flows in through the liquid supply port and is stored. The liquid amount of the liquid developer 1 stored in the developer storage section 3a is maintained substantially constant by replenishing a replenishing developer in an amount corresponding to the consumed amount from a developer replenishing bottle (not shown) as needed. It is designed to drip.
[0013]
In the developer tank 3 of the developing unit 2, a developing roller 4 as a developer carrying member and an application roller 5 for supplying the developing roller 4 while applying the liquid developer 1 are rotatably arranged. Have been. The application roller 5 is disposed so that a part of the outer peripheral surface is immersed in the liquid developer 1 stored in the developer storage section 3a. The application roller 5 is rotationally driven in the direction of the arrow in FIG. 2 by an application roller motor (not shown). By the rotation of the application roller 5, the liquid developer 1 stored in the developer storage unit 3 a is deposited on the peripheral surface of the application roller 5 under conditions depending on the rotation speed of the application roller 5, the viscosity of the liquid developer 1, and the like. It is attached and pumped up.
[0014]
The liquid developer 1 pumped up by the coating roller 5 is adjusted to a target coating thickness by a measuring member or a regulating member 6 in contact with or in proximity to the coating roller 5, and then a thin layer is formed on the peripheral surface of the developing roller 4. Applied. As a result, a thin developer layer having a predetermined thickness is formed on the surface of the developing roller 4. The layer thickness of the developer thin layer is such that a sufficient image density can be obtained when the toner attached to the photosensitive drum 8 is transferred to the transfer paper 13 as a recording medium.
[0015]
The developing roller 4 is opposed to the surface of the photosensitive drum 8 so as to form a developing region at a position facing the photosensitive drum 8. The photoconductor drum 8 is rotationally driven at a predetermined speed in a direction indicated by an arrow in FIG. 2 via a drive system (not shown). The surface of the photosensitive drum 8 is charged to a uniform potential of, for example, 700 V by a charging roller 9 serving as a uniform charging unit, and then is charged in accordance with an image pattern formed by an exposure device 10 serving as a latent image forming unit. Exposed. The potential of the exposed portion is reduced to about 50 V, and this portion becomes an electrostatic latent image.
[0016]
The developing roller 4 moves in the direction of the arrow in FIG. 2 at the same speed as the linear speed of the photosensitive drum 8. Then, due to the movement of the developing roller 4, the thin developer layer formed on the surface of the developing roller 4 comes into contact with the surface of the photosensitive drum 8 in the developing area. At this time, a developing bias of 400 V is applied to the developing roller 4 by a high voltage power supply device 30 as a constant voltage power supply device described later, and a developing electric field is formed in a developing region. Due to this developing electric field, the solid toner contained in the thin developer layer moves in the carrier liquid of the thin developer layer and adheres to the electrostatic latent image formed on the surface of the photosensitive drum 8. As a result, the electrostatic latent image formed on the surface of the photosensitive drum 8 is visualized by the toner in the thin developer layer, and a toner image is formed on the surface of the photosensitive drum 8. The surplus developer thin layer that has passed through the developing area without moving to the photosensitive drum 8 side is scraped off from the developing roller 4 by the developing roller cleaning blade 11, and is collected in the developing solution reservoir 3a. .
[0017]
When the toner image is thus formed, the transfer paper 13 in the paper feed cassette 12 is rotated by the rotation of the paper feed roller 14 and the separation roller 15 at a predetermined timing in synchronization with the rotation of the photosensitive drum 8. As a result, only one sheet is fed toward the transfer area. This transfer area is formed by a nip between the transfer roller 16 and the photosensitive drum 8 which are disposed so as to be able to freely contact and separate from the surface of the photosensitive drum 8. Then, when the transfer paper 13 passes through the nip, the toner image visualized on the surface of the photosensitive drum 8 is transferred onto the transfer paper 13 by the action of the electric field in the transfer area. After the toner image transferred to the transfer paper 13 is fixed by the fixing device 17, the transfer paper 13 is discharged onto a discharge tray by a discharge roller (not shown). The toner image remaining on the surface of the photoconductor drum 8 without being transferred to the transfer paper 13 in the transfer area is scraped off by the photoconductor drum cleaning blade 20 and collected in the photoconductor drum cleaning device 21. .
