JP2004120853A - Power output equipment - Google Patents

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Hideo Nakai
中井　英雄
Kazunari Moriya
守屋　一成
Hiroko Otani
大谷　裕子
Yukio Inaguma
稲熊　幸雄
Sumikazu Shiyamoto
社本　純和
Eiji Sato
佐藤　栄次
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance the upper limit of the output torque from a motor without affecting the voltage of a capacitor as a drive power source. <P>SOLUTION: A DC power source 40 is connected between the neutral points of the three-phase coils 24 and 26 of two Y connections without discrepancy of winding angle which are supplied severally with three-phase AC power from two inverter circuits 30 and 32 sharing a positive electrode bus 34 and a negative electrode bus 36, and also a capacitor 38 is connected between the positive electrode bus 34 and the negative electrode bus 36. The supply of the three-phase AC power is performed by the PWM control by the comparison between modulated waves, where tertiary harmonics having the same amplitude and frequency mutually in the same phase are superposed each on the three-phase modulated waves having the same amplitude and frequency mutually in the same phase, and triangular waves. Consequently, it is possible to enhance the upper limit of the output torque from a motor by reducing the amplitude maximum value of the modulated waves without oscillating the potential difference between the neutral points, that is, the voltage of the capacitor. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、動力出力装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、電動機に三相交流を印加するインバータ回路の正極母線と負極母線とに接続されたコンデンサとインバータ回路の正極母線または負極母線と電動機の中性点とに接続された直流電源とを備える動力出力装置が提案されている（例えば、特開平１０−３３７０４７号公報（特許文献１）や特開平１１−１７８１１４号公報（特許文献２）など）。この装置では、電動機の各相のコイルとインバータ回路のスイッチング素子からなる回路を直流電源の電圧を昇圧してコンデンサに蓄えると共に蓄電されたコンデンサを直流電源とみなして電動機を駆動する。コンデンサの蓄電電圧の調節は、電動機に印加する三相交流の直流成分を制御、即ち電動機の中性点の電位を制御することにより行なわれる。
【０００３】
ところで、直流電源の電圧の利用効率を向上させて電動機の出力を向上させる動力出力装置としては、ＰＷＭ（パルス幅変調）制御における三相電圧指令（変調波）に３次高調波を重畳させたものと搬送波である三角波との比較に基づく三相交流を電動機に印加するものが提案されている（例えば、特開平１０−２１０７５６号公報（特許文献３）など）。３次高調波を変調波に重畳させると、電動機の出力を低下させることなく変調波の振幅を減少させることができるから、その減少分変調波の振幅を大きくとることができ、その結果として電動機の最大出力を向上させることができる。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１０−３３７０４７号公報
【特許文献２】
特開平１１−１７８１１４号公報
【特許文献３】
特開平１０−２１０７５６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、コンデンサの蓄電電圧を用いて電動機を駆動する場合に、３次高調波を重畳させると、ＰＷＭ変調により生成される三相交流の直流成分（電動機の中性点の電位）は振動する場合もあるから、コンデンサの蓄電電圧を目標電圧に保持できず振動させてしまう。この結果、コンデンサの蓄電電圧を用いて駆動する電動機にトルクリップルが生じてしまう。
【０００６】
また、電動機の駆動は、三相コイルの各相に取り付けられた電流センサによる検出結果を用いてインバータ回路のスイッチング素子のスイッチング制御により行なうことができる。しかしながら、このとき三相コイルの各相のうちの少なくとも２つに電流センサを取り付けねばならず、こうした三相コイルを複数備える場合には多くの電流センサが必要となり装置が高コスト化してしまう。このため、動力出力装置に設けられる電流センサをできるだけ削減して低コスト化を図ることが好ましい。
【０００７】
本発明の動力出力装置は、こうした課題を解決し、要求される動力の出力を確保した上で第１の電源をより効率よく利用してより高い動力を出力できるようにすることを目的の一つとする。また、本発明の動力出力装置は、充放電可能な蓄電手段としての第１の電源の電圧に影響を与えることなく第１の電源をより効率よく利用してより高い動力を出力できるようにすることを目的の一つとする。
【０００８】
また、本発明の動力出力装置は、インバータ回路のスイッチング制御に用いられる電流検出手段の数を削減して装置の低コスト化を実現することを目的の一つとする。
【０００９】
【課題を解決するための手段およびその作用・効果】
本発明の動力出力装置は、上述の目的の少なくとも一部を達成するために以下の手段を採った。
【００１０】
本発明の第１の動力出力装置は、
互いに同一の位相をもつ二つの星形結線コイルと、
正極母線と負極母線とを共用して構成され、スイッチング素子のスイッチングにより対応する該二つの星形結線コイルに多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、
前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１の電源と、
前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２の電源と、
搬送波と変調波とを用いて前記二つのインバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより、対応する二つの星形結線コイルに同相の電流を印加して各々同一の動力を出力する際に、該動力の出力を確保しつつ前記二つのインバータ回路に対応する各々の変調波の振幅最大値を一律に減少させて該二つのインバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備えることを要旨とする。
【００１１】
この本発明の第１の動力出力装置では、搬送波と変調波とを用いて二つのインバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより対応する二つの星形結線コイルに同相の電流を印加して各々同一の動力を出力する際に、制御手段が、その動力の出力を確保した上で二つのインバータ回路に対応する各々の変調波の振幅最大値を一律に減少させてインバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する。したがって、二つの星形結線コイルの中性点間の電位差に影響、即ち第１の電源の電圧に影響を与えることなく、変調波の振幅最大値の減少により第１の電源の電圧を効率よく利用して、装置から出力される動力の上限をより向上させることができる。
【００１２】
こうした本発明の第１の動力出力装置において、前記第１の電源は、充放電可能な蓄電手段であるものとすることもできる。
【００１３】
また、本発明の第１の動力出力装置において、前記制御手段は、前記各々の変調波に３次高調波を重畳させることにより前記振幅最大値を一律に減少させる手段であるものとすることもできる。
【００１４】
また、本発明の第１の動力出力装置において、前記制御手段は、前記第２の電源の正側が中性点に接続される星形結線コイルへの各相変調波における最大値から、前記第１の電源の電圧を減算して得た、前記第２の電源の正側電圧を中心とする補正波を前記各々の変調波に重畳し、変調波の最大電圧を前記第１電源の電圧に一致するようにして前記振幅最大値を一律の減少させる手段とすることもできる。
【００１５】
これによって、変調波の最大電圧を前記第１電源の電圧に一致させることができ、第２の電源の電圧利用率を最大にすることができる。
【００１６】
また、本発明の第１の動力出力装置において、前記制御手段は、前記第２の電源の負側が中性点に接続される星形結線コイルへの各相変調波における最小値から、前記第１の電源の電圧を減算して得た、前記第２の電源の負側電圧を中心とする補正波を前記各々の変調波に重畳し、変調波の最小電圧を前記第１電源の負側電圧に一致するようにして前記振幅最大値を一律の減少させる手段とすることもできる。
【００１７】
これによって、変調波の最小電圧を前記第１電源の負側電圧に一致させることができ、第２の電源の電圧利用率を最大にすることができる。
【００１８】
さらに、本発明の第１の動力出力装置において、前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成するものとすることもできる。
【００１９】
本発明の第２の動力出力装置は、
互いに同一の位相をもつ二つの星形結線コイルと、正極母線と負極母線とを共用して前記二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１の電源と、前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２の電源と、対応する二つの星形結線コイルに同相の電流を印加して各々同一の動力が出力されるよう前記二つのインバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段とを備える動力出力装置であって、
一方の星形結線コイルの各相と他方の星形結線コイルの各相のうちの同相の二つのコイルに共用して取り付けられ、該二つのコイルを流れる各電流の加算電流を検出する加算電流検出手段と、
前記制御手段の制御に用いられ、前記加算電流検出手段により検出された加算電流から前記二つの星形結線コイルの各相を流れる相電流を算出する相電流算出手段と
を備えることを要旨とする。
【００２０】
この本発明の第２の動力出力装置では、同相の電流の供給を受けて各々同一の動力を出力可能な一方の星形結線コイルの各相と他方の星形結線コイルの各相のうちの同相の二つのコイルに共用して取り付けられた加算電流検出手段が、二つのコイルを流れる各電流の加算電流を検出し、相電流算出手段が、加算電流検出手段により検出された加算電流から二つの星形結線コイルの各相を流れる相電流を算出する。したがって、インバータ回路のスイッチング素子のスイッチング制御に用いられる相電流を検出するために、二つの星形結線コイルの各相毎に電流センサを設ける必要がないから、電流センサの数を削減することができる。この結果、装置の低コスト化を実現することができる。
【００２１】
こうした本発明の第２の動力出力装置において、前記中性点間を流れる電流を検出する中性点間電流検出手段を備え、前記相電流算出手段は、前記加算電流検出手段により検出された加算電流と、前記中性点間電流検出手段により検出された中性点間電流とに基づいて前記各相電流を算出する手段であるものとすることもできる。この態様の本発明の第２の動力出力装置において、前記相電流算出手段は、前記加算電流検出手段により検出された加算電流を１／２倍した値と、前記中性点間電流検出手段により検出された中性点間電流を前記星形結線コイルの相数で除した値とに基づいて前記各相電流を算出する手段であるものとすることもできる。
【００２２】
また、本発明の第２の動力出力装置において、前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成するものとすることもできる。
【００２３】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態について説明する。図１は、本発明の一実施形態である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。実施形態の動力出力装置２０は、図示するように、Ｙ結線された二つの三相コイル２４，２６を有する二重巻線モータ（以下、２Ｙモータという）２２と、二つの三相コイル２４，２６に各々接続され正極母線３４と負極母線３６を共用する二つのインバータ回路３０，３２と、正極母線３４と負極母線３６とに接続されたコンデンサ３８と、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の中性点間に設けられた直流電源４０と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット５０とを備える。
【００２４】
図２は、２Ｙモータ２２の二つの三相コイル２４，２６の関係を例示する説明図である。２Ｙモータ２２は、例えば外表面に永久磁石が貼り付けられたロータと、図２に例示するように同じ巻線仕様の二つの三相コイル２４，２６の巻線角度が０度となるように巻回されたステータとから構成されており、二つの三相コイル２４，２６が巻回されている点を除いて通常の発電可能な同期発電電動機と同様の構成をしている。こうした２Ｙモータ２２を駆動するには、インバータ回路３０，３２により各々三相コイル２４，２６に同相の三相交流が印加されるようインバータ回路３０，３２を制御すればよい。なお、２Ｙモータ２２の回転軸は実施形態の動力出力装置２０の出力軸となっており、この回転軸から動力が出力される。実施形態の２Ｙモータ２２は前述したように発電電動機として構成されているから、２Ｙモータ２２の回転軸に動力を入力すれば、２Ｙモータ２２により発電できるようになっている。
【００２５】
