JP2004228917A - 携帯端末用内蔵アンテナ - Google Patents
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Abstract
【課題】アンテナ自体が平衡作用を有する平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナの提供。
【解決手段】両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有するストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナ1の給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子2を形成する。以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙sおよびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。また、間隙sを長くして入力インピーダンスを大きくし、高さhを低くして入力インピーダンスを小さくする。また、間隙sおよび高さhを固定すると共にストリップ幅比(w1/w2)を調整して広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくしてVSWR値を小さくする。
【選択図】 図1
【解決手段】両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有するストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナ1の給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子2を形成する。以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙sおよびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。また、間隙sを長くして入力インピーダンスを大きくし、高さhを低くして入力インピーダンスを小さくする。また、間隙sおよび高さhを固定すると共にストリップ幅比(w1/w2)を調整して広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくしてVSWR値を小さくする。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯端末など薄型無線機に内蔵するコンパクトな構造の平衡給電型アンテナにおいて、特にアンテナ構造を決定するパラメータを調整して広帯域にわたるインピーダンスの整合が可能な自己平衡作用を有する携帯端末用内蔵アンテナに関するものである。
【0002】
【発明が解決しようとする課題】
携帯電話に代表される移動通信システムがここ10年間急速に発展普及している。移動通信システムに用いられる携帯端末は、小型化に加え、高機能化されてきており、それらに取り付けられるアンテナに対して性能の維持または向上を図りながら、小形化・広帯域化が要求されている。そして特に外観にアンテナが見えない内蔵化の要求が高まっている。
【0003】
一方、従来携帯端末に用いられてきたモノポールや平板逆Fアンテナでは、匡体上に誘起される電流が人体の影響により変化するため、著しい利得の低下等の特性劣化がしばしば観測される。この特性劣化の原因となる匡体上の電流を減少させる方法として、平衡系アンテナに平衡給電を行うことが提案され、方形ループアンテナ、L字形ループアンテナ、ヘリカルループアンテナなどが検討されてきた。しかしながら、これらのアンテナは、導体板が近接しているため、入力インピーダンス整合をとるのが非常に困難であった。
【0004】
この問題を解決するためにアンテナ自体が平衡作用を有し、周囲長が約1波長の2重折り返し構造を持つ折り返しループアンテナが提案されている。
この折り返しループアンテナは、その電流分布を考えると折り返しダイポールと等価である。給電点から左右1/8波長で折り曲げコンパクトな構造であると共に折り返しダイポールの素子幅や素子間隔を変化させることにより入力インピーダンスの調整を可能としている。
ところが従来の検討では、この折り返しループアンテナのVSWR≦2となる帯域は中心周波数1860MHzに対して約3%であり、無給電素子を付けた場合、約2倍となったが、広帯域化についての詳細な検討は行われていなかった。
【0005】
そこで本発明は、アンテナ自体が平衡作用を有する平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナを提供することを目的とするものである。
【0006】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は以下のように構成した。
【0007】
