JP2004153749A

JP2004153749A - High frequency switch module, compound stacked module and communication equipment using the same modules

Info

Publication number: JP2004153749A
Application number: JP2002319463A
Authority: JP
Inventors: Kenji Hayashi; 健児林; Taichi Tokunaga; 太一徳永
Original assignee: Hitachi Metals Ltd
Current assignee: Proterial Ltd
Priority date: 2002-11-01
Filing date: 2002-11-01
Publication date: 2004-05-27
Anticipated expiration: 2022-11-01
Also published as: JP4120927B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a high frequency switch module which has a reduced insertion loss in spite of its miniaturized size. <P>SOLUTION: The high frequency switch module has: a branch filter circuit composed of a low-pass filter and a high-pass filter for branching a signal over a plurality of transmitting-receiving systems of different passbands; a switch circuit provided to each of transmitting-receiving systems in order to switch a transmitting system and a receiving system; and a low-pass filter provided to each transmitting system of the switch circuit. A capacitor electrode pattern constituting the high-pass filter of the branch filter circuit and a transmission line electrode pattern constituting a λ/4 resonator in the receiving system of the switch circuit are disposed at vertically overlapping positions within a stacked body. In the high frequency switch module, the transmission line electrode pattern on the side of an antenna terminal constituting the low-pass filter of the branch filter circuit and/or the capacitor electrode pattern on the side of an antenna terminal constituting the high-pass filter and an upper surface electrode (mount electrode) of the stacked body are located not to be vertically overlapped. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関し、マルチバンド型の高周波スイッチモジュールと、この高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を一つの積層体に構成したマルチバンド型の複合積層モジュール及びこれを用いた通信機に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなＥＧＳＭ（ＥｘｔｅｎｄｅｄＧｌｏｂａｌＳｙｓｔｅｍｆｏｒＭｏｂｉｌｅＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）方式およびＤＣＳ（ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒＳｙｓｔｅｍ）方式、米国で盛んなＰＣＳ（ＰｅｒｓｏｎａｌＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＳｅｒｖｉｃｅ）方式、日本で採用されているＰＤＣ（ＰｅｒｓｏｎａｌＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕｌａｒ）方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
従来、複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、例えばＥＧＳＭとＤＣＳの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献１に開示されている。また、ＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献２に開示されている。
【０００３】
図９にトリプルバンド型アンテナスイッチモジュール（アンテナまでを含めてアンテナスイッチモジュールと言っている）のブロック構成の一例を示す。アンテナＡＮＴ端子に接続された分波器（ダイプレクサＤｉｐ）によりＥＧＳＭの周波数帯の信号とＤＣＳ／ＰＣＳの周波数帯の信号を分波し（逆方向では合成するが、本明細書では分波で説明する。）、第１の高周波スイッチＳＷ１はＥＧＳＭ送信端子ＴｘとＥＧＳＭ受信端子Ｒｘとを切り替え、第２の高周波スイッチＳＷ２はＤＣＳ／ＰＣＳ送信端子ＴｘとＤＣＳ受信端子Ｒｘ及びＰＣＳ受信端子Ｒｘとを切り替える。ローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は送信経路に挿入されパワーアンプで発生する高調波歪発生量を低減する。バンドパスフィルタＳＡＷ１、ＳＡＷ２、ＳＡＷ３はアンテナＡＮＴからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送る。従って、ＥＧＳＭ送信端子ＴｘとＤＣＳ／ＰＣＳ送信端子Ｔｘの前段にはパワーアンプＨＰＡ１、ＨＰＡ２が設けられ、ＥＧＳＭ受信端子ＲｘとＤＣＳ受信端子Ｒｘ及びＰＣＳ受信端子Ｒｘの後段にはローノイズアンプＬＮＡ１、ＬＮＡ２、ＬＮＡ３が設けられている。
【０００４】
携帯通信機の小型軽量化の要求は依然として強く、部品の共有化や機能を集約したモジュール化が進められている。例えば、図９の点線で囲まれた回路部品は、ＬＴＣＣ（ＬｏｗＴｅｍｐｅｒａｔｕｒｅＣｏ−ｆｉｒｅｄＣｅｒａｍｉｃｓ）等の誘電体シートを多層に積み重ねた積層体内に伝送線路やコンデンサを電極パターンにより形成し、ダイオード等を積層体上に搭載したマルチバンド型アンテナスイッチモジュールとして実現されている。また、一点鎖線で囲まれた範囲のモジュール化についてもディスクリートのＳＡＷフィルタを積層体上に搭載した形で実現されている。
【０００５】
一方、携帯通信機の送信側では比較的大電力の信号を出力するために、数Ｗ程度のハイパワーアンプ（本発明ではパワーアンプ等と区別をせず高周波増幅器と言うがパワーアンプ等と記す場合がある。）が用いられる。携帯電話機等は小型で低消費電力にする必要があるため、ＤＣ電力の大部分を消費するハイパワーアンプには、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率（電力付加効率とも言う。）が高く小型であることが求められる。特に携帯電話機等においては、機器が小型であることと、電池の１回充電当たりの通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントであるために、ハイパワーアンプの小型化と高効率化が必須である。
【０００６】
従来、高周波増幅器とアンテナスイッチ等を積層体内に複合モジュール化する従来技術としては、例えば、受信専用アンテナとアンプを積層体上に搭載し両者間に位相調整回路を設けたアンテナ装置がある（特許文献３参照）。しかしながら、このものはアンプから漏れた電磁波を当該受信専用アンテナ（パッチアンンテナ）自身が受信した場合の閉ループの位相ずれを調整するためのものであった。即ち、高周波スイッチ機能を複合化したものではない。
また、複数の誘電体層を積層してなる多層基板に高周波スイッチとアンプを構成する伝送線路やコンデンサを内蔵し、多層基板上にトランジスタ等を搭載してモジュール化したものがある（特許文献４参照）。しかし、このものでは構想を示すだけで両者を一体化したときの現実的な問題点や手段は何ら開示されておらず実現困難なものであった。
さらに、ハイパワーアンプとこの出力電力をモニタするカプラを一体化した高周波用送信モジュールがある（特許文献５参照）に開示されている。しかしながら、このものはパワーアンプとカプラを積層モジュール化するに留まっていた。
【０００７】
【特許文献１】
特開平１１−２２５０８８号公報
【特許文献２】
特開２０００−１６５２８８号公報
【特許文献３】
特開２０００−１８３６１２号公報
【特許文献４】
特開平１０−１２６３０７号公報
【特許文献５】
特開２００２−１４１８２７号公報
【０００８】
【本発明が解決しようとする課題】
このように、従来、マルチバンド型のアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器までを含めた積層モジュール化は検討課題であるが、実際ＬＴＣＣ等の一つの積層体内にモジュール化することは実現されていない。
例え実現したとしても大型のものでは意味がなく、例えば１５ｍｍ×１０ｍｍ×２ｍｍ以下のサイズが必要である。しかしながら、高周波回路モジュールの小型、高集積化を図ることは、すなわち、各内部回路間の密集度を上げることにつながり、その結果、各受信回路および送信回路への挿入損失の増大といった問題が生じる。
この問題はアンテナスイッチモジュール単体でも共通の問題である。
【０００９】
本発明はこのような問題に鑑み、限られた小サイズの積層体でも低挿入損失である高周波スイッチモジュールを提供することを目的とする。また同様にマルチバンド型の高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を一つの積層体内に構成した低挿入損失の複合積層モジュールを提供することを目的とする。さらに、これらを用いたマルチバンド型の小型通信機を提供するものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、前記分波回路に接続され、前記各送受信系のそれぞれに送信系と受信系を切り替えるスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路の各送信系にローパスフィルタを有し、前記分波回路はＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記ローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記分波回路のＬＣ回路、前記ローパスフィルタのＬＣ回路及び前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチモジュールにおいて、前記分波回路の高域通過フィルタを構成するコンデンサ電極パターンと、それと直接、電気的に接続された前記スイッチ回路の受信系のλ／４共振器を構成する伝送線路電極パターンとを、前記積層体内で上下方向に重なる位置に配置したことを特徴とする高周波スイッチモジュールである。