インバータ回路３０，３２は、共に６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６と６個のダイオードＤ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６とにより構成されている。６個のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６は、それぞれ正極母線３４と負極母線３６とに対してソース側とシンク側となるよう２個ずつペアで配置され、その接続点に２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６（Ｕ１Ｖ１Ｗ１），（Ｕ２Ｖ２Ｗ２）の各々が接続されている。したがって、正極母線３４と負極母線３６とに電圧が作用している状態で対をなすトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のオン時間の割合を同相をもって制御すれば、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６により回転磁界を形成し、２Ｙモータ２２を回転駆動することができる。
【００２６】
電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、処理プログラムを記憶したＲＯＭ５４と、一時的にデータを記憶するＲＡＭ５６と、入出力ポート（図示せず）とを備える。この電子制御ユニット５０には、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のＵ１Ｖ１Ｗ１，Ｕ２Ｖ２Ｗ２の各相に取り付けられた電流センサ６１〜６６からの各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２や２Ｙモータ２２の中性点間に取り付けられた電流センサ６７からの中性点間電流Ｉｏ、２Ｙモータ２２の回転軸に取り付けられた回転角センサ６８からの２Ｙモータ２２の回転子の回転角θ，コンデンサ３８に取り付けられた電圧センサ７０からのコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃ、直流電源４０に取り付けられた電圧センサ７２からの直流電源４０の端子間電圧Ｖｂ、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値などが入力ポートを介して入力されている。ここで、電流センサ６１〜６３および電流センサ６４〜６６のうちの各々いずれか一つを省略してもよいし、いずれか一つを異常検出専用のセンサとして用いるものとしてもよい。電子制御ユニット５０からは、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御を行なうための制御信号などが出力ポートを介して出力されている。
【００２７】
次に、こうして構成された実施形態の動力出力装置２０の動作原理について説明する。図３は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点と電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。いま、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１２がオンの状態かインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオンの状態を考える。この場合、図３（ａ）か図３（ｂ）中に実線矢印で示す短絡回路が形成され、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相はリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１２をオフすると共にインバータ回路３２のトランジスタＴ２１をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図３（ｃ）中実線矢印で示す充電回路によりコンデンサ３８に蓄えられる。したがって、この回路は、直流電源４０のエネルギをコンデンサ３８に蓄えるコンデンサ充電回路とみなすことができる。このコンデンサ充電回路は、昇圧チョッパ回路と同様の構成となっているから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを直流電源４０の電圧Ｖｂより高く自由に操作することができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様にコンデンサ充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより小さい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１２，Ｔ１４，Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１，Ｔ２３，Ｔ２５をオンオフすることにより、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電することができる。
【００２８】
図４は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。今度は、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態でインバータ回路３０のトランジスタＴ１２がオンでトランジスタＴ１２がオフおよびインバータ回路３２のトランジスタＴ２１がオフでトランジスタＴ２２がオンの状態を考える。この場合、図４（ａ）中に実線矢印で示す充電回路が形成され、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを用いて直流電源４０を充電する。このとき、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｕ相は前述と同様にリアクトルとして機能する。この状態からインバータ回路３０のトランジスタＴ１１をオフするかインバータ回路３２のトランジスタＴ２２をオフすると、リアクトルとして機能している三相コイルのｕ相に蓄えられたエネルギは、図４（ｂ）または図４（ｃ）中実線矢印で示す充電回路により直流電源４０を充電する。したがって、この回路はコンデンサ３８のエネルギを直流電源４０に蓄える直流電源充電回路とみなすことができる。２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６のｖｗ相も、ｕ相と同様に直流電源充電回路とみなすことができるから、三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより大きい状態とすると共にインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６やインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６をオンオフすることにより、コンデンサ３８により直流電源４０を充電することができる。
【００２９】
このように、実施形態の動力出力装置２０では、直流電源４０によりコンデンサ３８を充電したり、逆にコンデンサ３８により直流電源４０を充電することができるから、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを所望の値に制御することができる。コンデンサ３８の端子間に電位差を生じさせると、インバータ回路３０，３２の正極母線３４と負極母線３６にはコンデンサ３８による直流電源が接続された状態となり、コンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃがインバータ入力電圧Ｖｉとして作用するから、インバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６をスイッチング制御することにより、２Ｙモータ２２を駆動制御することができる。このとき、三相コイル２４に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１はインバータ回路３０のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できると共に三相コイル２６に印加する三相交流の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２もインバータ回路３２のトランジスタＴ２１〜Ｔ２６のスイッチング制御によりインバータ入力電圧Ｖｉの範囲内で自由に設定できるから、２Ｙモータ２２の三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１や三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２を自由に操作することができる。図５に三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４の各相の電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の波形（図５（ａ））と、三相コイル２６の各相の電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形（図５（ｂ））の一例を示す。図中Ｖｘはインバータ入力電圧Ｖｉの中央値（Ｖｉ／２）である。したがって、２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより低くなるように操作してコンデンサ３８を充電したり、逆に三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂより高くなるように操作して直流電源４０を充電することができる。コンデンサ３８の充電電流や直流電源４０の充電電流は、三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を昇降することにより制御することができる。
【００３０】
次に、実施形態の動力出力装置２０の駆動制御について説明する。図６は、実施形態の動力出力装置２０の電子制御ユニット５０で実行される駆動制御を制御ブロックとして示す制御ブロック図である。図示するように、電流センサ６１〜６３，６４〜６６により検出された各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２（モータ電流）を回転角センサ６８により検出された２Ｙモータ２２のロータの回転角θ（回転位置）を用いて三相二相（ｄｑ軸）変換する三相二相変換部Ｍ１と、２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力される電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊（ｄｑ軸電流指令）と三相二相変換部Ｍ１により三相二相変換された電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差ΔＩｄ，ΔＩｑを演算する減算器Ｍ２と、偏差ΔＩｄ，ΔＩｑに対してＰＩゲインを用いてモータ駆動電流調整用の電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを演算するＰＩ制御部Ｍ３と、電圧操作量Ｖｄ，Ｖｑを回転角センサ６８により検出された２Ｙモータ２２のロータの回転角θを用いて二相（ｄｑ軸）三相変換して各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２を演算する二相三相変換部Ｍ４と、電圧センサ７０により検出されたコンデンサ電圧Ｖｃと電圧センサ７２により検出された電池電圧Ｖｂと２Ｙモータ２２の駆動に関する指令値の一つとして入力されるコンデンサ３８の目標電圧Ｖｃ＊とに基づいてコンデンサ電圧調整用の中性点間の電位差Ｖ０１２（三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１および三相コイル１２６の中性点の電位Ｖ０２）を演算するコンデンサ電圧制御部Ｍ５と、回転角センサ６８により検出された回転角θを用いて二相三相変換部Ｍ４により得られる各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に同期する３次高調波（各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の周波数の３倍の周波数をもつ正弦波）を生成する３次高調波生成部Ｍ６と、この３次高調波と二相三相変換部Ｍ４により得られた各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２とコンデンサ電圧制御部Ｍ５により得られた中性点間の電位差Ｖ０１２とを加算して変調信号を得る加算器Ｍ７と、加算器Ｍ７により得られた変調信号と搬送波としての三角波とを比較してＰＷＭ信号を演算するＰＷＭ信号演算部Ｍ８とを備える。なお、制御ブロックでは、三相コイル２４に対するブロックと三相コイル２６に対するブロックとを同一のブロックとして記載した。三相二相変換部Ｍ１から二相三相変換部Ｍ４および加算器Ｍ７並びにＰＷＭ信号演算部Ｍ８は、二相三相変換部Ｍ４により得られた各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に中性点間の電位差Ｖ０１２と３次高調波とを加算する点を除いて通常のモータ制御と同様である。コンデンサ電圧制御部Ｍ５で中性点間の電位差Ｖ０１２を演算する処理は、例えば、コンデンサ３８の目標電圧Ｖｃ＊とコンデンサ電圧Ｖｃとの偏差ΔＶｃを演算し、この偏差ΔＶｃに対してＰＩゲインを用いてコンデンサ電圧調整用の電池電流指令（中性点間電流指令）Ｉｏ＊を演算し、この電池電流指令Ｉｏ＊と電池電圧Ｖｂとに基づいて中性点間の電位差Ｖ０１２を演算することにより行なうことができる。
【００３１】
図７は、３次高調波を重畳して２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６に各々対応する変調信号を得る様子を説明する説明図である。なお、図７では、三相コイル２４，２６のｕ相に対応する変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊のみを示したが、ｖ相，ｗ相に対応する変調信号Ｖｖ１＊，Ｖｖ２＊，Ｖｗ１＊，Ｖｗ２＊についても位相が異なるだけでｕ相に対応する変調信号Ｖｖ１＊，Ｖｕ２＊と同様である。いま、三相コイル２４，２６に対応する変調波Ｖｕ１，Ｖｕ２（次式（１）、（２））（３次高調波を重畳する前の変調波）に変調波Ｖｕ１，Ｖｕ２の周波数の３倍の周波数をもつ３次高調波Ｖ３（次式（３））を重畳して変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊（次式（５）、（６））を生成する場合を考える。ここで、Ｖｃは、コンデンサ２８の電圧を示し、Ｖ０は、三相コイル２４，２６の中性点電位の指令値を示す。
Ｖｕ１＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ０　　　　　　　　　　（１）
Ｖｕ２＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ−Ｖ０　　　　　　　　　　（２）
Ｖ３＝（１／３√３）Ｖｃ・ｓｉｎ３θ　　　　　　　　　　　　（３）
Ｖｕ１＊＝（２√３）Ｖｃ（ｓｉｎθ＋ｓｉｎ３θ／６）＋Ｖ０　　　　　（５）
Ｖｕ２＊＝（２√３）Ｖｃ（ｓｉｎθ＋ｓｉｎ３θ／６）−Ｖ０　　　（６）
【００３２】
