【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、３レベルの電圧を出力する中性点クランプ型電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の中性点クランプ型電力変換装置は、自己消弧可能な４個のスイッチング素子Ｇｐ、Ｇｐｃ、Ｇｎｃ、Ｇｎが直列接続され、これらスイッチング素子Ｇｐ、Ｇｐｃ、Ｇｎｃ、Ｇｎと逆並列にフリーホイールダイオードが接続されている。正側の外側素子Ｇｐと内側素子Ｇｐｃの接続点と、負側の外側素子Ｇｎと内側素子Ｇｎｃの接続点との間にクランプダイオードＤｃｐ、Ｄｃｎが接続されている。また、正側母線Ｐと外側素子Ｇｐの間、及び負側母線Ｎと外側素子Ｇｎの間にアノードリアクトルＬｐあるいはＬｎが設けられている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
特開２０００−３０８３６１号公報（第４頁、第３、４図）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
従来の中性点クランプ型電力変換装置は、交流／直流の双方向電力変換の機能を有して、３レベルインバータ及び３レベルコンバータとして用いられる。３レベルインバータとして機能する際には、相電圧で３値、線間電圧で５値を出力するため、波形が正弦波により近くなり、高調波が低減できるものであった。しかしながら、３レベルインバータとして機能するために必要な４個のスイッチング素子を備えているため、３レベルコンバータとしてのみ用いる場合、装置構成が複雑で高価であるという問題点があった。
【０００５】
この発明は、上記のような問題点を解消するために成されたものであって、簡略な装置構成で小型で安価な３レベルコンバータを得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
この発明に係る電力変換装置は、負極が上記交流電源の相端子に接続され第１のダイオードが逆並列接続された第１のスイッチング素子と、正極が上記交流電源の相端子に接続され第２のダイオードが逆並列接続された第２のスイッチング素子と、上記第１のスイッチング素子の正極と上記正極側直流端子Ｐとの間に接続された第３のダイオードと、上記第２のスイッチング素子の負極と上記負極側直流端子Ｎとの間に接続された第４のダイオードと、上記中性点Ｃと上記第１のスイッチング素子の正極との間に接続された第１のクランプダイオードと、上記中性点Ｃと上記第２のスイッチング素子の負極との間に接続された第２のクランプダイオードとで中性点クランプ型コンバータを構成する。そして、この中性点クランプ型コンバータの上記交流電源の相端子側にインダクタンス要素を配し、上記交流電源の相電圧が正極性の期間は、上記第２のスイッチング素子をオン、オフ制御し、上記交流電源の相電圧が負極性の期間は、上記第１のスイッチング素子をオン、オフ制御するものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１を図について説明する。図１はこの発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
図に示すように、電力変換装置は、中性点クランプ型コンバータとしての３レベルコンバータ１と、中性点クランプ型インバータとしての３レベルインバータ２とを備える。なお、３レベルコンバータ１、３レベルインバータ２共、ここでは１相分を示す。３レベルコンバータ１の交流端子は、インダクタンス要素としてのリアクトル４を介して交流電源３の相端子に接続され、正極、中性点及び負極の直流端子は、直列接続された直流コンデンサＣｐ、Ｃｎで構成される直流回路の正極、中性点及び負極の直流端子Ｐ、Ｃ、Ｎに接続される。
また、３レベルコンバータ１は、負極が交流電源３の相端子に接続され第１のフリーホイールダイオードＦＤ１が逆並列接続された第１のスイッチング素子Ｔ１と、正極が交流電源３の相端子に接続され第２のフリーホイールダイオードＦＤ２が逆並列接続された第２のスイッチング素子Ｔ２との、自己消弧可能な、例えばＩＧＢＴ等の２個のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２を備える。第１のスイッチング素子Ｔ１の正極と正極側直流端子Ｐとの間に第３のフリーホイールダイオードＦＤ３を、第２のスイッチング素子Ｔ２の負極と負極側直流端子Ｎとの間に第４のフリーホイールダイオードＦＤ４を備え、さらに、中性点Ｃと第１のスイッチング素子Ｔ１の正極との間に第１のクランプダイオードＤＣ１を、中性点Ｃと第２のスイッチング素子Ｔ２の負極との間に第２のクランプダイオードＤＣ２を備える。
【０００８】
また、３レベルインバータ２は、従来の中性点クランプ型電力変換装置と同様の構成であり、自己消弧可能な４個のスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１４が直列接続され、これらスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１４と逆並列にフリーホイールダイオードＦＤ１１〜ＦＤ１４が接続され、正側の外側素子Ｔ１１と内側素子Ｔ１２との接続点と、負側の外側素子Ｔ１４と内側素子Ｔ１３との接続点との間にクランプダイオードＤＣ１１、ＤＣ１２が接続され、これらクランプダイオードＤＣ１１とＤＣ１２との接続点が中性点Ｃに接続され、さらに交流端子はモータ５に接続される。
【０００９】
図２は、第１、第２のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２のゲート制御回路の構成図である。
図に示すように、ゲート制御回路は、電圧検出変圧器７、比較器８、ＰＷＭ回路９、ＮＯＴ回路１０、およびＡＮＤ回路１１、１２を備えて、第１、第２のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２をそれぞれ駆動する第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ１、ＳＴ２を発生する。
交流電源３の相電圧Ｖｓ、比較器８、ＰＷＭ回路９からの各発生信号Ｓ８、Ｓ９、および第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ１、ＳＴ２を図３に示す。また、３レベルコンバータ１内の電流の流れを図１において▲１▼〜▲４▼で示す。
【００１０】
このように構成される電力変換装置において、交流電圧を３レベルの直流電圧に変換する３レベルコンバータ１の動作について、図１〜図３に基づいて以下に説明する。
電圧検出変圧器７は、交流電源３の相電圧Ｖｓを検出し、この出力電圧は比較器８にて０レベルで比較され、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に１（Ｈｉｇｈ）となる信号Ｓ８を出力する。ＰＷＭ回路９はパルス幅が変調された出力信号Ｓ９を出力し、この信号Ｓ９と、比較器８の出力信号Ｓ８をＮＯＴ回路１０にて符号反転した信号との論理積をＡＮＤ回路１１にて演算し、交流電源３の相電圧Ｖｓが負極性の期間に第１のスイッチング素子Ｔ１を駆動する第１のゲートパルス信号ＳＴ１を発生する。また、ＰＷＭ回路９の出力信号Ｓ９と、比較器８の出力信号Ｓ８との論理積をＡＮＤ回路１２にて演算し、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に第２のスイッチング素子Ｔ２を駆動する第２のゲートパルス信号ＳＴ２を発生する。
【００１１】
交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に、第２のスイッチング素子Ｔ２がオンすると、図１の電流路▲１▼に示すように、交流電源３からリアクトル４を介して第２のスイッチング素子Ｔ２、第２のクランプダイオードＤＣ２を通り、中性点Ｃへ電流が流れる。続いて、第２のスイッチング素子Ｔ２がオフすると、電流路▲２▼に示すように、交流電源３からリアクトル４を介して第１のフリーホイールダイオードＦＤ１、第３のフリーホイールダイオードＦＤ３を通り、正極側直流端子Ｐへ電流が流れる。
