JP2004146916A - 高周波スイッチ回路および高周波スイッチモジュール - Google Patents
高周波スイッチ回路および高周波スイッチモジュール Download PDFInfo
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Abstract
【課題】スイッチ回路のスイッチング制御電流を低減する。
【解決手段】送信回路側にアノードが接続され、アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードＤ１と、送信回路ＲＸとアンテナＡＮＴの間に接続される送信系伝送路と、受信回路ＲＸとアンテナＡＮＴの間に接続される受信系伝送路と、受信系伝送路の出力端と接地間に介装され、制御信号でオン・オフしてスイッチングダイオードＤ１をオン・オフするスイッチングトランジスタＴＲ１と、電源端子１５を有する。電源端子１５は、送信系伝送路の一端に接続されて、スイッチングダイオードＤ１のアノードに正電圧を印加し、抵抗器Ｒ３２を介してスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続されて、トランジスタのオフ時に、スイッチングダイオードＤ１のカソードに正電圧を印加し、スイッチングダイオードＤ１を０バイアスする。
【選択図】 図１
【解決手段】送信回路側にアノードが接続され、アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードＤ１と、送信回路ＲＸとアンテナＡＮＴの間に接続される送信系伝送路と、受信回路ＲＸとアンテナＡＮＴの間に接続される受信系伝送路と、受信系伝送路の出力端と接地間に介装され、制御信号でオン・オフしてスイッチングダイオードＤ１をオン・オフするスイッチングトランジスタＴＲ１と、電源端子１５を有する。電源端子１５は、送信系伝送路の一端に接続されて、スイッチングダイオードＤ１のアノードに正電圧を印加し、抵抗器Ｒ３２を介してスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続されて、トランジスタのオフ時に、スイッチングダイオードＤ１のカソードに正電圧を印加し、スイッチングダイオードＤ１を０バイアスする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信装置、或いは携帯電話等の双方向通信装置に用いる高周波スイッチ回路、および複数の通信システムに対応した高周波スイッチモジュールに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
前記高周波スイッチ回路は、デジタル式携帯電話等の送信回路と受信回路をそれぞれの作動時間に共通のアンテナに切り換えて共用するために用いられる。
【０００３】
図７は、例えば、特許文献１、特許文献２等に開示されている従来公知の高周波スイッチ回路である。図示のように、当高周波スイッチ回路は、外部接続端子としてアンテナＡＮＴが接続されるアンテナ入出力端子１４と、送信回路Ｔｘが接続される送信入力端子１１と、受信回路Ｒｘが接続される受信出力端子１２と、制御信号Ｖｃが入力される制御用端子１３を備えている。ここで、符号Ｌ１は、受信時に受信信号が送信側に漏洩するのを阻止する送信系伝送線路、符号Ｃ３は、直流阻止用コンデンサ、符号Ｌ２は、送信時に送信信号が受信側に漏洩するのを阻止する受信系伝送線路、符号Ｌ３は、直流電流給電用のチョークコイル、符号Ｄ１、Ｄ２は切換接続用のスイッチング素子である。
【０００４】
本例では、スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２としてＰＩＮダイオードを用い、これら送受用両スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２が、交流的には送信回路Ｔｘと直列に、且つ、受信回路Ｒｘと並列に介装される回路構成を採っている。
また、直流的には、これらスイッチング素子Ｄ１、Ｄ２が直列接続となるため、送信時に制御用端子１３よりスイッチング直流電流（制御信号Ｖｃ）を供給することにより両スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２がオンし、送信伝送線路Ｌ１が短絡し、受信伝送線路Ｌ２の出力端が接地されて送受信の切り換え動作が行われる。
【０００５】
即ち、切り換え動作時のスイッチング直流電流経路は、制御用端子１３〜定電流抵抗器Ｒ１〜チョークコイルＬ３〜スイッチングダイオードＤ１〜受信伝送線路Ｌ２〜スイッチングダイオードＤ２〜接地となる。尚、通常、前記スイッチング直流電流（Ｖｃ）は、機器本体に内蔵の制御ＩＣ等に一体的に組み込まれたスイッチドライバＳｄより制御用端子１３を介して直接供給されるようになっている。
【０００６】
ところで、従来より、特許文献３、特許文献４に開示されているような、複数の周波数帯域の送受信信号を選択して切り換え接続する、所謂、デュアルバンド、或いはトリプルバンド方式の携帯電話機や移動体通信装置が提案されている。
【０００７】
図９は、上記機器用のフロントエンドモジュール回路（高周波スイッチモジュール）で、例えば、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式、１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式、および同一周波数１．８ＧＨｚ帯であって方式の異なるＰＣＳ方式の、３方式を一つのアンテナを共用して分離切り換えするものである。
当高周波スイッチモジュールは、アンテナ入出力を、周波数が大きく異なる周波数帯域を用いる９００ＭＨｚ帯のＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ／ＰＣＳに分波する分波回路１と、第１〜第３の３つの高周波スイッチ回路２、３、４とで構成される。
【０００８】
ここで、前記分波回路１は、それぞれ通過帯域の異なる二つのフィルタ（ローパスフィルタＬＰＦとハイパスフィルタＨＰＦ）で構成され、前記第１の高周波スイッチ回路２は、ＧＳＭの送信回路ＴＸ１と受信回路ＲＸ１を切り換え、前記第２の高周波スイッチ回路３は、ＤＣＳ／ＰＣＳの送信回路ＴＸ２とＤＣＳ／ＰＣＳの受信回路を切り換え、前記第３の高周波スイッチ回路４はＰＣＳの受信回路ＲＸ２とＤＣＳの受信回路ＲＸ３を切り換える。そして、これら第１〜第３の高周波スイッチ回路として、図７に示したスイッチ回路が使用されており、各制御用端子を介して制御信号Ｖｃ１〜Ｖｃ３が入力される。
【０００９】
【特許文献１】
特許第２８７４４９６号公報
【特許文献２】
特許第２８７６９２４号公報
【特許文献３】
特開２００１−２４４８４４号公報
【特許文献４】
特許第３３０４９０１号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング素子としてのＰＩＮダイオードはそれ自身制御能力は無くスイッチング動作のみであるから、外部で制御されたスイッチング電流を供給する必要がある。上記したスイッチング直流電流経路は、図７において各伝送線路Ｌ１、Ｌ２の直流抵抗分を無視すると図８となり、スイッチングドライバＳｄを組み込む制御ＩＣ等がこれらのスイッチング素子Ｄ１、Ｄ２に直接スイッチング電流を供給し、スイッチング制御する回路構成となっている。
