JP2004274841A

JP2004274841A - Motor controller, and air conditioner and refrigerator using the same

Info

Publication number: JP2004274841A
Application number: JP2003059992A
Authority: JP
Inventors: Hiroyuki Kameyama; 浩幸亀山
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 2003-03-06
Filing date: 2003-03-06
Publication date: 2004-09-30

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To control at the maximum efficiency a motor connected to a load of large fluctuation. <P>SOLUTION: A drive device 100 controls an IPM motor 51. The device comprises a current sensor 55 for detecting a current and a current amplifier 56, a mechanical angle determining part 70 for detecting a mechanical angle, a sine wave data generating part 67 for generating voltage data, an inverter circuit 52 for energizing each coil based on the control data, a torque storing part 72 that stores a first correction value corresponding to the mechanical angle, and a microcomputer 57 for controlling the inverter circuit 52. The microcomputer 57 comprises a detection part 60 which calculates the ratio between integrated values of currents, a PI calculation part 63 which calculates a second correction value to control the ratio which is calculated by the detection part 60 to a target ratio, and a PWM generation part 68 for calculating control data. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は同期モータの駆動を制御する技術に関し、特に、トルク変動が大きい負荷に接続された同期モータの通電タイミングを制御できる制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
モータの駆動方法において１８０°通電駆動方法とは、巻線電流波形に通電休止期間を設けずに同期モータの駆動を制御する方法をいう。この方法においては、モータ駆動電圧と巻線電流との位相差を制御する。
【０００３】
特開２００１−１１２２８７公報（特許文献１）は、１８０°通電駆動方法によりモータを制御および駆動する場合において、巻線電流の変動による位相差の検出精度の低下を抑制する技術を開示する。この公報に開示されたモータ制御装置は、複数相のモータコイルを備えた同期モータの駆動を制御するモータ制御装置である。
【０００４】
このモータ制御装置は、回転速度の設定のための指令が与えられたことに応じて、同期モータを駆動するための駆動波データを複数相の各相ごとに作成する駆動波データ作成回路と、複数相のうちのいずれかの特定相のモータ電流を検出してモータ電流信号を出力するモータ電流検出回路と、駆動波データ作成回路によって作成された駆動波データから特定相のモータ駆動電圧の位相を検出し、モータ電流検出回路から出力されたモータ電流信号との位相差を検出して位相差情報を出力する位相差検出回路と、位相差検出回路から出力される位相差情報を目標の値に制御するためのデューティ基準値を算出する位相差制御回路と、駆動波データ作成回路から出力される各相の駆動波データと位相差制御回路から出力されるデューティ基準値とを乗算して、各相ごとの出力デューティを算出するデューティ算出回路と、複数のスイッチング素子を含み、デューティ算出回路によって算出された各相ごとの出力デューティにしたがって駆動信号を生成して各スイッチング素子の導通を制御し、各モータコイルに通電を行なうインバータとを含む。位相差検出回路は、特定相のモータ駆動電圧の位相を基準とした２個所の位相期間中のモータ電流信号面積をそれぞれの位相期間で求め、２個所の位相期間中のモータ電流信号面積の面積比を算出して、これを位相差情報とすることを特徴とする。
【０００５】
このモータ制御装置によると、インバータはモータ駆動電圧の位相とモータ電流との位相差を２個所の位相期間のモータ電流の積算値同士の比として検出し、この位相差情報が目標値となるように制御する。ロータとステータとの相対位置は、モータ駆動電圧の位相とモータ電流との位相差によって決まる。これにより、位相差検出回路がロータ位置センサを用いることなく間接的にロータとステータとの相対位置を検知できるので、インバータは通電タイミングを制御できる。通電タイミングが間接的に制御されるので、インバータは、１８０°通電駆動方法を用いて高い効率が得られる通電タイミングでモータを駆動することができる。その結果、モータ効率の向上、低騒音および低振動を実現できるモータの制御装置を提供することができる。
【０００６】
特開平８−３２２２７５号公報（特許文献２）は、負荷トルク変動の大きい負荷に接続した際の、負荷トルクとモータの出力トルクとの差に起因して生じていた振動を小さくする技術を開示する。負荷トルク変動の大きい負荷の例には、たとえば空気調和機や冷蔵庫などの商品の圧縮機として広く使用されているシングルロータリ型圧縮機やレシプロ型圧縮機など（以下、これらを「シングルロータリ型圧縮機」と呼ぶ）などがある。
【０００７】
この公報に開示されたモータ制御装置は、負荷トルクの大きさが１回転中で時々刻々変動する機器に接続されたモータを制御するモータ制御装置である。このモータ制御装置は、モータのロータの１回転中の回転位置を検出する検出装置と、検出装置から出力された位置情報に基づいてロータの１回転中における機器の負荷トルクの大きさを算出する算出回路と、算出回路の出力に基づいてモータに供給される電流および電圧のうち少なくとも一方を、負荷トルクの大きさが１回転中で時々刻々変動する機器の負荷トルクとモータの出力トルクとが等しくなるように時々刻々制御する制御回路とを含む。
【０００８】
このモータ制御装置によると、制御回路は位置情報に基づいて演算したロータの１回転中における機器の負荷トルクに応じたモータトルクを出力させる。これにより、モータ制御装置はモータの負荷トルク変動の影響を低減させることができる。その結果、低振動化できるモータ制御装置を提供することができる。
【０００９】
【特許文献１】
特開２００１−１１２２８７公報（第５−７頁）
【００１０】
【特許文献２】
特開平８−３２２２７５号公報（第３頁）
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、前述の公報に開示された装置には、以下のような問題がある。
【００１２】
特開２００１−１１２２８７公報で開示されたモータ制御装置は、同一回転条件下において、制御が可能となる装置である。特別な制御がない場合、モータを同一の回転速度で駆動するためには、同期モータに接続される負荷が一定（負荷トルク変動小）であることを必要とする。敢えて負荷トルク変動が大きい負荷に接続された同期モータを制御させた場合、負荷トルクの影響によりロータの回転速度は変動する。回転速度が変動するので、位相差情報は想定される値から大きく変動する。位相差情報が変動するので、モータ制御装置は負荷トルク変動に対応して同期モータを制御することができない。同期モータを制御できないので、同期モータの発生トルクは低下する。最終的には位相差情報がモータ駆動可能な範囲から外れ、モータ駆動自体が不可能になり、同期モータが停止する（以下、「モータ脱調」と称する）。
【００１３】
特開平８−３２２２７５号公報で開示されたモータ制御装置は、負荷トルク変動が大きい負荷に接続されたモータであっても駆動できるが、ロータ位置を検知するセンサを必要とする。しかし負荷トルク変動が大きい負荷に接続されたモータは、一般に特別な雰囲気下で駆動されることが多い。そのような雰囲気でセンサを使用するためには、そのセンサに特別な対策を施す必要がある。このため、コストが増加する。
【００１４】
本発明は、上述の問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御するモータの制御装置、その制御装置を用いた空気調和機および冷蔵庫を提供することである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
第１の発明に係るモータの制御装置は、複数相のコイルを備えた、同期モータを制御するための制御装置である。このモータの制御装置は、複数相のうちのいずれかの特定相の電流を検出するための第１の検出手段と、電流の脈動に基づいて同期モータの回転子の機械角を検出するための第２の検出手段と、各相における、補正前の電圧データを各相ごとに作成するための作成手段と、複数のスイッチング素子を含み、制御データに基づいて、各スイッチング素子の導通を制御し、各コイルに通電するための通電手段と、機械角に対応し、電圧データを補正する第１の補正値を記憶するための第１の記憶手段と、通電手段を制御するための制御手段とを含む。制御手段は、特定相の電圧において、予め定められた位相を基準とした、同じ長さの期間における、特定相の電流の積算値同士の比率を算出するための第１の算出手段と、第１の算出手段により算出された比率を目標の比率に制御するように、電圧データを補正する第２の補正値を算出するための第２の算出手段と、各相の電圧データと第１の補正値と第２の補正値とに基づいて、各相ごとの制御データを算出するための第３の算出手段とを含む。
【００１６】
第１の発明によると、第１の算出手段は特定相の電圧のたとえば９０°といった予め定められた位相を基準とした、長さが等しい２個所の期間における、特定相の電流の積算値同士の比率すなわち位相差情報を算出する。第３の算出手段は、電圧データ、電流の脈動により検出された機械角に対応する第１の補正値、および位相差情報を目標の値に制御するように算出された第２の補正値に基づいて、各相ごとの制御データを算出する。これにより、第３の算出手段は、電圧データと第１の補正値と第２の補正値とに基づいて、同期モータの回転子の機械角に対応し、かつ位相差情報が目標値となるように各相ごとの制御データを算出することができる。同期モータにかかる負荷の変動が回転子の機械角の変動に対応する場合、第３の算出手段が回転子の機械角に対応するように制御データを算出することは、同期モータにかかる負荷に対応するように制御データを算出することに等しい。同期モータの回転子の機械角に対応するように制御データが作成されると、通電手段は、その制御データにより、同期モータにかかる負荷に対応し、かつ位相差情報が目標値となるように各スイッチング素子を制御できる。位相差情報が変化すると、同期モータの効率は変化する。同期モータの効率が変化するので、位相差情報が目標値となるように各スイッチング素子が制御されると、同期モータは目標値に対応する効率で駆動される。目標値に対応する効率で駆動されるので、同期モータが最高の効率となるように目標値が設定されると、同期モータは最高の効率で駆動される。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００１７】
第２の発明に係るモータの制御装置は、複数相のコイルを備えた、同期モータを制御するための制御装置である。このモータの制御装置は、複数のスイッチング素子を含み、制御データに基づいて、各スイッチング素子の導通を制御し、各コイルに通電するための通電手段と、複数相のうちのいずれかの特定相の電流を検出するための第１の検出手段と、通電手段に供給される直流電流の脈動に基づいて同期モータの回転子の機械角を検出するための第２の検出手段と、直流電流を検出するための第３の検出手段と、各相における、補正前の電圧データを各相ごとに作成するための作成手段と、機械角に対応し、電圧データを補正する第１の補正値を記憶するための第１の記憶手段と、通電手段を制御するための制御手段とを含む。制御手段は、特定相の電圧において、予め定められた位相を基準とした、同じ長さの期間における、特定相の電流の積算値同士の比率を算出するための第１の算出手段と、第１の算出手段により算出された比率を目標の比率に制御するように、電圧データを補正する第２の補正値を算出するための第２の算出手段と、各相の電圧データと第１の補正値と第２の補正値とに基づいて、各相ごとの制御データを算出するための第３の算出手段とを含む。
【００１８】
第２の発明によると、第１の算出手段は特定相の電圧のたとえば９０°といった予め定められた位相を基準とした、長さが等しい２個所の期間における、特定相の電流の積算値同士の比率すなわち位相差情報を算出する。第２の検出手段は、通電手段に供給される直流電流の脈動を用いて機械角を検出する。第３の算出手段は、電圧データ、電流の脈動により検出された機械角に対応する第１の補正値、および位相差情報を目標の値に制御するように算出された第２の補正値に基づいて、各相ごとの制御データを算出する。これにより、交流電流とは異なり、電流値の規則的な変動がない直流電流の脈動に基づいて機械角が検出されるので、第２の検出手段は脈動を容易に検出できる。脈動が容易に検出されるので、第２の検出手段は精度よく機械角を検出できる。精度よく機械角が検出されるので、第３の算出手段は、電圧データを基に、同期モータの回転子の機械角に精度よく対応し、かつ位相差情報が目標値となるように制御データを算出することができる。同期モータにかかる負荷の変動が回転子の機械角の変動に対応する場合、第３の算出手段が回転子の機械角に対応するように制御データを算出することは、同期モータにかかる負荷に対応するように制御データを算出することに等しい。同期モータの回転子の機械角に精度よく対応するように制御データが作成されると、通電手段は、その制御データにより、同期モータにかかる負荷に精度よく対応し、かつ位相差情報が目標値となるように各スイッチング素子を制御できる。位相差情報が変化すると、同期モータの効率は変化する。同期モータの効率が変化するので、位相差情報が目標値となるように各スイッチング素子が制御されると、同期モータは目標値に対応する効率で駆動される。目標値に対応する効率で駆動されるので、同期モータが最高の効率となるように目標値が設定されると、同期モータは最高の効率で駆動される。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で精度よく制御するモータの制御装置を提供できる。
【００１９】
第３の発明に係るモータの制御装置は、第１または第２の発明の構成に加え、第１の記憶手段は、回転子１回転分の機械角を同期モータの固定子の配置に基づいて特定する範囲ごとに第１の補正値を記憶するための手段を含む。
【００２０】
第３の発明によると、記憶手段は、機械角を同期モータの固定子の配置に基づいて特定する範囲ごとに第１の補正値を記憶する。同期モータのトルクは電力と磁力との相互作用により発生する。電力と磁力との相互作用によりトルクが発生するので、トルクは電力と磁力とが変化する範囲ごとに変動する。電力と磁力とが変化する範囲は同期モータの固定子の配置に基づいて特定できる。これにより、記憶手段が同期モータの固定子の配置に基づいて特定する範囲ごとに第１の補正値を記憶すると、第３の算出手段はより負荷に対応した制御データを算出できる。より負荷に対応した制御データが算出されると、通電手段はより確実に各スイッチング素子を制御できる。より確実に各スイッチング素子が制御されると、同期モータはより確実に目標値に対応する効率で駆動される。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータをより確実に最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００２１】
第４の発明に係るモータの制御装置は、第３の発明の構成に加え、固定子の配置に基づいて特定する範囲の数は、同期モータの相数と極数との積に等しい数である。
【００２２】
第４の発明によると、記憶手段は、同期モータの相数と極数との積に等しい数で分割された、固定値の配置に基づいて特定される範囲ごとに第１の補正値を記憶する。同期モータのトルクは電力と磁力との相互作用により発生する。電力と磁力との相互作用によりトルクが発生するので、トルクは電力と磁力とが変化する範囲ごとに変動する。電力と磁力との変化はモータの相数と極数とから相乗効果を受けるので、電力と磁力とが変化する範囲の数はモータの相数と極数との積に等しくなる。これにより、モータの相数と極数との積に等しい数に分割された、同期モータの固定子の配置に基づいて特定される範囲に対応して補正値が記憶されると、第３の算出手段は一層確実に負荷に対応した制御データを算出できる。一層確実に負荷に対応した制御データが算出されると、通電手段は一層確実に各スイッチング素子を制御できる。一層確実に各スイッチング素子が制御されると、同期モータは一層確実に目標値に対応する効率で駆動される。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを一層確実に最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００２３】
第５の発明に係るモータの制御装置は、第１から第４のいずれかの発明の構成に加え、第３の算出手段は、電圧データと第１の補正値と第２の補正値とを演算して、制御データを算出するための手段を含む。
【００２４】
第５の発明によると、第３の算出手段は、電圧データと、第１の補正値と、第２の補正値とを演算して、制御データを算出する。これにより、たとえばデータテーブルを参照し、補正値同士の関係により係数を特定し、電圧データに加算して制御データが算出されるといった場合に比べ、制御データの算出に必要な構成が簡略化される。その結果、簡略化された構成で、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００２５】
第６の発明に係るモータの制御装置は、第５の発明の構成に加え、第３の算出手段は、電圧データに、第１の補正値と第２の補正値とを乗算して、制御データを算出するための手段を含む。
【００２６】
第６の発明によると、第３の算出手段は、電圧データに、第１の補正値と第２の補正値とを乗算して制御データを算出する。補正値を乗算して電圧データが求められると、補正値の変動幅は補正前の電圧データの値に応じて変化し、たとえば補正前の電圧データの値がゼロの場合、補正後の電圧データの値もゼロになる。これにより、第３の算出手段は、電圧がゼロになるタイミングを変えずに電圧値を変えることができる。電圧値がゼロになるタイミングが変えられないと、通電手段が同期モータの各相に通電するタイミングは変化しない。通電手段が同期モータの各相に通電するタイミングが変化しないので、第３の算出手段は通電手段が同期モータに通電するタイミングに悪影響を与えないように制御データを算出できる。同期モータに通電するタイミングに悪影響を与えないように制御データが算出されると、そのような悪影響が与えられる場合に比べ、第１の記憶手段が記憶すべき補正値の種類は少なくなる。そのような悪影響を打消すために補正値を詳細に使い分ける必要性がなくなるからである。補正値の種類が少なくなると、第１の記憶手段の構成はより簡略化される。その結果、より簡略化された構成で、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００２７】
第７の発明に係るモータの制御装置は、第１から第６の発明の構成に加え、第２の検出手段は、電流の脈動の複数のピークを比較して、ピークに対応する機械角を検出するための手段を含む。
【００２８】
第７の発明によると、第２の検出手段は、電流の脈動のピークを比較する。同期モータには回転子の機械角に対応する負荷がかかるので、特定相の電流は負荷に応じて脈動する。特定相の電流が負荷に応じて脈動すると、第２の検出手段は脈動から機械角を検出できる。これにより、第２の検出手段は第１の検出手段を利用して機械角を検出するので、機械角を検出するための専用の装置を必要としなくなる。機械角を検出するための専用の装置が必要とされないので、制御装置全体の構成は簡略化する。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００２９】
第８の発明に係るモータの制御装置は、第７の発明の構成に加え、第２の検出手段は、ピークの最大値とその他のピークの値とを比較して、機械角を検出するための手段を含む。
【００３０】
第８の発明によると、第２の検出手段は、脈動のピークの最大値とその他の値とを比較して、機械角を検出する。脈動が最大値となるピークは、それ以外のピークに比べて脈動による変動が大きいので、誤検出される可能性が少ない。これにより、最大値を含まないピーク同士を比較した場合に比べ、相対的に特定の機械角を検出できる確率が高まる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で確実に制御するモータの制御装置を提供できる。
【００３１】
第９の発明に係るモータの制御装置は、第８の発明の構成に加え、その他のピークは、値が最小となるピークである。
【００３２】
第９の発明によると、第２の検出手段は、脈動のピークの最大値と最小値とを比較して、機械角を検出する。これにより、第２の検出手段は、最大値と最小値とではないピーク同士を比較する場合に比べ、少ない誤差で機械角を検出できる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率でさらに確実に制御するモータの制御装置を提供できる。
【００３３】
第１０の発明に係るモータの制御装置は、第１から第９のいずれかの発明の構成に加え、第１の記憶手段は、機械角の範囲の１つに対して複数の第１の補正値を記憶するための手段を含む。制御手段は、複数の第１の補正値のうち、同期モータの駆動に関する条件に基づいて第３の算出手段が用いる第１の補正値の１つを選択するための第１の選択手段をさらに含む。
【００３４】
第１０の発明によると、第１の選択手段は、第１の記憶手段に記憶された複数の第１の補正値のうち、たとえば負荷トルクの平均値の大小といった同期モータの駆動に関する条件に基づいて１つを選択する。これにより、第１の選択手段は、同期モータの駆動に関する条件に応じて、的確な第１の補正値を選択することができる。第３の算出手段は、的確な第１の補正値を用いて制御値を算出することができる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で的確に制御するモータの制御装置を提供できる。
【００３５】
第１１の発明に係るモータの制御装置は、第１０の発明の構成に加え、制御装置は、回転子の回転速度を特定するための手段をさらに含む。第１の記憶手段は、回転速度に応じて定められた複数の第１の補正値を記憶するための手段を含む。第１の選択手段は、回転速度の大小を駆動に関する条件として、第１の補正値の１つを選択するための手段を含む。
【００３６】
第１１の発明によると、第１の選択手段は、特定された回転速度の大小に基づいて第１の補正値を選択する。同期モータの制御において、位相差情報は同期モータの回転速度の影響を受ける。回転速度に基づいて第１の補正値が選択されると、制御データの算出において回転速度の影響が打消される。これにより、第３の算出手段は、より適切な制御データを算出できる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率でより適切に制御するモータの制御装置を提供できる。
【００３７】
第１２の発明に係るモータの制御装置は、第１から第１１のいずれかの発明の構成に加え、制御装置は、機械角に対応して、回転子の回転速度の変動を抑制するように回転速度を補正する抑制データを記憶するための第２の記憶手段をさらに含む。作成手段は、機械角に対応する抑制データに基づいて、電圧データを作成するための手段を含む。
【００３８】
第１２の発明によると、作成手段は、抑制データに基づいて電圧データを作成する。これにより、位相差情報のみを制御する場合に比べ、通電手段は回転速度の変動をより効果的に抑制することができる。回転速度の変動がより効果的に抑制されるので、回転速度の変動による振動や騒音はより効果的に抑制される。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御することに加え、同期モータの振動や騒音をより効果的に抑制できる制御装置を提供できる。
【００３９】
第１３の発明に係るモータの制御装置は、第１２の発明の構成に加え、第２の記憶手段は、機械角の１つの値に対して複数の抑制データを記憶するための手段を含む。制御手段は、複数の抑制データのうち、同期モータの駆動に関する条件に基づいて作成手段が用いる１つの抑制データを選択するための第２の選択手段をさらに含む。
【００４０】
第１３の発明によると、第２の選択手段は、第２の記憶手段に記憶された複数の抑制データのうち、たとえば負荷トルクの平均値の大小といった同期モータの駆動に関する条件に基づいて１つを選択する。これにより、第２の選択手段は、同期モータの駆動に関する条件に応じて、的確な抑制データを選択することができる。作成手段は、的確な抑制データを用いて電圧データを作成することができる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御することに加え、振動や騒音をさらに効果的に抑制できる制御装置を提供できる。
【００４１】
第１４の発明に係るモータの制御装置は、第１３の発明の構成に加え、制御手段は、回転子の回転速度を特定するための手段をさらに含む。第２の記憶手段は、回転速度に応じて定められた複数の抑制データを記憶するための手段を含む。第２の選択手段は、回転速度の大小を駆動に関する条件として、抑制データの１つを選択するための手段を含む。
【００４２】
第１４の発明によると、第２の選択手段は、特定された回転速度の大小に基づいて抑制データの１つを選択する。同期モータの制御において、最適な抑制データは同期モータの回転速度ごとに異なる。回転速度に基づいて抑制データが選択されると、作成手段による電圧データの作成において回転速度の影響が的確に打消される。これにより、作成手段は、より適切な電圧データを作成できる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御することに加え、振動や騒音を一層効果的に抑制できる制御装置を提供できる。
【００４３】
第１５の発明に係るモータの制御装置は、第１から第１４のいずれかの発明の構成に加え、制御装置は、同期モータの、回転速度に関する条件が満足されたことに応答して、制御手段に制御を開始させるための手段をさらに含む。
【００４４】
第１５の発明によると、同期モータの回転速度に関する条件が満足されたことに応答して、第１の制御手段による位相差情報についての制御が開始される。これにより、制御装置は特に位相差情報についての制御を必要としない時は制御せず、真に必要なときだけ制御することができる。その結果、真に必要なときだけ同期モータにかかる負荷に対応し、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを最高の効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００４５】
第１６の発明に係るモータの制御装置は、第１から第１５のいずれかの発明の構成に加え、同期モータは、埋込み磁石型同期モータである。
【００４６】
第１６の発明によると、同期モータは、埋込み磁石型同期モータである。埋込み磁石型同期モータは、位相差情報を的確に制御することにより、通常の同期モータに比べてより大きなトルクを得ることができる。これにより、通電手段は、他の種類の同期モータを使用する場合に比べより高い効率で同期モータを制御できる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータをより高い効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００４７】
第１７の発明に係るモータの制御装置は、第１から第１６のいずれかの発明の構成に加え、コイルのいずれかへの通電を休止するように通電手段を制御するための手段と、コイルへの通電が休止されている期間に、コイルに生じた誘起電圧を検出するための第４の検出手段とをさらに含む。第２の検出手段は、誘起電圧を用いて特定された、機械角と電流の脈動との関係に基づいて、機械角を検出するための手段を含む。
【００４８】
第１７の発明によると、第２の検出手段は、機械角と電流の脈動との関係に基づいて、機械角を検出する。機械角と電流の脈動との関係は、第４の検出手段によって検出される。これにより、第２の検出手段は、高い精度で機械角を検出できる。機械角の精度が高くなると、第３の算出手段は、モータの効率が高くなるように制御データを算出できる。その結果、ロータ位置を検知するセンサを用いずに、簡単な構成で負荷トルクの変動が大きい負荷に接続されたモータを高い効率で制御するモータの制御装置を提供できる。
【００４９】
第１８の発明に係る空気調和機は、第１から第１７のいずれかの発明に係るモータの制御装置を含む。
【００５０】
第１８の発明によると、モータの制御装置は、同期モータの電圧や電流を制御する。これにより、同期モータの駆動が最適なタイミングで制御され、モータの効率が向上するので、空気調和機の効率も向上する。その結果、より高い効率で稼動する空気調和機を提供することができる。
【００５１】
第１９の発明に係る冷蔵庫は、第１から第１７のいずれかの発明に係るモータの制御装置を含む。
【００５２】
第１９の発明によると、モータの制御装置は、同期モータの電圧や電流を制御する。これにより、同期モータの駆動がより的確なタイミングで制御されるので、冷蔵庫に内蔵された圧縮機の効率が向上する。圧縮機の効率が向上されると、冷蔵庫の効率が向上する。その結果、より高い効率で稼動する冷蔵庫を提供することができる。
【００５３】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照しつつ、本発明の実施の形態について説明する。以下の説明では、同一の部品には同一の符号を付してある。それらの名称および機能も同一である。したがって、それらについての詳細な説明は繰返さない。
【００５４】
＜第１の実施の形態＞
図１を参照して、本実施の形態に係る駆動装置１００は、ＩＰＭ（ＩｎｔｅｒｉｏｒＰｅｒｍａｎｅｎｔＭａｇｎｅｔ）モータ５１と、ＩＰＭモータ５１に接続され、ＩＰＭモータ５１を駆動するインバータ回路５２と、インバータ回路５２に接続され、交流電力を直流電力に変換して供給するコンバータ回路５３と、コンバータ回路５３に接続され、交流電力を供給する交流電源５４と、ＩＰＭモータ５１の巻線端子Ｕ、Ｖ、Ｗの各相のうち特定の相（図１ではＵ相）に流れる巻線電流を検出し、信号を出力する電流センサ５５と、電流センサ５５に接続され、電流センサ５５が出力した信号に対して所定量の増幅およびオフセット加算を行ない、巻線電流信号を出力する電流アンプ５６と、電流アンプ５６に接続されるマイクロコンピュータ５７とを含む。
【００５５】
ＩＰＭモータ５１は、逆起電圧パルスなどを検出して速度を制御する方式とは異なり、いわゆる強制励磁駆動により制御される。強制励磁駆動とは、モータの回転速度をモータ巻線に通電するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−ＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）波からなる正弦波電圧の周波数で決定する駆動方式をいう。ＩＰＭモータ５１を駆動する電流の波形は特に特定されないが、ロータの磁束分布に合わせた巻線電流が得られるような波形であれば、より高効率に駆動される。本実施の形態において、ＩＰＭモータ５１は、変化が滑らかなため、電流を供給することにより振動や騒音を少なくできる正弦波を用いて駆動される。
【００５６】
ＩＰＭモータ５１は、同期モータの一種で、ロータ内部に永久磁石を埋め込んで配置した埋込み磁石型ブラシレスモータである。本実施の形態において、ＩＰＭモータ５１は、３相４極ブラシレスモータである。これにより、駆動の際、磁石磁束および巻線電流によって発生するフレミングトルクと、ロータ形状によってモータ巻線のインダクタンスが変化することを利用したリラクタンストルクとが合成される。その結果、ＩＰＭモータは他の同期モータに比べて大きなトルクが得られるため、モータの高効率化が可能である。フレミングトルクとリラクタンストルクとはそれぞれロータとステータとの相対位置の関数となっている。フレミングトルクとリラクタンストルクとの和を最大とするには、ロータとステータとの相対位置が適当な時にモータ巻線へ通電することが必要である。
【００５７】
ＩＰＭモータ５１には、シングルロータリ型圧縮機（図示せず）が負荷として接続される。シングルロータリ型圧縮機は、冷蔵庫（図示せず）の冷媒または空気調和機（図示せず）の空気を圧縮する圧縮機である。図２を参照して、シングルロータリ型圧縮機とスクロール型圧縮機との負荷トルク特性を説明する。シングルロータリ型圧縮機の特徴は、構造が簡単で製造コストが安価である反面、負荷トルク変動が非常に大きいことである。シングルロータリ型圧縮機は、モータ１回転の間に冷媒の吸入、圧縮、吐出というサイクルを順次繰返す。吐出の直前は冷媒が圧縮されているので負荷トルクは大きくなる。吐出の直後は冷媒が抜けているので負荷トルクは小さくなる。その結果、ロータの機械角に対応して負荷トルクが変動する。冷媒の吸入、圧縮、吐出を連続的に行なうスクロール型圧縮機はこのような負荷トルク変動を生じない。
【００５８】
インバータ回路５２は、複数のスイッチング素子を含む。このスイッチング素子の導通を制御することで、ＩＰＭモータ５１の複数のモータ巻線に通電される。
【００５９】
電流センサ５５は、カレントトランスでもよいが、本実施の形態においては巻線とホール素子で構成されたいわゆる電流センサとする。
【００６０】
マイクロコンピュータ５７は、検出部６０と、位相差記憶部６１と、加算器６２と、ＰＩ（ＰｒｏｐｏｒｔｉｏｎＩｎｔｅｇｒａｌ）演算部６３と、設定部６５と、正弦波記憶部６６と、正弦波データ作成部６７と、ＰＷＭ作成部６８と、機械角判定部７０と、トルク記憶部７２と、第１乗算器７５と、周波数記憶部８０と、第２乗算器８５とを含む。
【００６１】
検出部６０は、位相差情報を算出する。位相差記憶部６１は、位相差情報の目標値を記憶する。加算器６２は位相差情報の目標値と検出部６０から出力された位相差情報との誤差を表わす誤差データを算出し、ＰＩ演算部６３に出力する。ＰＩ演算部６３は、出力された誤差データに基づいて比例データ（Ｐ）および積分データ（Ｉ）を算出し、ＰＷＭ波形信号の基となるＰＩ制御信号を第１乗算器７５に出力する。
【００６２】
設定部６５は、ＩＰＭモータ５１の回転速度の指令値を設定する。正弦波記憶部６６は、連続してグラフ上にプロットすると正弦波が表れるデータ列を記憶する。正弦波データ作成部６７は、モータ巻線端子Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対応する、正弦波記憶部６６に記憶された正弦波データをＰＷＭ作成部６８に出力するとともに、Ｕ相のモータの駆動電圧の位相を表わす情報を検出部６０に出力する。正弦波データは、正弦波記憶部６６に記憶されたデータ列から、ＩＰＭモータ５１の回転速度に応じて定められる間隔ごとに読出される。正弦波データは、モータ巻線端子Ｕ、Ｖ、Ｗの各相の電圧と位相との標準的な設定を特定するデータである。ＩＰＭモータ５１の回転速度を高くする場合はこの間隔を大きくする。ＩＰＭモータ５１の回転速度を低くする場合はこの間隔を小さくする。すなわち、モータ回転速度は、ＩＰＭモータ５１の構造的なものを除外すると、ＰＷＭキャリア周波数とこの間隔とで決まる。正弦波記憶部６６から巻線の各相ごとにデータを読出す際、読出されるデータの順番の差は、各相間の位相差に相当する。たとえば３相であれば、それぞれの相のデータの順番の差は、電気角で１２０°のずれに相当する。Ｕ相のモータの駆動電圧の位相を表わす情報は、Ｕ相の正弦波データに基づいて作成される。
【００６３】
ＰＷＭ作成部６８はいわゆるＰＷＭ波形発生器を含む。本実施の形態においてＰＷＭ作成部６８は、各相ごとの正弦波データおよび後述するデューティ基準値を乗算した結果に基づいてＰＷＭ波形信号を出力する。
【００６４】
機械角判定部７０は、巻線電流におけるＩＰＭモータ５１の１回転中の脈動を表わす脈動データからロータの機械角を検出し、ロータの機械角を表わすロータ情報をトルク記憶部７２に出力する。
【００６５】
トルク記憶部７２は、メモリ（図示せず）とメモリに記憶された情報から適切なものを選択して出力する回路（図示せず）とを含む。トルク記憶部７２は、予めロータの機械角に対応したステート毎のトルク補正量を記憶し、ロータの回転速度やロータ情報に応じたトルク補正量を第１乗算器７５に出力する。ステートとは、ロータ１回転をたとえば電気角６０°（＝機械角３０°）といった一定の範囲毎に分割したものをいう。ステートの範囲は、ＩＰＭモータ５１のステータの配置に基づいて特定できる。図３を参照して、本実施の形態におけるトルク補正量のデータを説明する。本実施の形態の場合、モータトルクをＰＷＭデューティにより制御するので、トルク記憶部７２に記憶するトルク補正量とは、ＰＷＭデューティの補正量を表わす。振動の低減に適したトルクパターンは回転速度や負荷トルクにより変化するため、トルク記憶部７２は複数の区分に分けられた回転速度や負荷トルク（本実施の形態では回転速度のみ）に応じて、複数のトルクパターンを記憶する。トルク記憶部７２が回転速度に応じたトルクパターンを出力すると、制御性能は向上する。トルクパターンは相数と極数との積である１２に分割された第０ステート〜第１１ステートまでの１２ステートを有する。ただし、第Ｓステートと第（Ｓ＋６）ステート（Ｓ：０〜５の整数）のインバータ駆動電圧位相は同一である。図４に３相４極ブラシレスモータの場合の各ステートの機械角と電気角との関係を示す。トルク記憶部７２がロータの回転速度を検知する方法は特に限定されないが、本実施の形態においては、機械角判定部７０が検出するＩＰＭモータ５１のロータの機械角の時間的な変化に基づいて回転速度を検知するものとする。
【００６６】
第１乗算器７５は、ＰＩ演算部６３から出力されたＰＩ制御信号と、トルク記憶部７２から出力された、ロータの機械角に対応するステートのトルク補正量とを乗算し、デューティ基準値をＰＷＭ作成部６８に出力する。最終的にＰＷＭ作成部６８に出力されるデューティ基準値は、図３のトルク補正量を用いて式（１）にしたがって算出される。
【００６７】
デューティ基準値＝トルク補正量×ＰＩ制御信号・・・・・（１）
図５および図６を参照して、ＰＩ制御信号にトルク補正量を乗じてデューティ基準値を算出する理由について説明する。図５はモータ効率と位相差情報およびモータ駆動電圧との特性を示す図である。図５（Ａ）はシングルロータリーコンプレッサの負荷トルクが小さい場合を示し、図５（Ｂ）は負荷トルクが大きい場合を示す。モータに脱調を起こさせず、かつ高効率でモータを駆動させるためには、ロータへの通電タイミングが、ロータとステータとの相対位置に基づき、適切な値に制御される必要がある。通電タイミングが適切な値に制御されるためには、マイクロコンピュータ５７は位相差情報を適切な値に制御する必要がある。本実施の形態でいう適切な値とは、図５に示す位相差範囲に含まれる値をいう。位相差情報が過小であると、ＩＰＭモータ５１は負荷トルクを駆動するモータ発生トルクを出力できない。その結果モータ脱調が発生する。たとえば、図５（Ａ）の位相差情報と図５（Ｂ）の位相差情報とが同じ値とすると、負荷トルクが小さい場合、ＩＰＭモータ５１は高い効率で駆動するが、負荷トルクが大きい場合、モータ脱調を起こす。これは位相差情報の値が位相差範囲に含まれなくなるためである。
【００６８】
図６は本実施の形態における位相差情報とモータの駆動電圧との関係を表わす図である。駆動電圧と位相差情報とには線形な関係があることが知られているので、位相差情報は、位相差情報＝Ｋ（１）×駆動電圧＋Ｋ（２）（Ｋ（１）、Ｋ（２）は相関係数）という式によって表わすことができる。相関係数Ｋ（１）、Ｋ（２）は負荷トルクなどの条件によって異なる。図６によると、位相差情報の値が一定の場合、負荷トルクが大きいと駆動電圧Ｖ（２）はＶ（１）より大きくなる。これに基づき、駆動電圧として適切な値が出力されると、マイクロコンピュータ５７は位相差情報を適切な値に制御することができる。駆動電圧として適切な値が出力されるためには、マイクロコンピュータ５７は駆動電圧の値を負荷トルクに基づいて定める必要がある。駆動電圧の値は、デューティ基準値によって定められる。これが、ＰＩ制御信号にトルク補正量を乗じてデューティ基準値を算出する理由である。
【００６９】
周波数記憶部８０は、メモリ（図示せず）とメモリに記憶された情報から適切なものを選択して出力する回路（図示せず）とを含む。周波数記憶部８０は、予め記憶した駆動電圧の周波数を補正する補正量のうち、機械角判定部７０から出力されたロータ情報およびロータ情報の単位時間あたりの変化率（回転速度）に対応する補正量を第２乗算器８５に出力する。図７を参照して、周波数記憶部８０が記憶する補正量について説明する。補正量の平均値は「１」となるように設定されている。これは、モータの回転速度の目標値から決定される、所定周期当たりの駆動電圧の周波数の平均値を一定とするためである。複数の領域に区分された回転速度に対応する複数の補正量パターンが記憶されているのは、高効率運転などに適した補正量パターンが回転速度や負荷トルクにより変化するためである。周波数記憶部８０が回転速度に応じた補正量を出力することにより、制御性能は向上する。ただしモータの起動直後の場合、周波数記憶部８０は補正量を出力しない。圧縮機の凝縮圧力と蒸発圧力の差圧が小さいため、シングルロータリ型圧縮機に接続されたＩＰＭモータ５１の回転中の負荷変動も小さくなる結果、ＩＰＭモータ５１は駆動周波数の補正を必要としないからである。第２乗算器８５は、設定部６５からの出力値と周波数記憶部８０から出力された補正量とを乗算し、正弦波データ作成部６７に電圧の位相を表わす情報を出力する。
【００７０】
このマイクロコンピュータ５７は、コンピュータハードウェアと図示しない制御部により実行されるソフトウェアとにより実現される。一般的にこうしたソフトウェアは、ＦＤ（ＦｌｅｘｉｂｌｅＤｉｓｋ）またはＣＤ−ＲＯＭ（ＣｏｍｐａｃｔＤｉｓｋ−ＲｅａｄＯｎｌｙＭｅｍｏｒｙ）などの記録媒体に格納されて流通し、記録媒体として入力部（図示せず）により読込まれる。制御部は入力部に読込まれたソフトウェアを実行する。図１に示したハードウェア自体は一般的なものである。したがって、本発明の最も本質的な部分はＦＤやＣＤ−ＲＯＭなどの記録媒体に記録されたソフトウェアである。
【００７１】
図８および図９を参照して、マイクロコンピュータ５７で実行されるプログラムは、ＩＰＭモータ５１の制御に関し、以下のような制御構造を有する。
【００７２】
