JP2004221808A - Diversity receiver - Google Patents

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Yoshitoshi Fujimoto
Junshi Imai
Noburo Ito
Katsushi Mita
Tsuguyuki Shibata
勝史 三田
純志 今井
修朗 伊藤
伝幸 柴田
美俊 藤元
Original Assignee
Toyota Central Res & Dev Lab Inc
株式会社豊田中央研究所
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a diversity receiver capable of enhancing a reception quality improvement effect by reducing the effect of frequency selective fading even when the delay time of a delayed wave gets longer. <P>SOLUTION: Signals received by antennas 11 to 14 are converted into signals with frequencies proper to signal processing respectively by receivers 21 to 24. The resulting signals are subjected to analog / digital conversion and orthogonal demodulation and given to two kinds of digital filters (31, 32). Synthesizers 41, 42 thereafter apply maximum ratio synthesis or equi-gain synthesis to the signals of each antenna for the respective frequency bands. A coupler 50 receives a synthesis signal synthesized by the synthesizers 41, 42 and the coupler 50 obtains signal correlation between two adjacent synthesis signals. The signals are synthesized with matched phases on the basis of the obtained signal correlation. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
本発明は、ダイバーシチ受信装置に関し、特にマルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減するためのダイバーシチ受信装置に関する。 The present invention relates to a diversity receiver, to a diversity receiver for reducing the effect of frequency selective fading due to particular multipath.
【0002】 [0002]
【従来の技術】 BACKGROUND OF THE INVENTION
従来、ダイバーシチ受信装置では、各アンテナで受信した信号間の相関係数を基に重み係数を決定する。 Conventionally, in the diversity reception apparatus determines a weighting coefficient based on the correlation coefficient between the received signal at each antenna. 特許文献1のダイバーシチ受信装置では、合成した信号と各アンテナで受信した信号の相関係数を基に重み係数を決定している。 The diversity receiver of Patent Document 1, and determines the weighting factors based on the correlation coefficient of the synthesis signal and the signal received at each antenna. これにより、特定のアンテナの受信レベルが極端に低下した場合でも、確実に所望波を合成することが可能となり、安定した受信信号が得られるようになる。 Accordingly, even when the reception level of specific antenna was extremely low, it is possible to reliably synthesize the desired wave, so that a stable reception signal is obtained.
【0003】 [0003]
【特許文献1】 [Patent Document 1]
特開2001−156689号公報【0004】 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2001-156689 Publication [0004]
【発明が解決しようとする課題】 [Problems that the Invention is to Solve
一般に、主波と遅延波が同時に受信されると、受信信号の周波数特性が歪む。 In general, the main wave and the delay wave is received at the same time, the frequency characteristic of the received signal is distorted. 歪みの周期は、遅延波の遅延時間に依存し、遅延時間が長くなるほど周波数軸上での歪みの周期は短くなる。 Cycle distortion depends on the delay time of the delay wave, the period of the distortion on the frequency axis as the delay time becomes longer, the shorter. 特許文献1に記載のダイバーシチ受信装置では、受信信号の全帯域に対して一括で重みを掛け合成している。 In the diversity receiver described in Patent Document 1 is synthesized over the weights collectively for the entire band of the received signal. 従って、遅延波の遅延時間が短く、周波数特性の歪みが軽微であれば、最大比合成に基づいて合成することにより全帯域の信号を同位相にそろえて合成することが可能であり、受信信号の品質を大きく改善することができる。 Therefore, shorter delay time of the delay wave, if minor distortion of the frequency characteristic, it is possible to synthesize the signals of all bands aligned in phase by combining based on a maximum ratio combining, the received signal it is possible to improve the quality of the big. しかしながら、遅延波の遅延時間が長くなると最大比合成に基づいて重み付けを行い合成しても、全帯域の信号が同位相となるように重み付けを行うことが困難となる。 However, even when combining performs weighting based on the maximum ratio combining the delay time of the delayed wave is long, the entire band signal becomes difficult to perform weighting such that the same phase. すなわち、特許文献1に記載のダイバーシチ受信装置では、遅延時間が長くなった場合には、受信品質改善効果が低下する場合があった。 That is, in the diversity reception apparatus described in Patent Document 1, when a delay time becomes long, the reception quality improvement effect in some cases be reduced.