【００１１】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタとからなる分波回路と、前記分波回路に接続され、前記各送受信系のそれぞれに送信系と受信系を切り替えるスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路の各送信系にローパスフィルタを有し、前記分波回路はＬＣ回路で構成され、前記スイッチ回路はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記ローパスフィルタはＬＣ回路で構成され、前記分波回路のＬＣ回路、前記ローパスフィルタのＬＣ回路及び前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチモジュールにおいて、前記分波回路の低域通過フィルタを構成するアンテナ端子側の伝送線路電極パターン及び／又は高域通過フィルタを構成するアンテナ端子側のコンデンサ電極パターンと、前記積層体の上面電極とが、上下方向に重ならない位置に配置したことを特徴とする高周波スイッチモジュールである。
【００１２】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタをＬＣ回路で構成した分波回路と、前記分波回路に接続され、前記各送受信系のそれぞれに送信系と受信系を切り替えるスイッチング素子と伝送線路を主構成としたスイッチ回路と、ＬＣ回路で構成され前記スイッチ回路の各送信系に挿入されるローパスフィルタとを有し、前記分波回路のＬＣ回路、前記ローパスフィルタのＬＣ回路及び前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、この電極パターンのうち前記分波回路の高域通過フィルタを構成するコンデンサ電極パターンと、それと直接、電気的に接続された前記スイッチ回路の受信系のλ／４共振器を構成する伝送線路電極パターンとを、前記積層体内で上下方向に重なる位置に配置しており、前記スイッチング素子や抵抗及びＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチ積層モジュール部と、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びＬＣ回路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記半導体素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波増幅器積層モジュール部とを有し、前記高周波スイッチ積層モジュール部と高周波増幅器積層モジュール部とを前記一つの積層体に構成したことを特徴とする複合積層モジュールである。
【００１３】
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する低域通過フィルタと高域通過フィルタをＬＣ回路で構成した分波回路と、前記分波回路に接続され、前記各送受信系のそれぞれに送信系と受信系を切り替えるスイッチング素子と伝送線路を主構成としたスイッチ回路と、ＬＣ回路で構成され前記スイッチ回路の各送信系に挿入されるローパスフィルタとを有し、前記分波回路のＬＣ回路、前記ローパスフィルタのＬＣ回路及び前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との積層体内に、前記電極パターンにより構成し、この電極パターンのうち前記分波回路の低域通過フィルタを構成するアンテナ端子側の伝送線路電極パターン及び／又は高域通過フィルタを構成するアンテナ端子側のコンデンサ電極パターンと、前記積層体の上面電極とが、上下方向に重ならない位置に配置しており、前記スイッチング素子や抵抗及びＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波スイッチ積層モジュール部と、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びＬＣ回路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に、前記電極パターンにより構成し、前記半導体素子やＬＣ回路等の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置して構成された高周波増幅器積層モジュール部とを有し、前記高周波スイッチ積層モジュール部と高周波増幅器積層モジュール部とを前記一つの積層体に構成したことを特徴とする複合積層モジュールである。
【００１４】
本発明は、２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する通信機であって、上記高周波スイッチモジュールあるいは複合積層モジュールに１つの共用アンテナを接続して搭載したことを特徴とする通信機である。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施例を、高周波スイッチモジュールと高周波増幅器を例に図面を参照して説明する。図１はＥＧＳＭ、ＤＣＳ、ＰＣＳトリプルバンド用の高周波スイッチモジュール（以下、アンテナスイッチモジュールと言う。）の等価回路図の一例を示し、図２は高周波増幅器の等価回路図の一例を示す。図３は積層体の高周波スイッチモジュール部分を構成する誘電体シートの展開図を示し、図４は分波器の一部を構成するコンデンサ電極とスイッチ回路の一部を構成する伝送線路電極との重なり状態を説明する展開図、図５は分波器の一部を構成するコンデンサ電極と伝送線路電極とチップ素子との接続を図るマウント電極との重なり状態を説明する展開図である。
【００１６】
先ず、アンテナスイッチモジュールの回路について図１を用いて説明する。図１において分波器（ダイプレクサ）Ｄｉｐは、伝送線路Ｌ１〜Ｌ４および容量Ｃ１〜Ｃ４により構成される。伝送線路Ｌ２と容量Ｃ１は直列共振回路を形成し、ＤＣＳ帯域（送信周波数：１７１０〜１７８５ＭＨｚ、受信周波数：１８０５〜１８８０ＭＨｚ）およびＰＣＳ帯域（送信周波数：１８５０〜１９１０ＭＨｚ、受信周波数：１９３０〜１９９０ＭＨｚ）で減衰量が得られるように設計する。本例では前記周波数帯のほぼ中心である１．８ＧＨｚに共振周波数をあわせた。伝送線路Ｌ１、Ｌ３はＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これらの伝送線路Ｌ２と容量Ｃ１及び伝送線路Ｌ１、Ｌ３により低域通過フィルタを構成し、ＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号がＥＧＳＭ系の経路へ伝送しにくくなる。なおＬ３は必ずしも必要とは限らない。例えばＬ１、Ｌ２、Ｃ１によって低域通過フィルタを構成することができることを確認している。
一方、伝送線路Ｌ４と容量Ｃ３は直列共振回路を形成し、ＥＧＳＭ帯域（送信周波数：８８０〜９１５ＭＨｚ、受信周波数：９２５〜９６０ＭＨｚ）に減衰量が得られるように設計する。本例では前記周波数帯域のほぼ中心である０．９ＧＨｚに共振周波数をあわせた。容量Ｃ２、Ｃ４はＥＧＳＭ系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定するのが好ましい。これらの伝送線路Ｌ４と容量Ｃ３及び容量Ｃ２、Ｃ４により高域通過フィルタを構成し、ＥＧＳＭ系の信号がＤＣＳ／ＰＣＳ系の経路へ伝送しにくくなる。以上の低域通過フィルタ回路と高域通過フィルタ回路とにより、ＥＧＳＭ系の信号とＤＣＳ／ＰＣＳ系の信号とを分波合成することが可能となる。
【００１７】
第１のスイッチ回路ＳＷ１は、容量Ｃ５、Ｃ６、伝送線路Ｌ５、Ｌ６、ＰＩＮダイオードＤ１、Ｄ２、および抵抗Ｒ１により構成される。伝送線路Ｌ５、Ｌ６はＥＧＳＭの送信周波数帯においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ５はチョークコイルでも代用可能であり、その場合ＥＧＳＭの送信周波数において、接地されている端子と反対の端子がオープンのインピーダンス状態になるようなインダクタンスである必要がある。この場合インダクタンス値は１０〜１００ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ１はコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈ状態での第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２に流れる電流を決定する。本例では１００Ω〜２００Ωを使用した。容量Ｃ５、Ｃ６はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。また容量Ｃ６はＤＣカットだけでなく、ＥＧＳＭＴｘ〜ＥＧＳＭＲｘ間のアイソレーションを調整する役割を持つ。伝送線路Ｌ６はλ／４共振器となるような伝送線路の長さが基本的に必要であるが、ＥＧＳＭＲｘのインピーダンス整合のために長さなどを調整するため、アイソレーションが十分に取れないような伝送線路長になる場合がある。このような場合、前記インピーダンス整合を保つよう伝送線路Ｌ６を変化させずに、容量Ｃ６を調整することによりアイソレーション量を最適にすることができる。本実施例では容量Ｃ６を積層体上面のチップ部品で構成した。よって積層体内部の電極パターンで容量を構成する場合に比べ、積層体内部の面積、層数を考慮する必要が無く、比較的自由に調整をすることができた。よって伝送線路またはインダクタＬ４０を挿入してアイソレーションを調整しなくともチップ部品の容量Ｃ６で調整できるので、このインダクタを設けるには及ばなかった。よって点線で示している。
【００１８】
以上によりコントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時には、第１、第２のダイオードＤ１、Ｄ２は共にＯＮとなり、第２のダイオードＤ２と伝送線路Ｌ６の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ６の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ１がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭＲｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭＴｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源ＶＣ１がＬｏｗの時には第１のダイオードＤ１もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭＴｘ間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードＤ２もＯＦＦであるので、ダイプレクサＤｉｐ〜ＥＧＳＭＲｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、ＥＧＳＭ信号の送受信の切り替えが可能となる。
【００１９】
第２のスイッチ回路ＳＷ２は、容量Ｃ７〜Ｃ１０、伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０、ＰＩＮダイオードＤ３〜Ｄ６、抵抗Ｒ２、Ｒ３およびダイオードＤ４と抵抗Ｒ２との接点と容量Ｃ７との間に設けたインダクタ又は伝送線路Ｌ２０により構成される。伝送線路Ｌ７〜Ｌ１０はＤＣＳ／ＰＣＳの信号の周波数においてλ／４共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ｌ７、Ｌ９はチョークコイルでも代用可能であり、その場合それぞれＤＣＳの送信周波数において、ＰＣＳの送信周波数において、接地されている端子と反対の端子がオープンのインピーダンス状態になるようなインダクタンスである必要がある。この場合インダクタンス値は５〜６０ｎＨ程度が望ましい。抵抗Ｒ２はコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈ状態での第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４に流れる電流を決定する。本例では１００Ω〜２００Ωを使用した。抵抗Ｒ３はコントロール電源ＶＣ３がＨｉｇｈ状態での第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６に流れる電流を決定する。本実施例では１００Ω〜２ｋΩを使用した。容量Ｃ７、Ｃ８、Ｃ１０はコントロール電源のＤＣカットのために必要である。また容量Ｃ７及びＣ１０はＤＣカットだけでなく、おのおのＤＣＳ／ＰＣＳＴｘ〜ＤＣＳＲｘ、ＰＣＳＲｘ間、及びＰＣＳＲｘ〜ＤＣＳＲｘ間のアイソレーションを調整する役割を持つ。
【００２０】
