JP5729561B2 - Time division multiplexing adaptive array antenna signal processing apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、アレー状に配列された複数のアンテナをアダプティブ制御して通信する時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置に関する。 The present invention relates to a signal processing apparatus for a time division multiplex adaptive array antenna that performs communication by adaptively controlling a plurality of antennas arranged in an array.
近年、無線LAN(Local Area Network)、携帯電話、地上デジタル放送のモバイル受信機等、アダプティブアレーアンテナを応用した無線機器の使用が日常化してきている傾向にあり、結果、これら無線機器の低コスト化の必要性が益々高まってきている。しかし、アダプティブアレーアンテナは、原理的に、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、A/Dコンバータ等のアナログ回路がアンテナ数分必要となるので、例えば単一アンテナの無線機器と比較すると、高コストになるという問題があった。 In recent years, wireless devices using adaptive array antennas such as wireless local area networks (LANs), mobile phones, and mobile receivers for digital terrestrial broadcasting tend to be used daily. As a result, the low cost of these wireless devices The need for computerization is increasing. However, an adaptive array antenna, in principle, requires analog circuits such as filters, amplifiers, down converters, A / D converters, etc., as many as the number of antennas. For example, the cost is higher than that of a single-antenna wireless device. There was a problem.
そこで、これを解決する方法として、例えばスイッチによる時分割多重を用いて、アナログ回路を削減する方式(C-TDM-AAA:Conventional Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna)のアダプティブアレーアンテナが過去に提案されている(非特許文献1参照)。非特許文献1では、無線機器が使用する帯域幅とスイッチ切換速度、フィルタ帯域幅、サンプリング速度が満たすべき条件に関して詳細に検討がなされ、適切なタイミングでスイッチ切り換え、サンプリングを行った場合、各アンテナの受信信号が完全に再生可能であることが示されている。
In order to solve this problem, an adaptive array antenna (C-TDM-AAA: Conventional Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna) has been proposed in the past, for example, by using time-division multiplexing using switches. (See Non-Patent Document 1). In
しかし、非特許文献1では、各アンテナ系統と共用化されたアナログ回路とを接続するスイッチのON時間が非常に短い場合に限定して検討がなされているので、スイッチでの損失が非常に大きいという問題があった。この電力損失を抑制する方法としては、例えば高い性能のアンプを使用することで対応可能であるが、これは高コスト化に繋がるので、有効ではないという現状があった。また、アンプを共用化した場合、再生された受信信号のSNR(Signal-to-Noise Ratio)に著しい劣化が発生してしまう問題もあった。
However, in Non-Patent
本発明の目的は、スイッチ切り換え時の電力損失を抑制することができ、かつ受信特性の劣化も生じ難くすることができる時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置を提供することにある。 An object of the present invention is to provide a signal processing device for a time division multiplex adaptive array antenna that can suppress power loss at the time of switching a switch and can hardly cause deterioration of reception characteristics.
前記問題点を解決するために、本発明では、複数のアンテナの特定の1つをスイッチによって選択的に受信回路に接続することにより、複数の前記アンテナで1つの前記受信回路を共用し、前記スイッチによる時分割多重によって電波を受信する時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置において、前記スイッチのON時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、この重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離することを要旨とする。 In order to solve the above problems, in the present invention, a specific one of a plurality of antennas is selectively connected to a receiving circuit by a switch, so that the plurality of antennas share one receiving circuit, and In a signal processing device of a time division multiplexing adaptive array antenna that receives radio waves by time division multiplexing by a switch, the power loss due to switching of the switch is suppressed by increasing the ON time of the switch. Even if the reception signals are mixed, the gist is to perform an operation on the superimposed signal to separate the superimposed signal into the reception signals of the respective antennas.
