JP2004225100A5 - - Google Patents

Description

この電源は、コンピュータやシーケンサなどの上位の制御装置ＭＣＵからの起動信号（RUN）に応じて、電力の出力の有無が制御される。また、制御装置ＭＣＵからの電力設定信号（Ｐset）に応じてフィードバック制御を行い、適切な電流を出力する。

一方、スパッタ中にアーク放電が発生すると、チャンバの負荷インピーダンスが低下する。すると、遮断回路ＡＳが、出力電圧の低下あるいは電流の増加としてこれを検出し、スイッチング部Ｑを閉じることにより電源部ＤＣＰＦからの出力を短絡して、チャンバへの出力を遮断する。遮断回路ＡＳは、所定の時間だけスイッチング部Ｑを閉じた後に、再びスイッチング部Ｑを開いて、チャンバへの電力の出力を再開させる。 そして、ここでアーク放電が消弧している場合には、そのままスパッタを再開する。一方、ここでアーク放電が消弧していない場合には、遮断回路ＡＳは再びスイッチング部Ｑを閉じて遮断動作を繰り返す。このようにして、アーク放電がなくなるまで、スイッチング部Ｑの開閉が繰り返される。

本発明は、かかる課題の認識に基づいてなされたものであり、その目的は、アーク放電を迅速且つ確実に停止し、電力再投入時の過大電力の印加も防ぎ、地落事故に対して迅速に対処できる電源、スパッタ用電源及びスパッタ装置を提供することにある。

この電源は、直流電源ＤＣ１とトランジスタＱ１〜Ｑ４とを共有した２つのインバータ出力を有する。すなわち、第１のインバータＩＮＶ１は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ１を有し、第２のインバータＩＮＶ２は、直流電源ＤＣ１、トランジスタＱ１〜Ｑ４、トランスＴ１及び整流器ＤＢ２を有する。これらインバータの出力電流は、インダクタＬ１及びＬ２によりそれぞれ平滑化されてチャンバ１０１及びターゲット１０４に供給される。

また、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、arc信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、arc信号をオンにするための制御信号を出力する。一方、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、ack信号を管理する。すなわち、ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「消弧期間」が経過した後に、所定の「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。

arc信号とack信号がいずれもオンの時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）がオンとなり、アーク遮断動作が実施される。

まず、スパッタを実施する時には、インバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を起動し、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を閉じ、インダクタ電流を短絡する絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いた状態として、直流電圧をチャンバ１０１及びターゲット１０４に出力する。

一方、チャンバ内にアーク放電が発生すると、チャンバのインピーダンスが低下し、出力電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen1）は、このような電圧の低下によってアーク放電を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ１は、所定の「消弧期間」の間、オン信号を出力し、これに基づいてフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）、アンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じる。

すると、逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２、ＩＧＢＴ１、逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１、ＤＡ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆電圧がチャンバに印加され、アーク電流が急速遮断される。またこの時、インダクタＬ１、Ｌ２を流れていた電流は、それぞれダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路により保存される。

逆電圧を出力する「消弧期間」は、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作時間により管理される。「消弧期間」の終了と同時に、ワンショット・タイマＴＭＲ２が起動する。ワンショット・タイマＴＭＲ２は、「復旧期間」の間、ack信号をオフにするための制御信号を出力する。つまり、「復旧期間」の間は、アークの検出の有無に係らずフォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）はオフとされる。すると、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２が開かれ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６が閉じられて、順方向電流（スパッタするための電流方向）が出力される。

ワンショット・タイマＴＭＲ２が停止すると「復旧期間」は終了し、ワンショット・タイマＴＭＲ１の動作前の状態に戻って、再度アーク放電を検知したら上述のアーク遮断動作を繰り返す。一方、アーク放電を検知しなければ、そのままスパッタ電流の出力を継続する。

以上説明した比較例の電源において、アーク放電による被害を小さくするには、アーク放電の発生から出力電流の遮断までの時間（アーク応答時間）を短くしなければならない。ところが、図２に表した比較例の電源の場合、複数の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ（ＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２）に対して同期と絶縁とを確保するため、アーク放電を検出した信号がフォトカプラＰＣ１１〜ＰＣ３２を介して伝達される。しかし、このような回路構成においては、フォトカプラの信号伝達時間（約１マイクロ秒）だけアーク応答時間が長くなり、アーク放電の被害が大きくなる場合がある。