因みに、前記スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２のスイッチング動作に必要な電流Ｉｄ１を最大１０ｍＡとすると、スイッチングドライバＳｄの電流負担は、その小型化設計において無視できない大きいものとなる。
【００１１】
また、図８の電流経路において、スイッチング・オン時の順方向直流電圧Ｖｄ２はダイオード単体Ｖｄ１の２倍の約１．８Ｖとなり、制御ＩＣ等の電源電圧Ｖｃｃを２．８Ｖとすると、その差電圧は僅か１Ｖである。さらに、制御ＩＣ等の出力電圧Ｖｃ１は、電源電圧ＶｃｃよりスイッチングドライバＳｄの飽和電圧を差し引いた電圧となり、且つ、その偏差分が加わり変動する。結果、定電流抵抗器Ｒ１に最低限必要な直流電流を供給するための電圧が十分に得られず、よって、電流偏差が大きくなり、定常電流が増加する。
【００１２】
特に、携帯機器等における省電力化と低電圧化傾向は今後の重要課題であり、上記問題はその障害となるものである。更には、複数の周波数帯域の送受信信号を選択して切り換え接続する多バンド方式の携帯電話機や移動体通信装置にあっては、この切換回路の増加に伴う大幅な電流増は機器の小型化に対し大きな障害となっている。
【００１３】
本発明は、上記した従来の問題点に鑑みて成されたもので、制御ＩＣ等の電流負担を軽減し、小型化を可能とした高周波スイッチ回路およびこれを用いた高周波スイッチモジュールを提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
すなわち、請求項１に記載の本発明は、アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子を有し、前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、当該電源端子は抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介して前記スイッチングダイオードのカソードに正電圧を印加して当該スイッチングダイオードを０バイアスするように構成する。
【００１５】
本構成では、外部の制御用ＩＣ等から供給されるスイッチング制御電流はトランジスタベースの入力電流のみであるから微小である。このため、制御ＩＣ等の電流負荷は軽減され、結果、制御ＩＣ等の設計が容易となり、小型化が可能となる。
また、スイッチングダイオードのアノードに直接電源電圧を印加する構成にすることにより、制御ＩＣ等の内部電圧降下と、そのばらつきの影響を受けることなく、スイッチングダイオードには安定した低電流と０バイアスを与えることができる。これにより、優れたスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００１６】
また、請求項２に記載の本発明は、アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子と、バイアス電源供給用のバイアス電源端子を有し、前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、前記バイアス電源端子は、抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介し前記スイッチングダイオードのカソードにバイアス電圧を印加し、前記電源端子と前記バイアス電源端子の電圧差により、前記スイッチングダイオードを逆バイアスするように構成する。
【００１７】
本構成では、スイッチングダイオードに対して上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードの漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れる。
【００１８】
また、請求項３に記載の本発明は、請求項１または請求項２に何れかに記載の高周波スイッチ回路において、前記送信系伝送路は、前記スイッチングダイオードと並列接続されるインダクタンス部分と、前記送信回路との間にローパスフィルタを形成するインダクタンス部分と、前記スイッチングダイオードのアノードに電源を印加するインダクタンス部分とが一体的に連結されて構成されるストリップライン線路を有する。
【００１９】
本構成では、当高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に形成する場合、各ストリップライン線路を個々に形成するよりストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００２０】
また、請求項４に記載の本発明は、請求項１から請求項３までの何れかに記載の高周波スイッチ回路において、前記受信系伝送路の出力端と前記受信回路の間にＳＡＷ構成によるバンドパスフィルタを介装した。
【００２１】
本構成では、不要周波数信号による受信信号への干渉を防止できる。
【００２２】
また、請求項５に記載の本発明は、アンテナ入出力をそれぞれ周波数帯域の異なる複数の送信回路と受信回路に切換接続する高周波スイッチモジュールであって、周波数帯域の異なる複数のアンテナ入出力を複数の送受信系伝送路に分波する分波回路と、分波された各送受信系伝送路をそれぞれの前記送信回路と前記受信回路に切換接続するスイッチ回路を少なくとも有し、前記スイッチ回路が、請求項１から請求項４までの何れかに記載の高周波スイッチ回路で構成される。
【００２３】
本高周波スイッチ回路は外部の制御ＩＣ等から供給されるスイッチング制御電流を微少にできるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド構成によって制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、当制御ＩＣ等の設計許容幅を緩和でき、よって、スイッチング制御回路の小型化が図れる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図６に基づいて本発明の実施形態を説明する。
ここで、図１は本発明の第１実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図２は第２実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図３は第３実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図４は図１〜図３におけるスイッチング電流経路を示し、図５はストリップライン線路の構成を示し、図６は本実施形態による高周波スイッチモジュールの回路構成を示している。
【００２５】
図１に示すように、第１実施形態の高周波スイッチ回路は、アンテナＡＮＴが接続されるアンテナ入出力端子１４と、送信回路Ｔｘが接続される送信入力端子１１と、受信回路Ｒｘが接続される受信出力端子１２と、図示しない外部の制御ＩＣ等からの制御信号Ｖｃが入力される制御用端子１３と、電源Ｖｃｃ供給用の電源端子１５等の外部接続用端子を備えている。
【００２６】
前記送信入力端子１１は、直流阻止用のコンデンサＣ４を介してスイッチングダイオードＤ１（ＰＩＮダイオード）のアノードに接続され、スイッチングダイオードＤ１のカソードが前記アンテナ入出力端子１４に接続されている。また、送信入力端子１１は送信伝送線路Ｌ１の一端にも接続され、この送信伝送線路Ｌ１の一部とコンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６で高調波阻止用のローパスフィルタが構成される。これら送信伝送線路Ｌ１、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６、浮遊容量Ｃ８、スイッチングダイオードＤ１等で送信系伝送路が構成される。