[0018]
Next, the configuration and operation of the high-voltage power supply 30 which is a feature of the present invention will be described. Note that the numerical values described in the first embodiment are merely examples for ease of explanation, and are not limited to the values.
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the high-voltage power supply device 30 according to the first embodiment. The high voltage power supply 30 includes a constant voltage control circuit 101 as constant voltage control means for controlling the absolute value of the output voltage to be maintained within a specified range. The constant voltage control circuit 101 converts a PWM output (pulse signal) output from a PWM control unit that performs pulse width modulation according to an absolute value of an output voltage of an output terminal A into a base terminal of a bipolar transistor Q1 having a switching function. To control ON / OFF of the transistor Q1. Thus, the current flowing on the primary side of the transformer 102 is controlled, and the constant voltage control is performed.
The high voltage power supply 30 also includes a DC high voltage transformer 102, a smoothing capacitor 103, a diode 104 as a rectifier, a 24V voltage supply source 105, and the like. When a current flows through the primary side of the transformer 102, a current also flows through the secondary side of the transformer 102, and a current flows through the diode 104 in a direction to increase the absolute value of the output voltage output from the output terminal A. If no current flows through the primary side of the transformer 102, no current flows through the diode 104 in a direction to increase the absolute value of the output voltage output from the output terminal A. Therefore, the constant voltage control circuit 101 performs constant voltage control by controlling the current flowing through the diode 104.
[0019]
Next, the operation of the constant voltage control by the constant voltage control circuit 101 will be described.
FIG. 3 is a graph showing a voltage or a current in each part of a circuit constituting the high-voltage power supply device 30. The respective graphs shown in the figure show the output voltage output from the output terminal A, the feedback voltage input to the PWM control unit, the PWM output output from the PWM control unit to the base terminal of the transistor Q1, and the current on the primary side of the transformer 102. , And the current flowing through the resistor R3.
[0020]
When the PWM output output from the PWM control unit is at the H level (5 V), the transistor Q1 is turned on, and the transistor Q1 becomes conductive between the emitter and collector. Therefore, when a voltage is applied from the voltage supply source 105 to the input terminal C, a current flows to the primary side of the transformer 102. As a result, a voltage appearing on the secondary side of the transformer 102 is applied to the output terminal A. The voltage (output voltage) output from the output terminal A in this manner is applied to the developing roller 4 as a developing bias. The output voltage is divided (about 1/100) by a resistor R1 of 9.9 MΩ and a resistor R2 of 100 kΩ and fed back to the PWM control unit of the constant voltage control circuit 101. The PWM control unit modulates the duty ratio by performing pulse width modulation of the basic pulse having a period of 10 μs according to the fed back voltage, and inputs the modulated pulse signal to the transistor Q1 as a PWM output. When the feedback voltage is smaller than a predetermined set value, the PWM control unit performs pulse width modulation so that the time of the H level of the PWM output becomes longer, and when the feedback voltage is larger than the predetermined set value, the time of the H level of the PWM output becomes shorter. Pulse width modulation is performed as described above. Thus, when the feedback voltage is smaller than the predetermined set value, the ratio of the period in which the transistor is in the ON state in one cycle of the PWM output increases, and when the feedback voltage is larger than the predetermined set value, the ratio decreases. As a result, as shown in the figure, the output voltage is controlled at a constant voltage within a specified range of not less than 397.5 V and not more than 402.5 V.
[0021]
Here, a case where a low-frequency voltage of 1000 V is applied from the photosensitive drum 8 to the developing roller 4 will be described. Since the resistance value of the developing roller 4 itself is small, it is ignored.