【0005】 [0005]
本発明は上記課題を解決するものであって、遅延波の遅延時間が長くなった場合であっても周波数選択性フェージングの影響を軽減して、受信品質改善効果を向上させることのできるダイバーシチ受信装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, the diversity reception can be to reduce the influence of frequency selective fading even if the delay time of the delay wave is long, to improve the reception quality improvement effect and to provide a device.
【0006】 [0006]
【課題を解決するための手段】 In order to solve the problems]
本願の請求項1に記載のダイバーシチ受信装置は、マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、複数のアンテナと、前記複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ複数の周波数帯域ごとに分割する分割手段と、前記分割されたそれぞれの信号に重み付けを行って周波数帯域ごとの合成信号を出力する合成手段と、前記出力された周波数帯域ごとの合成信号の位相を揃えて結合する結合手段とを有することを特徴とする。 Diversity receiver according to claim 1 of the present application, in the diversity receiver in communication using a multicarrier modulation, the division of dividing the plurality of antennas, the received signal for each of the plurality of frequency bands, respectively by the plurality of antennas It comprises means, synthesizing means for outputting a combined signal for each frequency band by weighting each of the signals the divided, and a coupling means for coupling aligns the phase of the composite signal for each of the output frequency band it is characterized in.
【0007】 [0007]
また、本願の請求項2に記載のダイバーシチ受信装置は、合成手段の重み付けに用いる重み係数は最大比合成または等利得合成に基づき決定されることを特徴とする。 The diversity reception apparatus according to claim 2 of the present application, the weighting coefficient used for weighting combining means is characterized by being determined based on the maximum ratio combining or equal gain combining.
【0008】 [0008]
また、本願の請求項3に記載のダイバーシチ受信装置は、結合手段は、隣り合う周波数帯域の合成信号間の相関係数を求める相関係数算出手段を有し、算出した相関係数に基づいて位相を揃えて合成信号を結合することを特徴とする。 The diversity reception apparatus according to claim 3 of the present application, the coupling means includes correlation coefficient calculating means for calculating a correlation coefficient between the composite signal of the adjacent frequency bands, based on the calculated correlation coefficient and wherein coupling the combined signal matched phase.
【0009】 [0009]
また、本願の請求項4に記載のダイバーシチ受信装置は、分割手段は、周波数帯域を2または3または5に分割することを特徴とする。 The diversity reception apparatus according to claim 4 of the present application, dividing means is characterized by dividing the frequency band into 2 or 3 or 5.
【0010】 [0010]
【発明の作用及び効果】 [Operation and effect of the invention]
本発明のダイバーシチ受信装置は、受信信号を複数の周波数帯域に分割し、それぞれの周波数帯域ごとに重み付けを行って合成する。 Diversity receiver of the present invention divides the received signal into a plurality of frequency bands is synthesized by weighting for each frequency band. 受信信号は、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、確率的にある周波数成分において劣化している。 Received signal, by frequency selective fading due to multipath, it has deteriorated in the frequency components in the stochastic. また、この現象は各アンテナについて独立に起きている。 In addition, this phenomenon is happening independently for each antenna. 各周波数帯域の合成手段では劣化した信号成分の影響が軽減された、より正確な重み係数を算出することが可能となり、各周波数帯域ごとの信号レベルが平準化される。 Effect of signal components deteriorated by combining means in each frequency band has been reduced, it is possible to calculate a more accurate weighting factor, the signal levels of each frequency band is leveled. 上記により、本発明のダイバーシチ受信装置は、マルチパスによる周波数選択性フェージングの影響を軽減することが可能となる。 By the diversity reception apparatus of the present invention, it is possible to reduce the influence of frequency selective fading due to multipath.
【0011】 [0011]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
以下に図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。 With reference to the drawings illustrating the embodiments of the present invention.