本発明の構成によれば、複数のアンテナの特定の1つをスイッチにて受信回路に接続する際、スイッチのON時間を長くとるので、スイッチの切り換えによる電力損失を抑制することが可能となる。ところで、スイッチのON時間を長くとると、その背反として、各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がってしまう。しかし、本構成の場合には、この重畳信号に演算を施すことにより、重畳信号を各アンテナの受信信号に分離するので、各アンテナの受信信号を取得することが可能となる。よって、時分割多重アダプティブアレーアンテナの受信特性の劣化も抑制することが可能となる。 According to the configuration of the present invention, when a specific one of a plurality of antennas is connected to a receiving circuit by a switch, the switch ON time is lengthened, so that power loss due to switch switching can be suppressed. . By the way, if the switch is turned on for a long time, the reception signals of the respective antennas are mixed as a contradiction, which leads to deterioration of reception characteristics. However, in the case of this configuration, by performing an operation on this superposed signal, the superposed signal is separated into the received signal of each antenna, so that the received signal of each antenna can be acquired. Therefore, it is possible to suppress the deterioration of the reception characteristics of the time division multiplex adaptive array antenna.
本発明では、前記受信回路は、少なくともフィルタ及びA/Dコンバータを備えた回路であることを要旨とする。この構成によれば、フィルタやA/Dコンバータ等の部品群を、アンテナごとに設ける必要がないので、装置構成の簡素化や部品コスト削減に効果が高いと言える。 The gist of the present invention is that the receiving circuit is a circuit including at least a filter and an A / D converter. According to this configuration, since it is not necessary to provide a group of components such as a filter and an A / D converter for each antenna, it can be said that it is highly effective in simplifying the device configuration and reducing component costs.
本発明では、前記スイッチの接続状態を、次スイッチがONされる直前まで維持することにより、当該スイッチのON時間を長くとることを要旨とする。この構成によれば、スイッチのON時間を極力長くとるので、電力損失抑制に一層寄与する。 The gist of the present invention is that the ON state of the switch is extended by maintaining the connection state of the switch until immediately before the next switch is turned ON. According to this configuration, the ON time of the switch is made as long as possible, which further contributes to power loss suppression.
本発明では、前記受信回路のバンドパスフィルタの帯域幅は、前記アンテナのそれぞれに設けられたバンドパスフィルタの帯域幅ではなく、前記スイッチの切換周波数に係数を乗算した値に設定されていることを要旨とする。この構成によれば、スイッチの切り換え速度を、細かい設定することなしに任意に設定することが可能となる。即ち、スイッチの切換周期が1値に限定されずに済み、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。 In the present invention, the bandwidth of the bandpass filter of the receiving circuit is not the bandwidth of the bandpass filter provided in each of the antennas, but is set to a value obtained by multiplying the switching frequency of the switch by a coefficient. Is the gist. According to this configuration, it is possible to arbitrarily set the switching speed of the switch without fine setting. That is, the switching cycle of the switch is not limited to one value, and any other value is acceptable, and it can be said that the effect is high in this respect.
本発明では、前記演算は、前記スイッチの切換周波数と当該スイッチのON時間とから求められた行列を用いて前記重畳信号に処理を加える演算であることを要旨とする。この構成によれば、スイッチの切換周波数とON時間とから求められた行列で演算を行うので、重畳信号を精度よく各アンテナの受信信号に分離することが可能となる。 The gist of the present invention is that the calculation is a calculation for processing the superimposed signal using a matrix obtained from a switching frequency of the switch and an ON time of the switch. According to this configuration, the calculation is performed with a matrix obtained from the switching frequency of the switch and the ON time, so that the superimposed signal can be accurately separated into the received signals of the respective antennas.
本発明では、Ψを前記スイッチのON時間比率とし、Kをスカラーとし、行列Φを特許請求の範囲のように定義した場合、前記演算は、前記重畳信号に前記行列Φを乗算する演算であることを要旨とする。この構成によれば、重畳信号をより精度よく各アンテナの受信信号に分離することが可能となる。 In the present invention, when Ψ is an ON time ratio of the switch, K is a scalar, and a matrix Φ is defined as in the claims, the operation is an operation of multiplying the superposed signal by the matrix Φ. This is the gist. According to this configuration, it is possible to separate the superimposed signal into the received signals of the respective antennas with higher accuracy.
