JP2004112926A

JP2004112926A - Switching power circuit

Info

Publication number: JP2004112926A
Application number: JP2002273033A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yasumura; 安村　昌之
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-09-19
Filing date: 2002-09-19
Publication date: 2004-04-08

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To materialize the cost reduction of a power circuit adaptable to a wide range and the downsizing of a circuit board. <P>SOLUTION: This switching power circuit is equipped with two sets of compound resonance type converters in each of which a partial resonance voltage circuit is combined with a current resonance type converter equipped with a half bridge circuit, and they are connected in parallel with each other to DC input voltage. Each half bridge has the pair of switching elements Q1 and Q2 and the pair of switching elements Q3 and Q4. This circuit switches switching elements Q1 and Q4, making use of a first drive (for high side) signal outputted from one control IC2. Moreover, this switches switch elements Q2 and Q3, by making use of a second drive (for low side) signal. Besides, it is constituted so that this circuit performs the switching control so that it may be in a parallel operation mode where two converters operate at AC 150V or lower, and that it may be in a single operation mode where one converter operates at AC150V or higher. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、各種電子機器に電源として備えられるスイッチング電源回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
スイッチング電源回路として、例えばフライバックコンバータやフォワードコンバータなどの形式のスイッチングコンバータを採用したものが広く知られている。これらのスイッチングコンバータはスイッチング動作波形が矩形波状であることから、スイッチングノイズの抑制には限界がある。また、その動作特性上、電力変換効率の向上にも限界があることが分かっている。
そこで、先に本出願人により、各種共振形コンバータによるスイッチング電源回路が各種提案されている。共振形コンバータは容易に高電力変換効率が得られると共に、スイッチング動作波形が正弦波状となることで低ノイズが実現される。また、比較的少数の部品点数により構成することができるというメリットも有している。
【０００３】
またスイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応するようにされた、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。また、一次側のスイッチングコンバータとしては、電流共振形が採用されている。
【０００４】
図６の回路図は、先に本出願人が提案した発明に基づいて構成することのできるワイドレンジ対応のスイッチング電源回路の一構成例を示している。
この図に示す電源回路においては、ワイドレンジ対応の構成として、スイッチングコンバータに対する直流入力電圧である整流平滑電圧Ｅｉについて、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶＡＣ）がＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の場合とで、レベルが切り換わるように構成されている。
【０００５】
この場合の整流回路系は、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧ＶＡＣ）に対して接続されるブリッジ整流回路Ｄｉと、直列接続された２本の平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２を図のようにして接続して成る。整流平滑電圧Ｅｉは、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として得られる。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子と、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の接続点との間には、リレースイッチＳを挿入している。このリレースイッチＳは、整流回路切換モジュール５に接続されたリレーＲＬの駆動状態に応じて、オン／オフされる。
【０００６】
整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬを駆動することで、上記整流回路系の動作をＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで切り換えるために設けられる。このために、入力端子Ｔ１には、分圧抵抗Ｒ５０，Ｒ５１，Ｒ５２，Ｒ５３により、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力を分圧して得られる電圧レベルが入力されるようになっている。また、リレー駆動端子Ｔ２，Ｔ３間に対してリレーＲＬが接続される。なお、この場合のリレー駆動端子Ｔ２には、例えばここでは図示しない、スタンバイ電源部からの５Ｖの電圧が供給されるようになっている。リレーＲＬは、自身の導通状態に応じて、リレースイッチＳをオン／オフ制御する。なお、ここでは、リレーＲＬが導通状態ではリレースイッチＳがオン、リレーＲＬが非導通状態ではリレースイッチＳがオフとなるようにされている。
【０００７】
上記した構成による整流回路の切り換え動作は次のようになる。
整流回路切換モジュール５では、入力端子Ｔ１に入力される整流平滑電圧Ｅｉの分圧レベルと所定の基準電圧とを比較する。上記分圧レベルは、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上であるときには上記基準電圧以上となり、交流入力電圧ＶＡＣが１５０Ｖ以下であるときには上記基準電圧以下となる。つまり、上記基準電圧は、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖに対応したレベルとなっている。
そして、整流回路切換モジュール５では、分圧レベルが基準電圧以下であるときには、リレーＲＬをオンとし、基準電圧以上であるときには、リレーＲＬをオフとする。
【０００８】
ここで、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以上となるので、整流回路切換モジュール５は、リレーＲＬをオフとする。これに応じて、リレースイッチＳもオフ（オープン）となる。
リレースイッチＳがオフの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正／負となる各期間において、交流入力電圧ＶＡＣをブリッジ整流回路Ｄｉにより整流して平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路に整流電流を充電する動作が得られる。つまり、通常のブリッジ整流回路を備えた全波整流回路による整流動作が得られる。これにより、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉが得られる。
【０００９】
これに対して、商用交流電源がＡＣ１００Ｖ系であるのに対応して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが発生したとする。
この場合には、分圧レベルが上記基準電圧以下となって、整流回路切換モジュール５はリレーＲＬをオンとするので、リレースイッチＳはオン（クローズ）となるように制御される。
リレースイッチＳがオンの状態では、交流入力電圧ＶＡＣが正の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ１のみに充電される整流電流経路が形成される。一方、交流入力電圧ＶＡＣが負の期間では、ブリッジ整流回路Ｄｉによる整流出力が、平滑コンデンサＣｉ２のみに充電される整流電流経路が形成される。
このようにして整流動作が行われる結果、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端電圧として、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応したレベルが生じることになる。従って、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端電圧である整流平滑電圧Ｅｉとしては、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応するレベルが得られる。つまり、いわゆる倍電圧整流回路が形成されるものである。
【００１０】
このようにして、図６に示す回路では、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合には、倍電圧整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの２倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成し、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の場合には、通常の全波整流動作により、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応する整流平滑電圧Ｅｉを生成する。つまり、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系の場合と、ＡＣ２００Ｖ系の場合とで、結果的に同等レベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られるようにしており、これによって、ワイドレンジ対応としているものである。そして、この整流平滑電圧Ｅｉは、後段の電流共振形コンバータに対して、直流入力電圧として入力される。
【００１１】
上記直流入力電圧を入力してスイッチングする電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ１（ハイサイド），Ｑ２（ローサイド）をハーフブリッジ結合により接続している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ドレイン−ソース間に対しては、図示する方向により、それぞれダンパーダイオードＤＤ１，ＤＤ２を並列に接続している。
【００１２】