(第1の実施の形態) (First Embodiment)
図1に本発明の第1の実施の形態のダイバーシチ受信装置を構成するブロック図を示す。 It shows a block diagram constituting the diversity receiver of the first embodiment of the present invention in FIG. 本実施の形態のダイバーシチ受信装置は、アンテナ11,12,13,14、受信機21,22,23,24、フィルタ31,32、合成器41,42、結合器50、復調器60とからなる。 Diversity receiving apparatus of this embodiment, an antenna 11, 12, 13 and 14, receiver 21, 22, 23, 24, filters 31, 32, combiner 41, combiner 50, demodulator 60. . 以下にそれぞれの動作について説明する。 It is described respective operations below.
【0012】 [0012]
各アンテナ11〜14で受信された信号は、それぞれ受信機21〜24で信号処理に適した周波数に変換され、A/D変換及び直交復調し、2種類のディジタルフィルタ(フィルタ31、32)に入力される。 Signals received by the antennas 11 to 14 is converted into a frequency suitable for signal processing in the respective receiver 21 to 24, A / D conversion and orthogonal demodulation, the two digital filters (filters 31, 32) It is input. このフィルタ31、32は、信号の周波数帯域のちょうど中心で6dB落ちる特性をもったローパスフィルタとハイパスフィルタで構成される。 The filter 31 is composed of a low pass filter and a high pass filter having a 6dB fall characteristics just the center of the signal of the frequency band. これは、それぞれの帯域の合成信号を結合するとき、周波数軸上で重なり合う部分の信号レベルが元通りになるようにするためである。 This means that when combining the combined signal of each band, is so that the signal level of a portion overlapping on the frequency axis is restored.
【0013】 [0013]
その後、合成器41、42において、それぞれの周波数帯域で各アンテナの信号を最大比合成または等利得合成する。 Then, the synthesizer 41, maximum ratio combining or equal gain combining signals of each antenna at each frequency band. 本実施の形態では最大比合成を行っている。 In this embodiment is carried out maximum ratio combining. この合成器は特許文献1に記載の手段を用いることができる。 The synthesizer can be used means described in Patent Document 1. これにより、それぞれの周波数帯域ごとで最もS/N比が改善される重み係数が掛けられる。 Thus, the weighting factor most S / N ratio for each frequency band is improved is applied. すなわち、マルチパスによる周波数選択性フェージングにより、あるアンテナ素子のある周波数成分が劣化していたとしても、その影響は軽減することができる。 That is, by frequency selective fading due to multipath, as a frequency component with a certain antenna element is deteriorated, it is possible that the influence is reduced.
【0014】 [0014]
そして、合成器41、42で合成された合成信号は結合器50に入力される。 Then, the synthetic signal synthesized by the synthesizer 41 is input to the combiner 50. 結合器50では2つの隣り合う合成信号間の信号相関を求める。 The coupler 50 obtains the signal correlation between two adjacent composite signal. 本実施の形態ではそもそも合成信号は2つであるため、その2つの合成信号の信号相関を求める。 Since originally synthesized signal in the present embodiment is two, obtaining the signal correlation of the two synthesized signals. 求められた信号相関を基に位相を揃える。 Align the phase based on the signal correlation obtained. この場合の位相とは、2つの信号が周波数軸上で重なり合う部分の信号の位相であり、この位相が揃っていなければ、最悪の場合(つまり逆位相)には結合によって、重なり合う周波数の信号成分が相殺されてしまうため、位相を揃える。 In this case the phase as is the phase portion of the signal overlapping two signals on the frequency axis, if equipped with the phase, by binding in the worst case (i.e. opposite phase), overlapping the signal component of frequency because There would be offset, align the phase.
【0015】 [0015]
厳密にはこの結合は、中心部分の位相を揃えることが目的であるので、周波数軸上で重なり合う部分はより狭いほうが良く、すなわちフィルタとしてはできるだけ急峻な特性を持つほうがより好ましい。 Strictly this binding, the so be made uniform phase of the central portion is the object, the overlapping portions on the frequency axis more narrower well, i.e. more preferably is better to have a possible steep characteristic as a filter.