本発明によれば、スイッチ切り換え時の電力損失を抑制することができ、かつ受信特性の劣化も生じ難くすることができる。 According to the present invention, it is possible to suppress power loss at the time of switching, and to prevent deterioration of reception characteristics.
以下、本発明を例えば車両やその電子キーの受信機等に具体化した時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置の一実施形態を図1〜図11に従って説明する。
図1に示すように、アダプティブアレーアンテナ1は、複数のアンテナ(アンテナ素子)2を備え、各アンテナ2の重み付けを伝播環境に応じてアダプティブ制御することにより、指向性を電気的に切り換え可能である。アダプティブアレーアンテナ1は、目的の希望波の到来方向に指向性を向けたり、不要な電波の到来方向にヌル点を向けて除去したりすることが可能である。また、本例のアダプティブアレーアンテナ1は、信号を時間単位で区切り、1つの伝送路で通信する時分割多重式でもある。
Hereinafter, an embodiment of a signal processing apparatus for a time-division multiplex adaptive array antenna in which the present invention is embodied in, for example, a vehicle or a receiver for an electronic key thereof will be described with reference to FIGS.
As shown in FIG. 1, the
この時分割多重アダプティブアレーアンテナ1において、アンテナ2の個数をK(Kは任意の奇数)とすると、k番目のアンテナ2の受信信号は、次式(1)のように表される。
In this time-division multiplex
ここで、fk(t)は、k番目のアンテナ2における受信ベースバンド信号である。また、cos(ωct)は、搬送波を表し、ωcは、搬送波の角周波数を表す。
Here, f k (t) is a reception baseband signal in the k-
各アンテナ2には、通過帯域幅がWの第1バンドパスフィルタ3が各々接続されている。これら第1バンドパスフィルタ3は、アンテナ2で受信した受信信号fk(t) cos(ωct)を通過帯域幅Wでフィルタし、Wに準じた周波数のみを通過させる。本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ1では、各アンテナ2に必要とされるのは第1バンドパスフィルタ3のみであり、その他の回路ブロック、つまりアナログ回路からなる受信回路4は複数のアンテナ2で共用されている。
Each
受信ベースバンド信号fk(t)の周波数帯域幅W”は、第1バンドパスフィルタ3の通過帯域幅Wよりも小さい。よって、受信信号fk(t) cos(ωct)は、第1バンドパスフィルタ3をそのまま通過する。
The frequency bandwidth W ″ of the received baseband signal f k (t) is smaller than the pass bandwidth W of the
複数のこれら第1バンドパスフィルタ3には、第1バンドパスフィルタ3の接続を選択的に切り換えるスイッチ回路5が接続されている。スイッチ回路5は、受信回路4の1構成要素であって、第1バンドパスフィルタ3ごとにスイッチ6を複数有する。これらスイッチ6は、クロック回路7から入力するスイッチ制御信号gk(t)にてスイッチ制御される。
A plurality of these
ここで、図2及び図3に示すように、k番目のスイッチ6を、矩形波状のON時間τ、周期Tsで切り換えを行うとすると、スイッチ制御信号gk(t)は、次式(2)により表される。なお、次式のrは、任意の整数である。
Here, as shown in FIGS. 2 and 3, if the k-
合成信号h(t)は、第2バンドパスフィルタ8を通過すると、出力信号h’(t)として出力される。出力信号h’(t)は、次式(7),(8)のように表される。 The synthesized signal h (t) passes through the second bandpass filter 8 and is output as an output signal h ′ (t). The output signal h ′ (t) is expressed by the following equations (7) and (8).
