JP2004180294A - Power amplifier - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、音響信号等から得られる入力交流信号を電力増幅してスピーカ等の電気音響変換器に印加する電力増幅装置であって、特に入力交流信号のD級増幅機能を備えた電力増幅装置における電源電圧変動補償に関する。 The present invention relates to a power amplifying apparatus for power-amplifying an input AC signal obtained from an acoustic signal or the like and applying the amplified power to an electro-acoustic converter such as a speaker, and more particularly to a power amplifying apparatus having a class D amplification function for an input AC signal. For power supply voltage fluctuation compensation.
音響スピーカの駆動には、構成が簡単なA級、B級、AB級などのリニア型の電力増幅装置が多く利用されている。このようなリニア型電力増幅装置は、動作原理上、電力増幅装置自身の電力損失が大きく、出力電力が大きくなるに従って電力増幅装置自身の消費電力による発熱が大きくなる。このため、これを放散させるための大きな放熱器が必要になるなどの課題がある。そこで出力電力が大きい電力増幅装置には、D級と呼ばれるスイッチング型の電力増幅装置が使われるようになっている。 For driving an acoustic speaker, a linear type power amplifying device such as a class A, a class B or a class AB having a simple configuration is often used. In such a linear power amplifying device, the power loss of the power amplifying device itself is large due to the operation principle, and the heat generation due to the power consumption of the power amplifying device itself increases as the output power increases. For this reason, there is a problem that a large radiator for dissipating the heat is required. For this reason, a switching type power amplifying device called a class D is used for a power amplifying device having a large output power.
D級増幅機能を備えた電力増幅装置は、電力を供給する出力段のパワースイッチをオンまたはオフすることにより、出力端子間に正電源電圧またはゼロ電圧または負電源電圧を高速に切替え発生させる。この出力端子と負荷との間に備えた電力ロー・パス・フィルタ(LPF)で可聴外高周波数域電力を除去して、負荷に可聴帯域の電力のみを供給する。スイッチがオン状態の時は電流が流れるが端子間電圧は極めて小さく、また、オフ状態の時には電圧がかかるが通過電流はほとんどゼロになるため、これらの積であるスイッチ自身の電力消費は何れも小さくなる。 A power amplifying device having a class-D amplifying function switches a positive power supply voltage, a zero voltage, or a negative power supply voltage between output terminals at high speed by turning on or off a power switch of an output stage for supplying power. A power low-pass filter (LPF) provided between the output terminal and the load removes non-audible high frequency band power, and supplies only power in the audible band to the load. When the switch is on, current flows but the voltage across the terminals is extremely small.When the switch is off, voltage is applied but the passing current is almost zero. Become smaller.
このような電力増幅装置には、電源電圧の変動によって出力交流信号Voも変動してしまう問題がある。これを改善する方法に、例えば、パワースイッチをオン,オフする駆動パルスのパルス幅変調のための三角波電圧Vtの振幅Etを、電源電圧Vcに比例させる技術がある(例えば、特許文献1参照。)。その他、先行技術として、特許文献2,3,4,5がある。
Such a power amplifying device has a problem that the output AC signal Vo also fluctuates due to the fluctuation of the power supply voltage. As a method of improving this, for example, there is a technique of making the amplitude Et of the triangular wave voltage Vt for pulse width modulation of the drive pulse for turning on and off the power switch proportional to the power supply voltage Vc (for example, see Patent Document 1). ). In addition, there are
D級増幅機能を備えた電力増幅装置に関する技術としては、図6Aのように、H形ブリッジ構成の4個のスイッチ回路で負荷を駆動する、いわゆる、ブリッジ−タイド・ロード(bridge-tied load;以下「BTL」と称す。)と呼ばれるものが一般に知られている。図6Aに示す電力増幅装置の構成およびその動作は概ね以下のようになる。 As a technique relating to a power amplifying apparatus having a class D amplification function, as shown in FIG. 6A, a so-called bridge-tied load (driving a load by driving four switch circuits in an H-bridge configuration). Hereinafter, what is referred to as “BTL”) is generally known. The configuration and operation of the power amplifying device shown in FIG. 6A are generally as follows.
直流電源10から電圧値Vcを供給される、第1のスイッチ回路11は、NチャンネルMOSFETである第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112とで構成される。同様に、第2のスイッチ回路12は、NチャンネルMOSFETである第2のハイサイドスイッチ121と第2のローサイドスイッチ122とで構成されている。第1のスイッチ回路11の出力端子、即ち、第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112との接続点を端子Xとし、第2のスイッチ回路12の出力端子、即ち、第2のハイサイドスイッチ121と第2のローサイドスイッチ122との接続点を端子Yとして、端子Xと端子Yの間にインダクタ13と負荷14の直列体が接続される。
The
制御回路150は、第1のスイッチ回路11および第2のスイッチ回路12の各スイッチ回路を制御するもので、パルス幅変調(PWM)回路40と、第1の駆動回路51と、第2の駆動回路52とから構成される。信号源16は入力交流信号Viを出力する。
The
PWM回路40は、入力交流信号Viの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路300で発生する三角波電圧Vtと入力交流信号Viとを比較器41で比較し、その結果をM1として出力し、また、これを反転器42で反転したM2を出力する。
The
第1の駆動回路51は、信号M1を入力して第1のハイサイドスイッチ111を駆動する増幅器511と、信号M1を入力して第1のローサイドスイッチ112を駆動する反転増幅器512とから構成される。第2の駆動回路52は、信号M2を入力して第2のハイサイドスイッチ121を駆動する増幅器521と、信号M2を入力して第2のローサイドスイッチ122を駆動する反転増幅器522とから構成される。
The
図6Bは、以上のように構成された従来の電力増幅装置のタイミングチャートである。
図6Bに示すように、三角波電圧Vtは電圧値Etを振幅として、±Et間を周期Tで増減する。周期Tは、入力交流信号Vi(t)の変化よりも十分に速く設定されている。この三角波電圧Vtと入力交流信号Viは、比較器41によって比較される。この比較器41の出力信号M1及び反転器42によって、その反転信号M2が出力される。信号M1は、三角波電圧Vtの瞬時値が入力交流信号Viの瞬時値より小さい、Vt(t)<Vi(t)の時にハイ(H)レベルとなる。信号M1の周期TにおけるHレベルの期間の割合δ(デューティ比と呼ぶ)は、次式で表される。
δ=(1+Vi/Et)/2 …(1)
FIG. 6B is a timing chart of the conventional power amplifying device configured as described above.
As shown in FIG. 6B, the triangular wave voltage Vt increases and decreases in a period T between ± Et with the voltage value Et as an amplitude. The period T is set sufficiently faster than the change of the input AC signal Vi (t). The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the
δ = (1 + Vi / Et) / 2 (1)
第1のハイサイドスイッチ111は信号M1に従ってオン、オフされ、第1のローサイドスイッチ112は信号M1の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第1のスイッチ回路11中の第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112とは、交互にオン、オフする。一方、第2のハイサイドスイッチ121は信号M2に従ってオン、オフされ、第2のローサイドスイッチ122は信号M2の反転信号に従ってオン、オフされる。即ち、第2のスイッチ回路12中の第2のハイサイドスイッチ121と第2のローサイドスイッチ122は、第1のスイッチ回路11のそれぞれと逆の開閉動作をする。
The first high-
従って、信号M1がHレベルの期間には、端子Xは直流電源10の一端の電圧値Vc、端子Yは直流電源10の他端の電圧値0、すなわちゼロ電位となり、信号M1がロー(L)レベルの期間には、端子Xはゼロ電位、端子Yが電源電圧Vcとなる。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Vtの周期Tで繰返される。この周期Tは、入力交流信号Viの変動が無視できるほど短く設定されているため、端子Xに現われるパルス電圧の平均電位Vx、他方の端子Yの平均電位Vyは、信号M1のデューティ比δを用いて表すと、
Vx=δ・Vc
Vy=(1−δ)・Vc
となる。
Accordingly, while the signal M1 is at the H level, the terminal X has the voltage value Vc at one end of the
Vx = δ · Vc
Vy = (1−δ) · Vc
It becomes.
インダクタ13による平滑作用により、負荷14の両端には、平均電位Vxと平均電位Vyとの差電圧が発生する。負荷14の両端電圧すなわち出力交流信号Voは、次式のように表される。
Vo=Vx−Vy=(2δ−1)・Vc …(2)
ここで、(2)式に(1)式を代入すると、
Vo=(Vc/Et)・Vi …(3)
が得られる。即ち、出力交流信号Voは、入力交流電圧Viを(Vc/Et)倍に増幅した電圧になる。
Due to the smoothing action of the
Vo = Vx−Vy = (2δ−1) · Vc (2)
Here, by substituting equation (1) into equation (2),
Vo = (Vc / Et) · Vi (3)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by (Vc / Et) times.
このように、図6A、図6Bに示す従来技術では、入力交流電圧Viは、PWM回路40によってパルス幅変調され、BTL出力部によって増幅され、全体の利得は(Vc/Et)になる。式(3)におけるEtは、PWM回路40の部分に関わるパルス変調部の変調感度であり、VcはBTL出力部の利得要素である。
As described above, in the related art shown in FIGS. 6A and 6B, the input AC voltage Vi is pulse width modulated by the
このような直流電源10の電圧値Vcには、負荷14に大きな電流を供給した際の出力内部抵抗によるリップル変動や、商用電源を整流した際に残るリップル分が重畳しており、これらを低減するには回路規模や損失電力の増大が伴う。図6Aの電力増幅装置の構成では、Vcの変動によって、増幅率(Vc/Et)が変動して、これが出力交流信号Voのレベル変動や歪みを増加させている。
Such a voltage value Vc of the
このような電源電圧の変動による出力交流信号Voの変動を改善するには、一例として、特許文献1で開示されるように、三角波電圧Vtの振幅Etを電源電圧Vcに比例させる技術がある。図7Aは、特許文献1に示された、三角波発生回路の回路構成とその動作波形図である。
In order to improve the fluctuation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage, as an example, there is a technique of making the amplitude Et of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, as disclosed in
以下に、図7Aの三角波発生回路の構成とその動作を説明する。図7Aにおいて、端子A1は直流電源電圧Vcを入力する端子であり、抵抗R1が接続される。英字符号で示されるADDは、演算増幅器であり、抵抗R2と抵抗R3とが接続されて、反転増幅器の動作をする。同じくCx,Cyは、比較器であり、同様にFFは、フリップフロップである。また、INTは、演算増幅器であり、この場合、抵抗R0とコンデンサC0とが接続されて、アナログ積分器の動作をする。アナログ積分器INTの出力が三角波電圧Vtとなる。 Hereinafter, the configuration and operation of the triangular wave generation circuit of FIG. 7A will be described. In FIG. 7A, a terminal A1 is a terminal for inputting a DC power supply voltage Vc, and is connected to a resistor R1. ADD indicated by an alphabetic character is an operational amplifier, which is connected to the resistors R2 and R3 and operates as an inverting amplifier. Similarly, Cx and Cy are comparators, and similarly, FF is a flip-flop. INT is an operational amplifier. In this case, the resistor R0 and the capacitor C0 are connected, and operate as an analog integrator. The output of the analog integrator INT becomes the triangular wave voltage Vt.