FIG. 4 is a graph showing a voltage or a current in each part of the circuit constituting the high-voltage power supply 30 when a voltage of 1000 V is applied to the developing roller 4 from the photosensitive drum 8. When a voltage of 1000 V is applied to the developing roller 4 from the photosensitive drum 8, the output voltage of the output terminal A is increased by 600 V from the normal state to 1000 V. At this time, since the voltage fed back to the PWM control unit is also as high as 10 V, the PWM control unit sets the pulse width so that the H level time of the PWM output becomes very short in order to sharply decrease the output voltage. Perform modulation. More specifically, pulse width modulation is performed so that the H-level time, which was 6 μs during normal constant voltage control, becomes 1 μs. Therefore, there is almost no period during which the transistor Q1 is in the ON state during one cycle of the PWM output. As a result, almost no current flows on the primary side of the transformer 102. At this time, the electric charge of the high potential portion of 1000 V on the photosensitive drum 8 cannot escape to the ground GND through the transformer 102 because the diode 104 exists. In addition, the path passing through the resistors R1 and R2 has a high combined resistance value of 10 MΩ, and therefore cannot escape to the ground GND via this path. Therefore, the potential of the output terminal A does not easily drop to 400V.
[0022]
Therefore, the first embodiment includes a current amount changing unit that changes the average value of the amount of current flowing between the output terminal A and the ground GND during one cycle of the PWM output. Specifically, the current amount changing means switches between a non-conductive state in which no current flows between the output terminal A and the ground GND and a conductive state in which a current flows between the output terminal A and the ground GND. It is constituted by a bipolar transistor Q2 as a means. The collector terminal of the transistor Q2 is connected to the output terminal A via the resistor R3, and the emitter terminal is connected to the ground GND via the output terminal B. The base terminal of the transistor Q2 is connected to a PWM output terminal of a PWM control unit via a NOT circuit 31. Therefore, an L level is input to the base terminal of the transistor Q2 when the PWM output is at the H level, and an H level is input when the PWM output is at the L level. That is, the transistor Q2 performs an operation opposite to that of the transistor Q1 of the constant voltage control circuit 101. Therefore, the current flowing through the resistor R3 connecting the output terminal A and the ground GND does not flow when the current flows through the transformer 102 and flows when the current does not flow through the transformer 102, as shown in FIGS. .
[0023]
In the first embodiment, when the PWM output of the PWM control unit is at the L level, one of the paths of the current flowing through the output terminal A is a path α of the output terminal A, the developing roller 4, the photosensitive drum 8, and the ground GND. The other is a path β of the output terminal A, the resistor R3, the transistor Q2, and the ground GND. In the latter path β, during normal constant voltage control, as shown in FIG. 3, the ratio of the ON state period to the OFF state period in one cycle of the PWM output is set to 2: 3. The transistor Q2 is ON / OFF controlled. When a resistor R3 having a resistance value of 800 kΩ is used as in the first embodiment, the average value of the amount of current flowing through the path β during one cycle is approximately 0.2 mA ｛400 V / 800 kΩ × (4 / 10) It becomes｝. On the other hand, when a voltage of 1000 V is applied to the developing roller 4 from the photosensitive drum 8, as shown in FIG. 4, the transistor Q2 sets the ratio between the ON state period and the OFF state period in one cycle of the PWM output. ON / OFF control is performed so as to be 9: 1. Therefore, the average value of the amount of current flowing through the path β during one cycle at this time is approximately 1.125 mA {1000 V / 800 kΩ × (9/10)}.
[0024]
Therefore, in the first embodiment, when the output voltage is raised to 1000 V, the average value (1.125 mA) of the amount of current flowing from the output terminal A to the ground GND via the resistor R3 is equal to that during normal constant voltage control. Is higher than the average value (0.2 mA) of the current amount at Therefore, even if the output voltage is raised to 1000 V, the output voltage is immediately reduced to 400 V. When the voltage falls within the specified range, normal constant voltage control is performed by the constant voltage control circuit.