そして、合成信号h(t)が周波数特性B(ω)の第2バンドパスフィルタ8を通過すると、これが出力信号h’(t)となり、その振幅スペクトル|H’(ω)|は、図7で表される。振幅スペクトル|H’(ω)|は、図5に示すG’k(ω)と、図4に示すFk(ω−ωc)とが畳み込まれた形となっている。なお、G’k(ω)は、Gk(ω)のうち、中央のK本のみを有するスペクトルに相当する。従って、|H’(ω)|の時間領域信号であるh’(t)は、G’k(ω)の時間領域信号であるg’k(t)と、Fk(ω−ωc)の時間領域信号であるfk(t) cos(ωct)との積で表されることが分かり、出力信号h’(t)が式(7)で表されることが確認される。 When the synthesized signal h (t) passes through the second bandpass filter 8 having the frequency characteristic B (ω), this becomes the output signal h ′ (t), and its amplitude spectrum | H ′ (ω) | It is represented by The amplitude spectrum | H ′ (ω) | has a form in which G ′ k (ω) shown in FIG. 5 and F k (ω−ω c ) shown in FIG. 4 are convoluted. Note that G ′ k (ω) corresponds to a spectrum having only K in the center of G k (ω). Accordingly, the time domain signal h ′ (t) of | H ′ (ω) | is equal to the time domain signal g ′ k (t) of G ′ k (ω) and F k (ω−ω c ). It can be seen that this is expressed by the product of f k (t) cos (ω c t), which is the time domain signal, and that the output signal h ′ (t) is expressed by equation (7).
受信回路4には、出力信号h’(t)を増幅するアンプ9と、増幅後の出力信号h’(t)をIF(Intermediate Frequency)周波数にダウンコンバートするコンバータ10と、IF周波数の信号を通過させるIFバンドパスフィルタ11と、IF周波数を直交ダウンコンバートする一対のコンバータ12,12とが設けられている。各コンバータ12,12には、各コンバータ12,12からの出力をフィルタリングするローパスフィルタ13,13が接続されている。各ローパスフィルタ13,13には、フィルタリングされた信号をA/D変換するA/Dコンバータ14,14が各々接続されている。
The receiving
A/Dコンバータ14が出力するベースバンド信号h”(t)は、アンプの増幅やフィルタの損失を無視すれば、次式(9)のように表される。
The baseband signal h ″ (t) output from the A /
サンプル信号xi(t)が式(13)のままでは、受信ベースバンド信号fk(t)を分離抽出することが困難である。そこで、式(13)の式変形を行うために、サンプル信号xi(t)のフーリエ変換Xi(ω)を導出する。ここで、fk(t),g’k(t)のフーリエ変換を、それぞれ次式(14),(15)のように定義する。 If the sample signal x i (t) remains as in Expression (13), it is difficult to separate and extract the received baseband signal f k (t). Therefore, in order to modify the equation (13), the Fourier transform X i (ω) of the sample signal x i (t) is derived. Here, Fourier transforms of f k (t) and g ′ k (t) are defined as the following equations (14) and (15), respectively.
式(22)を行列形式で表現すると、次式(23)〜(27)のように表される。なお、式(23)のF(Δt)は、ベクトルF(Δt)である。 When Expression (22) is expressed in matrix form, it is expressed as the following Expressions (23) to (27). Note that F (Δt) in Expression (23) is a vector F (Δt).