この場合、３次高調波を重畳する前の変調信号Ｖｕ１，Ｖｕ２（図７（ａ）参照）と３次高調波を重畳した後の変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊（図７（ｂ）の参照）とを比較すると、図示するように、同じトルクを出力する場合でも３次高調波を重畳した後の変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊の振幅を３次高調波を重畳する前の変調信号Ｖｕ１，Ｖｕ２の振幅に対して３√３／２倍の振幅とすることができるから、３次高調波を重畳した後の変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊はコンデンサ３８の端子間電圧Ｖｃを効率良く利用できることがわかる。なお、３次高調波の振幅は、変調信号Ｖｕ１＊，Ｖｕ２＊の振幅を小さくするのに適した値に設定されている。
【００３３】
前述したように、コンデンサ３８の電圧Ｖｃは三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２によって制御できるから、この中性点間の電位差Ｖ０１２を保持できれば、変調波に３次高調波を重畳したとしても、コンデンサ３８の電圧Ｖｃは振動しない。即ち、三相コイル２４に印加される電流により出力される動力と三相コイル２６に印加される同相の電流により出力される動力とが同じ（三相コイル２４の各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１の振幅および周波数と三相コイル２６の各相電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の振幅および周波数とが同じ）であれば、これに各々互いに同一の周波数と振幅を有する３次高調波を重畳したとしても、図７に示すように中性点間の電位差Ｖ０１２は一定の状態に保持されるから、コンデンサ３８の電圧Ｖｃは振動しない。そして、各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２に３次高調波が重畳されることで、同じトルクで加算器Ｍ７により得られる変調信号の振幅が減少（√３／２倍）するから、その減少分だけ変調信号の振幅を大きく（最大（２／√３）倍大きく）設定することができ、２Ｙモータ２２からの出力を最大約１５％向上させることができるのである。
【００３４】
以上説明した実施形態の動力出力装置２０によれば、三相コイル２４，２６の各々に対応した、二相三相変換部Ｍ４により得られた互いに同一の振幅および周波数を有する各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１および各相電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２（変調信号）に、各々互いに同一の振幅および周波数を有する３次高調波を重畳させてインバータ回路３０，３２のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６をスイッチング制御するから、三相コイル２４，２６の中性点間の電位差Ｖ０１２を保持、即ちコンデンサ３８の電圧Ｖｃを目標電圧Ｖｃ＊に保持しながら、変調信号の振幅最大値を減少させることができる。この結果、コンデンサ３８の電圧Ｖｃを振動させることなく、２Ｙモータ２２から出力されるトルクの上限をより向上させることができる。
【００３５】
実施形態の動力出力装置２０では、三相コイル２４と三相コイル２６とを有する２Ｙモータ２２を駆動制御する場合における変調波への３次高調波の重畳を考えたが、二つの三相コイルのうち一方の第１三相コイルを有する第１モータと他方の第２三相コイルを有する第２モータとを駆動制御する場合に適用するものとしても良い。但し、３次高調波を重畳することにより実施形態の動力出力装置２０と同様の効果を奏することができる場合としては、第１，第２モータを同じ出力で制御する場合、即ち、第１三相コイルの各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１（３次高調波重畳前の変調波）の振幅および周波数と第２三相コイルの各相電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２（３次高調波重畳前の変調波）の振幅および周波数とが同一の場合に限られる。
【００３６】
次に、本発明の第２実施形態の動力出力装置１２０について説明する。図８は、は、第２実施形態の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。第２実施形態の動力出力装置１２０は、図示するように、Ｙ結線された二つの三相コイル１２４，１２６を有する二重巻線モータ（以下、２Ｙモータという）１２２と、二つの三相コイル１２４，１２６に各々接続され正極母線１３４と負極母線１３６を共用する二つのインバータ回路１３０，１３２と、正極母線１３４と負極母線１３６とに接続されたコンデンサ１３８と、２Ｙモータ１２２の二つの三相コイル１２４，１２６の中性点間に設けられた直流電源１４０と、三相コイル１２４のｕ相と三相コイル１２６のｕ相とを集合させた集合部に取り付けられた電流センサ１６１と、三相コイル１２４のｖ相と三相コイルｖ相とを集合させた集合部に取り付けられた電流センサ１６２と、三相コイル１２４，１２６の中性点間に取り付けられた電流センサ１６７と、装置全体をコントロールする電子制御ユニット１５０とを備える。このように、第２実施形態の動力出力装置１２０は、実施形態の動力出力装置２０の電流センサ６１〜６６に換えて三相コイル１２４のｕ相と三相コイル１２６のｕ相とに共用の電流センサ１６１と、三相コイル１２４のｖ相と三相コイル１２６のｖ相とに共用の電流センサ１６２とを備える点を除いて実施形態の動力出力装置２０と同様のハード構成をしている。したがって、第２実施形態の動力出力装置１２０の構成のうち実施形態の動力出力装置２０に対応する構成については１００を加えて符号を付し、その説明は省略する。
【００３７】
電流センサ１６１，１６２は、例えば、ホール電流センサやサーボ式磁気電流センサであり、対応する二つの三相コイル１２４，１２６の同相を流れる二つの電流を加算した加算電流を電流信号として検出する。なお、実施形態では、対応する三相コイル１２４，１２６の二つのｕ相の集合部と二つのｖ相の集合部とに各々共用の電流センサ１６１，１６２を取り付けるものとしたが、二つのｗ相を集合させた集合部にも共用の電流センサを取り付けるものとしてもよい。
【００３８】
こうして構成された第２実施形態の動力出力装置１２０の動作、特に、電流センサ１６１，１６２と電流センサ１６７の検出結果を用いて三相コイル１２４，１２６の各相を流れる各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を演算し、この演算結果を用いて２Ｙモータ１２２を駆動制御する際の動作について説明する。
【００３９】
図９は、電流センサ１６１により検出されるｕ相加算電流Ｉｕ（＝Ｉｕ１＋Ｉｕ２）の一例を示す図である。いま、２Ｙモータ１２２の三相コイル１２４に印加される電流により２Ｙモータ２２から出力される動力と三相コイル１２６に印加される電流により２Ｙモータ２２から出力される動力とが同じ場合、即ち三相コイル１２４の各相と三相コイル１２６の各相とにそれぞれ同じ振幅および周波数を有し同相の相電流を印加する場合を考える。電流センサ１６１により検出されるｕ相加算電流Ｉｕは、図９に示すように、三相コイル１２４のｕ相電流Ｉｕ１と三相コイル１２６のｕ相電流Ｉｕ２とを加算したものとなる。電流センサ１６２により検出されるｖ相加算電流Ｉｖも電流センサ１６１，１６２による検出結果に基づいて演算されるｗ相加算電流Ｉｗも位相が異なるだけで同様である。したがって、電流センサ１６１により検出されるｕ相加算電流Ｉｕ，電流センサ１６２により検出されるｖ相加算電流Ｉｖ，電流センサ１６１，１６２の検出結果に基づいて演算されるｗ相加算電流Ｉｗは、次式で示すことができる。ここで、Ｉｏは、零相電流（中性点間電流）であり、Ｉｏ／３は、零相電流の一相分である。Ｉは、各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２の振幅である。
【００４０】

Figure 2004120853
式（７）〜（９）から各相の加算電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、零相電流Ｉｏがキャンセルされ、それぞれ各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２の振幅の２倍の振幅を有する電流となることがわかる。したがって、三相コイル１２４，１２６の各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２は、電流センサ１６１，１６２の検出結果と、中性点間に取り付けられた電流センサ１６７の検出結果とを用いて、次式により演算することができる。なお、実施形態では、ｕ相分のみについて示したが、ｖ相，ｗ相についても同様である。
Ｉｕ１＝Ｉｕ／２−Ｉｏ／３　　　　　　（１０）
Ｉｕ２＝Ｉｕ／２＋Ｉｏ／３　　　　　　（１１）
【００４１】
こうした三相コイル１２４，１２６の各相電流Ｉｕ１，Ｉｕ２，Ｉｖ１，Ｉｖ２，Ｉｗ１，Ｉｗ２が演算されると、この演算結果を用いて通常のモータ制御により２Ｙモータ２２を駆動することができる。
【００４２】
以上説明した第２実施形態の動力出力装置１２０によれば、対応する二つの三相コイル１２４，１２６のｕ相とｗ相とにそれぞれ共用の電流センサ１６１，１６２を取り付け、この電流センサ１６１，１６２による検出結果と電流センサ１６７による中性点間電流の検出結果とに基づいて三相コイル１２４，１２６の各相電流Ｉｕ１，Ｉｖ１，Ｉｗ１，Ｉｕ２，Ｉｖ２，Ｉｗ２を演算し、この演算結果を用いて２Ｙモータ１２２を駆動するから、三相コイル１２４の各相と三相コイル１２６の各相のそれぞれに電流センサを取り付ける必要がない。この結果、動力出力装置１２０の低コスト化を実現することができる。
【００４３】
第２実施形態の動力出力装置１２０では、三相コイル１２４と三相コイル１２６とを有する２Ｙモータ１２２を駆動制御する場合における共用の電流センサ１６１，１６２の設置を考えたが、二つの三相コイルのうち一方の第１三相コイルを有する第１モータと他方の第２三相コイルを有する第２モータとを駆動制御する場合における共用の電流センサの設置を考えるものとしても良い。但し、第２実施形態の動力出力装置１２０と同様の効果を奏することができる場合としては、第１，第２モータを同じ出力で制御する場合、即ち、第１三相コイルの各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１（変調波）の振幅および周波数と第２三相コイルの各相電位Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２（変調波）の振幅および周波数とが同一の場合に限られる。
【００４４】
第１，第２実施形態の動力出力装置２０，１２０では、正極母線３４，１３４と負極母線３６，１３６とにコンデンサ３８，１３８を接続するものとしたが、コンデンサ３８，１３８に代えて直流電源を接続するものとしてもよい。
【００４５】
第１，第２実施形態の動力出力装置２０，１２０では、二つの三相コイル２４，２６，１２４，１２６の中性点間に直流電源４０，１４０を接続するものとしたが、三相に限られず多相交流コイルの中性点間に直流電源を接続するものとしても構わない。
【００４６】
図１０、１１に基づいてさらに他の実施形態について説明する。上述の図７の例では、３次の高調波を重畳した。図１０の例では、これに代えて、直流電源４０の正側に接続された三相コイル２４の中性点の電位を、各相変調波の最大電圧（瞬時値の相電位の最大値）がコンデンサ３８の電圧Ｖｃの正側に一致するように補正を加える。これによって、コンデンサ３８の電圧Ｖｃ利用率を最大にすることができる。
【００４７】
すなわち、
Ｖｕ１＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ０　　　　　　　　　　（１）
Ｖｕ２＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ−Ｖ０　　　　　　　　　　（２）
Ｖ３＝１−ＭＡＸ（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）
（但し、三角波の頂点＝１、三角波の下点＝−１とする）　　　（３）
Ｖｕ１＊＝（２√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ３＋Ｖ０　　　　　　　　　　（５）
Ｖｕ２＊＝（２√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ３−Ｖ０　　　（６）
とする。
【００４８】
このように、３相の変調波の最大電圧値を三角波の頂点（コンデンサ３８の正側電圧）から減算した電圧値をＶ３（補正波）として、これを各相変調波（各相電流）に重畳する。これによって、相電流がコンデンサ３８の電位Ｖｃを超える部分について、超過分が減算されることになり、各相変調波（相電位）の最大値がコンデンサ３８の電圧Ｖｃに一致する。従って、コンデンサ３８の電圧Ｖｃの利用率を最大にして、変調信号Ｖｕ１＊、Ｖｕ２＊の振幅を小さくして、最大出力トルクを向上させることができる。
【００４９】
また、図１１に示すように、直流電源４０の負側に接続された三相コイル２６の中性点電位を、各相変調波の最小電圧値（瞬時値の相電位の最小値）がコンデンサ３８の電圧Ｖｃの負側に一致するように補正を加えることもできる。
【００５０】
すなわち、
Ｖｕ１＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ０　　　　　　　　　　（１）
Ｖｕ２＝（２／√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ−Ｖ０　　　　　　　　　　（２）
Ｖ３＝−１−ＭＩＮ（Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１）
（但し、三角波の頂点＝１、三角波の下点＝−１とする）　　　（３）
Ｖｕ１＊＝（２√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ３＋Ｖ０　　　　　　　　　　（５）
Ｖｕ２＊＝（２√３）Ｖｃ・ｓｉｎθ＋Ｖ３−Ｖ０　　　（６）
とする。
【００５１】
これによって、図１０の場合と同様に、補正波Ｖ３を重畳することによって、相電流がコンデンサ３８の電位Ｖｃを負側で超える部分について、超過分が減算されることになり、相電位の最小値がコンデンサ３８の電圧Ｖｃの負側に一致する。従って、コンデンサ３８の電圧Ｖｃの利用率を最大にして、変調信号Ｖｕ１＊、Ｖｕ２＊の振幅を小さくして、最大出力トルクを向上させることができる。
【００５２】
以上、本発明の実施の形態について実施形態を用いて説明したが、本発明のこうした実施形態に何ら限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態である動力出力装置２０の構成の概略を示す構成図である。
【図２】２Ｙモータ２２の三相コイル２４と三相コイル２６との関係を説明する説明図である。
【図３】三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂよりも小さい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図４】三相コイル２４の中性点と三相コイル２６の中性点との電位差Ｖ０１２が直流電源４０の電圧Ｖｂよりも大きい状態における電流の流れを２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６の漏れインダクタンスに着目して説明する説明図である。
【図５】三相コイル２４の中性点の電位Ｖ０１と三相コイル２６の中性点の電位Ｖ０２との差が直流電源４０の電圧Ｖｂとなるよう操作したときの三相コイル２４，２６の各相電位Ｖｕ１，Ｖｖ１，Ｖｗ１，Ｖｕ２，Ｖｖ２，Ｖｗ２の波形の一例を示す説明図である。