【００２７】
また、アンテナ入出力端子１４と受信出力端子１２の間には受信伝送線路Ｌ２による受信系伝送路が介装されており、この受信伝送線路Ｌ２の出力端１６と接地間にスイッチングトランジスタＴＲ１がエミッタ接地形式で介装されてスイッチ回路を構成している。即ち、このスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタが前記受信伝送線路Ｌ２の出力端１６に接続され、エミッタ側がコンデンサＣ９等を介して接地され、ベース側が抵抗器Ｒ３３を介して前記制御用端子１３に接続されている。
【００２８】
また、前記電源端子１５は、抵抗器３２を介して前記スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続され、定電流抵抗器Ｒ１１を介して送信伝送線路Ｌ１の別の一端に接続されている。
【００２９】
本実施形態では、図５に示すように、この送信伝送線路Ｌ１を、前記送信回路Ｔｘとの間にローパスフィルタを形成するインダクタンス部分（ｄ）と、スイッチングダイオードＤ１と並列接続されるインダクタンス部分（ａ、ｂ）と、スイッチングダイオードＤ１に抵抗器Ｒ１１を介してスイッチング電源を供給するチョークコイルを形成するインダクタンス部分（ｃ）とが一体的に連結された一つのストリップライン線路で構成している。
このように、複数のストリップライン線路を一体的に構成すると、当高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に形成する場合、図７のように個々にインダクタンスＬ１、Ｌ３を形成するよりもストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００３０】
次に、上記構成の高周波スイッチ回路の動作を説明する。
【００３１】
送信モード時は、図示しない制御ＩＣ等からの制御信号Ｖｃの”Ｈ”が制御用端子１３よりスイッチングトランジスタＴＲ１のベースに入力され、スイッチングトランジスタＴＲ１がオン状態となり、そのコレクタ・オン抵抗により、受信伝送線路Ｌ２の出力端１６は高周波的に接地される。これにより、受信伝送線路Ｌ２は、インダクタンス分と入力容量で送信周波数に対して並列共振状態となり、受信出力端子１２とアンテナ入出力端子１４との間に高インピーダンスを形成し、受信出力端１２に送信周波数信号が干渉・漏洩するのを阻止する。
【００３２】
また、スイッチングトランジスタＴＲ１がオン状態になると、電源端子１５から抵抗器Ｒ１１〜送信伝送線路Ｌ１〜スイッチングダイオードＤ１〜送信伝送線路Ｌ２を通して直流スイッチング電流が流れるため、スイッチングダイオードＤ１がオン状態（短絡状態）となり、送信入力端子１１（送信回路Ｔｘ）とアンテナ入出力端子１４（アンテナＡＮＴ）が高周波的に接続される。
また、送信時は、スイッチングダイオードＤ１と並列の送信伝送線路Ｌ１部分（図５のａ、ｂの部分）はスイッチングダイオードＤ１のオンで短絡状態となって作用しないので、送信伝送線路Ｌ１（図５のｂとｃの部分）は電源Ｖｃｃよりスイッチング電流を供給するチョークコイルとして機能する。
【００３３】
このように、スイッチングダイオードＤ１のスイッチング直流電流は、従来のように制御ＩＣ等のスイッチングドライバを介すことなく電源端子１５より直接供給され、制御ＩＣ等から供給されるスイッチング用の制御電流はトランジスタベースの入力電流のみとなるので、従来に比べて極めて微小である。従って、制御ＩＣ等の電流負担が軽減されるため、制御ＩＣ等の設計は容易となり、よって、小型化が可能となる。
【００３４】
ところで、上記したスイッチング直流電流経路は、図１において各伝送線路Ｌ１、Ｌ２の直流抵抗分を無視すると図４に示す回路構成となる。
図４のスイッチング直流電流経路における接地間の順方向電圧降下は、スイッチングダイオードＤ１の順方向電圧とスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタ飽和電圧の合計となり、因みに、スイッチングダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｄを０．９Ｖ、スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタ飽和電圧Ｖｔを０．１Ｖとすると総合的な順方向電圧降下は１Ｖとなり、従来のスイッチングダイオード２個による直列構成に比べて電圧降下分は約１／２となる。例えば、電源電圧Ｖｃｃを２．８Ｖとすると、その差は１．８Ｖと従来の１Ｖと比較すると大幅に大きくなりスイッチング動作に余裕が出る。且つ、スイッチングドライバＳｄの出力電圧偏差はスイッチングダイオードＤ１のスイッチング動作に影響しない。
【００３５】
このように、電源電圧Ｖｃｃとスイッチング時の順方向降下電圧との差（即ち、定電流抵抗供給電圧）を十分大きく取れれば、定電流抵抗器によっても大きな安定効果が得られ、温度特性や部品のばら付き等による電流のばら付きを大幅に改善することができる。これにより、最低電流と最大電流の差が小さくなり、最低電流を最小必要値に設定しても最大電流値を少なく設定できるから常用電流値も少なくなり、よって、省電力化が可能となる。供給電圧に余裕ができれば、携帯機器電源の更なる低電圧化に対応できる。尚、定電流用の抵抗器Ｒ１１は上記した直流電流経路の何れかの箇所に介装すれば良く、また、この抵抗器Ｒ１１の替わりに半導体ＩＣ等を用いた定電流制御回路を用いても良い。
【００３６】
次に、受信モード時は、制御信号Ｖｃの”Ｌ”で、スイッチングトランジスタＴＲ１がオフ状態となり、受信伝送線路Ｌ２を経由してアンテナ入出力端子１４と受信出力端子１２が接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１のオフでコレクタが開放されると、受信伝送線路Ｌ２はその周辺構成リアクタンスとでカットオフ周波数が受信周波数より高いローパスフィルタを形成し、受信周波数信号を通過させる。
同時に、スイッチング直流電流経路は遮断されてスイッチングダイオードＤ１はオフ状態となり、送信入力端子１１（送信回路Ｔｘ）とアンテナ入出力端子１４（アンテナＡＮＴ）間の接続は遮断される。この時、スイッチングダイオードＤ１と並列の送信伝送線路Ｌ１（図５のａ、ｂ）は、そのインダクタンス分と、これと並列なスイッチングダイオードＤ１の開放時電極間容量とで受信周波数において並列共振状態となり、送信入力端子１１とアンテナ入出力端子１４との間の伝送路に高インピーダンスを形成し、受信周波数信号が送信入力端子１１側へ通過するのを阻止するように作用する。
【００３７】
また、スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタと電源端子１５の間に介装した抵抗器Ｒ３２を高周波的に影響を与えない高抵抗値とするが、受信時はスイッチングダイオードＤ１のカソード電圧が電源電圧Ｖｃｃに等しくなり、且つ、アノードに同一の電源電圧が印加されることにより、スイッチングダイオードＤ１は０バイアス電圧状態となる。これにより、安定したスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００３８】
次に、図２により高周波スイッチ回路の第２実施形態を説明する。
【００３９】