本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有するストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、このアンテナ素子をアンテナ長aと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、このアンテナ素子の給電点に平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、このアンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整することで上記目的を達成する。
【0008】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを大きくするには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sを広くし、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを小さくするには、前記アンテナ素子の垂直部の高さhを低くする。
【0009】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび垂直部の高さhを固定して、左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整する。
【0010】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すVSWR値を小さくするには、前記左右のストリップ幅比(w1/w2)を大きくする。
【0011】
また、好ましくは、前記アンテナ素子の構造パラメータを、ストリップ長l=0.467波長、ストリップ間隔d=0.0089波長、左右のストリップ幅w1=0.0089波長、w2=0.0089〜0.0357波長、アンテナ長a=0.324波長、垂直部の高さh=0.0715波長、折り曲げ部の間隙s=0.1814波長とする。
【0012】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図1に、本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図を示す。
携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有する図1(a)に示すストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナ1の給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げて図2(b)に示すアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子2を形成する。
【0013】
このアンテナ素子2を、図2に示すように、アンテナ長aと同じ幅の携帯端末のシールド板に相当する有限導体板3の先端に近接して配置する。
具体的には、有限導体板3の先端との間にX方向にd1、Z方向にd2の間隙を設けて幅方向(Y方向)に沿って配置する。
アンテナ素子2は、携帯端末などに内蔵するため有限導体板3は人体と平行になる。
人体は電気的には導体に近いので、このようにアンテナ素子2を有限導体板3の広い面に垂直なループとする。これにより同じ方向のイメージを作り、利得の高いアンテナを実現する。
また、アンテナ素子2への給電は平行な2線を用いた平衡給電とする。
【0014】
本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナは以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙sおよびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって、広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、間隙sを広くして入力インピーダンスを大きくし、高さhを低くして入力インピーダンスを小さくする。
また、間隙sおよび高さhを固定すると共にストリップ幅比(w1/w2)を調整することで広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくしてVSWR値を小さくする。
【0015】
以下に本発明の実施例について説明する。
実施例では、アンテナ素子2の特性解析を行い、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、アンテナ素子2の形状・寸法を変化させることにより、広帯域化実現の可能性を検討する。そのためには、アンテナ素子2の特性解析を行い、広帯域化に有効なアンテナの構成パラメータを見出すこととする。
【0016】
アンテナ素子2の特性解析には、2つの方法がある。1つは、アンテナを等価的に表現して行う方法で、もう1つは電磁界シミュレータによる。前者は、アンテナが平行な2線の折り返し構造なので、平衡及び不平衡成分にわけて取り扱う。この方法によれば特性を定性的に解析できるので広帯域化の原理的な考察が可能である。
しかしそれに基づく構成パラメータの設定には定量的解析が必要でパラメータ数が多い場合は不便で難しくなる。しかしながら電磁界シミュレータによる方法では定量的に直接特性を評価出来る利点がある。