また、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ１のリーケージインダクタンスＬ１によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。
【００１３】
この電源回路においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をスイッチング駆動するために、例えば汎用のＩＣによる発振・ドライブ・保護回路６が設けられる。この発振・ドライブ・保護回路６は、発振回路、駆動回路、及び保護回路を有している。そして、発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。
また、発振・ドライブ・保護回路６の保護回路は、例えば当該電源回路における過電流、過電圧の状態を検出して、回路が保護されるようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作を制御する。
【００１４】
また、この発振・ドライブ・保護回路６は、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１に対してタップ出力を設けることで形成した三次巻線Ｎ３に対して、整流ダイオードＤ３及びコンデンサＣ３から成る整流回路によって得られた低圧の直流電圧を入力して動作電源としている。また、起動時においては、起動抵抗Ｒｓを介して整流平滑電圧Ｅｉを入力することで起動するようになっている。
【００１５】
絶縁コンバータトランスＰＩＴはスイッチング素子Ｑ１　、Ｑ２のスイッチング出力を二次側に伝送する。この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１の巻始め端部は、一次側並列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。
また、一次巻線Ｎ１の巻終わり端部は、一次側アースに接続される。
ここで、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１を含む絶縁コンバータトランスＰＩＴのリーケージインダクタンスＬ１によっては、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とするための一次側直列共振回路を形成する。
【００１６】
上記説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ１−Ｃ１）による電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振回路（Ｃｐ／／Ｌ１）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路は、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた形式を採っていることになる。本明細書では、このようなスイッチングコンバータについて、複合共振形コンバータということにする。
【００１７】
ここでの図示による説明は省略するが、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ１（三次巻線Ｎ３）の組と、次に説明する二次巻線Ｎ２，Ｎ２Ａを、ＥＥ型コアの中央磁脚に対して巻装している。
そして、ＥＥ型コアの中央磁脚に対しては１．０ｍｍ〜１．５ｍｍのギャップを形成するようにしている。これによって、０．７〜０．８程度の結合係数による疎結合の状態を得るようにしている。
【００１８】
絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側には、二次巻線Ｎ２と、この二次巻線Ｎ２よりも少ない巻き数による二次巻線Ｎ２Ａが巻装されている。これらの二次側巻線には、一次巻線Ｎ１に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起される。
【００１９】
二次巻線Ｎ２に対しては、図示するようにしてセンタータップを設けて二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２、及び平滑コンデンサＣＯ１から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ１の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ１が得られる。この二次側直流出力電圧ＥＯ１は、図示しない負荷側に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。
【００２０】
また、二次巻線Ｎ２Ａも、センタータップを二次側アースに接続した上で、整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４、及び平滑コンデンサＣＯ２から成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣＯ２の両端電圧として二次側直流出力電圧ＥＯ２が得られる。また、二次側直流出力電圧ＥＯ２は、制御回路１のための動作電源としても供給される。
【００２１】
制御回路１は、二次側直流出力電圧ＥＯ１のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ・保護回路６に供給する。発振・ドライブ・保護回路６では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにして、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を駆動する。このようにしてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周波数が可変されることで、二次側直流出力電圧のレベルが安定化されることになる。
【００２２】
続いて、上記図６に示した基本構成を基として、テレビジョン受像機の電源を構成した場合の回路例を、図７及び図８に示す。なお、実際には、図７及び図８に示される各回路を組み合わせて１つの回路が形成される。そして、図７及び図８との各回路間の接続関係は、各図において、▲１▼〜▲７▼で示すラインを対応させることで示している。
【００２３】
先ず、図７においては、商用交流電源ＡＣのラインに対して、ノイズ除去のためのフィルタブロック１１が接続され、この後段に、ＡＣ整流部１２が設けられる。ＡＣ整流部１２は、例えば主として、リレースイッチＳ１１，Ｓ１２、ブリッジ整流回路Ｄｉ、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路などを備え、これらの部品素子を図示するようにして接続して形成される。
このＡＣ整流部１２には、これら２つのリレースイッチＳ１１，Ｓ１２が連係して動作することで、図６に示したリレースイッチＳとしての機能が得られる。リレースイッチＳ１１，Ｓ１２は、それぞれリレーＲＬ１，ＲＬ２により、端子ｔ３に対して端子ｔ１，ｔ２の何れかが選択されるようにして択一的に切り換えが行われる。そして、リレースイッチＳ１１は全波整流動作に対応し、リレースイッチＳ１２が倍電圧整流動作に対応する。
【００２４】
つまり、商用交流電源ＡＣがＡＣ２００Ｖ系であるのに応じて、リレースイッチＳ１１が端子ｔ２、リレースイッチＳ１２が端子ｔ１に切り換わるに制御されると、通常の全波整流回路系が形成される。逆に、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源ＡＣに応じて、リレースイッチＳ１１が端子ｔ１、リレースイッチＳ１２が端子ｔ２に切り換わっている状態では、倍電圧整流動作が得られる。
また、リレースイッチＳ１１、リレースイッチＳ１２を、共に端子ｔ１に切り換えるように制御した状態では、ＡＣ整流部１２に対して商用交流電源ＡＣを供給しないことになるから、メインコンバータ１３は動作しない。つまり、メイン電源をオフとする。
なお、リレースイッチＳ１１，Ｓ１２を切り換えるためのリレーＲＬ１，ＲＬ２の駆動制御動作については後述する。
【００２５】
そして、上記全波整流動作又は倍電圧整流動作に応じて、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路には整流平滑電圧Ｅｉが得られ、後段のメインコンバータ１３に対して直流入力電圧として入力される。このメインコンバータ１３が、図６に示したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を備えて成るハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えた電源回路に相当することになる。
【００２６】
なお、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端に対して並列に接続されるダイオードＤ５０，Ｄ５０は、整流ダイオードの二次不良対策のために備えられるもので、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２に逆電圧が印加されるのを防ぐ。
また、同じく平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の各両端に対して並列に接続される抵抗Ｒｉ，Ｒｉはバランス抵抗である。また、平滑コンデンサＣｉ１−Ｃｉ２の直列接続回路の両端に対して並列に接続されるバリスタＢＬは、倍電圧整流回路側のリレー回路の溶着や、Ｖｃｃ浮きなどの対策のために挿入されているものである。
【００２７】
また、スタンバイコンバータ１４は、商用交流電源ＡＣを、整流ダイオードＤｉ２−Ｄｉ２及び平滑コンデンサＣｉ３から成る半波整流回路により整流を行って得られた整流平滑電圧Ｅｉ３を入力して定常的に動作する。このスタンバイコンバータ１４により得られる直流電源電圧は、例えばスタンバイ時におけるマイクロコンピュータのための動作電源として供給される。
【００２８】
また、デガウス部１５は、デガウスコイルＤＧＣ、正極性サーミスタＰＳ１，ＰＳ２、及びリレースイッチＳ１３を図示するようにして接続して形成される。このデガウス部１５は、周知のようにして、デガウスコイルＤＧＣに電流を流すことで、表示デバイスである陰極線管の消磁を行うための回路部である。このデガウス部２５は、例えばテレビジョン受像機が備えるマイクロコンピュータが、リレーを駆動して、リレースイッチＳ１３のオン／オフ制御を行うことで、その動作のオン／オフも制御される。
【００２９】
図８に示す回路部は、パワーオン部１６、リレードライブ部１７、基準電圧部１８、スタンバイ検出部１９、メイン検出部２０から成る。
パワーオン部１６は、例えばマイクロコンピュータからのオン／オフコントロール信号Ｐ−ＯＮに応じて、メイン電源部（メインコンバータ１３）についてのオン／オフコントロールをするための回路部位とされる。
【００３０】
リレードライブ部１７は、リレーＲＬ１，ＲＬ２を駆動して、リレースイッチＳ１１，Ｓ１２の切り換えを制御するための回路部である。このリレードライブ部１７は、後述するスタンバイ検出部１６及びメイン検出部１７による検出出力に応じて、リレーＲＬ１，ＲＬ２を駆動するように動作する。
【００３１】
基準電圧部１８は、スタンバイコンバータ１４（ＳＴＢＹ）の一次側から供給される電源電圧Ｖｃｃを入力して、この場合には、例えば５Ｖにより安定化された所定レベルの基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。
【００３２】
スタンバイ検出部１９は、スタンバイコンバータ１４側の整流ダイオードＤｉ２の整流出力電圧を入力して、この整流出力電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣがＡＣ１００系とＡＣ２００Ｖ系の何れであるのかを検出する。
このために、スタンバイ検出部１９には検出電圧入力ラインＬｎ１，Ｌｎ２が設けられる。
検出電圧入力ラインＬｎ１は、破線で示す分圧抵抗部Ａにより、スタンバイコンバータ１４側の整流ダイオードＤｉ２のカソードとＧＮＤ間の電位を分圧して得た分圧電位を検出電圧として、コンパレータＩＣ２１に内蔵されるコンパレータＣｍｐ１の反転入力（４番端子）に供給している。コンパレータＣｍｐ１の非反転入力（５番端子）には、抵抗を介して所定レベルとされた基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。なお、この検出電圧入力ラインＬｎ１の分圧点に対しては、破線により回路部Ｃとして示すように、ダイオードと抵抗を並列接続した回路が挿入される。この回路部Ｃは、例えば商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系の条件でのランダムオン／オフ試験に際して、オン→オフ→オンのタイミングによってオフからオンに遷移するときに、一時的に倍電圧整流動作により起動してしまうことを防止する目的で挿入される。