まず、演算増幅器ADDは増幅率が充分大きく、抵抗R3による負帰還がなされているため、その正負入力端子間は電位差がほとんど発生しないように動作するので、抵抗R2と抵抗R3との接続点Gの電位はゼロ電位となる。従って抵抗R1と抵抗R2との接続点A2の電位Va2は直流電源電圧Vcを抵抗R1と抵抗R2とで分圧したものとなり、次式で表される。
Va2=Vc・R2/(R1+R2) …(4)
First, since the operational amplifier ADD has a sufficiently large amplification factor and performs negative feedback by the resistor R3, it operates so that a potential difference hardly occurs between its positive and negative input terminals. Therefore, the connection point G between the resistor R2 and the resistor R3. Becomes zero potential. Accordingly, the potential Va2 at the connection point A2 between the resistors R1 and R2 is obtained by dividing the DC power supply voltage Vc by the resistors R1 and R2, and is expressed by the following equation.
Va2 = Vc · R2 / (R1 + R2) (4)
また、演算増幅器ADDの出力端子A3の電位Va3は、抵抗R2と抵抗R3との各抵抗値が等しければ、次式のように、接続点A2の電位を反転した電位になる。
Va3=−Va2=−Vc・R2/(R1+R2) …(5)
Further, the potential Va3 of the output terminal A3 of the operational amplifier ADD becomes a potential obtained by inverting the potential of the connection point A2 as in the following equation if the resistance values of the resistors R2 and R3 are equal.
Va3 = −Va2 = −Vc · R2 / (R1 + R2) (5)
一方、演算増幅器INTにおいては、フリップフロップFFがセットされ、図7Bの破線で示すように、その出力Q(接続点A4の電圧)が正の一定電圧(Vf)になる時は、電圧Vfを積分し、その結果、出力Vtが直線的に低下する。逆に、フリップフロップFFがリセットされ、接続点A4が負の一定電圧(−Vf)になる時は、出力Vtが直線的に上昇する。ここで、フリップフロップFFは、出力Vtが接続点A2の電圧(Va2)になると、比較器Cxによってセットになり、また、出力Vtが接続点A3の電圧(−Va2)になると、比較器Cyによってリセットになる。従って、出力Vtは電圧値±Va2間を増減する三角波電圧となり、式(4)及び(5)に示すように、その振幅は電源電圧Vcに比例したものが得られる。 On the other hand, in the operational amplifier INT, the flip-flop FF is set, and as shown by the broken line in FIG. 7B, when the output Q (voltage at the connection point A4) becomes a positive constant voltage (Vf), the voltage Vf is changed to Vf. Integrates, and as a result, the output Vt decreases linearly. Conversely, when the flip-flop FF is reset and the node A4 has a constant negative voltage (-Vf), the output Vt increases linearly. Here, the flip-flop FF is set by the comparator Cx when the output Vt becomes the voltage (Va2) of the connection point A2, and is set by the comparator Cy when the output Vt becomes the voltage (−Va2) of the connection point A3. Reset by Therefore, the output Vt becomes a triangular wave voltage that increases and decreases between the voltage values ± Va2, and as shown in the equations (4) and (5), the amplitude thereof is proportional to the power supply voltage Vc.
さて、式(3)の電圧値Etは、式(4)及び(5)で表される電圧値Va2になるため、式(3)の電圧値Etに式(4)及び(5)の電圧値Va2を代入すると、
Vo=(Vc/Va2)・Vi=(1+R1/R2)・Vi …(6)
が得られる。このように、三角波電圧Vtの振幅を電源電圧Vcに比例させることにより、D級電力増幅装置の増幅率は、その電源電圧Vcに影響されずに、一定とすることができる。
Now, since the voltage value Et of Expression (3) becomes the voltage value Va2 expressed by Expressions (4) and (5), the voltage value Et of Expression (3) is replaced by the voltage value of Expressions (4) and (5). By substituting the value Va2,
Vo = (Vc / Va2) · Vi = (1 + R1 / R2) · Vi (6)
Is obtained. Thus, by making the amplitude of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, the amplification factor of the class D power amplifier can be kept constant without being affected by the power supply voltage Vc.
以上のように、図7Aに示した構成の従来のD級増幅機能を有する電力増幅装置では、BTL出力部のVcによる利得変化を、パルス変調部の利得を決めている三角波電圧Vtの振幅で補償するものである。すなわち、三角波電圧Vtの振幅を電源電圧Vcに比例させることにより、その増幅率を、電源電圧Vcの影響を受けずに一定にしている。 As described above, in the conventional power amplifying apparatus having the class D amplification function having the configuration shown in FIG. 7A, the gain change due to Vc of the BTL output unit is determined by the amplitude of the triangular wave voltage Vt that determines the gain of the pulse modulation unit. To compensate. That is, by making the amplitude of the triangular wave voltage Vt proportional to the power supply voltage Vc, the amplification factor is made constant without being affected by the power supply voltage Vc.
一方、これらの先行技術の目的と異なる式(3)の別な利用方法がある。これは、出力交流信号Voが電源電圧Vcに比例することに着目し、これを音量調節などの目的で利用する場合である。従来の構成で音量を絞る際は、入力交流信号Viの振幅を低減するか、パルス変調部の変調感度を低減するかの策をとるのが一般的である。 On the other hand, there is another use of equation (3) which is different from the purpose of these prior arts. This is a case where attention is paid to the fact that the output AC signal Vo is proportional to the power supply voltage Vc, and this is used for purposes such as volume control. When the volume is reduced by the conventional configuration, it is general to take measures to reduce the amplitude of the input AC signal Vi or reduce the modulation sensitivity of the pulse modulation unit.
しかし、その場合、第1に、パルス変調が浅くなり、信号対雑音比の低下、若しくは、デジタル式の場合は解像度が低下する課題がある。また、第2に、D級増幅器におけるスイッチング損失は、そのスイッチング回数に依存するため、出力レベルが小さくなっても減らず、電力の変換効率が低出力であるほど高められない課題がある。 However, in this case, first, there is a problem that the pulse modulation becomes shallow and the signal-to-noise ratio decreases, or in the case of the digital type, the resolution decreases. Second, since the switching loss in the class D amplifier depends on the number of times of switching, it does not decrease even when the output level decreases, and the power conversion efficiency cannot be increased as the output becomes lower.
また、音量以外の第3の課題として、エネルギーを蓄積および放出するような負荷、すなわち、電動機,動電型音響スピーカ,圧電型アクチュエータ,誘導コイルなどを駆動する場合、その放出エネルギーがD級増幅器の出力回路から電源部に逆流(回生)するため、電源部の安定化制御を撹乱したり、戻った電力の廃棄による消費電力増大の課題がある。 Further, as a third problem other than the volume, when driving a load that accumulates and releases energy, that is, when driving a motor, an electrodynamic acoustic speaker, a piezoelectric actuator, an induction coil, etc., the emitted energy is a class D amplifier. In this case, there is a problem that the stabilization control of the power supply unit is disturbed or the returned power is discarded, thereby increasing power consumption.
本願が解決する課題は、上記の第1および第2の課題を電源電圧の操作で解決しつつ、従来の先行技術の課題である電源変動による出力レベルの速い変動である歪を抑え、さらに、上記の第3の回生電力による影響をも改善することである。 The problem to be solved by the present application is to solve the first and second problems described above by manipulating the power supply voltage, suppress distortion, which is a problem of the prior art, which is a fast fluctuation of the output level due to power supply fluctuation, It is also to improve the effect of the third regenerative power.
すなわち、図6Aで示した従来の電力増幅装置では、出力交流信号Voは(3)式で表されるように、電源電圧Vcと入力交流信号Viの積に比例する。例えば負荷14がスピーカであり、その音量を抑えたい場合、即ち、出力交流信号Voを小さくしたい場合、電源電圧Vcを小さくするか、あるいは入力交流信号Viを小さくすることになるが、この両者を比較してみるとき、電源電圧Vcを小さくする場合の方が消費電力は少ない。なぜなら、入力交流信号Viを小さくする場合はデューティ比δが50%に近くなるだけであるが、電源電圧Vcを小さくする場合は、インダクタ13と負荷14との直列回路に印加される電圧が小さくなり、流れる電流の実効値も小さくなるからである。この傾向は、負荷14が圧電スピーカのような容量性や、インダクタのような誘導性や、スピーカやモータのような電気機械変換系の場合にいっそう顕著となる。以下にこれを説明する。
That is, in the conventional power amplifying device shown in FIG. 6A, the output AC signal Vo is proportional to the product of the power supply voltage Vc and the input AC signal Vi, as represented by Expression (3). For example, when the
例えば、図6Aで示した従来の電力増幅装置の直流電源10を図8のように昇圧コンバータ100で実現する場合、すなわち、バッテリの電圧を昇圧コンバータ100で昇圧変換し、その出力を電源電圧Vcとして供給する場合は、電源電圧Vcにリップル電圧が生じ、これが出力交流信号Voの歪む原因となるという課題がある。
For example, when the
昇圧コンバータ100は、バッテリ101から電力が供給される、インダクタ102とスイッチ103とダイオード104とコンデンサ105と制御回路106とから構成される。その出力電圧値Vcは、可変抵抗対107によって分割検出され、その検出電圧を安定化するように、スイッチ103のオン、オフ比が調整される。従って、昇圧コンバータ100は、可変抵抗対107によってコンデンサ105からの出力電圧、即ち電源電圧Vcを調整できる。以下、この構成のD級電力増幅装置は、説明を簡潔にするために、負荷14は、容量性のものとし、その静電容量をCoとして扱う。
The
図8のように構成されたD級電力増幅装置において、その各部動作波形は図9A〜図9Cで表される。図9Aに示すように、出力交流信号Voとして振幅Eoの正弦波電圧を以下のように想定する。
Vo=Eo・sin[ωt]
In the class D power amplifying device configured as shown in FIG. 8, the operation waveforms of the respective parts are shown in FIGS. 9A to 9C. As shown in FIG. 9A, a sine wave voltage having an amplitude Eo is assumed as an output AC signal Vo as follows.
Vo = Eo · sin [ωt]
このとき、負荷14を流れる平均電流Ioは、図9Bに示すように以下のように表される。
Io=Co・dVo/dt=ω・Co・Eo・cos[ωt]
At this time, the average current Io flowing through the
Io = Co · dVo / dt = ω · Co · Eo · cos [ωt]
この電流IoがH形ブリッジ構成のスイッチ回路を流れる場合、電源からの供給電流Icは図9Cに示すようになる。つまり、コンデンサ105にとっては、放電電流のみならず、同量の充電電流が流れてしまうのである。昇圧コンバータ100にとっては、コンデンサ105からの放電電流は出力電流として対応できるが、充電電流には対応できず、これが電源電圧Vcを上昇させてしまう。この結果、電源電圧Vcには回生電力によるリップル電圧が生じ、出力交流信号Voに歪みを生じさせてしまう。
When the current Io flows through the switch circuit having the H-bridge configuration, the supply current Ic from the power supply is as shown in FIG. 9C. That is, not only the discharge current but also the same amount of charging current flows through the
さて、電源電圧Vcの変動による出力交流信号Voの変動を補償する技術としては、特許文献1以外にも、例えば特許文献2や特許文献3の各公報等に開示されているように、三角波電圧の振幅を電源電圧の変動に応じて変化させる方法もあるが、いずれも、三角波電圧の振幅を電源の電圧値に比例させるというものである。
As a technique for compensating the fluctuation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage Vc, as disclosed in
また、特許文献4や特許文献5では、三角波電圧の振幅ではなく、電源電圧の変動をパルス信号のパルス幅の設定に帰還させるというものもある。しかし、これらの各場合も、電源の電圧値を利得調節に利用する機能は、いずれも、持っていない。 Further, in Patent Literature 4 and Patent Literature 5, there is a technique in which a fluctuation in the power supply voltage is fed back to the setting of the pulse width of the pulse signal instead of the amplitude of the triangular wave voltage. However, none of these cases has a function of using the voltage value of the power supply for gain adjustment.