次に、交流電源３の相電圧Ｖｓが負極性の期間に、第１のスイッチング素子Ｔ１がオンすると、電流路▲３▼に示すように、中性点Ｃから第１のクランプダイオードＤＣ１、第１のスイッチング素子Ｔ１を通り、リアクトル４を介して交流電源３へ電流が流れる。続いて、第１のスイッチング素子Ｔ１がオフすると、電流路▲４▼に示すように、負極側直流端子Ｎから第４のフリーホイールダイオードＦＤ４、第２のフリーホイールダイオードＦＤ２を通り、リアクトル４を介して交流電源３へ電流が流れる。
【００１２】
このように、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性、負極性のそれぞれの期間において、第２（あるいは第１）のスイッチング素子Ｔ２（あるいはＴ１）をオンしてリアクトル４に電磁エネルギを蓄積し、続いてスイッチング素子Ｔ２（あるいはＴ１）をオフすることにより、リアクトル４に蓄積された電磁エネルギを直流端子Ｐ（あるいはＮ）に放出する昇圧チョッパ動作を行う。このとき、直流端子ＰＮ間の直流電圧Ｖｄは、交流電源３の相電圧Ｖｓのピーク値以上、即ち、Ｖｄ≧√２・Ｖｓとなる。
【００１３】
この実施の形態では、双方向ではなく、交流電圧を３レベルの直流電圧に一方向に変換する３レベルコンバータを、２個のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２、４個のフリーホイールダイオードＦＤ１〜ＦＤ４、及び２個のクランプダイオードＤＣ１、ＤＣ２で構成し、交流電源３側にリアクトル４を配して、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性、負極性のそれぞれの期間において昇圧チョッパ動作させるように制御した。このため、装置構成が簡略化でき、小型で安価な３レベルコンバータ１を得ることができる。また、このような３レベルコンバータ１を、３レベルインバータ２と組み合わせることにより、電力変換装置全体の装置構成も簡略化でき、小型で安価な電力変換装置が得られる。
【００１４】
実施の形態２．
なお、上記実施の形態１では、交流電源３の相電圧Ｖｓの極性に応じて第１または第２のスイッチング素子をオン、オフ制御したが、この実施の形態では、ゲート制御回路に２個の比較器８ａ、８ｂを設け、相電圧Ｖｓが０Ｖ付近では、第１、第２のスイッチング素子を同時にオン、オフ制御させる。
図４に示すように、電圧検出変圧器７の出力電圧Ｖｓ’を２個の比較器８ａ、８ｂにて、それぞれお互いに逆極性の検出レベル信号Ｖａおよび−Ｖａと比較し、図５に示すように、比較器８ｂでは電圧Ｖｓ’が信号−Ｖａ以上のとき１（Ｈｉｇｈ）となる信号Ｓ８ｂを発生する。また比較器８ａの出力信号をＮＯＴ回路１０にて符号反転して、電圧Ｖｓ’が信号Ｖａ以下のとき１（Ｈｉｇｈ）となる信号Ｓ８ａを発生する。なお、検出レベル信号Ｖａは、電圧Ｖｓ’の最大値に比して十分小さい値とする。ＰＷＭ回路９はパルス幅が変調された出力信号Ｓ９を出力し、この信号Ｓ９と、信号Ｓ８ａ、Ｓ８ｂとの論理積をそれぞれＡＮＤ回路１１、１２にて演算し、第１、第２のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２を駆動する第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ１、ＳＴ２を発生する。
【００１５】
このとき、交流電源３の相電圧Ｖｓが負極性の期間にオン、オフ制御される第１のスイッチング素子Ｔ１、および交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間にオン、オフ制御される第２のスイッチング素子Ｔ２は、相電圧Ｖｓが所定の０Ｖ付近の範囲（電圧Ｖｓ’に対する範囲（−Ｖａ〜Ｖａ）に対応する範囲）において、ゲートパルス信号ＳＴ１、ＳＴ２が一致するため、同時にオン、オフ制御される。
このように、交流電源３の相電圧Ｖｓが０Ｖ付近では、第１、第２のスイッチング素子Ｔ１、Ｔ２を同時にオン、オフ制御するようにしたため、相電圧Ｖｓが仮に０Ｖ付近で歪んで極性判別が不十分な場合にも、上記実施の形態１で示した昇圧チョッパ動作、即ち、第２（あるいは第１）のスイッチング素子Ｔ２（あるいはＴ１）をオンしてリアクトル４に電磁エネルギを蓄積し、続いてスイッチング素子Ｔ２（あるいはＴ１）をオフすることにより、リアクトル４に蓄積された電磁エネルギを直流端子Ｐ（あるいはＮ）に放出する昇圧チョッパ動作を安定して行うことができる。
【００１６】
なお、上記実施の形態１、２では電力変換装置の１相分を示したが図６に３レベルコンバータ１の３相分全体を示す。図６に示すように、３レベルコンバータは３相結線して用いられ、交流電源３の各相の相電圧に応じて各相の３レベルコンバータを上記実施の形態１、２と同様に制御して動作させる。これにより、装置構成が簡略化でき、小型で安価な３相３レベルコンバータを得ることができる。
【００１７】
実施の形態３．
次に、この発明の実施の形態３について説明する。図７はこの発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。
図に示すように、電力変換装置は、中性点クランプ型コンバータとしての３レベルコンバータ１と、中性点クランプ型インバータとしての３レベルインバータ２とを備える。なお、３レベルコンバータ１、３レベルインバータ２共、ここでは１相分を示す。３レベルコンバータ１の交流端子は、インダクタンス要素としてのリアクトル４を介して交流電源３の相端子に接続され、正極、中性点及び負極の直流端子は、直列接続された直流コンデンサＣｐ、Ｃｎで構成される直流回路の正極、中性点及び負極の直流端子Ｐ、Ｃ、Ｎに接続される。
また、３レベルコンバータ１は、交流電源３の相端子と正極側直流端子Ｐとの間に、正極を交流電源側に配して直列接続された第１、第３のダイオードＦＤ１、ＦＤ３と、交流電源３の相端子と上記負極側直流端子Ｎとの間に、負極を交流電源側に配して直列接続された第２、第４のダイオードＦＤ２、ＦＤ４とを備える。また、正極が第１、第３のダイオードＦＤ１、ＦＤ３の互いの接続点に接続され、負極が上記中性点Ｃに接続された第１のスイッチング素子Ｔ５と、負極が上記第２、第４のダイオードＦＤ２、ＦＤ４の互いの接続点に接続され、正極が上記中性点Ｃに接続された第２のスイッチング素子Ｔ６との、自己消弧可能な、例えばＩＧＢＴ等の２個のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６を備える。
【００１８】
また、３レベルインバータ２は、従来の中性点クランプ型電力変換装置と同様の構成であり、自己消弧可能な４個のスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１４が直列接続され、これらスイッチング素子Ｔ１１〜Ｔ１４と逆並列にフリーホイールダイオードＦＤ１１〜ＦＤ１４が接続され、正側の外側素子Ｔ１１と内側素子Ｔ１２との接続点と、負側の外側素子Ｔ１４と内側素子Ｔ１３との接続点との間にクランプダイオードＤＣ１１、ＤＣ１２が接続され、これらクランプダイオードＤＣ１１とＤＣ１２との接続点が中性点Ｃに接続され、さらに交流端子はモータ５に接続される。
【００１９】
図８は、第１、第２のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６のゲート制御回路の構成図である。
図に示すように、ゲート制御回路は、上記実施の形態１と同様に、電圧検出変圧器７、比較器８、ＰＷＭ回路９、ＮＯＴ回路１０、およびＡＮＤ回路１１、１２を備えて、第１、第２のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６をそれぞれ駆動する第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ５、ＳＴ６を発生する。