In the first embodiment, a resistor having a resistance of 800 kΩ is used as the resistor R3 provided on the path β. The resistance of the resistor R3 depends on how much current is absorbed by the path β. Set appropriately according to the situation.
[0025]
In the first embodiment, the ON / OFF operation of the transistor Q1 and the ON / OFF operation of the transistor Q2 of the constant voltage control circuit 101 are linked with each other. That is, when the absolute value of the output voltage exceeds the specified range and the transistor Q1 is in the OFF state, the transistor Q2 is in the ON state. Therefore, according to the first embodiment, the effect of increasing the speed of decreasing the absolute value of the output voltage is obtained even during normal constant voltage control. As a result, the pulse cycle of the PWM control can be shortened to 10 μs as in the first embodiment, and more accurate constant voltage control can be performed.
[0026]
In the first embodiment, since the same NPN bipolar transistor as the transistor Q1 of the constant voltage control circuit 101 is used for the transistor Q2, the PWM output from the constant voltage control circuit 101 is inverted by the NOT circuit 31, , Input to the base terminal of the transistor Q2. However, as shown in FIG. 5, if a PNP-type bipolar transistor is used instead of the transistor Q2, the NOT circuit 31 becomes unnecessary.
In the first embodiment, the case where the output voltage of the positive polarity is output from the output terminal A and the developing bias of the positive polarity is applied has been described, but the output voltage of the negative polarity is output from the output terminal A and the negative polarity is output. The same applies to a configuration in which the developing bias is applied. In this case, for example, a circuit configuration as shown in FIG. 6 can be adopted.
In the first embodiment, the case where the bipolar transistor Q2 is used as the switching means constituting the current amount changing means has been described. However, as shown in FIG. 7, a field effect transistor (FET) Q4 is used instead of the transistor Q2. The same effect can be obtained by using.
[0027]
In the first embodiment, the transistor Q2 is operated in the saturation region to perform the ON / OFF control by the pulse signal. For example, as shown in FIG. 8, the PWM control unit of the constant voltage control circuit 101 May be operated in the non-saturation region in accordance with the feedback voltage input to. In this case, control with less ripple can be performed as compared with the case where ON / OFF control is performed by a pulse signal. In this case, for example, as shown in FIG. 9, even when the transistor Q2 is controlled independently of the constant voltage control circuit 101, control with little ripple can be performed similarly. However, when the transistor Q2 is operated in the non-saturation region in this manner, power loss is increased and the amount of heat generated by the transistor Q2 is increased as compared with the case where the transistor Q2 is operated by a pulse signal as in the first embodiment. Therefore, it is desirable to appropriately select which method is to be used by comparing the ripple and the heat generation.
[0028]
In this embodiment, the developing roller 4 of the developing device is used as a voltage output target member, and the power supply device that applies a developing bias to the developing roller 4 has been described. The present invention can be similarly applied to a power supply device which is an output target member and applies a charging bias, a transfer bias, and the like thereto.
Further, in the present embodiment, the power supply device provided in the image forming apparatus has been described. However, if the power supply device is likely to lose its original output voltage due to an external voltage, the output voltage may fluctuate. However, it is possible to apply. Further, in the present embodiment, an image forming apparatus using a liquid developer has been described, but the same applies to an image forming apparatus using a dry developer.
[0029]
(Modification)
Next, a modified example of the high-voltage power supply device according to the first embodiment will be described. In the first embodiment, the case where the inverted signal of the PWM output output from the PWM control unit of the constant voltage control circuit 101 is used as the control means for controlling the ON / OFF of the transistor Q2 has been described. Then, a dedicated control unit independent of the constant voltage control circuit 101 is used.