ステップ（以下、ステップをＳと略す。）１００にて、検出部６０は、設定部６５が設定したＩＰＭモータ５１の回転速度の指令値を検出する。この回転速度の指令値は、正弦波データ作成部６７を介して検出される。Ｓ１０２にて、検出部６０は、ＩＰＭモータ５１の回転速度の指令値が圧縮機の凝縮圧力と蒸発圧力の差圧が大きくなっているとして設計時に定められた回転速度まで上昇したか否かを判断する。ＩＰＭモータ５１は、設定部６５が設定した回転速度で回転する。設定部６５が当初設定する回転速度は、最終的な回転速度より小さい。これは、ＩＰＭモータ５１を安定して回転させるためである。ＩＰＭモータ５１が回転を開始した後、設定部６５は次第に回転速度の指令値を増加させる。設計時に定められた回転速度まで上昇したと判断した場合には（Ｓ１０２にてＹＥＳ）、処理はＳ１０４へと移される。もしそうでないと（Ｓ１０２にてＮＯ）、処理はＳ１００へと移される。Ｓ１０４にて、検出部６０は、ステートをいったん任意の方法で仮設定し、仮設定した第４ステートの巻線電流値ＩＰ（４）と第１０ステートの巻線電流値ＩＰ（１０）とを測定する。
【００７３】
Ｓ１０６にて、検出部６０は、巻線電流値ＩＰ（４）とＩＰ（１０）との差が、モータ回転速度に応じて予め定められるしきい値以上か否かを判断する。これは、比較する巻線電流値の差が小さい場合、巻線電流値の検出誤差が大きくなるので、ロータの機械角の判定が間違われる可能性が高いからである。しきい値以上と判断した場合には（Ｓ１０６にてＹＥＳ）、処理はＳ１０８へと移される。もしそうでないと（Ｓ１０６にてＮＯ）、処理はＳ１０４へと移される。
【００７４】
Ｓ１０８にて、検出部６０は、巻線電流値を測定し、巻線電流値ＩＰ（４）がＩＰ（１０）より大きいか否かを判断する。巻線電流値ＩＰ（４）がＩＰ（１０）より大きいと判断した場合には（Ｓ１０８にてＹＥＳ）、処理はＳ１１０へと移される。もしそうでないと（Ｓ１０８にてＮＯ）、処理はＳ１１２へと移される。
【００７５】
Ｓ１１０にて、検出部６０は、内部の第１レジスタ（図示せず）の値に「１」を加算するとともに、内部の第２レジスタ（図示せず）の値を「０」とする。Ｓ１１２にて、ＰＷＭ作成部６８は、内部の第２レジスタの値に「１」を加算するとともに、内部の第１レジスタの値を「０」とする。
【００７６】
Ｓ１１４にて、検出部６０は、Ｓ１０８〜Ｓ１１２の処理が数回繰返された結果、第１レジスタおよび第２レジスタのいずれかの値が、たとえば「３」といった予め定められた値以上となったか否かを判断する。予め定められた値以上と判断した場合には（Ｓ１１４にてＹＥＳ）、処理はＳ１１６へと移される。もしそうでないと（Ｓ１１４にてＮＯ）、処理はＳ１１８へと移される。
【００７７】
Ｓ１１６にて、検出部６０は、現在のステートの設定を正規の設定と決定する。Ｓ１１８にて、検出部６０は、現在第１０ステートに該当するロータの機械角が第４ステートとなるように、ステートの設定を機械角１８０°分シフトさせ、正規のステートの設定とする。
【００７８】
Ｓ１２０にて、検出部６０は、サンプリングタイミングＴＳを、正弦波データ作成部６７から出力された情報に基づいて設定する。あわせて、サンプリング回数Ｎなどの各変数を初期化する。本実施の形態においては、サンプリングタイミングＴＳは、モータ駆動電圧の位相が９０°を中心とする一定かつ対称なタイミングとなるように設定される。目標位相差の設定などの制御設計を容易にするためである。図１０を参照して、位相期間について説明する。モータ駆動電圧がピークとなる位相を９０°とする。この場合、第１の位相期間θ（０）はモータ駆動電圧の位相が０°〜９０°となる期間である。第２の位相期間θ（１）はモータ駆動電圧の位相が９０°〜１８０°となる期間である。本実施の形態においては位相期間の幅を９０°としたが、その他の値であってもよく、特に限定されない。
【００７９】
Ｓ１２２にて、検出部６０は、内蔵するタイマのカウント周期に基づき、サンプリングするタイミングを待つ。Ｓ１２４にて、検出部６０は、電流アンプ５６を介し、電流センサ５５を用いてＩＰＭモータ５１のＵ相の電流値を測定する。
【００８０】
Ｓ１２６にて、検出部６０は、サンプリング回数Ｎの値に「１」を加算する。Ｓ１２８にて、検出部６０は、サンプリング回数Ｎの値に基づき、現在の位相期間がθ（０）か否かを判断する。現在の位相期間がθ（０）と判断した場合には（Ｓ１２８にてＹＥＳ）、処理はＳ１３０へと移される。もしそうでないと（Ｓ１２８にてＮＯ）、処理はＳ１３４へと移される。
【００８１】
Ｓ１３０にて、検出部６０は、サンプリング回数Ｎが予め定められた値（本実施の形態の場合３回）以上か否かを判断する。サンプリング回数Ｎが予め定められた値以上と判断した場合には（Ｓ１３０にてＹＥＳ）、処理はＳ１３２へと移される。もしそうでないと（Ｓ１３０にてＮＯ）、処理はＳ１２４へと移される。
【００８２】
Ｓ１３２にて、検出部６０は、位相期間θ（０）でのサンプリングが終了したものとして、電流サンプリングデータの積算を行ない、モータ電流信号面積Ｓ（０）（＝Ｉ（０）＋Ｉ（１）＋Ｉ（２））を計算する。
【００８３】
Ｓ１３４にて、検出部６０は、サンプリング回数Ｎが予め定められた値（本実施の形態の場合６回）以上か否かを判断する。サンプリング回数Ｎが予め定められた値以上と判断した場合には（Ｓ１３４にてＹＥＳ）、処理はＳ１３６へと移される。もしそうでないと（Ｓ１３４にてＮＯ）、処理はＳ１２４へと移される。
【００８４】
Ｓ１３６にて、検出部６０は、位相期間θ（１）でのサンプリングが終了したものとして、電流サンプリングデータの積算を行ない、モータ電流信号面積Ｓ（１）（＝Ｉ（３）＋Ｉ（４）＋Ｉ（５））を計算する。
【００８５】
Ｓ１３８にて、検出部６０は、モータ電流信号面積Ｓ（０）およびＳ（１）の計算が終了したか否かを判断する。計算が終了したと判断した場合には（Ｓ１３８にてＹＥＳ）、処理はＳ１４０へと移される。もしそうでないと（Ｓ１３８にてＮＯ）、処理はＳ１２４へと移される。
【００８６】
Ｓ１４０にて、検出部６０は、モータ電流信号面積Ｓ（０）およびＳ（１）の比（Ｓ（０）／Ｓ（１））を計算して位相差情報とし、加算器６２に出力する。Ｓ１４２にて、機械角判定部７０は、電流アンプ５６を介し、電流センサ５５を用いてＩＰＭモータ５１のＵ相におけるＩＰＭモータ５１回転中の脈動を表わす脈動データを読込む。
【００８７】
Ｓ１４４にて、機械角判定部７０は、脈動データに基づいてロータの機械角を検出し、ロータの機械角を表わすロータ情報をトルク記憶部７２に出力する。Ｓ１４６にて、トルク記憶部７２は、ロータの回転速度およびロータ情報に応じたトルク補正量を第１乗算器７５に出力する。ロータの機械角を検出するのは、たとえば４極ブラシレスモータの場合、機械角１８０°および３６０°の場合に電気角が３６０°となるなど、ロータの電気角ではロータの位置を明確に検出できないからである。
【００８８】
図１１を参照して、３相４極ブラシレスモータにおいてロータの機械角を判別する方法を説明する。図１１は、１回転中のステートと負荷トルクと巻線電流（１相分）との関係を示す図である。１回転中に大きく３つの過程（吸入、圧縮、吐出）の行程があるため、負荷トルクが大きく変動する。吸入状態から冷媒が圧縮されていくにしたがい負荷トルクは急激に増加し、吐出弁が開き冷媒が吐出されると、負荷トルクは減少する。この負荷トルク変動の影響で、巻線電流値も図１１のＩＰ（１）、ＩＰ（４）、ＩＰ（７）、ＩＰ（１０）のように変動する。この現象から、機械角判定部７０は、予め実験するなどして定められたステートの巻線電流値の大小とロータの機械角との関係を基に、ロータの機械角を判定する。比較対象とする巻線電流値の差が小さいと、その判定に誤りが生じる可能性が高まるので、機械角判定部７０は、比較する巻線電流値の組合せを、インバータ駆動電圧位相が同一となる区間において最も差が大きくなる組合せとする。本実施の形態においては、第４ステートの巻線電流値ＩＰ（４）と第１０ステートの巻線電流値ＩＰ（１０）との差が最も大きくなるので、機械角判定部７０は第４ステートと第１０ステートとを比較する。
【００８９】
図１２および図１３を参照して、３相６極ブラシレスモータにおいてロータの機械角を判定する方法を参考として説明する。図１２は、３相６極ブラシレスモータのロータ１回転中のステートと負荷トルクと巻線電流（１相分）との関係を示す図である。図１３は３相６極ブラシレスモータの場合の各ステートの機械角と電気角との関係を示す図である。図１３に示すように３相６極ブラシレスモータの場合、トルクパターンは相数と極数との積である１８に分割された第０ステート〜第１７ステートまでの１８ステートを有する。ただし、第Ｓステートと第（Ｓ＋６）ステートと第（Ｓ＋１２）ステート（Ｓ：０〜５の整数）のインバータ駆動電圧位相は同一である。
【００９０】
４極ブラシレスモータの場合と同様、６極ブラシレスモータにおいても負荷トルクは大きく変動する。吸入状態から冷媒が圧縮されていくにしたがい負荷トルクは急激に増加し、吐出弁が開き冷媒が吐出されると、負荷トルクは減少する。この負荷トルク変動の影響で、巻線電流値も図１２のＩＰ（１）、ＩＰ（４）、ＩＰ（７）、ＩＰ（１０）、ＩＰ（１３）、ＩＰ（１６）のように変動する。この現象を用いて、機械角判定部７０は、これらの巻線電流値の大小を比較し、ロータの機械角を判定する。この場合、機械角判定部７０は、第１ステート、第７ステートおよび第１３ステートの大小を比較する。たとえば、機械角判定部７０は、ステートを一旦仮設定し、第１ステート、第７ステートおよび第１３ステートの巻線の電流値を測定する。巻線の電流値が測定されると、機械角判定部７０は、測定された巻線の電流値の比較により最小のステートを判定する。第７ステートが最小の場合、機械角判定部７０は、現在のステートの定義を維持する。第１ステートが最小の場合、機械角判定部７０は、現在の第１ステートが第７ステートとなるようにステートの設定を機械角１２０°分シフトさせる。第１３ステートが最小の場合、機械角判定部７０は、現在の第１３ステート１３が第７ステートとなるように機械角２４０°分シフトさせる。これにより、ロータの機械角とトルクパターンの位相との対応をとることができるので、トルク制御を許可しトルク制御を行なうとともに、駆動周波数の補正を許可し、駆動周波数を制御する。
【００９１】
Ｓ１４８にて、加算器６２は検出部６０が求めた位相差情報と位相差記憶部６１が出力した位相差情報の目標値との差を求め誤差データとし、ＰＩ演算部６３に出力する。
【００９２】
Ｓ１５０にて、ＰＩ演算部６３は、加算器６２が出力した誤差データに基づき比例データ（Ｐ）および積分データ（Ｉ）を算出し、これらのデータを含むＰＩ制御値を第１乗算器７５に出力する。Ｓ１５２にて、第１乗算器７５は、ＰＩ制御値とトルク記憶部７２が出力したトルク補正量とを乗算し、デューティ基準値をＰＷＭ作成部６８に出力する。
【００９３】
Ｓ１５４にて、設定部６５は、ＩＰＭモータ５１の回転速度の設定値を第２乗算器８５に出力する。Ｓ１５６にて、周波数記憶部８０は、ロータのステートと回転速度とに対応する補正量を、第２乗算器８５に出力する。
【００９４】
Ｓ１５８にて、第２乗算器８５は、周波数記憶部８０が出力した補正量に基づいて、各ステートごとの駆動電圧の周波数を補正し、かつ電圧位相を表わす位相データを作成して正弦波データ作成部６７に出力する。本実施の形態において第２乗算器８５は、図７の補正量を用いて位相データを式（２）のように計算する。
【００９５】
位相データ＝補正量×ＩＰＭモータ５１の回転速度の指令値・・・・・（２）
Ｓ１６０にて、正弦波データ作成部６７は、位相データと正弦波データとに基づいて正弦波データをＰＷＭ作成部６８に出力するとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータの駆動電圧の位相を表わす情報を検出部６０に出力する。正弦波データは、演算によって作成しても構わないが、本実施の形態においては、正弦波記憶部６６からモータ巻線端子Ｕ、Ｖ、Ｗの各相に対応した正弦波データを読み出す。
【００９６】
Ｓ１６２にて、ＰＷＭ作成部６８は正弦波データとデューティ基準値とを乗算して、各相ごとにインバータ回路５２の各駆動素子にモータ駆動電圧であるＰＷＭ波形信号をインバータ回路５２に出力する。
【００９７】
Ｓ１６４にて、ＰＷＭ作成部６８は、トルクパターンまたは周波数補正パターンの切換があったか否かを判断する。トルクパターンまたは周波数補正パターンの切換があったと判断した場合には（Ｓ１６４にてＹＥＳ）、処理はＳ１６６へと移される。もしそうでないと（Ｓ１６４にてＮＯ）、処理はＳ１２０へと移される。
【００９８】
Ｓ１６６にて、ＰＷＭ作成部６８は、モータの回転が安定するために必要として予め定めた時間が経過するまで待つ。予め定めた時間は、トルクパターンなどの切換後にモータの回転が安定するために必要として予め定めた時間をＴ（１）とし、モータの目標回転速度の変更後にモータの回転が安定するために必要として予め定めた時間をＴ（２）とする。
【００９９】
Ｓ１６８にて、ＰＷＭ作成部６８は、正弦波データに基づき、ＩＰＭモータ５１の回転速度を推定する。Ｓ１７０にて、ＰＷＭ作成部６８は、回転速度の推定値が駆動周波数を補正する必要がないとして予め定められた所定の回転速度以上となったか否かを判断する。所定の回転速度以上となったと判断した場合には（Ｓ１６８にてＹＥＳ）、処理を終了する。もしそうでないと（Ｓ１６８にてＮＯ）、処理はＳ１２２へと移される。このように判断するのは、シングルロータリ型圧縮機の場合、ＩＰＭモータ５１の回転速度が高くなると、ＩＰＭモータ５１回転中の負荷変動が小さくなり、それにともない回転速度変動も小さくなるためである。
【０１００】
以上のような構造およびフローチャートに基づく、駆動装置１００の動作について説明する。
【０１０１】
検出部６０は、ＩＰＭモータ５１の回転速度の指令値を検出し（Ｓ１００）、ＩＰＭモータ５１の回転速度が圧縮機の凝縮圧力と蒸発圧力の差圧が大きくなったとして予め定められた回転速度に上昇するまで待つ（Ｓ１０２）。
【０１０２】
予め定められた回転速度まで上昇したと判断されると、検出部６０は、ステートをいったん任意に設定し、仮設定した第４ステートの巻線電流値ＩＰ（４）と第１０ステートの巻線電流値ＩＰ（１０）とを測定する（Ｓ１０４）。巻線電流値が測定されると検出部６０は、測定された巻線電流値の差が、モータ回転速度に応じて予め定められるしきい値を上回るまで待つ（Ｓ１０６）。しきい値を上回ったと判断されると、検出部６０は、巻線電流値を測定し、巻線電流値ＩＰ（４）とＩＰ（１０）との大小を比較する（Ｓ１０８）。巻線電流値の測定と比較とが数回繰返されると（Ｓ１０８〜Ｓ１１４）、検出部６０は、ステートの設定を正式に決定する（Ｓ１１６、Ｓ１１８）。これにより、ロータの機械角とトルクパターンの位相との対応をとることができたので、トルクを制御するとともに、駆動周波数を制御する。
【０１０３】
検出部６０は、サンプリングタイミングＴＳを、正弦波データ作成部６７から出力された情報に基づいて設定する。あわせて検出部６０は、サンプリング回数Ｎなどの各変数を初期化する（Ｓ１２０）。サンプリングタイミングＴＳの設定と各変数の初期化とがなされると、検出部６０は、位相差情報を算出する。
【０１０４】
図１０を参照して、位相差情報の算出方法について説明する。検出部６０は、モータ駆動電圧を基準とする２箇所の位相期間において、両位相期間におけるサンプリングタイミングが対称となるような所定のサンプリングタイミングＳＰ（０）〜ＳＰ（５）を待つ（Ｓ１２２）。タイミングが到来すると検出部６０は、ＩＰＭモータ５１のＵ相の電流値を測定する（Ｓ１２４）。電流値が測定されると、検出部６０は、各位相期間での巻線電流値Ｉ（０）〜Ｉ（２）を積算しモータ電流信号面積Ｓ（０）（＝Ｉ（０）＋Ｉ（１）＋Ｉ（２））を計算する（Ｓ１２６〜Ｓ１３２）。モータ電流信号面積Ｓ（０）が計算されると、検出部６０は、ふたたびＩＰＭモータ５１のＵ相の電流値を測定して、位相期間θ（１）についてモータ電流信号面積Ｓ（１）（＝Ｉ（３）＋Ｉ（４）＋Ｉ（５））を計算する（Ｓ１２２〜Ｓ１３６）。モータ電流信号面積Ｓ（０）およびＳ（１）が計算されると（Ｓ１３８にてＹＥＳ）、検出部６０はそれぞれの値の比（Ｓ（０）／Ｓ（１））を計算し、加算器６２に出力する（Ｓ１４０）。この計算結果が位相差情報である。本実施の形態においては、この位相差情報が所定の値になるように制御する。図１０の場合、検出部６０は２箇所の位相期間で対称となるタイミングでＡ／Ｄサンプリングするので、図１０に示すように電圧と電流の位相差が０°のときには、Ｓ（０）＝Ｓ（１）となる。その結果、位相差情報は「１」となる。このことは、位相差０°で制御するには位相差情報を「１」になるように制御すればよいことを表わす。
【０１０５】
位相差情報が出力されると、機械角判定部７０は、ＩＰＭモータ５１のＵ相におけるＩＰＭモータ５１回転中の脈動を表わす脈動データを読込む（Ｓ１４２）。脈動データが読込まれると、機械角判定部７０は、脈動データに基づいてロータの機械角を検出し、ロータの機械角を表わすロータ情報をトルク記憶部７２に出力する（Ｓ１４４）。ロータ情報が出力されると、トルク記憶部７２は、ロータの回転速度およびロータ情報に応じたトルク補正量を第１乗算器７５に出力する（Ｓ１４６）。
【０１０６】
トルク補正量が出力されると、加算器６２は位相差情報と位相差記憶部６１から出力された位相差情報の目標値との差を求め誤差データとし、ＰＩ演算部６３に出力する。加算器６２は位相差情報の目標値と検出部６０から出力された位相差情報とをＰＩ演算部６３に出力する（Ｓ１４８）。位相差情報などが出力されると、ＰＩ演算部６３は、加算器６２が出力した誤差データに基づき比例データ（Ｐ）および積分データ（Ｉ）を算出し、ＰＩ制御値を第１乗算器７５に出力する（Ｓ１５０）。ＰＩ制御値が出力されると、第１乗算器７５は、ＰＩ制御値とトルク記憶部７２が出力したトルク補正量とを乗算し、デューティ基準値をＰＷＭ作成部６８に出力する（Ｓ１５２）。
【０１０７】
シングルロータリ型圧縮機の振動は以上のようにしてトルクを制御しても完全には消滅せず、ある程度の振動が残存する。モータの角速度の変動もトルクを制御しない場合よりは小さくなるが、ある程度残るので、ステータへの通電タイミングを適切な値に制御するため、強制励磁を行なっている駆動周波数をモータの角速度の変動に応じて補正する。これにより、ＩＰＭモータ５１の駆動電力の周波数が補正量パターンにしたがって増減され、回転速度の変動に応じた通電が行われる。回転速度の変動に応じた通電が行われるので、マイクロコンピュータ５７は、ＩＰＭモータ５１の脱調を防止し、さらには高効率で運転することができる。
【０１０８】
デューティ基準値が出力されると、設定部６５は、ＩＰＭモータ５１の回転速度の設定値を第２乗算器８５に出力する（Ｓ１５４）。設定値が出力されると、周波数記憶部８０は、ロータのステートと回転速度とに対応する補正量を、第２乗算器８５に出力する（Ｓ１５６）。補正量が出力されると、第２乗算器８５は、周波数記憶部８０が出力した補正量に基づいて、各ステートの駆動電圧の周波数を補正し、かつ電圧位相を表わす位相データを作成して正弦波データ作成部６７に出力する（Ｓ１５８）。
【０１０９】
図１４を参照して位相データに補正量を乗算する理由を説明する。図１４は、シングルロータリ型圧縮機の負荷トルク変動を負荷トルクの大きいときと小さいときとに分けてパラメータ化した位相差情報−効率特性である。ここで、注意すべき事実は、モータ駆動電圧が同一であっても、負荷トルクが変化すると位相差情報も変化することである。たとえば図１４においてモータ駆動電圧ＶＪでモータが駆動されている場合、負荷トルクの大きいときと小さいときとでは異なる位相差情報でモータが駆動される。これは負荷トルクが大きいときには大きなモータ駆動電圧が必要なためである。このことを前述したシングルロータリ型圧縮機にあてはめると、モータ１回転に同期した急激で大きな負荷トルク変動に位相差を制御して追従することは困難なことを意味する。位相差を制御して追従することが困難になると、モータ駆動電圧の制御や変更はできない。
【０１１０】
位相データが出力されると、正弦波データ作成部６７は、位相データと正弦波データとに基づいて正弦波データをＰＷＭ作成部６８に出力する。正弦波データ作成部６７は、正弦波データを出力するとともに、Ｕ相の正弦波データからＵ相のモータの駆動電圧の位相を表わす情報を検出部６０に出力する（Ｓ１６０）。
【０１１１】
正弦波データなどが出力されると、ＰＷＭ作成部６８は正弦波データとデューティ基準値とを乗算して、各相ごとにインバータ回路５２の各駆動素子にモータ駆動電圧であるＰＷＭ波形信号をインバータ回路５２に出力する（Ｓ１６２）。これにより、インバータ回路５２を介してモータ巻線に電流が印加されるのでＩＰＭモータ５１が駆動される。その結果、ＩＰＭモータ５１の出力トルクがトルクパターンにしたがって増減され、負荷トルクに応じたトルク制御が行われるため、マイクロコンピュータ５７は、モータ脱調を防止し、かつＩＰＭモータ５１の回転速度の変動を抑制できる。
【０１１２】
ＰＷＭ波形信号が出力されると、ＰＷＭ作成部６８は、トルクパターンまたは周波数補正パターンの切換があるまで（Ｓ１６４にてＮＯ）、駆動電圧の大きさ（ＰＷＭデューティのデューティ幅）を決定する。駆動電圧の大きさは、モータ駆動電圧（出力デューティ）に対する巻線電流位相差を一定に制御するための位相差制御フィードバックループによって決定される（Ｓ１２０〜Ｓ１６２）。駆動電圧の大きさを決定する際、所望の周波数で出力される正弦波データによってＩＰＭモータ５１の回転速度が決定される。これによって所望の位相差、所望の回転速度でＩＰＭモータ５１が駆動・制御される。
【０１１３】
トルクパターンまたは周波数補正パターンの切換があると（Ｓ１６４にてＹＥＳ）、ＰＷＭ作成部６８は、モータの回転が安定するために必要として予め定めた時間が経過するまで待つ（Ｓ１６６）。予め定めた時間は、トルクパターンなどの切換後にモータの回転が安定するために必要として予め定めた時間をＴ（１）とし、モータの目標回転速度の変更後にモータの回転が安定するために必要として予め定めた時間をＴ（２）とする。予め定めた時間が経過すると、ＰＷＭ作成部６８は、正弦波データに基づき、ＩＰＭモータ５１の回転速度を推定し（Ｓ１６８）、所定の回転速度以上になると（Ｓ１６８にてＹＥＳ）処理を終了する。このように判断するのは、シングルロータリ型圧縮機の場合、ＩＰＭモータ５１の回転速度が高くなると、ＩＰＭモータ５１回転中の負荷変動が小さくなり、それにともない回転速度変動も小さくなるためである。
【０１１４】
図１５および図１６を参照して、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータを駆動した場合の負荷トルクとモータ駆動電圧（１相分）と角速度との関係を示す。図１５が従来例の場合であり、図１６が本実施の形態のトルク制御を行なった場合である。従来例では、角速度の変動が大きく、ひいては圧縮機の振動も大きくなる。本実施の形態の場合、トルクパターンによりデューティ基準値が補正され、モータ駆動電圧が補正されることにより、巻線電流が負荷トルクと一致するモータトルクを発生すべく補正される。これにより、角速度変動が小さくなり、圧縮機の振動も小さくなる。
【０１１５】
図１７および図１８を参照して、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータを駆動した場合の負荷トルクとモータ駆動電圧（１相分）と位相差情報との関係を説明する。図１７が従来例の場合である。図１８が本実施の形態において駆動電力の周波数を補正した場合である。図１７に示す従来例の場合、位相差情報の変動が大きく、ひいては位相差情報が高効率点から離れてしまい、効率の悪い運転となる。最悪の場合は前述した位相差範囲以上に位相差情報が変動し、脱調が発生する。図１８に示す本実施の形態の場合、補正量パターンによりＩＰＭモータ５１回転中の負荷変動に応じて位相データを補正することにより、マイクロコンピュータ５７は、位相差情報を常に高効率点に制御することが可能となる。
【０１１６】
以上のようにして、本実施の形態に係る駆動装置は、予め記憶部に記憶されたトルクパターンに応じて駆動電圧を制御する。トルクパターンに応じて駆動電圧が制御されるので、電流の位相は制御可能な範囲にとどまる。電流の位相が制御可能な範囲にとどめられるので、シングルロータリ型圧縮機をはじめとする急激で大きな負荷トルク変動を持つ負荷に対してもモータ脱調などを生じずに駆動させることができる。さらにロータの機械角をコイルの誘起電流から検出するのではなく、巻線電流のピークに基づいて検出するので、１８０°通電による制御が可能である。あわせて、回転速度の補正も行なうので、回転速度の変動により位相差情報が影響を受けることを防ぐことができる。その結果、低騒音、低振動、高効率である１８０°通電による制御をより幅広い分野に適用できる制御装置を提供できる。
【０１１７】
なお、Ｓ１５４にて設定部６５は、位相差情報の変動量が任意に定められた第１の変動量以上となった後、駆動周波数補正を開始してもよい。
【０１１８】
また、Ｓ１５４にて設定部６５は、位相差情報の変動量が任意に定められた第２の変動量以下となった場合は、駆動周波数の補正を停止して直ちにＳ１５８の処理を行なってもよい。
【０１１９】
さらに、比較する巻線電流値は、４極ブラシレスモータの場合でロータの機械角が１８０度離れたステート同士であってよい。
【０１２０】
その他、比較する巻線電流値は、３相６極ブラシレスモータの場合にはモータ駆動電圧の位相が等しくなるステート同士であってもよい。
【０１２１】
＜第２の実施の形態＞
以下、本発明の第２の実施の形態に係る駆動装置２００について説明する。
【０１２２】
図１９を参照して、本実施の形態に係る駆動装置２００は、ＤＣ（ＤｉｒｅｃｔＣｕｒｒｅｎｔ）電流を検出するためにインバータ回路５２に直列に接続された抵抗９０と、抵抗９０と並列に接続され、ＤＣ電流を検出するＤＣ電流アンプ９１とをさらに含む。なお、その他のハードウェア構成については前述の第１の実施の形態と同じである。それらについての機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰返さない。
【０１２３】
図２０を参照して、マイクロコンピュータ５７で実行されるプログラムは、ＩＰＭモータ５１の制御に関し、以下のような制御構造を有する。なお、図２０に示すフローチャートの中で、前述の図８に示した処理は同じステップ番号を付してある。それらの処理も同じである。また、Ｓ１４６以降の処理も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰返さない。
【０１２４】
Ｓ１８０にて、機械角判定部７０は、抵抗９０とＤＣ電流アンプ９１とを用いてＤＣ電流の脈動を検出する。Ｓ１８２にて、機械角判定部７０は、検出されたＤＣ電流の脈動とロータの機械角との関係からロータの機械角を検出し、ロータの機械角を表わすロータ情報をトルク記憶部７２に出力する。ロータの機械角の検出は、巻線電流に基づいて機械角を検出する場合と同様の方法により行なう。
【０１２５】
以上のような構造およびフローチャートに基づく、駆動装置２００の動作について説明する。
【０１２６】
Ｓ１００〜Ｓ１４０の動作を経て位相差情報が出力されると、機械角判定部７０は、ＤＣ電流の脈動を検出する（Ｓ１８０）。ＤＣ電流の脈動が検出されると、機械角判定部７０は、ロータの機械角を検出し、ロータの機械角を表わすロータ情報をトルク記憶部７２に出力する（Ｓ１８２）。ロータ情報が出力されると、Ｓ１４６〜Ｓ１７０の動作を経て、ＩＰＭモータ５１が制御される。
【０１２７】
以上のようにして、本実施の形態に係る駆動装置は、インバータに供給される電力の脈動に基づいてロータの機械角を検出する。インバータに供給される電力は直流のため、インバータによって変調された後の電力に比べてトルク変動による脈動の影響が現れやすい。トルク変動による脈動の影響が現れやすいので、より高い精度でロータの機械角を検出できる。その結果、より高い精度で１８０°通電駆動により制御できる制御装置を提供できる。
【０１２８】
なお、本実施の形態において、インバータ回路５２に入力されるＤＣ電流を用いてＩＰＭモータ５１の巻線電流値を推定してもよい。電流センサ５５および電流アンプ５６はこの場合不要である。この場合、検出部６０はＰＷＭ作成部６８およびＤＣ電流アンプ９１に接続されている。検出部６０はインバータ回路５２に入力されるＤＣ電流の値を測定する。そのＤＣ電流がＩＰＭモータ５１のどのコイルに流れるかは、どのコイルに通電するかを表わすデータに基づいて特定される。そのデータは、ＰＷＭ作成部６８が検出部６０に出力する。これにより、検出部６８はＩＰＭモータ５１の特定のコイルに流れる電流を推定できる。
【０１２９】
もしくは、本実施の形態において、検出部６０は、インバータ回路５２の入力部に取付けられた電流センサ（図示せず）が検知したＤＣ電流値を用いて巻線電流値を推定してもよい。
【０１３０】
＜第３の実施の形態＞
以下、本発明の第３の実施の形態に係る駆動装置３００について説明する。
【０１３１】
図２１を参照して、本実施の形態に係る駆動装置３００は、第１の実施の形態のマイクロコンピュータ５７に代えて、マイクロコンピュータ９３を含む。マイクロコンピュータ９３は、１８０°駆動部９５と、間欠駆動部９６と、選択部９７と、検出部９８とを含む。
【０１３２】
１８０°駆動部９５は、ＩＰＭモータ５１の回転速度がモータ巻線に通電するモータの駆動電圧の周波数によって決定される強制励磁駆動をする。１８０°駆動部９５は、検出部と、位相差記憶部と、加算器と、ＰＩ演算部と、設定部と、正弦波記憶部と、正弦波データ作成部と、機械角判定部と、トルク記憶部と、第１乗算器と、周波数記憶部と、第２乗算器とを含む。これらの関係および役割は機械角判定部を除き第１の実施の形態と同様である。機械角判定部は、間欠駆動部９６の出力と、電流センサ５５および電流アンプ５６の出力とを用いてＩＰＭモータ５１の機械角を判定する。間欠駆動部９６は、検出されたロータ位置に応じて通電の切換を行なうことにより、ＩＰＭモータ５１に、通電休止期間が設けられた通電角１８０°未満の間欠通電駆動をさせる。選択部９７は、ＩＰＭモータ５１の駆動方式を選択する。検出部９８は、ＩＰＭモータ５１の巻線のモータ端子に発生する誘起電圧を検出することでロータ位置すなわちロータの機械角を検出する。検出部９８によって判定されたロータの機械角を表わす情報は、間欠通電駆動から１８０°通電駆動に切換わった後も保持される。この情報は、間欠駆動部９６および選択部９７を通じて１８０°駆動部９５に出力される。マイクロコンピュータ９３は、この情報に応じて１８０°通電駆動時に本実施の形態に係るトルク制御と駆動電圧の周波数補正とを行なう。なお、その他のハードウェア構成については前述の第１の実施の形態と同じである。それらについての機能も同じである。したがって、それらについての詳細な説明はここでは繰返さない。
【０１３３】
図２２を参照して、マイクロコンピュータ５７で実行されるプログラムは、ＩＰＭモータ５１の制御に関し、以下のような制御構造を有する。
【０１３４】
Ｓ２００にて、間欠駆動部９６は、ＰＷＭ作成部６８に、ＩＰＭモータ５１の各相の電圧と位相との指令値を表わすデータを出力する。ＰＷＭ作成部６８は、間欠駆動部９６から出力されたデータに基づき、ＰＷＭ波形信号をインバータ回路５２に出力する。
【０１３５】
Ｓ２０２にて、間欠駆動部９６は、ロータの回転が定常状態になるまで待つ。Ｓ２０４にて、検出部９８は、ロータの機械角を検出する。本実施の形態において、検出部９８が誘起電圧を検出する巻線は、間欠駆動部９６が通電を休止させている巻線である。検出部９８は、ロータの機械角が変化する速度から、ロータが回転する速度も算出する。検出部９８は、ロータの機械角と時間とに基づいてロータがその機械角に到達したタイミングも検出する。検出部９８は、ＩＰＭモータ５１のロータの機械角とロータがその機械角に到達したタイミングとを１８０°駆動部９５の機械角判定部に出力する。
【０１３６】
Ｓ２０６にて、選択部９７は、ＩＰＭモータ５１の制御を１８０°駆動部９５による１８０°通電駆動に切替える。
【０１３７】
Ｓ２０８にて、１８０°駆動部９５は、ＩＰＭモータ５１を強制励磁駆動するように制御する。その制御の方法は、ロータの機械角の算出方法を除いて第１の実施の形態と同様である。本実施の形態におけるロータの機械角の算出方法は以下の通りである。１８０°駆動部９５の機械角判定部は、ロータの機械角の変動量を算出する。変動量は、ロータの電気角をＩＰＭモータ５１の極数の半分で除算した値である。たとえば３相４極モータの場合、電気角が２度変化するたびに機械角は１度変化する。変動量は、検出部９８がロータの機械角を特定したタイミング以降について算出される。変動量が算出されると、機械角判定部は、間欠駆動部９６が機械角判定部に出力したロータの機械角に、その変動量を加減して、ロータの機械角を判定する。
【０１３８】
Ｓ２１０にて、選択部９７は、ＩＰＭモータ５１の回転速度を切替える指示を受けたか否かを判断する。回転速度を切替える指示を受けたと判断した場合には（Ｓ２１０にてＹＥＳ）、処理はＳ２１２へと移される。もしそうでないと（Ｓ２１０にてＮＯ）、処理はＳ２０８へと移される。Ｓ２１２にて、１８０°駆動部９５は、ＩＰＭモータ５１の回転速度を切替える。
【０１３９】
以上のような構造およびフローチャートに基づく、駆動装置３００の動作について説明する。
【０１４０】
間欠駆動部９６は、ＰＷＭ作成部６８に、ＩＰＭモータ５１の各相の電圧と位相との指令値を表わすデータを出力する（Ｓ２００）。データが出力されると、間欠駆動部９６は、ロータの回転が定常状態になるまで待つ（Ｓ２０２）。
【０１４１】
ロータの回転が定常状態になると、検出部９８は、ＩＰＭモータ５１のロータの機械角とロータがその機械角に到達したタイミングとを１８０°駆動部９５の機械角判定部に出力する。（Ｓ２０４）。機械角とタイミングとが出力されると、選択部９７は、ＩＰＭモータ５１の制御を１８０°駆動部９５による１８０°通電駆動に切替える（Ｓ２０６）。切替えられると、１８０°駆動部９５は、ＩＰＭモータ５１を制御する（Ｓ２０８）。
【０１４２】
ＩＰＭモータ５１が制御されると、選択部９７は、ＩＰＭモータ５１の回転速度を切替える指示を受けたか否かを判断し（Ｓ２１０）、回転速度を切替える指示を受けると（Ｓ２１０にてＹＥＳ）、ＩＰＭモータ５１の回転速度を切替える（Ｓ２１２）。
【０１４３】
以上のようにして、本実施の形態に係る駆動装置３００は、間欠通電駆動によって得られたロータの機械角に基づいてＩＰＭモータ５１を制御することができる。間欠通電駆動によって得られたデータを用いるので、ＩＰＭモータの巻線電流の位相などに基づいてロータの機械角を検出する場合よりもノイズの影響が小さい。ノイズの影響が小さいので精度が高くなる。その結果、高精度でＩＰＭモータの駆動を制御できる制御装置を提供できる。
【０１４４】
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態に係る駆動装置の全体構成図である。
【図２】本発明の第１の実施の形態に係るシングルロータリ型圧縮機とスクロール型圧縮機との負荷トルク特性を表わす図である。
【図３】本発明の第１の実施の形態に係るトルク補正量のデータの例を説明する図である。
【図４】本発明の第１の実施の形態における、３相４極ブラシレスモータの場合の各ステートの機械角と電気角との関係を示す図である。
【図５】本発明の第１の実施の形態に係る、モータ効率と位相差情報およびモータ駆動電圧との特性を示す図である。
【図６】本発明の第１の実施の形態に係る位相差情報とモータの駆動電圧との関係を表わす図である。
【図７】本発明の第１の実施の形態に係る周波数記憶部が記憶する補正量について説明する図である。
【図８】本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータ５１の駆動処理の制御の手順を示す第１のフローチャートである。
【図９】本発明の第１の実施の形態に係るＩＰＭモータ５１の駆動処理の制御の手順を示す第２のフローチャートである。
【図１０】本発明の第１の実施の形態に係る位相期間を表わす概念図である。
【図１１】本発明の第１の実施の形態に係る３相４極ブラシレスモータのロータ１回転中のステートと負荷トルクと１相分の巻線電流との関係を示す図である。
【図１２】本発明の第１の実施の形態に係る３相６極ブラシレスモータのロータ１回転中のステートと負荷トルクと１相分の巻線電流との関係を示す図である。
【図１３】本発明の第１の実施の形態における、３相６極ブラシレスモータの場合の各ステートの機械角と電気角との関係を示す図である。
【図１４】本発明の第１の実施の形態に係るシングルロータリ型圧縮機の位相差情報−効率特性を表わす図である。
【図１５】従来例に係るトルク制御を行なった場合の、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータの負荷トルクと１相分のモータ駆動電圧と角速度との関係を示す図である。
【図１６】本発明の第１の実施の形態に係るトルク制御を行なった場合の、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータの負荷トルクと１相分のモータ駆動電圧と角速度との関係を示す図である。
【図１７】従来例に係るトルク制御を行なった場合の、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータの負荷トルクと１相分のモータ駆動電圧と位相差情報との関係を示す図である。
【図１８】本発明の第１の実施の形態に係るトルク制御を行なった場合の、１回転中の負荷変動の大きいシングルロータリ型圧縮機モータの負荷トルクと１相分のモータ駆動電圧と位相差情報との関係を示す図である。
【図１９】本発明の第２の実施の形態に係る駆動装置の全体構成図である。
【図２０】本発明の第２の実施の形態に係るＩＰＭモータ５１の駆動処理の制御の手順を示すフローチャートである。
【図２１】本発明の第３の実施の形態に係る駆動装置の全体構成図である。
【図２２】本発明の第３の実施の形態に係るＩＰＭモータ５１の駆動処理の制御の手順を示すフローチャートである。
【符号の説明】
５１ＩＰＭモータ、５２インバータ回路、５３コンバータ回路、５４交流電源、５５電流センサ、５６電流アンプ、５７，９３マイクロコンピュータ、６０，９８検出部、６１位相差記憶部、６２加算器、６３ＰＩ演算部、６５設定部、６６正弦波記憶部、６７正弦波データ作成部、６８ＰＷＭ作成部、７０機械角判定部、７２トルク記憶部、７５第１乗算器、８０周波数記憶部、８５第２乗算器、９０抵抗、９１ＤＣ電流アンプ、９５１８０°駆動部、９６間欠駆動部、９７選択部、１００，２００，３００駆動装置。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a technique for controlling driving of a synchronous motor, and more particularly, to a control device capable of controlling the energization timing of a synchronous motor connected to a load having a large torque fluctuation.
[0002]
[Prior art]
The 180 ° energization driving method in the motor driving method refers to a method of controlling the driving of the synchronous motor without providing an energization suspension period in the winding current waveform. In this method, the phase difference between the motor drive voltage and the winding current is controlled.
[0003]
Japanese Patent Laying-Open No. 2001-112287 (Patent Literature 1) discloses a technique for suppressing a decrease in detection accuracy of a phase difference due to a fluctuation in a winding current when a motor is controlled and driven by a 180 ° conduction driving method. The motor control device disclosed in this publication is a motor control device that controls the driving of a synchronous motor having a multi-phase motor coil.
[0004]
This motor control device, in response to a command for setting the rotation speed is given, a drive wave data creation circuit that creates drive wave data for driving the synchronous motor for each of a plurality of phases, A motor current detection circuit that detects a motor current of any one of the plurality of phases and outputs a motor current signal; and a phase of a motor drive voltage of the specific phase based on the drive wave data created by the drive wave data creation circuit. And a phase difference detection circuit that detects a phase difference with the motor current signal output from the motor current detection circuit and outputs phase difference information, and outputs the phase difference information output from the phase difference detection circuit to a target value. A phase difference control circuit that calculates a duty reference value for controlling the driving wave data, a driving wave data of each phase output from the driving wave data generation circuit, and a duty reference value output from the phase difference control circuit. A duty calculating circuit for calculating an output duty for each phase by multiplying, and a plurality of switching elements, generating a drive signal in accordance with the output duty for each phase calculated by the duty calculating circuit, and generating a drive signal for each switching element. An inverter that controls conduction and energizes each motor coil. The phase difference detection circuit calculates the motor current signal area in each of the two phase periods with reference to the phase of the motor drive voltage of the specific phase in each phase period, and calculates the area of the motor current signal area in the two phase periods. It is characterized in that a ratio is calculated and this is used as phase difference information.