図1に示すように、アダプティブアレーアンテナ1には、式(32)〜(34)を使用してサンプル信号xi(t)から受信ベースバンド信号fk(t)を分離抽出する演算処理部16が設けられている。本例の演算処理部16は、サンプル信号xi(t)を入力すると、式(32)〜(34)の行列式を用いて演算を行うことにより、サンプル信号xi(t)から受信ベースバンド信号fk(t)を分離し、アンテナ2ごとにI相信号及びQ相信号を出力する。
As shown in FIG. 1, the
アダプティブアレーアンテナ1には、電波到来方向を演算してアダプティブアレーアンテナ1の機能(動作状態)を設定するアダプティブプロセッサ17が設けられている。アダプティブプロセッサ17は、演算処理部16から入力したアンテナ2ごとのI相信号及びQ相信号を基に、希望波や不要な電波の電波到来方向を算出し、アダプティブアレーアンテナ1の機能を設定する。
The
次に、本例のアダプティブアレーアンテナ1の作用を、図1を用いて説明する。
アダプティブプロセッサ17は、クロック回路7から出力するスイッチ制御信号gk(t)にてスイッチ6を順にオンしていく。このとき、スイッチ6のオン順に、アンテナ2の受信電波が取り込まれ、これら受信電波が合成信号h(t)して第2バンドパスフィルタ8に送出され、第2バンドパスフィルタ8で出力信号h’(t)として出力される。出力信号h’(t)は、アンプ9で増幅され、IFバンドパスフィルタ11でIF周波数にダウンコンバートされ、一対のコンバータ12,12で直交ダウンコンバートされ、各ローパスフィルタ13,13に通される。
Next, the operation of the
The
ローパスフィルタ13,13を通過したベースバンド信号h”(t)は、A/Dコンバータ14,14にて周期Tsでサンプリングされ、サンプリング信号zi(t)として出力される。そして、サンプル出力部15は、ベースバンド信号h”(t)をサンプリング信号zi(t)でサンプルしたサンプル信号xi(t)を演算処理部16に出力する。
The baseband signal h ″ (t) that has passed through the low-
ところで、実際には、フィルタを通過する際の波形なまりを原因として、サンプル信号xi(t)には受信ベースバンド信号fk(t)の混合が発生している。よって、演算処理部16は、サンプル信号xi(t)に行列Φを乗算することにより、サンプル信号xi(t)から各アンテナ2,2…の受信ベースバンド信号fk(t)を抽出する。即ち、サンプル信号xi(t)に行列Φを乗算する演算を実施することにより、サンプル信号xi(t)に含まれる各アンテナ2,2…の受信ベースバンド信号fk(t)を分離する。そして、アダプティブプロセッサ17は、各々分離された受信ベースバンド信号fk(t)を基に、電波到来方向等を算出する。
Actually, however, mixing of the received baseband signal f k (t) occurs in the sample signal x i (t) due to the waveform rounding when passing through the filter. Therefore, the
ここからは、スイッチ制御信号gk(t)のON時間(パルス幅)τにより、A/Dコンバータ14でサンプリングされたサンプル信号xi(t)に含まれる受信ベースバンド信号fk(Δt)がどのように変化するのかを考える。いま、スイッチ6のON時間τが非常に短い、つまりτ≒0の場合を考える。このとき、Ψ=τ/Ts≒0となるので、sinc{nπΨ}≒1により、行列S≒1が導かれる。よって、式(29)は、次式(35)のように表される。
From here, the received baseband signal f k (Δt) included in the sample signal x i (t) sampled by the A /
ちなみに、背景技術に記載した特許文献1は、スイッチ制御信号gk(t)がデルタ関数であり、本検討におけるτ≒0の場合に相当する。即ち、特許文献1では、サンプル信号のベクトルX(t)において、ベクトルF(Δt)が混合された状態とならないように、あえてτ≒0としていると考えられる。
Incidentally,
しかし、式(35)を見てみると、ベクトルX(t)に含まれるベクトルF(Δt)の大きさは、τに比例することが分かる。このことから、スイッチ6の切り換えによる電力損失を抑制するには、τをなるべく大きくすること、つまりスイッチ6が常にいずれかのアンテナ2に接続されていることが望ましいと予測される。このため、本例のアダプティブプロセッサ17は、スイッチ制御信号gk(t)のON時間τを、次信号のτと重複しない範囲で、なるべく長く設定している。このように、ON時間τ(或いはON時間比率Ψ)を任意に設定可能な点で、本例は有効であると考えられる。
However, looking at equation (35), it can be seen that the magnitude of the vector F (Δt) included in the vector X (t) is proportional to τ. From this, in order to suppress the power loss due to switching of the
次に、本例のアダプティブアレーアンテナ1の計算機シミュレーションによる評価結果を、図9〜図11を用いて説明する。