【図６】実施形態の動力出力装置２０の電子制御ユニット５０により実行される駆動制御を制御ブロックとして示すブロック図である。
【図７】３次高調波を重畳して２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６に各々対応する変調信号を得る様子を説明する説明図である。
【図８】第２実施形態の動力出力装置１２０の構成の概略を示す構成図である。
【図９】電流センサ１６１により検出されるｕ相加算電流Ｉｕ（＝Ｉｕ１＋Ｉｕ２）の一例を示す図である。
【図１０】各相の変調波の最大値とコンデンサ電圧の差についての補正波を重畳して２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６に各々対応する変調信号を得る様子を説明する説明図である。
【図１１】各相の変調波の最大値とコンデンサ電圧の差についての補正波を重畳して２Ｙモータ２２の三相コイル２４，２６に各々対応する変調信号を得る様子を説明する説明図である。
【符号の説明】
２０，１２０　動力出力装置、２２，１２２　２Ｙモータ、２４，２６　三相コイル、３０，３２，１３０，１３２　インバータ回路、３４，１３４　正極母線、３６，１３６　負極母線、３８，１３８　コンデンサ、４０，１４０　直流電源、５０，１５０　電子制御ユニット、５２，１５２　ＣＰＵ、５４，１５４ＲＯＭ、５６，１５６　ＲＡＭ、６１〜６７，１６１，１６２　電流センサ、６８，１６８　回転角センサ、７０，７２，１７０，１７２　電圧センサ、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ２１〜Ｔ２６　トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ２１〜Ｄ２６
ダイオード。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power output device.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, a power supply including a capacitor connected to a positive bus and a negative bus of an inverter circuit for applying a three-phase AC to a motor, and a DC power supply connected to a positive bus or a negative bus of the inverter circuit and a neutral point of the motor. An output device has been proposed (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-337047 (Patent Document 1) and Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-178114 (Patent Document 2)). In this device, a circuit composed of coils of each phase of the motor and a switching element of an inverter circuit boosts the voltage of a DC power supply and stores the boosted voltage in a capacitor, and drives the motor by regarding the stored capacitor as a DC power supply. Adjustment of the storage voltage of the capacitor is performed by controlling the DC component of the three-phase AC applied to the motor, that is, by controlling the potential at the neutral point of the motor.
[0003]
By the way, as a power output device for improving the use efficiency of the voltage of the DC power supply to improve the output of the electric motor, a third harmonic is superimposed on a three-phase voltage command (modulated wave) in PWM (pulse width modulation) control. There has been proposed a device that applies a three-phase alternating current to a motor based on a comparison between a motor and a triangular wave as a carrier wave (for example, Japanese Patent Application Laid-Open No. 10-210756 (Patent Document 3)). When the third harmonic is superimposed on the modulation wave, the amplitude of the modulation wave can be reduced without lowering the output of the motor. Therefore, the amplitude of the modulation wave can be increased by the reduced amount, and as a result, the motor Can increase the maximum output.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-10-337047
[Patent Document 2]
JP-A-11-178114
[Patent Document 3]
JP-A-10-210756
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, when driving the motor using the stored voltage of the capacitor, if the third harmonic is superimposed, the DC component of the three-phase alternating current (potential at the neutral point of the motor) generated by PWM modulation oscillates. Therefore, the storage voltage of the capacitor cannot be maintained at the target voltage, causing oscillation. As a result, a torque ripple occurs in the electric motor driven by using the stored voltage of the capacitor.
[0006]
Further, the motor can be driven by switching control of a switching element of an inverter circuit using a detection result obtained by a current sensor attached to each phase of the three-phase coil. However, at this time, a current sensor must be attached to at least two of the phases of the three-phase coil. When a plurality of such three-phase coils are provided, a large number of current sensors are required and the cost of the device increases. For this reason, it is preferable to reduce the number of current sensors provided in the power output device as much as possible to reduce the cost.
[0007]
An object of the power output device of the present invention is to solve the above-described problems, and to achieve a higher power output by more efficiently using the first power supply while securing the required power output. One. In addition, the power output device of the present invention enables more efficient use of the first power supply to output higher power without affecting the voltage of the first power supply as chargeable / dischargeable power storage means. It is one of the purposes.
[0008]
Another object of the power output device of the present invention is to reduce the number of current detection means used for switching control of an inverter circuit and to realize a reduction in cost of the device.
[0009]
[Means for Solving the Problems and Their Functions and Effects]
The power output device of the present invention employs the following means in order to achieve at least a part of the above objects.
[0010]
The first power output device of the present invention is:
Two star-connected coils having the same phase with each other;
Two inverter circuits configured to share a positive electrode bus and a negative electrode bus, and capable of supplying polyphase AC power to the corresponding two star-shaped connection coils by switching of switching elements,
A first power supply connected to the positive electrode bus and the negative electrode bus,
A second power supply connected between the neutral points of the two star-connected coils;
The switching of the switching elements of the two inverter circuits using the carrier wave and the modulated wave, when applying the same-phase current to the corresponding two star-connected coils and outputting the same power, respectively, outputs the power. Control means for uniformly reducing the amplitude maximum value of each modulated wave corresponding to the two inverter circuits while controlling the switching elements of the two inverter circuits while ensuring
The gist is to provide
[0011]
In the first power output device of the present invention, the same power is applied to two corresponding star-connected coils by switching the switching elements of the two inverter circuits using the carrier wave and the modulated wave to apply the same-phase current. When the control signal is output, the control means controls the switching elements of the inverter circuits by uniformly reducing the maximum amplitude value of each modulated wave corresponding to the two inverter circuits after securing the output of the power. Accordingly, the voltage of the first power supply is efficiently reduced by reducing the maximum amplitude of the modulated wave without affecting the potential difference between the neutral points of the two star-connected coils, that is, without affecting the voltage of the first power supply. Utilization can further improve the upper limit of the power output from the device.