【００３３】
検出電圧入力ラインＬｎ２も、破線で示す分圧抵抗部Ｂにより、整流ダイオードＤｉ２のカソードとＧＮＤ間の電位を分圧している。この分圧抵抗は、分圧抵抗部Ａと同じ抵抗値が選定される。そして分圧して得た分圧電位を検出電圧として、コンパレータＩＣ２１のコンパレータＣｍｐ２の反転入力（６番端子）に供給する。コンパレータＣｍｐ１の非反転入力（７番端子）には、抵抗を介して基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
また、破線により示す回路部Ｄを成すコンデンサの各々は、ＧＮＤとコンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２の各入力との間に挿入されるものであるが、これらのコンデンサは。メインコンバータ１３のスイッチングノイズを除去するために挿入されている。
このようにして、スタンバイ検出部１９において、実際には［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］による２系統の検出回路系が備えられる。
【００３４】
ここで、上記したコンパレータの動作について、コンパレータＣｍｐ２を例に説明しておく。
コンパレータＣｍｐ２は、非反転入力（７番端子）に入力される、例えば５Ｖの基準電圧Ｖｒｅｆと、検出ラインＬｎ２から反転入力（６番端子）に入力される検出電圧のレベルを比較する。そして、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下の場合には、出力（１番端子）はオープンとなり、基準電圧Ｖｒｅｆ以上の場合には所定のＬｏｗレベルにより吸い込みを行うことになる。また、コンパレータＣｍｐ２がＬｏｗレベルを出力したときには、１番端子と７番端子の間に挿入されたダイオードが導通して、非反転入力（７番端子）に入力されるべき基準電圧Ｖｒｅｆが抵抗により分圧されて、５Ｖよりも低下する。これにより、コンパレータＣｍｐ２の動作はヒステリシス特性を有するようにされている。他方のコンパレータＣｍｐ１も、その動作は同様のものとなる。
【００３５】
そして、上記検出ラインＬｎ１，Ｌｎ２の分圧点から得られる検出電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの関係としては、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下（ＡＣ１００Ｖ系とされる）の場合に、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以下となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上（ＡＣ２００Ｖ系）の場合に、検出電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上となるようにされている。
【００３６】
メイン検出部２０は、メインコンバータ１３に対応して設けられるＡＣ整流部１２の整流出力電圧レベルに基づいて、商用交流電源ＡＣがＡＣ１００系とＡＣ２００Ｖ系の何れであるのかを検出する。
そして、メイン検出部２０においても、２系統の検出ラインＬｎ３，Ｌｎ４が設けられる。検出ラインＬｎ３，Ｌ４は、図示するようにして、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子とＧＮＤ間に対して並列に分圧抵抗を接続して形成される。
検出ラインＬｎ３の分圧点は、コンパレータＣｍｐ３の反転入力（１０番端子）に接続される。コンパレータＣｍｐ３の非反転入力（１１番端子）は基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
一方の検出ラインＬｎ４の分圧点は、コンパレータＣｍｐ４の反転入力（８番端子）に接続される。コンパレータＣｍｐ３の非反転入力（９番端子）は基準電圧Ｖｒｅｆが入力される。
ここでのコンパレータＣｍｐ３，Ｃｍｐ４の動作は、上記したコンパレータＣｍｐ１と同様となる。
【００３７】
このようにして、メイン検出部２０においても、［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］［検出ラインＬｎ４，コンパレータＣｍｐ４］による２系統の検出回路系を有している。
但し、メイン検出部２０において、倍電圧／全波整流回路の切り換えに用いられるのは、［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］による検出回路系のみであり、他方の［検出ラインＬｎ４，コンパレータＣｍｐ４］による検出回路系は、プロテクト動作に用いられる。このため、検出ラインＬｎ３，Ｌｎ４における分圧抵抗値は、それぞれの役割に応じて異なる値が選定されている。
【００３８】
従って、図７及び図８に示す回路では、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］の３つの検出回路系が、倍電圧／全波整流回路の切り換えに対応して備えられていることになる。
そして、これに応じて、上記３つの各検出回路系のコンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３の各出力（１番端子、２番端子、１３番端子）は、共に、リレードライブ回路１７の動作をコントロールするコントロールラインＣｎｔに対して接続されている。
【００３９】
上記のようにして、コントロールラインＣｎｔに対しては、各コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３の出力が接続されている。これにより、コントロールラインＣｎｔには、コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３が全てオープンとなっている状態では、このオープン出力に対応した所定レベルの正極性の電位が得られる。一方、コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３のうち、何れか１つでもＬｏｗに引き込むと、このＬｏｗレベルに対応した負極性の電位が生じる。
【００４０】
また、リレードライブ回路１７においては、上記したコントロールラインＣｎｔの電位変化に応じて、図７に示すリレーＲＬ１、ＲＬ２の導通／非導通を制御するように駆動する。なお、このリレードライブ回路１７において、ダイオードに対してツェナーダイオードが直列に接続されているのは、リレーをオフすべきときにおいて、より速い反応によりオフに切り換わる動作が得られるようにするためである。
【００４１】
上記したコントロールラインＣｎｔに、正極性の電位が得られているときには、リレードライブ回路１７内のトランジスタＱがオフ状態にあるので、リレーＲＬ１は非導通であるのに対して、リレーＲＬ２は導通状態となる。このため、リレースイッチＳ１１は端子ｔ１、リレースイッチＳ１２は、端子ｔ２に接続されるようにコントロールされる。これによって、ＡＣ整流部１２は、倍電圧整流回路が形成される。
コントロールラインＣｎｔに正極性の電位が得られているときとは、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下）の状態が検出されている場合であり、適正に倍電圧整流動作が得られていることになる。
【００４２】
これに対して、商用交流電源ＡＣ２００Ｖ系（交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上）であることを検出して、コントロールラインＣｎｔに負極性の電位が得られているときには、リレードライブ回路１７内のトランジスタＱがオンとなる。これにより、上記とは逆に、リレーＲＬ１が導通し、リレーＲＬ２は非導通の状態に切り換わる。この結果、リレースイッチＳ１１は端子ｔ２、リレースイッチＳ１２は、端子ｔ１に接続されるように切り換わることとなって、ＡＣ整流部１２としては全波整流回路が形成されることになる。
このようにして、実際にテレビジョン受像機に適用されるワイドレンジ対応の電源回路としても、ＡＣ１００Ｖ系に対応しては倍電圧整流動作となり、ＡＣ２００Ｖ系では全波整流動作となるように切り換えが行われる。
【００４３】
ところで、上記のようにして、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］の３系統の検出回路系により、ＡＣ整流部１２の整流動作の切り換え制御を行うようにしているのは、次のようなことによる。
先ず、スタンバイ検出部１９において、ランダムオン／オフ対策にも対応する検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］は、次のような役割を有する。
上記したコントロールラインＣｎｔの電位の変化と、各コンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３の出力との関係から分かるように、ＡＣ１００Ｖ系に対応して倍電圧整流動作に切り換わるためには、３つの検出回路系における全てのコンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３の出力がオープンとなっていることが必要であり、いずれか１つでもＬｏｗ出力であると、コントロールラインＣｎｔの電位も負極性となって全波整流動作に切り換わる。
そして、検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］は、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが、ＡＣ２００Ｖ系からＡＣ１００Ｖ系に低下したときに対応して、ＡＣ整流部１２の整流動作を全波整流動作から倍電圧整流動作に切り換えるのにあたり、この動作の切り換え制御を実質的に支配して行っている。つまり、全波整流動作から倍電圧整流動作への切り換えは、この検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］が主導する。
【００４４】
全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換える回路構成を採る場合において、例えば商用交流電源がＡＣ２００Ｖ系のときに、瞬間停電などによって検出電圧が低下してＡＣ１００Ｖ系であると誤検出して倍電圧整流動作に切り換わると、直流入力電圧用の平滑コンデンサ（Ｃｉ１，Ｃｉ２）や半導体のスイッチング素子に耐圧以上の電圧が印加して破壊してしまうことが考えられる。
そこで、例えば図７及び図８に示す回路では、上記のようにして、３つの検出回路系における全てのコンパレータＣｍｐ１，Ｃｍｐ２，Ｃｍｐ３の出力がオープンとなったときのみ、ＡＣ１００Ｖ系に対応して倍電圧整流動作に切り換わるようにし、さらには、ランダムオン／オフ対策の検出回路系［検出ラインＬｎ１，コンパレータＣｍｐ１］が、倍電圧整流動作への切り換え制御の主導をとるようにされる。このようにすれば、例えば上記したように、ＡＣ２００Ｖ系時において倍電圧整流動作に切り換わる誤動作が生じることがない。
【００４５】
残る２つの検出回路系である、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］と、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］は、逆に、交流入力電圧ＶＡＣのレベルが、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系に上昇したときに主導して動作する。
ここで、上記２つの検出回路系のうち、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］は、メイン電源起動前のスタンバイ時において検出できるという点が利点となる。ただし、スタンバイコンバータ１４の整流回路は半波であるから、検出できる半波と検出できない半波とが存在する。このため、検出動作に遅れが生じる可能性はある。しかしながら、検出できる方の半波が早いタイミングで現れれば、３つの検出回路系のうち、最も早い検出動作が行える。