交流電源３の相電圧Ｖｓ、比較器８、ＰＷＭ回路９からの各発生信号Ｓ８、Ｓ９、および第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ５、ＳＴ６を図９に示す。また、３レベルコンバータ１内の電流の流れを図７において▲１▼〜▲４▼で示す。
【００２０】
このように構成される電力変換装置において、交流電圧を３レベルの直流電圧に変換する３レベルコンバータ１の動作について、図７〜図９に基づいて以下に説明する。
電圧検出変圧器７は、交流電源３の相電圧Ｖｓを検出し、この出力電圧は比較器８にて０レベルで比較され、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に１（Ｈｉｇｈ）となる信号Ｓ８を出力する。ＰＷＭ回路９はパルス幅が変調された出力信号Ｓ９を出力し、この信号Ｓ９と、比較器８の出力信号Ｓ８をＮＯＴ回路１０にて符号反転した信号との論理積をＡＮＤ回路１１にて演算し、交流電源３の相電圧Ｖｓが負極性の期間に第２のスイッチング素子Ｔ６を駆動する第２のゲートパルス信号ＳＴ６を発生する。また、ＰＷＭ回路９の出力信号Ｓ９と、比較器８の出力信号Ｓ８との論理積をＡＮＤ回路１２にて演算し、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に第１のスイッチング素子Ｔ５を駆動する第１のゲートパルス信号ＳＴ５を発生する。
【００２１】
交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性の期間に、第１のスイッチング素子Ｔ５がオンすると、図７の電流路▲１▼に示すように、交流電源３からリアクトル４を介して第１のフリーホイールダイオードＦＤ１、第１のスイッチング素子Ｔ５を通り、中性点Ｃへ電流が流れる。続いて、第１のスイッチング素子Ｔ５がオフすると、電流路▲２▼に示すように、交流電源３からリアクトル４を介して第１のフリーホイールダイオードＦＤ１、第３のフリーホイールダイオードＦＤ３を通り、正極側直流端子Ｐへ電流が流れる。
次に、交流電源３の相電圧Ｖｓが負極性の期間に、第２のスイッチング素子Ｔ６がオンすると、電流路▲３▼に示すように、中性点Ｃから第２のスイッチング素子Ｔ６、第２のフリーホイールダイオードＦＤ２を通り、リアクトル４を介して交流電源３へ電流が流れる。続いて、第２のスイッチング素子Ｔ６がオフすると、電流路▲４▼に示すように、負極側直流端子Ｎから第４のフリーホイールダイオードＦＤ４、第２のフリーホイールダイオードＦＤ２を通り、リアクトル４を介して交流電源３へ電流が流れる。
【００２２】
このように、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性、負極性のそれぞれの期間において、第１（あるいは第２）のスイッチング素子Ｔ５（あるいはＴ６）をオンしてリアクトル４に電磁エネルギを蓄積し、続いてスイッチング素子Ｔ５（あるいはＴ６）をオフすることにより、リアクトル４に蓄積された電磁エネルギを直流端子Ｐ（あるいはＮ）に放出する昇圧チョッパ動作を行う。このとき、直流端子ＰＮ間の直流電圧Ｖｄは、交流電源３の相電圧Ｖｓのピーク値以上、即ち、Ｖｄ≧√２・Ｖｓとなる。
【００２３】
この実施の形態では、双方向ではなく、交流電圧を３レベルの直流電圧に一方向に変換する３レベルコンバータを、２個のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６、４個のフリーホイールダイオードＦＤ１〜ＦＤ４で構成し、交流電源３側にリアクトル４を配して、交流電源３の相電圧Ｖｓが正極性、負極性のそれぞれの期間において昇圧チョッパ動作させるように制御した。このため、装置構成が簡略化でき、小型で安価な３レベルコンバータ１を得ることができる。また、このような３レベルコンバータ１を、３レベルインバータ２と組み合わせることにより、電力変換装置全体の装置構成も簡略化でき、小型で安価な電力変換装置が得られる。また、第１のフリーホイールダイオードＦＤ１と第２のフリーホイールダイオードＦＤ２とは、それぞれ交流電源３の相電圧Ｖｓの半サイクル期間毎にオンを継続するため、上記実施の形態１に比してフリーホイールダイオードＦＤ１、ＦＤ２のオン、オフスイッチング回数が減少し、リカバリ損失が減少する。
【００２４】
なお、第１、第２のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６に、それぞれクランプダイオードを逆並列接続しても良く、その場合、ダイオードが逆並列接続されたＩＧＢＴモジュールが適用できる。
また、この場合も図では１相分を示したが、３レベルコンバータ１は３相結線して用いられ、交流電源３の各相の相電圧に応じて各相の３レベルコンバータを上記実施の形態１、２と同様に制御して動作させる。これにより、装置構成が簡略化でき、小型で安価な３相３レベルコンバータを得ることができる。
【００２５】
また、この実施の形態においても、上記実施の形態２が適用できる。即ち、図１０に示すように、ゲート制御回路に２個の比較器８ａ、８ｂを設けて、図１１に示すように、相電圧Ｖｓが所定の０Ｖ付近の範囲で、第１、第２のゲートパルス信号ＳＴ５、ＳＴ６を一致させて、第１、第２のスイッチング素子Ｔ５、Ｔ６を同時にオン、オフ制御するようにしても良い。これにより、相電圧Ｖｓが仮に０Ｖ付近で歪んで極性判別が不十分な場合にも、上記実施の形態３で示した昇圧チョッパ動作、即ち、第１（あるいは第２）のスイッチング素子Ｔ５（あるいはＴ６）をオンしてリアクトル４に電磁エネルギを蓄積し、続いてスイッチング素子Ｔ５（あるいはＴ６）をオフすることにより、リアクトル４に蓄積された電磁エネルギを直流端子Ｐ（あるいはＮ）に放出する昇圧チョッパ動作を安定して行うことができる。
【００２６】
実施の形態４．
次に、この発明の実施の形態４について説明する。図１２はこの発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。
図に示すように、上記実施の形態１で示した電力変換装置において、インダクタンス要素として変圧比ｎ（＝Ｖｔ／Ｖｓ）の変圧器１３を備え、３レベルコンバータ１の交流端子を、変圧器１３を介して交流電源３の相端子に接続する。
相電圧Ｖｓが正極性、負極性のそれぞれにおいて昇圧チョッパ動作をする３レベルコンバータ１の最大昇圧比ＡｍａｘをＡｍａｘ＝Ｖｄ／（√２・Ｖｔ）で定義すると、以下の関係式が得られる。なお、Ｖｄは直流端子ＰＮ間の直流電圧である。
【００２７】
このため、変圧器１３の変圧比ｎ（＝Ｖｔ／Ｖｓ）を最大昇圧比Ａｍａｘの逆数（＝１／Ａｍａｘ）に設定することにより、Ｖｄ＝（√２・Ｖｓ）となる。このように、３レベルコンバータ１により昇圧されても、最大昇圧比Ａｍａｘの逆数が変圧比ｎとなるように巻線比を設定した変圧器１３をインダクタンス要素として用いることで、直流電圧Ｖｄを交流電源３の相電圧Ｖｓのピーク値である（√２・Ｖｓ）と一致できる。
【００２８】
ところで、３レベルインバータ２に接続されるモータ５は、インバータ２の出力電圧Ｖｍのピーク値の大きさに依存して絶縁耐圧が劣化する。既設モータ５は商用電源に合わせて絶縁設計されているため、３レベルインバータ２に既設品のモータ５を接続する場合、モータ５はＶｓ＝Ｖｍとして絶縁設計され、このときＶｍの許容ピーク値は、交流電源３の相電圧Ｖｓのピーク値である（√２・Ｖｓ）である。
上述したように、変圧器１３の変圧比ｎ（＝Ｖｔ／Ｖｓ）を最大昇圧比Ａｍａｘの逆数（＝１／Ａｍａｘ）に設定することにより、Ｖｄ＝（√２・Ｖｓ）となるため、Ｖｄ＝（√２・Ｖｓ）＝（Ｖｍの許容ピーク値）となり、既設モータ５の絶縁耐圧の劣化を防止することができる。
【００２９】
なお、変圧器１３は、単巻変圧器であっても良く、同様の効果を有する。
また、この実施の形態では、上記実施の形態１で示した電力変換装置の構成を用いたが、上記実施の形態３に示す電力変換装置にも同様に適用できる。
【００３０】
【発明の効果】