すなわち、図１と図２とを比較すれば分かるように、新たにアークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）を設け、フォトカプラを介さずにスイッチング素子やＩＧＢＴを制御するようにしている。以下、フォトカプラを介して信号伝達を行うアークセンサを「統括アークセンサ」と称し、フォトカプラを介さず信号伝達を行うアークセンサを「個別アークセンサ」と称することとする。

個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、同一電源で動作するスイッチング素子及び絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ毎に設けられている。そして、これらセンサからの出力に基づいて動作する制御回路は、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）から検出出力と、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からの出力との論理和に基づいて動作する。

ただし、両者の間では、信号伝達の応答時間が異なる。つまり、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、フォトカプラを介さずに信号伝達するので、応答時間が短いが、統括アークセンサ（Ａsen1）は、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）を介して信号伝達を行うので、応答時間が長い。 一方、統括アークセンサ（Ａsen1）は、「アーク放電」と判定すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を動作させて「消弧期間」の間は遮断信号（arc）を出力し、その後、ワンショット・タイマＴＭＲ２を動作させて「復旧期間」の間、ack信号を停止する。

図１の電源においては、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）からの出力と、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）からの検出出力とをそれぞれ論理回路において論理演算することにより、以下のようにアーク遮断の動作を実行する。

（１）統括アークセンサ（Ａsen1）がアーク放電を検出しフォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力された時は、アーク遮断動作を行う。

（２）フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）からアーク遮断のための制御信号が出力される前であっても、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知して検出信号が出力された時には、アーク遮断動作を行う。

（３）統括アークセンサ（Ａsen1）により起動されるワンショット・タイマＴＭＲ２が管理する「復旧期間」の間は、統括アークセンサ（Ａsen1）及び個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）がアーク放電を検知してもアーク遮断動作をしない。

まず、電源が起動する時には、電源からの出力電圧が無いと各アークセンサは「アーク放電」と判定するが、出力電流も無いので制御信号（current）が得られず、ack信号も出力されない。このため、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）はオフのままである。その結果として、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６はオン（ＯＮ）し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２はオフ（ＯＦＦ）するのでインバータが起動すれば電源は直流電圧を出力する。

次に、プラズマの点火およびスパッタの開始までは、以下の如くである。すなわち、トランジスタＱ１〜Ｑ４のスイッチングによりインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２が起動すると、トランスＴ１とダイオードブリッジＤＢ１、ＤＢ２を介して直流電圧を出力し、徐々にチャンバ１０１へ供給される電圧が上昇する。

所定の条件が成立するとチャンバ内で放電が始まり、電流が流れてプラズマが形成されてスパッタが開始される。同時に電流が流れ始め、所定の電流しきい値を超えると制御信号（current）が得られ、ack信号が出力されて、フォトカプラ（ＰＣ１２、ＰＣ２２、ＰＣ３２）がオンされるが、すでにarc信号が無いので、フォトカプラ（ＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１）がオフのままであり、順方向（スパッタを実施する電圧方向）の直流電圧・電流の出力を継続する。

そして、スパッタ中にアーク放電が発生した時には、以下の動作が実行される。すなわち、正常なスパッタ中の放電電圧は、マイナス４００ボルト以上（例えば、マイナス７５０ボルト程度）であるが、アーク放電が始まると短時間に負荷電圧（すなわち出力電圧）が上昇（絶対値が低下）する。出力電圧がマイナス１８０ボルトよりも上昇する（ゼロボルトに近づく）と、まず統括アークセンサ（Ａsen1）が応答して、アーク検出信号を出力し、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動して「消弧期間」の間、arc信号を出力する。しかし、フォトカプラＰＣ１１、ＰＣ２１、ＰＣ３１の信号伝達には、例えば１マイクロ秒程度の遅延が生ずる。

この間に出力電圧がマイナス１５０ボルトにまで到達すると、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）が応答し、アーク検出信号をオア・ゲートに出力する。オア・ゲートの出力はアンド・ゲートを介して、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開き、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧を出力する。個別アークセンサからの出力経路には、フォトカプラが介在しないので、その信号伝達は迅速であり、極めて短時間にアーク遮断動作が開始される。従って、フォトカプラを介したアーク遮断動作よりも先に、アーク遮断動作を開始することができる。