【0017】
本実施例で取り扱うアンテナ素子2は、折り返しが2重で、構成パラメータの数が多く、等価表現による方法より電磁界シミュレータによる解析の方が有利と考えられる。
この様な観点から、本実施例では電磁界シミュレータを用い、アンテナの入力インピーダンス特性の解析を行い、広帯域化を実現する構成パラメータを見出すこととする。
【0018】
平衡系のアンテナに対しては平衡給電を行うのが普通である。しかし折り返しダイポールは自己平衡作用があり、同軸給電が行える。実用的にはバランを用いなくてもよいのでこの方が便利で経済的でもある。ところが本実施例で扱うような2重折り返し構造では必ずしも自己平衡の条件を満足しない場合がある。
本実施例は、まず基本的な平衡給電の場合について検討し、不平衡給電についても自己平衡作用をもたせる場合に関しては別途検討を行うこととした。
【0019】
【実施例】
本発明を実施したアンテナ素子2の各構造パラメータによる入力インピーダンス特性の変化を調べるために電磁界シミュレータを用いて検討を行った。
電磁界シミュレータは、モーメント法を基本とするIE3Dシミュレータであり、その有用性については既に確認されている。
【0020】
アンテナ素子2は、製作の容易さも考慮して、周波数1880MHzにおける各構造パラメータは、ストリップ長l=89.6mm、ストリップ間隔d=1mm、ストリップ幅w1=w2=w3=1mm、アンテナ長a=36.3mm、垂直部の高さh=9mm、折り曲げ部の間隙s =1mmとした。
また、給電は平行な2線による平衡給電とした。
【0021】
有限導体板3は、導電率σ=5.8×107[s/m]、厚さ0.2mmの導体板を用い、一般的に用いられる寸法の幅36.3mm、長さ119.4mmとした。
また、有限導体板3は、携帯端末のシールド板に相当するため、同じ寸法幅のアンテナ長a=36.3mmは一定とした。
このため、解析に用いるパラメータはストリップ幅w1、w2、w3、折り曲げ部の間隙s、ストリップ間隔d 、垂直部の高さh とした。
これらのパラメータに対する入力インピーダンス特性を図3(a)〜(e)に示す。
【0022】
図3(a)より、間隙sを大きくすると、スミスチャート上のインピーダンス軌跡が大きく右にシフトし、インピーダンスは大きくなることがわかる。しかしながら間隙sを大きくするとアンテナ長aが一定なのでアンテナ素子2の周囲長は短くなり、共振周波数は高くなる。
図3(b)より、ストリップ間隔d に対してはインピーダンスが大きく変化しないことがわかる。
図3(c)より、高さhを低くするとインピーダンス軌跡は左側にシフトする、すなわち放射抵抗が小さくなる傾向を示している。
図3(d)は、ストリップ幅w1、w2 から1〜3mmの範囲ではインピーダンス軌跡が大きく変化しないことを示している。
図3(e)より、ストリップ幅比(w1/w2)を変化させるとインピーダンス軌跡は段階的に変化することがわかる。これは、折り返しダイポールアンテナで2線の直径比によってその電流配分率を変え、入力インピーダンスを変えることができるのと同様である。
【0023】
図3(a)において、間隙s が20mmの時、インピーダンス軌跡が高い抵抗値付近に小さなループ状で2共振特性を示していることから、インピーダンス整合をとり易いストリップ幅比(w1/w2)を検討した。
図4に、間隙s =20mmでストリップ幅比(w1/w2)をw1 =1mmとして段階的に変化させた時の入力インピーダンス特性をそれぞれスミスチャートおよびVSWRで表す。この時、高さhは携帯端末に内蔵するために低姿勢にする必要性の観点から基準より1mm低い8mmを用いた。これから(w1/w2)=1/4の時、広帯域にわたり整合のとれるインピーダンスになることがわかる。また図4(b)からも、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくすることにより、広い周波数にわたりVSWR値を小さくできることがわかる。
図5にストリップ幅比(w1/w2)=1/4の時の計算値と実験値を示す。これより、VSWR=<2となる帯域は中心周波数f0=2680MHzとしてそれぞれ計算値で55.6%、実験値で55.5%である。給電線上に生じる定在波の電圧最大値と電圧最小値の比をVSWRで表し、給電線の特性インピーダンスと負荷インピーダンスとの整合の度合いを表すのにこのVSWR値が用いられる。
給電線が完全整合の場合はVSWR=1となり、一般的に電力の10%程度が反射波として戻ってくる場合を目安にしてVSWR=<2を整合の条件としている。
【0024】
比較のため不平衡給電を行った時のストリップ幅比(w1/w2)=1/4におけるVSWR特性を図6に示す。不平衡給電ではVSWR特性は平衡給電の場合と一致せず、これは本発明のアンテナ素子2の特徴である自己平衡作用は得られていないことを示している。ここでは示していないが電流分布や放射パターンも異なっている。自己平衡作用が崩れるのは、ストリップ幅比(w1/w2)を変えることにより、w1とw2に対応するストリップに流れる電流が等しくなくなるためと考えられる。
自己平衡作用を維持した場合の広帯域化については別途検討する。
【0025】