【0016】 [0016]
結合された信号は復調器60に入力される。 The combined signal is input to the demodulator 60. 周波数帯域の分割数を増やすとフィルタと合成部が増えるだけで、動作原理については上記と同様である。 Only the filter and the combining unit is increased by increasing the number of divided frequency bands, the operation principle is the same as defined above.
【0017】 [0017]
ここで、本実施の形態のように周波数帯域を2分割にした場合に、フィルタの回路規模が大幅に削減できることを説明する。 Here, when the frequency band as in the present embodiment was divided into two, the circuit scale of the filter is described that can be greatly reduced. フィルタはディジタルフィルタにより実現する。 Filters implemented by digital filters.
【0018】 [0018]
2分割の場合、1種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。 If the two-piece, it is sufficient to prepare one kind of low-pass filter coefficients. フィルタといえば実信号領域つまり正の周波数領域で考えるのが一般的であるが、ここでは負の周波数領域にまで拡張して考える。 Although Speaking filter consider the real signal region that is the positive frequency domain is common, it is considered here extends to the negative frequency domain. すなわち、カットオフF(Hz)のローパスフィルタは、この場合、−F〜F(Hz)のバンドパスフィルタとなる(図2)。 That is, the low-pass filter cut-off F (Hz) in this case, the band-pass filter -F~F (Hz) (Fig. 2). このフィルタのフィルタ係数を変形させることで周波数軸上で+F(Hz)移動させれば0〜2F(Hz)のバンドパスフィルタとなり、逆に−F(Hz)移動させれば−2F〜0(Hz)のバンドパスフィルタとなる。 If ask on the frequency axis + F (Hz) is moved by deforming the filter coefficients of the filter becomes a band pass filter 0~2F (Hz), conversely -F (Hz) is moved -2F~0 ( the band-pass filter of Hz).
【0019】 [0019]
さて、動作周波数Fd(Hz)の回路でディジタルフィルタを構成する際、F=Fd/4(Hz)のローパスフィルタを用意する。 Now, when configuring a digital filter circuit operating frequency Fd (Hz), providing a low-pass filter F = Fd / 4 (Hz). そのフィルタ係数は実数値{KR1,KR2,…,KRn}であるが、これは簡単に複素数領域に拡張でき、その場合の(複素)フィルタ係数は{KR1+0*j=K1,KR2=0*j=K2,…,KRn+0*j=Kn}(但し、j*j=−1)と表せる。 The filter coefficients are real-valued {KR1, KR2, ..., KRn} is a, which is to simply extend the complex region, the (complex) filter coefficients for the {KR1 + 0 * j = K1, KR2 = 0 * j = K2, ..., KRn + 0 * j = Kn} (however, j * j = -1) and can be expressed. この(複素)フィルタ係数に対し、回転係数exp(2πjφ/360)のi乗をKiに掛けると、そのフィルタの周波数特性は−Fd/4+Fd*φ/360〜Fd/4+Fd*φ/360(Hz)のバンドパス特性となる。 For this (complex) filter coefficients, multiplied i th power of rotation factor exp (2πjφ / 360) to the Ki, the frequency characteristic of the filter is -Fd / 4 + Fd * φ / 360~Fd / 4 + Fd * φ / 360 (Hz the band-pass characteristics of). φ=90及び−90としたときのフィルタ特性はそれぞれ0〜2Fd(Hz)のバンドパスフィルタ(上側フィルタ)と−2Fd〜0(Hz)のバンドパスフィルタ(下側フィルタ)となる。 Filter characteristics when the phi = 90 and -90 is respectively bandpass filter 0~2Fd (Hz) and (upper filter) -2Fd~0 a band-pass filter (Hz) (lower filter).