本発明の目的は、出力交流信号の歪みの原因となる電源電圧Vcの速い変動である、リップルを補償した電力増幅装置を提供することにある。その電力増幅装置は、特に、電力の回生を伴う負荷を駆動する際にも、この回生電力による電源電圧のリップルの補償を、その消費電力を増加させることなく達成するものである。また、電源の電圧値を操作することで、電力損失を抑えた増幅率の調整をも可能とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a power amplifying device that compensates for ripples, which are fast fluctuations of a power supply voltage Vc that causes distortion of an output AC signal. In particular, the power amplifying device achieves the compensation of the ripple of the power supply voltage due to the regenerative power without increasing the power consumption, even when driving a load that regenerates the power. Further, by controlling the voltage value of the power supply, it is possible to adjust the amplification factor while suppressing the power loss.
本発明第1の態様において、以下のような構成を有する電力増幅装置が提供される。電力増幅装置は、電源電圧Vcが供給される、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含むスイッチ部と、入力交流信号Viに対応させて、所定のオン,オフ期間比に設定された周期でスイッチ部を作動させて、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備える。制御部は、入力交流信号Viを入力し、その入力交流信号Viから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、電源電圧Vcからその直流電圧成分(Ec)を検出して、直流成分(Ec)に対する電源電圧値(Vc)の比(Vc/Ec)を変調感度に乗じるか、または、電源電圧値(Vc)に対する前記直流成分(Ec)の比(Ec/Vc)を入力交流信号Viに乗じる演算部と、パルス信号に基づいてスイッチ部を駆動する駆動部とを有する。 In a first aspect of the present invention, there is provided a power amplifying device having the following configuration. The power amplifying apparatus includes a switch unit including a series circuit of a high-side switch and a low-side switch to which a power supply voltage Vc is supplied, and a cycle set to a predetermined on / off period ratio in correspondence with an input AC signal Vi. A control unit for operating a switch unit to drive a load connected to a connection point between the high-side switch and the low-side switch. The control unit receives an input AC signal Vi, generates a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity from the input AC signal Vi and outputs the pulse signal, and detects the DC voltage component (Ec) from the power supply voltage Vc to detect the DC voltage component (Ec). Multiplying the modulation sensitivity by the ratio (Vc / Ec) of the power supply voltage value (Vc) to the DC component (Ec), or calculating the ratio (Ec / Vc) of the DC component (Ec) to the power supply voltage value (Vc). It has a calculation unit that multiplies the input AC signal Vi, and a drive unit that drives the switch unit based on the pulse signal.
本発明第2の態様において、供給される電源電圧Vcの直流電圧成分Ecに対する電源電圧Vcの比率(Vc/Ec)を乗じた変調感度で入力交流信号を変調して得られるパルス信号によって、スイッチが駆動される、電力増幅装置が提供される。 In the second aspect of the present invention, a switch is provided by a pulse signal obtained by modulating an input AC signal with a modulation sensitivity obtained by multiplying a ratio (Vc / Ec) of a power supply voltage Vc to a DC voltage component Ec of a supplied power supply voltage Vc. Is driven, a power amplifying device is provided.
本発明第3の態様において、供給される電源電圧Vcに対する、電源電圧Vcの直流電圧成分Ecの比率(Ec/Vc)を乗じた入力交流信号に応じたパルス信号によって、スイッチが駆動される電力増幅装置が提供される。 In the third aspect of the present invention, the power for driving the switch by a pulse signal corresponding to an input AC signal obtained by multiplying a ratio (Ec / Vc) of a DC voltage component Ec of the power supply voltage Vc to a supplied power supply voltage Vc. An amplification device is provided.
なお、本発明のさらに別の態様として、電力増幅装置は以下の構成を有してもよい。電力増幅装置は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路を含み、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチの接続点に負荷が接続されるスイッチ部と、スイッチ部に電源電圧(Vc)を供給する電源部と、入力信号(Vi)を所定の変調感度でパルス信号に変換するとともにスイッチ部に駆動信号を出力するパルス変調部と、変調感度を電源電圧(Vc)に比例させる演算部とを備え、電源電圧(Vc)からその直流電圧成分(Ec)を検出するとともに、直流電圧成分を電源部の出力安定化の負帰還信号とする。 Note that, as still another aspect of the present invention, the power amplifying device may have the following configuration. The power amplifying device includes a series circuit of a high-side switch and a low-side switch, a switch unit having a load connected to a connection point between the high-side switch and the low-side switch, and a power supply unit supplying a power supply voltage (Vc) to the switch unit. A pulse modulation unit that converts an input signal (Vi) into a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity and outputs a drive signal to a switch unit, and a calculation unit that makes the modulation sensitivity proportional to the power supply voltage (Vc). The DC voltage component (Ec) is detected from (Vc), and the DC voltage component is used as a negative feedback signal for stabilizing the output of the power supply unit.
本発明によれば、電源電圧Vcが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、これに起因する出力交流信号の歪みを防止するという有利な効果が得られる。この電源電圧の直流成分Ecによる利得の低減によって、電力増幅装置内の負荷を駆動する各スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくでき、消費電力の低減が図れる効果が得られる。また、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路における電源電圧Vcの直流成分Ecを可変することによって、電力増幅装置の増幅率を高効率で調整することができる。 According to the present invention, even if the power supply voltage Vc fluctuates in an AC manner, it does not affect the amplification factor of the power amplifying device, and has an advantageous effect of preventing distortion of the output AC signal caused by the fluctuation. . By reducing the gain by the DC component Ec of the power supply voltage, the effective value of the current flowing through each switch circuit that drives the load in the power amplifier can be reduced, and the effect of reducing power consumption can be obtained. Further, by changing the DC component Ec of the power supply voltage Vc in the switch circuit including the high-side switch and the low-side switch in series, the amplification factor of the power amplifier can be adjusted with high efficiency.
さらに、電源を安定化電源部などを介して供給するような場合、出力電圧を安定化させるための帰還される検出電圧を、その直流成分に制限することで、電源電圧の直流成分のみを安定化させ、交流信号帯域では安定化させないように構成するため、電力の回生を伴う負荷を駆動している際に発生する電源に現われる回生電力による電源電圧のリップルの吸収が無くなり、この電力を再利用することが可能になる。そのため、全体として、消費電力の大幅な低減が可能になるという効果が得られる。 Furthermore, when power is supplied via a stabilized power supply, etc., only the DC component of the power supply voltage is stabilized by limiting the feedback voltage for stabilizing the output voltage to its DC component. In this case, the power supply voltage ripple is not absorbed by the regenerative power that appears in the power supply generated when driving a load that regenerates power. It can be used. Therefore, there is an effect that power consumption can be largely reduced as a whole.
以下、本発明の電力増幅装置を、好ましい実施の形態により、図面を参照して詳しく説明する。 Hereinafter, a power amplifying device of the present invention will be described in detail with reference to the drawings according to preferred embodiments.
(実施の形態1)
図1Aに、実施の形態1における電力増幅装置の回路構成図を示す。
電力増幅回路は、第1及び第2のスイッチ回路11,12と、これらのスイッチ回路の動作を制御する制御回路15とを含む。制御回路15は、第1及び第2のスイッチ回路11,12をそれぞれ駆動する第1及び第2の駆動回路51、52と、電源電圧Vcを検知して、所定の電圧を出力する演算回路20と、パルス幅制御回路40とを有する。
(Embodiment 1)
FIG. 1A shows a circuit configuration diagram of the power amplification device according to
The power amplification circuit includes first and
第1のスイッチ回路11は、直流電源10から電源電圧Vcが供給され、H形ブリッジ構成スイッチ回路の一方のNチャンネルMOSFETである第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112とを含む。同様に、第2のスイッチ回路12は、NチャンネルMOSFETである第2のハイサイドスイッチ121と、第2のローサイドスイッチ122とを含む。第1のスイッチ回路11の出力端子、即ち、第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112との接続点Xと、第2のスイッチ回路12の出力端子、即ち、第2のハイサイドスイッチ121と第2のローサイドスイッチ122との接続点Yとの間に、インダクタ13と負荷14との直列回路が接続される。信号源16は、入力交流信号Viの発生源である。
The
本実施形態の構成と図6Aの従来技術の構成との相違点は、制御回路15が、演算回路20と、演算回路20の出力電圧を振幅とする、三角波電圧Vtを発生する三角波電圧発生回路30とを備えている点である。
The difference between the configuration of the present embodiment and the configuration of the prior art of FIG. 6A is that the
演算回路20は、図1Bに示すように、電源電圧Vcからその直流成分Ecを検出し、その直流成分Ecと電源電圧Vcとの比率(Vc/Ec)を三角波発生回路30の三角波信号の基準振幅(所定電圧Et)に乗じ、得られた振幅を出力するように構成される。
The
パルス幅制御回路(PWM回路)40は、入力交流信号Viの振幅をパルス幅に変換するものであり、三角波発生回路30で発生する三角波電圧Vtと入力交流信号Viとを比較器41で比較し、その結果をM1として出力し、また、これを反転器42で反転したM2を出力する。
The pulse width control circuit (PWM circuit) 40 converts the amplitude of the input AC signal Vi into a pulse width. The
第1の駆動回路51は、信号M1を入力して第1のハイサイドスイッチ111を駆動する増幅器511と、信号M1を入力して第1のローサイドスイッチ112を駆動する反転増幅器512とで構成される。第2の駆動回路52は、信号M2を入力して第2のハイサイドスイッチ121を駆動する増幅器521と、信号M2を入力して第2のローサイドスイッチ122を駆動する反転増幅器522とで構成される。
The
以下に、実施の形態1の電力増幅装置の動作を説明する。
三角波電圧Vtの振幅Vtcは、演算回路20によって、電源電圧Vcとその直流成分Ecとの比率(Vc/Ec)に所定の電圧値Etを乗じたものであり、次式で表される。
Vtc=(Vc/Ec)・Et …(7)
Hereinafter, the operation of the power amplifying device according to the first embodiment will be described.
The amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is obtained by multiplying the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec by a predetermined voltage value Et by the
Vtc = (Vc / Ec) · Et (7)
このように、本実施形態では、三角波電圧Vtの振幅Vtcの値を、所定の電圧値Etに、電源電圧Vcとその直流成分Ecとの比率(Vc/Ec)を乗じた値として用いている。ここで、所定の電圧値Etは、変調をかけないときの三角波電圧の振幅電圧を生成するための基準となる電圧値であり、三角波の振幅制御における変調感度である。つまり、式(7)は、変調感度に電源電圧Vcとその直流成分Ecとの比率(Vc/Ec)を乗じることを意味する。 As described above, in the present embodiment, the value of the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is used as a value obtained by multiplying the predetermined voltage value Et by the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec. . Here, the predetermined voltage value Et is a voltage value serving as a reference for generating an amplitude voltage of the triangular wave voltage when no modulation is performed, and is a modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave. That is, equation (7) means that the modulation sensitivity is multiplied by the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec.
入力交流信号Viと三角波電圧Vtは、比較器41によって比較されて、その比較器41の出力である信号M1になり、さらに反転器42からは、信号M1の反転信号M2が出力される。信号M1は、三角波電圧Vtが入力交流信号Viの瞬時値より小さい、Vt(t)<Vi(t)のときにHレベルとなる。信号M1の周期TにおけるHレベルの期間の割合(デューティ比)δは、次式で表される。
δ=(1+Vi/Vtc)/2 …(8)
The input AC signal Vi and the triangular wave voltage Vt are compared by a
δ = (1 + Vi / Vtc) / 2 (8)
第1のスイッチ回路11では、信号M1に従って、第1のハイサイドスイッチ111がオン,オフされ、信号M1の反転信号に従って、第1のローサイドスイッチ112がオン,オフされる。即ち、第1のハイサイドスイッチ111と第1のローサイドスイッチ112とは交互にオン,オフする。一方、第2のスイッチ回路12では、反転信号M2に従って、第2のハイサイドスイッチ121がオン,オフされ、信号M2の反転信号に従って、第2のローサイドスイッチ122がオン,オフされる。即ち、第2のハイサイドスイッチ121と第2のローサイドスイッチ122の開閉動作は、第1のスイッチ回路11の逆の動作をする。
In the
従って、信号M1がHレベルの期間には、出力端子xは電源電圧Vcが印加され、出力端子yはゼロ電位となり、一方、信号M1がLレベルの期間には、出力端子xはゼロ電位、出力端子yには電源電圧Vcが印加される。以上のようなスイッチング動作が三角波電圧Vtの周期Tで繰返される。なお、この周期Tは、入力交流信号Viの変動が無視できるほどに短く設定されている。 Therefore, when the signal M1 is at the H level, the power supply voltage Vc is applied to the output terminal x, and the output terminal y is at the zero potential. On the other hand, when the signal M1 is at the L level, the output terminal x is at the zero potential. The power supply voltage Vc is applied to the output terminal y. The switching operation as described above is repeated in the cycle T of the triangular wave voltage Vt. The cycle T is set so short that the fluctuation of the input AC signal Vi can be ignored.
一方の出力端子Xの平均電位Vx及び他方の出力端子yの平均電位Vyは、信号M1のデューティ比δを用いると、
Vx=δ・Vc, Vy=(1−δ)・Vc
となる。
The average potential Vx of one output terminal X and the average potential Vy of the other output terminal y are obtained by using the duty ratio δ of the signal M1.
Vx = δ · Vc, Vy = (1−δ) · Vc
It becomes.
インダクタ13の平滑作用により、負荷14の両端には、平均電位Vxと平均電位Vyとの差電圧が発生する。負荷14の両端電圧、すなわち出力交流信号Voは、前述の「背景技術」において示した(2)式で表される。
Vo=Vx−Vy=(2δ−1)・Vc …(2)
ここで、この(2)式に(8)式を代入すると、
Vo=(Vc/Vtc)・Vi …(9)
が得られる。この(9)式に、さらに(7)式を代入すると、
Vo=(Ec/Et)・Vi …(10)
が得られる。
Due to the smoothing action of the
Vo = Vx−Vy = (2δ−1) · Vc (2)
Here, by substituting equation (8) into equation (2),
Vo = (Vc / Vtc) · Vi (9)
Is obtained. By substituting equation (7) into equation (9),
Vo = (Ec / Et) · Vi (10)
Is obtained.
上記(10)式より、電力増幅装置の利得は、電源電圧Vcと三角波信号の所定の振幅Etの比(Ec/Et)になる。そのため、電源電圧Vcに変動があっても、直流成分Ecに変動が無ければ、出力交流電圧Voにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Vcから直流成分を区別する低域通過型フィルタ(LPF)などの機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、電源電圧Vcの交流変動分に起因する出力交流信号Voの歪みを補償しながら、直流成分Ecの変動、すなわち、利得の可変を許している。 From the above equation (10), the gain of the power amplifying device is the ratio (Ec / Et) between the power supply voltage Vc and the predetermined amplitude Et of the triangular wave signal. Therefore, even if the power supply voltage Vc fluctuates, if the DC component Ec does not fluctuate, the output AC voltage Vo has no effect. As described above, in the configuration of the present embodiment, a mechanism such as a low-pass filter (LPF) that discriminates a DC component from the power supply voltage Vc is provided, and thereby a frequency band for compensating fluctuations in the power supply voltage is set to a ripple component or the like. To compensate for the distortion of the output AC signal Vo caused by the AC fluctuation of the power supply voltage Vc, while allowing the fluctuation of the DC component Ec, that is, the fluctuation of the gain.
そのため、本実施の形態の電力増幅装置は、H形ブリッジ構成のスイッチ回路に印加される電源電圧Vcの直流成分Ecを可変することによって、増幅率を調整することができるようになる。このように、負荷14への供給電流や、負荷14からの回生電流による直流電源10の電圧値Vcの交流的な変動があっても、これに由来する出力交流信号Voの歪みを補償しながら、増幅率を加減することができる。
Therefore, the power amplifying device according to the present embodiment can adjust the amplification factor by varying the DC component Ec of the power supply voltage Vc applied to the switch circuit having the H-bridge configuration. As described above, even if there is an AC variation in the voltage value Vc of the
(実施の形態2)
図2に、実施の形態2における電力増幅装置の要部の回路構成図を示す。図2では、図1に示した実施の形態1の電力増幅装置と同じ構成要素については同一符号を付し、さらに、PWM回路40以降の駆動回路51、52やH形ブリッジ構成のスイッチ回路11、12および負荷回路14等は、図1の場合と実質同じでよいので省略した。図1の構成と異なる点は、直流電源10に代わる、いわゆる直流−直流変換の昇圧コンバータ(DC−DCコンバータ)100が、バッテリ101の電圧を昇圧変換して、電源電圧Vcを供給する点であり、また、演算回路20及び三角波電圧発生回路30の各構成を詳細に示している点である。さらに、演算回路20による三角波発生回路30の三角波の振幅の制御は、図6A、図6Bおよび図7A、図7Bのような従来の電力増幅器のものと同様で、すなわち、三角波電圧の最大振幅値を電源電圧Vcに比例させることで、パルス変調部の変調感度の変動を直流域から補償するものである。
(Embodiment 2)
FIG. 2 shows a circuit configuration diagram of a main part of the power amplification device according to the second embodiment. 2, the same components as those of the power amplifying apparatus according to the first embodiment shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the driving
以下に、本実施形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ100は、バッテリ101に並列接続される、インダクタ102とスイッチ103の直列回路、スイッチ103に並列接続される、ダイオード104とコンデンサ105の直列回路、スイッチ103を所定のオン,オフ比で駆動する制御回路106とで構成される。制御回路106には基準電圧Vrが入力され、出力電圧Vcがこの基準電圧Vrと等しくなるようにスイッチ103のオン、オフを制御する。この昇圧コンバータ100は、スイッチ103のオン動作によって、インダクタ102に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ103のオフ動作によって、ダイオード104を介して、インダクタ102の磁気エネルギーをコンデンサ105へ放出する。このコンデンサ105の電圧が、H形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Vcとして印加される。
Hereinafter, the operation of the power amplifying device of the present embodiment will be described.
The
演算回路20は、コンデンサ105の電圧Vcが供給される、可変抵抗器201と抵抗202との直列回路と、および抵抗203が帰還接続されて反転増幅器の動作をする演算増幅器204と、可変抵抗器201と抵抗202の接続点電位を平均化して直流成分Eaを出力する、抵抗205とコンデンサ206からなるローパスフィルタとで構成される。
The
ここで、可変抵抗器201は抵抗値(VR)を有し、また、抵抗202と抵抗203はそれぞれ、相等しい抵抗値(R20)を有するものとする。また、演算増幅器204は、増幅率が充分大きく、抵抗203による負帰還がなされているため、その正負各入力端子間の電位差がほぼゼロになるように動作するので、抵抗202と抵抗203の接続点電位はゼロ電位(グランド電位)になる。従って、可変抵抗器201と抵抗202との接続点電位Vaは、電源電圧Vcを可変抵抗器201と抵抗202とで分圧した値となり、次式で示される。
Va=Vc・R20/(VR+R20) …(11)
Here, it is assumed that the
Va = Vc · R20 / (VR + R20) (11)
抵抗202と抵抗203との接続点電位はゼロ電位であり、また、抵抗202と抵抗203とが、それぞれ、相等しい抵抗値(R20)を有することから、演算増幅器204の出力端子の電位は(−Va)となる。
The potential at the connection point between the
一方、抵抗205およびコンデンサ206からなるローパスフィルタは、可変抵抗器201と抵抗202の接続点電位Vaを平均化し、その直流成分Eaを出力し、昇圧コンバータ100内の制御回路106へ供給する。可変抵抗器201と抵抗202との接続点電位Vaの直流成分Eaは、電源電圧Vc中の直流成分Ecに比例し、次式で表される。
Ea=Ec・R20/(VR+R20) …(12)
On the other hand, the low-pass filter including the
Ea = Ec · R20 / (VR + R20) (12)
昇圧コンバータ100は、出力電圧Vcを分圧し、そのリップル成分を除去した、接続点電位Vaの直流成分Eaの値を、内部の基準電圧Vrになるように負帰還制御を行い、(12)式のEaの値がVrになるように出力電圧Vcの大きさに誘導する。このような昇圧コンバータを含めた安定化電源回路における負帰還は、一般的に、その安定化する帯域を広くするために、ローパスフィルタを備えることはしない。しかし、本願では、負帰還の経路にローパスフィルタ(205、206)を備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからないようにしている。このような負帰還がなされない帯域の電源電圧Vcは、負荷変動起因のリップルが増加するが、これは、上記のような歪補償で対処している。
The
(11)式と(12)式から、Vaは次式が得られる。
Va=(Vc/Ec)・Ea …(13)
上式において、後述するように、Vaは三角波発生回路30で発生する三角波の振幅を与える電圧であり、Eaはその三角波の振幅の基準を与える電圧である。ここで、Eaを三角波の振幅制御における変調感度と考えれば、(13)式は変調感度に電圧比(Vc/Ec)を乗じていることを示す。また、Vaを三角波の振幅制御における変調感度としてもよく、この場合は、変調感度を電源電圧Vcに比例させることになる。
From the equations (11) and (12), Va is given by the following equation.