[0030]
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the high-voltage power supply device 130 according to the present modification. The high-voltage power supply 130 includes a dedicated control unit 132 independent of the constant voltage control circuit 101 as control means for controlling ON / OFF of the transistor Q2. The control unit may perform pulse width modulation in accordance with the absolute value of the output voltage of the output terminal A, as in the PWM control unit of the constant voltage control circuit 101. Control to turn off the transistor Q2 until the absolute value of the voltage exceeds the specified value, and to turn on the transistor Q2 until the absolute value of the output voltage falls below the allowable value when the absolute value of the output voltage exceeds the specified value The one that outputs a signal is used.
[0031]
The control unit according to the present modification includes one or two or more comparison circuits. More specifically, as in the PWM control unit of the constant voltage control circuit 101, the control unit divides the output voltage by a resistor R1 of 9.9 MΩ and a resistor R2 of 100 kΩ (about 1/100). Is fed back. Then, the feedback voltage is compared with a specified value, and when the feedback voltage exceeds the specified value, an H-level control signal is output. When this H-level control signal is input to the base terminal of transistor Q2, the transistor Q2 becomes conductive between the emitter and collector. Thereafter, the control unit continues to output the control signal at the H level until the feedback voltage falls below the allowable value. When the feedback voltage falls below the allowable value, the control signal switches to the L level. As a result, the output terminal is electrically floated from the ground (open state), and the output voltage of the output terminal is controlled by the constant voltage control circuit 101 so as to be maintained within a specified range.
[0032]
As described above, according to the present modification, the ON / OFF control of the transistor Q2 can be performed irrespective of the operation of the constant voltage control circuit 101, so that the degree of freedom of the specified value and the set value of the allowable value can be increased. Thus, for example, when the output voltage exceeds what voltage, the transistor Q2 is turned on to allow the current to flow, or when the output voltage falls below what voltage, the transistor Q2 is turned off, and the normal constant voltage control is performed. Can be set without depending on the operation of the constant voltage control circuit 101.
[0033]
[Embodiment 2]
Next, an embodiment in which the present invention is applied to a 5V low-voltage power supply device (hereinafter, this embodiment is referred to as “Embodiment 2”) will be described.
FIG. 11A is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a conventional low-voltage power supply device 230. FIG. 11B is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of the low-voltage power supply device 330 according to the second embodiment. These low-voltage power supplies 230 and 330 are dropper-type power supplies that output a constant voltage of 5 V between output terminals A and B. In these low-voltage power supplies 230 and 330, the constant voltage control circuit 201 using the Zener diode 233 is used as the constant voltage control means, instead of the constant voltage control circuit 101 including the PWM control unit and the transistor Q1. The low-voltage power supplies 230 and 330 also include a diode 104 as a rectifier, an 8V voltage supply 205, and the like. In such low-voltage power supplies 230 and 330, the base voltage of the transistor Q5 of the constant voltage control circuit 201 is kept constant at 6.4 V by the Zener diode 233 even if the input voltage between the input terminals C and D fluctuates from 8 V. It is kept at voltage. The base voltage drops by about 0.6 V between the base and the emitter, and further drops by about 0.8 V by the diode 104, and is applied to the output terminal A. Therefore, a constant voltage of 5 V is output from the output terminal A.
[0034]
Here, it is assumed that the output terminal A has been pulled up to 5.5 V by an excessively low frequency voltage from the outside. At this time, in the conventional low-voltage power supply device 230 shown in FIG. 11A, the charge at the output terminal A cannot escape to the ground GND via the internal circuit of the low-voltage power supply device 330 due to the presence of the diode 104 and the like. Therefore, the potential of the output terminal A does not easily drop to 5V.