図２に示す高周波スイッチング回路の構成は、図１と略同様であるが、スイッチングダイオードＤ１のバイアス回路が相違している。即ち、本第２実施形態は、図１の実施形態に対してスイッチングダイオードＤ１に直流電流を供給する電源端子１５の他にさらにバイアス電圧Ｖｂを供給するバイアス電源端子１７を設け、これをスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続されている抵抗器Ｒ３２の電源供給源として使用した構成を有する。本構成において、電源端子１５の印加電圧に対し、バイアス電源端子１７の印加電圧Ｖｂを＋電位に設定すれば、その電位差がスイッチングダイオードＤ１のオフ時に逆バイアス電圧となる。従って、スイッチングダイオードＤ１へは上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードＤ１の漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れるようになる。
【００４０】
次に、図３により高周波スイッチ回路の第３実施形態を説明する。
【００４１】
図３の高周波スイッチング回路の構成も図１と略同様であるが、本第３実施形態は、受信伝送線路Ｌ２の出力端１６と受信出力端子１２の間にＳＡＷ構成のバンドパスフィルタＳＡＷを介装した構成を有する。
上記バンドパスフィルタＳＡＷにより、受信伝送線路Ｌ２のフィルタ効果とスイッチングトランジスタＴＲ１による送信信号の抑圧効果と受信時の不要周波数信号入力による干渉に対して相乗効果を奏する。
【００４２】
以上、本実施形態では、高周波スイッチング回路を個別のダイオードとトランジスタで構成したが、これらトランジスタやダイオードを集積化したものを使用しても勿論良く、その基本的な動作原理は同じであり、同様の効果が得られるものである。
【００４３】
次に、図６は、移動体通信装置用、或いは携帯電話システム用高周波スイッチモジュールの実施形態を示し、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式、１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式、およびＰＣＳ方式の、３方式を一つのアンテナを共用して分離切り換えする本発明による回路例を示している。
【００４４】
この高周波スイッチモジュールは、アンテナ入出力を、周波数が大きく異なる周波数帯域を用いる９００ＭＨｚ帯のＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ／ＰＣＳに分波する分波回路１と、第１〜第３の３つの高周波スイッチ回路２、３、４とで構成される。
【００４５】
前記分波回路１は、それぞれ通過帯域の異なる二つのフィルタ（ローパスフィルタＬＰＦおよびハイパスフィルタＨＰＦ）で構成され、前記第１の高周波スイッチ回路２は、ＧＳＭの送信回路ＴＸ１と受信回路ＲＸ１を切り換え、前記第２の高周波スイッチ回路３は、ＤＣＳ／ＰＣＳの送信回路ＴＸ２とＤＣＳ／ＰＣＳの受信回路を切り換え、前記第３の高周波スイッチ回路４はＰＣＳの受信回路ＲＸ２とＤＣＳの受信回路ＲＸ３を切り換える。そして、本実施形態では、これら第１〜第３高周波スイッチ回路として、図２に示した本発明の高周波スイッチ回路が使用されており、各高周波スイッチ回路２、３、４には各制御用端子を介して、図示しない制御ＩＣ等より制御信号Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が入力されている。尚、第３の高周波スイッチ回路４では、送信伝送線路Ｌ２１において送信周波数用ローパスフィルタ部分（図５のｄの部分）を除いてある。
【００４６】
上記構成では、各高周波スイッチ回路２、３、４を切り換え制御する制御電流は各スイッチングトランジスタＴＲ１、ＴＲ１１、ＴＲ２１のベース入力電流のみとなって微少であるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド方式により制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、小型化が図れる。
また、多バンド化に際し、各高周波スイッチ回路の電源Ｖｃｃや逆バイアス電源Ｖｄは共通化でき、それぞれに専用の電源端子や逆バイアス電源端子を設ける必要は無いため端子数の増加等は無く、モジュール構造を簡易にできる。
【００４７】
尚、本実施形態では、高周波スイッチ回路として、図２の構成を用いたが、図１、図３の高周波スイッチ回路、或いはそれらの組み合わせ回路が使用可能であることは勿論である。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の本発明によれば、制御用端子からのスイッチング制御電流は微小であるため、外部制御ＩＣ等の電流負担が軽減され、制御ＩＣ等の設計が容易となり、機器の小型化が可能となる。
また、ダイオードのアノードに直接電源電圧を印加する構成にすることにより、制御ＩＣ等の内部電圧降下とそのばらつきの影響を受けることなく安定した省電流と０バイアスを得ることができる。これにより、優れたスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００４９】
また、請求項２に記載の本発明によれば、スイッチングダイオードに対し、上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードの漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れる。
【００５０】
また、請求項３に記載の本発明によれば、高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に構成する場合、ストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００５１】
また、請求項４に記載の本発明によれば、不要周波数信号入力による受信信号への干渉を防止できる。
【００５２】
また、請求項５に記載の本発明によれば、各高周波スイッチ回路へのスイッチング制御電流を微少にできるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド方式によって制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、当制御ＩＣ等の設計許容幅を緩和でき、よって、当高周波スイッチングモジュールの小型化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波スイッチ回路の第１実施形態を示す図。
【図２】本発明に係る高周波スイッチ回路の第２実施形態を示す図。
【図３】本発明に係る高周波スイッチ回路の第３実施形態を示す図。
【図４】図１〜図３の高周波スイッチ回路におけるスイッチング直流電流経路を示す図。
【図５】ストリップライン線路の構成を示す図。
【図６】本発明に係る高周波スイッチモジュールの回路構成を示す図。
【図７】従来の高周波スイッチ回路を示す図。
【図８】図８の高周波スイッチ回路おけるスイッチング直流電流経路を示す図。
【図９】従来の高周波スイッチモジュールの回路構成を示す図。
【符号の説明】
１ 分波回路
２、３、４ 高周波スイッチ回路
１３ 電源端子
１７ バイアス電源端子
ＳＡＷ バンドパスフィルタ
ＴＸ 送信回路
ＲＸ 受信回路
ＡＮＴ アンテナ
Ｄ１ スイッチングダイオード
ＴＲ１ スイッチングトランジスタ
Ｌ１ ストリップライン線路
【発明の属する技術分野】