伝送線路Ｌ８はλ／４共振器となるような伝送線路の長さが基本的に必要であるが、ＤＣＳＲｘ及びＰＣＳＲｘのインピーダンス整合のために長さなどを調整するため、前記アイソレーションが十分に取れないような伝送線路長になる場合がある。このような場合、前記インピーダンス整合を保つよう伝送線路Ｌ８を変化させずに、容量Ｃ７を調整することによりアイソレーション量を最適にすることが望ましい。ここで本実施例ではＣ７を積層体内に構成しており、さらに面積的な制約、層数の制限で十分なアイソレーションを得るだけの容量をとることが出来なかった。従来、そのような場合は、伝送線路Ｌ８でアイソレーションを調整しているが、伝送線路Ｌ８を調整すると、その後段にあるＰＣＳＲｘ、ＤＣＳＲｘのインピーダンス特性が変化し、Ｌ８より後段の回路定数（Ｌ９、Ｌ１０、Ｃ９、Ｃ１０等）を調整する必要があり、その調整に相当な時間と積層構造の変更が必要であった。そこで容量Ｃ７と伝送線路Ｌ８を調整せずにＤＣＳ／ＰＣＳＴｘ〜ＤＣＳＲｘ、ＰＣＳＲｘ間のアイソレーションを得る為に、積層体内に伝送線路Ｌ２０を設けている。これによりダイオードＤ３、Ｄ４がＯＮ時には、伝送線路Ｌ２０は高周波的にＬ８の延長として考えることができ、その結果アイソレーション調整をすることができる。またダイオードＤ３、Ｄ４がＯＦＦ時（ＤＣＳＲｘ受信時）には伝送線路Ｌ２０は、信号経路であるアンテナ〜ＤＣＳＲｘ、アンテナ〜ＰＣＳＲｘ間に存在しないので、挿入損失低減にも寄与する。また容量Ｃ７は積層した誘電体シート間に印刷した電極パターンによって形成されるが、小型で面積、層数で制限された誘電体シート上では十分な容量をとることが困難である。このような状況にあっても伝送線路Ｌ２０は比較的容易に形成することが出来るので有利である。伝送線路Ｌ２０の長さは伝送線路Ｌ８の長さの３０％以下が好ましい。
【００２１】
以上によりコントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時には、第３、第４のダイオードＤ３、Ｄ４は共にＯＮとなり、第４のダイオードＤ４と伝送線路Ｌ８の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ８の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはダイプレクサＤｉｐ〜ＰＣＳＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳＲｘ間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ／ＰＣＳＴｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子ＶＣ２がＬｏｗの時には第３のダイオードＤ３もＯＦＦとなりダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳ／ＰＣＳＴｘ間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードＤ４もＯＦＦであるのでダイプレクサＤｉｐ〜ＰＣＳＲｘおよびダイプレクサＤｉｐ〜ＤＣＳＲｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。
【００２２】
またコントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時には、第５、第６のダイオードＤ５、Ｄ６は共にＯＮとなり、第６のダイオードＤ６と伝送線路Ｌ１０の接続点がグランドレベルとなり、λ／４共振器である伝送線路Ｌ１０の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子ＶＣ３がＨｉｇｈの時にはＣ８とＤ５との接続点からＤＣＳＲｘ間の経路には信号は通過できず、前記接続点〜ＰＣＳＲｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時には第５のダイオードＤ５もＯＦＦとなり、前記接続点〜ＰＣＳＲｘ間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードＤ６もＯＦＦであるので前記接続点〜ＤＣＳＲｘ間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子ＶＣ２がＨｉｇｈの時にはＤＣＳ／ＰＣＳＴｘへ、コントロール端子ＶＣ２、ＶＣ３がそれぞれＬｏｗ、Ｈｉｇｈの時にはＰＣＳＲｘへ、コントロール端子ＶＣ２およびコントロール端子ＶＣ３がＬｏｗの時にはＤＣＳＲｘへの切り替えが可能となる。
【００２３】
ＶＣ３がＨｉｇｈの時のＰＣＳＲｘ − ＤＣＳＲｘ間のアイソレーションの調整にインダクタ又は伝送線路Ｌ３０を使用することも可能であるが、λ／４共振器であるＬ１０と容量Ｃ１０が、回路の末端であるＤＣＳ＿Ｒｘ端子に接続されており、他の回路素子への影響度も少ないことから、比較的自由にＬ１０、Ｃ１０を前記アイソレーション、ＤＣＳ＿Ｒｘ端子の整合のために調整することができた。よってここではインダクタ又は伝送線路Ｌ３０を挿入するに至らなかった。
【００２４】
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は、伝送線路Ｌ１１および容量Ｃ１１〜Ｃ１３より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでＬ１１とＣ１１は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＥＧＳＭの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の２．７ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＥＧＳＭ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第１のローパスフィルタＬＰＦ１は第１の高周波スイッチＳＷ１の第１のダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５の間に配置しているが、これはダイプレクサＤｉｐと第１の高周波スイッチＳＷ１との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ５とＥＧＳＭＴｘとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタＬＰＦ１のグランドに接続する容量を伝送線路Ｌ５と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路Ｌ５の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。
【００２５】
第２のローパスフィルタＬＰＦ２は、伝送線路Ｌ１２および容量Ｃ１４〜Ｃ１６より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Ｌ１２と容量Ｃ１４は並列共振回路を構成し、その共振周波数はＤＣＳ／ＰＣＳ送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の３．６ＧＨｚに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるＤＣＳ／ＰＣＳ側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。
第２のローパスフィルタＬＰＦ２も第１のローパスフィルタＬＰＦ１と同様に、ダイプレクサＤｉｐと第２の高周波スイッチＳＷ２との間に配置しても良いし、前記伝送線路Ｌ７とＤＣＳ送信端子ＤＣＳＴｘとの間に配置しても良い。第１、第２のローパスフィルタＬＰＦ１、ＬＰＦ２は、ダイオードＤ１と伝送線路Ｌ５との間、及びダイオードＤ３と伝送線路Ｌ７との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
【００２６】
また、ＥＧＳＭ系をさらにＧＳＭ８５０（送信周波数：８２４〜８４９ＭＨｚ、受信周波数：８６９〜８９４ＭＨｚ）とＥＧＳＭに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのＥＧＳＭ受信端子部にＧＳＭ８５０とＥＧＳＭを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また、前記スイッチの代わりにＧＳＭ８５０、ＥＧＳＭ帯のλ／４共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けることでも実現できる。
【００２７】
次に、高周波増幅器を図２を参照して説明する。この高周波増幅器はハイパワーアンプで整合回路端の出力端子Ｐ０を図１のアンテナスイッチモジュールの例えばＥＧＳＭＴｘの送信端子Ｐ１に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子Ｐ０には、直流カットコンデンサＣａ２を介して、伝送線路ＡＳＬ１の一端が接続される。伝送線路ＡＳＬ１には一端を接地されたコンデンサＣａ３、Ｃａ４が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路ＡＳＬ１の他端は、半導体素子の一種である電界効果スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１のドレインに接続される。また、ＦＥＴＱ１のソースは接地され、ゲートはバイポーラスイッチング素子（Ｂ−Ｔｒ）Ｑ２のコレクタに接続される。
【００２８】
他方、伝送線路ＡＳＬ１の他端と電界効果スイッチングトランジスタＦＥＴＱ１のドレインＤとの接続点は、λ／４ストリップライン等からなるインダクタＳＬ１とコンデンサＣａ５との直列回路を介して接地され、インダクタＳＬ１とコンデンサＣａ５との接続点はドレイン電圧端子Ｖｄｄ１に接続されている。また、電界効果スイッチングトランジスタＦＥＴＱ１のゲートとバイポーラスイッチング素子Ｑ２のコレクタとの接続点は、コンデンサＣａ６を介して接地されると共にゲート電圧端子Ｖｇにも接続される。
【００２９】
更に、バイポーラスイッチング素子Ｑ２のエミッタは接地され、ベースは伝送線路ＳＬ３の一端に接続される。バイポーラスイッチング素子Ｑ２のコレクタは、ストリップライン等からなるインダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との直列回路を介して接地され、インダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との接続点は、コレクタ電圧端子Ｖｃに接続される。また、インダクタＳＬ２とコンデンサＣａ７との接続点は、バイポーラスイッチング素子Ｑ２のベースと伝送線路ＳＬ３の一端との接続点にも接続される。伝送線路ＳＬ３の他端は、コンデンサＣａ８を介して接地されると共に入力端子Ｐｉｎに接続される。
【００３０】
尚、図１及び図２の等価回路において伝送線路及びインダクタはストリップラインで構成されることが多いものの、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等で構成されていてもよい。また、図１のスイッチ回路ではｐｉｎダイオードは伝送線路側にカソードを接続した例を示したが、この向きに限るものではない。伝送線路側にアノードを接続しても良い。但し、この場合は送信系の伝送線路はコンデンサを介して接地するか、または伝送線路の他端を直接電圧制御端子にする。前記伝送線路にコンデンサを介して接地した場合、伝送線路とコンデンサの間に電圧制御端子を接続する。受信系のｐｉｎダイオードはアノードを伝送線路側に接続しており、カソードはコンデンサを介して接地されている。前記受信系ｐｉｎダイオードとコンデンサの間には抵抗が接続されており、その一端は電圧制御端子、又は接地されている。電圧制御端子として使用される場合、その端子に正の電圧を印加することにより送受信系ダイオードに逆バイアスをかけることができ、ダイオードのアイソレーションを更に大きくすることができる。結果として、アンテナ〜受信経路の挿入損失低減、他経路の送信時では前記ダイオードからの高調波発生を抑制することができる。
【００３１】
また、スイッチ回路のスイッチング素子としてｐｉｎダイオードを用いたが、これはＳＰ３Ｔ（ＳｉｎｇｌｅＰｏｌｅ３Ｔｈｒｏｗ）等のＧａＡｓスイッチを用いても良い。さらにトランジスタはＱ１をＦＥＴ、Ｑ２をＢ−Ｔｒとしたが、それぞれ他の種類のトランジスタでも良い。例えば、Ｓｉ−ＭＯＳＦＥＴ、ＧａＡｓＦＥＴ、Ｓｉバイポーラトランジスタ、ＧａＡｓＨＢＴ（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ（高電子移動度トランジスタ）等があげられる。もちろん、いくつものトランジスタを集積化したＭＭＩＣ（モノリシックマイクロ波集積回路）を用いても良い。また、本実施例では伝送線路ＳＬ３とトランジスタＱ２の間を直接繋いでいるが、抵抗を介して接続しても良い。