Va = (Vc / Ec) · Ea (13)
In the above equation, as described later, Va is a voltage that gives the amplitude of the triangular wave generated by the triangular
三角波電圧発生回路30は、2つの比較器301,302と、フリップフロップ303と、抵抗304とコンデンサ305とが接続されてアナログ積分器の動作をする演算増幅器306とで構成され、演算増幅器306の出力が三角波電圧Vtとなる。フリップフロップ303がセットされ、その出力が正の一定電圧になるとき、演算増幅器306などからなる積分器は、この電圧を積分し、その結果、出力Vtは直線的に低下する。逆にフリップフロップ303がリセットされ、その出力が負の一定電圧になるときには、出力Vtは直線的に上昇する。いま、この出力Vtの上昇中において、出力Vtが可変抵抗器201と抵抗202との接続点電位(+Va)を超えると、比較器301によってフリップフロップ303がセットされ、出力Vtは下降をはじめる。出力Vtが、演算増幅器204の出力端子の電位(−Va)以下になると、比較器302によってフリップフロップ303がリセットされる。
The triangular wave
従って、出力Vtは、2つの電位(±Va)間を増減する三角波電圧となり、式(11)に示すように、その振幅は、電源電圧Vcに比例したものになる。この三角波電圧Vtと入力交流信号Viは、比較器41によって比較され、信号M1の周期TにおけるHレベルの期間の割合δ(デューティ比)が、次式で表されることは、実施の形態1の場合と同様である。
δ=(1+Vi/Va)/2 …(14)
さらに、出力交流信号Voが、デューティ比δと電源電圧Vcを用いて、次式のように表されることも実施の形態1の場合と同様である。
Vo=(2δ−1)・Vc …(15)
(15)式に(14)式を代入すると、
Vo=(Vc/Va)・Vi …(16)
が得られる。この(16)式に(13)式を代入すると、
Vo=(Ec/Ea)・Vi …(17)
が得られる。即ち、出力交流信号Voは、入力交流信号Viを(Ec/Ea)倍に増幅した電圧になる。
Therefore, the output Vt becomes a triangular wave voltage that increases or decreases between two potentials (± Va), and its amplitude becomes proportional to the power supply voltage Vc as shown in Expression (11). The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the
δ = (1 + Vi / Va) / 2 (14)
Further, the output AC signal Vo is expressed by the following equation using the duty ratio δ and the power supply voltage Vc, similarly to the first embodiment.
Vo = (2δ−1) · Vc (15)
Substituting equation (14) into equation (15) gives
Vo = (Vc / Va) · Vi (16)
Is obtained. Substituting equation (13) into equation (16) gives
Vo = (Ec / Ea) · Vi (17)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC signal Vi by (Ec / Ea) times.
(17)式からも分かるように、本実施の形態による電力増幅装置の増幅率は、H形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Vcの直流成分Ecと昇圧コンバータ100の検出電圧である直流電圧Eaとの比(Ec/Ea)で表される。電源電圧Vcに変動があっても、直流電圧Eaに変動が無ければ、出力交流電圧Voにはその影響が現われない。このように、本実施の形態の構成では、電源電圧Vcから直流成分を区別する機構を設け、これにより電源電圧の変動を補償する周波数帯域をリップル成分などの信号帯域に絞り、直流成分の変動を許していることで達成している。
As can be seen from equation (17), the gain of the power amplifying device according to the present embodiment is determined by the DC component Ec of the power supply voltage Vc of the H-type bridge configuration switch circuit and the DC voltage Ea which is the detection voltage of the
昇圧コンバータ100は、(12)式からわかるように基準電圧Vrに応じて直流電圧Eaが安定化されるように動作するが、一方で、可変抵抗器201の抵抗値VRによって、H形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Vcの直流成分Ecが可変である。本実施の形態では、負帰還の経路にローパスフィルタを備え、安定化する帯域を直流域に絞り、被増幅信号の帯域では負帰還がかからない。即ち、本実施の形態の電力増幅装置では、可変抵抗器201により増幅率(Ec/Ea)を調整することができる。しかも、負荷14への供給電流や、負荷14からの回生電流によって、昇圧コンバータ100内のコンデンサ105の端子電圧である、電源電圧Vcが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Voの歪みとはならない。さらに、昇圧コンバータ100にとっては、負荷14への供給電流や負荷14からの回生電流による電源電圧Vcの変動を許容されるので、電源制御に費やす電力が低減できる。
The
また、出力交流信号Voを小さくしたい場合には、電源電圧Vc中の直流成分Ecを小さくする。このことにより、H形ブリッジ構成の並列一対の両スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータ100も、その出力を抑制することができるので、全体として消費電力の大幅な低減が可能になるという効果も得られる。
When it is desired to reduce the output AC signal Vo, the DC component Ec in the power supply voltage Vc is reduced. As a result, the effective value of the current flowing through the pair of parallel switch circuits in the H-bridge configuration can be reduced, and the output of the
(実施の形態3)
図3に、実施の形態3の電力増幅装置の要部の回路構成を示す。図3では、図2に示した実施の形態2の電力増幅装置と同じ構成要素には同一の符号を付し、また、図2中の三角波電圧発生回路30より後段の回路構成は、図2の場合と同じでよく、さらに、図2に示さなかった、PWM回路40以降の駆動回路やH形ブリッジ構成スイッチ回路および負荷部の構成等も、図1の場合と実質同じでよいので省略した。図2の回路構成とは、演算回路20の内部の構成が異なる。
(Embodiment 3)
FIG. 3 shows a circuit configuration of a main part of the power amplification device according to the third embodiment. 3, the same components as those of the power amplifying device according to the second embodiment shown in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the circuit configuration subsequent to the triangular wave
以下に、図3に示す本実施の形態の電力増幅装置の動作を説明する。
昇圧コンバータ100は、バッテリ101の両端子間にインダクタ102とスイッチ103との直列回路を接続し、スイッチ103には、さらにダイオード104とコンデンサ105の直列回路が並列接続されている。
Hereinafter, the operation of the power amplifying device of the present embodiment shown in FIG. 3 will be described.
In the
この昇圧コンバータ100は、スイッチ103のオン動作によってインダクタ102に磁気エネルギーを蓄積し、スイッチ103のオフ動作によってインダクタ102の磁気エネルギーを、ダイオード104を介して、コンデンサ105へ放出し、このコンデンサ105の両端子間電位を、H形ブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Vcとして、出力する。
The
また、スイッチ103は、制御回路106により、所定のオン,オフ比で駆動される。制御回路106は誤差増幅器108とPWM回路109とを有し、誤差増幅器108はその負極入力端子に検出電圧Esを受電し、正極入力端子に電圧源110から一定値の基準電圧Vrを受電する。そして、この制御回路106により、上記検出電圧Esが上記基準電圧Vrと等しくなるように、スイッチ103のオン,オフ動作が調整される。
The
演算回路20は、まず、電源電圧Vcを検出する抵抗210、電流値(I11)の定電流源211、定電流源211による電流(I11)が流れる抵抗212およびPNPトランジスタ213、定電流源211と抵抗212との接続点にベース端子が接続されて第1の電流(電流値I1)を供給するNPNトランジスタ214、第1の電流(電流値I1)が供給されるダイオード接続されたNPNトランジスタ215、およびNPNトランジスタ215にカレントミラー構成で結合される一対のNPNトランジスタ216,217を有する増幅回路を構成している。
The
すなわち、電源電圧Vcが増加した場合、抵抗210を介して、トランジスタ213のベース電位が上昇するため、そのエミッタ電位も上昇する。同様に、このノードにベース端子が接続されたトランジスタ214のエミッタ電位も上昇するが、そのエミッタ端子はダイオード接続されたトランジスタ215を介して接地されているため、電位上昇は少なく、コレクタ電流が増加する。トランジスタ215は、カレントミラーの入力であり、そのコレクタ電流の増加は、トランジスタ216のコレクタ電流の増加として現われ、抵抗210の通過電流を増加させ、その電圧降下を増加させて、トランジスタ213のベース電位の上昇を抑制する負帰還の動作をする。
That is, when the power supply voltage Vc increases, the base potential of the
このように、トランジスタ213のベース端子は、動作的には、上記の増幅回路の仮想接地点であり、増幅回路の利得を高くすることにより、このベース端子の電位はほぼ不動になる。したがって、抵抗210の機能は、入力である電源電圧Vcと仮想接地点電位との電位差をその抵抗値で除することで、電流に変換するものである。
As described above, the base terminal of the
抵抗210の抵抗値をRs、抵抗212の抵抗値をR212とし、各トランジスタのベース・エミッタ間電圧は、Vbe記号の後にそのトランジスタ番号の下2桁を付与して説明する。まず、PNPトランジスタ213のベース端子の電位は、
Vbe15+Vbe14−I11・R212−Vbe13
である。
The resistance value of the
Vbe15 + Vbe14-I11 ・ R212-Vbe13
It is.
一方、NPNトランジスタ216に流れる電流(第1の電流I1と等価)による抵抗210での電圧降下によって、この電圧は、
Vc−I1・Rs
とも表され、各ベース・エミッタ間電圧は近い値なので、これをVbeに代表させると、第1の電流I1は、概ね、次式で表すことができる。
I1=(Vc−Vbe+I11・R212)/Rs
ここで、
I21・R212≒Vbe
に設定しておけば、
I1≒Vc/Rs …(18)
となり、第1の電流I1は、電源電圧Vcにほぼ比例した値が得られる。
On the other hand, due to the voltage drop at the
Vc-I1 · Rs
Since the base-emitter voltages are close to each other, when this is represented by Vbe, the first current I1 can be generally expressed by the following equation.
I1 = (Vc−Vbe + I11 · R212) / Rs
here,
I21 ・ R212 ≒ Vbe
If you set it to
I1 ≒ Vc / Rs (18)
Thus, the value of the first current I1 is substantially proportional to the power supply voltage Vc.