本発明は、移動体通信装置、或いは携帯電話等の双方向通信装置に用いる高周波スイッチ回路、および複数の通信システムに対応した高周波スイッチモジュールに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
前記高周波スイッチ回路は、デジタル式携帯電話等の送信回路と受信回路をそれぞれの作動時間に共通のアンテナに切り換えて共用するために用いられる。
【０００３】
図７は、例えば、特許文献１、特許文献２等に開示されている従来公知の高周波スイッチ回路である。図示のように、当高周波スイッチ回路は、外部接続端子としてアンテナＡＮＴが接続されるアンテナ入出力端子１４と、送信回路Ｔｘが接続される送信入力端子１１と、受信回路Ｒｘが接続される受信出力端子１２と、制御信号Ｖｃが入力される制御用端子１３を備えている。ここで、符号Ｌ１は、受信時に受信信号が送信側に漏洩するのを阻止する送信系伝送線路、符号Ｃ３は、直流阻止用コンデンサ、符号Ｌ２は、送信時に送信信号が受信側に漏洩するのを阻止する受信系伝送線路、符号Ｌ３は、直流電流給電用のチョークコイル、符号Ｄ１、Ｄ２は切換接続用のスイッチング素子である。
【０００４】
本例では、スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２としてＰＩＮダイオードを用い、これら送受用両スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２が、交流的には送信回路Ｔｘと直列に、且つ、受信回路Ｒｘと並列に介装される回路構成を採っている。
また、直流的には、これらスイッチング素子Ｄ１、Ｄ２が直列接続となるため、送信時に制御用端子１３よりスイッチング直流電流（制御信号Ｖｃ）を供給することにより両スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２がオンし、送信伝送線路Ｌ１が短絡し、受信伝送線路Ｌ２の出力端が接地されて送受信の切り換え動作が行われる。
【０００５】
即ち、切り換え動作時のスイッチング直流電流経路は、制御用端子１３〜定電流抵抗器Ｒ１〜チョークコイルＬ３〜スイッチングダイオードＤ１〜受信伝送線路Ｌ２〜スイッチングダイオードＤ２〜接地となる。尚、通常、前記スイッチング直流電流（Ｖｃ）は、機器本体に内蔵の制御ＩＣ等に一体的に組み込まれたスイッチドライバＳｄより制御用端子１３を介して直接供給されるようになっている。
【０００６】
ところで、従来より、特許文献３、特許文献４に開示されているような、複数の周波数帯域の送受信信号を選択して切り換え接続する、所謂、デュアルバンド、或いはトリプルバンド方式の携帯電話機や移動体通信装置が提案されている。
【０００７】
図９は、上記機器用のフロントエンドモジュール回路（高周波スイッチモジュール）で、例えば、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式、１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式、および同一周波数１．８ＧＨｚ帯であって方式の異なるＰＣＳ方式の、３方式を一つのアンテナを共用して分離切り換えするものである。
当高周波スイッチモジュールは、アンテナ入出力を、周波数が大きく異なる周波数帯域を用いる９００ＭＨｚ帯のＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ／ＰＣＳに分波する分波回路１と、第１〜第３の３つの高周波スイッチ回路２、３、４とで構成される。
【０００８】
ここで、前記分波回路１は、それぞれ通過帯域の異なる二つのフィルタ（ローパスフィルタＬＰＦとハイパスフィルタＨＰＦ）で構成され、前記第１の高周波スイッチ回路２は、ＧＳＭの送信回路ＴＸ１と受信回路ＲＸ１を切り換え、前記第２の高周波スイッチ回路３は、ＤＣＳ／ＰＣＳの送信回路ＴＸ２とＤＣＳ／ＰＣＳの受信回路を切り換え、前記第３の高周波スイッチ回路４はＰＣＳの受信回路ＲＸ２とＤＣＳの受信回路ＲＸ３を切り換える。そして、これら第１〜第３の高周波スイッチ回路として、図７に示したスイッチ回路が使用されており、各制御用端子を介して制御信号Ｖｃ１〜Ｖｃ３が入力される。
【０００９】
【特許文献１】
特許第２８７４４９６号公報
【特許文献２】
特許第２８７６９２４号公報
【特許文献３】
特開２００１−２４４８４４号公報
【特許文献４】
特許第３３０４９０１号公報
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、スイッチング素子としてのＰＩＮダイオードはそれ自身制御能力は無くスイッチング動作のみであるから、外部で制御されたスイッチング電流を供給する必要がある。上記したスイッチング直流電流経路は、図７において各伝送線路Ｌ１、Ｌ２の直流抵抗分を無視すると図８となり、スイッチングドライバＳｄを組み込む制御ＩＣ等がこれらのスイッチング素子Ｄ１、Ｄ２に直接スイッチング電流を供給し、スイッチング制御する回路構成となっている。
因みに、前記スイッチング素子Ｄ１、Ｄ２のスイッチング動作に必要な電流Ｉｄ１を最大１０ｍＡとすると、スイッチングドライバＳｄの電流負担は、その小型化設計において無視できない大きいものとなる。
【００１１】
また、図８の電流経路において、スイッチング・オン時の順方向直流電圧Ｖｄ２はダイオード単体Ｖｄ１の２倍の約１．８Ｖとなり、制御ＩＣ等の電源電圧Ｖｃｃを２．８Ｖとすると、その差電圧は僅か１Ｖである。さらに、制御ＩＣ等の出力電圧Ｖｃ１は、電源電圧ＶｃｃよりスイッチングドライバＳｄの飽和電圧を差し引いた電圧となり、且つ、その偏差分が加わり変動する。結果、定電流抵抗器Ｒ１に最低限必要な直流電流を供給するための電圧が十分に得られず、よって、電流偏差が大きくなり、定常電流が増加する。
【００１２】
特に、携帯機器等における省電力化と低電圧化傾向は今後の重要課題であり、上記問題はその障害となるものである。更には、複数の周波数帯域の送受信信号を選択して切り換え接続する多バンド方式の携帯電話機や移動体通信装置にあっては、この切換回路の増加に伴う大幅な電流増は機器の小型化に対し大きな障害となっている。
【００１３】
本発明は、上記した従来の問題点に鑑みて成されたもので、制御ＩＣ等の電流負担を軽減し、小型化を可能とした高周波スイッチ回路およびこれを用いた高周波スイッチモジュールを提供することを目的としている。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
すなわち、請求項１に記載の本発明は、アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子を有し、前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、当該電源端子は抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介して前記スイッチングダイオードのカソードに正電圧を印加して当該スイッチングダイオードを０バイアスするように構成する。
【００１５】
本構成では、外部の制御用ＩＣ等から供給されるスイッチング制御電流はトランジスタベースの入力電流のみであるから微小である。このため、制御ＩＣ等の電流負荷は軽減され、結果、制御ＩＣ等の設計が容易となり、小型化が可能となる。