【００３２】
図３は図１のアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器を一つの積層体内に収めた複合積層モジュールの誘電体グリーンシートの展開図である。但し、高周波増幅器側は本発明の要旨とは直接関係しないし、また電極パターンについても特定されないので本実施例では図示していない。
誘電体グリーンシートは１０層で構成され、１層目は上面に搭載するチップ素子用のマウント電極を示し、最後の展開図は積層体の裏面を示している。グリーンシートは伝送線路や容量を形成しやすいようにシート厚みは４０〜２００μｍのものを使用し、電極材は銀系のものを用いた。このグリーンシートの各層に伝送線路やコンデンサ容量を電極パターンにより形成し、適宜スルーホールを設けて回路を構成している。このグリーンシートを順次積層圧着し、９５０℃で焼成することにより高周波部品が複合化された複合積層モジュールが得られる。積層体の大きさは横１３．７５ｍｍ×縦８ｍｍ×高さ０．７５ｍｍ程度であり、積層体の上面にはダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサ、抵抗体等のチップ素子を搭載し、その上に金属ケース（図示せず）を被せて完成品とする。完成後の全高は１．８ｍｍ程度である。ただし、金属ケースの代わりに、樹脂封止パッケージとしても良く、この場合の全高は１．５ｍｍ程度である。アンテナスイッチモジュールだけ場合は、積層体の大きさは横３ｍｍ×縦８ｍｍ×高さ０．８ｍｍ程度である。
【００３３】
実施例で使用した誘電体グリーンシート（以下、グリーンシート或いはシートと言う。）は９５０℃以下の低温焼成が可能なＬＴＣＣ材料からなる。例えば、Ａｌ_２Ｏ_３換算で１０〜６０質量％、ＳｉＯ_２換算で２５〜６０質量％、ＳｒＯ換算で７．５〜５０質量％、ＴｉＯ_２換算で２０質量％以下のＡｌ，Ｓｉ，Ｓｒ，Ｔｉと、Ｂｉ_２Ｏ_３換算で０．１〜１０質量％、Ｎａ_２Ｏ換算で０．１〜５質量％、Ｋ_２Ｏ換算で０．１〜５質量％、ＣｕＯ換算で０．０１〜５質量％、ＭｎＯ_２換算で０．０１〜５質量％のＢｉ、Ｎａ、Ｋ、Ｃｕ、Ｍｎをそれぞれ含有した誘電体組成物が用いられる。
【００３４】
積層体内のアンテナスイッチモジュールの概略構成は、上部層（１〜４層目）に分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ１１、Ｌ１２等を、中間層（５〜７層目）に分波器、スイッチ回路及びローパスフィルタを構成するコンデンサ容量Ｃ１、Ｃ３、Ｃ４、Ｃ７、Ｃ９、Ｃ１０、Ｃ１１、Ｃ１２、Ｃ１３、Ｃ１４、Ｃ１５、Ｃ１６等を、下部層（８〜１０層目）にスイッチ回路を構成する伝送線路Ｌ５、Ｌ６、Ｌ７、Ｌ８、Ｌ９、Ｌ１０等が主に形成されている。積層体への搭載部品あるいは基板外付け部品は、上記したようにダイオードＤ１〜Ｄ６、チップコンデンサＣ５、Ｃ６、Ｃ８、Ｃａ５〜Ｃａ７、抵抗体Ｒ１〜Ｒ３などがある。
【００３５】
図４は７，９，１０層目のシートを抜き出しており、図中（ａ）は本発明の電極パターンを、（ｂ）は比較例の電極パターンの配置を示している。本発明と比較例では７層目に前記分波回路Ｄｉｐの高域通過フィルタを構成するコンデンサＣ４の電極パターンを設け、９，１０層目にスイッチ回路ＳＷ２のＤＣＳＲｘ、ＰＣＳＲｘ受信経路でλ／４共振器を構成する伝送線路Ｌ８の電極パターンをスルーホールで繋いで設けている。ここで、比較例ではコンデンサの電極パターンＣ４と伝送線路の電極パターンＬ８（１）、Ｌ８（２）はそれぞれ上下方向に重ならないように配置している。これに対して本発明ではコンデンサの電極パターンＣ４と伝送線路の電極パターンＬ８（ここではＬ８（１））が上下方向に重なるように配置している。このように配置することにより、図６に示すようにアンテナＡＮＴ〜ＤＣＳＲｘ受信経路の挿入損失が０．２［ｄＢ］程度低減できることが確認された。さらに、図７に示すようにアンテナＡＮＴ〜ＰＣＳＲｘ受信経路の挿入損失も０．２［ｄＢ］程度低減できることが確認された。これらの理由は定かではないがコンデンサＣ４と伝送線路Ｌ８は電気的に直接接続した回路なので、干渉を避けるように配置するよりも電磁気的な結合を持たせたことが結果的に良い方向に作用しているのではと考えられる。
【００３６】
次に、図５は１〜５層目のシートを抜き出しており、図中（ａ）は本発明の電極パターンを、（ｂ）は比較例の電極パターンの配置を示している。比較例では３，４層目に前記分波回路Ｄｉｐの低域通過フィルタを構成する伝送線路Ｌ１の電極パターンを設け、５層目に同じく分波回路Ｄｉｐの高域通過フィルタを構成するコンデンサＣ２の電極パターンを設けている。また１層目の上面にはマウント電極が設けられておりＥで示す領域にも電極が設けられている。従って、この例では伝送線路Ｌ１とコンデンサＣ２の各電極パターンの投影が上面電極のＥの領域にあり、これらの電極は重なって配置されている。これに対して本発明では、１層目の上面のＮで示す領域にはマウント電極を形成していない。よって、２，３，４層目に分波回路Ｄｉｐの低域通過フィルタを構成する伝送線路Ｌ１の電極パターンを３層に分けて設けているものの上層には電極が無く電極の重なりは生じていない。また、分波回路Ｄｉｐの高域通過フィルタを構成するコンデンサＣ２の電極パターンは５層目に設けているが、Ｎの領域にはマウント電極が無いので上面電極との重なりは生じていない。このような配置とすることにより、図８に示すようにＧＳＭＴｘ送信経路〜アンテナＡＮＴの挿入損失が０．２［ｄＢ］程度低減できることが確認された。さらに、図示していないがアンテナＡＮＴ〜ＧＳＭＲｘ受信経路の挿入損失が０．１［ｄＢ］程度低減できることが確認された。これらの理由は定かではないが、上面電極と低域通過フィルタを構成する伝送線路Ｌ１の干渉、上面電極と高域通過フィルタを構成するコンデンサＣ２の干渉がそれぞれ低減されたことによる効果との見方をしている。
【００３７】
図１に示したアンテナスイッチモジュールの等価回路、図２に示した高周波増幅器の等価回路は一例である。増幅器回路側は、半導体素子Ｑ３と電源供給回路を同様に付加して増幅回路を３段、またそれ以上の多段となしハイパワーアンプとして構成することも出来る。また、アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器の間にカプラ回路やアイソレータ回路を備えても良く、受信系経路にはＳＡＷフィルタを挿入しても良い。また、アンテナスイッチモジュール回路とカプラ回路を複合積層モジュールとしても良い。
上記した高周波スイッチモジュールやアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器を複合化した複合積層モジュールをアンテナを共用とする携帯電話などの無線通信機に用いることによって小型軽量化の要求に答えることが出来る。
【００３８】
また本発明で用いられる送受信系システムとしては、上記した以外にもＰＤＣ８００帯域（８１０〜９６０ＭＨｚ）、ＧＰＳ帯域（１５７５．４２ＭＨｚ）、ＰＨＳ帯域（１８９５〜１９２０ＭＨｚ）、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ帯域（２４００〜２４８４ＭＨｚ）や、米国で普及が見込まれるＣＤＭＡ２０００、中国で普及が見込まれるＴＤ−ＳＣＤＭＡ、欧州で普及が見込まれるＷ−ＣＤＭＡなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。これらの場合の回路を用いてデュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドの高周波スイッチ回路が得られる。
【００３９】
【発明の効果】
本発明によれば、挿入損失が低減された高周波スイッチモジュールとなる。さらに一つの積層体内にこれらの機能を一体化することにより損失が無く変換効率の高い特性の優れた複合積層モジュールが得られる。そしてこれらを用いることにより小型軽量のマルチバンド型の高性能な通信機を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例を示すトリプルバンド用アンテナスイッチモジュールの等価回路図である。
【図２】本発明の一実施例を示す高周波増幅器の等価回路図である。
【図３】本発明の複合積層モジュールの一実施例を示す、誘電体シートの展開図である。
【図４】分波器の一部を構成するコンデンサ電極とスイッチ回路の一部を構成する伝送線路電極との重なりを説明する誘電体シートの展開図である。
【図５】分波器の一部を構成するコンデンサ電極と伝送線路電極とマウント電極との重なりを説明する誘電体シートの展開図である。
【図６】図４に示す比較例と本発明の実施例によるＡＮＴ〜ＤＣＳＲｘ間の挿入損失の測定結果を示す特性線図である。
【図７】図４に示す比較例と本発明の実施例によるＡＮＴ〜ＰＣＳＲｘ間の挿入損失の測定結果を示す特性線図である。
【図８】図５に示す比較例と本発明の実施例によるＧＳＭＴｘ〜ＡＮＴ間の挿入損失の測定結果を示す特性線図である。
【図９】本発明の一例であるマルチバンド用アンテナスイッチモジュールの形態を説明するブロック図である。
【符号の説明】
ＡＳＭ：アンテナスイッチモジュール（高周波スイッチモジュール）
ＨＰＡ：ハイパワーアンプ（高周波増幅器）
Ｄｉｐ：ダイプレクサ（分波器）
ＳＷ：スイッチ回路
ＬＰＦ：ローパスフィルタ回路
ＳＡＷ：弾性表面波フィルタ
Ｌ、ＳＬ、ＡＳＬ：インダクタ、伝送線路
Ｃ、Ｃａ：コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２：半導体スイッチング素子[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless communication system for transmitting and receiving signals of two or more different frequencies by using one antenna in common, and comprises a multi-band high-frequency switch module, and this high-frequency switch module and a high-frequency amplifier in one laminated body. The present invention relates to a multi-band composite laminated module and a communication device using the same.
[0002]
[Prior art]
For example, the EGSM (Extended Global System for Mobile Communications) system and the DCS (Digital Cellular System) system, which are popular in Europe, and the PCS (Personal Communication) system, which is popular in the United States, are used for portable wireless systems. There are various systems using time division multiple access (TDMA) such as a PDC (Personal Digital Cellular) system. With the rapid spread of mobile phones in recent years, especially in major metropolitan areas of developed countries, the frequency band allocated to each system cannot cover system users, making it difficult to connect or connecting during a call There is a problem such as disconnection. Therefore, it has been proposed that a user can use a plurality of systems to substantially increase usable frequencies, further expand a service area, and effectively use a communication infrastructure of each system.