[0012]
In the first power output device of the present invention, the first power supply may be a chargeable and dischargeable power storage means.
[0013]
In the first power output device of the present invention, the control means may be means for uniformly reducing the maximum amplitude value by superimposing a third harmonic on each of the modulated waves. it can.
[0014]
Further, in the first power output device of the present invention, the control means may determine the second power supply from the maximum value in each phase modulated wave to a star-connected coil having a positive side connected to a neutral point. A correction wave obtained by subtracting the voltage of the first power supply and centered on the positive voltage of the second power supply is superimposed on each of the modulation waves, and the maximum voltage of the modulation wave is applied to the voltage of the first power supply. Means for uniformly decreasing the maximum amplitude value so that they coincide with each other may be employed.
[0015]
Thus, the maximum voltage of the modulated wave can be made equal to the voltage of the first power supply, and the voltage utilization rate of the second power supply can be maximized.
[0016]
Further, in the first power output device of the present invention, the control means determines the second power supply from the minimum value in each phase modulated wave to a star-connected coil having a negative side connected to a neutral point. A correction wave centered on the negative voltage of the second power supply obtained by subtracting the voltage of the first power supply is superimposed on each of the modulated waves, and the minimum voltage of the modulated wave is reduced to the negative side of the first power supply. Means for uniformly reducing the amplitude maximum value so as to match the voltage may be employed.
[0017]
Thus, the minimum voltage of the modulated wave can be made equal to the negative voltage of the first power supply, and the voltage utilization rate of the second power supply can be maximized.
[0018]
Further, in the first power output device of the present invention, the two star-shaped connection coils may be provided corresponding to one rotor to constitute one electric motor.
[0019]
A second power output device according to the present invention includes:
Two star-connected coils having the same phase with each other, two inverter circuits capable of supplying polyphase AC power to each of the two star-connected coils by sharing a positive bus and a negative bus, A first power supply connected to the bus and the negative bus, a second power supply connected between the neutral points of the two star-connected coils, and a current in phase with the corresponding two star-connected coils And control means for controlling switching of the switching elements of the two inverter circuits so that the same power is output by applying the same.
An addition current that is attached to and shared by two coils of the same phase among each phase of one star connection coil and each phase of the other star connection coil, and detects an addition current of each current flowing through the two coils. Detecting means;
Phase current calculation means for controlling the control means, and calculating a phase current flowing through each phase of the two star connection coils from the addition current detected by the addition current detection means;
The gist is to provide
[0020]
In the second power output device according to the present invention, each of the phases of one star connection coil and the other star connection coil capable of receiving the supply of the same phase current and outputting the same power, respectively, is provided. Addition current detection means commonly mounted on the two coils of the same phase detects the addition current of each current flowing through the two coils, and the phase current calculation means determines the addition current from the addition current detected by the addition current detection means. The phase current flowing through each phase of the two star-connected coils is calculated. Therefore, it is not necessary to provide a current sensor for each phase of the two star-connected coils in order to detect a phase current used for switching control of the switching element of the inverter circuit. Therefore, the number of current sensors can be reduced. it can. As a result, cost reduction of the device can be realized.
[0021]
In the second power output apparatus according to the present invention, the power output device further includes a neutral point current detecting means for detecting a current flowing between the neutral points, and the phase current calculating means includes an adder detected by the adding current detecting means. The phase current may be calculated based on a current and a neutral point current detected by the neutral point current detecting means. In the second power output apparatus according to the aspect of the present invention, the phase current calculation means may calculate a value obtained by multiplying the addition current detected by the addition current detection means by １ ／, and a current between the neutral points. The means for calculating each phase current based on a value obtained by dividing the detected neutral point current by the number of phases of the star connection coil may be used.
[0022]
Further, in the second power output device of the present invention, the two star-connected coils may be provided corresponding to one rotor to constitute one electric motor.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Next, an embodiment of the present invention will be described. FIG. 1 is a configuration diagram schematically showing the configuration of a power output device 20 according to one embodiment of the present invention. As shown, the power output device 20 of the embodiment includes a double winding motor (hereinafter referred to as a 2Y motor) 22 having two three-phase coils 24 and 26 connected in a Y-connection, and two three-phase coils 24 and 26, two inverter circuits 30 and 32 sharing the positive bus 34 and the negative bus 36, a capacitor 38 connected to the positive bus 34 and the negative bus 36, and two three-phase coils 24 of the 2Y motor 22. , 26, and a DC power supply 40 provided between the neutral points, and an electronic control unit 50 for controlling the entire apparatus.
[0024]
FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating the relationship between the two three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22. The 2Y motor 22 is configured such that the winding angle of, for example, a rotor having a permanent magnet attached to the outer surface thereof and two three-phase coils 24 and 26 having the same winding specification as illustrated in FIG. And a wound stator, and has the same configuration as a normal synchronous generator motor capable of generating power except that two three-phase coils 24 and 26 are wound. In order to drive the 2Y motor 22, the inverter circuits 30 and 32 may be controlled by the inverter circuits 30 and 32 so that the same-phase three-phase alternating current is applied to the three-phase coils 24 and 26, respectively. The rotation shaft of the 2Y motor 22 is the output shaft of the power output device 20 of the embodiment, and power is output from the rotation shaft. The 2Y motor 22 of the embodiment is configured as a generator motor as described above, so that power can be input to the rotating shaft of the 2Y motor 22 so that the 2Y motor 22 can generate power.
[0025]
Each of the inverter circuits 30 and 32 includes six transistors T11 to T16 and T21 to T26 and six diodes D11 to D16 and D21 to D26. The six transistors T11 to T16 and T21 to T26 are arranged in pairs each of which is a source side and a sink side with respect to the positive electrode bus 34 and the negative electrode bus 36, respectively. Each of the phase coils 24 and 26 (U1V1W1) and (U2V2W2) is connected. Therefore, if the ratio of the on-time of the pair of transistors T11 to T16 and T21 to T26 is controlled in phase with the voltage being applied to the positive bus 34 and the negative bus 36, the three-phase coil 24 of the 2Y motor 22 can be controlled. , 26 to form a rotating magnetic field to drive the 2Y motor 22 to rotate.
[0026]
The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor mainly including a CPU 52, and includes a ROM 54 storing a processing program, a RAM 56 temporarily storing data, and an input / output port (not shown). The electronic control unit 50 has respective phase currents Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2 from current sensors 61 to 66 attached to the respective phases U1V1W1, U2V2W2 of the three-phase coils 24, 26 of the 2Y motor 22. Current from the current sensor 67 attached between the neutral points of the 2Y motor 22 and the rotation angle of the rotor of the 2Y motor 22 from the rotation angle sensor 68 attached to the rotation axis of the 2Y motor 22 θ, the voltage Vc between the terminals of the capacitor 38 from the voltage sensor 70 attached to the capacitor 38, the voltage Vb between the terminals of the DC power supply 40 from the voltage sensor 72 attached to the DC power supply 40, and a command value related to driving the 2Y motor 22. Are input through the input port. Here, any one of the current sensors 61 to 63 and the current sensors 64 to 66 may be omitted, or one of them may be used as a sensor dedicated to abnormality detection. From the electronic control unit 50, control signals for controlling the switching of the transistors T11 to T16 and T21 to T26 of the inverter circuits 30 and 32 are output via output ports.
[0027]
Next, the operation principle of the power output device 20 according to the embodiment configured as described above will be described. FIG. 3 shows the flow of current in a state where the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 and the potential difference V012 are smaller than the voltage Vb of the DC power supply 40, of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22. FIG. 4 is an explanatory diagram focusing on and explaining a u-phase leakage inductance. Now, when the potential difference V012 between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 is smaller than the voltage Vb of the DC power supply 40, whether the transistor T12 of the inverter circuit 30 is on or the transistor of the inverter circuit 32 Consider the state where T21 is on. In this case, a short circuit indicated by solid arrows in FIG. 3A or FIG. 3B is formed, and the u-phase of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 functions as a reactor. In this state, when the transistor T12 of the inverter circuit 30 is turned off and the transistor T21 of the inverter circuit 32 is turned off, the energy stored in the u-phase of the three-phase coil functioning as a reactor becomes a solid arrow in FIG. Is stored in the capacitor 38 by the charging circuit indicated by. Therefore, this circuit can be regarded as a capacitor charging circuit that stores the energy of DC power supply 40 in capacitor 38. Since this capacitor charging circuit has the same configuration as the boost chopper circuit, the terminal voltage Vc of the capacitor 38 can be freely operated to be higher than the voltage Vb of the DC power supply 40. The vw phase of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 can also be regarded as a capacitor charging circuit similarly to the u-phase, and thus the potential difference between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 By setting V012 to be smaller than the voltage Vb of the DC power supply 40 and turning on / off the transistors T12, T14, T16 of the inverter circuit 30 and the transistors T21, T23, T25 of the inverter circuit 32, the capacitor 38 is charged by the DC power supply 40. be able to.