一方、ワンショット・タイマＴＭＲ１により管理される「消弧期間」が終了すると、ワンショット・タイマＴＭＲ２により「復旧期間」の間、ack信号がオフになるので、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出信号に係らず、順方向の電流出力が再開される。

すなわち、複数のアークセンサを設けた場合、現実には、それぞれのアークセンサの個体差に応じて、検出しきい値に「ばらつき」が生ずることが多い。これに対して、本実施形態によれば、「消弧期間」と「復旧期間」を管理するワンショット・タイマを共通化することにより、動作タイミングを統一することができる。

すなわち、正常なスパッタ時には、例えば、マイナス７５０ボルト程度の電圧が出力されている。これに対して、アーク放電が発生すると、電圧は例えばマイナス８０ボルト程度にまで急激に上昇（絶対値が低下）する。そして、まず統括アークセンサ（Ａsen1）の検出しきい値（例えば、マイナス１８０ボルト）を超え、さらに個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）の検出しきい値（例えば、マイナス１５０ボルト）を超える。ただし、図３に表したようなアーク放電の場合、電圧の上昇は急激であるため、これらアークセンサによる検知タイミングは、非常に接近している。

統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の低下を検出すると、ワンショット・タイマＴＭＲ１を起動させることにより、「消弧期間」の計測が開始される。同時に、フォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作（逆方向電圧の出力）が開始されるが、この時に、フォトカプラの動作には遅延が生ずる。

これに対して、個別アークセンサ（Ａsen10、Ａsen20、Ａsen30）は、アーク放電を検出するとフォトカプラを介さずに遮断動作を開始する。その結果として、統括アークセンサよりも先に、チャンバに対して迅速に逆方向電圧を印加し、アーク放電を迅速に遮断できる。

一方、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は、統括アークセンサに接続されたワンショット・タイマＴＭＲ１、ＴＭＲ２により行われるため、これら複数のアークセンサを設けても動作タイミングに「ずれ」が生ずることはない。

例えば、ＳｉＯ_２などをスパッタする場合、図５に例示したように、電圧が徐々に上昇することがある。この上昇の時間は、例えば、２０ミリ秒程度と比較的長い場合がある。このような「異常放電」が生じた場合には、まず、統括アークセンサ（Ａsen1）が電圧の異常を検出し、「消弧期間」の計測を開始させると同時にフォトカプラ（ＰＣ１１〜ＰＣ３２）を介した遮断動作を開始する。

また、図５に例示したような「異常放電」は、ＳｉＯ_２などを、例えば２〜３ｋＷ程度の比較的低い投入電力でスパッタする場合に生ずることが多い。従って、このような場合には、フォトカプラの遅延を含んだ遮断動作を用いても放電の被害が比較的少なくて済む。

以上説明したように、本実施形態によれば、フォトカプラを介さない遮断動作を行う個別アークセンサを付加し、さらに、「消弧期間」と「復旧期間」の管理は共通のワンショット・タイマで行うことにより、迅速且つ統一のとれた遮断動作を行う電源を提供することができる。

この電源も、第１実施形態に関して前述したものと同様に、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２からの順方向直流出力をチャンバに出力してスパッタを行うものである。

また、出力電力は帰還制御される。すなわち、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力電流センサ（Ｃsen1）とによりそれぞれ出力電圧と出力電流を計測し、これらを積算回路ＭＴＬにおいて積算することにより実際の出力電力を得る。そして、この出力電力値と、これとは別に上位の制御装置（図示せず）から入力した設定値（Ｐset）と、を電力比較回路（Ｐerr）において比較することにより、指令電流値を計算する。そして、この指令電流値と、電流センサ（Ｃsen1）からの計測値とを電流比較回路（Ｃerr）において比較し、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）に入力することによりインバータのＰＷＭ(pulsewidth modulation）制御を行う。

さて、スパッタ中にアーク放電が発生するとチャンバ１０１の電圧が低下する。アークセンサ（Ａsen）は、この出力電圧の低下によってアーク放電を検出すると、まず、所定の「消弧期間」の間、以下に説明する動作を実行する。