[0005]
According to this motor control device, the inverter detects the phase difference between the phase of the motor drive voltage and the motor current as the ratio between the integrated values of the motor currents in two phase periods, and this phase difference information becomes the target value. To control. The relative position between the rotor and the stator is determined by the phase difference between the motor drive voltage phase and the motor current. Thus, since the phase difference detection circuit can indirectly detect the relative position between the rotor and the stator without using the rotor position sensor, the inverter can control the energization timing. Since the energization timing is indirectly controlled, the inverter can drive the motor at the energization timing that provides high efficiency using the 180 ° energization drive method. As a result, it is possible to provide a motor control device capable of improving the motor efficiency and realizing low noise and low vibration.
[0006]
Japanese Patent Laying-Open No. 8-322275 (Patent Document 2) discloses a technique for reducing vibration caused by a difference between a load torque and an output torque of a motor when connected to a load having a large load torque fluctuation. I do. Examples of loads having large load torque fluctuations include single rotary compressors and reciprocating compressors which are widely used as compressors for products such as air conditioners and refrigerators (hereinafter referred to as “single rotary type compressors”). Machine).
[0007]
The motor control device disclosed in this publication is a motor control device that controls a motor connected to a device in which the magnitude of a load torque changes every moment during one rotation. The motor control device detects a rotation position of the motor rotor during one rotation, and calculates the magnitude of the load torque of the device during one rotation of the rotor based on the position information output from the detection device. A calculation circuit, and at least one of a current and a voltage supplied to the motor based on an output of the calculation circuit, a load torque of a device whose load torque fluctuates momentarily during one rotation and an output torque of the motor. And a control circuit for controlling momentarily so as to be equal.
[0008]
According to this motor control device, the control circuit outputs a motor torque corresponding to the load torque of the device during one rotation of the rotor calculated based on the position information. Thereby, the motor control device can reduce the influence of the load torque fluctuation of the motor. As a result, a motor control device capable of reducing vibration can be provided.
[0009]
[Patent Document 1]
JP 2001-112287 A (page 5-7)
[0010]
[Patent Document 2]
JP-A-8-322275 (page 3)
[0011]
[Problems to be solved by the invention]
However, the device disclosed in the above publication has the following problems.
[0012]
The motor control device disclosed in JP-A-2001-112287 is a device that can be controlled under the same rotation condition. When there is no special control, in order to drive the motors at the same rotation speed, the load connected to the synchronous motor needs to be constant (the load torque fluctuation is small). When a synchronous motor connected to a load having a large load torque fluctuation is controlled, the rotational speed of the rotor fluctuates due to the influence of the load torque. Since the rotation speed fluctuates, the phase difference information greatly fluctuates from an assumed value. Since the phase difference information fluctuates, the motor control device cannot control the synchronous motor in response to the load torque fluctuation. Since the synchronous motor cannot be controlled, the generated torque of the synchronous motor decreases. Eventually, the phase difference information falls outside the range in which the motor can be driven, so that the motor itself cannot be driven, and the synchronous motor stops (hereinafter, referred to as "motor out-of-step").
[0013]
The motor control device disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 8-322275 can drive even a motor connected to a load having a large load torque fluctuation, but requires a sensor for detecting a rotor position. However, a motor connected to a load having a large load torque fluctuation is generally driven under a special atmosphere. In order to use the sensor in such an atmosphere, it is necessary to take special measures for the sensor. Therefore, the cost increases.
[0014]
The present invention has been made in order to solve the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to provide a motor connected to a load having a large load torque fluctuation without using a sensor for detecting a rotor position. To provide a control device for a motor controlled by a control device, an air conditioner and a refrigerator using the control device.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
A motor control device according to a first aspect of the present invention is a control device for controlling a synchronous motor including a multi-phase coil. The motor control device includes a first detection unit for detecting a current of a specific phase of a plurality of phases, and a motor for detecting a mechanical angle of a rotor of a synchronous motor based on a pulsation of the current. A second detecting unit, a generating unit for generating voltage data before correction for each phase in each phase, and a plurality of switching elements; controlling conduction of each switching element based on the control data; An energizing unit for energizing each coil, a first storage unit for storing a first correction value for correcting voltage data corresponding to a mechanical angle, and a control unit for controlling the energizing unit. including. The control means is a first calculation means for calculating a ratio between the integrated values of the currents of the specific phase in a period of the same length, based on a predetermined phase, with respect to the voltage of the specific phase, A second calculating means for calculating a second correction value for correcting the voltage data so as to control the ratio calculated by the first calculating means to the target ratio; A third calculating means for calculating control data for each phase based on the correction value and the second correction value.
[0016]
According to the first invention, the first calculating means calculates the integrated values of the currents of the specific phase in two periods having the same length with respect to a predetermined phase of, for example, 90 ° of the voltage of the specific phase. , Ie, phase difference information. The third calculating means converts the voltage data, the first correction value corresponding to the mechanical angle detected by the pulsation of the current, and the second correction value calculated to control the phase difference information to a target value. Based on this, control data for each phase is calculated. Accordingly, the third calculating means corresponds to the mechanical angle of the rotor of the synchronous motor based on the voltage data, the first correction value, and the second correction value, and the phase difference information becomes the target value. Thus, control data for each phase can be calculated. In the case where the change in the load applied to the synchronous motor corresponds to the change in the mechanical angle of the rotor, the third calculating means calculates the control data so as to correspond to the mechanical angle of the rotor. It is equivalent to calculating the control data to correspond. When the control data is created so as to correspond to the mechanical angle of the rotor of the synchronous motor, the energizing means uses the control data to correspond to the load applied to the synchronous motor and to make the phase difference information a target value. Each switching element can be controlled. When the phase difference information changes, the efficiency of the synchronous motor changes. Since the efficiency of the synchronous motor changes, when each switching element is controlled such that the phase difference information becomes a target value, the synchronous motor is driven at an efficiency corresponding to the target value. Since the synchronous motor is driven with the efficiency corresponding to the target value, when the target value is set so that the synchronous motor has the highest efficiency, the synchronous motor is driven with the highest efficiency. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large load torque variation with the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position.
[0017]
A motor control device according to a second aspect of the present invention is a control device for controlling a synchronous motor having a plurality of phase coils. The motor control device includes a plurality of switching elements, and based on the control data, controls conduction of each switching element and supplies current to each coil, and a specific phase of any of the plurality of phases. First detecting means for detecting the current of the synchronous motor; second detecting means for detecting the mechanical angle of the rotor of the synchronous motor based on the pulsation of the DC current supplied to the energizing means; A third detecting unit for detecting, a generating unit for generating voltage data before correction in each phase for each phase, and a first correction value for correcting the voltage data corresponding to the mechanical angle. A first storage means for storing and a control means for controlling the power supply means are included. The control means is a first calculation means for calculating a ratio between the integrated values of the currents of the specific phase in a period of the same length, based on a predetermined phase, with respect to the voltage of the specific phase, A second calculating means for calculating a second correction value for correcting the voltage data so as to control the ratio calculated by the first calculating means to the target ratio; A third calculating means for calculating control data for each phase based on the correction value and the second correction value.
[0018]
According to the second aspect, the first calculating means calculates the integrated values of the currents of the specific phase in two periods having the same length with respect to a predetermined phase of, for example, 90 ° of the voltage of the specific phase. , Ie, phase difference information. The second detecting means detects the mechanical angle using the pulsation of the DC current supplied to the energizing means. The third calculating means converts the voltage data, the first correction value corresponding to the mechanical angle detected by the pulsation of the current, and the second correction value calculated to control the phase difference information to a target value. Based on this, control data for each phase is calculated. Thus, unlike the alternating current, the mechanical angle is detected based on the pulsation of the direct current having no regular fluctuation of the current value, so that the second detecting means can easily detect the pulsation. Since the pulsation is easily detected, the second detecting means can accurately detect the mechanical angle. Since the mechanical angle is detected with high accuracy, the third calculating means, based on the voltage data, accurately corresponds to the mechanical angle of the rotor of the synchronous motor and controls the control data so that the phase difference information becomes the target value. Can be calculated. In the case where the change in the load applied to the synchronous motor corresponds to the change in the mechanical angle of the rotor, the third calculating means calculates the control data so as to correspond to the mechanical angle of the rotor. It is equivalent to calculating the control data to correspond. When the control data is created so as to accurately correspond to the mechanical angle of the rotor of the synchronous motor, the energizing means uses the control data to accurately correspond to the load on the synchronous motor, and the phase difference information is set to the target value. Each switching element can be controlled such that When the phase difference information changes, the efficiency of the synchronous motor changes. Since the efficiency of the synchronous motor changes, when each switching element is controlled such that the phase difference information becomes a target value, the synchronous motor is driven at an efficiency corresponding to the target value. Since the synchronous motor is driven with the efficiency corresponding to the target value, when the target value is set so that the synchronous motor has the highest efficiency, the synchronous motor is driven with the highest efficiency. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large load torque variation with high efficiency and high accuracy without using a sensor for detecting the rotor position.
[0019]
According to a third aspect of the present invention, in addition to the configuration of the first or second aspect, the first storage means stores the mechanical angle for one rotation of the rotor based on the arrangement of the stator of the synchronous motor. Means for storing a first correction value for each specified range is included.
[0020]
According to the third aspect, the storage means stores the first correction value for each range in which the mechanical angle is specified based on the arrangement of the stator of the synchronous motor. The torque of the synchronous motor is generated by the interaction between electric power and magnetic force. Since the torque is generated by the interaction between the electric power and the magnetic force, the torque fluctuates in each range where the electric power and the magnetic force change. The range in which the electric power and the magnetic force change can be specified based on the arrangement of the stator of the synchronous motor. Accordingly, when the storage unit stores the first correction value for each range specified based on the arrangement of the stator of the synchronous motor, the third calculation unit can calculate the control data corresponding to the load. When the control data corresponding to the load is calculated, the energizing means can control each switching element more reliably. When each switching element is more reliably controlled, the synchronous motor is more reliably driven with an efficiency corresponding to the target value. As a result, it is possible to provide a motor control device that more reliably controls a motor connected to a load having a large load torque variation with the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position.
[0021]
In the motor control device according to the fourth invention, in addition to the configuration of the third invention, the number of ranges specified based on the arrangement of the stator is a number equal to the product of the number of phases and the number of poles of the synchronous motor. is there.
[0022]
According to the fourth aspect, the storage means stores the first correction value for each of the ranges specified based on the arrangement of the fixed values, divided by the number equal to the product of the number of phases and the number of poles of the synchronous motor. I do. The torque of the synchronous motor is generated by the interaction between electric power and magnetic force. Since the torque is generated by the interaction between the electric power and the magnetic force, the torque fluctuates in each range where the electric power and the magnetic force change. Since the change between the power and the magnetic force has a synergistic effect from the number of phases and the number of poles of the motor, the number of ranges in which the power and the magnetic force change is equal to the product of the number of phases and the number of poles of the motor. With this, when the correction value is stored corresponding to the range specified based on the arrangement of the stator of the synchronous motor divided into the number equal to the product of the number of phases and the number of poles of the motor, the third The calculating means can more reliably calculate the control data corresponding to the load. When the control data corresponding to the load is calculated more reliably, the energizing means can control each switching element more reliably. When each switching element is more reliably controlled, the synchronous motor is more reliably driven with an efficiency corresponding to the target value. As a result, it is possible to provide a motor control device that more reliably controls a motor connected to a load having a large load torque variation without using a sensor that detects the rotor position.
[0023]
A motor control device according to a fifth aspect of the present invention is the motor control device according to any one of the first to fourth aspects, wherein the third calculating means calculates the voltage data, the first correction value, and the second correction value. It includes means for calculating and calculating control data.
[0024]
According to the fifth aspect, the third calculating means calculates the control data by calculating the voltage data, the first correction value, and the second correction value. This simplifies the configuration required for calculation of control data as compared with a case in which, for example, a coefficient is specified based on a relationship between correction values with reference to a data table and control data is calculated by adding the coefficient to voltage data. You. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large load torque variation with the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position with a simplified configuration.
[0025]
In a motor control device according to a sixth aspect of the present invention, in addition to the configuration of the fifth aspect, the third calculating means controls the voltage data by multiplying the voltage data by a first correction value and a second correction value. And means for calculating the data.
[0026]