【0020】 [0020]
ここでφ=±90ということが回路規模を考えるうえで非常に重要である。 Here, the fact that φ = ± 90 is very important in considering the circuit scale. フィルタは信号{SRi+j*SIi}とフィルタ係数{KRi+j*KIi}との積をiに関し累積する処理であるため、本来1係数あたり4個の乗算(SRi*KRi,SRi*Kii,SIi*KRI,SIi*KIi)が必要である。 Filters the signal {SRi + j * SIi} because a process of accumulating the product of the filter coefficients {KRi + j * KIi} relates i, 4 multiplications per original first coefficient (SRi * KRi, SRi * Kii, SIi * KRI, SIi * KIi) is required. しかし、φ=±90であると、KRiかKIiのどちらかが0になる。 However, if it is φ = ± 90, either of KRi or KIi becomes zero. つまり1係数あたりの乗算器の数が2個ですむ。 That number of multipliers per coefficient requires only two. さらに上側フィルタの係数と下側フィルタの係数とではKIiの符号が一部反転しているだけなので、乗算後の値を上側フィルタと下側フィルタの両者に使用することが出来る。 Because only are further inverted part sign KIi is the coefficient and the coefficient of the lower filter of the upper filter can be used the value after multiplication in both of the upper filter and a lower filter. 従って、本来必要な乗算量に対し4分の1の乗算量でフィルタを構成することが出来る。 Therefore, it is possible to configure a filter at the multiplication of 1/4 to the originally required multiplications amount.
【0021】 [0021]
一方、復調後の信号の周波数帯域を−Fs〜Fs(Fs<Fd/2)とおくと例えば、地上ディジタル放送の場合Fsは約3MHzである。 On the other hand, when put the -Fs~Fs the frequency band of the demodulated signal (Fs <Fd / 2) For example, in the case of terrestrial digital broadcasting Fs is about 3 MHz. このシステムではFdを約32MHzとしたとき、上記のようにフィルタを設計すれば上側のフィルタによる地上ディジタル放送信号出力は0〜3MHzの信号、下側の出力は−3〜0MHzの信号となる。 When the at this system Fd about 32 MHz, terrestrial digital broadcasting signal output signal of 0~3MHz by the upper filter by designing the filter as described above, the output of the lower becomes the signal -3~0MHz. そして、それぞれの帯域の信号を合成することになる。 Then, thus combining signals of the respective bands.
【0022】 [0022]
(第2の実施の形態) (Second Embodiment)
第2の実施の形態のダイバーシチ受信装置のブロック図を図3に示す。 A block diagram of a diversity receiver of the second embodiment shown in FIG. 本実施の形態においては、フィルタと合成器がそれぞれ3つ(フィルタ31〜33、合成器41〜43)で構成されている。 In this embodiment, the filter and the combiner is composed of three respectively (filters 31 to 33, the synthesizer 41 to 43). つまり周波数帯域を3分割している。 That is, divided into three frequency bands. 本実施の形態の各構成要素の動作は第1の実施の形態と同様である。 Operation of the component elements of this embodiment is the same as in the first embodiment. ここでは、各フィルタの構成について説明する。 Here, the configuration of each filter.
【0023】 [0023]
本実施の形態の場合も、第1の実施の形態と同様に1種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。 Also in this embodiment, it is sufficient to prepare one kind of low-pass filter coefficients similar to the first embodiment. 用意するのはF=Fd/8のローパスフィルタである(図4)。 Is a low pass filter F = Fd / 8 to prepare (Figure 4). このフィルタ係数に対し、φ=−90,0,90の3種類の回転係数を掛けた(複素)フィルタは、それぞれ−3Fd/8〜−Fd/8,−Fd/8〜Fd/8,Fd/8〜3Fd/8のバンドパスフィルタとなる。 For this filter coefficient, phi = (complex) filter multiplied by three rotation factor of -90,0,90 each -3Fd / 8~Fd / 8, -Fd / 8~Fd / 8, Fd / the band-pass filter of 8~3Fd / 8. このままでは−3〜3MHzを3分割できない。 It can not be divided into three -3~3MHz in this state. そこで、これらのフィルタ係数の間に0を挿入する。 Therefore, 0 is inserted between these filter coefficients. m個ずつ0を挿入するとフィルタの周波数特性は(m+1)分の1になる。 Upon insertion of the m pieces by 0 frequency characteristic of the filter is reduced to one (m + 1) minute. 従って、上記バンドパスフィルタの係数間にm=3個ずつ0を挿入して出来る新しいフィルタ係数は−3〜3MHzをちょうど3分割することとなる。 Therefore, new filter coefficients may insert the m = 3 pieces each 0 between the coefficient of the band pass filter becomes possible to exactly divided into three -3~3MHz.