図7に広帯域特性が得られた時のパラメータ(s =20mm、h=8mm、d=1mm、w1=w3=1mm、w2=4mm)を用いてアンテナ素子2および有限導体板3上の電流分布を示す。ここではVSWR=<2の帯域内における3周波数を選び、各周波数の分布について比較する。3周波数どの場合ともアンテナ、給電点及びアンテナ近傍の導体板上に電流分布が集中し、それ以外ではほとんどないことがわかる。これは平衡給電による匡体電流の減少効果が広帯域にわたって維持されているためである。図8に上記3周波数におけるY‐Z平面の放射パターンを示す。目盛は絶対利得(dBi)で表示している。実験では、電線による影響を防ぐため小形発振器を用いている。実験値はf/f0=1.04の場合のみ示しているが、Eθ およびEψ 成分とも計算値とよく一致している。他の2周波数の場合も同様なパターンが得られている。
【0026】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、アンテナ特性を解析してアンテナ素子の形状を変化させることにより、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、自己平衡作用を有する2重折り返し構造の平衡給電型アンテナを広帯域化する可能性を見出した。
アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙s およびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合が可能で、その結果VSWR≦2となる帯域が中心周波数f0=2680MHzに対して計算値で55.6%、実験値で55.5%になることを確認した。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図である。
【図2】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの取付け構成図である。
【図3】構造パラメータに対するアンテナの入力特性図である。
【図4】ストリップ幅比を段階的に変化させた時の入力特性図である。
【図5】ストリップ幅比=1/4の時のVSWR周波数特性図である。
【図6】不平衡給電におけるストリップ幅比=1/4の時のVSWR周波数特性図である。
【図7】3周波数における電流分布特性図である。
【図8】3周波数におけるY−Z平面の放射パターン図である。
【符号の説明】
1 折り返しダイポールアンテナ
2 アンテナ素子
3 有限導体板
【発明の属する技術分野】
本発明は、携帯端末など薄型無線機に内蔵するコンパクトな構造の平衡給電型アンテナにおいて、特にアンテナ構造を決定するパラメータを調整して広帯域にわたるインピーダンスの整合が可能な自己平衡作用を有する携帯端末用内蔵アンテナに関するものである。
【0002】
【発明が解決しようとする課題】
携帯電話に代表される移動通信システムがここ10年間急速に発展普及している。移動通信システムに用いられる携帯端末は、小型化に加え、高機能化されてきており、それらに取り付けられるアンテナに対して性能の維持または向上を図りながら、小形化・広帯域化が要求されている。そして特に外観にアンテナが見えない内蔵化の要求が高まっている。
【0003】
一方、従来携帯端末に用いられてきたモノポールや平板逆Fアンテナでは、匡体上に誘起される電流が人体の影響により変化するため、著しい利得の低下等の特性劣化がしばしば観測される。この特性劣化の原因となる匡体上の電流を減少させる方法として、平衡系アンテナに平衡給電を行うことが提案され、方形ループアンテナ、L字形ループアンテナ、ヘリカルループアンテナなどが検討されてきた。しかしながら、これらのアンテナは、導体板が近接しているため、入力インピーダンス整合をとるのが非常に困難であった。
【0004】
この問題を解決するためにアンテナ自体が平衡作用を有し、周囲長が約1波長の2重折り返し構造を持つ折り返しループアンテナが提案されている。
この折り返しループアンテナは、その電流分布を考えると折り返しダイポールと等価である。給電点から左右1/8波長で折り曲げコンパクトな構造であると共に折り返しダイポールの素子幅や素子間隔を変化させることにより入力インピーダンスの調整を可能としている。
ところが従来の検討では、この折り返しループアンテナのVSWR≦2となる帯域は中心周波数1860MHzに対して約3%であり、無給電素子を付けた場合、約2倍となったが、広帯域化についての詳細な検討は行われていなかった。
【0005】
そこで本発明は、アンテナ自体が平衡作用を有する平衡給電型アンテナの広帯域化方法を検討して複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、広帯域にわたるインピーダンス整合が可能な携帯端末用内蔵アンテナを提供することを目的とするものである。
【0006】
【課題を解決するための手段】
かかる目的を達成するために、本発明は以下のように構成した。
【0007】