また、アークセンサは、アーク放電を検出すると、図示しない制御回路によって絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２、チャンバ、逆電圧源ＤＣ２の経路で逆方向電圧を出力してチャンバ電流を急速遮断する。

また同時に、ダイオードＤ１と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ２と絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２の閉回路を形成することにより、インダクタＬ１、Ｌ２の電流を保存する。

以上の動作を「消弧期間」の間、実行した後に、所定の「復旧期間」の間は、アーク検出の有無に係らず絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を開いて順方向電流を出力する。「復旧期間」の後にアーク放電を検出したら、上述した「消弧期間」の動作を繰り返し、アーク放電を検知しなければそのままスパッタ電流を出力する。

しかし、重大なアーク放電が発生すると、「消弧期間」と「復旧期間」を繰り返しても、放電を完全に消弧するまでに長い時間を要する場合がある。図８に表した回路構成の場合、この間の電流センサ（Ｃsen1）は、「復旧期間」の間しかインダクタの電流を監視できない。また、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２やスイッチング素子Ｑ５、Ｑ６のスイッチング時の過渡応答による電流誤差を含めると、電流センサにおける測定値は、実際のインダクタ電流よりも小さくなる傾向がある。このため、コンデンサＣＨにホールドされた指令電流値に固定して定電流制御しても、「復旧期間」に流す順方向電流は大きくなる。その結果として、順方向の過電力を投入することにより、「復旧期間」においてアーク放電を再発させることがある。

出力電流センサ（Ｃsen1）は、電源を定電力運転し、実際の出力電流をモニタする役割を有する。すなわち、電源は、この出力電流センサ（Ｃsen1) の計測データを元に、出力の定電力制御と実際の電流モニタを行う。

一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、アーク遮断動作を行う「消弧期間」においても、インダクタ電流を計測する役割を有する。すなわち、電源は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の計測データに基づいて「消弧期間」を含む動作時の定電流制御を行う。

なお、図７においては、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）をインダクタＬ１の近傍に設けた具体例を表したが、このインダクタ電流センサ（Ｃsen2）はインダクタＬ２の近傍に設けてもよい。

このようにして得られた指令電流値に対して、電流比較回路（Ｃerr）は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）による電流測定値からの誤差を求め、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータのパルス幅を決定する。

これに対して、出力電流センサ（Ｃsen1）は、「消弧期間」の間も、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ダイオードＤ１、インダクタＬ１を含む閉回路に保存されているインダクタ電流の測定を行い、電流比較回路（Ｃerr）に測定値を入力し、ホールドされた指令電流値との誤差に基づく定電流制御が実行される。インダクタ電流は、「消弧期間」にも保存されるが、何らかの原因でインダクタ電流が変動したら、指令電流値を目標に定電流制御される。従って、「消弧期間」が終了して「復旧期間」が開始された時も、チャンバに対して、過大な電力が投入されるという問題を解消できる。

アーク放電が消弧すると、「復旧期間」にチャンバ電圧が回復するので、アークセンサ（Ａsen）によって出力電圧の上昇を確認したら、サンプル・ホールド・スイッチ（S&Hold）を閉じて、電力比較回路（Ｐerr）からの指令電流値を電流比較回路（Ｃerr）に入力する。電流比較回路（Ｃerr）は、新たな指令電流値に応じてインダクタＬ１、Ｌ２の電流を制御し、チャンバ１０１へ出力する。

この電源の場合、「消弧期間」においては、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じることにより、逆電圧源ＤＣ２からチャンバに対して逆方向電圧を印加すると同時に、インダクタＬ１を流れている電流は、インダクタＬ１、整流器ＤＢ１、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１を含む回路において保存され、インダクタＬ２を流れている電流も、インダクタＬ２、整流器ＤＢ２、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ２を含む回路において保存される。

さて、この電源の場合、通常の順方向出力時には、出力電圧センサ（Ｖsen）と出力端子正極の出力電流センサ（Ｃsen1）の観測値の積を積算回路（ＭＴＬ）に演算することにより出力電力を得る。そして、この出力電力と、上位の制御装置（図示せず）からの電力指令値（Ｐset）を電力比較回路（Ｐerr）で比較することにより、指令電流値（Ｃset）を求め、これに対してインダクタ電流センサ（Ｃsen2）の観測値が一致するようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータをＰＷＭ制御する。