2. Description of the Related Art Conventionally, as a small and lightweight high-frequency circuit component corresponding to a plurality of systems, for example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device corresponding to two systems of EGSM and DCS is disclosed in Patent Document 1. Patent Document 2 discloses a high-frequency switch module for a triple band used in a portable communication device compatible with three systems of EGSM, DCS, and PCS.
[0003]
FIG. 9 shows an example of a block configuration of a triple-band antenna switch module (including an antenna including an antenna). The signal in the EGSM frequency band and the signal in the DCS / PCS frequency band are split by a splitter (diplexer Dip) connected to the antenna ANT terminal (combined in the opposite direction, but in this specification, the splitting will be described). The first high-frequency switch SW1 switches between the EGSM transmission terminal Tx and the EGSM reception terminal Rx, and the second high-frequency switch SW2 switches between the DCS / PCS transmission terminal Tx, the DCS reception terminal Rx, and the PCS reception terminal Rx. . The low-pass filters LPF1 and LPF2 are inserted in the transmission path to reduce the amount of harmonic distortion generated in the power amplifier. The band-pass filters SAW1, SAW2, and SAW3 remove unnecessary frequency components from the received signal from the antenna ANT and send only the necessary components to the low-noise amplifier. Therefore, power amplifiers HPA1 and HPA2 are provided in a stage preceding the EGSM transmission terminal Tx and the DCS / PCS transmission terminal Tx, and low noise amplifiers LNA1 and LNA2 are located in a stage subsequent to the EGSM reception terminal Rx, the DCS reception terminal Rx and the PCS reception terminal Rx. An LNA 3 is provided.
[0004]
There is still a strong demand for smaller and lighter portable communication devices, and modularization that integrates components and integrates functions is being promoted. For example, a circuit component surrounded by a dotted line in FIG. 9 is configured such that a transmission line and a capacitor are formed by an electrode pattern in a multilayer body in which dielectric sheets such as LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) are stacked in multiple layers, and a diode or the like is formed. It is implemented as a multi-band antenna switch module mounted on a laminate. Further, modularization in a range surrounded by a chain line is realized by mounting a discrete SAW filter on a laminate.
[0005]
On the other hand, on the transmitting side of the portable communication device, a high-power amplifier of about several W is used to output a signal of relatively high power (in the present invention, a high-frequency amplifier is not distinguished from a power amplifier or the like, but is referred to as a power amplifier or the like). May be used). Since mobile phones and the like need to be small and have low power consumption, a high-power amplifier that consumes most of DC power has high DC-RF power conversion efficiency (also referred to as power added efficiency) and is small. Is required. Especially for mobile phones, etc., the small size of the device and the length of talk time per charge of the battery are important selling points of the product, so the miniaturization and high efficiency of high power amplifiers Is required.
[0006]
2. Description of the Related Art Conventionally, as a conventional technology for combining a high-frequency amplifier and an antenna switch into a composite module in a laminate, for example, there is an antenna device in which a reception-only antenna and an amplifier are mounted on the laminate and a phase adjustment circuit is provided between the two. Reference 3). However, this is for adjusting the phase shift of the closed loop when the reception-only antenna (patch antenna) itself receives the electromagnetic wave leaked from the amplifier. That is, it is not a composite of the high-frequency switch function.
Further, there is a module in which a transmission line and a capacitor constituting a high-frequency switch and an amplifier are incorporated in a multilayer substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers, and a transistor and the like are mounted on the multilayer substrate to form a module (Patent Document 4). reference). However, in this case, there is no disclosure of any practical problems or means when the two are integrated only by showing a concept, and it is difficult to realize them.
Further, there is disclosed a high-frequency transmission module in which a high-power amplifier and a coupler for monitoring the output power are integrated (see Patent Document 5). However, in this case, only the power amplifier and the coupler were formed into a stacked module.
[0007]
[Patent Document 1]
JP-A-11-225088 [Patent Document 2]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-165288 [Patent Document 3]
JP 2000-183612 A [Patent Document 4]
JP-A-10-126307 [Patent Document 5]
JP-A-2002-141827
[Problems to be solved by the present invention]
As described above, conventionally, a multilayer module including a multi-band antenna switch module and a high-frequency amplifier has been a subject to be studied, but it has not been realized that the module is actually formed in a single multilayer body such as an LTCC.
Even if it is realized, it is meaningless for a large one, and for example, a size of 15 mm × 10 mm × 2 mm or less is required. However, reducing the size and integration of the high-frequency circuit module leads to an increase in the density between the internal circuits. As a result, a problem such as an increase in insertion loss in each of the receiving circuits and the transmitting circuits occurs. .
This problem is common to the antenna switch module alone.
[0009]
In view of such a problem, an object of the present invention is to provide a high-frequency switch module having a low insertion loss even in a laminate having a limited small size. Another object of the present invention is to provide a composite laminated module having a low insertion loss, in which a multi-band high-frequency switch module and a high-frequency amplifier are configured in a single laminated body. Further, the present invention provides a multi-band small communication device using these.
[0010]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides a demultiplexing circuit including a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal into a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and a demultiplexing circuit connected to the demultiplexing circuit. A switch circuit for switching between a transmission system and a reception system; a low-pass filter in each transmission system of the switch circuit; the branching circuit configured by an LC circuit; and the switch circuit mainly including a switching element and a transmission line. Wherein the low-pass filter is constituted by an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the demultiplexing circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit are provided in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer. A chip element that is constituted by the electrode pattern and that constitutes a part of the switching element, the LC circuit, or the like, is disposed on the laminated body. In the switch module, a capacitor electrode pattern forming a high-pass filter of the branching circuit and a transmission line electrode pattern forming a λ / 4 resonator of a receiving system of the switch circuit directly and electrically connected thereto are formed. And a high-frequency switch module, wherein the high-frequency switch module is arranged at a position vertically overlapping in the laminate.
[0011]
The present invention provides a demultiplexing circuit including a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal into a plurality of transmission / reception systems having different pass bands, and a demultiplexing circuit connected to the demultiplexing circuit. A switch circuit for switching between a transmission system and a reception system; a low-pass filter in each transmission system of the switch circuit; the branching circuit configured by an LC circuit; and the switch circuit mainly including a switching element and a transmission line. Wherein the low-pass filter is constituted by an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the demultiplexing circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit are provided in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer. A chip element that is constituted by the electrode pattern and that constitutes a part of the switching element, the LC circuit, or the like, is disposed on the laminated body. In the switch module, the transmission line electrode pattern on the antenna terminal side constituting the low-pass filter of the branching circuit and / or the capacitor electrode pattern on the antenna terminal side constituting the high-pass filter, and the upper surface electrode of the laminated body are And a high-frequency switch module, wherein the high-frequency switch module is arranged at a position not overlapping in the vertical direction.
[0012]
The present invention provides a demultiplexing circuit in which a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands are configured by an LC circuit, and the demultiplexing circuit is connected to the demultiplexing circuit; Each having a switching element for switching between a transmission system and a reception system and a switch circuit having a transmission line as a main configuration, and a low-pass filter composed of an LC circuit and inserted into each transmission system of the switch circuit. At least a part of the LC circuit of the circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit are configured by the electrode pattern in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer. Electrode pattern constituting a high-pass filter of a wave circuit, and a λ / 4 resonator of a receiving system of the switch circuit directly and electrically connected thereto. And the transmission line electrode pattern to be formed are arranged at positions vertically overlapping each other in the laminate, and the chip elements constituting a part of the switching element, the resistor, the LC circuit and the like are arranged on the laminate. A high-frequency switch laminated module unit having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, wherein at least a part of the transmission line and the LC circuit forming the power supply circuit and the matching circuit has an electrode pattern and a dielectric circuit. A chip element which is configured by the electrode pattern in the laminate with a body layer, and constitutes a part of the semiconductor element, the LC circuit, or the like, includes a high-frequency amplifier laminated module portion arranged and arranged on the laminate. Wherein the high-frequency switch multilayer module and the high-frequency amplifier multilayer module are configured in the single laminate. It is a rule.
[0013]
The present invention provides a demultiplexing circuit in which a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands are configured by an LC circuit, and the demultiplexing circuit is connected to the demultiplexing circuit; Each having a switching element for switching between a transmission system and a reception system and a switch circuit having a transmission line as a main configuration, and a low-pass filter composed of an LC circuit and inserted into each transmission system of the switch circuit. At least a part of the LC circuit of the circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit are configured by the electrode pattern in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer. Line electrode pattern on the antenna terminal side constituting the low-pass filter of the wave circuit and / or the capacitor on the antenna terminal side constituting the high-pass filter The electrode pattern and the upper surface electrode of the laminate are arranged at positions not overlapping in the vertical direction, and the switching elements, the chip elements constituting a part of the resistor and the LC circuit and the like are arranged on the laminate. And a power supply circuit and a matching circuit having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit. At least a part of the transmission line and the LC circuit forming the power supply circuit and the matching circuit have an electrode pattern. A high-frequency amplifier laminated module unit configured by arranging the electrode pattern in the laminated body with a dielectric layer and forming a part of the semiconductor element or the LC circuit or the like is disposed on the laminated body. Wherein the high-frequency switch multilayer module and the high-frequency amplifier multilayer module are configured in the single laminate. Is Lumpur.