ここでは、従来機の演算法をC-TDM-AAAと示し、本願の提案法をM-TDM-AAA (Modified Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna)と示す。なお、C-TDM-AAAの回路構成は、基本的に図1と同様であるが、演算処理部16における各アンテナ2の受信ベースバンド信号fk(t) の抽出操作は行わないシステムとする。
Next, evaluation results by computer simulation of the
Here, the calculation method of the conventional machine is indicated as C-TDM-AAA, and the proposed method of this application is indicated as M-TDM-AAA (Modified Time-Division Multiplexing Adaptive Array Antenna). The circuit configuration of C-TDM-AAA is basically the same as that of FIG. 1, but the
また、アダプティブアレーアルゴリズムとしてはPI(Power Inversion)アルゴリズムを用い、最適ウェイトの決定法としてはSMI(Sample Matrix Inversion)アルゴリズムを採用する。さらに、アンテナ素子数Kを7とし、アレー形状を等間隔リニアアレーとし、アレー素子間隔を0.5波長とする。また、妨害波到来角度を−60°(ボアサイト方向=0°)とし、妨害波の種類をsin波とし、INRを40dB、60dB又は80dBのいずれかとし、ON時間比率Ψを1/210〜1/7とする。 In addition, a PI (Power Inversion) algorithm is used as an adaptive array algorithm, and an SMI (Sample Matrix Inversion) algorithm is used as an optimum weight determination method. Further, the number K of antenna elements is set to 7, the array shape is an equally spaced linear array, and the array element spacing is 0.5 wavelength. Also, the interference wave arrival angle is set to −60 ° (bore sight direction = 0 °), the interference wave type is set to a sine wave, INR is set to 40 dB, 60 dB, or 80 dB, and the ON time ratio ψ is set to 1/210. 1/7.
まず、図9を用い、M-TDM-AAAの指向性ヌルの形成精度を確認する。図9は、PIアルゴリズムにより形成されたΨ=1/7(スイッチ6が常にいずれかのアンテナ2に接続されたい状態)におけるM-TDM-AAAの指向性を示す。この図9を見て分かる通り、PIアルゴリズムにより妨害波の到来方向に正しく指向性ヌルが形成されていることが確認できる。
First, with reference to FIG. 9, the accuracy of M-TDM-AAA directivity null formation is confirmed. FIG. 9 shows the directivity of M-TDM-AAA in the case of Ψ = 1/7 (the
続いて、図10及び図11を用い、スイッチ6のON時間比率Ψ(ON時間τ)による特性の変化を、C-TDM-AAAとM-TDM-AAAとにおいて確認する。図10は、INR=80dBにおける両TDM-AAAの妨害波減衰量(妨害波到来方向に対する指向性ヌルの深さ)を表す。図10に示されるように、Ψの値が大きくなるほど、妨害波減衰量が大きくなっていることが分かる。これは、Ψが大きくなるほど、スイッチ切り換えにおける電力損失が小さくなり、アダプティブプロセッサ17が受け取る信号のINRが大きくなるためである。
Subsequently, using FIG. 10 and FIG. 11, a change in characteristics depending on the ON time ratio Ψ (ON time τ) of the
また、図11は、図10におけるC-TDM-AAAに対するM-TDM-AAAの差異を表すグラフである。図11に示されるように、Ψが小さい場合には、両者に違いは見られないが、Ψが大きくなるに連れて、M-TDM-AAAの妨害波減衰量が大きくなっていることが分かる。よって、図11のグラフを見ても、本例の提案法の優位性が確認される。 FIG. 11 is a graph showing the difference between M-TDM-AAA and C-TDM-AAA in FIG. As shown in FIG. 11, when Ψ is small, there is no difference between the two, but it can be seen that as Ψ increases, the amount of interference wave attenuation of M-TDM-AAA increases. . Therefore, even if the graph of FIG. 11 is seen, the superiority of the proposed method of this example is confirmed.