本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有するストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、このアンテナ素子をアンテナ長aと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、このアンテナ素子の給電点に平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、このアンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整することで上記目的を達成する。
【0008】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを大きくするには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sを広くし、前記アンテナ素子の入力インピーダンスを小さくするには、前記アンテナ素子の垂直部の高さhを低くする。
【0009】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび垂直部の高さhを固定して、左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整する。
【0010】
また、本発明の携帯端末用内蔵アンテナは、前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すVSWR値を小さくするには、前記左右のストリップ幅比(w1/w2)を大きくする。
【0011】
また、好ましくは、前記アンテナ素子の構造パラメータを、ストリップ長l=0.467波長、ストリップ間隔d=0.0089波長、左右のストリップ幅w1=0.0089波長、w2=0.0089〜0.0357波長、アンテナ長a=0.324波長、垂直部の高さh=0.0715波長、折り曲げ部の間隙s=0.1814波長とする。
【0012】
【発明の実施の形態】
以下に図面を参照して、本発明の実施の形態について説明する。
図1に、本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図を示す。
携帯端末用内蔵アンテナは、両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有する図1(a)に示すストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナ1の給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げて図2(b)に示すアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sなる2重折り返し構造のアンテナ素子2を形成する。
【0013】
このアンテナ素子2を、図2に示すように、アンテナ長aと同じ幅の携帯端末のシールド板に相当する有限導体板3の先端に近接して配置する。
具体的には、有限導体板3の先端との間にX方向にd1、Z方向にd2の間隙を設けて幅方向(Y方向)に沿って配置する。
アンテナ素子2は、携帯端末などに内蔵するため有限導体板3は人体と平行になる。
人体は電気的には導体に近いので、このようにアンテナ素子2を有限導体板3の広い面に垂直なループとする。これにより同じ方向のイメージを作り、利得の高いアンテナを実現する。
また、アンテナ素子2への給電は平行な2線を用いた平衡給電とする。
【0014】
本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナは以上のような構成で、アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙sおよびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって、広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、間隙sを広くして入力インピーダンスを大きくし、高さhを低くして入力インピーダンスを小さくする。
また、間隙sおよび高さhを固定すると共にストリップ幅比(w1/w2)を調整することで広帯域にわたるインピーダンス整合を可能にする。
また、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくしてVSWR値を小さくする。
【0015】
以下に本発明の実施例について説明する。
実施例では、アンテナ素子2の特性解析を行い、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、アンテナ素子2の形状・寸法を変化させることにより、広帯域化実現の可能性を検討する。そのためには、アンテナ素子2の特性解析を行い、広帯域化に有効なアンテナの構成パラメータを見出すこととする。
【0016】
アンテナ素子2の特性解析には、2つの方法がある。1つは、アンテナを等価的に表現して行う方法で、もう1つは電磁界シミュレータによる。前者は、アンテナが平行な2線の折り返し構造なので、平衡及び不平衡成分にわけて取り扱う。この方法によれば特性を定性的に解析できるので広帯域化の原理的な考察が可能である。