[0035]
On the other hand, in the low-voltage power supply device 330 of the second embodiment shown in FIG. 11B, even if the output terminal A is pulled up to 5.5 V, the transistor Q2 is turned on to quickly specify the increased output voltage. It can be returned to the range (5V). Specifically, when the output voltage is 5 V, 5 V is applied to the plus input terminal of the OP amplifier Q6. On the other hand, the volume VR is adjusted so that 4.9 V is input to the minus input terminal. Due to the ratio of the resistors R5 and R6, the amplification of the OP amplifier Q6 is 10 times. Therefore, the output terminal voltage of the OP amplifier Q6 becomes 1V {(5V-4.9V) × 10}. The output terminal voltage of the OP amplifier Q6 is applied to the base terminal of the transistor Q2. Since a voltage drop of about 0.6 V occurs between the base and the emitter of the transistor Q2, the base current (current flowing through the resistor R7) is 0.4 mA {(1V-0.6V) / 1 kΩ}. As a result, in the transistor Q2 having the current amplification factor of 100, the current flowing through the resistor R4, that is, the current flowing between the output terminal A and the ground GND via the transistor Q2 flows as small as 40 mA.
[0036]
Then, when 5.5 V is externally applied to the output terminal S, 5.5 V is input to the plus input terminal of the OP amplifier Q6. At this time, since 4.9 V is input to the minus input terminal, the output terminal voltage of the OP amplifier becomes 6 V {(5.5 V-4.9 V) × 10}. Then, a voltage drop of about 0.6 V occurs between the base and the emitter of transistor Q2, and the base current (current flowing through resistor R7) becomes 5.4 mA {(6 V-0.6 V) / 1 kΩ}. Therefore, in the transistor Q2 having a current amplification factor of 100, the current flowing through the resistor R4 is 540 mA, and a current that is at least 10 times larger than that of 40 mA at a constant voltage of 5 V is connected to the output terminal A via the transistor Q2. It will flow between the ground GND. This current causes the output terminal to drop rapidly toward 5V. It should be noted that the numerical values described in the second embodiment are merely examples for ease of explanation, and are not limited to the values.
[0037]
As described above, the constant voltage power supplies 30, 130, and 330 in the first and second embodiments are rectifiers that rectify the current so that the current flows in a direction that increases the absolute value of the output voltage output from the output terminal A. The diode 104 is provided. Further, the constant voltage control means for controlling the current flowing through the diode 104 so that the absolute value of the output voltage is maintained within a specified range of 397.5 V or more and 402.5 V or less in the first embodiment, and 5 V in the second embodiment. The constant voltage control circuits 101 and 201 are provided.
In the power supply device 130 described in the first modification, the OFF state in which no current flows between the output terminal A and the ground GND and the current between the output terminal A and the ground GND are applied. A transistor Q2 is provided as switching means for switching to an ON state, which is a flowing conductive state. The transistor Q2 is turned off by the control unit 132 as a control unit until the absolute value of the output voltage exceeds a prescribed value appropriately set at 402.5 V or more, and the absolute value of the output voltage exceeds the prescribed value. In this case, the output voltage remains ON until the absolute value of the output voltage falls below an allowable value appropriately set around 400 V. Therefore, a large amount of current flows when an external voltage having an absolute value exceeding the specified value is applied to the output terminal A, between the output terminal A and the ground GND via the transistor Q2 which has been turned on. , The output voltage rapidly approaches 0V. Then, when the absolute value of the output voltage falls below the allowable value, the transistor Q2 is turned off again, and the constant voltage control circuit 101 can perform constant voltage control. With such an operation, even if an excessively low frequency voltage of, for example, 1000 V is applied from the photosensitive drum to the output terminal A, and the output voltage is greatly increased, the output voltage can be rapidly decreased toward 400 V. .