演算回路20は、また、第1の電流I1を受けて、これを再供給するカレントミラー構成の各PNPトランジスタ218,219,220、定電流源221、および、この定電流源221にベース端子の接続されたNPNトランジスタ222を有する。さらに、NPNトランジスタ222のコレクタ端子には、PNPトランジスタ219のコレクタ端子に接続され、また、NPNトランジスタ223およびNPNトランジスタ229の各ベース端子も各々接続されている。さらに、このNPNトランジスタ223のエミッタには、NPNトランジスタ222のベース端子と定電流源221が接続され、定電流Itが流れる。この構成において、いま、トランジスタ223のベース端子のノードに流入する電流が増加すると、このノード電位が上昇し、トランジスタ223のエミッタ電位とトランジスタ222のベース電位を上昇させる。すると、トランジスタ222のコレクタ電流が増加し、初めのトランジスタ223のベース端子のノードの流入電流の増加を抑制する方向に働き、最終的に、流入電流が概ねトランジスタ222のコレクタ電流に等しくなる点で釣り合い、このノードに流入する電流に応じたトランジスタ223のベース電位で安定する。
The
さらに、演算回路20は、PNPトランジスタ220のコレクタ端子に、コンデンサ224が接続され、さらに、抵抗225を介して、ダイオード接続されたNPNトランジスタ226が接続されている。このPNPトランジスタ220のコレクタ電流は、電源電圧Vcを抵抗210のRsで除した電流I1であり、この電流I1は抵抗225およびダイオード接続トランジスタ226の動抵抗で電圧に変換されるが、その変動分はコンデンサ224に迂回して流れるため、ダイオード接続トランジスタ226には平滑化された直流成分の電流I2が流れる。このNPNトランジスタ226のコレクタ端子はカレントミラーの入力端子になっているため、NPNトランジスタ227およびNPNトランジスタ228の各コレクタ端子には、それぞれこの直流成分の電流I2が現われる。このNPNトランジスタ227のコレクタ端子は、NPNトランジスタ229のエミッタ端子に接続されているため、その電流I2はトランジスタ229のエミッタ電流になる。このトランジスタ229のエミッタ端子は、また、NPNトランジスタ230のベース端子にも接続されている。このNPNトランジスタ230のコレクタ端子は、ダイオード接続されたカレントミラーの入力となるPNPトランジスタ231に接続され、NPNトランジスタ230のコレクタ電流である電流I3が流れる。このカレントミラーの出力であるPNPトランジスタ232のコレクタ端子に現われた電流I3は、実施の形態2の図2の演算回路20と同様の、抵抗202、抵抗203および演算増幅器204で構成される反転増幅器に導かれる。
Further, in the
次に、この演算回路20の動作を説明する。電源電圧Vcに比例する第1の電流I1が、そのコレクタ電流となって流れるNPNトランジスタ222のベース・エミッタ間電圧Vbe22は次式で表される。
Vbe22=(k・T/q)・ln(I1/Is) …(19)
ここで、k:ボルツマン定数、T:絶対温度、q:電子電荷、Is:ベース・エミッタ・ダイオードの逆方向飽和電流である。
Next, the operation of the
Vbe22 = (k · T / q) · ln (I1 / Is) (19)
Here, k: Boltzmann's constant, T: absolute temperature, q: electron charge, Is: reverse saturation current of the base-emitter diode.
同様に、定電流源221の電流Itが、そのコレクタ電流となって流れるNPNトランジスタ223のベース・エミッタ間電圧Vbe23、および、第1の電流I1の直流成分である第2の電流I2が、そのコレクタ電流となって流れるNPNトランジスタ229のベース・エミッタ間電圧Vbe29は、それぞれ次式で表される。
Vbe23=(k・T/q)・ln(It/Is) …(20)
Vbe29=(k・T/q)・ln(I2/Is) …(21)
Similarly, the current It of the constant
Vbe23 = (k · T / q) · ln (It / Is) (20)
Vbe29 = (k · T / q) · ln (I2 / Is) (21)
さらに、NPNトランジスタ230のコレクタ電流として第3の電流I3が流れるため、このNPNトランジスタ230のベース・エミッタ間電圧Vbe30は、
Vbe30=(k・T/q)・ln(I3/Is) …(22)
で表される。
Further, since the third current I3 flows as the collector current of the
Vbe30 = (k · T / q) · ln (I3 / Is) (22)
Is represented by
ここで、電源電圧Vcを抵抗210のRsで除した電流I1電流が流れ込むトランジスタ223のベース端子のノードの電位は、回路構成上、以下の(23)式のように表すことができる。すなわち、左辺はNPNトランジスタ222のエミッタ端子が接地され、このベース端子に更にNPNトランジスタ223のエミッタ端子接続されているため、このベース端子の電位は、この両トランジスタのベース・エミッタ間電圧を直列にした大きさになる。同様に、右辺もNPNトランジスタ230とNPNトランジスタ229のベース・エミッタ間電圧を直列した大きさになる。前述の動作原理から明らかなように、このトランジスタ223のベース端子のノードの電位は、左辺側の電流I1および電流Itによりその値が決定され、その結果、右辺はこれに適合するように電流I2を踏まえた電流I3を生成する。したがって、
Vbe22+Vbe23=Vbe29+Vbe30 …(23)
となり、(23)式に(19)〜(22)式の各式を逐次代入すると、第3の電流I3として、
I3=I1・It/I2=(I1/I2)・It …(24)
が得られる。
Here, the potential of the node at the base terminal of the
Vbe22 + Vbe23 = Vbe29 + Vbe30 (23)
When successively substituting each of the equations (19) to (22) into the equation (23), the third current I3 becomes
I3 = I1 · It / I2 = (I1 / I2) · It (24)
Is obtained.
第1の電流I1は電源電圧Vcに比例し、第2の電流I2は第1の電流I1の直流成分であるから、電源電圧Vc中の直流成分をEcとするとき、
I2=Ec/Rs
I1/I2=Vc/Ec
となり、第3の電流I3は、電源電圧Vcおよびその直流成分Ecとの関係で表せば、
I3=(Vc/Ec)・It …(25)
が得られる。
Since the first current I1 is proportional to the power supply voltage Vc and the second current I2 is a DC component of the first current I1, when the DC component in the power supply voltage Vc is Ec,
I2 = Ec / Rs
I1 / I2 = Vc / Ec
And the third current I3 is expressed by the relationship between the power supply voltage Vc and its DC component Ec:
I3 = (Vc / Ec) · It (25)
Is obtained.
この第3の電流I3は、PNPトランジスタ231とPNPトランジスタ232とのカレントミラーによって、抵抗202に流れる。抵抗202と抵抗203とともに反転増幅器を構成する演算増幅器204は、増幅率が充分大きいため、抵抗202と抵抗203の接続点電位はゼロ電位となる。したがって、抵抗202の電圧降下成分(電位差)Vaは、抵抗202の抵抗値をR20とすると、次式で表される。
Va=I3・R20=(Vc/Ec)・It・R20 …(26)
ここで、(It・R20)は、三角波発生回路30で発生する三角波の振幅の基準電圧を与える電圧値、すなわち、変調感度である。よって、(26)式は、変調感度に電圧比(Vc/Ec)を乗じていることを示す。電圧Vaは、三角波発生回路30に入力する信号電圧である(図2参照)。
This third current I3 flows to the
Va = I3 · R20 = (Vc / Ec) · It · R20 (26)
Here, (It · R20) is a voltage value that gives a reference voltage of the amplitude of the triangular wave generated by the triangular
また、演算増幅器204の出力端子の電位は、抵抗202および抵抗203を同じ値に設定しているので、(−Va)となり、三角波発生回路30へは、
±Va=±(Vc/Ec)・It・R20
が供給され、その出力信号として、(+Va)から(−Va)までの電位間を振幅する、三角波電圧Vtが発生する。
Further, the potential of the output terminal of the
± Va = ± (Vc / Ec) · It · R20
Is supplied, and a triangular wave voltage Vt having an amplitude between the potentials (+ Va) and (−Va) is generated as an output signal.
実施の形態3は実施の形態1と実施の形態2を組み合わせたものである。そして、この三角波電圧Vtと入力交流信号Viは、実施の形態2の図2と同様に、比較器41によって比較され、信号M1の周期TにおけるHレベルの期間の割合δ(デューティ比)が、次式で表される。
δ=(1+Vi/Va)/2 …(14)
そして、出力交流信号Voは、デューティ比δと電源電圧Vcとを用いて、次式で表される。
Vo=(2δ−1)・Vc …(15)
さらに、(15)式に(14)式を代入して、
Vo=(Vc/Va)・Vi …(16)
が、実施の形態1の場合と同様に得られる。
次に、(16)式に(26)式を代入すると、
Vo=(Ec/(It・R20))・Vi …(27)
が得られる。即ち、出力交流信号Voは、入力交流電圧Viを(Ec/(It・R20))倍に増幅した電圧になる。
The third embodiment is a combination of the first embodiment and the second embodiment. The triangular wave voltage Vt and the input AC signal Vi are compared by the
δ = (1 + Vi / Va) / 2 (14)
The output AC signal Vo is represented by the following equation using the duty ratio δ and the power supply voltage Vc.
Vo = (2δ−1) · Vc (15)
Further, substituting equation (14) into equation (15),
Vo = (Vc / Va) · Vi (16)
Are obtained in the same manner as in the first embodiment.
Next, substituting equation (26) into equation (16) gives
Vo = (Ec / (It · R20)) · Vi (27)
Is obtained. That is, the output AC signal Vo is a voltage obtained by amplifying the input AC voltage Vi by (Ec / (It · R20)) times.
本実施の形態で、演算回路20は、さらに、NPNトランジスタ228のコレクタ端子には、カレントミラーの入力となるダイオード接続されたPNPトランジスタ233が接続され、NPNトランジスタ228のコレクタ電流である電流I2が流れる。そして、そのカレントミラーの出力であるPNPトランジスタ234のコレクタからは、この電源電圧Vcを抵抗210のRsで除した電流I1の直流成分である電流I2が出力され、これは抵抗235に流れる。この抵抗235に発生する電圧Esは、抵抗235の抵抗値をR35とするとき、
Es=Ec・(R35/Rs) …(28)
となり、この電圧Esが昇圧コンバータ100の誤差増幅器108の負極入力端子に印加される。実施の形態2の図2と同様に、昇圧コンバータ100は、その制御回路106により、検出電圧Esを基準電圧Vrに等しくするように動作するため、昇圧コンバータ100の出力電圧である電源電圧Vc中の直流成分Ecは、次式で表される。
Ec=Vr・(Rs/R35) …(29)
In the present embodiment, the
Es = Ec · (R35 / Rs) (28)
This voltage Es is applied to the negative input terminal of the
Ec = Vr · (Rs / R35) (29)
本実施の形態の電力増幅装置の増幅率は、(27)式のように、Hブリッジ構成スイッチ回路の電源電圧Vc中の直流成分Ecと、定電流Itと、抵抗値R20による(Ec/(It・R20))で表される。 The amplification factor of the power amplifying device according to the present embodiment is expressed by (Ec / (Ec / (Ec) / (Ec / ( It.R20)).
したがって、昇圧コンバータ100は、基準電圧Vrや抵抗202の抵抗値R20などを可変することで、Hブリッジの電源電圧Vc中の直流成分Ecを可変し、その結果、本実施の形態の電力増幅装置での増幅率を調整することができる。しかも、負荷14への供給電流や、負荷14からの回生電流によって、昇圧コンバータ100のコンデンサ105の電圧である、電源電圧Vcが交流的に変動しても、この電力増幅装置の増幅率には影響せず、出力交流信号Voの歪みとならない。
Therefore,
このような構成により、電源電圧Vcによる利得制御ができ、電源電圧Vcを低くして利得を小さくした場合、H形ブリッジ構成スイッチ回路を流れる電流の実効値を小さくできるとともに、昇圧コンバータもその出力を抑制するので、全体として消費電力の大幅な低減が図れる。 With such a configuration, the gain can be controlled by the power supply voltage Vc, and when the power supply voltage Vc is lowered to reduce the gain, the effective value of the current flowing through the H-type bridge configuration switch circuit can be reduced, and the boost converter also has its output. , Power consumption can be greatly reduced as a whole.