[0028]
FIG. 4 shows the flow of current when the potential difference V012 between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 is larger than the voltage Vb of the DC power supply 40. FIG. 6 is an explanatory diagram focusing on the u-phase leakage inductance. This time, when the potential difference V012 between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 is larger than the voltage Vb of the DC power supply 40, the transistor T12 of the inverter circuit 30 is turned on, the transistor T12 is turned off, Assume that the transistor T21 of the circuit 32 is off and the transistor T22 is on. In this case, a charging circuit indicated by a solid arrow in FIG. 4A is formed, and the DC power supply 40 is charged using the terminal voltage Vc of the capacitor 38. At this time, the u-phase of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 functions as a reactor as described above. When the transistor T11 of the inverter circuit 30 is turned off or the transistor T22 of the inverter circuit 32 is turned off from this state, the energy stored in the u-phase of the three-phase coil functioning as a reactor is calculated as shown in FIG. (C) The DC power supply 40 is charged by the charging circuit indicated by the solid line arrow. Therefore, this circuit can be regarded as a DC power supply charging circuit that stores the energy of the capacitor 38 in the DC power supply 40. The vw phase of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 can also be regarded as a DC power supply charging circuit as in the case of the u-phase, so that the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 are determined. By setting the potential difference V012 higher than the voltage Vb of the DC power supply 40 and turning on / off the transistors T11 to T16 of the inverter circuit 30 and the transistors T21 to T26 of the inverter circuit 32, the DC power supply 40 can be charged by the capacitor 38. .
[0029]
As described above, in the power output device 20 of the embodiment, the capacitor 38 can be charged by the DC power supply 40, and conversely, the DC power supply 40 can be charged by the capacitor 38. Value can be controlled. When a potential difference is generated between the terminals of the capacitor 38, a DC power supply by the capacitor 38 is connected to the positive bus 34 and the negative bus 36 of the inverter circuits 30 and 32, and the voltage Vc between the terminals of the capacitor 38 becomes the inverter input voltage. Acting as Vi, the 2Y motor 22 can be drive-controlled by switching-controlling the transistors T11 to T16 and T21 to T26 of the inverter circuits 30 and 32. At this time, the potentials Vu1, Vv1, and Vw1 of each phase of the three-phase alternating current applied to the three-phase coil 24 can be set freely within the range of the inverter input voltage Vi by switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter circuit 30, and The potentials Vu2, Vv2, and Vw2 of each phase of the three-phase alternating current applied to the phase coil 26 can be freely set within the range of the inverter input voltage Vi by switching control of the transistors T21 to T26 of the inverter circuit 32. The neutral point potential V01 of the three-phase coil 24 and the neutral point potential V02 of the three-phase coil 26 can be freely operated. FIG. 5 shows each phase of the three-phase coil 24 when the operation is performed such that the difference between the neutral point potential V01 of the three-phase coil 24 and the neutral point potential V02 of the three-phase coil 26 becomes the voltage Vb of the DC power supply 40. The waveforms of the potentials Vu1, Vv1, and Vw1 (FIG. 5A) and the waveforms of the potentials Vu2, Vv2, and Vw2 of each phase of the three-phase coil 26 (FIG. 5B) are shown. In the figure, Vx is the median value (Vi / 2) of the inverter input voltage Vi. Therefore, the capacitor 38 is charged by operating the potential difference V012 between the neutral points of the three-phase coils 24, 26 of the 2Y motor 22 to be lower than the voltage Vb of the DC power supply 40, or conversely, the three-phase coils 24, 26 The DC power supply 40 can be charged by operating so that the potential difference V012 between the neutral points becomes higher than the voltage Vb of the DC power supply 40. The charging current of the capacitor 38 and the charging current of the DC power supply 40 can be controlled by raising and lowering the potential difference V012 between the neutral points of the three-phase coils 24 and 26.
[0030]
Next, drive control of the power output device 20 of the embodiment will be described. FIG. 6 is a control block diagram illustrating, as control blocks, drive control performed by the electronic control unit 50 of the power output device 20 of the embodiment. As shown in the figure, the rotor of the 2Y motor 22 in which each phase current Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2 (motor current) detected by the current sensors 61 to 63, 64 to 66 is detected by the rotation angle sensor 68 And a current command value Id * input as one of the command values related to the driving of the 2Y motor 22 using the three-phase / two-phase (dq-axis) conversion using the rotation angle θ (rotational position). , Iq * (dq-axis current command) and the currents Id, Iq converted by the three-phase to two-phase converter M1 to calculate the deviations ΔId, ΔIq, and the difference ΔId, ΔIq A PI control unit M3 for calculating motor drive current adjustment voltage operation amounts Vd and Vq using the PI gain; and a rotation angle θ of the rotor of the 2Y motor 22 in which the voltage operation amounts Vd and Vq are detected by the rotation angle sensor 68. To And two-phase (dq axis) three-phase conversion to calculate each phase potential Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, Vw2, a two-phase three-phase converter M4, and a capacitor voltage Vc and a voltage detected by the voltage sensor 70. On the basis of the battery voltage Vb detected by the sensor 72 and the target voltage Vc * of the capacitor 38 input as one of the command values relating to the driving of the 2Y motor 22, the potential difference V012 (3 The capacitor voltage control unit M5 that calculates the neutral point potential V01 of the phase coil 24 and the neutral point potential V02) of the three-phase coil 126, and the two-phase three-phase Third harmonics (each phase potential Vu1, Vv1, Vw1, Vu2) synchronized with each phase potential Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, Vw2 obtained by the phase conversion unit M4. , Vv2, and Vw2), a third harmonic generation unit M6 that generates a sine wave having a frequency three times the frequency of Vw2, Vw2, and each phase potential Vu1, which is obtained by the third harmonic and the two-phase to three-phase conversion unit M4. An adder M7 that adds Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, Vw2 and a potential difference V012 between the neutral points obtained by the capacitor voltage control unit M5 to obtain a modulation signal; and a modulation signal obtained by the adder M7. A PWM signal calculation unit M8 that calculates a PWM signal by comparing with a triangular wave as a carrier wave. In the control block, the block for the three-phase coil 24 and the block for the three-phase coil 26 are described as the same block. The three-phase to two-phase conversion unit M1 to the two-phase to three-phase conversion unit M4, the adder M7, and the PWM signal calculation unit M8 perform the respective phase potentials Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2 obtained by the two-phase to three-phase conversion unit M4. , Vw2, except that the potential difference V012 between the neutral points and the third harmonic are added. In the process of calculating the potential difference V012 between the neutral points by the capacitor voltage control unit M5, for example, a deviation ΔVc between the target voltage Vc * of the capacitor 38 and the capacitor voltage Vc is calculated, and a PI gain is used for the deviation ΔVc. A battery current command (current command between neutral points) Io * for adjusting the capacitor voltage is calculated, and a potential difference V012 between the neutral points is calculated based on the battery current command Io * and the battery voltage Vb. be able to.
[0031]
FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a state in which modulated signals corresponding to the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 are obtained by superimposing the third harmonic. Although FIG. 7 shows only the modulation signals Vu1 * and Vu2 * corresponding to the u-phase of the three-phase coils 24 and 26, the modulation signals Vv1 *, Vv2 *, Vw1 *, and v-phase correspond to the w-phase. Vw2 * is the same as the modulation signals Vv1 * and Vu2 * corresponding to the u-phase except for the phase. Now, the modulated waves Vu1 and Vu2 (the following equations (1) and (2)) corresponding to the three-phase coils 24 and 26 (the modulated waves before the third harmonic is superimposed) are added to the frequency 3 of the modulated waves Vu1 and Vu2. A case is considered in which modulated signals Vu1 * and Vu2 * (the following equations (5) and (6)) are generated by superimposing the third harmonic V3 (the following equation (3)) having twice the frequency. Here, Vc indicates the voltage of the capacitor 28, and V0 indicates the command value of the neutral point potential of the three-phase coils 24 and 26.
Vu1 = (2 / √3) Vc · sin θ + V0 (1)
Vu2 = (2 / √3) Vc · sin θ−V0 (2)
V3 = (1 / 3√3) Vc · sin3θ (3)
Vu1 * = (2√3) Vc (sin θ + sin 3θ / 6) + V0 (5)
Vu2 * = (2√3) Vc (sin θ + sin 3θ / 6) −V0 (6)
[0032]
In this case, the modulation signals Vu1 and Vu2 before superimposing the third harmonic (see FIG. 7A) and the modulation signals Vu1 * and Vu2 * after superimposing the third harmonic (see FIG. 7B). ), The amplitudes of the modulation signals Vu1 * and Vu2 * after the third harmonic are superimposed are output from the modulation signals Vu1 and Vu1 before the third harmonic is superimposed even when the same torque is output. Since the amplitude of Vu2 can be made 3√3 / 2 times as large as that of Vu2, the modulation signals Vu1 * and Vu2 * after superimposing the third harmonic can efficiently use the voltage Vc between terminals of the capacitor 38. I understand. Note that the amplitude of the third harmonic is set to a value suitable for reducing the amplitude of the modulation signals Vu1 * and Vu2 *.
[0033]
As described above, since the voltage Vc of the capacitor 38 can be controlled by the potential difference V012 between the neutral points of the three-phase coils 24 and 26, if the potential difference V012 between the neutral points can be held, the third harmonic is added to the modulated wave. Even if they are superimposed, the voltage Vc of the capacitor 38 does not oscillate. That is, the power output by the current applied to the three-phase coil 24 is the same as the power output by the in-phase current applied to the three-phase coil 26 (the potentials Vu1, Vv1, and Vw1 of the three-phase coil 24 are the same). And the amplitude and frequency of each phase potential Vu2, Vv2, Vw2 of the three-phase coil 26 are the same), even if the third harmonics having the same frequency and amplitude are superimposed on each other. 7, since the potential difference V012 between the neutral points is kept constant, the voltage Vc of the capacitor 38 does not oscillate. Then, the third harmonic is superimposed on each phase potential Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, Vw2, so that the amplitude of the modulation signal obtained by the adder M7 with the same torque decreases (√3 / 2 times). Therefore, the amplitude of the modulation signal can be set to be larger (maximum (2 / √3) times larger) by the amount of the decrease, and the output from the 2Y motor 22 can be improved by about 15% at the maximum.
[0034]
According to the power output device 20 of the embodiment described above, each phase potential Vu1, which has the same amplitude and frequency, is obtained by the two-phase to three-phase conversion unit M4 and corresponds to each of the three-phase coils 24 and 26. The transistors T11 to T16 and T21 to T26 of the inverter circuits 30 and 32 are superimposed on Vv1 and Vw1 and the phase potentials Vu2, Vv2 and Vw2 (modulated signals) with third harmonics having the same amplitude and frequency. Since the switching control is performed, the maximum amplitude value of the modulation signal can be reduced while maintaining the potential difference V012 between the neutral points of the three-phase coils 24 and 26, that is, the voltage Vc of the capacitor 38 at the target voltage Vc *. . As a result, the upper limit of the torque output from the 2Y motor 22 can be further improved without oscillating the voltage Vc of the capacitor 38.