以上のようにこの発明に係る電力変換装置は、負極が上記交流電源の相端子に接続され第１のダイオードが逆並列接続された第１のスイッチング素子と、正極が上記交流電源の相端子に接続され第２のダイオードが逆並列接続された第２のスイッチング素子と、上記第１のスイッチング素子の正極と上記正極側直流端子Ｐとの間に接続された第３のダイオードと、上記第２のスイッチング素子の負極と上記負極側直流端子Ｎとの間に接続された第４のダイオードと、上記中性点Ｃと上記第１のスイッチング素子の正極との間に接続された第１のクランプダイオードと、上記中性点Ｃと上記第２のスイッチング素子の負極との間に接続された第２のクランプダイオードとで中性点クランプ型コンバータを構成する。そして、この中性点クランプ型コンバータの上記交流電源の相端子側にインダクタンス要素を配し、上記交流電源の相電圧が正極性の期間は、上記第２のスイッチング素子をオン、オフ制御し、上記交流電源の相電圧が負極性の期間は、上記第１のスイッチング素子をオン、オフ制御するため、装置構成が簡略化でき、小型で安価な中性点クランプ型コンバータおよびそれを含む電力変換装置が得られる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成図である。
【図２】この発明の実施の形態１によるゲート制御回路である。
【図３】この発明の実施の形態１によるゲート制御回路の動作を示す波形図である。
【図４】この発明の実施の形態２によるゲート制御回路である。
【図５】この発明の実施の形態２によるゲート制御回路の動作を示す波形図である。
【図６】この発明の実施の形態２の別例による電力変換装置の構成図である。
【図７】この発明の実施の形態３による電力変換装置の構成図である。
【図８】この発明の実施の形態３によるゲート制御回路である。
【図９】この発明の実施の形態３によるゲート制御回路の動作を示す波形図である。
【図１０】この発明の実施の形態３の別例によるゲート制御回路である。
【図１１】の発明の実施の形態３の別例によるゲート制御回路の動作を示す波形図である。
【図１２】この発明の実施の形態４による電力変換装置の構成図である。
【符号の説明】
１ 中性点クランプ型コンバータとしての３レベルコンバータ、
２ 中性点クランプ型インバータとしての３レベルインバータ、３ 交流電源、
４ インダクタンス要素としてのリアクトル、
１３ インダクタンス要素としての変圧器、
Ｔ１，Ｔ５ 第１のスイッチング素子、Ｔ２，Ｔ６ 第２のスイッチング素子、
ＦＤ１〜ＦＤ４ 第１〜第４のフリーホイールダイオード、
ＤＣ１，ＤＣ２ 第１、第２のクランプダイオード、Ｃｐ，Ｃｎ コンデンサ、
Ｖｓ 相電圧、Ｐ 正極側直流端子、Ｎ 負極側直流端子、Ｃ 中性点、
Ｔ１１〜Ｔ１４ スイッチング素子、ＦＤ１１〜ＦＤ１４ ダイオード、
ＤＣ１１，ＤＣ１２ クランプダイオード、
ＳＴ１，ＳＴ５ 第１のゲートパルス信号、
ＳＴ２，ＳＴ６ 第２のゲートパルス信号。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a neutral point clamp type power converter that outputs three levels of voltage.
[0002]
[Prior art]
In the conventional neutral point clamp type power converter, four self-extinguishing switching elements Gp, Gpc, Gnc, Gn are connected in series, and freewheeling is anti-parallel to these switching elements Gp, Gpc, Gnc, Gn. Diode is connected. Clamp diodes Dcp and Dcn are connected between a connection point between the outside element Gp on the positive side and the inside element Gpc and a connection point between the outside element Gn and the inside element Gnc on the negative side. An anode reactor Lp or Ln is provided between the positive bus P and the outer element Gp and between the negative bus N and the outer element Gn (see, for example, Patent Document 1).
[0003]
[Patent Document 1]
JP 2000-308361 A (Page 4, FIGS. 3 and 4)
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional neutral point clamp type power converter has a function of bidirectional power conversion of AC / DC and is used as a three-level inverter and a three-level converter. When functioning as a three-level inverter, three values are output with a phase voltage and five values with a line voltage, so that the waveform becomes closer to a sine wave and harmonics can be reduced. However, since four switching elements required to function as a three-level inverter are provided, there is a problem that the device configuration is complicated and expensive when used only as a three-level converter.
[0005]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above problems, and has as its object to obtain a small and inexpensive three-level converter with a simple device configuration.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