According to the sixth aspect, the third calculating means calculates the control data by multiplying the voltage data by the first correction value and the second correction value. When the voltage data is obtained by multiplying the correction value, the fluctuation range of the correction value changes according to the value of the voltage data before correction. For example, when the value of the voltage data before correction is zero, the voltage data after correction is Also becomes zero. Thus, the third calculating means can change the voltage value without changing the timing at which the voltage becomes zero. If the timing at which the voltage value becomes zero cannot be changed, the timing at which the energizing means energizes each phase of the synchronous motor does not change. Since the timing at which the energizing means energizes each phase of the synchronous motor does not change, the third calculating means can calculate the control data so as not to adversely affect the timing at which the energizing means energizes the synchronous motor. When the control data is calculated so as not to adversely affect the timing of energizing the synchronous motor, the types of correction values to be stored in the first storage unit are reduced as compared with the case where such an adverse effect is exerted. This is because there is no need to use correction values in detail in order to cancel such an adverse effect. When the number of types of correction values decreases, the configuration of the first storage unit is further simplified. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls the motor connected to a load having a large load torque variation with the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position with a more simplified configuration.
[0027]
A motor control device according to a seventh aspect of the present invention is the motor control device according to the first to sixth aspects, wherein the second detecting means compares a plurality of peaks of the current pulsation to determine a mechanical angle corresponding to the peak. Including means for detecting.
[0028]
According to the seventh aspect, the second detecting means compares the peaks of the current pulsations. Since a load corresponding to the mechanical angle of the rotor is applied to the synchronous motor, the current of the specific phase pulsates according to the load. When the current of the specific phase pulsates according to the load, the second detecting means can detect the mechanical angle from the pulsation. Thus, since the second detecting means detects the mechanical angle using the first detecting means, a dedicated device for detecting the mechanical angle is not required. Since a dedicated device for detecting the mechanical angle is not required, the configuration of the entire control device is simplified. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large load torque variation with a simple configuration at the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position.
[0029]
In the motor control device according to an eighth aspect, in addition to the configuration of the seventh aspect, the second detecting means compares the maximum value of the peak with the other peak values to detect a mechanical angle. Means.
[0030]
According to the eighth aspect, the second detecting means detects the mechanical angle by comparing the maximum value of the peak of the pulsation with another value. The peak at which the pulsation has the maximum value has a larger fluctuation due to the pulsation than the other peaks. This increases the probability that a specific mechanical angle can be detected relatively as compared with a case where peaks that do not include the maximum value are compared. As a result, it is possible to provide a motor control device that reliably controls a motor connected to a load having a large load torque variation with a simple configuration at the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position.
[0031]
In the motor control device according to the ninth aspect, in addition to the configuration of the eighth aspect, the other peaks are peaks having minimum values.
[0032]
According to the ninth aspect, the second detecting means detects the mechanical angle by comparing the maximum value and the minimum value of the peak of the pulsation. Thus, the second detection means can detect the mechanical angle with a smaller error than when comparing peaks other than the maximum value and the minimum value. As a result, it is possible to provide a motor control device that more reliably controls a motor connected to a load having a large load torque variation with a simple configuration without using a sensor for detecting the rotor position.
[0033]
A motor control device according to a tenth aspect of the present invention is the motor control device according to any one of the first to ninth aspects, wherein the first storage means stores a plurality of first corrections for one of the mechanical angle ranges. Includes means for storing the value. The control unit further includes a first selection unit for selecting one of the first correction values used by the third calculation unit based on a condition regarding driving of the synchronous motor among the plurality of first correction values. Including.
[0034]
According to the tenth aspect, the first selection unit is configured to determine, based on a condition relating to driving of the synchronous motor, for example, a magnitude of an average value of the load torque among the plurality of first correction values stored in the first storage unit. To select one. Thus, the first selecting means can select an appropriate first correction value according to the condition regarding the driving of the synchronous motor. The third calculating means can calculate the control value using the accurate first correction value. As a result, it is possible to provide a motor control device that accurately and efficiently controls a motor connected to a load having a large load torque variation without using a sensor for detecting the rotor position.
[0035]
A motor control device according to an eleventh aspect of the present invention includes, in addition to the configuration of the tenth aspect, the control device further includes means for specifying the rotation speed of the rotor. The first storage unit includes a unit for storing a plurality of first correction values determined according to the rotation speed. The first selecting means includes a means for selecting one of the first correction values, with the magnitude of the rotational speed as a driving condition.
[0036]
According to the eleventh aspect, the first selecting means selects the first correction value based on the specified magnitude of the rotation speed. In controlling the synchronous motor, the phase difference information is affected by the rotation speed of the synchronous motor. When the first correction value is selected based on the rotation speed, the influence of the rotation speed on the calculation of the control data is canceled. Thereby, the third calculating means can calculate more appropriate control data. As a result, it is possible to provide a motor control device that more appropriately controls a motor connected to a load having a large load torque variation with the highest efficiency without using a sensor for detecting the rotor position.
[0037]
A motor control device according to a twelfth aspect of the present invention is the motor control device according to any one of the first to eleventh aspects, wherein the control device suppresses a change in the rotation speed of the rotor in accordance with the mechanical angle. A second storage unit for storing the suppression data for correcting the rotation speed is further included. The creating means includes means for creating voltage data based on the suppression data corresponding to the mechanical angle.
[0038]
According to the twelfth aspect, the creating means creates the voltage data based on the suppression data. Thereby, the energization unit can more effectively suppress the fluctuation of the rotation speed as compared with the case where only the phase difference information is controlled. Since fluctuations in the rotation speed are more effectively suppressed, vibrations and noise due to fluctuations in the rotation speed are more effectively suppressed. As a result, without using a sensor for detecting the rotor position, in addition to controlling the motor connected to the load having a large load torque fluctuation with the highest efficiency, the vibration and noise of the synchronous motor can be more effectively suppressed. A control device can be provided.
[0039]
In a motor control device according to a thirteenth aspect, in addition to the configuration of the twelfth aspect, the second storage means includes means for storing a plurality of pieces of suppression data for one value of the mechanical angle. The control means further includes a second selection means for selecting one piece of suppression data used by the creation means based on a condition relating to driving of the synchronous motor from among the plurality of suppression data.
[0040]
According to the thirteenth aspect, the second selecting means selects one of the plurality of pieces of suppression data stored in the second storage means based on a condition regarding driving of the synchronous motor such as a magnitude of an average value of the load torque. Select Thereby, the second selecting means can select the appropriate suppression data in accordance with the condition regarding the driving of the synchronous motor. The creating unit can create the voltage data using the accurate suppression data. As a result, without using a sensor to detect the rotor position, in addition to controlling the motor connected to the load with large fluctuations in load torque with the highest efficiency, a control device that can more effectively suppress vibration and noise is provided. Can be provided.
[0041]
According to a fourteenth aspect of the present invention, in addition to the configuration of the thirteenth aspect, the control unit further includes a unit for specifying a rotation speed of the rotor. The second storage unit includes a unit for storing a plurality of pieces of suppression data determined according to the rotation speed. The second selecting means includes a means for selecting one of the suppression data as a condition relating to driving based on the magnitude of the rotation speed.
[0042]
According to the fourteenth aspect, the second selecting means selects one of the suppression data based on the specified rotation speed. In controlling the synchronous motor, the optimal suppression data differs for each rotation speed of the synchronous motor. When the suppression data is selected based on the rotation speed, the influence of the rotation speed on the creation of the voltage data by the creation unit is accurately canceled. Thereby, the creating unit can create more appropriate voltage data. As a result, without using a sensor to detect the rotor position, in addition to controlling the motor connected to a load with large load torque fluctuations at the highest efficiency, a control device that can more effectively suppress vibration and noise is provided. Can be provided.
[0043]
A motor control device according to a fifteenth aspect of the present invention is the motor control device according to any one of the first to fourteenth aspects, wherein the control device responds to the condition that the rotation speed of the synchronous motor is satisfied. The apparatus further includes means for causing the means to start control.
[0044]
According to the fifteenth aspect, the control of the phase difference information by the first control means is started in response to the condition regarding the rotation speed of the synchronous motor being satisfied. Accordingly, the control device does not perform the control when the control of the phase difference information is not particularly necessary, but can perform the control only when it is really necessary. As a result, the motor connected to a load with large load torque fluctuations can be configured with the simplest configuration, without using a sensor to detect the rotor position, with a simple configuration, supporting the load on the synchronous motor only when it is truly necessary. A control device for a motor to be controlled can be provided.
[0045]
A motor control device according to a sixteenth aspect of the present invention is the motor control device according to any one of the first to fifteenth aspects, wherein the synchronous motor is an embedded magnet type synchronous motor.
[0046]
According to the sixteenth aspect, the synchronous motor is an interior magnet type synchronous motor. The embedded magnet type synchronous motor can obtain a larger torque than the ordinary synchronous motor by appropriately controlling the phase difference information. Thus, the energizing means can control the synchronous motor with higher efficiency than when using another type of synchronous motor. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large load torque variation with higher efficiency with a simple configuration without using a sensor for detecting the rotor position.
[0047]
A motor control device according to a seventeenth aspect is characterized in that, in addition to the configuration of any of the first to sixteenth aspects, there is provided means for controlling an energization unit so as to suspend energization to any of the coils, And a fourth detection unit for detecting an induced voltage generated in the coil during a period in which the power supply to the coil is stopped. The second detecting means includes a means for detecting the mechanical angle based on the relationship between the mechanical angle and the pulsation of the current, which is specified using the induced voltage.
[0048]
According to the seventeenth aspect, the second detecting means detects the mechanical angle based on a relationship between the mechanical angle and the pulsation of the current. The relationship between the mechanical angle and the pulsation of the current is detected by the fourth detecting means. Thereby, the second detecting means can detect the mechanical angle with high accuracy. When the accuracy of the mechanical angle increases, the third calculating unit can calculate the control data so that the efficiency of the motor increases. As a result, it is possible to provide a motor control device that controls a motor connected to a load having a large fluctuation in load torque with a simple configuration without using a sensor that detects the rotor position.
[0049]
An air conditioner according to an eighteenth aspect includes the motor control device according to any one of the first to seventeenth aspects.
[0050]
According to the eighteenth aspect, the motor control device controls the voltage and the current of the synchronous motor. Thereby, the drive of the synchronous motor is controlled at the optimal timing, and the efficiency of the motor is improved, so that the efficiency of the air conditioner is also improved. As a result, an air conditioner that operates with higher efficiency can be provided.
[0051]
A refrigerator according to a nineteenth aspect includes the motor control device according to any one of the first to seventeenth aspects.
[0052]
According to the nineteenth aspect, the motor control device controls the voltage and the current of the synchronous motor. Thus, the drive of the synchronous motor is controlled at a more accurate timing, so that the efficiency of the compressor built in the refrigerator is improved. When the efficiency of the compressor is improved, the efficiency of the refrigerator is improved. As a result, a refrigerator that operates with higher efficiency can be provided.
[0053]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following description, the same components are denoted by the same reference numerals. Their names and functions are also the same. Therefore, detailed description thereof will not be repeated.
[0054]
<First embodiment>
Referring to FIG. 1, drive device 100 according to the present embodiment includes an IPM (Interior Permanent Magnet) motor 51, an inverter circuit 52 connected to IPM motor 51 and driving IPM motor 51, and an inverter circuit 52. A converter circuit 53 that is connected and supplies AC power by converting AC power to DC power; an AC power supply 54 that is connected to the converter circuit 53 and supplies AC power; and winding terminals U, V, and W of the IPM motor 51. A current sensor 55 that detects a winding current flowing in a specific phase (the U phase in FIG. 1) and outputs a signal, and a predetermined amount that is connected to the current sensor 55 and outputs a signal from the current sensor 55 Amplifying the current and adding the offset, and outputting a winding current signal, and a microcomputer connected to the current amplifier 56. And an over 57 other.
[0055]
The IPM motor 51 is controlled by a so-called forced excitation drive, which is different from a method of controlling the speed by detecting a back electromotive voltage pulse or the like. The forced excitation drive refers to a drive method in which the rotation speed of the motor is determined by the frequency of a sine wave voltage composed of a PWM (Pulse-Width Modulation) wave that energizes the motor winding. The waveform of the current for driving the IPM motor 51 is not particularly specified. However, if the waveform is such that a winding current that matches the magnetic flux distribution of the rotor can be obtained, the drive can be performed with higher efficiency. In the present embodiment, the IPM motor 51 is driven using a sine wave that can reduce vibration and noise by supplying a current because the change is smooth.
[0056]
The IPM motor 51 is a type of a synchronous motor, and is an embedded magnet type brushless motor in which permanent magnets are embedded and arranged inside a rotor. In the present embodiment, the IPM motor 51 is a three-phase four-pole brushless motor. As a result, at the time of driving, the fleming torque generated by the magnet magnetic flux and the winding current is combined with the reluctance torque using the fact that the inductance of the motor winding changes depending on the rotor shape. As a result, the IPM motor can obtain a larger torque than other synchronous motors, so that the efficiency of the motor can be increased. Fleming torque and reluctance torque are functions of the relative position between the rotor and the stator, respectively. In order to maximize the sum of the Fleming torque and the reluctance torque, it is necessary to energize the motor winding when the relative position between the rotor and the stator is appropriate.
[0057]
A single rotary compressor (not shown) is connected to the IPM motor 51 as a load. The single rotary type compressor is a compressor that compresses a refrigerant of a refrigerator (not shown) or air of an air conditioner (not shown). The load torque characteristics of the single rotary type compressor and the scroll type compressor will be described with reference to FIG. The characteristics of the single rotary type compressor are that the structure is simple and the manufacturing cost is low, but the load torque fluctuation is very large. The single rotary type compressor sequentially repeats a cycle of suction, compression, and discharge of the refrigerant during one rotation of the motor. Immediately before discharge, the load torque increases because the refrigerant is compressed. Immediately after the discharge, the load torque becomes small because the refrigerant has escaped. As a result, the load torque fluctuates according to the mechanical angle of the rotor. A scroll compressor that continuously sucks, compresses, and discharges refrigerant does not cause such load torque fluctuation.
[0058]