しかしそれに基づく構成パラメータの設定には定量的解析が必要でパラメータ数が多い場合は不便で難しくなる。しかしながら電磁界シミュレータによる方法では定量的に直接特性を評価出来る利点がある。
【0017】
本実施例で取り扱うアンテナ素子2は、折り返しが2重で、構成パラメータの数が多く、等価表現による方法より電磁界シミュレータによる解析の方が有利と考えられる。
この様な観点から、本実施例では電磁界シミュレータを用い、アンテナの入力インピーダンス特性の解析を行い、広帯域化を実現する構成パラメータを見出すこととする。
【0018】
平衡系のアンテナに対しては平衡給電を行うのが普通である。しかし折り返しダイポールは自己平衡作用があり、同軸給電が行える。実用的にはバランを用いなくてもよいのでこの方が便利で経済的でもある。ところが本実施例で扱うような2重折り返し構造では必ずしも自己平衡の条件を満足しない場合がある。
本実施例は、まず基本的な平衡給電の場合について検討し、不平衡給電についても自己平衡作用をもたせる場合に関しては別途検討を行うこととした。
【0019】
【実施例】
本発明を実施したアンテナ素子2の各構造パラメータによる入力インピーダンス特性の変化を調べるために電磁界シミュレータを用いて検討を行った。
電磁界シミュレータは、モーメント法を基本とするIE3Dシミュレータであり、その有用性については既に確認されている。
【0020】
アンテナ素子2は、製作の容易さも考慮して、周波数1880MHzにおける各構造パラメータは、ストリップ長l=89.6mm、ストリップ間隔d=1mm、ストリップ幅w1=w2=w3=1mm、アンテナ長a=36.3mm、垂直部の高さh=9mm、折り曲げ部の間隙s =1mmとした。
また、給電は平行な2線による平衡給電とした。
【0021】
有限導体板3は、導電率σ=5.8×107[s/m]、厚さ0.2mmの導体板を用い、一般的に用いられる寸法の幅36.3mm、長さ119.4mmとした。
また、有限導体板3は、携帯端末のシールド板に相当するため、同じ寸法幅のアンテナ長a=36.3mmは一定とした。
このため、解析に用いるパラメータはストリップ幅w1、w2、w3、折り曲げ部の間隙s、ストリップ間隔d 、垂直部の高さh とした。
これらのパラメータに対する入力インピーダンス特性を図3(a)〜(e)に示す。
【0022】
図3(a)より、間隙sを大きくすると、スミスチャート上のインピーダンス軌跡が大きく右にシフトし、インピーダンスは大きくなることがわかる。しかしながら間隙sを大きくするとアンテナ長aが一定なのでアンテナ素子2の周囲長は短くなり、共振周波数は高くなる。
図3(b)より、ストリップ間隔d に対してはインピーダンスが大きく変化しないことがわかる。
図3(c)より、高さhを低くするとインピーダンス軌跡は左側にシフトする、すなわち放射抵抗が小さくなる傾向を示している。
図3(d)は、ストリップ幅w1、w2 から1〜3mmの範囲ではインピーダンス軌跡が大きく変化しないことを示している。
図3(e)より、ストリップ幅比(w1/w2)を変化させるとインピーダンス軌跡は段階的に変化することがわかる。これは、折り返しダイポールアンテナで2線の直径比によってその電流配分率を変え、入力インピーダンスを変えることができるのと同様である。
【0023】
図3(a)において、間隙s が20mmの時、インピーダンス軌跡が高い抵抗値付近に小さなループ状で2共振特性を示していることから、インピーダンス整合をとり易いストリップ幅比(w1/w2)を検討した。
図4に、間隙s =20mmでストリップ幅比(w1/w2)をw1 =1mmとして段階的に変化させた時の入力インピーダンス特性をそれぞれスミスチャートおよびVSWRで表す。この時、高さhは携帯端末に内蔵するために低姿勢にする必要性の観点から基準より1mm低い8mmを用いた。これから(w1/w2)=1/4の時、広帯域にわたり整合のとれるインピーダンスになることがわかる。また図4(b)からも、ストリップ幅比(w1/w2)を大きくすることにより、広い周波数にわたりVSWR値を小さくできることがわかる。
図5にストリップ幅比(w1/w2)=1/4の時の計算値と実験値を示す。これより、VSWR=<2となる帯域は中心周波数f0=2680MHzとしてそれぞれ計算値で55.6%、実験値で55.5%である。給電線上に生じる定在波の電圧最大値と電圧最小値の比をVSWRで表し、給電線の特性インピーダンスと負荷インピーダンスとの整合の度合いを表すのにこのVSWR値が用いられる。
給電線が完全整合の場合はVSWR=1となり、一般的に電力の10%程度が反射波として戻ってくる場合を目安にしてVSWR=<2を整合の条件としている。
【0024】
比較のため不平衡給電を行った時のストリップ幅比(w1/w2)=1/4におけるVSWR特性を図6に示す。不平衡給電ではVSWR特性は平衡給電の場合と一致せず、これは本発明のアンテナ素子2の特徴である自己平衡作用は得られていないことを示している。ここでは示していないが電流分布や放射パターンも異なっている。自己平衡作用が崩れるのは、ストリップ幅比(w1/w2)を変えることにより、w1とw2に対応するストリップに流れる電流が等しくなくなるためと考えられる。
自己平衡作用を維持した場合の広帯域化については別途検討する。
【0025】