そして、メイン検出部２０内の検出回路系［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］は、上記のようにして、スタンバイ検出部１９内の検出回路系［検出ラインＬｎ２，コンパレータＣｍｐ２］による検出タイミングが検出できない半波の期間となって、検出動作が遅れた場合を補償するために必要となるものである。
つまり、検出回路系［検出ラインＬｎ３，コンパレータＣｍｐ３］は、メインコンバータ１３に対応するＡＣ整流部１２から整流出力を入力しているから、スタンバイ時に検出を行うことはできない。しかしながら、ＡＣ整流部１２からは、両波を検出できるから、スタンバイ検出部１９側では検出できない半波の期間においても、検出を行うことができるものである。
【００４６】
【発明が解決しようとする課題】
これまでの説明から理解されるように、上記図６に示した電源回路と、この図６の構成を基とした図７及び図８に示した回路においては、電磁リレーによって全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるように構成している。そして、この構成のために、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）を得るための平滑コンデンサとしては、平滑コンデンサＣｉ１，Ｃｉ２の２本が必要とされる。
つまりは、整流動作の切り換えのために、少なくとも、平滑コンデンサを２本に増加し、所要数の電磁リレーを追加することになる。このため、それだけ部品点数が増加してコストアップとなると共に、電源回路基板のマウント面積も拡大して大型化してしまう。特に、これら平滑コンデンサや電磁リレーは、電源回路を形成する部品のうちでも大型であるから、基板サイズは相当に大きくなってしまう。
【００４７】
また、全波整流動作と倍電圧整流動作を切り換えるための実際の回路としては、誤動作が生じないようにするために、例えば図７及び図８により説明したようにして、メインコンバータ１３の直流入力電圧だけではなく、スタンバイコンバータ１４の直流入力電圧も検出する構成を採る必要がある。このためには、例えば、図８に示したように、通常はコンパレータＩＣ２１を実装することになるが、これにより、例えばＩＣの外付け部品や周辺回路の部品点数が増加して、上記したコストアップ、及び回路基板サイズの大型化がさらに助長されてしまうことになる。
また、このような場合において、例えば製造時における部品管理や作業効率を向上させるために、図６の整流回路切換モジュール５としても示すように、整流動作切り換えのための回路系をモジュールとして組んでユニット化することがある。しかしながら、このようにしてユニット化した場合には、ピン端子を追加するなど、さらに多くの部品が必要になるので、さらに高コスト化してしまう。
【００４８】
また、誤動作防止を目的としてスタンバイコンバータの直流入力電圧を検出するということは、整流動作切り換えのための回路を備えるワイドレンジ対応の電源回路としては、メイン電源の他にスタンバイ電源を備える電子機器でなければ、実際に使用することができないということになる。つまり、電源を実装可能な電子機器の種類が、スタンバイ電源を備えたものに限定されるわけであり、それだけ利用範囲が狭くなっているという問題も有している。
【００４９】
【課題を解決するための手段】
そこで本発明は上記した課題を考慮してスイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、入力された商用交流電源の等倍に対応するレベルの整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第１のハーフブリッジ回路から成る第１のスイッチング手段を備える。
また、整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチング動作を行うものとされ、第１のハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子とは異なる、ハイサイドのスイッチング素子と、ローサイドのスイッチング素子とをハーフブリッジ結合して形成される第２のハーフブリッジ回路から成る第２のスイッチング手段を備える。
また、各スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段を備える。
また、少なくとも、第１のスイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される、第１の絶縁コンバータトランスと、少なくとも、第２のスイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線に得られたスイッチング出力としての交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される第２の絶縁コンバータトランスとを備える。
また、少なくとも、第１の絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この第１の絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、第１のスイッチング手段の動作を電流共振形とする第１の一次側直列共振回路と、少なくとも、第２の絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この第２の絶縁コンバータトランスの一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、第２のスイッチング手段の動作を電流共振形とする第２の一次側直列共振回路とを備える。
また、第１のスイッチング手段を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された第１の部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、第１の絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、第１のスイッチング手段を形成するスイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる第１の一次側部分電圧共振回路を備える。
また、第２のスイッチング手段を形成する２つのスイッチング素子のうち、一方のスイッチング素子に対して並列接続された第２の部分電圧共振コンデンサのキャパシタンスと、第２の絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分によって形成され、第２のスイッチング手段を形成するスイッチング素子がターンオン及びターンオフするタイミングに応じてのみ電圧共振動作が得られる第２の一次側部分電圧共振回路を備える。
また、第１の絶縁コンバータトランス及び第２の絶縁コンバータトランスの二次巻線に得られる交番電圧を入力して、二次側直流出力電圧を生成するように構成された直流出力電圧生成手段と、二次側直流出力電圧のレベルに応じてスイッチング駆動手段を制御して、スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、二次側直流出力電圧に対する定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段を備える。
そして、商用交流電源のレベルに応じて、第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段が共にスイッチング動作を行う第１のスイッチング動作と、第１のスイッチング手段と第２のスイッチング手段のうち、一方のスイッチング手段のみがスイッチング動作を行う第２のスイッチング動作とで切り換える切換制御手段を備える。
また、上記スイッチング駆動手段については、各スイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号として、互いに１８０°の位相差を有するとされる波形による、所要の周波数に応じた第１のドライブ信号と第２のドライブ信号を生成して出力するドライブ信号生成回路と、第１のドライブ信号に基づいて、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する第１の駆動回路と、第２のドライブ信号に基づいて、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子が同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動する、第２の駆動回路を備えることとした。
【００５０】
上記構成によると、本発明のスイッチング電源回路は、第１のスイッチング手段と、第２のスイッチング手段とに対応する、２組の一次側スイッチングコンバータを備えていることになる。これらスイッチングコンバータの各々は、ハーフブリッジ回路による電流共振形コンバータに対して、部分共振電圧回路を組み合わせた複合共振形の構成を採っている。そして、この２組の複合共振形コンバータを、直流入力電圧に対して並列に設けていることになる。
そのうえで、スイッチング素子をスイッチング駆動するのにあたっては、１つのドライブ信号生成回路により、互いに１８０°の位相差を有するとされる第１のドライブ信号と第２のドライブ信号とを生成するようにされる。
そして、第１のドライブ信号に基づいては、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子とを、同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動するようにされる。
また、第２のドライブ信号に基づいては、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子とを、同じオン／オフタイミングとなるようにスイッチング駆動するようにされる。
このような構成によれば、１つの第１のドライブ信号を基として、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。また、同じく、１つの第２のドライブ信号を基として、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき２本のスイッチング素子を駆動することが可能となっている。
そして、この構成に対して、本実施の形態では、複合共振形コンバータに対して直流入力電圧（整流平滑電圧）を供給する整流平滑手段を、商用交流電源の等倍に対応する整流平滑電圧を生成する全波整流回路としている。そのうえでさらに、商用交流電源のレベルに応じて、上記第１及び第２のスイッチング手段（２つの複合共振形コンバータ）が同時に動作する第１のスイッチング動作と、上記第１又は第２のスイッチング手段の何れか一方（１つの複合共振形コンバータ）が動作する第２のスイッチング動作とで切り換えを行うように構成される。
これにより、例えばワイドレンジ対応の電源回路を構成するのにあたっては、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路系（整流平滑手段）として、異なる商用交流電源の公称レベルに応じて、倍電圧整流動作と全波整流動作とに切り換える必要はないこととなる。
【００５１】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。この図に示すスイッチング電源回路は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とに対応する、いわゆるワイドレンジ対応としての構成を採る。
【００５２】
図１に示す回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉとから成る全波整流回路が備えられる。この場合、平滑コンデンサＣｉの両端には、交流入力電圧ＶＡＣの等倍に対応するレベルの整流平滑電圧Ｅｉが得られる。この整流平滑電圧Ｅｉは、直流入力電圧として後段の電流共振形コンバータに対して入力される。
このようにして、本実施の形態としての図１に示す電源回路では、例えば先に図６に示したようにして、整流動作を切り換えるための回路系は備えられていないことが分かる。
【００５３】