In the power converter according to the present invention, a first switching element having a negative electrode connected to the phase terminal of the AC power supply and a first diode connected in antiparallel, and a second switching element having a positive electrode connected to the phase terminal of the AC power supply A second switching element having a diode connected in anti-parallel, a third diode connected between the positive electrode of the first switching element and the DC terminal P on the positive electrode side, and a second diode connected to the second switching element. A fourth diode connected between the negative electrode and the negative DC terminal N, a first clamp diode connected between the neutral point C and the positive electrode of the first switching element, A neutral point clamp type converter is constituted by the neutral point C and the second clamp diode connected between the negative electrode of the second switching element. Then, an inductance element is arranged on the phase terminal side of the AC power supply of the neutral point clamp type converter, and during a period in which the phase voltage of the AC power supply has a positive polarity, on / off control of the second switching element is performed, During the period when the phase voltage of the AC power supply is negative, the first switching element is turned on and off.
[0007]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Embodiment 1 FIG.
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram of a power converter according to Embodiment 1 of the present invention.
As shown in the figure, the power converter includes a three-level converter 1 as a neutral point clamp type converter and a three-level inverter 2 as a neutral point clamp type inverter. The three-level converter 1 and the three-level inverter 2 indicate one phase here. An AC terminal of the three-level converter 1 is connected to a phase terminal of the AC power supply 3 via a reactor 4 as an inductance element, and DC terminals of a positive electrode, a neutral point, and a negative electrode are connected by DC capacitors Cp and Cn connected in series. Connected to the positive, neutral and negative DC terminals P, C, N of the DC circuit constructed.
The three-level converter 1 has a first switching element T1 having a negative electrode connected to the phase terminal of the AC power supply 3 and a first freewheeling diode FD1 connected in anti-parallel, and a positive electrode connected to the phase terminal of the AC power supply 3. The second freewheeling diode FD2 is provided with two switching elements T1, T2 such as IGBTs capable of self-extinguishing with the second switching element T2 connected in anti-parallel. A third freewheel diode FD3 is provided between the positive terminal of the first switching element T1 and the positive terminal DC terminal P, and a fourth freewheel diode FD3 is provided between the negative terminal of the second switching device T2 and the negative terminal DC terminal N. A diode FD4, a first clamp diode DC1 between the neutral point C and the positive electrode of the first switching element T1, and a second clamp diode DC1 between the neutral point C and the negative electrode of the second switching element T2. 2 clamp diodes DC2.
[0008]
The three-level inverter 2 has the same configuration as that of a conventional neutral point clamp type power converter, and has four self-extinguishing switching elements T11 to T14 connected in series. Freewheel diodes FD11 to FD14 are connected in anti-parallel, and a clamp diode DC11 is connected between a connection point between the positive side outer element T11 and the inner element T12 and a connection point between the negative side outer element T14 and the inner element T13. , DC12, the connection point between the clamp diodes DC11 and DC12 is connected to the neutral point C, and the AC terminal is connected to the motor 5.