すなわち、本実施形態においては、まず、図１０に表したように、出力電流センサ（Ｃsen1）を負極側の出力端子とアーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴとの間であって、さらにはこの出力端子と逆方向アーク防止用ダイオードＤＡ１の間に設ける。

これは、地絡事故が起き易い高電圧箇所は、電源の負極の出力（Ｎ端子）側であり、さらには電流平滑前の整流器の出力部分だからである。地絡事故の発生時は、多くの場合、ここから短絡電流が流入するので、短絡電流が出力電流センサ（Ｃsen1）を流れないようにするため、この整流器（ＤＢ２）よりも負荷側（Ｎ端子側）に出力電流センサ（Ｃsen1）を設ける。

一方、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）には、短絡電流が流れるようにするため、この整流器（ＤＢ２）より接地側（Ｐ端子側）に設置する。つまり、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は、正極側の出力端子（Ｐ端子）とそれに一番近いインダクタＬ１との間に設ける。さらには、「消弧期間」においてもインダクタ電流を計測できるように、アーク遮断用の絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴが閉じた時に形成される閉回路の中にインダクタ電流センサ（Ｃsen2）を設ける。

ただし、アーク放電が発生して消弧動作をすると、出力電流は遮断されるがインダクタ電流は保存され、これら電流値が異なる。そこで、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２を用いた上記判定において、消弧動作の状態を除外するため、「消弧期間」中およびその後の所定の時間は、これら電流センサの比較を無効にする必要がある。このため、アークセンサ（Ａsen）からの出力信号をマルチトリガのタイマ回路（ＴＭＲ）に入力し、タイマの出力中である「消弧期間」およびその後の所定時間は、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による確認結果をマスクする。

一方、マスクされない状態において、コンパレータＣＭＰ１、ＣＭＰ２による上記の確認が得られない場合は、「地絡事故」と判断し、必要に応じてタイマ回路（ＴＭＲ）を介して、電源の運転信号（RUN）を遮断することにより、電源を停止する。

まず、スパッタ時には、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２の出力をそれぞれダイオードブリッジで整流し、かつそれぞれをインダクタＬ１、Ｌ２で平滑して出力端子Ｐ、Ｎを経て負荷へ供給し、負荷の正極は接地する。

そして、「短絡事故」が発生すると、事故点（ＧＳ）から流入した電流は整流器ＤＢ２、インダクタＬ１、電流センサ（Ｃsen2）、整流器ＤＢ１、Ｐ端子、を経て負荷においてアースに戻る。よって、出力電流センサ（Ｃsen1）は負荷を流れる電流２アンペアを計測するが、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）は負荷電流２アンペアと、インバータの１次側で過電流にならない限界の短絡電流（例えば、約２０アンペア）を合わせた２２アンペアを計測する。なお、インバータの１次側の限界を超えた場合は、「過電流」として電源が停止するようにすることができる。

この場合、出力電流センサ（Ｃsen1）の計測値は、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の９０％である１９．８アンペアよりも小さいので「異常」と判定され、ＰＷＭ回路（ＰＷＭ）の運転信号（RUN）を遮断して電源が停止し、運転モニタ（図示せず）を切るなどの処理を実行する。

その後、所定の時間の経過の後に、電源を復帰させてもよい。すなわち、タイマ回路（ＴＭＲ）により管理される停止時間が終了すると、電源の運転を再開するようにすることができる。この時点で、「地絡事故」が解除されていれば点火動作からスパッタを再開するが、「地絡事故」が継続していれば、上述した動作により、再度電源を停止する。

一方、スパッタ中にアーク放電が発生し、チャンバの電圧低下を出力電圧の低下として検知した電源は、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２を閉じ、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を開いて逆電圧源ＤＣ２から逆電圧を出力し、規定した「消弧期間」の間、出力電流を遮断する。

そして、このようにして得られた出力すべき電流値に対して、出力電流センサ（Ｃsen1）が測定した電流の誤差を電流比較回路（Ｃerr1）において演算する。電流比較回路（Ｃerr1）の出力は、積分動作を停止するスイッチＳＷに接続する。このスイッチＳＷが閉じている状態では積分動作はされず、開いている状態において積分動作が実行される。従って、このスイッチＳＷを出力電流センサ（Ｃsen1）とコンパレータ（Cmp）により制御することにより、出力電流が所定値以上の時だけ積分動作するように制御することができる。