[0014]
The present invention is a communication device for transmitting and receiving signals of two or more different frequencies by using one antenna in common, wherein one common antenna is connected to and mounted on the high-frequency switch module or the composite laminated module. Communication device.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings using a high-frequency switch module and a high-frequency amplifier as examples. FIG. 1 shows an example of an equivalent circuit diagram of a high frequency switch module (hereinafter, referred to as an antenna switch module) for EGSM, DCS, and PCS triple bands, and FIG. 2 shows an example of an equivalent circuit diagram of a high frequency amplifier. FIG. 3 is an exploded view of a dielectric sheet constituting a high-frequency switch module portion of the laminate, and FIG. 4 is a view showing a capacitor electrode constituting a part of a duplexer and a transmission line electrode constituting a part of a switch circuit. FIG. 5 is a development view illustrating an overlapping state, and FIG. 5 is a development view illustrating an overlapping state of a capacitor electrode constituting a part of the duplexer, a transmission line electrode, and a mount electrode for connecting the chip element.
[0016]
First, the circuit of the antenna switch module will be described with reference to FIG. In FIG. 1, a duplexer (diplexer) Dip includes transmission lines L1 to L4 and capacitors C1 to C4. The transmission line L2 and the capacitor C1 form a series resonance circuit, and have a DCS band (transmission frequency: 1710 to 1785 MHz, a reception frequency: 1805 to 1880 MHz) and a PCS band (transmission frequency: 1850 to 1910 MHz, reception frequency: 193 to 1990 MHz). Design so that attenuation can be obtained. In this example, the resonance frequency was adjusted to 1.8 GHz, which is approximately the center of the frequency band. The transmission lines L1 and L3 are preferably set to a certain length so as to have a high impedance with respect to the frequency of the DCS / PCS signal. These transmission line L2, capacitance C1, and transmission lines L1, L3 form a low-pass filter, which makes it difficult for DCS / PCS-based signals to be transmitted to the EGSM-based path. Note that L3 is not always necessary. For example, it has been confirmed that a low-pass filter can be configured by L1, L2, and C1.
On the other hand, the transmission line L4 and the capacitor C3 form a series resonance circuit, and are designed so that attenuation can be obtained in the EGSM band (transmission frequency: 880 to 915 MHz, reception frequency: 925 to 960 MHz). In this example, the resonance frequency was set to 0.9 GHz, which is almost the center of the frequency band. The capacitances C2 and C4 are preferably set to relatively small capacitance values so as to have a high impedance with respect to the frequency of the EGSM signal. These transmission line L4, capacitance C3 and capacitances C2 and C4 form a high-pass filter, which makes it difficult for EGSM-based signals to be transmitted to DCS / PCS-based paths. With the above low-pass filter circuit and high-pass filter circuit, the EGSM-based signal and the DCS / PCS-based signal can be demultiplexed and synthesized.
[0017]
The first switch circuit SW1 includes capacitors C5 and C6, transmission lines L5 and L6, PIN diodes D1 and D2, and a resistor R1. The lengths of the transmission lines L5 and L6 are set so as to be λ / 4 resonators in the transmission frequency band of EGSM. However, the transmission line L5 can be replaced by a choke coil. In this case, it is necessary that the inductance is such that the terminal opposite to the grounded terminal is in an open impedance state at the EGSM transmission frequency. In this case, the inductance value is desirably about 10 to 100 nH. The resistor R1 determines a current flowing through the first and second diodes D1 and D2 when the control power supply VC1 is in a High state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. Capacitors C5 and C6 are necessary for DC cut of the control power supply. Further, the capacitor C6 has a role of adjusting not only the DC cut but also the isolation between the EGSM Tx and the EGSM Rx. The transmission line L6 basically requires a transmission line length to be a λ / 4 resonator. However, since the length and the like are adjusted for impedance matching of the EGSM Rx, sufficient isolation cannot be obtained. The transmission line length may be as follows. In such a case, the amount of isolation can be optimized by adjusting the capacitance C6 without changing the transmission line L6 so as to maintain the impedance matching. In this embodiment, the capacitor C6 is constituted by the chip component on the upper surface of the laminate. Therefore, compared with the case where the capacitor is formed by the electrode pattern inside the laminate, it is not necessary to consider the area and the number of layers inside the laminate, and the adjustment can be made relatively freely. Therefore, even if the isolation is not adjusted by inserting the transmission line or the inductor L40, the capacitance can be adjusted by the capacitance C6 of the chip component. Therefore, it is shown by a dotted line.
[0018]
As described above, when the control power supply VC1 is High, both the first and second diodes D1 and D2 are turned ON, the connection point between the second diode D2 and the transmission line L6 is at the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L6 becomes infinite. Therefore, when the control power supply VC1 is High, a signal cannot pass through a path between the diplexer Dip and the EGSM Rx, and a signal easily passes through a path between the diplexer Dip and the EGSM Tx. On the other hand, when the control power supply VC1 is low, the first diode D1 is also turned off, so that no signal can pass through the path between the diplexer Dip and the EGSM Tx, and the second diode D2 is also off. In the path, the signal easily passes. With the above configuration, it is possible to switch between transmission and reception of the EGSM signal.
[0019]
The second switch circuit SW2 includes capacitors C7 to C10, transmission lines L7 to L10, PIN diodes D3 to D6, resistors R2 and R3, and an inductor or transmission provided between a contact between the diode D4 and the resistor R2 and the capacitor C7. It is constituted by the line L20. The lengths of the transmission lines L7 to L10 are set so as to be λ / 4 resonators at the frequency of the DCS / PCS signal. However, the transmission lines L7 and L9 can be replaced by choke coils. In this case, at the transmission frequency of DCS, the inductance opposite to the terminal grounded at the transmission frequency of PCS becomes an open impedance state. Need to be In this case, the inductance value is desirably about 5 to 60 nH. The resistor R2 determines the current flowing through the third and fourth diodes D3 and D4 when the control power supply VC2 is in the High state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. The resistor R3 determines the current flowing through the fifth and sixth diodes D5 and D6 when the control power supply VC3 is in the High state. In this embodiment, 100Ω to 2kΩ is used. Capacitors C7, C8 and C10 are necessary for DC cut of the control power supply. Further, the capacitors C7 and C10 have a role of adjusting not only DC cut but also isolation between DCS / PCSTx to DCS Rx, PCS Rx, and between PCS Rx to DCS Rx.
[0020]
The transmission line L8 basically needs to have a transmission line length to be a λ / 4 resonator. However, the length is adjusted for impedance matching of DCS Rx and PCS Rx. The transmission line length may not be sufficient. In such a case, it is desirable to optimize the amount of isolation by adjusting the capacitance C7 without changing the transmission line L8 so as to maintain the impedance matching. Here, in this embodiment, C7 is formed in the laminated body, and furthermore, it is not possible to obtain a sufficient capacity to obtain sufficient isolation due to the limitation of the area and the number of layers. Conventionally, in such a case, the isolation is adjusted by the transmission line L8. However, when the transmission line L8 is adjusted, the impedance characteristics of the PCS Rx and DCS Rx at the subsequent stage change, and the circuit constant at the stage subsequent to L8 is changed. (L9, L10, C9, C10, etc.) had to be adjusted, and the adjustment required a considerable time and a change in the laminated structure. Therefore, in order to obtain isolation between DCS / PCS Tx to DCS Rx and PCS Rx without adjusting the capacitance C7 and the transmission line L8, the transmission line L20 is provided in the laminate. Thus, when the diodes D3 and D4 are ON, the transmission line L20 can be considered as an extension of L8 in terms of high frequency, and as a result, the isolation can be adjusted. Further, when the diodes D3 and D4 are OFF (during DCS Rx reception), the transmission line L20 does not exist between the antenna and the DCS Rx and between the antenna and the PCS Rx, which are signal paths, and thus contributes to reduction of insertion loss. Further, the capacitor C7 is formed by an electrode pattern printed between the stacked dielectric sheets. However, it is difficult to obtain a sufficient capacity on a small-sized dielectric sheet whose area and number of layers are limited. Even in such a situation, the transmission line L20 is advantageous because it can be formed relatively easily. The length of the transmission line L20 is preferably 30% or less of the length of the transmission line L8.
[0021]
As described above, when the control power supply VC2 is High, the third and fourth diodes D3 and D4 are both turned on, the connection point between the fourth diode D4 and the transmission line L8 is at the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L8 becomes infinite. Therefore, when the control power supply VC2 is High, a signal cannot pass through a path between the diplexers Dip to PCS Rx and a path between the diplexer Dip and DCS Rx, and a signal easily passes through a path between the diplexer Dip and DCS / PCS Tx. On the other hand, when the control terminal VC2 is low, the third diode D3 is also turned off, so that no signal can pass through the path between the diplexers Dip to DCS / PCSTx, and since the fourth diode D4 is also off, the diplexers Dip to PCS Rx and In the path between the diplexer Dip and the DCS Rx, the signal can easily pass.
[0022]
When the control terminal VC3 is High, the fifth and sixth diodes D5 and D6 are both turned on, the connection point between the sixth diode D6 and the transmission line L10 becomes the ground level, and the transmission line which is a λ / 4 resonator The impedance on the opposite side of L10 becomes infinite. Therefore, when the control terminal VC3 is High, no signal can pass through the path between the connection point of C8 and D5 and DCS Rx, and the signal easily passes through the path between the connection point and PCS Rx. Conversely, when the control terminal VC3 is low, the fifth diode D5 is also turned off, so that no signal can pass through the path between the connection point and the PCS Rx, and since the sixth diode D6 is also off, the fifth diode D6 is turned off. In the path between the DCSs Rx, the signal easily passes. With the above configuration, switching to DCS / PCS Tx when the control terminal VC2 is High, switching to PCS Rx when the control terminals VC2 and VC3 are Low and High respectively, and switching to DCS Rx when the control terminals VC2 and VC3 are Low. Becomes possible.
[0023]
Although it is possible to use the inductor or the transmission line L30 to adjust the isolation between PCS Rx and DCS Rx when VC3 is High, L10, which is a λ / 4 resonator, and the capacitor C10 are connected at the end of the circuit. Since it is connected to a certain DCS_Rx terminal and has little influence on other circuit elements, L10 and C10 can be adjusted relatively freely for the above-mentioned isolation and matching of the DCS_Rx terminal. Therefore, here, the inductor or the transmission line L30 was not inserted.