この図に示す電流共振形コンバータは、全部で４石のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を備える。また、この場合には他励式とされることに対応して、これらスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４には、電圧駆動タイプであるＭＯＳ−ＦＥＴを選定している。
【００５４】
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続される。スイッチング素子Ｑ１のソースは、スイッチング素子Ｑ２のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ２のソースは一次側アースに対して接続される。
つまり、スイッチングＱ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ２がローサイドとなるように、ハーフブリッジ結合方式により直列に接続され、これにより、１組のハーフブリッジ回路を形成している。
【００５５】
また、このハーフブリッジ回路において、スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、クランプダイオードＤＤ１が並列に接続される。クランプダイオードＤＤ１のアノード、カソードは、それぞれ、スイッチング素子Ｑ１のソース、ドレインに対して接続される。このクランプダイオードＤＤ１は、スイッチング素子Ｑ１と共に１組のスイッチング回路を形成し、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするときの逆方向電流を流す経路を形成する。
同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ２に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤＤ２が並列に接続される。
【００５６】
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗Ｒ１２，Ｒ２２が接続される。
また、このハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間に対しては、並列に、部分共振コンデンサＣｐ１が接続されている。この部分共振コンデンサＣｐ１は、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンス成分Ｌ１によって並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。このように部分電圧共振回路が形成されることによっては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作が得られる。
【００５７】
このようにして、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、これらのスイッチング素子の各々に接続される上記各部品素子によって、１組のハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路（第１のスイッチング手段）が形成される。
【００５８】
同様にして、スイッチング素子Ｑ３のドレインは、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）のラインと接続され、ソースは、スイッチング素子Ｑ４のドレインと接続される。スイッチング素子Ｑ４のソースは一次側アースに対して接続される。つまり、スイッチングＱ３，Ｑ４については、スイッチング素子Ｑ３がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ４がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ結合方式により接続され、もう１組のハーフブリッジ回路を形成する。
また、上記スイッチング回路（Ｑ１，Ｑ２）と同様の接続態様により、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しても、それぞれ、クランプダイオードＤＤ３，ＤＤ４が並列に接続され、もう１組のハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路（第２のスイッチング手段）が形成される。
【００５９】
また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の各ゲート−ソース間には、それぞれゲート−ソース間抵抗Ｒ３２，Ｒ４２が接続される。
また、このハーフブリッジ回路（Ｑ３，Ｑ４）におけるローサイドのスイッチング素子Ｑ４のドレイン−ソース間に対しても、部分共振コンデンサＣｐ２が並列に接続される。この部分共振コンデンサＣｐ２も、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がターンオン／ターンオフする短期間にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得るために備えられるもので、自身のキャパシタンスと、後述する絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１Ａの漏洩インダクタンス成分Ｌ１Ａによって並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。
そして、上記ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４、及び、これらスイッチング素子に対して接続される上記各部品素子によって、もう１組のハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路（第２のスイッチング手段）が形成される。
【００６０】
つまり、本実施の形態では、ハーフブリッジ結合方式によるスイッチング回路が２系統備えられ、これら２系統のスイッチング回路を、共通の直流入力電圧に対して並列に接続して設けていることになる。
なお、これらスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４についてのスイッチング駆動回路系の構成については後述する。
【００６１】
上記のようして、２系統のスイッチング回路が備えられることに応じて、本実施の形態では、一次側スイッチング出力を二次側に伝送する絶縁コンバータトランスとしても、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の２つが備えられる。絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１は、スイッチング回路（Ｑ１，Ｑ２）に対応し、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２は、スイッチング回路（Ｑ３，Ｑ４）に対応する。
【００６２】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の構造としては、ここでの図示は省略するが、例えばＥＥ型コアに対して、一次巻線Ｎ１（Ｎ１Ａ）及び二次巻線Ｎ２（Ｎ２Ａ）を、一次側と二次側とに対応して形成された分割領域の各々に巻装して構成される。
【００６３】
絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の一次巻線Ｎ１の一端は、直列共振コンデンサＣ１を介してスイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ１の他端は、一次側アースに対して接続される。
【００６４】
そして、上記直列共振コンデンサＣ１のキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１の漏洩インダクタンス成分Ｌ１によっては第１の一次側直列共振回路が形成される。
上記のようにして第１の一次側直列共振回路が、スイッチング回路（Ｑ１，Ｑ２）のスイッチング出力点と接続されていることで、この第１の一次側直列共振回路には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング出力が伝達されることになる。そして、このスイッチング出力に応じて第１の一次側直列共振回路が共振動作を行うことで、電流共振形としての動作が得られる。そして、一次巻線Ｎ１には、この電流共振形としての動作に応じて、共振波形に近い一次巻線電流Ｉ１が得られることとなる。
このことから、スイッチング回路（Ｑ１，Ｑ２）を備えるスイッチングコンバータとしては、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られていることになる。つまり、複合共振形コンバータとしての構成が採られている。
【００６５】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１の二次巻線Ｎ２には、上記一次巻線Ｎ１に伝達されるスイッチング出力に応じて励起された交番電圧が発生する。
この場合、二次巻線Ｎ２に対しては、センタータップが設けられている。このセンタータップは二次側アースに接続される。そのうえで、図示するようにして、二次巻線Ｎ２の両端に対して、それぞれ整流ダイオードＤＯ１，ＤＯ２のアノードが接続され、カソードが平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。
なお、平滑コンデンサＣｏは、次に説明するように、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次側の両波整流回路の一部にもなっている。つまり、平滑コンデンサＣｏは、２系統のスイッチングコンバータの二次側における整流回路において共用される。
【００６６】
一方、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の一次巻線Ｎ１Ａの一端は、直列共振コンデンサＣ１Ａを介してスイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ４のドレインの接続点（スイッチング出力点）に接続される。また一次巻線Ｎ１Ａの他端は、一次側アースに対して接続される。
【００６７】
そして、この場合には、上記直列共振コンデンサＣ１Ａのキャパシタンスと、一次巻線Ｎ１Ａの漏洩インダクタンス成分Ｌ１Ａの漏洩インダクタンス成分によって第２の一次側直列共振回路が形成される。そして、スイッチング回路（Ｑ３，Ｑ４）がスイッチング動作を行うことで、このスイッチング動作によるスイッチング出力が、第２の一次側直列共振回路に伝達されることになる。第２の一次側直列共振回路はこのスイッチング出力に応じて共振動作を行い、これにより、スイッチング回路（Ｑ３，Ｑ４）側についても電流共振形としての動作が得られる。そして、この電流共振形としての動作に応じて、一次巻線ＮＡ１にも共振波形に近い一次巻線電流が得られる。
従って、スイッチング回路（Ｑ３，Ｑ４）を備えるスイッチングコンバータとしても、電流共振形としての動作と、前述した部分電圧共振動作とが複合的に得られる複合共振形コンバータとしての構成を採っていることになる。
【００６８】
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−２の二次巻線Ｎ２Ａにも、二次側アースに接続されたセンタータップが設けられたうえで、その各両端に対して整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４のアノードが接続され、これら整流ダイオードＤＯ３，ＤＯ４のカソードが平滑コンデンサＣｏの正極端子に接続される。
【００６９】
上記した、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の二次側の構成の場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２の各二次側の両波整流出力によって、平滑コンデンサＣｏに対する充電が行われ、これにより、平滑コンデンサＣＯの両端電圧として、二次側直流出力電圧ＥＯが得られる。
従って、この場合における二次側直流出力電圧ＥＯとしては、スイッチング回路（Ｑ１，Ｑ２）を備える複合共振形コンバータと、スイッチング回路（Ｑ３，Ｑ４）を備える複合共振形コンバータとのスイッチング出力を二次側に伝達して得られるエネルギーを合成したものとして得ることができる構成となっている。
二次側直流出力電圧ＥＯは、図示しない負荷に対して供給される。