Inverter circuit 52 includes a plurality of switching elements. By controlling the conduction of the switching element, a plurality of motor windings of the IPM motor 51 are energized.
[0059]
The current sensor 55 may be a current transformer, but in the present embodiment, is a so-called current sensor composed of a winding and a Hall element.
[0060]
The microcomputer 57 includes a detection unit 60, a phase difference storage unit 61, an adder 62, a PI (Proportion Integration) calculation unit 63, a setting unit 65, a sine wave storage unit 66, and a sine wave data creation unit 67. , A PWM creation unit 68, a mechanical angle determination unit 70, a torque storage unit 72, a first multiplier 75, a frequency storage unit 80, and a second multiplier 85.
[0061]
The detector 60 calculates the phase difference information. The phase difference storage unit 61 stores a target value of the phase difference information. The adder 62 calculates error data representing an error between the target value of the phase difference information and the phase difference information output from the detection unit 60, and outputs the error data to the PI calculation unit 63. The PI calculation unit 63 calculates the proportional data (P) and the integral data (I) based on the output error data, and outputs a PI control signal serving as a basis of the PWM waveform signal to the first multiplier 75.
[0062]
The setting unit 65 sets a command value of the rotation speed of the IPM motor 51. The sine wave storage unit 66 stores a data string in which a sine wave appears when continuously plotted on a graph. The sine wave data creation unit 67 outputs the sine wave data stored in the sine wave storage unit 66 corresponding to each phase of the motor winding terminals U, V, and W to the PWM creation unit 68, and outputs the U-phase motor Is output to the detection unit 60. The sine wave data is read from the data string stored in the sine wave storage unit 66 at intervals determined according to the rotation speed of the IPM motor 51. The sine wave data is data that specifies a standard setting of the voltage and phase of each phase of the motor winding terminals U, V, and W. When increasing the rotation speed of the IPM motor 51, this interval is increased. When the rotation speed of the IPM motor 51 is reduced, the interval is reduced. That is, the motor rotation speed is determined by the PWM carrier frequency and this interval, excluding the structural one of the IPM motor 51. When reading data for each phase of the winding from the sine wave storage unit 66, the difference in the order of the read data corresponds to the phase difference between the phases. For example, in the case of three phases, the difference in the order of the data of each phase corresponds to a shift of 120 electrical degrees. Information representing the phase of the drive voltage of the U-phase motor is created based on the U-phase sine wave data.
[0063]
The PWM generator 68 includes a so-called PWM waveform generator. In the present embodiment, the PWM creating section 68 outputs a PWM waveform signal based on the result of multiplying the sine wave data for each phase by a duty reference value described later.
[0064]
The mechanical angle determination unit 70 detects the mechanical angle of the rotor from the pulsation data representing the pulsation during one rotation of the IPM motor 51 at the winding current, and outputs rotor information representing the mechanical angle of the rotor to the torque storage unit 72.
[0065]
The torque storage unit 72 includes a memory (not shown) and a circuit (not shown) for selecting and outputting an appropriate one from information stored in the memory. The torque storage unit 72 stores in advance a torque correction amount for each state corresponding to the mechanical angle of the rotor, and outputs a torque correction amount according to the rotor speed and the rotor information to the first multiplier 75. The state refers to a state in which one rotation of the rotor is divided into predetermined ranges such as an electrical angle of 60 ° (= mechanical angle of 30 °). The range of the state can be specified based on the arrangement of the stator of the IPM motor 51. With reference to FIG. 3, data of the torque correction amount in the present embodiment will be described. In the case of the present embodiment, since the motor torque is controlled by the PWM duty, the torque correction amount stored in the torque storage unit 72 represents the correction amount of the PWM duty. Since the torque pattern suitable for reducing the vibration changes with the rotation speed and the load torque, the torque storage unit 72 stores the torque pattern according to the rotation speed and the load torque (only the rotation speed in the present embodiment) divided into a plurality of sections. A plurality of torque patterns are stored. When the torque storage unit 72 outputs a torque pattern corresponding to the rotation speed, the control performance is improved. The torque pattern has 12 states from a 0th state to an 11th state divided into 12 which is a product of the number of phases and the number of poles. However, the inverter drive voltage phases of the S state and the (S + 6) state (S: an integer from 0 to 5) are the same. FIG. 4 shows the relationship between the mechanical angle and the electrical angle in each state in the case of a three-phase four-pole brushless motor. The method by which the torque storage unit 72 detects the rotation speed of the rotor is not particularly limited, but in the present embodiment, the method is based on the temporal change in the mechanical angle of the rotor of the IPM motor 51 detected by the mechanical angle determination unit 70. The rotation speed shall be detected.
[0066]
The first multiplier 75 multiplies the PI control signal output from the PI calculation unit 63 by the torque correction amount of the state corresponding to the mechanical angle of the rotor output from the torque storage unit 72, and sets the duty reference value. The data is output to the PWM creation unit 68. The duty reference value finally output to the PWM creating unit 68 is calculated according to the equation (1) using the torque correction amount in FIG.
[0067]
Duty reference value = torque correction amount × PI control signal (1)
The reason for calculating the duty reference value by multiplying the PI control signal by the torque correction amount will be described with reference to FIGS. FIG. 5 is a diagram showing characteristics of motor efficiency, phase difference information, and motor drive voltage. FIG. 5A shows a case where the load torque of the single rotary compressor is small, and FIG. 5B shows a case where the load torque is large. In order to drive the motor with high efficiency without causing the motor to lose synchronism, it is necessary to control the power supply timing to the rotor to an appropriate value based on the relative position between the rotor and the stator. In order to control the energization timing to an appropriate value, the microcomputer 57 needs to control the phase difference information to an appropriate value. The appropriate value in the present embodiment refers to a value included in the phase difference range shown in FIG. If the phase difference information is too small, the IPM motor 51 cannot output the motor generated torque that drives the load torque. As a result, motor step-out occurs. For example, assuming that the phase difference information in FIG. 5A and the phase difference information in FIG. 5B have the same value, when the load torque is small, the IPM motor 51 is driven with high efficiency, but when the load torque is large. , Cause motor step-out. This is because the value of the phase difference information is not included in the phase difference range.
[0068]
FIG. 6 is a diagram illustrating the relationship between the phase difference information and the drive voltage of the motor according to the present embodiment. Since it is known that there is a linear relationship between the drive voltage and the phase difference information, the phase difference information is calculated as follows: phase difference information = K (1) × drive voltage + K (2) (K (1), K (1) 2) can be expressed by an equation: correlation coefficient). The correlation coefficients K (1) and K (2) differ depending on conditions such as load torque. According to FIG. 6, when the value of the phase difference information is constant, when the load torque is large, the drive voltage V (2) becomes larger than V (1). Based on this, when an appropriate value is output as the drive voltage, the microcomputer 57 can control the phase difference information to an appropriate value. In order to output an appropriate value as the drive voltage, the microcomputer 57 needs to determine the value of the drive voltage based on the load torque. The value of the drive voltage is determined by the duty reference value. This is the reason for calculating the duty reference value by multiplying the PI control signal by the torque correction amount.
[0069]
Frequency storage unit 80 includes a memory (not shown) and a circuit (not shown) for selecting and outputting an appropriate one from information stored in the memory. The frequency storage unit 80 corrects the rotor information output from the mechanical angle determination unit 70 and the change rate (rotation speed) per unit time of the rotor information among the correction amounts for correcting the frequency of the drive voltage stored in advance. The quantity is output to the second multiplier 85. The correction amount stored in the frequency storage unit 80 will be described with reference to FIG. The average value of the correction amounts is set to be “1”. This is to make the average value of the frequency of the drive voltage per predetermined cycle determined from the target value of the rotation speed of the motor constant. The reason why the plurality of correction amount patterns corresponding to the rotation speeds divided into the plurality of regions are stored is that the correction amount pattern suitable for high-efficiency operation or the like changes depending on the rotation speed or the load torque. When the frequency storage unit 80 outputs the correction amount according to the rotation speed, the control performance is improved. However, immediately after the start of the motor, the frequency storage unit 80 does not output the correction amount. Since the differential pressure between the condensing pressure and the evaporating pressure of the compressor is small, the load fluctuation during rotation of the IPM motor 51 connected to the single rotary type compressor is also reduced, so that the IPM motor 51 does not need to correct the drive frequency. Because. The second multiplier 85 multiplies the output value from the setting unit 65 by the correction amount output from the frequency storage unit 80, and outputs information representing the voltage phase to the sine wave data creation unit 67.
[0070]
The microcomputer 57 is realized by computer hardware and software executed by a control unit (not shown). Generally, such software is stored and distributed on a recording medium such as an FD (Flexible Disk) or a CD-ROM (Compact Disk-Read Only Memory), and is read by an input unit (not shown) as a recording medium. The control unit executes the software read into the input unit. The hardware itself shown in FIG. 1 is general. Therefore, the most essential part of the present invention is software recorded on a recording medium such as FD or CD-ROM.
[0071]
Referring to FIGS. 8 and 9, a program executed by microcomputer 57 has the following control structure for controlling IPM motor 51.
[0072]
In step (hereinafter, step is abbreviated as S) 100, detection section 60 detects a command value of the rotation speed of IPM motor 51 set by setting section 65. The command value of the rotation speed is detected via the sine wave data creation unit 67. In S102, detection unit 60 determines whether or not the command value of the rotation speed of IPM motor 51 has increased to the rotation speed determined at the time of design assuming that the differential pressure between the condensing pressure and the evaporation pressure of the compressor has increased. to decide. The IPM motor 51 rotates at the rotation speed set by the setting unit 65. The rotation speed initially set by the setting unit 65 is lower than the final rotation speed. This is for rotating the IPM motor 51 stably. After the IPM motor 51 starts rotating, the setting unit 65 gradually increases the rotational speed command value. If it is determined that the rotation speed has increased to the rotation speed determined at the time of design (YES in S102), the process proceeds to S104. If not (NO in S102), the process proceeds to S100. In S104, detecting section 60 temporarily sets the state by an arbitrary method, and determines the temporarily set winding current value IP (4) of the fourth state and winding current value IP (10) of the tenth state. Measure.
[0073]
In S106, detection section 60 determines whether or not the difference between winding current values IP (4) and IP (10) is equal to or greater than a threshold value predetermined according to the motor rotation speed. This is because, when the difference between the winding current values to be compared is small, the detection error of the winding current value becomes large, so that the determination of the mechanical angle of the rotor is likely to be erroneous. If it is determined that the value is equal to or greater than the threshold value (YES in S106), the process proceeds to S108. Otherwise (NO at S106), the process proceeds to S104.
[0074]
In S108, detecting section 60 measures the winding current value and determines whether winding current value IP (4) is greater than IP (10). If it is determined that winding current value IP (4) is larger than IP (10) (YES in S108), the process proceeds to S110. If not (NO in S108), the process proceeds to S112.
[0075]
At S110, detection unit 60 adds “1” to the value of the internal first register (not shown) and sets the value of the internal second register (not shown) to “0”. In S112, the PWM creation unit 68 adds “1” to the value of the internal second register and sets the value of the internal first register to “0”.
[0076]
In S114, detection unit 60 determines whether one of the values of the first register and the second register has become equal to or greater than a predetermined value such as “3” as a result of repeating the processing of S108 to S112 several times. Determine whether or not. If it is determined that the value is equal to or larger than the predetermined value (YES in S114), the process proceeds to S116. If not (NO in S114), the process proceeds to S118.
[0077]
In S116, detection section 60 determines that the current state setting is a normal setting. In S118, detection unit 60 shifts the state setting by a mechanical angle of 180 ° so that the mechanical angle of the rotor corresponding to the tenth state is the fourth state, and sets the state to a normal state.
[0078]
In S120, detecting section 60 sets sampling timing TS based on the information output from sine wave data creating section 67. At the same time, each variable such as the number of samplings N is initialized. In the present embodiment, the sampling timing TS is set such that the phase of the motor drive voltage is a constant and symmetrical timing centering on 90 °. This is for facilitating control design such as setting of a target phase difference. The phase period will be described with reference to FIG. The phase at which the motor drive voltage reaches a peak is 90 °. In this case, the first phase period θ (0) is a period during which the phase of the motor drive voltage becomes 0 ° to 90 °. The second phase period θ (1) is a period during which the phase of the motor drive voltage is 90 ° to 180 °. In the present embodiment, the width of the phase period is set to 90 °, but may be another value and is not particularly limited.
[0079]
In S122, detection unit 60 waits for sampling timing based on the count period of the built-in timer. At S124, detection section 60 measures the U-phase current value of IPM motor 51 using current sensor 55 via current amplifier 56.
[0080]
In S126, detection section 60 adds “1” to the value of sampling frequency N. In S128, detection section 60 determines whether or not the current phase period is θ (0) based on the value of sampling frequency N. If it is determined that the current phase period is θ (0) (YES in S128), the process proceeds to S130. If not (NO in S128), the process proceeds to S134.
[0081]
In S130, detection section 60 determines whether or not the number of samplings N is equal to or greater than a predetermined value (three in the present embodiment). If it is determined that sampling number N is equal to or greater than the predetermined value (YES in S130), the process proceeds to S132. Otherwise (NO at S130), the process proceeds to S124.
[0082]
In S132, assuming that the sampling in the phase period θ (0) has been completed, the detection unit 60 integrates the current sampling data, and performs motor current signal area S (0) (= I (0) + I (1)). + I (2)).
[0083]
In S134, detection section 60 determines whether or not the number of samplings N is equal to or greater than a predetermined value (six in the case of the present embodiment). If it is determined that sampling number N is equal to or greater than the predetermined value (YES in S134), the process proceeds to S136. If not (NO in S134), the process proceeds to S124.
[0084]
In S136, assuming that the sampling in the phase period θ (1) has been completed, the detection unit 60 performs integration of current sampling data, and performs motor current signal area S (1) (= I (3) + I (4)). + I (5)).
[0085]
In S138, detection section 60 determines whether or not calculation of motor current signal areas S (0) and S (1) has been completed. If it is determined that the calculation has been completed (YES in S138), the process proceeds to S140. If not (NO in S138), the process proceeds to S124.
[0086]
In S140, detecting section 60 calculates the ratio (S (0) / S (1)) of motor current signal areas S (0) and S (1), outputs the calculated phase difference information to adder 62. . In S142, mechanical angle determination unit 70 reads pulsation data representing pulsation during rotation of IPM motor 51 in the U phase of IPM motor 51 using current sensor 55 via current amplifier 56.
[0087]
At S144, mechanical angle determination unit 70 detects the mechanical angle of the rotor based on the pulsation data, and outputs rotor information representing the mechanical angle of the rotor to torque storage unit 72. In S146, torque storage unit 72 outputs a torque correction amount according to the rotation speed of the rotor and the rotor information to first multiplier 75. The mechanical angle of the rotor is detected, for example, in the case of a 4-pole brushless motor, the electrical angle of the rotor is 360 ° when the mechanical angles are 180 ° and 360 °. Because.
[0088]