また、スイッチングダイオードのアノードに直接電源電圧を印加する構成にすることにより、制御ＩＣ等の内部電圧降下と、そのばらつきの影響を受けることなく、スイッチングダイオードには安定した低電流と０バイアスを与えることができる。これにより、優れたスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００１６】
また、請求項２に記載の本発明は、アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子と、バイアス電源供給用のバイアス電源端子を有し、前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、前記バイアス電源端子は、抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介し前記スイッチングダイオードのカソードにバイアス電圧を印加し、前記電源端子と前記バイアス電源端子の電圧差により、前記スイッチングダイオードを逆バイアスするように構成する。
【００１７】
本構成では、スイッチングダイオードに対して上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードの漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れる。
【００１８】
また、請求項３に記載の本発明は、請求項１または請求項２に何れかに記載の高周波スイッチ回路において、前記送信系伝送路は、前記スイッチングダイオードと並列接続されるインダクタンス部分と、前記送信回路との間にローパスフィルタを形成するインダクタンス部分と、前記スイッチングダイオードのアノードに電源を印加するインダクタンス部分とが一体的に連結されて構成されるストリップライン線路を有する。
【００１９】
本構成では、当高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に形成する場合、各ストリップライン線路を個々に形成するよりストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００２０】
また、請求項４に記載の本発明は、請求項１から請求項３までの何れかに記載の高周波スイッチ回路において、前記受信系伝送路の出力端と前記受信回路の間にＳＡＷ構成によるバンドパスフィルタを介装した。
【００２１】
本構成では、不要周波数信号による受信信号への干渉を防止できる。
【００２２】
また、請求項５に記載の本発明は、アンテナ入出力をそれぞれ周波数帯域の異なる複数の送信回路と受信回路に切換接続する高周波スイッチモジュールであって、周波数帯域の異なる複数のアンテナ入出力を複数の送受信系伝送路に分波する分波回路と、分波された各送受信系伝送路をそれぞれの前記送信回路と前記受信回路に切換接続するスイッチ回路を少なくとも有し、前記スイッチ回路が、請求項１から請求項４までの何れかに記載の高周波スイッチ回路で構成される。
【００２３】
本高周波スイッチ回路は外部の制御ＩＣ等から供給されるスイッチング制御電流を微少にできるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド構成によって制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、当制御ＩＣ等の設計許容幅を緩和でき、よって、スイッチング制御回路の小型化が図れる。
【００２４】
【発明の実施の形態】
以下、図１〜図６に基づいて本発明の実施形態を説明する。
ここで、図１は本発明の第１実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図２は第２実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図３は第３実施形態による高周波スイッチ回路を示し、図４は図１〜図３におけるスイッチング電流経路を示し、図５はストリップライン線路の構成を示し、図６は本実施形態による高周波スイッチモジュールの回路構成を示している。
【００２５】
図１に示すように、第１実施形態の高周波スイッチ回路は、アンテナＡＮＴが接続されるアンテナ入出力端子１４と、送信回路Ｔｘが接続される送信入力端子１１と、受信回路Ｒｘが接続される受信出力端子１２と、図示しない外部の制御ＩＣ等からの制御信号Ｖｃが入力される制御用端子１３と、電源Ｖｃｃ供給用の電源端子１５等の外部接続用端子を備えている。
【００２６】
前記送信入力端子１１は、直流阻止用のコンデンサＣ４を介してスイッチングダイオードＤ１（ＰＩＮダイオード）のアノードに接続され、スイッチングダイオードＤ１のカソードが前記アンテナ入出力端子１４に接続されている。また、送信入力端子１１は送信伝送線路Ｌ１の一端にも接続され、この送信伝送線路Ｌ１の一部とコンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６で高調波阻止用のローパスフィルタが構成される。これら送信伝送線路Ｌ１、コンデンサＣ４、Ｃ５、Ｃ６、浮遊容量Ｃ８、スイッチングダイオードＤ１等で送信系伝送路が構成される。
【００２７】
また、アンテナ入出力端子１４と受信出力端子１２の間には受信伝送線路Ｌ２による受信系伝送路が介装されており、この受信伝送線路Ｌ２の出力端１６と接地間にスイッチングトランジスタＴＲ１がエミッタ接地形式で介装されてスイッチ回路を構成している。即ち、このスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタが前記受信伝送線路Ｌ２の出力端１６に接続され、エミッタ側がコンデンサＣ９等を介して接地され、ベース側が抵抗器Ｒ３３を介して前記制御用端子１３に接続されている。
【００２８】
また、前記電源端子１５は、抵抗器３２を介して前記スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続され、定電流抵抗器Ｒ１１を介して送信伝送線路Ｌ１の別の一端に接続されている。
【００２９】
本実施形態では、図５に示すように、この送信伝送線路Ｌ１を、前記送信回路Ｔｘとの間にローパスフィルタを形成するインダクタンス部分（ｄ）と、スイッチングダイオードＤ１と並列接続されるインダクタンス部分（ａ、ｂ）と、スイッチングダイオードＤ１に抵抗器Ｒ１１を介してスイッチング電源を供給するチョークコイルを形成するインダクタンス部分（ｃ）とが一体的に連結された一つのストリップライン線路で構成している。
このように、複数のストリップライン線路を一体的に構成すると、当高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に形成する場合、図７のように個々にインダクタンスＬ１、Ｌ３を形成するよりもストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００３０】
次に、上記構成の高周波スイッチ回路の動作を説明する。
【００３１】
送信モード時は、図示しない制御ＩＣ等からの制御信号Ｖｃの”Ｈ”が制御用端子１３よりスイッチングトランジスタＴＲ１のベースに入力され、スイッチングトランジスタＴＲ１がオン状態となり、そのコレクタ・オン抵抗により、受信伝送線路Ｌ２の出力端１６は高周波的に接地される。これにより、受信伝送線路Ｌ２は、インダクタンス分と入力容量で送信周波数に対して並列共振状態となり、受信出力端子１２とアンテナ入出力端子１４との間に高インピーダンスを形成し、受信出力端１２に送信周波数信号が干渉・漏洩するのを阻止する。
【００３２】