[0009]
FIG. 2 is a configuration diagram of a gate control circuit of the first and second switching elements T1 and T2.
As shown in the figure, the gate control circuit includes a voltage detection transformer 7, a comparator 8, a PWM circuit 9, a NOT circuit 10, and AND circuits 11, 12, and includes first and second switching elements T1, T2. Respectively, to generate first and second gate pulse signals ST1 and ST2.
FIG. 3 shows the phase voltage Vs of the AC power supply 3, the respective generation signals S8 and S9 from the comparator 8 and the PWM circuit 9, and the first and second gate pulse signals ST1 and ST2. The flow of current in the three-level converter 1 is indicated by (1) to (4) in FIG.
[0010]
The operation of the three-level converter 1 that converts an AC voltage into a three-level DC voltage in the power converter configured as described above will be described below with reference to FIGS.
The voltage detection transformer 7 detects the phase voltage Vs of the AC power supply 3, and the output voltage is compared at the 0 level by the comparator 8, and the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is 1 (High) during the period of positive polarity. A signal S8 is output. The PWM circuit 9 outputs an output signal S9 whose pulse width is modulated, and the AND circuit 11 calculates the logical product of this signal S9 and the signal obtained by inverting the sign of the output signal S8 of the comparator 8 by the NOT circuit 10. Then, the first gate pulse signal ST1 for driving the first switching element T1 is generated while the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is negative. Also, the AND of the output signal S9 of the PWM circuit 9 and the output signal S8 of the comparator 8 is calculated by the AND circuit 12, and during the period when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is positive, the second switching element T2 , And generates a second gate pulse signal ST2 for driving.
[0011]
When the second switching element T2 is turned on during the period when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 has a positive polarity, as shown in the current path {circle around (1)} in FIG. A current flows to the neutral point C through the element T2 and the second clamp diode DC2. Subsequently, when the second switching element T2 is turned off, as shown by a current path {circle around (2)}, the AC power supply 3 passes through the first freewheel diode FD1 and the third freewheel diode FD3 via the reactor 4, and A current flows to the positive DC terminal P.
Next, when the first switching element T1 is turned on during the period when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 has the negative polarity, as shown by the current path {circle around (3)}, the first clamp diode DC1, the first clamp diode DC1, A current flows to the AC power supply 3 via the reactor 4 through the first switching element T1. Subsequently, when the first switching element T1 is turned off, as shown by the current path {circle around (4)}, the reactor 4 passes through the fourth freewheel diode FD4 and the second freewheel diode FD2 from the negative DC terminal N, and passes through the reactor 4. A current flows to the AC power supply 3 via the AC power supply.
[0012]
As described above, the second (or first) switching element T2 (or T1) is turned on to accumulate electromagnetic energy in the reactor 4 in each of the periods when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 has the positive polarity and the negative polarity. Then, by turning off the switching element T2 (or T1), a boosting chopper operation for discharging the electromagnetic energy accumulated in the reactor 4 to the DC terminal P (or N) is performed. At this time, the DC voltage Vd between the DC terminals PN is equal to or higher than the peak value of the phase voltage Vs of the AC power supply 3, that is, Vd ≧ √2 · Vs.
[0013]
In this embodiment, a three-level converter that converts an AC voltage into a three-level DC voltage in one direction instead of two-way switching is provided by two switching elements T1, T2, four freewheel diodes FD1 to FD4, and It is composed of two clamp diodes DC1 and DC2, and a reactor 4 is arranged on the side of the AC power supply 3 so that the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is controlled so as to perform a step-up chopper operation in each of a positive period and a negative period. . For this reason, the device configuration can be simplified, and a small and inexpensive three-level converter 1 can be obtained. In addition, by combining such a three-level converter 1 with a three-level inverter 2, the device configuration of the entire power converter can be simplified, and a small and inexpensive power converter can be obtained.
[0014]
Embodiment 2 FIG.
In the first embodiment, the first or second switching element is turned on and off in accordance with the polarity of the phase voltage Vs of the AC power supply 3. In this embodiment, however, two gate control circuits are provided in the gate control circuit. Comparators 8a and 8b are provided, and when the phase voltage Vs is around 0V, the first and second switching elements are simultaneously turned on and off.
As shown in FIG. 4, the output voltage Vs' of the voltage detection transformer 7 is compared by two comparators 8a and 8b with detection level signals Va and -Va having opposite polarities, respectively, and is shown in FIG. As described above, the comparator 8b generates the signal S8b which becomes 1 (High) when the voltage Vs' is equal to or higher than the signal -Va. The output signal of the comparator 8a is inverted by the NOT circuit 10 to generate a signal S8a which becomes 1 (High) when the voltage Vs' is equal to or lower than the signal Va. Note that the detection level signal Va has a value sufficiently smaller than the maximum value of the voltage Vs'. The PWM circuit 9 outputs an output signal S9 whose pulse width has been modulated, and calculates the logical product of the signal S9 and the signals S8a and S8b in the AND circuits 11 and 12, respectively, to obtain the first and second switching elements. First and second gate pulse signals ST1 and ST2 for driving T1 and T2 are generated.
[0015]
At this time, the first switching element T1 in which the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is turned on and off during the period of negative polarity, and the first switching element T1 in which the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is turned on and off during the period of positive polarity In the switching element T2, the gate pulse signals ST1 and ST2 coincide with each other in a range where the phase voltage Vs is near a predetermined 0 V (a range corresponding to the voltage Vs' (-Va to Va)). Controlled off.
As described above, when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is near 0 V, the first and second switching elements T1 and T2 are simultaneously turned on and off, so that the phase voltage Vs is temporarily distorted near 0 V and the polarity is determined. Is insufficient, the step-up chopper operation described in the first embodiment, that is, the second (or first) switching element T2 (or T1) is turned on to accumulate electromagnetic energy in the reactor 4, Subsequently, by turning off the switching element T2 (or T1), the step-up chopper operation of discharging the electromagnetic energy accumulated in the reactor 4 to the DC terminal P (or N) can be stably performed.