[0024]
The first low-pass filter LPF1 is a π-type low-pass filter including a transmission line L11 and capacitors C11 to C13. Here, L11 and C11 form a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the transmission frequency of EGSM. In this embodiment, it is set to 2.7 GHz which is three times as large as that of the first embodiment. With the above configuration, harmonic distortion included in the transmission signal on the EGSM side input from the power amplifier can be removed.
The first low-pass filter LPF1 is arranged between the first diode D1 of the first high-frequency switch SW1 and the transmission line L5, and is arranged between the diplexer Dip and the first high-frequency switch SW1. Alternatively, it may be arranged between the transmission line L5 and the EGSM Tx. If the capacitance connected to the ground of the first low-pass filter LPF1 is arranged in parallel with the transmission line L5, a parallel resonance circuit is formed, and the line length of the transmission line L5 can be made shorter than λ / 4. The inductance value of the choke coil can be reduced.
[0025]
The second low-pass filter LPF2 is a π-type low-pass filter including the transmission line L12 and the capacitors C14 to C16. Here, the transmission line L12 and the capacitor C14 form a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the DCS / PCS transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3.6 GHz which is twice as large. With the above configuration, harmonic distortion included in the DCS / PCS side transmission signal input from the power amplifier can be removed.
Similarly to the first low-pass filter LPF1, the second low-pass filter LPF2 may be disposed between the diplexer Dip and the second high-frequency switch SW2, or may be disposed between the transmission line L7 and the DCS transmission terminal DCSTx. May be arranged. The first and second low-pass filters LPF1, LPF2 are provided between the diode D1 and the transmission line L5 and between the diode D3 and the transmission line L7, and are provided in the switch circuit. This is preferable in circuit design but is not essential. The low-pass filter may be provided at any position on the transmission path between the diplexer through which the transmission signal passes and the transmission terminal.
[0026]
In addition, the EGSM system can be further divided into GSM850 (transmission frequency: 824 to 849 MHz, reception frequency: 869 to 894 MHz) and EGSM to be compatible with a quad band. In this case, a common terminal can be used for the transmission system, and the reception system can be configured by connecting a switch for switching between GSM850 and EGSM to the EGSM reception terminal of the triple-band compatible antenna switch. Further, the present invention can also be realized by using a transmission line that is a λ / 4 resonator in the GSM850 or EGSM band instead of the switch and dividing the frequency between the two.
[0027]
Next, a high-frequency amplifier will be described with reference to FIG. This high-frequency amplifier is a high-power amplifier that connects the output terminal P0 of the matching circuit end to the transmission terminal P1 of, for example, EGSM Tx of the antenna switch module of FIG. 1, and plays a role of transmitting the amplified transmission signal to the antenna switch side. One end of the transmission line ASL1 is connected to the output terminal P0 via the DC cut capacitor Ca2. Capacitors Ca3 and Ca4, one ends of which are grounded, are connected to the transmission line ASL1 to form an output matching circuit. The other end of the transmission line ASL1 is connected to the drain of a field effect switching transistor (FET) Q1, which is a type of semiconductor device. The source of the FET Q1 is grounded, and the gate is connected to the collector of the bipolar switching element (B-Tr) Q2.
[0028]
On the other hand, the connection point between the other end of the transmission line ASL1 and the drain D of the field-effect switching transistor FET Q1 is grounded via a series circuit of an inductor SL1 and a capacitor Ca5, such as a λ / 4 strip line, and is connected to the inductor SL1. The connection point with the capacitor Ca5 is connected to the drain voltage terminal Vdd1. The connection point between the gate of the field effect switching transistor FET Q1 and the collector of the bipolar switching element Q2 is grounded via a capacitor Ca6 and is also connected to a gate voltage terminal Vg.
[0029]
Further, the emitter of the bipolar switching element Q2 is grounded, and the base is connected to one end of the transmission line SL3. The collector of the bipolar switching element Q2 is grounded through a series circuit of an inductor SL2 and a capacitor Ca7 formed of a strip line or the like, and a connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is connected to a collector voltage terminal Vc. The connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is also connected to a connection point between the base of the bipolar switching element Q2 and one end of the transmission line SL3. The other end of the transmission line SL3 is grounded via a capacitor Ca8 and is connected to an input terminal Pin.
[0030]
Although the transmission line and the inductor in the equivalent circuits of FIGS. 1 and 2 are often constituted by strip lines, they may be constituted by microstrip lines, coplanar guidelines, or the like. Further, in the switch circuit of FIG. 1, an example is shown in which the pin diode is connected to the cathode on the transmission line side, but the present invention is not limited to this direction. An anode may be connected to the transmission line side. However, in this case, the transmission line of the transmission system is grounded via a capacitor, or the other end of the transmission line is directly used as a voltage control terminal. When the transmission line is grounded via a capacitor, a voltage control terminal is connected between the transmission line and the capacitor. The pin diode of the receiving system has an anode connected to the transmission line side and a cathode grounded via a capacitor. A resistor is connected between the receiving system pin diode and the capacitor, and one end thereof is connected to a voltage control terminal or ground. When used as a voltage control terminal, by applying a positive voltage to the terminal, a reverse bias can be applied to the transmission / reception system diode, and the isolation of the diode can be further increased. As a result, it is possible to reduce the insertion loss from the antenna to the reception path, and to suppress the generation of harmonics from the diode during transmission on another path.
[0031]
Although a pin diode is used as a switching element of the switch circuit, a GaAs switch such as SP3T (Single Pole 3 Throw) may be used. Further, although Q1 is an FET and Q2 is a B-Tr transistor, other types of transistors may be used. For example, there are Si-MOSFET, GaAsFET, Si bipolar transistor, GaAsHBT (heterojunction bipolar transistor), HEMT (high electron mobility transistor) and the like. Of course, an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) in which a number of transistors are integrated may be used. In this embodiment, the transmission line SL3 and the transistor Q2 are directly connected, but may be connected via a resistor.
[0032]
FIG. 3 is a development view of a dielectric green sheet of a composite laminated module in which the antenna switch module and the high frequency amplifier of FIG. 1 are housed in one laminated body. However, the high-frequency amplifier side is not shown in the present embodiment because it is not directly related to the gist of the present invention and the electrode pattern is not specified.
The dielectric green sheet is composed of 10 layers, the first layer shows a mount electrode for a chip element mounted on the upper surface, and the last developed view shows the back surface of the laminate. The green sheet used had a sheet thickness of 40 to 200 μm so that a transmission line and a capacity could be easily formed, and a silver-based electrode material was used. A transmission line and a capacitor are formed on each layer of this green sheet by an electrode pattern, and through holes are provided as appropriate to constitute a circuit. The green sheets are sequentially laminated and pressed and fired at 950 ° C. to obtain a composite laminated module in which high-frequency components are composited. The size of the laminate is about 13.75 mm in width × 8 mm in height × 0.75 mm in height, and on the top surface of the laminate, chip elements such as diodes, transistors, chip inductors, chip capacitors, and resistors are mounted. A metal case (not shown) is put on the top to complete the product. The total height after completion is about 1.8 mm. However, a resin-sealed package may be used instead of the metal case, and the total height in this case is about 1.5 mm. When only the antenna switch module is used, the size of the laminate is about 3 mm wide × 8 mm long × 0.8 mm high.
[0033]
The dielectric green sheets (hereinafter, referred to as green sheets or sheets) used in the examples are made of an LTCC material that can be fired at a low temperature of 950 ° C. or less. For example, 10 to 60 wt% in terms _{of Al} 2 _{O 3,} 25 to 60 wt% in terms of SiO _2, from 7.5 to 50 mass% in terms of SrO, TiO ₂ converted at 20 wt% or less of Al, Si, Sr, Ti and 0.1 to 10% by mass in terms of Bi ₂ O ₃ , 0.1 to 5% by mass in terms of Na ₂ O, 0.1 to 5% by mass in terms of K ₂ O, and 0.01 to 5% in terms of CuO A dielectric composition containing Bi, Na, K, Cu, and Mn at 5% by mass and 0.01 to 5% by mass in terms of MnO ₂ is used.
[0034]
The schematic configuration of the antenna switch module in the laminated body is such that transmission lines L1, L2, L3, L4, L11, L12, etc., which constitute a duplexer and a low-pass filter, are provided in an upper layer (first to fourth layers), and an intermediate layer (5). To the seventh layer), the capacitor capacitances C1, C3, C4, C7, C9, C10, C11, C12, C13, C14, C15, C16, etc. constituting the duplexer, the switch circuit and the low-pass filter, and the lower layer (8 Transmission lines L5, L6, L7, L8, L9, L10, etc., which constitute the switch circuit, are mainly formed in the (tenth to tenth) layers. The components mounted on the laminate or the components external to the substrate include the diodes D1 to D6, the chip capacitors C5, C6, C8, Ca5 to Ca7, and the resistors R1 to R3 as described above.
[0035]
FIG. 4 shows the sheets of the seventh, ninth, and tenth layers. FIG. 4A shows the electrode pattern of the present invention, and FIG. 4B shows the arrangement of the electrode patterns of the comparative example. In the present invention and the comparative example, an electrode pattern of the capacitor C4 constituting the high-pass filter of the branching circuit Dip is provided on the seventh layer, and the DCS Rx and PCS Rx reception paths of the switch circuit SW2 are provided on the ninth and tenth layers. The electrode patterns of the transmission line L8 forming the ４ resonator are connected by through holes. Here, in the comparative example, the electrode pattern C4 of the capacitor and the electrode patterns L8 (1) and L8 (2) of the transmission line are arranged so as not to overlap each other in the vertical direction. On the other hand, in the present invention, the electrode pattern C4 of the capacitor and the electrode pattern L8 (here, L8 (1)) of the transmission line are arranged so as to overlap in the vertical direction. By arranging in this way, it was confirmed that the insertion loss in the antenna ANT to DCS Rx reception path can be reduced by about 0.2 [dB] as shown in FIG. Furthermore, as shown in FIG. 7, it was confirmed that the insertion loss of the receiving path from the antenna ANT to the PCS Rx can be reduced by about 0.2 [dB]. Although the reasons for these are not clear, the capacitor C4 and the transmission line L8 are circuits directly connected electrically, so that providing electromagnetic coupling rather than arranging so as to avoid interference results in a better direction. It is thought that it is doing.