以上により、本例では、時分割多重を用いる単一受信機のアダプティブアレーアンテナ1において、スイッチ切り換えにより発生する電力損失を低減しつつ、各アンテナ2の受信信号を独立して抽出することが可能となる。具体的には、本例の計算機シミュレーションにおいて、7素子等間隔リニアアレーに対して本例の提案法を適用した場合、電力損失が小さいこと、従来の時分割多重のアダプティブアレーアンテナと比較して良好な受信特性を示すことが明らかとなった。
As described above, in this example, in the
本実施形態の構成によれば、以下に記載の効果を得ることができる。
(1)複数のアンテナ2の中の特定の1つをスイッチ6にて受信回路4に接続する際、スイッチ6のON時間τを長くとるので、スイッチ6の切り換え時における電力損失を抑制することができる。また、スイッチ6における電力損失抑制を狙ってスイッチ6のON時間τを長くとると、その背反として、各アンテナ2の受信信号fk(t) cos(ωct)が混ざり合ってしまい、これが受信特性の劣化に繋がる。しかし、本例の場合は、サンプル信号xi(t)に行列Φを乗算する演算を施すことにより、サンプル信号xi(t)を各アンテナ2の受信信号fk(t) cos(ωct)に分離するので、問題なく各アンテナ2の受信信号fk(t) cos(ωct)も取得することができる。よって、SNRの劣化も最小限に抑えることが可能となるので、時分割多重アダプティブアレーアンテナ1の受信特性も確保することができる。
According to the configuration of the present embodiment, the following effects can be obtained.
(1) When a specific one of the plurality of
(2)本例の時分割多重アダプティブアレーアンテナ1では、複数のアンテナ2において、フィルタ、アンプ、ダウンコンバータ、A/Dコンバータ等を有する受信回路4を共用する。このため、多くの素子を構成要件とする受信回路をアンテナ2ごとに設ける必要がないので、装置構成の簡素化や部品コスト削減に効果が高いと言える。
(2) In the time division multiplex
(3)スイッチ6のON時間τ(ON時間比率Ψ)を極力長くとる、つまりスイッチ6が常にいずれかのアンテナ2に接続すれば、スイッチ6の切り換え時における電力損失をなるべく低く抑えられると想定される。よって、本例の場合は、ON時間τ(ON時間比率Ψ)を任意に設定可能であるので、スイッチ6のON時間τを極力長くとれば、その分だけスイッチ6の切り換えによる電力損失を抑制することができ、この点で効果が高いと言える。
(3) It is assumed that if the ON time τ (ON time ratio Ψ) of the
(4)第2バンドパスフィルタ8の周波数帯域幅KW’は、第1バンドパスフィルタ3の通過帯域幅Wではなく、スイッチ6の切換周波数W’に係数のKを乗算した値に設定されている。このため、スイッチ6の切り換え速度を、細かな値設定を行うことなしに任意に設定することができる。即ち、スイッチ6の切換周期が1値に限定されず、他の値でも許容可能となるので、この点で効果が高いと言える。
(4) The frequency bandwidth KW ′ of the second bandpass filter 8 is set not to the passband width W of the
(5)スイッチ6の切換周波数W’とON時間τとを用いて求められた行列Φを用いて、サンプル信号xi(t)から受信信号fk(t) cos(ωct)を分離するので、サンプル信号xi(t)を精度よく各アンテナ2の受信信号fk(t) cos(ωct)に分離することができる。
(5) The received signal f k (t) cos (ω c t) is separated from the sample signal x i (t) using the matrix Φ obtained by using the switching frequency W ′ of the
なお、実施形態はこれまでに述べた構成に限らず、以下の態様に変更してもよい。
・受信回路4の構成は、実施形態に述べた構成例に限定されず、他の構成に適宜変更可能である。
Note that the embodiment is not limited to the configuration described so far, and may be modified as follows.
The configuration of the receiving
・受信回路4は、ベースバンド信号をA/Dコンバータ14でサンプルする構成ではなく、IF信号をサンプルする構成や、第2バンドパスフィルタ8から出力されるRF(Radio Frequency)信号をサンプルする構成であってもよい。
The receiving
・アンテナ素子数Kは、任意の奇数に限らず、任意の偶数であってもよい。
・スイッチ6のON時間τ(ON時間比率Ψ)は、実施形態に述べた例に限定されず、他の時間幅に適宜変更可能である。
The number K of antenna elements is not limited to an arbitrary odd number, and may be an arbitrary even number.