[0016]
In the first and second embodiments, one phase of the power converter is shown, but FIG. 6 shows the entire three-phase converter 1. As shown in FIG. 6, the three-level converter is used in a three-phase connection, and controls the three-level converter of each phase in the same manner as in the first and second embodiments according to the phase voltage of each phase of the AC power supply 3. To operate. Thereby, the device configuration can be simplified, and a small and inexpensive three-phase three-level converter can be obtained.
[0017]
Embodiment 3 FIG.
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention.
As shown in the figure, the power converter includes a three-level converter 1 as a neutral point clamp type converter and a three-level inverter 2 as a neutral point clamp type inverter. The three-level converter 1 and the three-level inverter 2 indicate one phase here. An AC terminal of the three-level converter 1 is connected to a phase terminal of the AC power supply 3 via a reactor 4 as an inductance element, and DC terminals of a positive electrode, a neutral point, and a negative electrode are connected by DC capacitors Cp and Cn connected in series. Connected to the positive, neutral and negative DC terminals P, C, N of the DC circuit constructed.
The three-level converter 1 further includes first and third diodes FD1 and FD3 having a positive electrode arranged on the AC power supply side and connected in series between a phase terminal of the AC power supply 3 and a positive DC terminal P; Second and fourth diodes FD2 and FD4 are provided between the phase terminal of the AC power supply 3 and the negative DC terminal N and connected in series with the negative electrode disposed on the AC power supply side. Further, a first switching element T5 having a positive electrode connected to the connection point of the first and third diodes FD1 and FD3, a negative electrode connected to the neutral point C, and a negative electrode connected to the second and fourth diodes FD1 and FD3. Self-extinguishing two switching elements T5 such as IGBT with the second switching element T6 whose positive electrode is connected to the mutual connection point of the diodes FD2 and FD4. , T6.
[0018]
The three-level inverter 2 has the same configuration as that of a conventional neutral point clamp type power converter, and has four self-extinguishing switching elements T11 to T14 connected in series. Freewheel diodes FD11 to FD14 are connected in anti-parallel, and a clamp diode DC11 is connected between a connection point between the positive side outer element T11 and the inner element T12 and a connection point between the negative side outer element T14 and the inner element T13. , DC12, the connection point between the clamp diodes DC11 and DC12 is connected to the neutral point C, and the AC terminal is connected to the motor 5.
[0019]
FIG. 8 is a configuration diagram of a gate control circuit of the first and second switching elements T5 and T6.
As shown in the figure, the gate control circuit includes a voltage detection transformer 7, a comparator 8, a PWM circuit 9, a NOT circuit 10, and AND circuits 11 and 12, as in the first embodiment. , And first and second gate pulse signals ST5 and ST6 for driving the second switching elements T5 and T6, respectively.
FIG. 9 shows the phase voltage Vs of the AC power supply 3, the generated signals S8 and S9 from the comparator 8, the PWM circuit 9, and the first and second gate pulse signals ST5 and ST6. The flow of current in the three-level converter 1 is indicated by (1) to (4) in FIG.
[0020]
The operation of the three-level converter 1 that converts an AC voltage into a three-level DC voltage in the power converter configured as described above will be described below with reference to FIGS. 7 to 9.
The voltage detection transformer 7 detects the phase voltage Vs of the AC power supply 3, and the output voltage is compared at the 0 level by the comparator 8, and the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is 1 (High) during the period of positive polarity. A signal S8 is output. The PWM circuit 9 outputs an output signal S9 whose pulse width is modulated, and the AND circuit 11 calculates the logical product of this signal S9 and the signal obtained by inverting the sign of the output signal S8 of the comparator 8 by the NOT circuit 10. Then, a second gate pulse signal ST6 for driving the second switching element T6 is generated while the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is negative. Also, the AND of the output signal S9 of the PWM circuit 9 and the output signal S8 of the comparator 8 is calculated by the AND circuit 12, and the first switching element T5 is turned on when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is positive. , And generates a first gate pulse signal ST5 for driving.
[0021]
When the first switching element T5 is turned on during the period when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 has a positive polarity, as shown in the current path {circle around (1)} in FIG. A current flows to the neutral point C through the wheel diode FD1 and the first switching element T5. Subsequently, when the first switching element T5 is turned off, as shown by a current path {circle around (2)}, the AC power supply 3 passes through the first freewheel diode FD1 and the third freewheel diode FD3 via the reactor 4, and A current flows to the positive DC terminal P.
Next, when the second switching element T6 is turned on while the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is negative, as shown by the current path {circle around (3)}, the second switching element T6 is switched from the neutral point C to the second switching element T6. A current flows to the AC power supply 3 through the reactor 4 through the freewheel diode FD2 of the second embodiment. Subsequently, when the second switching element T6 is turned off, as shown by the current path {circle around (4)}, the reactor 4 passes through the fourth freewheel diode FD4, the second freewheel diode FD2 from the negative DC terminal N, and A current flows to the AC power supply 3 via the AC power supply.
[0022]
As described above, the first (or second) switching element T5 (or T6) is turned on to accumulate electromagnetic energy in the reactor 4 during the period when the phase voltage Vs of the AC power supply 3 is positive and negative. Then, by turning off the switching element T5 (or T6), a boosting chopper operation for discharging the electromagnetic energy accumulated in the reactor 4 to the DC terminal P (or N) is performed. At this time, the DC voltage Vd between the DC terminals PN is equal to or higher than the peak value of the phase voltage Vs of the AC power supply 3, that is, Vd ≧ √2 · Vs.
[0023]
In the present embodiment, a three-level converter that converts an AC voltage into a three-level DC voltage in one direction, instead of bidirectionally, is configured by two switching elements T5 and T6 and four freewheel diodes FD1 to FD4. Then, the reactor 4 was arranged on the AC power supply 3 side, and the phase voltage Vs of the AC power supply 3 was controlled so as to perform the boost chopper operation in each of the positive polarity period and the negative polarity period. For this reason, the device configuration can be simplified, and a small and inexpensive three-level converter 1 can be obtained. In addition, by combining such a three-level converter 1 with a three-level inverter 2, the device configuration of the entire power converter can be simplified, and a small and inexpensive power converter can be obtained. Further, the first freewheeling diode FD1 and the second freewheeling diode FD2 continue to be turned on every half cycle period of the phase voltage Vs of the AC power supply 3, so that the freewheeling diode FD1 and the second freewheeling diode FD2 are freer than in the first embodiment. The number of times of turning on and off the wheel diodes FD1 and FD2 is reduced, and the recovery loss is reduced.