[0036]
Next, FIG. 5 shows the sheets of the first to fifth layers, in which (a) shows the electrode pattern of the present invention and (b) shows the arrangement of the electrode patterns of the comparative example. In the comparative example, the electrode pattern of the transmission line L1 constituting the low-pass filter of the demultiplexing circuit Dip is provided on the third and fourth layers, and the capacitor C2 constituting the high-pass filter of the demultiplexing circuit Dip is also provided on the fifth layer. Are provided. A mount electrode is provided on the upper surface of the first layer, and an electrode is provided also in a region indicated by E. Therefore, in this example, the projections of the respective electrode patterns of the transmission line L1 and the capacitor C2 are in the region of the upper electrode E, and these electrodes are arranged so as to overlap. On the other hand, in the present invention, no mount electrode is formed in the region indicated by N on the upper surface of the first layer. Therefore, the electrode patterns of the transmission line L1 constituting the low-pass filter of the demultiplexing circuit Dip are provided in the second, third, and fourth layers in three layers, but there is no electrode in the upper layer, and the electrodes overlap. Absent. The electrode pattern of the capacitor C2 constituting the high-pass filter of the branching circuit Dip is provided in the fifth layer. However, since there is no mount electrode in the region of N, there is no overlap with the upper surface electrode. With this arrangement, it was confirmed that the insertion loss from the GSM Tx transmission path to the antenna ANT can be reduced by about 0.2 [dB] as shown in FIG. Further, although not shown, it was confirmed that the insertion loss of the antenna ANT to the GSM Rx reception path can be reduced by about 0.1 [dB]. Although these reasons are not clear, it is considered that the interference between the upper electrode and the transmission line L1 forming the low-pass filter and the interference between the upper electrode and the capacitor C2 forming the high-pass filter are reduced. You are.
[0037]
The equivalent circuit of the antenna switch module shown in FIG. 1 and the equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 2 are examples. On the amplifier circuit side, the semiconductor element Q3 and the power supply circuit are similarly added, and the amplifier circuit can be configured as a high power amplifier having three stages or more stages. Further, a coupler circuit or an isolator circuit may be provided between the antenna switch module and the high-frequency amplifier, and a SAW filter may be inserted in the receiving system path. Further, the antenna switch module circuit and the coupler circuit may be a composite laminated module.
By using the above-described high-frequency switch module or a composite laminated module obtained by combining an antenna switch module and a high-frequency amplifier in a wireless communication device such as a mobile phone that shares an antenna, it is possible to meet the demand for reduction in size and weight.
[0038]
In addition to the above, the transmitting / receiving system used in the present invention includes a PDC800 band (810 to 960 MHz), a GPS band (1575.42 MHz), a PHS band (1895 to 1920 MHz), a Bluetooth band (2400 to 2484 MHz), and the like. Similar effects can be expected in the case of a multi-band antenna switch circuit combining CDMA2000, which is expected to spread in the United States, TD-SCDMA, which is expected to spread in China, and W-CDMA, which is expected to spread in Europe. By using the circuits in these cases, a multi-mode multi-band high-frequency switch circuit such as a dual band, three band, four band, or five band can be obtained.
[0039]
【The invention's effect】
According to the present invention, a high-frequency switch module with reduced insertion loss is provided. Further, by integrating these functions in one laminated body, a composite laminated module excellent in characteristics with no loss and high conversion efficiency can be obtained. By using these, it is possible to provide a small and lightweight multi-band high-performance communication device.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an equivalent circuit diagram of a triple band antenna switch module showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an equivalent circuit diagram of a high-frequency amplifier showing one embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a development view of a dielectric sheet showing one embodiment of the composite laminated module of the present invention.
FIG. 4 is a development view of a dielectric sheet for explaining an overlap between a capacitor electrode constituting a part of the duplexer and a transmission line electrode constituting a part of the switch circuit.
FIG. 5 is a development view of a dielectric sheet for explaining an overlap of a capacitor electrode, a transmission line electrode, and a mount electrode which constitute a part of the duplexer.
6 is a characteristic diagram showing measurement results of insertion loss between ANT and DCS Rx according to the comparative example shown in FIG. 4 and an example of the present invention.
FIG. 7 is a characteristic diagram showing measurement results of insertion loss between ANT and PCS Rx according to the comparative example shown in FIG. 4 and the example of the present invention.
8 is a characteristic diagram showing measurement results of insertion loss between GSM Tx and ANT according to the comparative example shown in FIG. 5 and the example of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a form of a multi-band antenna switch module which is an example of the present invention.
[Explanation of symbols]
ASM: Antenna switch module (high frequency switch module)
HPA: High power amplifier (high frequency amplifier)
Dip: Diplexer (demultiplexer)
SW: switch circuit LPF: low-pass filter circuit SAW: surface acoustic wave filter L, SL, ASL: inductor, transmission line C, Ca: capacitors Q1, Q2: semiconductor switching element

Claims

A demultiplexing circuit including a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different passbands; and a transmission system and a reception system connected to the demultiplexing circuit. A switching circuit for switching systems, a low-pass filter in each transmission system of the switching circuit, the demultiplexing circuit is configured by an LC circuit, the switching circuit has a switching element and a transmission line as a main configuration, and the low-pass The filter is constituted by an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the demultiplexing circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit is provided in the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer. And a chip element constituting a part of the switching element, the LC circuit, and the like. A capacitor electrode pattern forming a high-pass filter of the branching circuit; and a transmission line electrode pattern forming a λ / 4 resonator of a receiving system of the switch circuit directly and electrically connected thereto. Are disposed at positions vertically overlapping in the laminate.

A demultiplexing circuit including a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different passbands; and a transmission system and a reception system connected to the demultiplexing circuit. A switching circuit for switching systems, a low-pass filter in each transmission system of the switching circuit, the demultiplexing circuit is configured by an LC circuit, the switching circuit has a switching element and a transmission line as a main configuration, and the low-pass The filter is constituted by an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the demultiplexing circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit is provided in the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer. And a chip element constituting a part of the switching element, the LC circuit, and the like. A transmission line electrode pattern on the antenna terminal side constituting a low-pass filter of the branching circuit and / or a capacitor electrode pattern on an antenna terminal side constituting a high-pass filter; The high-frequency switch module is disposed at a position where they do not overlap in the vertical direction.

A demultiplexing circuit in which a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different pass bands are configured by an LC circuit; and a demultiplexer connected to the demultiplexer and transmitting to each of the transmission / reception systems. A switching circuit for switching a system and a receiving system and a switch circuit having a transmission line as a main configuration; and a low-pass filter composed of an LC circuit and inserted into each transmission system of the switch circuit, wherein the LC circuit of the demultiplexing circuit is provided. At least a part of the LC circuit of the low-pass filter and the transmission line of the switch circuit are configured by the electrode pattern in a laminated body of the electrode pattern and the dielectric layer, and the height of the branching circuit in the electrode pattern is reduced. A capacitor electrode pattern forming a bandpass filter and a transmission line forming a λ / 4 resonator of a receiving system of the switch circuit directly and electrically connected thereto. A line electrode pattern is arranged at a position vertically overlapping in the laminate, and a chip element constituting a part of the switching element, the resistor, the LC circuit and the like is arranged and arranged on the laminate. A high-frequency switch laminated module part,
Having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are provided in the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, A chip element configured by an electrode pattern and constituting a part of the semiconductor element, the LC circuit, and the like includes a high-frequency amplifier stacked module unit configured to be disposed on the stacked body,
A composite laminated module, wherein the high-frequency switch laminated module section and the high-frequency amplifier laminated module section are configured in the one laminated body.

A demultiplexing circuit in which a low-pass filter and a high-pass filter for demultiplexing a signal to a plurality of transmission / reception systems having different passbands are configured by an LC circuit; A switching circuit for switching between a system and a receiving system and a switch circuit having a transmission line as a main configuration; and a low-pass filter composed of an LC circuit and inserted into each transmission system of the switch circuit, wherein the LC circuit of the demultiplexing circuit is provided. At least a part of the LC circuit of the low-pass filter and the transmission line of the switch circuit are configured by the electrode pattern in a laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, and the low frequency of the demultiplexing circuit is included in the electrode pattern. A transmission line electrode pattern on the antenna terminal side constituting the band-pass filter and / or a capacitor electrode pattern on the antenna terminal side constituting the high-pass filter And the upper surface electrode of the laminate are arranged at positions not overlapping in the vertical direction, and the switching element, the chip element constituting a part of the resistor and the LC circuit and the like are arranged on the laminate. A configured high-frequency switch laminated module part,
Having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are provided in the laminate of the electrode pattern and the dielectric layer, A chip element configured by an electrode pattern and constituting a part of the semiconductor element, the LC circuit, and the like includes a high-frequency amplifier stacked module unit configured to be disposed on the stacked body,
A composite laminated module, wherein the high-frequency switch laminated module section and the high-frequency amplifier laminated module section are configured in the one laminated body.

A communication device for transmitting and receiving signals of two or more different frequencies by using one antenna in common, wherein the one common use is provided for the high-frequency switch module according to claim 1 or 2 or the composite laminated module according to claim 3 or 4. A communication device having an antenna connected thereto.