A method of determining the mechanical angle of the rotor in a three-phase four-pole brushless motor will be described with reference to FIG. FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship among a state during one rotation, a load torque, and a winding current (for one phase). Since there are three major strokes (suction, compression, and discharge) during one revolution, the load torque greatly varies. The load torque increases rapidly as the refrigerant is compressed from the suction state, and decreases when the discharge valve is opened and the refrigerant is discharged. Under the influence of the load torque fluctuation, the winding current value also fluctuates like IP (1), IP (4), IP (7), IP (10) in FIG. From this phenomenon, the mechanical angle determination unit 70 determines the mechanical angle of the rotor based on the relationship between the magnitude of the winding current value in a state determined by performing experiments in advance and the mechanical angle of the rotor. If the difference between the winding current values to be compared is small, there is a high possibility that an error will occur in the determination. It is a combination that has the largest difference in the section. In the present embodiment, since the difference between the winding current value IP (4) in the fourth state and the winding current value IP (10) in the tenth state is the largest, the mechanical angle determination unit 70 sets the fourth state to the fourth state. And the tenth state.
[0089]
A method of determining the mechanical angle of the rotor in a three-phase six-pole brushless motor will be described with reference to FIGS. FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between a state of the three-phase six-pole brushless motor during one rotation of the rotor, load torque, and winding current (for one phase). FIG. 13 is a diagram showing the relationship between the mechanical angle and the electrical angle in each state in the case of a three-phase six-pole brushless motor. As shown in FIG. 13, in the case of a three-phase six-pole brushless motor, the torque pattern has eighteen states from a 0th state to a 17th state divided into 18 which is the product of the number of phases and the number of poles. However, the inverter drive voltage phases of the S state, the (S + 6) state, and the (S + 12) state (S: an integer of 0 to 5) are the same.
[0090]
As in the case of the four-pole brushless motor, the load torque also largely fluctuates in the six-pole brushless motor. The load torque increases rapidly as the refrigerant is compressed from the suction state, and decreases when the discharge valve is opened and the refrigerant is discharged. Under the influence of the load torque fluctuation, the winding current value also fluctuates like IP (1), IP (4), IP (7), IP (10), IP (13), IP (16) in FIG. . Using this phenomenon, the mechanical angle determination unit 70 compares the magnitudes of these winding current values to determine the mechanical angle of the rotor. In this case, the mechanical angle determination unit 70 compares the magnitudes of the first state, the seventh state, and the thirteenth state. For example, the mechanical angle determination unit 70 temporarily sets the state, and measures the current values of the windings in the first state, the seventh state, and the thirteenth state. When the current value of the winding is measured, the mechanical angle determination unit 70 determines the minimum state by comparing the measured current value of the winding. When the seventh state is the minimum, the mechanical angle determination unit 70 maintains the definition of the current state. When the first state is the minimum, the mechanical angle determination unit 70 shifts the state setting by a mechanical angle of 120 ° so that the current first state becomes the seventh state. When the thirteenth state is the minimum, the mechanical angle determination unit 70 shifts the current thirteenth state 13 by the mechanical angle 240 ° so that the current thirteenth state becomes the seventh state. Thus, the correspondence between the mechanical angle of the rotor and the phase of the torque pattern can be established, so that torque control is permitted and torque control is performed, and correction of the drive frequency is permitted, thereby controlling the drive frequency.
[0091]
In S148, adder 62 obtains the difference between the phase difference information obtained by detection section 60 and the target value of the phase difference information output from phase difference storage section 61 as error data, and outputs the error data to PI calculation section 63.
[0092]
In S150, PI calculation section 63 calculates proportional data (P) and integral data (I) based on the error data output from adder 62, and outputs a PI control value including these data to first multiplier 75. Output. In S152, first multiplier 75 multiplies the PI control value by the torque correction amount output from torque storage unit 72, and outputs a duty reference value to PWM generation unit 68.
[0093]
In S154, setting section 65 outputs the set value of the rotation speed of IPM motor 51 to second multiplier 85. In S156, frequency storage unit 80 outputs a correction amount corresponding to the rotor state and the rotation speed to second multiplier 85.
[0094]
In S158, second multiplier 85 corrects the frequency of the drive voltage for each state based on the correction amount output from frequency storage unit 80, and creates phase data representing the voltage phase to generate sine wave data. Output to the creating unit 67. In the present embodiment, the second multiplier 85 calculates the phase data using the correction amount in FIG.
[0095]
Phase data = correction amount × command value of rotation speed of IPM motor 51 (2)
In S160, sine wave data creating section 67 outputs the sine wave data to PWM creating section 68 based on the phase data and the sine wave data, and outputs the driving voltage of the U-phase motor from the U-phase sine wave data. The information representing the phase is output to the detection unit 60. The sine wave data may be created by calculation, but in the present embodiment, the sine wave data corresponding to each phase of the motor winding terminals U, V, and W is read from the sine wave storage unit 66.
[0096]
At S162, PWM generator 68 multiplies the sine wave data by the duty reference value, and outputs a PWM waveform signal, which is a motor drive voltage, to each drive element of inverter circuit 52 for each phase, to inverter circuit 52.
[0097]
In S164, PWM creating section 68 determines whether or not the torque pattern or the frequency correction pattern has been switched. If it is determined that the torque pattern or the frequency correction pattern has been switched (YES in S164), the process proceeds to S166. If not (NO in S164), the process proceeds to S120.
[0098]
In S166, PWM creating unit 68 waits until a predetermined time elapses as necessary to stabilize the rotation of the motor. The predetermined time is necessary for stabilizing the rotation of the motor after switching the torque pattern or the like, and the predetermined time is set to T (1), and is necessary for stabilizing the rotation of the motor after changing the target rotation speed of the motor. Is defined as T (2).
[0099]
In S168, PWM creating section 68 estimates the rotation speed of IPM motor 51 based on the sine wave data. In S170, PWM creating section 68 determines whether or not the estimated value of the rotation speed is equal to or higher than a predetermined rotation speed that is determined in advance as not requiring correction of the drive frequency. If it is determined that the rotation speed is equal to or higher than the predetermined rotation speed (YES in S168), the process ends. Otherwise (NO at S168), the process proceeds to S122. This determination is made because, in the case of a single rotary type compressor, when the rotation speed of the IPM motor 51 increases, the load fluctuation during rotation of the IPM motor 51 decreases, and the rotation speed fluctuation decreases accordingly.
[0100]
The operation of the driving device 100 based on the above structure and flowchart will be described.
[0101]
The detection unit 60 detects the command value of the rotation speed of the IPM motor 51 (S100), and the rotation speed of the IPM motor 51 is set at a predetermined rotation speed assuming that the differential pressure between the condensing pressure and the evaporation pressure of the compressor has increased. (S102).
[0102]
If it is determined that the rotation speed has increased to a predetermined rotation speed, the detection unit 60 sets the state once arbitrarily, and temporarily sets the winding current value IP (4) of the fourth state and the winding of the tenth state. The current value IP (10) is measured (S104). When the winding current value is measured, the detection unit 60 waits until the difference between the measured winding current values exceeds a predetermined threshold value according to the motor rotation speed (S106). If it is determined that the threshold value has been exceeded, the detection unit 60 measures the winding current value and compares the magnitude of the winding current values IP (4) and IP (10) (S108). When the measurement and comparison of the winding current value are repeated several times (S108 to S114), the detection unit 60 formally determines the setting of the state (S116, S118). Thus, the mechanical angle of the rotor and the phase of the torque pattern can be correlated, so that the torque is controlled and the drive frequency is controlled.
[0103]
The detector 60 sets the sampling timing TS based on the information output from the sine wave data generator 67. In addition, the detection unit 60 initializes each variable such as the number of samplings N (S120). When the setting of the sampling timing TS and the initialization of each variable are performed, the detection unit 60 calculates the phase difference information.
[0104]
A method for calculating phase difference information will be described with reference to FIG. The detecting unit 60 waits for predetermined sampling timings SP (0) to SP (5) such that the sampling timings in both phase periods are symmetrical in two phase periods with respect to the motor drive voltage (S122). When the timing comes, the detection unit 60 measures the U-phase current value of the IPM motor 51 (S124). When the current value is measured, the detection unit 60 integrates the winding current values I (0) to I (2) in each phase period, and integrates the motor current signal area S (0) (= I (0) + I ( 1) + I (2)) is calculated (S126 to S132). When the motor current signal area S (0) is calculated, the detection unit 60 measures the U-phase current value of the IPM motor 51 again, and determines the motor current signal area S (1) (for the phase period θ (1). = I (3) + I (4) + I (5)) (S122 to S136). When motor current signal areas S (0) and S (1) are calculated (YES in S138), detection section 60 calculates the ratio (S (0) / S (1)) of the respective values and adds them. It is output to the device 62 (S140). This calculation result is the phase difference information. In the present embodiment, control is performed so that the phase difference information has a predetermined value. In the case of FIG. 10, the detection unit 60 performs A / D sampling at symmetrical timings in two phase periods. Therefore, when the phase difference between the voltage and the current is 0 ° as shown in FIG. 10, S (0) = S (1) is obtained. As a result, the phase difference information becomes “1”. This means that it is sufficient to control the phase difference information to be “1” in order to control the phase difference at 0 °.
[0105]
When the phase difference information is output, the mechanical angle determination unit 70 reads pulsation data representing pulsation during rotation of the IPM motor 51 in the U phase of the IPM motor 51 (S142). When the pulsation data is read, the mechanical angle determination unit 70 detects the mechanical angle of the rotor based on the pulsation data, and outputs rotor information indicating the mechanical angle of the rotor to the torque storage unit 72 (S144). When the rotor information is output, the torque storage unit 72 outputs a torque correction amount according to the rotor rotation speed and the rotor information to the first multiplier 75 (S146).
[0106]
When the torque correction amount is output, the adder 62 calculates the difference between the phase difference information and the target value of the phase difference information output from the phase difference storage unit 61, and outputs the obtained error data to the PI calculation unit 63. The adder 62 outputs the target value of the phase difference information and the phase difference information output from the detection unit 60 to the PI calculation unit 63 (S148). When the phase difference information or the like is output, the PI calculation unit 63 calculates the proportional data (P) and the integration data (I) based on the error data output from the adder 62, and calculates the PI control value by the first multiplier 75. (S150). When the PI control value is output, the first multiplier 75 multiplies the PI control value by the torque correction amount output from the torque storage unit 72, and outputs a duty reference value to the PWM creation unit 68 (S152).
[0107]
The vibration of the single rotary compressor does not completely disappear even if the torque is controlled as described above, and some vibration remains. The fluctuation of the angular velocity of the motor is also smaller than when the torque is not controlled, but it remains to some extent.Therefore, in order to control the energization timing to the stator to an appropriate value, the drive frequency at which the forced excitation is performed is changed to Correct accordingly. As a result, the frequency of the driving power of the IPM motor 51 is increased or decreased according to the correction amount pattern, and energization is performed according to the change in the rotation speed. Since the energization is performed in accordance with the fluctuation of the rotation speed, the microcomputer 57 can prevent the step-out of the IPM motor 51 and can operate with high efficiency.
[0108]
When the duty reference value is output, the setting unit 65 outputs the set value of the rotation speed of the IPM motor 51 to the second multiplier 85 (S154). When the set value is output, the frequency storage unit 80 outputs a correction amount corresponding to the rotor state and the rotation speed to the second multiplier 85 (S156). When the correction amount is output, the second multiplier 85 corrects the frequency of the drive voltage in each state based on the correction amount output from the frequency storage unit 80, and creates phase data representing a voltage phase. The signal is output to the sine wave data creation unit 67 (S158).
[0109]
The reason for multiplying the phase data by the correction amount will be described with reference to FIG. FIG. 14 shows phase difference information-efficiency characteristics obtained by parameterizing load torque fluctuations of a single rotary type compressor when the load torque is large and when the load torque is small. Here, it should be noted that even when the motor drive voltage is the same, the phase difference information changes when the load torque changes. For example, in FIG. 14, when the motor is driven at the motor drive voltage VJ, the motor is driven with different phase difference information when the load torque is large and when the load torque is small. This is because a large motor drive voltage is required when the load torque is large. If this is applied to the above-described single rotary type compressor, it means that it is difficult to control the phase difference to follow a sudden and large load torque fluctuation synchronized with one rotation of the motor. If it becomes difficult to control and follow the phase difference, the motor drive voltage cannot be controlled or changed.
[0110]
When the phase data is output, the sine wave data creation unit 67 outputs the sine wave data to the PWM creation unit 68 based on the phase data and the sine wave data. The sine wave data creation unit 67 outputs the sine wave data and outputs information representing the phase of the drive voltage of the U-phase motor from the U-phase sine wave data to the detection unit 60 (S160).
[0111]
When the sine wave data or the like is output, the PWM creating unit 68 multiplies the sine wave data by the duty reference value, and applies a PWM waveform signal, which is a motor drive voltage, to each drive element of the inverter circuit 52 for each phase. The output is output to the circuit 52 (S162). Thus, a current is applied to the motor winding via the inverter circuit 52, so that the IPM motor 51 is driven. As a result, the output torque of the IPM motor 51 is increased or decreased in accordance with the torque pattern, and torque control is performed in accordance with the load torque. Can be suppressed.
[0112]
When the PWM waveform signal is output, the PWM creating unit 68 determines the magnitude of the drive voltage (the duty width of the PWM duty) until the torque pattern or the frequency correction pattern is switched (NO in S164). The magnitude of the drive voltage is determined by a phase difference control feedback loop for controlling the phase difference of the winding current with respect to the motor drive voltage (output duty) to be constant (S120 to S162). When determining the magnitude of the drive voltage, the rotation speed of the IPM motor 51 is determined by sine wave data output at a desired frequency. Thus, the IPM motor 51 is driven and controlled at a desired phase difference and a desired rotation speed.
[0113]
If the torque pattern or the frequency correction pattern is switched (YES in S164), PWM creating unit 68 waits until a predetermined time elapses as necessary for stable rotation of the motor (S166). The predetermined time is necessary for stabilizing the rotation of the motor after switching the torque pattern or the like, and the predetermined time is set to T (1), and is necessary for stabilizing the rotation of the motor after changing the target rotation speed of the motor. Is defined as T (2). When the predetermined time has elapsed, the PWM creation unit 68 estimates the rotation speed of the IPM motor 51 based on the sine wave data (S168), and when the rotation speed exceeds a predetermined rotation speed (YES in S168), ends the process. . This determination is made because, in the case of a single rotary type compressor, when the rotation speed of the IPM motor 51 increases, the load fluctuation during rotation of the IPM motor 51 decreases, and the rotation speed fluctuation decreases accordingly.
[0114]
Referring to FIGS. 15 and 16, the relationship between the load torque, the motor drive voltage (for one phase), and the angular velocity when driving a single rotary compressor motor having a large load variation during one rotation is shown. FIG. 15 shows the case of the conventional example, and FIG. 16 shows the case of performing the torque control of the present embodiment. In the conventional example, the fluctuation of the angular velocity is large, and the vibration of the compressor is also large. In the case of the present embodiment, the duty reference value is corrected based on the torque pattern, and the motor drive voltage is corrected, so that the winding current is corrected to generate a motor torque that matches the load torque. Thereby, the angular velocity fluctuation is reduced, and the vibration of the compressor is also reduced.