また、スイッチングトランジスタＴＲ１がオン状態になると、電源端子１５から抵抗器Ｒ１１〜送信伝送線路Ｌ１〜スイッチングダイオードＤ１〜送信伝送線路Ｌ２を通して直流スイッチング電流が流れるため、スイッチングダイオードＤ１がオン状態（短絡状態）となり、送信入力端子１１（送信回路Ｔｘ）とアンテナ入出力端子１４（アンテナＡＮＴ）が高周波的に接続される。
また、送信時は、スイッチングダイオードＤ１と並列の送信伝送線路Ｌ１部分（図５のａ、ｂの部分）はスイッチングダイオードＤ１のオンで短絡状態となって作用しないので、送信伝送線路Ｌ１（図５のｂとｃの部分）は電源Ｖｃｃよりスイッチング電流を供給するチョークコイルとして機能する。
【００３３】
このように、スイッチングダイオードＤ１のスイッチング直流電流は、従来のように制御ＩＣ等のスイッチングドライバを介すことなく電源端子１５より直接供給され、制御ＩＣ等から供給されるスイッチング用の制御電流はトランジスタベースの入力電流のみとなるので、従来に比べて極めて微小である。従って、制御ＩＣ等の電流負担が軽減されるため、制御ＩＣ等の設計は容易となり、よって、小型化が可能となる。
【００３４】
ところで、上記したスイッチング直流電流経路は、図１において各伝送線路Ｌ１、Ｌ２の直流抵抗分を無視すると図４に示す回路構成となる。
図４のスイッチング直流電流経路における接地間の順方向電圧降下は、スイッチングダイオードＤ１の順方向電圧とスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタ飽和電圧の合計となり、因みに、スイッチングダイオードＤ１の順方向電圧Ｖｄを０．９Ｖ、スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタ飽和電圧Ｖｔを０．１Ｖとすると総合的な順方向電圧降下は１Ｖとなり、従来のスイッチングダイオード２個による直列構成に比べて電圧降下分は約１／２となる。例えば、電源電圧Ｖｃｃを２．８Ｖとすると、その差は１．８Ｖと従来の１Ｖと比較すると大幅に大きくなりスイッチング動作に余裕が出る。且つ、スイッチングドライバＳｄの出力電圧偏差はスイッチングダイオードＤ１のスイッチング動作に影響しない。
【００３５】
このように、電源電圧Ｖｃｃとスイッチング時の順方向降下電圧との差（即ち、定電流抵抗供給電圧）を十分大きく取れれば、定電流抵抗器によっても大きな安定効果が得られ、温度特性や部品のばら付き等による電流のばら付きを大幅に改善することができる。これにより、最低電流と最大電流の差が小さくなり、最低電流を最小必要値に設定しても最大電流値を少なく設定できるから常用電流値も少なくなり、よって、省電力化が可能となる。供給電圧に余裕ができれば、携帯機器電源の更なる低電圧化に対応できる。尚、定電流用の抵抗器Ｒ１１は上記した直流電流経路の何れかの箇所に介装すれば良く、また、この抵抗器Ｒ１１の替わりに半導体ＩＣ等を用いた定電流制御回路を用いても良い。
【００３６】
次に、受信モード時は、制御信号Ｖｃの”Ｌ”で、スイッチングトランジスタＴＲ１がオフ状態となり、受信伝送線路Ｌ２を経由してアンテナ入出力端子１４と受信出力端子１２が接続される。スイッチングトランジスタＴＲ１のオフでコレクタが開放されると、受信伝送線路Ｌ２はその周辺構成リアクタンスとでカットオフ周波数が受信周波数より高いローパスフィルタを形成し、受信周波数信号を通過させる。
同時に、スイッチング直流電流経路は遮断されてスイッチングダイオードＤ１はオフ状態となり、送信入力端子１１（送信回路Ｔｘ）とアンテナ入出力端子１４（アンテナＡＮＴ）間の接続は遮断される。この時、スイッチングダイオードＤ１と並列の送信伝送線路Ｌ１（図５のａ、ｂ）は、そのインダクタンス分と、これと並列なスイッチングダイオードＤ１の開放時電極間容量とで受信周波数において並列共振状態となり、送信入力端子１１とアンテナ入出力端子１４との間の伝送路に高インピーダンスを形成し、受信周波数信号が送信入力端子１１側へ通過するのを阻止するように作用する。
【００３７】
また、スイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタと電源端子１５の間に介装した抵抗器Ｒ３２を高周波的に影響を与えない高抵抗値とするが、受信時はスイッチングダイオードＤ１のカソード電圧が電源電圧Ｖｃｃに等しくなり、且つ、アノードに同一の電源電圧が印加されることにより、スイッチングダイオードＤ１は０バイアス電圧状態となる。これにより、安定したスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００３８】
次に、図２により高周波スイッチ回路の第２実施形態を説明する。
【００３９】
図２に示す高周波スイッチング回路の構成は、図１と略同様であるが、スイッチングダイオードＤ１のバイアス回路が相違している。即ち、本第２実施形態は、図１の実施形態に対してスイッチングダイオードＤ１に直流電流を供給する電源端子１５の他にさらにバイアス電圧Ｖｂを供給するバイアス電源端子１７を設け、これをスイッチングトランジスタＴＲ１のコレクタに接続されている抵抗器Ｒ３２の電源供給源として使用した構成を有する。本構成において、電源端子１５の印加電圧に対し、バイアス電源端子１７の印加電圧Ｖｂを＋電位に設定すれば、その電位差がスイッチングダイオードＤ１のオフ時に逆バイアス電圧となる。従って、スイッチングダイオードＤ１へは上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードＤ１の漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れるようになる。
【００４０】
次に、図３により高周波スイッチ回路の第３実施形態を説明する。
【００４１】
図３の高周波スイッチング回路の構成も図１と略同様であるが、本第３実施形態は、受信伝送線路Ｌ２の出力端１６と受信出力端子１２の間にＳＡＷ構成のバンドパスフィルタＳＡＷを介装した構成を有する。
上記バンドパスフィルタＳＡＷにより、受信伝送線路Ｌ２のフィルタ効果とスイッチングトランジスタＴＲ１による送信信号の抑圧効果と受信時の不要周波数信号入力による干渉に対して相乗効果を奏する。
【００４２】
以上、本実施形態では、高周波スイッチング回路を個別のダイオードとトランジスタで構成したが、これらトランジスタやダイオードを集積化したものを使用しても勿論良く、その基本的な動作原理は同じであり、同様の効果が得られるものである。
【００４３】
次に、図６は、移動体通信装置用、或いは携帯電話システム用高周波スイッチモジュールの実施形態を示し、９００ＭＨｚ帯のＧＳＭ方式、１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ方式、およびＰＣＳ方式の、３方式を一つのアンテナを共用して分離切り換えする本発明による回路例を示している。
【００４４】
この高周波スイッチモジュールは、アンテナ入出力を、周波数が大きく異なる周波数帯域を用いる９００ＭＨｚ帯のＧＳＭと１．８ＧＨｚ帯のＤＣＳ／ＰＣＳに分波する分波回路１と、第１〜第３の３つの高周波スイッチ回路２、３、４とで構成される。
【００４５】
前記分波回路１は、それぞれ通過帯域の異なる二つのフィルタ（ローパスフィルタＬＰＦおよびハイパスフィルタＨＰＦ）で構成され、前記第１の高周波スイッチ回路２は、ＧＳＭの送信回路ＴＸ１と受信回路ＲＸ１を切り換え、前記第２の高周波スイッチ回路３は、ＤＣＳ／ＰＣＳの送信回路ＴＸ２とＤＣＳ／ＰＣＳの受信回路を切り換え、前記第３の高周波スイッチ回路４はＰＣＳの受信回路ＲＸ２とＤＣＳの受信回路ＲＸ３を切り換える。そして、本実施形態では、これら第１〜第３高周波スイッチ回路として、図２に示した本発明の高周波スイッチ回路が使用されており、各高周波スイッチ回路２、３、４には各制御用端子を介して、図示しない制御ＩＣ等より制御信号Ｖｃ１、Ｖｃ２、Ｖｃ３が入力されている。尚、第３の高周波スイッチ回路４では、送信伝送線路Ｌ２１において送信周波数用ローパスフィルタ部分（図５のｄの部分）を除いてある。