[0035]
In the power output device 20 of the embodiment, the superimposition of the third harmonic on the modulated wave when the 2Y motor 22 having the three-phase coil 24 and the three-phase coil 26 is drive-controlled has been considered. The present invention may be applied to the case where the first motor having one first three-phase coil and the second motor having the other second three-phase coil are drive-controlled. However, the case where the same effect as that of the power output device 20 of the embodiment can be obtained by superimposing the third harmonic is the case where the first and second motors are controlled with the same output, that is, the first and third motors. The amplitude and frequency of each phase potential Vu1, Vv1, Vw1 (modulation wave before third harmonic superposition) of the phase coil and each phase potential Vu2, Vv2, Vw2 (modulation before third harmonic superposition) of the second three-phase coil Limited to the case where the amplitude and frequency of the wave are the same.
[0036]
Next, a power output device 120 according to a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 8 is a configuration diagram schematically illustrating the configuration of a power output device 120 according to the second embodiment. As shown, the power output device 120 of the second embodiment includes a double-winding motor (hereinafter referred to as a 2Y motor) 122 having two three-phase coils 124 and 126 connected in a Y-connection, and two three-phase coils. Two inverter circuits 130 and 132 connected to the positive and negative buses 136 and 136 respectively; a capacitor 138 connected to the positive and negative buses 134 and 136; A DC power supply 140 provided between the neutral points of the coils 124 and 126, a current sensor 161 attached to an assembly where the u-phase of the three-phase coil 124 and the u-phase of the three-phase coil 126 are assembled, A current sensor 162 attached to an assembly where the v-phase of the phase coil 124 and the v-phase of the three-phase coil are assembled, and an attachment between the neutral points of the three-phase coils 124 and 126 Includes a current sensor 167, and an electronic control unit 150 that controls the entire apparatus. Thus, the power output device 120 of the second embodiment is shared by the u-phase of the three-phase coil 124 and the u-phase of the three-phase coil 126 instead of the current sensors 61 to 66 of the power output device 20 of the embodiment. Except for having a current sensor 161 and a current sensor 162 shared by the v-phase of the three-phase coil 124 and the v-phase of the three-phase coil 126, it has the same hardware configuration as the power output device 20 of the embodiment. . Therefore, among the configurations of the power output device 120 according to the second embodiment, the components corresponding to the power output device 20 according to the embodiment are denoted by reference numerals with 100 added, and description thereof is omitted.
[0037]
Each of the current sensors 161 and 162 is, for example, a Hall current sensor or a servo magnetic current sensor, and detects, as a current signal, an added current obtained by adding two currents flowing in the same phase of the corresponding two three-phase coils 124 and 126. In the embodiment, the shared current sensors 161 and 162 are attached to the two u-phase gathering parts and the two v-phase gathering parts of the corresponding three-phase coils 124 and 126, respectively. A common current sensor may also be attached to the aggregate where the phases are aggregated.
[0038]
The operation of the power output device 120 of the second embodiment thus configured, in particular, the respective phase currents Iu1 and Iv1 flowing through the respective phases of the three-phase coils 124 and 126 using the detection results of the current sensors 161 and 162 and the current sensor 167. , Iw1, Iu2, Iv2, and Iw2 are calculated, and the operation when the 2Y motor 122 is driven and controlled using the calculation results will be described.
[0039]
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of the u-phase addition current Iu (= Iu1 + Iu2) detected by the current sensor 161. Now, when the power output from the 2Y motor 22 by the current applied to the three-phase coil 124 of the 2Y motor 122 and the power output from the 2Y motor 22 by the current applied to the three-phase coil 126 are the same, It is assumed that the same phase current is applied to each phase of the phase coil 124 and each phase of the three-phase coil 126 with the same amplitude and frequency. The u-phase addition current Iu detected by the current sensor 161 is the sum of the u-phase current Iu1 of the three-phase coil 124 and the u-phase current Iu2 of the three-phase coil 126, as shown in FIG. The v-phase addition current Iv detected by the current sensor 162 and the w-phase addition current Iw calculated based on the detection results of the current sensors 161 and 162 are similar except that the phases are different. Therefore, the u-phase addition current Iu detected by the current sensor 161, the v-phase addition current Iv detected by the current sensor 162, and the w-phase addition current Iw calculated based on the detection results of the current sensors 161 and 162 are as follows: It can be shown by an equation. Here, Io is a zero-phase current (current between neutral points), and Io / 3 is one phase of the zero-phase current. I is the amplitude of each phase current Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2.
[0040]
Figure 2004120853
From the equations (7) to (9), the zero-phase current Io is canceled out from the addition currents Iu, Iv, Iw of each phase, and the amplitude of each phase current Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2 is twice as large. It can be seen that the current has an amplitude. Therefore, the respective phase currents Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2 of the three-phase coils 124, 126 are determined by the detection results of the current sensors 161, 162 and the detection results of the current sensor 167 attached between the neutral points. And can be calculated by the following equation. In the embodiment, only the u phase is shown, but the same applies to the v phase and the w phase.
Iu1 = Iu / 2−Io / 3 (10)
Iu2 = Iu / 2 + Io / 3 (11)
[0041]
When the respective phase currents Iu1, Iu2, Iv1, Iv2, Iw1, Iw2 of the three-phase coils 124, 126 are calculated, the 2Y motor 22 can be driven by normal motor control using the calculation results.
[0042]
According to the power output device 120 of the second embodiment described above, the common current sensors 161 and 162 are attached to the u-phase and the w-phase of the corresponding two three-phase coils 124 and 126, respectively. The phase currents Iu1, Iv1, Iw1, Iu2, Iv2, Iw2, Iw2 of the three-phase coils 124, 126 are calculated based on the detection result by the current sensor 162 and the detection result of the neutral point current by the current sensor 167. Since the 2Y motor 122 is used to drive the 2Y motor 122, it is not necessary to attach a current sensor to each phase of the three-phase coil 124 and each phase of the three-phase coil 126. As a result, the cost of the power output device 120 can be reduced.
[0043]
In the power output device 120 according to the second embodiment, the installation of the common current sensors 161 and 162 for driving and controlling the 2Y motor 122 having the three-phase coil 124 and the three-phase coil 126 is considered. The installation of a common current sensor when driving and controlling the first motor having one first three-phase coil and the second motor having the other second three-phase coil among the coils may be considered. However, the case where the same effect as that of the power output device 120 of the second embodiment can be obtained is when the first and second motors are controlled by the same output, that is, each phase potential Vu1 of the first three-phase coil. , Vv1, Vw1 (modulated wave) and the amplitude and frequency of each phase potential Vu2, Vv2, Vw2 (modulated wave) of the second three-phase coil are the same.
[0044]
In the power output devices 20 and 120 of the first and second embodiments, the capacitors 38 and 138 are connected to the positive buses 34 and 134 and the negative buses 36 and 136, but a DC power supply is used instead of the capacitors 38 and 138. May be connected.
[0045]
In the power output devices 20 and 120 of the first and second embodiments, the DC power supplies 40 and 140 are connected between the neutral points of the two three-phase coils 24, 26, 124 and 126. The present invention is not limited to this, and a DC power supply may be connected between the neutral points of the polyphase AC coil.
[0046]
Still another embodiment will be described with reference to FIGS. In the example of FIG. 7 described above, the third harmonic is superimposed. In the example of FIG. 10, instead of this, the potential at the neutral point of the three-phase coil 24 connected to the positive side of the DC power supply 40 is set to the maximum voltage of each phase modulation wave (the maximum value of the instantaneous phase potential). Is corrected to match the positive side of the voltage Vc of the capacitor 38. Thereby, the voltage Vc utilization factor of the capacitor 38 can be maximized.
[0047]
That is,
Vu1 = (2 / √3) Vc · sin θ + V0 (1)
Vu2 = (2 / √3) Vc · sin θ−V0 (2)
V3 = 1-MAX (Vu1, Vv1, Vw1)
(However, the vertex of the triangular wave = 1, the lower point of the triangular wave = −1) (3)
Vu1 * = (2√3) Vc · sin θ + V3 + V0 (5)
Vu2 * = (2√3) Vc · sin θ + V3-V0 (6)
And
[0048]
As described above, the voltage value obtained by subtracting the maximum voltage value of the three-phase modulated wave from the apex of the triangular wave (the positive voltage of the capacitor 38) is set as V3 (correction wave), and this is used as each phase modulation wave (each phase current). Superimpose. As a result, the excess of the portion where the phase current exceeds the potential Vc of the capacitor 38 is subtracted, and the maximum value of each phase modulated wave (phase potential) matches the voltage Vc of the capacitor 38. Therefore, it is possible to maximize the utilization rate of the voltage Vc of the capacitor 38, reduce the amplitude of the modulation signals Vu1 * and Vu2 *, and improve the maximum output torque.
[0049]
As shown in FIG. 11, the neutral point potential of the three-phase coil 26 connected to the negative side of the DC power supply 40 is set to the minimum voltage value of each phase modulation wave (the minimum value of the instantaneous phase potential). Correction can be made so as to match the negative side of the voltage Vc of 38.
[0050]
That is,
Vu1 = (2 / √3) Vc · sin θ + V0 (1)
Vu2 = (2 / √3) Vc · sin θ−V0 (2)
V3 = −1−MIN (Vu1, Vv1, Vw1)
(However, the vertex of the triangular wave = 1, the lower point of the triangular wave = −1) (3)
Vu1 * = (2√3) Vc · sin θ + V3 + V0 (5)
Vu2 * = (2√3) Vc · sin θ + V3-V0 (6)
And
[0051]
As a result, as in the case of FIG. 10, by superimposing the correction wave V3, the excess is subtracted from the portion where the phase current exceeds the potential Vc of the capacitor 38 on the negative side, and the minimum of the phase potential is minimized. The value matches the negative side of the voltage Vc of the capacitor 38. Therefore, it is possible to maximize the utilization rate of the voltage Vc of the capacitor 38, reduce the amplitude of the modulation signals Vu1 * and Vu2 *, and improve the maximum output torque.