実施の形態2に詳述した電力増幅装置では、電源電圧Vcを可変抵抗を含む複数の抵抗からなる分圧手段で検出し、これを用いて三角波電圧Vtを生成するとともに、これをさらにローパスフィルタを介して、電源電圧Vcを安定化制御する電源部の負帰還制御の検出信号として用いているため、電源電圧Vc中の直流成分Ecは、可変抵抗器201の抵抗値VRを最小値のゼロにしても、三角波電圧Vtの振幅の直流成分Etより小さくできない。これに対し、本実施の形態の電力増幅装置では、演算回路20が独立して電源電圧Vcから三角波電圧Vtを得るとともに、ローパスフィルタを介して、電源電圧Vc中の直流成分Ecを分圧した電圧で出力し、この電圧を、昇圧コンバータが基準電圧Vrと比較することによって、電源電圧Vc中の直流成分Ecを調整している。そのため、電源電圧Vc中の直流成分Ecは、理論上、ゼロより大きい任意の電圧値に調整することができる。
In the power amplifying device described in detail in the second embodiment, the power supply voltage Vc is detected by a voltage dividing means composed of a plurality of resistors including a variable resistor, and a triangular wave voltage Vt is generated using the detected voltage. Is used as a detection signal for negative feedback control of the power supply unit that stabilizes and controls the power supply voltage Vc. Therefore, the DC component Ec in the power supply voltage Vc is determined by reducing the resistance value VR of the
図4A,4Bは、本実施形態の電力増幅装置での、電源電圧Vcの変動による出力交流信号Voの歪み補償の効果を、シミュレーションした特性図である。
図4Aでは、電圧値5ボルトの定電圧源から、ダイオードと100Ωの抵抗とを介して、容量値0.47μFのコンデンサを電源としている。この構成は、一般的な安定化電源で電力の流れが、入力から出力までの一方通行であることを模擬している。図4Bは、負荷を容量値0.27μFのコンデンサとし、入力交流信号Viを、2.5kHzで実効値0.7ボルト(Vrms)の正弦波とし、三角波電圧Vtを、250kHzで1ボルト(V)の振幅とした場合の、電源電圧Vcおよび出力交流信号Voの各波形を示す。電源電圧Vcに、ピーク−ピーク間電圧で約0.5ボルト(Vpp)の変動が発生し、このため、出力交流信号Voは歪率が4.2%であった。図4Bは、図4Aと同じ入力条件の特性を示すが、本実施形態の電力増幅装置で、この歪み補償を施した場合の、電源電圧Vcと出力交流信号Voの波形を示す。電源電圧Vcに、約0.7ボルト(Vpp)の変動が発生しているが、出力交流信号Voは歪率が1.0%以下に改善されている。
4A and 4B are characteristic diagrams obtained by simulating the effect of distortion compensation of the output AC signal Vo due to the fluctuation of the power supply voltage Vc in the power amplifying device of the present embodiment.
In FIG. 4A, a capacitor having a capacitance of 0.47 μF is used as a power supply from a constant voltage source having a voltage value of 5 volts via a diode and a resistor of 100Ω. This configuration simulates that the flow of power in a general stabilized power supply is one-way from input to output. FIG. 4B shows that the load is a capacitor having a capacitance value of 0.27 μF, the input AC signal Vi is a sine wave having an effective value of 0.7 volt (Vrms) at 2.5 kHz, and the triangular wave voltage Vt is 1 volt (V) at 250 kHz. 2) shows the respective waveforms of the power supply voltage Vc and the output AC signal Vo when the amplitude is set to ()). The power supply voltage Vc fluctuated by about 0.5 volts (Vpp) between the peak-to-peak voltages, so that the output AC signal Vo had a distortion rate of 4.2%. FIG. 4B shows the characteristics under the same input conditions as FIG. 4A, but shows the waveforms of the power supply voltage Vc and the output AC signal Vo when this distortion compensation is performed by the power amplifying device of the present embodiment. Although the power supply voltage Vc fluctuates by about 0.7 volts (Vpp), the distortion rate of the output AC signal Vo is improved to 1.0% or less.
以上の実施形態1ないし3において、実施の形態1では電源電圧Vcの変動の歪み補償操作は電源電圧Vcとその直流成分の二つの信号を使って、歪み補償の帯域を交流信号の帯域とし、その下の周波数帯域を電力増幅装置の利得の加減用の電源電圧操作に用いている。 In the above first to third embodiments, in the first embodiment, the distortion compensation operation for the fluctuation of the power supply voltage Vc uses the power supply voltage Vc and its DC component as two signals, and sets the distortion compensation band to the AC signal band. The lower frequency band is used for power supply voltage operation for adjusting the gain of the power amplifier.
実施の形態2では、電源電圧Vcを生成する安定化電源をさらに備え、安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、交流信号域での安定化制御を弱める。これにより、回生を伴う負荷を駆動した際に電源部に戻った電力による外乱を防ぎながら、電源部の出力に回生電力を一時蓄積することで効率を高めている。さらに、これらを連動して操作することにより利得の操作を可能としている。 In the second embodiment, a stabilizing power supply for generating the power supply voltage Vc is further provided, the negative feedback for stabilizing control is reduced to a DC component, and the stabilizing control in an AC signal range is weakened. As a result, the efficiency is increased by temporarily storing the regenerative power in the output of the power supply unit while preventing disturbance due to the power returned to the power supply unit when driving a load with regeneration. Further, by operating these in conjunction with each other, the gain can be controlled.
実施の形態3は実施の形態2と実施の形態3を組合わせたものである。実施の形態3では、電源電圧Vcの電源部には安定化制御するための負帰還を直流成分に絞り、回生を伴う負荷を駆動した際の利点を得ている。また、歪み補償動作において電源電圧Vcとその直流成分Ecの二つの信号を用いて交流信号の帯域に対して歪み補償を行い、それ以下の帯域を電力増幅装置の利得操作に用いている。特に、実施の形態3では、電源電圧Vcの交流成分を除いた直流成分Ecの生成と、電源部の安定化制御のための負帰還用信号の生成を、共通のLPFを用いているため、電源部が回生電力などで変動するのを許す境界周波数と、パルス変調部の電源電圧Vc変動による歪み補償の境界周波数とが同じになり、この境界周波数以下の帯域で、増幅装置の利得制御ができるので都合がよい。これらの境界周波数は、電源電圧変動による歪み補償と、電源電圧の安定化を施したい帯域を適切にするために、適宜、設定すればよく、これに限定されるものではないことは、動作原理上、明らかである。 The third embodiment is a combination of the second embodiment and the third embodiment. In the third embodiment, the negative feedback for stabilizing control is reduced to a DC component in the power supply unit of the power supply voltage Vc, and an advantage of driving a load with regeneration is obtained. Further, in the distortion compensation operation, the distortion of the band of the AC signal is compensated by using two signals of the power supply voltage Vc and its DC component Ec, and the lower band is used for the gain operation of the power amplifier. Particularly, in the third embodiment, the generation of the DC component Ec excluding the AC component of the power supply voltage Vc and the generation of the negative feedback signal for the stabilization control of the power supply unit use a common LPF. The boundary frequency at which the power supply unit is allowed to fluctuate due to regenerative power and the like is the same as the boundary frequency of distortion compensation due to fluctuations in the power supply voltage Vc of the pulse modulation unit. It is convenient because it can be done. These boundary frequencies may be set as appropriate in order to compensate for distortion due to power supply voltage fluctuations and to appropriately set a band in which power supply voltage is to be stabilized, and it is not limited to this. Above is clear.
(変形例)
実施形態1ないし3では、いずれも三角波電圧Vtの振幅Vtcを、
Vtc=(Vc/Ec)・Ea、または、Vtc=(Vc/Ec)・Et
として、電源電圧補償を行う例を説明したが、三角波電圧Vtの振幅Vtcを固定として、入力交流信号Viに、比率(Ec/Vc)を乗じても同様の効果が得られる。即ち、(9)式に電圧比(Ec/Vc)を乗じると、次式が得られる。
Vo=(Vc/Vtc)・Vi・(Ec/Vc)
=(Ec/Vtc)・Vi
上式より、出力交流信号Voから電源電圧Vcの変動分を除去しながら、電源電圧Vcの直流成分Ecによって増幅率を調整可能なことが理解できる。なお、入力交流信号は電流であっても構わない。
(Modification)
In the first to third embodiments, the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is
Vtc = (Vc / Ec) · Ea or Vtc = (Vc / Ec) · Et
Although an example in which the power supply voltage compensation is performed has been described, the same effect can be obtained by multiplying the input AC signal Vi by the ratio (Ec / Vc) while fixing the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt. That is, by multiplying equation (9) by the voltage ratio (Ec / Vc), the following equation is obtained.
Vo = (Vc / Vtc) · Vi · (Ec / Vc)
= (Ec / Vtc) · Vi
From the above equation, it can be understood that the amplification factor can be adjusted by the DC component Ec of the power supply voltage Vc while removing the fluctuation of the power supply voltage Vc from the output AC signal Vo. Note that the input AC signal may be a current.
また、上記の実施形態では、三角波の振幅制御における変調感度に着目して説明したが、変調感度はこれに限られない。すなわち、三角波の振幅制御を変調として考えれば、その振幅を制御することは、変調感度を加減しているに等しいと考えられる。よって、電源電圧Vcからその直流成分Ecを抽出して、変調感度(振幅)に比率(Vc/Ec)を乗算するという本発明の思想は、入出力信号の関係が次式の関係を満たし、変調感度「A」を有する電力増幅装置に広く適用できる。
Vo=(Vc/A)・Vi …(30)
Further, in the above-described embodiment, the description has been given focusing on the modulation sensitivity in the amplitude control of the triangular wave, but the modulation sensitivity is not limited to this. In other words, if the amplitude control of the triangular wave is considered as modulation, controlling the amplitude is considered to be equivalent to adjusting the modulation sensitivity. Therefore, the idea of the present invention of extracting the DC component Ec from the power supply voltage Vc and multiplying the modulation sensitivity (amplitude) by the ratio (Vc / Ec) is that the relationship between the input and output signals satisfies the following relationship: It can be widely applied to a power amplifying device having the modulation sensitivity “A”.
Vo = (Vc / A) · Vi (30)
また、入出力の次元が異なる場合、例えば、次式で表されるような、入力交流信号が電圧ではなく電流Iiである場合においても適用できる。
Vo=(Vc/A)・Ii …(31)
Further, the present invention can be applied to a case where the input and output dimensions are different, for example, when the input AC signal is a current Ii instead of a voltage as represented by the following equation.
Vo = (Vc / A) · Ii (31)
以上より、電源電圧Vcからその直流成分Ecを抽出して、変調感度に(Vc/Ec)を乗算する、もしくは、入力交流信号Viに(Ec/Vc)を乗算する、という本発明の思想は、入出力信号の関係が(30)、(31)式で表される電力増幅装置にも広く適用できる。例えば、(30)式のViに比率(Ec/Vc)を乗じると、次式が得られる。
Vo=(Vc/A)・Vi・(Ec/Vc)
=(Ec/A)・Vi …(32)
上式より、出力交流信号Voから電源電圧Vcの変動分を除去しつつ、電源電圧Vcの直流成分Ecによって増幅率を調整することができることが理解できる。図5に、入力信号Viに比率(Ec/Vc)を乗算するための構成を示す。同図において、演算回路20bは、電源電圧Vcの直流成分Ecを検出し、電源電圧Vcと直流成分Ecの比率(Ec/Vc)を入力信号Viに乗じるよう構成されている。
As described above, the idea of the present invention to extract the DC component Ec from the power supply voltage Vc and multiply the modulation sensitivity by (Vc / Ec) or multiply the input AC signal Vi by (Ec / Vc) is as follows. , And input / output signals can be widely applied to the power amplifying device represented by the equations (30) and (31). For example, when the ratio (Ec / Vc) is multiplied by Vi in Expression (30), the following expression is obtained.