【００４６】
上記構成では、各高周波スイッチ回路２、３、４を切り換え制御する制御電流は各スイッチングトランジスタＴＲ１、ＴＲ１１、ＴＲ２１のベース入力電流のみとなって微少であるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド方式により制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、小型化が図れる。
また、多バンド化に際し、各高周波スイッチ回路の電源Ｖｃｃや逆バイアス電源Ｖｄは共通化でき、それぞれに専用の電源端子や逆バイアス電源端子を設ける必要は無いため端子数の増加等は無く、モジュール構造を簡易にできる。
【００４７】
尚、本実施形態では、高周波スイッチ回路として、図２の構成を用いたが、図１、図３の高周波スイッチ回路、或いはそれらの組み合わせ回路が使用可能であることは勿論である。
【００４８】
【発明の効果】
以上説明したように、請求項１に記載の本発明によれば、制御用端子からのスイッチング制御電流は微小であるため、外部制御ＩＣ等の電流負担が軽減され、制御ＩＣ等の設計が容易となり、機器の小型化が可能となる。
また、ダイオードのアノードに直接電源電圧を印加する構成にすることにより、制御ＩＣ等の内部電圧降下とそのばらつきの影響を受けることなく安定した省電流と０バイアスを得ることができる。これにより、優れたスイッチング動作が得られるようになり、送信波−受信回路のセパレーション特性を向上できる。
【００４９】
また、請求項２に記載の本発明によれば、スイッチングダイオードに対し、上記した０バイアスより高い逆バイアス電圧を与えることができ、これにより、スイッチングダイオードの漏洩を防止し、セパレーション特性の更なる改善が図れる。
【００５０】
また、請求項３に記載の本発明によれば、高周波スイッチ回路を誘電体多層基板等に構成する場合、ストリップライン線路の構成を簡略化できるため、省スペース化に有効である。
【００５１】
また、請求項４に記載の本発明によれば、不要周波数信号入力による受信信号への干渉を防止できる。
【００５２】
また、請求項５に記載の本発明によれば、各高周波スイッチ回路へのスイッチング制御電流を微少にできるため、デュアルバンド、トリプルバンド等、多バンド方式によって制御ＩＣ等の回路構成が複雑化しても電流・電力負担は増加しないことから、当制御ＩＣ等の設計許容幅を緩和でき、よって、当高周波スイッチングモジュールの小型化が図れる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高周波スイッチ回路の第１実施形態を示す図。
【図２】本発明に係る高周波スイッチ回路の第２実施形態を示す図。
【図３】本発明に係る高周波スイッチ回路の第３実施形態を示す図。
【図４】図１〜図３の高周波スイッチ回路におけるスイッチング直流電流経路を示す図。
【図５】ストリップライン線路の構成を示す図。
【図６】本発明に係る高周波スイッチモジュールの回路構成を示す図。
【図７】従来の高周波スイッチ回路を示す図。
【図８】図８の高周波スイッチ回路おけるスイッチング直流電流経路を示す図。
【図９】従来の高周波スイッチモジュールの回路構成を示す図。
【符号の説明】
１ 分波回路
２、３、４ 高周波スイッチ回路
１３ 電源端子
１７ バイアス電源端子
ＳＡＷ バンドパスフィルタ
ＴＸ 送信回路
ＲＸ 受信回路
ＡＮＴ アンテナ
Ｄ１ スイッチングダイオード
ＴＲ１ スイッチングトランジスタ
Ｌ１ ストリップライン線路
Claims (5)
- アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、
前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子を有し、
前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、当該電源端子は抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介し前記スイッチングダイオードのカソードに正電圧を印加して当該スイッチングダイオードを０バイアスすることを特徴とする高周波スイッチ回路。 - アンテナ入出力を送信回路と受信回路に切り換えて接続する高周波スイッチ回路であって、
前記送信回路側にアノードが接続されると共に、前記アンテナ側にカソードが接続されるスイッチングダイオードと、これら送信回路とアンテナの間に接続される送信系伝送路と、前記受信回路とアンテナの間に接続される受信系伝送路と、当該受信系伝送路の出力端側と接地間に介装され、制御信号によりオン・オフして前記スイッチングダイオードをオン・オフ制御するスイッチングトランジスタと、電源供給用の電源端子と、バイアス電源供給用のバイアス電源端子を有し、
前記電源端子は、前記送信系伝送路の一端に接続されて、当該送信系伝送路を介して前記スイッチングダイオードのアノードに正電圧を印加し、また、前記バイアス電源端子は、抵抗器を介して前記スイッチングトランジスタのコレクタに接続されて、前記スイッチングトランジスタのオフ時に、当該抵抗器を介し前記スイッチングダイオードのカソードにバイアス電圧を印加し、前記電源端子と前記バイアス電源端子の電圧差により、前記スイッチングダイオードを逆バイアスすることを特徴とする高周波スイッチ回路。 - 前記送信系伝送路は、前記スイッチングダイオードと並列接続されるインダクタンス部分と、前記送信回路との間にローパスフィルタを形成するインダクタンス部分と、前記スイッチングダイオードのアノードに電源を印加するインダクタンス部分とが一体的に連結されて構成されるストリップライン線路を有することを特徴とする請求項１または請求項２に何れかに記載の高周波スイッチ回路。
- 前記受信系伝送路の出力端と前記受信回路の間にＳＡＷ構成によるバンドパスフィルタを介装したことを特徴とする請求項１から請求項３までの何れかに記載の高周波スイッチ回路。
- アンテナ入出力をそれぞれ周波数帯域の異なる複数の送信回路と受信回路に切換接続する高周波スイッチモジュールであって、
周波数帯域の異なる複数のアンテナ入出力を複数の送受信系伝送路に分波する分波回路と、分波された各送受信系伝送路をそれぞれの前記送信回路と前記受信回路に切換接続するスイッチ回路を少なくとも有し、
前記スイッチ回路が、請求項１から請求項４までの何れかに記載の高周波スイッチ回路で成ることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
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|---|---|---|---|---|
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2002
- 2002-10-22 JP JP2002306886A patent/JP2004146916A/ja active Pending
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