【００７０】
制御回路１は、例えば二次側の直流出力電圧ＥＯのレベルに応じてそのレベルが可変される電流又は電圧を制御出力として得る。この制御出力は、コントロールＩＣ２の制御端子Ｖｃに対して出力される。
コントロールＩＣ２では、後述するようにして発振信号を生成するとともに、この発振信号を利用して、スイッチング素子を他励式により駆動するためのハイサイド用とローサイド用のドライブ信号を出力する。そして、このドライブ信号によって、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が所要のスイッチングタイミングによりスイッチング駆動されることになる。
そして、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、内部で生成する発振信号の周波数を可変するように動作する。これによって、ドライブ信号の周波数が制御出力レベルに応じて可変されることになる。つまり、コントロールＩＣ２では、制御端子Ｖｃに入力された制御出力レベルに応じて、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング周波数を可変制御するように動作する。
スイッチング周波数が可変されることによっては、直列共振回路における共振インピーダンスが変化することになる。このようにして共振インピーダンスが変化することによっては、一次側の直列共振回路の一次巻線Ｎ１に供給される電流量が変化して二次側に伝送される電力も変化することになる。これにより、二次側出力電圧が変化することとなって定電圧制御が図られることになる。
【００７１】
続いては、図１に示す電源回路における、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をスイッチング駆動するためのスイッチング駆動回路系について説明する。本実施の形態のスイッチング駆動回路系は、主として、１つのコントロールＩＣ２と、２組のドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２を備えて構成される。
コントロールＩＣ２は、電流共振形コンバータを他励式により駆動するための発振回路、制御回路、及び保護回路等を備えて構成されるもので、内部にバイポーラトランジスタを備えたアナログＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ）とされる。
【００７２】
このコントロールＩＣ２は、前述もしたように、電源入力端子Ｖｃｃに入力された直流電圧により動作する。また、このコントロールＩＣ２は、アース端子Ｅにより一次側アースに接地させるようにしている。
【００７３】
そして、コントロールＩＣにおいては、スイッチング素子に対してドライブ信号（ゲート電圧）を出力するための端子として、２つのドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬが備えられる。
ドライブ信号出力端子ＶＧＨからは、ハイサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第１のドライブ信号）が出力され、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからは、ローサイドのスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号（第２のドライブ信号）が出力される。
そして、この場合には、ドライブ信号出力端子ＶＧＨは、ゲート抵抗Ｒ１１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ｂ−Ｒ３Ｂの直列接続を介してドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１の一端に接続される。一次巻線Ｎ２１の他端は、ブートストラップ用の端子Ｖｓに対して接続される。
これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１にも出力されることになる。
【００７４】
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＬは、ゲート抵抗Ｒ２１を介してハイサイドのスイッチング素子Ｑ２のゲートと接続される。また、分岐して、コンデンサＣ３Ａ−Ｒ３Ａの直列接続を介して、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１の一端に接続される。一次巻線Ｎ１１の他端は、一次側アースに対して接続される。これにより、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２のゲートに対して出力されると共に、ＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１にも出力されることになる。
【００７５】
また、この場合には、１組のブートストラップ回路が設けられる。このブートストラップ回路は、図示するようにして、コンデンサＣＢＳ，ダイオードＤＢＳ、及びコンデンサＣｂを備えている。コンデンサＣＢＳの負極端子は、一次側アースに接続され、正極端子は、ダイオードＤＢＳのアノードと、コントロールＩＣ２の端子Ｖｃ２との接続点に接続される。
また、ダイオードＤＢＳのカソードは、端子ＶＢと接続されると共に、コンデンサＣｂを介して端子Ｖｓに対して接続される。端子Ｖｓは、ゲート−ソース間抵抗Ｒ１２を介してスイッチング素子Ｑ１のゲートに対して接続されている。このようにしてブートストラップ回路が設けられることで、後述するようにして、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１に対して印加されるドライブ信号（ゲート電圧ＶＧＨ１）は、スイッチング素子Ｑ１を適正にドライブ可能なレベルとなるように、レベルシフトが行われることになる。
【００７６】
ドライブトランスＣＤＴ−１は、スイッチング素子Ｑ３をスイッチング駆動するために設けられるもので、図示するようにして、一次巻線Ｎ１１と二次巻線Ｎ１２とが巻装される。
先の説明によると、一次巻線Ｎ１１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号が伝送されてくることになる。そして、ドライブトランスＣＤＴ−１においては、この一次巻線Ｎ１１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して、二次巻線Ｎ１２に励起させるようにして伝達することになる。
【００７７】
二次巻線Ｎ１２の一端は、ゲート抵抗Ｒ３１を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに接続され、他端は、スイッチング素子Ｑ３のソースと、スイッチング素子Ｑ４のドレインとの接続点に対して接続される。
【００７８】
このようなドライブトランスＣＤＴ−１の二次側における接続形態によると、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号として、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１に出力されたドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して、スイッチング素子Ｑ３のゲートに印加されることになる。
そして、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、先にも述べたように、ドライブトランスを介することなくスイッチング素子Ｑ２のゲートにも印加される。
従って、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３に対して共通に出力されるということがいえる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第２の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３を駆動する構成を採っているものである。
【００７９】
一方、ドライブトランスＣＤＴ−２は、スイッチング素子Ｑ４をスイッチング駆動するために設けられるもので、一次巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２とが巻装される。
前述したように、ドライブトランスＣＤＴ−２の一次巻線Ｎ２１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号が伝送される。ドライブトランスＣＤＴ−２においては、この一次巻線Ｎ２１に得られたドライブ信号を、トランス結合を介して二次巻線Ｎ２２に伝達する。
二次巻線Ｎ２２の一端は、ゲート抵抗Ｒ４１を介して、スイッチング素子Ｑ４のゲートに接続され、他端は、一次側アースに対して接続される。
【００８０】
このようなドライブトランスＣＤＴ−２の二次側における接続形態によれば、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送され、スイッチング素子Ｑ４のゲートに印加される構成が採られていることになる。
また、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、ドライブトランスを介することなく、スイッチング素子Ｑ１のゲートにも印加されるから、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に対して共通に出力されていることとなる。つまり、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるドライブ信号に基づいてスイッチング素子を駆動する駆動回路系（第１の駆動回路）としては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４を駆動する構成となっている。
【００８１】
ここで、上記ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２の構造例について、図２及び図３を参照して説明しておく。
先ず図２に示すドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）は、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コアを備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成される、ボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）が巻装される。また、他方の巻装部に対して二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）が巻装される。このようにして一次巻線及び二次巻線が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてドライブトランスＣＤＴ全体としての構造が得られる。
また、この場合のＥＥ型コアにおいては、中央磁脚に対してはギャップは形成しないものとしている。これによって、所要の結合係数による密結合の状態が得られるようにしている。
【００８２】
また、ドライブトランスＣＤＴ（ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２）としては、図３に示すようにして、Ｕ型コアを用いた構造とすることもできる。
この図３に示すドライブトランスＣＤＴは、２つのＵ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２を組み合わせてＵ−Ｕ型コアを形成する。この際、Ｕ型コアＣＲ１１，ＣＲ１２の各磁脚が対向する面に対しては、ギャップを形成せずに、そのまま磁脚の対向面どうしを接触させている。
そして、ボビンＢに対して、図示するようにして一次巻線（Ｎ１１，Ｎ２１）と、二次巻線（Ｎ１２，Ｎ２２）とを互いに分割された巻装部に巻装した上で、上記のようにして形成されるＵ−Ｕ型コアの一方の磁脚に対して、取り付けるようにされる。
【００８３】
続いて、先に図１により説明したスイッチング駆動回路系の構成による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動動作について説明する。