The ON time τ (ON time ratio Ψ) of the
・サンプル信号xi(t)から受信信号fk(t) cos(ωct)を再生(分離)する演算は、サンプル信号xi(t)に行列Φを乗算する方法に限定されない。要は、サンプル信号xi(t)から受信信号fk(t) cos(ωct)を分離できれば、他の演算方法に適宜変更可能である。 Sample signal x received signal from the i (t) f k (t ) cos (ω c t) play (separation) computing is not limited to the method of multiplying the matrix Φ to the sample signal x i (t). In short, if separates the received signal f k (t) cos (ω c t) from the sample signal x i (t), it can be appropriately changed to other calculation methods.
・受信回路4は、直交ダウンコンバータ12,12ではなく、通常のコンバータにて信号をダウンコンバートする回路でもよい。
・第2バンドパスフィルタ8の周波数帯域幅は、例えば第1バンドパスフィルタ3の周波数帯域に係数のKを乗算した値でもよい。
The receiving
The frequency bandwidth of the second bandpass filter 8 may be a value obtained by multiplying the frequency band of the
・時分割多重アダプティブアレーアンテナ1は、車両や電子キーの受信機として使用されることに限定されず、他の機器や装置に適宜応用可能である。
The time division multiplex
1…時分割多重アダプティブアレーアンテナ、2…アンテナ、3…受信回路のバンドパスフィルタとしての第1バンドパスフィルタ、4…受信回路、6…スイッチ、8…フィルタ、アンテナのバンドパスフィルタを構成する第2バンドパスフィルタ、9…アンプ、11…フィルタを構成するIFバンドパスフィルタ、13…フィルタを構成するローパスフィルタ、14…A/Dコンバータ、τ…ON時間、fk(t) cos(ωct)…受信信号、xi(t)…重畳信号としてのサンプル信号、W…帯域幅、KW’…帯域幅、W'…切換周波数、K…計数としてのアンテナ個数、Φ…行列。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記スイッチのON時間を長くとることにより、前記スイッチの切り換えによる電力損失を抑制し、この処理によって各アンテナの受信信号が混ざり合ってしまっても、この重畳信号に演算を施すことによって、当該重畳信号を各アンテナの受信信号に分離する
ことを特徴とする時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 By selectively connecting a specific one of a plurality of antennas to a receiving circuit by a switch, the plurality of antennas share one receiving circuit and receive the radio wave by time division multiplexing by the switch In the signal processing apparatus of the adaptive array antenna,
By taking a long ON time of the switch, power loss due to switching of the switch is suppressed, and even if the reception signals of each antenna are mixed by this processing, the superimposition signal is calculated to perform the superimposition. A signal processing apparatus for a time-division multiplex adaptive array antenna, wherein the signal is separated into received signals of the respective antennas.
ことを特徴とする請求項1に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 2. The signal processing apparatus of a time division multiplex adaptive array antenna according to claim 1, wherein the receiving circuit is a circuit including at least a filter and an A / D converter.
ことを特徴とする請求項1又は2に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 3. The signal processing of the time-division multiplex adaptive array antenna according to claim 1 or 2, wherein the switch connection state is maintained until immediately before the next switch is turned on to increase the ON time of the switch. apparatus.
ことを特徴とする請求項1〜3のうちいずれか一項に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 The bandwidth of the bandpass filter of the receiving circuit is not the bandwidth of the bandpass filter provided in each of the antennas, but is set to a value obtained by multiplying the switching frequency of the switch by a coefficient. The signal processing apparatus of the time division multiplex adaptive array antenna as described in any one of Claims 1-3.
ことを特徴とする請求項1〜4のうちいずれか一項に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 5. The calculation according to claim 1, wherein the calculation is a calculation for processing the superimposed signal using a matrix obtained from a switching frequency of the switch and an ON time of the switch. A signal processing apparatus for a time division multiplex adaptive array antenna as described in 1.
ことを特徴とする請求項5に記載の時分割多重アダプティブアレーアンテナの信号処理装置。 If Ψ is the ON time ratio of the switch, K is a scalar, and the matrix Φ is defined as
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