【0024】 [0024]
(第3の実施の形態) (Third Embodiment)
次に、第3の実施の形態のダイバーシチ受信装置のブロック図を図5に示す。 Next, a block diagram of a diversity receiver of the third embodiment in FIG. 本実施の形態においては、フィルタと合成器がそれぞれ5つ(フィルタ31〜35、合成器41〜45)で構成されている。 In this embodiment, the filter and the combiner is composed of five each (filter 31-35, synthesizer 41 to 45). つまり周波数帯域を5分割している。 That is, divided into five frequency bands. 各構成要素の動作は第1の実施の形態と同様である。 Operation of the component elements are the same as in the first embodiment. ここでは、各フィルタの構成について説明する。 Here, the configuration of each filter.
【0025】 [0025]
本実施の形態の場合も、第1の実施の形態と同様に1種類のローパスフィルタ係数を用意すればよい。 Also in this embodiment, it is sufficient to prepare one kind of low-pass filter coefficients similar to the first embodiment. 用意するのはF=Fd/16のローパスフィルタである。 Is a low pass filter F = Fd / 16 to prepare. このフィルタ係数に対し、φ=−45、0、45の3種類の回転係数を掛けた(複素)フィルタは、それぞれ−3Fd/16〜−Fd/16、−Fd/16〜Fd/16、Fd/16〜3Fd/16のバンドパスフィルタとなる。 For this filter coefficients, three times the rotation coefficient (complex) filter φ = -45,0,45 each -3Fd / 16~Fd / 16, -Fd / 16~Fd / 16, Fd / a 16~3Fd / 16 band-pass filter. 第2の実施の形態と同様に、これらのフィルタ係数の間に0を挿入する。 Like the second embodiment, inserting the 0 between these filter coefficients. 本実施の形態の場合には2個ずつ0を挿入し、それによって出来る新しいフィルタ係数は−2〜2MHzを3分割することとなる。 In the case of this embodiment inserts two each 0, new filter coefficient is to divided into three -2~2MHz capable by it. 残りの−3〜−2および2〜3MHzについては、φ=−45および45の回転係数を掛けたフィルタが−6〜−2、2〜6MHzのバンドパスフィルタとなるため(Fd=32MHz)、これをそのまま適用させればよい(図6)。 The remaining about -3 to 2 and 2~3MHz, since the filter multiplied by the rotation factor of phi = -45 and 45 is a band pass filter -6~-2,2~6MHz (Fd = 32MHz), This may be caused as it is applied (Fig. 6).
【0026】 [0026]
ここでφ=±45ということもまた回路規模を考えるうえで非常に重要である。 The fact that here in the φ = ± 45 is also very important in considering the circuit scale. フィルタは信号{SRi+j*SIi}とフィルタ係数{KRi+j*KIi}との積をiに関して累積する処理であるため、iが偶数である場合には,φ=±90の時と同様である。 Filter because the signal {SRi + j * SIi} is a process of accumulating the product with respect to i the filter coefficients {KRi + j * KIi}, if i is even, phi = the same as the case of ± 90. iが奇数の場合には、1係数毎の乗算結果は{√2/2*KRi(±SRi±SIi)}であるため、入力信号の加減算をしてから係数{√2/2*KRi}を掛けることで乗算器の数が2個ですむ。 If i is an odd number, the multiplication result of every coefficient {√2 / 2 * KRi (± SRi ± SIi)} because it is, the coefficient after the subtraction of the input signal {√2 / 2 * KRi} the number of multipliers by multiplying requires only two. さらに上側フィルタの係数と下側フィルタの係数とでは符号が一部反転しているだけなので、乗算後の値を上側フィルタと下側フィルタの両者に使用することができる。 Since only further inversion code part in the coefficient and the coefficient of the lower filter of the upper filter can be used value after multiplication in both of the upper filter and a lower filter. 従って、φ=±45の場合にも本来必要な乗算量に対し4分の1の乗算量でフィルタを構成することが出来る。 Thus, phi = it can be a filter multiplication of 1/4 to the originally required multiplications amount in the case of ± 45.