本実施の形態では、後述するようにして、交流入力電圧ＶＡＣ（商用交流電源ＡＣ）のレベルに応じて、２組のハーブブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）（Ｑ３，Ｑ４）が共にスイッチング動作を行う動作モードと、１組のハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）のみがスイッチング動作を行う動作モードとの間で切り換えが行われる。しかしここでは、基本的な動作として、２組のハーフブリッジ回路が共にスイッチング動作を行う場合、つまり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の全てをスイッチング駆動する場合の動作について説明する。
【００８４】
コントロールＩＣ２では、内部の発振回路により所要の周波数の発振信号を生成する。なお、この発振回路は、後述するようにして制御回路１から端子Ｖｃに入力される制御出力のレベルに応じて、発振信号の周波数を可変するようにされている。
そして、コントロールＩＣ２では、上記発振回路にて生成された発振信号を利用して、ハイサイド用のドライブ信号と、ローサイド用のドライブ信号を生成する。そして、ハイサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力し、ローサイド用のドライブ信号をドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力するようにされる。
【００８５】
上記のようにしてドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力されるドライブ信号による、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のスイッチング駆動タイミングについて、図４を参照して説明する。図４には、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各ゲート−ソース間電圧が示されている。
ここで先ず、図４（ａ）と図４（ｂ）を参照して、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号と、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号との関係に応じた、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のスイッチングタイミングについて説明しておく。
【００８６】
スイッチング素子Ｑ１に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号がゲート抵抗Ｒ１１を介して印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１としては、このハイサイド用のドライブ信号に対応した波形が得られることになる。
つまり、図４（ａ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性による矩形波のパルスが発生する期間と、０Ｖとなる期間が得られることになる。
そして、この図４（ａ）に示されるゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１によって、スイッチング素子Ｑ１は、先ず、１スイッチング周期内において、正極性の矩形波パルスが得られるタイミングでオン状態となるようにされる。つまり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなるには、ゲート閾値電圧（≒５Ｖ）以上の適切なレベルの電圧が印加されることが必要である。上記正極性のパルスとしてのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１は１０Ｖとなるように設定されているから、この正極性のパルスが印加される期間に対応してオンとなる状態が得られることになる。そして、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０Ｖでゲート閾値電圧以下となると、オフ状態に切り換わることになる。このようなタイミングにより、スイッチング素子Ｑ１は、オン／オフするようにしてスイッチング動作を行うことになる。
【００８７】
一方、スイッチング素子Ｑ２に対しては、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号が、ゲート抵抗Ｒ２１を介して印加されるようになっている。このドライブ信号に応じては、図４（ｂ）に示す波形によるスイッチング素子Ｑ２のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１が得られる。
つまり、ゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１は、図４（ａ）に示したスイッチング素子Ｑ１のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１と同じ波形とされたうえで、タイミングとしては、ゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対して１８０°の位相差を有した波形が得られているものである。このことから、スイッチング素子Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ１と交互にオン／オフするタイミングによりスイッチング駆動されることになる。このように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、交互にオン／オフとなるタイミングでスイッチングを行う、ハーフブリッジ回路としてのスイッチング動作が得られるように駆動される。
【００８８】
また、図４（ａ）（ｂ）によると、スイッチング素子Ｑ１がターンオフしてスイッチング素子Ｑ２がターンオンするまでの間と、スイッチング素子Ｑ２がターンオフして、スイッチング素子Ｑ１がターンオンするまでの間には期間ｔｄが形成されるようになっている。
【００８９】
この期間ｔｄは、スイッチング素子Ｑ１（Ｑ４），Ｑ２（Ｑ３）が共にオフとなるデッドタイムである。このデッドタイムとしての期間ｔｄは、部分電圧共振動作として、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がターンオン／ターンオフするタイミングでの短時間において、部分共振コンデンサＣｐ１，Ｃｐ２における充放電の動作が確実に得られるようにすることを目的として形成している。そして、このような期間ｔｄとしての時間長は、例えばコントロールＩＣ２側で設定することができるようになっており、コントロールＩＣ２では、設定された時間長による期間ｔｄが形成されるように、ドライブ信号出力端子ＶＧＨ，ＶＧＬから出力すべきドライブ信号についてのパルス幅のデューティ比を可変する。
【００９０】
続いては、スイッチング動作として、上記したスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン／オフタイミングの関係が得られていることを前提として、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン／オフタイミングについて説明する。
先の説明によると、ドライブ信号出力端子ＶＧＨから出力されるハイサイド用のドライブ信号は、スイッチング素子Ｑ１のゲートに印加されると共に、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介するようにして、スイッチング素子Ｑ４に対しても印加されることになる。
そして、上記ハイサイド用のドライブ信号が、ドライブトランスＣＤＴ−２のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることによっては、二次側で得られるドライブ信号は、０レベルを基準に正／負に反転する波形となって得られる。これに応じて、ドライブトランスＣＤＴ−２の二次巻線側からドライブ信号が印加されるスイッチング素子Ｑ４のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２は、図４（ｃ）に示すものとなる。
【００９１】
つまり、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間が得られる。ここで、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスが得られる期間は、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が正極性の矩形パルスが得られる期間と同一となる。また、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる期間は、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１が０レベルとなる期間と同一となる。
そして、このような波形のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２が得られることによっては、スイッチング素子Ｑ４は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となるようにされる。一方、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにされる。従って、スイッチング素子Ｑ４のオン／オフタイミングは、図４（ａ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＨ１に対応するスイッチング素子Ｑ１と同様となる。つまり、スイッチング素子Ｑ４は、スイッチング素子Ｑ１と同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動される。
【００９２】
また、スイッチング素子Ｑ３については、ドライブ信号出力端子ＶＧＬから出力されるローサイド用のドライブ信号（ゲート電圧）が、ドライブトランスＣＤＴ−１を介するようにして印加されていることになる。
このローサイド用のドライブ信号についても、ドライブトランスＣＤＴ−１のトランス結合を介して一次側から二次側に伝送されることで、０レベルを基準に正／負に反転する波形の信号となって二次側で得られることになる。このため、スイッチング素子Ｑ３のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ２は、図４（ｄ）に示すようにして、１スイッチング周期内において、正極性の＋１０Ｖの矩形波パルスとなる期間と、負極性による−１０Ｖの矩形波パルスとなる波形が得られる。これに応じて、スイッチング素子Ｑ３は、１スイッチング周期内において、正極性の矩形パルスが得られている期間においてオン状態となり、負極性の矩形パルスが得られている期間においてオフ状態となるようにスイッチング動作を行うことになる。
このオン／オフタイミングは、図４（ｂ）のゲート−ソース間電圧ＶＧＬ１に対応するスイッチング素子Ｑ２と同様となるものであり、従って、スイッチング素子Ｑ３は、スイッチング素子Ｑ２と同じタイミングでオン／オフするようにスイッチング駆動されることになる。
そして、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４については、交互にオン／オフするタイミングとされていることになる。つまり、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４によっては、１組のハーフブリッジ回路としてのスイッチング動作が得られていることになる。
【００９３】
このような構成によると、図１に示す回路では、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ２］の組と、スイッチング素子［Ｑ３，Ｑ４］の組から成る、各ハーフブリッジ回路を、スイッチング周波数を同期させたうえで、同時にスイッチング駆動可能とされていることになる。
そして、本実施の形態では、このようにして、並列関係にある２組のスイッチングコンバータについてスイッチング周波数が同期するようにして同時にスイッチング駆動することを、１つのコントロールＩＣ２のみにより可能としている。
【００９４】