Vo = (Vc / A) · Vi · (Ec / Vc)
= (Ec / A) · Vi (32)
From the above equation, it can be understood that the amplification factor can be adjusted by the DC component Ec of the power supply voltage Vc while removing the fluctuation of the power supply voltage Vc from the output AC signal Vo. FIG. 5 shows a configuration for multiplying the input signal Vi by the ratio (Ec / Vc). In the figure, the
また、上記の実施形態では、いわゆるBTL方式ないしはH形ブリッジ構成の各電力増幅装置への本発明の適用について説明したが、本発明はこれらの構成以外でも適用可能である。 In the above embodiment, the application of the present invention to each power amplifying device having a so-called BTL or H-bridge configuration has been described. However, the present invention can be applied to configurations other than these configurations.
例えば、1対のハイサイドスイッチとローサイドスイッチの直列回路のみからなるスイッチ回路とその中間に接続された負荷部のみからなる構成においても適用できる。 For example, the present invention can also be applied to a configuration including only a switch circuit including only a series circuit of a pair of a high-side switch and a low-side switch and a load section connected therebetween.
ハイサイドスイッチのデューティ比をδとすると、負荷部に発生する電圧Vxは、
Vx=δ・Vc
となる。一方、デューティ比δは、入力交流信号Viと三角波電圧Vtの振幅Vtcを用いて、
δ=(1+Vi/Vtc)/2
で表される。この場合に本発明を適用すると、三角波電圧Vtの振幅Vtcは、電源電圧Vcとその直流成分Ecとの比率(Vc/Ec)に所定の電圧値Etを乗じたものであるから、次式で表される。
Vtc=(Vc/Ec)・Et
Assuming that the duty ratio of the high-side switch is δ, the voltage Vx generated in the load section is
Vx = δ · Vc
It becomes. On the other hand, the duty ratio δ is calculated using the input AC signal Vi and the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt.
δ = (1 + Vi / Vtc) / 2
Is represented by In this case, when the present invention is applied, the amplitude Vtc of the triangular wave voltage Vt is obtained by multiplying the ratio (Vc / Ec) between the power supply voltage Vc and its DC component Ec by a predetermined voltage value Et. expressed.
Vtc = (Vc / Ec) · Et
以上から、電圧Vxは次式となる。
Vx=Vc/2+(Ec/Et)・Vi/2
From the above, the voltage Vx is given by the following equation.
Vx = Vc / 2 + (Ec / Et) · Vi / 2
電源電圧Vcの1/2の電圧Vc/2を、電圧Vxから減算することにより、出力交流信号Voとして、次式のような入力交流電圧Viを{(Ec/Et)/2}倍に増幅した電圧が得られる。
Vo=(Ec/Et)・Vi/2
By subtracting a voltage Vc / 2, which is の of the power supply voltage Vc, from the voltage Vx, the input AC voltage Vi represented by the following equation is amplified to {(Ec / Et) / 2} times as the output AC signal Vo. The obtained voltage is obtained.
Vo = (Ec / Et) · Vi / 2
上式から、電源電圧Vc中の直流成分Ecを可変することによって増幅率を調整することができる。また、電源電圧Vcが交流的に変動しても増幅率には影響せず、出力交流信号Voの歪みとはならない。 From the above equation, the amplification factor can be adjusted by varying the DC component Ec in the power supply voltage Vc. Further, even if the power supply voltage Vc fluctuates in an AC manner, it does not affect the amplification factor, and does not cause distortion of the output AC signal Vo.
このように、本発明は双対のスイッチ回路から構成されるBTL方式に限定されるものではなく、1対のスイッチ回路で構成された電力増幅装置へも適用可能である。 As described above, the present invention is not limited to the BTL system configured with the dual switch circuits, but is also applicable to a power amplifying device configured with a pair of switch circuits.
さらには、本発明は、ハイサイドスイッチとローサイドスイッチとの直列からなるスイッチ回路を有し、このスイッチ回路を通じて、負荷に電源電圧が間欠的に、あるいはパルス的に、印加されることによって、その増幅率が上記電源電圧に比例するD級増幅機能を備えた全ての電力増幅装置に適用できる。つまり、本実施の形態で述べたような三角波を用いてアナログの入力信号をパルス幅変調する以外に、アナログ信号又はデジタル信号の入力信号をシグマデルタ変調器などでパルス密度変調やパルス幅変調する場合でもよい。 Furthermore, the present invention has a switch circuit comprising a series of a high-side switch and a low-side switch, and through this switch circuit, a power supply voltage is applied to a load intermittently or in a pulsed manner. The present invention can be applied to all power amplification devices having a class D amplification function whose amplification factor is proportional to the power supply voltage. That is, in addition to pulse width modulation of an analog input signal using a triangular wave as described in the present embodiment, pulse density modulation or pulse width modulation of an analog signal or a digital signal input signal is performed using a sigma-delta modulator or the like. May be the case.
本発明の電力増幅装置は、音声信号等を電力増幅して音響スピーカなどに供給する電力増幅装置として有用である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The power amplifying device of the present invention is useful as a power amplifying device for power-amplifying an audio signal or the like and supplying it to an acoustic speaker or the like.
10 入力直流電源
11 第1のスイッチ回路
12 第2のスイッチ回路
13 インダクタ
14 負荷
15 制御回路
16 入力信号源
20 演算回路
40 PWM回路
51 第1の駆動回路
52 第2の駆動回路
111 第1のハイサイドスイッチ
112 第1のローサイドスイッチ
121 第2のハイサイドスイッチ
122 第2のローサイドスイッチ
Claims (10)
入力交流信号Viに対応させて、所定のオン,オフ期間比に設定された周期で前記スイッチ部を作動させて、前記ハイサイドスイッチと前記ローサイドスイッチの接続点に接続された負荷を駆動するための制御部とを備え、
前記制御部は、
前記入力交流信号Viを入力し、その入力交流信号Viから所定の変調感度でパルス信号を生成し出力するパルス変調部と、
前記電源電圧Vcからその直流電圧成分(Ec)を検出して、前記直流成分(Ec)に対する電源電圧値(Vc)の比(Vc/Ec)を前記変調感度に乗じるか、または、前記電源電圧値(Vc)に対する前記直流成分(Ec)の比(Ec/Vc)を前記入力交流信号Viに乗じる演算部と、
前記パルス信号に基づいて前記スイッチ部を駆動する駆動部と、
を有する、電力増幅装置。 A switch unit including a series circuit of a high-side switch and a low-side switch to which a power supply voltage Vc is supplied;
In order to drive the load connected to the connection point between the high-side switch and the low-side switch by operating the switch unit at a cycle set to a predetermined on / off period ratio in accordance with the input AC signal Vi. And a control unit of
The control unit includes:
A pulse modulator that receives the input AC signal Vi, generates and outputs a pulse signal with a predetermined modulation sensitivity from the input AC signal Vi,
The DC voltage component (Ec) is detected from the power supply voltage Vc, and the modulation sensitivity is multiplied by the ratio (Vc / Ec) of the power supply voltage value (Vc) to the DC component (Ec), or A calculation unit for multiplying the input AC signal Vi by a ratio (Ec / Vc) of the DC component (Ec) to a value (Vc);
A drive unit that drives the switch unit based on the pulse signal;
A power amplifying device comprising:
前記パルス変調部は、前記可変抵抗器より低電位側に設けられた前記抵抗器間の第2の接続点の電位と前記第1の接続点の電位をそれぞれ入力し、前記第1の接続点と前記第2の接続点との電圧差を振幅とする三角波電圧を発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧と前記入力交流信号を比較してパルス信号を生成し、
前記安定化電源部は、電源電圧の直流成分Ecを制御するため、前記ローパスフィルタの出力電圧を制御する、請求項4記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit is substantially connected to both ends of the switch unit, between a series circuit of a plurality of resistors including a variable resistor, and the resistor provided on a lower potential side than the variable resistor. A low-pass filter connected to the first connection point;
The pulse modulation unit inputs a potential of a second connection point and a potential of the first connection point between the resistors provided on the lower potential side of the variable resistor, and inputs the potential of the first connection point. A triangular wave voltage generating circuit that generates a triangular wave voltage having an amplitude equal to the voltage difference between the second connection point and the second connection point, and compares the triangular wave voltage with the input AC signal to generate a pulse signal;
The power amplifying device according to claim 4, wherein the stabilized power supply unit controls an output voltage of the low-pass filter to control a DC component Ec of a power supply voltage.
前記パルス変調部は、前記演算部の出力電圧を振幅とする三角波電圧Vtを発生させる三角波電圧発生回路を有し、前記三角波電圧Vtと前記入力交流信号Viとを比較して、パルス信号を生成する、請求項1に記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit multiplies the ratio (Vc / Ec) by a predetermined voltage and outputs the product.
The pulse modulation unit includes a triangular wave voltage generation circuit that generates a triangular wave voltage Vt having an amplitude of the output voltage of the arithmetic unit, and generates a pulse signal by comparing the triangular wave voltage Vt with the input AC signal Vi. The power amplifying device according to claim 1, wherein
前記電源電圧Vcに応じた第1の電流を発生する第1の電流源回路と、
前記第1の電流からローパスフィルタを介して得られる第2の電流を発生する第2の電流源回路と、
所定の電流を供給する定電流源回路と、
前記第1の電流がコレクタ電流として流れる第1のトランジスタと、
前記第2の電流がコレクタ電流として流れる第2のトランジスタと、
前記定電流がコレクタ電流として流れる第3のトランジスタと、
第4のトランジスタと、
を有し、
前記第1のトランジスタと前記第3のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、前記第2のトランジスタと前記第4のトランジスタとは、それぞれのベース−エミッタ電圧が加算されるように接続され、さらに両方の加算電圧が等しくなるように、それぞれのトランジスタが接続され、前記第4のトランジスタに流れるコレクタ電流に応じた電圧を出力する、請求項6記載の電力増幅装置。 The arithmetic unit includes:
A first current source circuit for generating a first current according to the power supply voltage Vc;
A second current source circuit for generating a second current obtained from the first current via a low-pass filter;
A constant current source circuit for supplying a predetermined current;
A first transistor through which the first current flows as a collector current;
A second transistor through which the second current flows as a collector current;
A third transistor in which the constant current flows as a collector current;
A fourth transistor;
Has,
The first transistor and the third transistor are connected so that respective base-emitter voltages are added, and the second transistor and the fourth transistor have respective base-emitter voltages that are different from each other. 7. The power amplifier according to claim 6, wherein the transistors are connected so as to be added, and the respective transistors are connected so that both added voltages become equal, and output a voltage corresponding to a collector current flowing through the fourth transistor. apparatus.
A power amplifier in which a switch is driven by a pulse signal corresponding to an input AC signal obtained by multiplying a ratio (Ec / Vc) of a DC voltage component Ec of the power supply voltage Vc to a supplied power supply voltage Vc.
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