図7に広帯域特性が得られた時のパラメータ(s =20mm、h=8mm、d=1mm、w1=w3=1mm、w2=4mm)を用いてアンテナ素子2および有限導体板3上の電流分布を示す。ここではVSWR=<2の帯域内における3周波数を選び、各周波数の分布について比較する。3周波数どの場合ともアンテナ、給電点及びアンテナ近傍の導体板上に電流分布が集中し、それ以外ではほとんどないことがわかる。これは平衡給電による匡体電流の減少効果が広帯域にわたって維持されているためである。図8に上記3周波数におけるY‐Z平面の放射パターンを示す。目盛は絶対利得(dBi)で表示している。実験では、電線による影響を防ぐため小形発振器を用いている。実験値はf/f0=1.04の場合のみ示しているが、Eθ およびEψ 成分とも計算値とよく一致している。他の2周波数の場合も同様なパターンが得られている。
【0026】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、アンテナ特性を解析してアンテナ素子の形状を変化させることにより、複雑な無給電素子の装荷や高価な整合器を用いることなく、自己平衡作用を有する2重折り返し構造の平衡給電型アンテナを広帯域化する可能性を見出した。
アンテナ構造を決定するパラメータの中でも特に間隙s およびストリップ幅比(w1/w2)を調整することによって広帯域にわたるインピーダンス整合が可能で、その結果VSWR≦2となる帯域が中心周波数f0=2680MHzに対して計算値で55.6%、実験値で55.5%になることを確認した。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの斜視図である。
【図2】本発明を実施した携帯端末用内蔵アンテナの取付け構成図である。
【図3】構造パラメータに対するアンテナの入力特性図である。
【図4】ストリップ幅比を段階的に変化させた時の入力特性図である。
【図5】ストリップ幅比=1/4の時のVSWR周波数特性図である。
【図6】不平衡給電におけるストリップ幅比=1/4の時のVSWR周波数特性図である。
【図7】3周波数における電流分布特性図である。
【図8】3周波数におけるY−Z平面の放射パターン図である。
【符号の説明】
1 折り返しダイポールアンテナ
2 アンテナ素子
3 有限導体板
Claims (5)
- 両端が短絡された約1/2波長の平行線路を有するストリップ長l、ストリップ間隔d、左右のストリップ幅w1、w2、短絡部のストリップ幅w3の折り返しダイポールアンテナの給電点の左右約1/8波長から先の部分を左右対称に垂直・水平に折り曲げてアンテナ長a、垂直部の高さh、折り曲げ部の間隙sからなる2重折り返し構造のアンテナ素子を形成し、
このアンテナ素子をアンテナ長aと同じ幅の導体板の先端に近接して配置すると共に、
このアンテナ素子の給電点に平衡給電線を接続してアンテナシステムを構成し、
このアンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスの整合ために、このアンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整する
ことを特徴とする携帯端末用内蔵アンテナ。 - 前記アンテナ素子の入力インピーダンスを大きくするには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sを広くし、
前記アンテナ素子の入力インピーダンスを小さくするには、前記アンテナ素子の垂直部の高さhを低くする
ことを特徴とする請求項1に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。 - 前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスを整合させるには、前記アンテナ素子の折り曲げ部の間隙sおよび垂直部の高さhを固定して、
左右のストリップ幅比(w1/w2)を調整する
ことを特徴とする請求項1に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。 - 前記アンテナ素子の入力インピーダンスと平衡給電線の特性インピーダンスとの整合の度合いを表すVSWR値を小さくするには、前記左右のストリップ幅比(w1/w2)を大きくすることを特徴とする請求項1に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
- 前記アンテナ素子の構造パラメータを、
ストリップ長l=0.467波長
ストリップ間隔d=0.0089波長
左右のストリップ幅w1=0.0089波長
w2=0.0089〜0.0357波長
アンテナ長a=0.324波長
垂直部の高さh=0.0715波長
折り曲げ部の間隙s=0.1814波長
とする請求項1に記載の携帯端末用内蔵アンテナ。
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-
2003
- 2003-01-22 JP JP2003014087A patent/JP2004228917A/ja active Pending
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