【0027】 [0027]
図7に本発明による効果の例を示す。 It shows an example of the effect of the present invention in FIG. 図7は地上ディジタル放送を移動受信した際の受信率を示したものである。 Figure 7 shows the reception rate when the mobile reception of digital terrestrial broadcasting. 図7の横軸は主波と遅延波の遅延時間を表しており、縦軸は正常に受信できた時間の割合を示している。 7, the horizontal axis represents the delay time of the delay wave and the dominant wave, and the vertical axis represents the percentage of time that could be received normally. 図7より、周波数帯域の分割数を多くすることにより、遅延波の遅延時間に対する受信特性の劣化が軽減できていることがわかる。 From FIG. 7, by increasing the division number of the frequency bands, it can be seen that the degradation of the reception characteristics for the delay time of the delay wave is possible to reduce.
【0028】 [0028]
尚、本発明のダイバーシチ受信装置は、上述の図示例にのみ限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることは勿論である。 Incidentally, the diversity receiver of the present invention is not intended to be limited to only the illustrated examples given above, can of course be modified in various ways without departing from the gist of the present invention.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】本発明の第1の実施の形態の構成を示すブロック図。 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of the present invention.
【図2】本発明の第1の実施の形態にフィルタの作用を示す図。 It shows the effect of the filter to the first embodiment of the present invention; FIG.
【図3】本発明の第2の実施の形態の構成を示すブロック図。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of the present invention.
【図4】本発明の第2の実施の形態におけるフィルタの作用を示す図。 It shows the effect of the filter in the second embodiment of the present invention; FIG.
【図5】本発明の第3の実施の形態の構成を示すブロック図。 [5] third block diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention.
【図6】本発明の第3の実施の形態におけるフィルタの作用を示す図。 It shows the effect of a filter according to the third embodiment of the present invention; FIG.
【図7】本発明の効果を示すグラフ。 Graph showing the effect of the present invention; FIG.

Claims (4)

  1. マルチキャリア変調を用いた通信におけるダイバーシチ受信装置において、 In the diversity receiving apparatus in communication using multicarrier modulation,
    複数のアンテナと、 A plurality of antennas,
    前記複数のアンテナで受信した信号をそれぞれ複数の周波数帯域ごとに分割する分割手段と、 Dividing means for dividing into each of a plurality of frequency bands signals received by the plurality of antennas, respectively,
    前記分割されたそれぞれの信号に重み付けを行って周波数帯域ごとの合成信号を出力する合成手段と、 Synthesizing means for outputting a combined signal for each frequency band by weighting each of the signals the divided,
    前記出力された周波数帯域ごとの合成信号の位相を揃えて結合する結合手段とを有することを特徴とするダイバーシチ受信装置。 Diversity receiver characterized by having a coupling means for coupling aligns the phase of the composite signal for each of the output frequency band.
  2. 前記合成手段の重み付けに用いる重み係数は最大比合成または等利得合成に基づき決定されることを特徴とする請求項1に記載のダイバーシチ受信装置。 The weighting factor used for weighting combining means diversity receiver according to claim 1, characterized in that is determined based on the maximum ratio combining or equal gain combining.
  3. 前記結合手段は、隣り合う周波数帯域の合成信号間の相関係数を求める相関係数算出手段を有し、 It said coupling means includes a correlation coefficient calculation means for calculating a correlation coefficient between the composite signal of the adjacent frequency bands,
    算出した相関係数に基づいて位相を揃えて合成信号を結合することを特徴とする請求項1または請求項2のいずれかに記載のダイバーシチ受信装置。 Diversity receiver according to any of based on the calculated correlation coefficients, characterized in that by aligning phase to couple the combined signal according to claim 1 or claim 2.
  4. 前記分割手段は、周波数帯域を2または3または5に分割することを特徴とする請求項1乃至請求項3のいずれか1項に記載のダイバーシチ受信装置。 It said dividing means, diversity receiver according to any one of claims 1 to 3, characterized in that dividing the frequency band into 2 or 3 or 5.
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