一方、本実施形態においては、出力電圧の帰還制御回路を設けることにより、電圧降下時にインバータの出力を絞ることができる。すなわち、図１３に表したように、インダクタＬ１の電圧を測定するインダクタ電圧センサ（Ｖsen2）を設ける。また、インダクタの指令電流値（Ｃset）と、インダクタ電流センサ（Ｃsen2）の出力とを電流比較回路（Ｃerr2）において比較することにより、インダクタＬ１に印加される電圧を計算する。そして、この計算値と、インダクタ電圧センサ（Ｖsen2）の出力と、を電圧比較回路（Ｖerr）において比較して、その出力によりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）を介してインバータのＰＷＭ制御を実行する。このようにすれば、出力電圧の帰還制御が可能となり、インダクタの電圧が降下した時にインバータの出力を絞ることができる。

まず、起動の際には、運転する指令電力値（Ｐset）を入力するが、出力電圧がゼロであり、正常放電の最低電圧値、すなわち制限値のマイナス１５０ボルトで電流を計算する。例えば、出力電力が３００ワットの設定の場合には、２アンペアが指令電流値（Ｃset）のスタート値となる。インダクタ電流、インダクタ電圧ともにゼロだが、運転信号（RUN）が入るまでは、トランジスタＱ１〜Ｑ４は動作しない。

チャンバ１０１内でグロー放電が始まると、出力電流（＝インダクタ電流）が流れ始め、出力電圧が上昇する。出力電圧がマイナス４００ボルトの場合、出力すべき電流は０．７５アンペアとなり、出力電流がその１／２の０．３７５アンペアに達すると、スイッチＳＷが開かれて電流誤差の積分を開始する。

指令電流値よりインダクタ電流が小さければ、インダクタ電圧が正になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）が動作し、逆に大きければインダクタ電圧が負になるようにＰＷＭ回路（ＰＷＭ）がインバータを制御する。

すなわち、チャンバ１０１内でアーク放電が始まると出力電圧が降下する。すると、電源はアークセンサ（図示せず）によってこれを検知し、絶縁ゲート型バイポーラ・トランジスタＩＧＢＴ１、ＩＧＢＴ２をＯＮして逆電圧を出力する。同時に、インダクタ電圧が正になりＰＷＭ回路（ＰＷＭ）への入力が急減するので、インバータは一瞬停止して、電流の上昇を防止する。その後、アーク遮断を終えてスパッタを再開すると、出力すべき電流とインダクタ電流を比較して、インダクタに必要な電圧をインバータが出力する。

例えば、図１乃至図１４においては、２つのインバータＩＮＶ１、ＩＮＶ２を設けた電源を例示したが、本発明はこれに限定されない。すなわち、本発明は、３つあるいはそれ以上のインバータを設けた、いわゆる「多段インバータ構成」の電源についても同様に適用して同様の作用効果を得ることができる。

【符号の説明】
１００ 基板
１０１ チャンバ
１０４ ターゲット
１０６ ポンプ
１０７ ガス供給源
１０８ グロー放電
１１０ 電源
１２０Ａ、１２０Ｂ 接続ケーブル
１５０ アーク放電
２００ マグネトロン
３１０ アイソレータ
３２０ センサ
３４０ マイクロ波整合器
５００ 負荷
ＣＨ ホールド用コンデンサ
Ｃｍｐ コンパレータ
ＣＭＰ１、ＣＭＰ２ コンパレータ
ＤＡ１ 逆方向アーク防止用ダイオード
ＤＢ１、ＤＢ２ 整流器
ＤＣ１ 直流電源
ＤＣ２ 逆電圧源
ＤＣＰＦ 電源部
ＩＮＶ１、ＩＮＶ２ インバータ
Ｌ１，Ｌ２ インダクタ
ＰＣ１１〜ＰＣ３２ フォトカプラ
Ｑ１〜Ｑ４ トランジスタ
Ｑ５、Ｑ６ スイッチング素子
ＳＷ スイッチ
Ｔ１ トランス
ＴＭＲ１，ＴＭＲ２ ワンショット・タイマ