[0115]
Referring to FIGS. 17 and 18, the relationship between the load torque, the motor drive voltage (for one phase), and the phase difference information when a single rotary compressor motor having a large load variation during one rotation is driven will be described. . FIG. 17 shows the case of the conventional example. FIG. 18 shows a case where the frequency of the driving power is corrected in the present embodiment. In the case of the conventional example shown in FIG. 17, the fluctuation of the phase difference information is large, and the phase difference information is far from the high efficiency point, resulting in inefficient operation. In the worst case, the phase difference information fluctuates beyond the above-mentioned phase difference range, and step-out occurs. In the case of the present embodiment shown in FIG. 18, the microcomputer 57 always controls the phase difference information to a high efficiency point by correcting the phase data according to the load fluctuation during the rotation of the IPM motor 51 by the correction amount pattern. It becomes possible.
[0116]
As described above, the drive device according to the present embodiment controls the drive voltage according to the torque pattern stored in the storage unit in advance. Since the drive voltage is controlled according to the torque pattern, the phase of the current remains within the controllable range. Since the phase of the current is kept within a controllable range, it is possible to drive a load having a sudden and large load torque fluctuation such as a single rotary type compressor without causing motor step-out or the like. Further, since the mechanical angle of the rotor is not detected from the induced current of the coil but is detected based on the peak of the winding current, control by 180 ° conduction is possible. In addition, since the rotation speed is also corrected, it is possible to prevent the phase difference information from being affected by the fluctuation of the rotation speed. As a result, it is possible to provide a control device capable of applying low-noise, low-vibration, and high-efficiency control by 180 ° conduction to a wider range of fields.
[0117]
Note that, in S154, the setting unit 65 may start the drive frequency correction after the amount of change in the phase difference information becomes equal to or more than an arbitrarily determined first amount of change.
[0118]
Further, in S154, when the variation amount of the phase difference information becomes equal to or less than the arbitrarily determined second variation amount, the setting unit 65 may stop the correction of the driving frequency and immediately perform the process of S158. Good.
[0119]
Further, the winding current values to be compared may be states where the mechanical angle of the rotor is 180 degrees apart in the case of a four-pole brushless motor.
[0120]
In addition, in the case of a three-phase six-pole brushless motor, the winding current values to be compared may be states in which the phases of the motor drive voltages are equal.
[0121]
<Second embodiment>
Hereinafter, a driving device 200 according to the second embodiment of the present invention will be described.
[0122]
Referring to FIG. 19, drive device 200 according to the present embodiment includes a resistor 90 connected in series to inverter circuit 52 to detect a DC (Direct Current) current, and a resistor 90 connected in parallel with resistor 90. And a DC current amplifier 91 for detecting a DC current. The rest of the hardware configuration is the same as in the first embodiment. The functions for them are the same. Therefore, detailed description thereof will not be repeated here.
[0123]
Referring to FIG. 20, a program executed by microcomputer 57 relates to control of IPM motor 51 and has the following control structure. In the flowchart shown in FIG. 20, the processes shown in FIG. 8 described above have the same step numbers. The processing is the same. The same applies to the processing after S146. Therefore, detailed description thereof will not be repeated here.
[0124]
At S180, mechanical angle determination unit 70 detects a pulsation of the DC current using resistor 90 and DC current amplifier 91. At S182, mechanical angle determination unit 70 detects the mechanical angle of the rotor from the relationship between the detected pulsation of the DC current and the mechanical angle of the rotor, and outputs rotor information representing the mechanical angle of the rotor to torque storage unit 72. I do. The detection of the mechanical angle of the rotor is performed by the same method as that for detecting the mechanical angle based on the winding current.
[0125]
The operation of the driving device 200 based on the above structure and flowchart will be described.
[0126]
When the phase difference information is output through the operations of S100 to S140, mechanical angle determination unit 70 detects a pulsation of the DC current (S180). When the pulsation of the DC current is detected, the mechanical angle determination unit 70 detects the mechanical angle of the rotor, and outputs rotor information representing the mechanical angle of the rotor to the torque storage unit 72 (S182). When the rotor information is output, the IPM motor 51 is controlled through the operations of S146 to S170.
[0127]
As described above, the drive device according to the present embodiment detects the mechanical angle of the rotor based on the pulsation of the power supplied to the inverter. Since the power supplied to the inverter is DC, the influence of pulsation due to torque fluctuation is more likely to appear than the power modulated by the inverter. Since the influence of pulsation due to torque fluctuation is likely to appear, the mechanical angle of the rotor can be detected with higher accuracy. As a result, it is possible to provide a control device that can control with higher accuracy by the 180 ° conduction drive.
[0128]
In the present embodiment, the winding current value of IPM motor 51 may be estimated using the DC current input to inverter circuit 52. In this case, the current sensor 55 and the current amplifier 56 are unnecessary. In this case, the detection unit 60 is connected to the PWM generation unit 68 and the DC current amplifier 91. The detector 60 measures the value of the DC current input to the inverter circuit 52. Which coil of the IPM motor 51 the DC current flows is specified based on data representing which coil is energized. The data is output from the PWM creation unit 68 to the detection unit 60. Thereby, the detecting unit 68 can estimate the current flowing through the specific coil of the IPM motor 51.
[0129]
Alternatively, in the present embodiment, detection unit 60 may estimate the winding current value using a DC current value detected by a current sensor (not shown) attached to the input unit of inverter circuit 52.
[0130]
<Third embodiment>
Hereinafter, a driving device 300 according to a third embodiment of the present invention will be described.
[0131]
Referring to FIG. 21, drive device 300 according to the present embodiment includes a microcomputer 93 instead of microcomputer 57 of the first embodiment. The microcomputer 93 includes a 180 ° drive unit 95, an intermittent drive unit 96, a selection unit 97, and a detection unit 98.
[0132]
The 180 ° drive section 95 performs forced excitation drive in which the rotation speed of the IPM motor 51 is determined by the frequency of the drive voltage of the motor that energizes the motor winding. The 180 ° driving unit 95 includes a detection unit, a phase difference storage unit, an adder, a PI calculation unit, a setting unit, a sine wave storage unit, a sine wave data creation unit, a mechanical angle determination unit, a torque A storage unit, a first multiplier, a frequency storage unit, and a second multiplier are included. These relationships and roles are the same as in the first embodiment except for the mechanical angle determination unit. The mechanical angle determination unit determines the mechanical angle of the IPM motor 51 using the output of the intermittent drive unit 96 and the outputs of the current sensor 55 and the current amplifier 56. The intermittent drive section 96 switches the energization in accordance with the detected rotor position, thereby causing the IPM motor 51 to perform an intermittent energization drive with an energization angle of less than 180 ° at which an energization suspension period is provided. The selection unit 97 selects a driving method of the IPM motor 51. The detecting unit 98 detects a rotor position, that is, a mechanical angle of the rotor, by detecting an induced voltage generated at a motor terminal of a winding of the IPM motor 51. The information indicating the mechanical angle of the rotor determined by the detection unit 98 is retained even after switching from the intermittent energizing drive to the 180 ° energizing drive. This information is output to the 180 ° driving unit 95 through the intermittent driving unit 96 and the selection unit 97. The microcomputer 93 performs torque control and frequency correction of the drive voltage according to the present embodiment at the time of 180 ° energization drive according to this information. The rest of the hardware configuration is the same as in the first embodiment. The functions for them are the same. Therefore, detailed description thereof will not be repeated here.
[0133]
Referring to FIG. 22, a program executed by microcomputer 57 relates to control of IPM motor 51 and has the following control structure.
[0134]
In S200, intermittent driving section 96 outputs to PWM creating section 68 data representing the voltage and phase command value of each phase of IPM motor 51. The PWM generation unit 68 outputs a PWM waveform signal to the inverter circuit 52 based on the data output from the intermittent drive unit 96.
[0135]
In S202, the intermittent driving unit 96 waits until the rotation of the rotor becomes a steady state. In S204, detection section 98 detects the mechanical angle of the rotor. In the present embodiment, the winding in which the detecting unit 98 detects the induced voltage is a winding in which the intermittent driving unit 96 suspends energization. The detecting unit 98 also calculates the speed at which the rotor rotates from the speed at which the mechanical angle of the rotor changes. The detecting unit 98 also detects the timing at which the rotor reaches the mechanical angle based on the mechanical angle and the time of the rotor. The detection unit 98 outputs the mechanical angle of the rotor of the IPM motor 51 and the timing at which the rotor reaches the mechanical angle to the mechanical angle determination unit of the 180 ° driving unit 95.
[0136]
In S206, selection section 97 switches the control of IPM motor 51 to 180 ° conduction drive by 180 ° drive section 95.
[0137]
In S208, 180 ° driving section 95 controls IPM motor 51 to perform forced excitation driving. The control method is the same as that of the first embodiment except for the method of calculating the mechanical angle of the rotor. The method for calculating the mechanical angle of the rotor in the present embodiment is as follows. The mechanical angle determination unit of the 180 ° drive unit 95 calculates the amount of change in the mechanical angle of the rotor. The variation is a value obtained by dividing the electrical angle of the rotor by half the number of poles of the IPM motor 51. For example, in the case of a three-phase four-pole motor, every time the electrical angle changes two degrees, the mechanical angle changes one degree. The fluctuation amount is calculated after the timing at which the detection unit 98 specifies the mechanical angle of the rotor. When the amount of change is calculated, the mechanical angle determination unit determines the mechanical angle of the rotor by adding or subtracting the amount of change from the mechanical angle of the rotor output to the mechanical angle determination unit by the intermittent drive unit 96.
[0138]
In S210, selection section 97 determines whether or not an instruction to switch the rotation speed of IPM motor 51 has been received. If it is determined that an instruction to switch the rotation speed has been received (YES in S210), the process proceeds to S212. If not (NO in S210), the process proceeds to S208. In S212, 180 ° driving section 95 switches the rotation speed of IPM motor 51.
[0139]
The operation of the driving device 300 based on the above structure and flowchart will be described.
[0140]
The intermittent drive section 96 outputs data representing the voltage and phase command value of each phase of the IPM motor 51 to the PWM creation section 68 (S200). When the data is output, the intermittent driving unit 96 waits until the rotation of the rotor becomes a steady state (S202).
[0141]
When the rotation of the rotor is in a steady state, the detection unit 98 outputs the mechanical angle of the rotor of the IPM motor 51 and the timing at which the rotor reaches the mechanical angle to the mechanical angle determination unit of the 180 ° driving unit 95. (S204). When the mechanical angle and the timing are output, the selection unit 97 switches the control of the IPM motor 51 to the 180 ° conduction drive by the 180 ° drive unit 95 (S206). When switched, the 180 ° drive unit 95 controls the IPM motor 51 (S208).
[0142]
When the IPM motor 51 is controlled, the selection unit 97 determines whether or not an instruction to switch the rotation speed of the IPM motor 51 has been received (S210), and upon receiving the instruction to switch the rotation speed (YES in S210), The rotation speed of the IPM motor 51 is switched (S212).
[0143]
As described above, drive device 300 according to the present embodiment can control IPM motor 51 based on the mechanical angle of the rotor obtained by the intermittent energization drive. Since the data obtained by the intermittent energization drive is used, the influence of noise is smaller than when the mechanical angle of the rotor is detected based on the phase of the winding current of the IPM motor or the like. Accuracy is high because the influence of noise is small. As a result, a control device that can control the driving of the IPM motor with high accuracy can be provided.
[0144]
The embodiments disclosed this time are to be considered in all respects as illustrative and not restrictive. The scope of the present invention is defined by the terms of the claims, rather than the description above, and is intended to include any modifications within the scope and meaning equivalent to the terms of the claims.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an overall configuration diagram of a drive device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a diagram illustrating load torque characteristics of a single rotary type compressor and a scroll type compressor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating an example of data of a torque correction amount according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between a mechanical angle and an electrical angle in each state in the case of a three-phase four-pole brushless motor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a diagram illustrating characteristics of motor efficiency, phase difference information, and motor drive voltage according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram illustrating a relationship between phase difference information and a motor drive voltage according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating a correction amount stored in a frequency storage unit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a first flowchart illustrating a control procedure of a driving process of the IPM motor 51 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a second flowchart showing a control procedure of a driving process of the IPM motor 51 according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a conceptual diagram illustrating a phase period according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a diagram illustrating a relationship between a state during one rotation of the rotor, a load torque, and a winding current for one phase of the three-phase four-pole brushless motor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a diagram illustrating a relationship between a state during one rotation of a rotor, a load torque, and a winding current for one phase of the three-phase six-pole brushless motor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a diagram illustrating a relationship between a mechanical angle and an electrical angle in each state in the case of a three-phase six-pole brushless motor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a diagram illustrating phase difference information-efficiency characteristics of the single rotary type compressor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 15 is a diagram showing a relationship between a load torque of a single rotary type compressor motor having a large load variation during one rotation, a motor drive voltage for one phase, and an angular velocity when performing torque control according to a conventional example. is there.
FIG. 16 shows the load torque, the motor drive voltage for one phase, and the angular velocity of a single rotary type compressor motor having a large load variation during one rotation when the torque control according to the first embodiment of the present invention is performed. FIG.
FIG. 17 shows a relationship between a load torque of a single rotary compressor motor having a large load variation during one rotation, a motor drive voltage for one phase, and phase difference information when torque control according to a conventional example is performed. FIG.
FIG. 18 shows the load torque, the motor drive voltage for one phase, and the load torque of a single rotary type compressor motor having a large load variation during one rotation when the torque control according to the first embodiment of the present invention is performed. It is a figure showing the relation with phase difference information.
FIG. 19 is an overall configuration diagram of a driving device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 20 is a flowchart illustrating a control procedure of a driving process of the IPM motor 51 according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 21 is an overall configuration diagram of a driving device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 22 is a flowchart illustrating a control procedure of a driving process of the IPM motor 51 according to the third embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
51 IPM motor, 52 inverter circuit, 53 converter circuit, 54 AC power supply, 55 current sensor, 56 current amplifier, 57, 93 microcomputer, 60, 98 detection unit, 61 phase difference storage unit, 62 adder, 63 PI operation unit , 65 setting section, 66 sine wave storage section, 67 sine wave data creation section, 68 PWM creation section, 70 mechanical angle determination section, 72 torque storage section, 75 first multiplier, 80 frequency storage section, 85 second multiplier, 90 resistance, 91 DC current amplifier, 95 180 ° drive unit, 96 intermittent drive unit, 97 selection unit, 100, 200, 300 drive device.