[0024]
Note that a clamp diode may be connected in anti-parallel to each of the first and second switching elements T5 and T6. In this case, an IGBT module in which diodes are connected in anti-parallel can be applied.
Also in this case, one phase is shown in the figure, but the three-level converter 1 is used in a three-phase connection, and the three-level converter of each phase is used according to the phase voltage of each phase of the AC power supply 3 in the above-described embodiment. Control and operation are performed in the same manner as in the first and second embodiments. Thereby, the device configuration can be simplified, and a small and inexpensive three-phase three-level converter can be obtained.
[0025]
Also, in this embodiment, the second embodiment can be applied. That is, as shown in FIG. 10, two comparators 8a and 8b are provided in the gate control circuit, and as shown in FIG. 11, when the phase voltage Vs is in a range around a predetermined 0 V, the first and second comparators are provided. The first and second switching elements T5 and T6 may be simultaneously turned on and off by making the gate pulse signals ST5 and ST6 coincide. Accordingly, even if the phase voltage Vs is distorted around 0 V and the polarity determination is insufficient, the boost chopper operation described in the third embodiment, that is, the first (or second) switching element T5 (or T6) is turned on, the electromagnetic energy is stored in the reactor 4, and the switching element T5 (or T6) is subsequently turned off, so that the electromagnetic energy stored in the reactor 4 is released to the DC terminal P (or N). Chopper operation can be performed stably.
[0026]
Embodiment 4 FIG.
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 is a configuration diagram of a power converter according to Embodiment 4 of the present invention.
As shown in the figure, in the power converter shown in the first embodiment, a transformer 13 having a transformation ratio n (= Vt / Vs) is provided as an inductance element, and the AC terminal of the three-level converter 1 is connected to the transformer 13. To the phase terminal of the AC power supply 3.
If the maximum step-up ratio Amax of the three-level converter 1 that performs the step-up chopper operation when the phase voltage Vs has the positive polarity and the negative polarity is defined by Amax = Vd / (√2 · Vt), the following relational expression is obtained. Vd is a DC voltage between the DC terminals PN.
[0027]
Therefore, by setting the transformation ratio n (= Vt / Vs) of the transformer 13 to the reciprocal (= 1 / Amax) of the maximum step-up ratio Amax, Vd = (√2 · Vs). As described above, even when the voltage is boosted by the three-level converter 1, the transformer 13 whose winding ratio is set so that the reciprocal of the maximum boost ratio Amax becomes the transformer ratio n is used as an inductance element, so that the DC voltage Vd is This can be equal to the peak value of the phase voltage Vs of the power supply 3 (ｓ2 · Vs).
[0028]
Incidentally, the withstand voltage of the motor 5 connected to the three-level inverter 2 deteriorates depending on the magnitude of the peak value of the output voltage Vm of the inverter 2. Since the existing motor 5 is designed to be insulated in accordance with the commercial power supply, when the existing motor 5 is connected to the three-level inverter 2, the motor 5 is designed to be insulated with Vs = Vm. At this time, the allowable peak value of Vm is , Which is the peak value of the phase voltage Vs of the AC power supply 3 (√2 · Vs).
As described above, by setting the transformation ratio n (= Vt / Vs) of the transformer 13 to the reciprocal (= 1 / Amax) of the maximum step-up ratio Amax, Vd = (√2 · Vs). = (√2 · Vs) = (allowable peak value of Vm), and it is possible to prevent deterioration of the insulation withstand voltage of the existing motor 5.
[0029]
Note that the transformer 13 may be an autotransformer, and has the same effect.
Further, in this embodiment, the configuration of the power converter shown in the first embodiment is used, but the present invention can be similarly applied to the power converter shown in the third embodiment.
[0030]
【The invention's effect】
As described above, the power converter according to the present invention has a first switching element in which a negative electrode is connected to the phase terminal of the AC power supply and a first diode is connected in anti-parallel, and a positive electrode is connected to the phase terminal of the AC power supply. A second switching element connected in reverse parallel with a second diode, a third diode connected between the positive electrode of the first switching element and the positive DC terminal P, A fourth diode connected between the negative electrode of the switching element and the negative DC terminal N, and a first clamp connected between the neutral point C and the positive electrode of the first switching element. A diode and a second clamp diode connected between the neutral point C and the negative electrode of the second switching element constitute a neutral point clamp type converter. Then, an inductance element is arranged on the phase terminal side of the AC power supply of the neutral point clamp type converter, and during a period in which the phase voltage of the AC power supply has a positive polarity, on / off control of the second switching element is performed, During the period when the phase voltage of the AC power supply is negative, the first switching element is turned on and off, so that the device configuration can be simplified, and a small and inexpensive neutral point clamp converter and a power converter including the same are provided. A device is obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a gate control circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a waveform chart showing an operation of the gate control circuit according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a gate control circuit according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a waveform chart showing an operation of the gate control circuit according to the second embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a configuration diagram of a power conversion device according to another example of Embodiment 2 of the present invention.
FIG. 7 is a configuration diagram of a power conversion device according to Embodiment 3 of the present invention.
FIG. 8 is a gate control circuit according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a waveform chart showing an operation of the gate control circuit according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a gate control circuit according to another example of the third embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a waveform chart showing an operation of the gate control circuit according to another example of the third embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a configuration diagram of a power converter according to a fourth embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1. Three-level converter as a neutral point clamp type converter,
2 Three-level inverter as neutral point clamp type inverter, 3 AC power supply,
4 reactor as inductance element,
13 transformer as inductance element,
T1, T5 first switching element, T2, T6 second switching element,
FD1 to FD4 first to fourth freewheel diodes,
DC1, DC2 first and second clamp diodes, Cp, Cn capacitors,
Vs phase voltage, P Positive side DC terminal, N Negative side DC terminal, C Neutral point,
T11 to T14 switching element, FD11 to FD14 diode,
DC11, DC12 clamp diode,
ST1, ST5 first gate pulse signal,
ST2, ST6 Second gate pulse signal.