[0052]
As described above, the embodiment of the present invention has been described using the embodiment. However, the present invention is not limited to the embodiment of the present invention, and may be implemented in various forms without departing from the gist of the present invention. Obviously you can get it.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a configuration diagram schematically showing the configuration of a power output device 20 according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a relationship between a three-phase coil 24 and a three-phase coil 26 of a 2Y motor 22.
FIG. 3 shows the flow of current when the potential difference V012 between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 is smaller than the voltage Vb of the DC power supply 40. 26 is an explanatory diagram paying attention to a leakage inductance of No. 26. FIG.
FIG. 4 shows the flow of current in a state where the potential difference V012 between the neutral point of the three-phase coil 24 and the neutral point of the three-phase coil 26 is larger than the voltage Vb of the DC power supply 40, 26 is an explanatory diagram paying attention to a leakage inductance of No. 26. FIG.
5 shows three-phase coils 24 and 26 when a difference between a neutral point potential V01 of three-phase coil 24 and a neutral point potential V02 of three-phase coil 26 is set to voltage Vb of DC power supply 40. FIG. FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of waveforms of respective phase potentials Vu1, Vv1, Vw1, Vu2, Vv2, and Vw2 of FIG.
FIG. 6 is a block diagram showing, as control blocks, drive control executed by an electronic control unit 50 of the power output device 20 of the embodiment.
FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a manner in which modulated signals corresponding to the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 are obtained by superimposing the third harmonic.
FIG. 8 is a configuration diagram schematically illustrating a configuration of a power output device 120 according to a second embodiment.
FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a u-phase addition current Iu (= Iu1 + Iu2) detected by a current sensor 161.
FIG. 10 is an explanatory diagram for explaining how to obtain a modulation signal corresponding to each of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 by superimposing a correction wave on the difference between the maximum value of the modulation wave of each phase and the capacitor voltage. is there.
FIG. 11 is an explanatory diagram for explaining how to obtain a modulation signal corresponding to each of the three-phase coils 24 and 26 of the 2Y motor 22 by superimposing a correction wave for the difference between the maximum value of the modulation wave of each phase and the capacitor voltage. is there.
[Explanation of symbols]
20, 120 power output device, 22, 122 2Y motor, 24, 26 three-phase coil, 30, 32, 130, 132 inverter circuit, 34, 134 positive bus, 36, 136 negative bus, 38, 138 capacitor, 40, 140 DC power supply, 50, 150 Electronic control unit, 52, 152 CPU, 54, 154 ROM, 56, 156 RAM, 61 to 67, 161, 162 Current sensor, 68, 168 Rotation angle sensor, 70, 72, 170, 172 Voltage sensor , T11 to T16, T21 to T26 Transistors, D11 to D16, D21 to D26
diode.

Claims (10)

互いに同一の位相をもつ二つの星形結線コイルと、
正極母線と負極母線とを共用して構成され、スイッチング素子のスイッチングにより対応する前記二つの星形結線コイルに多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、
前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１の電源と、
前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２の電源と、
搬送波と変調波とを用いて前記二つのインバータ回路のスイッチング素子のスイッチングにより、対応する二つの星形結線コイルに同相の電流を印加して各々同一の動力を出力する際に、該動力の出力を確保した上で前記二つのインバータ回路に対応する各々の変調波の振幅最大値を一律に減少させて該二つのインバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段と
を備える動力出力装置。Two star-connected coils having the same phase with each other;
Two inverter circuits configured to share a positive electrode bus and a negative electrode bus, and capable of supplying polyphase AC power to the corresponding two star-connected coils by switching of switching elements,
A first power supply connected to the positive electrode bus and the negative electrode bus,
A second power supply connected between the neutral points of the two star-connected coils;
The switching of the switching elements of the two inverter circuits using the carrier wave and the modulated wave, when applying the same-phase current to the corresponding two star-connected coils and outputting the same power, respectively, outputs the power. And a control means for uniformly reducing the maximum amplitude value of each modulated wave corresponding to the two inverter circuits and controlling the switching of the switching elements of the two inverter circuits. 請求項１記載の動力出力装置であって、
前記第１の電源は、充放電可能な蓄電手段である動力出力装置。The power output device according to claim 1,
A power output device, wherein the first power supply is a chargeable and dischargeable power storage means. 請求項１または２記載の動力出力装置であって、
前記制御手段は、前記各々の変調波に３次高調波を重畳させることにより前記振幅最大値を一律に減少させる手段である動力出力装置。The power output device according to claim 1 or 2,
The power output device, wherein the control means is means for uniformly reducing the maximum amplitude value by superimposing a third harmonic on each of the modulated waves. 請求項１または２記載の動力出力装置であって、
前記制御手段は、前記第２の電源の正側が中性点に接続される星形結線コイルへの各相変調波における最大値から、前記第１の電源の電圧を減算して得た、前記第２の電源の正側電圧を中心とする補正波を前記各々の変調波に重畳し、変調波の最大電圧を前記第１電源の電圧に一致するようにして前記振幅最大値を一律に減少させる手段である動力出力装置。The power output device according to claim 1 or 2,
The control means, obtained by subtracting the voltage of the first power supply from the maximum value of each phase modulation wave to a star-connected coil in which the positive side of the second power supply is connected to a neutral point, A correction wave centered on the positive voltage of the second power supply is superimposed on each of the modulation waves, and the maximum voltage of the modulation wave is made equal to the voltage of the first power supply to uniformly reduce the maximum amplitude value. A power output device that is means for causing the power output. 請求項１または２記載の動力出力装置であって、
前記制御手段は、前記第２の電源の負側が中性点に接続される星形結線コイルへの各相変調波における最小値から、前記第１の電源の電圧を減算して得た、前記第２の電源の負側電圧を中心とする補正波を前記各々の変調波に重畳し、変調波の最小電圧を前記第１電源の負側電圧に一致するようにして前記振幅最大値を一律に減少させる手段である動力出力装置。The power output device according to claim 1 or 2,
The control means is obtained by subtracting a voltage of the first power supply from a minimum value in each phase modulation wave to a star-connected coil in which a negative side of the second power supply is connected to a neutral point, A correction wave centered on the negative voltage of the second power supply is superimposed on each of the modulation waves, and the maximum amplitude value is made uniform by making the minimum voltage of the modulation wave coincide with the negative voltage of the first power supply. A power output device that is a means for reducing power consumption. 請求項１ないし５いずれか１つに記載の動力出力装置であって、
前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成する動力出力装置。The power output device according to any one of claims 1 to 5, wherein
A power output device in which the two star connection coils are provided corresponding to one rotor and constitute one motor. 互いに同一の位相をもつ二つの星形結線コイルと、正極母線と負極母線とを共用して前記二つの星形結線コイルの各々に多相交流電力を供給可能な二つのインバータ回路と、前記正極母線と前記負極母線とに接続された第１の電源と、前記二つの星形結線コイルの中性点間に接続された第２の電源と、対応する二つの星形結線コイルに同相の電流を印加して各々同一の動力が出力されるよう前記二つのインバータ回路のスイッチング素子をスイッチング制御する制御手段とを備える動力出力装置であって、
一方の星形結線コイルの各相と他方の星形結線コイルの各相のうち同相の二つのコイルに共用して取り付けられ、該二つのコイルを流れる各電流の加算電流を検出する加算電流検出手段と、
前記制御手段の制御に用いられ、前記加算電流検出手段により検出された加算電流から前記二つの星形結線コイルの各相を流れる相電流を算出する相電流算出手段と
を備える動力出力装置。Two star-connected coils having the same phase with each other, two inverter circuits capable of supplying polyphase AC power to each of the two star-connected coils by sharing a positive bus and a negative bus, A first power supply connected to the bus and the negative bus, a second power supply connected between the neutral points of the two star-connected coils, and a current in phase with the corresponding two star-connected coils And control means for controlling switching of the switching elements of the two inverter circuits so that the same power is output by applying the same.
Additive current detection that is mounted in common with two coils of the same phase out of each phase of one star connection coil and each phase of the other star connection coil, and detects an addition current of each current flowing through the two coils Means,
And a phase current calculating means for calculating a phase current flowing through each phase of the two star-connected coils from the added current detected by the added current detecting means. 請求項７記載の動力出力装置であって、
前記中性点間を流れる電流を検出する中性点間電流検出手段と、
前記相電流算出手段は、前記加算電流検出手段により検出された加算電流と、前記中性点間電流検出手段により検出された中性点間電流とに基づいて前記各相電流を算出する手段である動力出力装置。The power output device according to claim 7,
Neutral point current detecting means for detecting a current flowing between the neutral points,
The phase current calculation means is means for calculating each of the phase currents based on the addition current detected by the addition current detection means and the neutral point current detected by the neutral point current detection means. Some power output devices. 請求項８記載の動力出力装置であって、
前記相電流算出手段は、前記加算電流検出手段により検出された加算電流を１／２倍した値と、前記中性点間電流検出手段により検出された中性点間電流を前記星形結線コイルの相数で除した値とに基づいて前記各相電流を算出する手段である動力出力装置。The power output device according to claim 8, wherein
The phase current calculation means calculates a value obtained by multiplying the addition current detected by the addition current detection means by １ ／, and a neutral point current detected by the neutral point current detection means to the star connection coil. A power output device which is means for calculating the respective phase currents based on the value divided by the number of phases. 請求項７ないし９いずれか１つに記載の動力出力装置であって、
前記二つの星形結線コイルは、一つのロータに対応して設けられ、１つの電動機を構成する動力出力装置。The power output device according to any one of claims 7 to 9, wherein
A power output device in which the two star connection coils are provided corresponding to one rotor and constitute one motor.
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