On the other hand, in the power supply device 30 according to the first embodiment, the amount of current that changes the average value of the amount of current flowing between the output terminal A and the ground GND within a certain period of time corresponding to the pulse period of the PWM control. A transistor Q2 is provided as changing means. The transistor Q2 allows the absolute value of the output voltage from the time when the absolute value of the output voltage exceeds the specified value of 402.5 V by the PWM control unit as a control means in accordance with the PWM output subjected to the pulse width modulation. The average value of the amount of current flowing within the above-mentioned fixed time until the voltage falls below 397.5 V is the average of the amount of current flowing within the above-mentioned certain time until the absolute value of the output voltage exceeds the specified value. It is controlled to be higher than the value. As a result, the current flowing when an external voltage having an absolute value that greatly exceeds a specified value that makes it difficult for the constant voltage control circuit 101 to perform constant voltage control is applied to the output terminal A. More current flows between the output terminal A and the ground GND than during control. With such an operation, even if an excessively low frequency voltage of, for example, 1000 V is applied from the photosensitive drum to the output terminal A, and the output voltage is greatly increased, the output voltage can be rapidly decreased toward 400 V. . This effect can be obtained similarly in the power supply device 330 of the second embodiment. That is, the power supply device 330 includes the transistor Q2 as a current amount changing unit that changes the average value of the amount of current flowing between the output terminal A and the ground GND within a certain period of time, as in the above embodiment. The transistor Q2 allows the absolute value of the output voltage from the time when the absolute value of the output voltage exceeds the specified value of 5 V by the OP amplifier Q6 as the control means in accordance with the change of the output terminal voltage value. The average value of the current amount until the value falls below 5 V is higher than the average value of the current amount until the absolute value of the output voltage exceeds its specified value, that is, the absolute value of the output voltage is between 5 V. Is controlled. As a result, as in the case of the first embodiment, even if an excessively low frequency voltage of, for example, 5.5 V is applied to the output terminal A and the output voltage greatly increases, the output voltage quickly drops toward 5 V. Can be done.
In particular, as in the first embodiment, like the transistor Q2, a switching unit that switches between the ON state and the OFF state at least once within the fixed time is used, and the ON state of the transistor Q2 during the fixed time period is used. If the control is performed so as to change the length of the state time, the transistor Q2 can be operated using the PWM control.
Further, the constant voltage control circuit 101 turns ON / OFF a current flowing through the diode 104 by a PWM output which is a pulse signal output from a PWM control unit as a control unit that performs pulse width modulation according to the absolute value of the output voltage. If the constant time is set to a period corresponding to the pulse cycle of the PWM output, and the transistor Q2 is controlled by the PWM output, the PWM output of a general constant voltage power supply device using the PWM control is used. As a result, the transistor Q2 can be operated. Therefore, it is not necessary to provide an independent dedicated control unit for performing ON / OFF control of the transistor Q2, and cost can be reduced.
Further, in the image forming apparatus according to the first embodiment, the power supply devices 30 and 130 having the above-described effects are used to apply a developing bias to the developing roller 4 as a developer carrying member that carries and conveys the developer. And a developing unit 2 as a developing device used as a constant voltage power supply device. Further, a power supply device having a configuration similar to that of the power supply device 330 of the second embodiment can be used in the same manner. Therefore, even when an excessively low frequency voltage of, for example, 1000 V is applied to the developing roller 4 from the photosensitive drum 8, the voltage of the developing roller 4 can be quickly reduced to the normal 400 V, and the developing bias can be stabilized. Can be
[0038]
【The invention's effect】
According to the first to sixth aspects of the present invention, an excellent low frequency voltage is applied to the output terminal from the outside, and the output voltage greatly increased is quickly returned to a specified range, thereby enabling stable constant voltage control. Has an effect.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a high-voltage power supply device that applies a developing bias to a developing roller of a developing device provided in an image forming apparatus according to a first embodiment.
FIG. 2 is a schematic configuration diagram of the image forming apparatus.
FIG. 3 is a graph showing a voltage or a current in each part of a circuit constituting the high-voltage power supply device.
FIG. 4 is a graph showing a voltage or a current at each part of a circuit constituting the high-voltage power supply device when a voltage of 1000 V is applied from a photosensitive drum to a developing roller.
FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration of a high-voltage power supply device using a PNP-type bipolar transistor different from the transistor of the constant voltage control circuit.
FIG. 6 is a circuit diagram showing an example of a configuration of a high-voltage power supply device when a negative-polarity developing bias is applied.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a high-voltage power supply device using an FET instead of a bipolar transistor.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating an example of a configuration of a high-voltage power supply device that operates a transistor in an unsaturated region.
FIG. 9 is a circuit diagram showing another example of a configuration of a high-voltage power supply device that operates a transistor in an unsaturated region.
FIG. 10 is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a high-voltage power supply device according to a first modification.
FIG. 11A is a circuit diagram showing a schematic configuration of a conventional low-voltage power supply device.
FIG. 3B is a circuit diagram illustrating a schematic configuration of a low-voltage power supply device according to a second embodiment.
FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a conventional high-voltage power supply device.
[Explanation of symbols]
1 Liquid developer
2 Developing unit
4 Developing roller
5 Application roller
8 Photoconductor drum
9 Charging roller
10 Exposure equipment
16 Transfer roller
17 Fixing device
30,130 high voltage power supply
101, 201 constant voltage control circuit
104 diode
105,205 Voltage supply
132 control unit
233 Zener diode
230,330 Low voltage power supply
Q1, Q2, Q3, Q4, Q5 Transistors
Q6 OP amplifier
VR volume

Claims

Rectifying means for rectifying so that current flows in a direction to increase the absolute value of the output voltage output from the output terminal;
A constant voltage control unit that controls a current flowing through the rectifying unit so that the absolute value of the output voltage is maintained within a specified range.
Switching means for switching between a non-conductive state in which no current flows between the output terminal and the ground, and a conductive state in which a current flows between the output terminal and the ground;
Until the absolute value of the output voltage exceeds a specified value, the switching means is turned off, and when the absolute value of the output voltage exceeds a specified value, until the absolute value of the output voltage falls below an allowable value. A constant-voltage power supply device, further comprising control means for turning on the switching means.

Rectifying means for rectifying so that current flows in a direction to increase the absolute value of the output voltage output from the output terminal;
A constant voltage control unit that controls a current flowing through the rectifying unit so that the absolute value of the output voltage is maintained within a specified range.
Current amount changing means for changing an average value of the amount of current flowing between the output terminal and the ground within a predetermined time;
The average value of the amount of current flowing within the fixed time period from the time when the absolute value of the output voltage exceeds a specified value to the time when the absolute value of the output voltage falls below a permissible value is the absolute value of the output voltage. A constant voltage power supply device comprising: control means for controlling the current amount changing means so as to be higher than an average value of the current amount flowing within the predetermined time until the value exceeds a prescribed value.

The constant voltage power supply according to claim 2,
As the current changing means, at least once within the predetermined time, a non-conductive state in which no current flows between the output terminal and the ground, and a conductive state in which a current flows between the output terminal and the ground. Using switching means that switches between
The constant voltage power supply device, wherein the control means performs control for changing a length of a conduction state time of the switching means within the certain period.

The constant voltage power supply according to claim 3,
The constant voltage control means controls ON / OFF of a current flowing through the rectification means by a pulse signal output from a control unit that performs pulse width modulation according to an absolute value of the output voltage.
The fixed time is a period corresponding to a pulse cycle of the pulse signal,
The constant voltage power supply device, wherein the control means controls the switching means by the pulse signal.

A developer carrying member that carries and transports the developer,
A constant voltage power supply for applying a developing bias to the developer carrier,
5. A developing device using the constant voltage power supply according to claim 1, 2, 3, or 4 as the constant voltage power supply.

An image carrier;
A latent image forming means for forming an electrostatic latent image on the image carrier,
Developing means for developing an electrostatic latent image formed on the image carrier by the latent image forming means with a developer,
6. An image forming apparatus, wherein the developing device according to claim 5 is used as said developing means.