Claims

A control device for controlling a synchronous motor, comprising a multi-phase coil,
First detection means for detecting a current of any one of the plurality of phases;
Second detection means for detecting a mechanical angle of a rotor of the synchronous motor based on the pulsation of the current;
Creating means for creating voltage data before correction for each phase for each phase,
Including a plurality of switching elements, based on the control data, controls the conduction of each of the switching elements, energizing means for energizing each of the coils,
First storage means for storing a first correction value corresponding to the mechanical angle and correcting the voltage data;
Control means for controlling the energizing means,
The control means,
In the voltage of the specific phase, based on a predetermined phase, in a period of the same length, a first calculation means for calculating the ratio between the integrated values of the current of the specific phase,
A second calculating unit for calculating a second correction value for correcting the voltage data so as to control the ratio calculated by the first calculating unit to a target ratio;
A motor control device including: third calculation means for calculating the control data for each phase based on the voltage data of each phase, the first correction value, and the second correction value. .

A control device for controlling a synchronous motor, comprising a multi-phase coil,
Including a plurality of switching elements, based on the control data, controls the conduction of each of the switching elements, energizing means for energizing each of the coils,
First detection means for detecting a current of any one of the plurality of phases;
A second detection unit for detecting a mechanical angle of a rotor of the synchronous motor based on a pulsation of a DC current supplied to the energization unit;
Third detection means for detecting the DC current;
Creating means for creating voltage data before correction for each phase for each phase,
First storage means for storing a first correction value corresponding to the mechanical angle and correcting the voltage data;
Control means for controlling the energizing means,
The control means,
In the voltage of the specific phase, based on a predetermined phase, in a period of the same length, a first calculation means for calculating the ratio between the integrated values of the current of the specific phase,
A second calculating unit for calculating a second correction value for correcting the voltage data so as to control the ratio calculated by the first calculating unit to a target ratio;
A motor control device including: third calculation means for calculating the control data for each phase based on the voltage data of each phase, the first correction value, and the second correction value. .

The first storage means includes means for storing the first correction value for each range in which a mechanical angle for one rotation of the rotor is specified based on an arrangement of a stator of the synchronous motor. Item 3. The control device for a motor according to item 1 or 2.

4. The motor control device according to claim 3, wherein the number of ranges specified based on the arrangement of the stator is a number equal to a product of the number of phases and the number of poles of the synchronous motor.

5. The control device according to claim 1, wherein the third calculation unit includes a unit configured to calculate the control data by calculating the voltage data, the first correction value, and the second correction value. 6. A control device for a motor according to any one of claims 1 to 3.

6. The motor according to claim 5, wherein the third calculation unit includes a unit for calculating the control data by multiplying the voltage data by the first correction value and the second correction value. 7. Control device.

The motor according to any one of claims 1 to 6, wherein the second detection means includes means for comparing a plurality of peaks of the current pulsation to detect the mechanical angle corresponding to the peak. Control device.

8. The motor control device according to claim 7, wherein the second detection unit includes a unit for comparing the maximum value of the peak with the value of another peak to detect the mechanical angle. 9.

The motor control device according to claim 8, wherein the other peak is a peak having a minimum value.

The first storage means includes means for storing a plurality of the first correction values for one of the mechanical angle ranges,
The control means includes a first correction value for selecting one of the first correction values used by the third calculation means based on a condition relating to driving of the synchronous motor among the plurality of first correction values. The motor control device according to claim 1, further comprising a selection unit.

The control device further includes means for specifying a rotation speed of the rotor,
The first storage unit includes a unit for storing the plurality of first correction values determined according to the rotation speed,
The motor control device according to claim 10, wherein the first selection unit includes a unit for selecting one of the first correction values with the magnitude of the rotation speed as a condition regarding the driving.

The control device further includes a second storage unit for storing suppression data for correcting the rotation speed so as to suppress a change in the rotation speed of the rotor in accordance with the mechanical angle,
The motor control device according to any one of claims 1 to 11, wherein the generating unit includes a unit configured to generate the voltage data based on the suppression data corresponding to the mechanical angle.

The second storage means includes means for storing a plurality of the suppression data for one value of the mechanical angle,
13. The method according to claim 12, wherein the control unit further includes a second selection unit for selecting one suppression data used by the creation unit based on a condition regarding driving of the synchronous motor among the plurality of suppression data. The control device of the motor according to the above.

The control unit further includes a unit for specifying a rotation speed of the rotor,
The second storage means includes a means for storing the plurality of suppression data determined according to the rotation speed,
14. The motor control device according to claim 13, wherein the second selection unit includes a unit for selecting one of the suppression data, using the magnitude of the rotation speed as a condition regarding the driving.

The control device according to any one of claims 1 to 14, wherein the control device further includes means for causing the control means to start control in response to a condition regarding a rotation speed of the synchronous motor being satisfied. Motor control device.

The motor control device according to claim 1, wherein the synchronous motor is an embedded magnet type synchronous motor.

The motor control device includes:
Means for controlling the energizing means to suspend energization to any of the coils,
And a fourth detection unit for detecting an induced voltage generated in the coil during a period in which energization of the coil is stopped,
17. The apparatus according to claim 1, wherein the second detecting unit includes a unit configured to detect the mechanical angle based on a relationship between the mechanical angle and the pulsation of the current, which is specified using the induced voltage. The control device for a motor according to any one of the above.

An air conditioner including the motor control device according to claim 1.

A refrigerator comprising the motor control device according to claim 1.