図示による説明は省略するが、例えば先行技術として、２組のハーフブリッジ回路をスイッチング周波数制御方式によりスイッチング駆動しようとした場合、３つのＩＣが必要となる。
つまり、電流共振形コンバータ用の汎用のドライブＩＣとしては、ハイサイドとローサイドの２つで一組のスイッチング素子を駆動する構成を採っている。つまり、１つのドライブＩＣは、１組のハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子Ｑ１を駆動する構成を採っているものである。従って、２組のハーフブリッジ回路を駆動する場合には、２組のドライブＩＣが必要とされることになる。そのうえで、２組のドライブＩＣが、スイッチング周波数制御を伴うスイッチング駆動を、同期して行うことができるようにする必要から、これらのドライブＩＣとは別に、スイッチング周波数制御によるドライブが可能なコントロールＩＣが必要となるものである。このようにして、最低限３つのＩＣが必要となる。
【００９５】
これに対して、図１に示したスイッチング素子の駆動回路系の構成では、上記のようにして、スイッチング駆動のためのＩＣとしては、コントロールＩＣ２の１つのみとすることができる。これにより、ＩＣの数が削減され、さらにはこれに伴って、ＩＣの外付け部品の点数も削減される分、回路規模が縮小され、また、コストも削減されることになる。
【００９６】
ただし、図１に示す電源回路では、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２と、これらのドライブトランスにドライブ信号を入力するためのコンデンサＣ３Ａ，抵抗Ｒ３Ａ、及びコンデンサＣ３Ｂ，抵抗Ｒ３Ｂが新たに追加されることになる。しかしながら、これらの部品点数と、上記したコントロールＩＣ２の外付け部品を合計しても１５点程度であり、図１に示す電源回路の部品点数は、先行技術による他励式フルブリッジ結合方式の電源回路に対して大幅に削減されている。また、ドライブトランスＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２も非常に小さいサイズであることから、スイッチング駆動用のＩＣが複数備えられることと比較すれば、図１に示す電源回路は、先行技術と比較してはるかに小さい回路規模となる。また、他励式フルブリッジ結合方式の電源回路としてのコストダウンも有効に図られていることになる。
また、スイッチング駆動用のＩＣの数が削減されることによっては、それだけ消費電力も低減されることになる。
また、図１に示す電源回路では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、図４（ｃ）（ｄ）にも示したように、オフ時には、負極性に反転した−１０Ｖのゲート−ソース間電圧ＶＧＨ２，ＶＧＬ２が印加される。これによって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、ターンオフ時における下降時間が短縮されて、その分、この下降時間に依る電力損失が低減することにもなる。これにより、電力変換効率が向上することになり、また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４における発熱も低下する。
このようにして、本実施の形態の電源回路は、単に、２組のハーフブリッジ回路を備える電流共振形電源回路として見た場合にも、上記のような利点を有している。
【００９７】
そして、図１に示す本実施の形態の電源回路は、上記した構成の下で、以降説明するようにして、ＡＣ１００Ｖ系では２組のハーフブリッジ回路（複合共振形コンバータ）によるスイッチング動作（以降、並列動作モードともいう）となり、ＡＣ２００Ｖ系ではハーフブリッジ結合方式によるスイッチング動作（以降、単独動作モードともいう）となるように、動作モードを切り換える構成を採る。
【００９８】
図１に示す電源回路においては、平滑コンデンサＣｉに対して並列に、分圧抵抗Ｒ４、Ｒ５、Ｒ６を直列接続した分圧ラインが接続される。そして、この分圧ラインにおける分圧抵抗Ｒ５，Ｒ６の接続点（分圧点）に対して、ツェナーダイオードＺＤ１のカソードが接続される。ツェナーダイオードＺＤ１のアノードは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ５のベースに接続される。また、ツェナーダイオードＺＤ１のアノードと一次側アース間には、図示するように抵抗Ｒ７及びコンデンサＣ５が並列に接続される。
トランジスタＱ５のコレクタは、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１と、抵抗Ｒ３Ａの接続点に対して接続され、エミッタは一次側アースに接地される。
上記した回路構成により、ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とに応じて、電源回路の動作モードを上記並列動作モードと単独動作モードとで切り換える、切り換え制御回路が備えられる。
【００９９】
上記切り換え制御回路の動作は次のようになる。
ここで、分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の抵抗値による分圧比は、次のように設定されている。つまり、分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の分圧点の電位について、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ１の逆方向電圧以下となり、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上に対応する整流平滑電圧Ｅｉのレベルでは、ツェナーダイオードＺＤ１の逆方向電圧以上となるようにされている。ここで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下の状態は、ＡＣ１００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。また、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上の状態は、ＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源が入力されている状態に対応する。
【０１００】
上記のようにして分圧ライン（抵抗Ｒ４−Ｒ５−Ｒ６）の分圧比が設定されていることで、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以下の状態では、ツェナーダイオードＺＤ１は非導通の状態となる。従って、トランジスタＱ５のベースにはベース電流が供給されないので、トランジスタＱ５はオフ状態となる。この場合には、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１には、コントロールＩＣ２のドライブ信号出力端子ＶＧＬからコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ｂを介してドライブ信号が供給されることになる。
これにより、例えば先に図４を参照して説明したように、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がスイッチング駆動される状態が得られる。つまり、並列動作モードが得られる。
【０１０１】
これに対して、交流入力電圧ＶＡＣ＝１５０Ｖ以上となる状態では、ツェナーダイオードＺＤ１が導通状態となって、トランジスタＱ５のベースにベース電流が供給されることとなる。これにより、トランジスタＱ５はオン状態となる。
トランジスタＱ５がオン状態となると、ドライブ信号出力端子ＶＧＬからコンデンサＣ３Ａ−抵抗Ｒ３Ｂを介して供給されるドライブ信号は、トランジスタＱ５のコレクタ−エミッタを介して一次側アースに接地される。従って、ドライブトランスＣＤＴ−１の一次巻線Ｎ１１にはドライブ信号は供給されないこととなる。
これにより、ドライブトランスＣＤＴ−１の二次側のスイッチング素子Ｑ３は、スイッチング動作を停止させた状態となる。
このとき、スイッチング素子Ｑ３とハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子Ｑ４には、ドライブ信号が供給される状態にある。しかし、ハイサイドにあるスイッチング素子Ｑ３がスイッチング動作を停止することで、このスイッチング素子Ｑ３のローサイド側に直列接続されるスイッチング素子Ｑ４もスイッチング動作を停止することになる。
【０１０２】
この結果、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうち、スイッチング動作を行うのは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のみということになる。つまり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２から成るハーフブリッジ回路を備えた複合共振形コンバータのみがスイッチング動作を行う、単独動作モードが得られることになる。
【０１０３】
ここで、図５の波形図により、上記したＡＣ１００Ｖ系の動作モードと、ＡＣ２００Ｖ系の動作モードとを比較して示す。
先ず図５（ａ）〜（ｅ）には、ＡＣ１００Ｖ系の場合の動作が示されている。図５（ａ）（ｂ）には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４の各ドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ４と、スイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ４が示されている。図５（ａ）に示すドレイン−ソース間電圧ＶＱ１，ＶＱ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンとなる期間に対応しては０レベルで、オフとなる期間に対応しては、整流平滑電圧Ｅｉのレベルでクランプされた波形が得られる。
また、図５（ｂ）に示すスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ４は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４がオンとなる期間に対応しては、図示するようにして、ターンオンから一定期間においてクランプダイオードＤＤ１，ＤＤ４を介して負極性に流れ、残る期間においてはドレイン→ソースを介して正極性により流れる波形が得られる。また、オフとなる期間に対応しては０レベルとなる。
【０１０４】
一方、図５（ｃ）（ｄ）には、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３の各ドレイン−ソース間電圧ＶＱ２，ＶＱ３と、スイッチング出力電流ＩＱ２，ＩＱ３が示されている。これら図５（ｃ）（ｄ）に示す各波形は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４に対応する図５（ａ）（ｂ）の各波形に対して、ほぼ１８０°の位相差を有するようにされたうえで、同一の波形の変化パターンとなっている。
【０１０５】
これらの波形から、スイッチング素子［Ｑ１，Ｑ２］の組から成るハーフブリッジ回路と、スイッチング素子［Ｑ３，Ｑ４］の組から成るハーフブリッジ回路とが、同じスイッチング周期により、そのオン／オフタイミングも同期するようにしてスイッチング動作を行っていることがわかる。
なお、ハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）と、ハーフブリッジ回路（Ｑ３，Ｑ４）との間における各スイッチング素子のオン／オフタイミングは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４が同じとなり、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３が同じとなる関係にあることも、これらの波形により示されている。
【０１０６】
また、図５（ｅ）には、第１の一次側直列共振回路（Ｃ１−Ｎ１）に流れるスイッチング出力電流Ｉ１の波形が示されている。
このスイッチング出力電流Ｉ１は、図５（ｂ）に示すスイッチング出力電流ＩＱ１と、図５（ｄ）に示すスイッチング出力電流ＩＱ２とが合成されることで得られる。また、図示していないが、第２の一次側直列共振回路（Ｃ１Ａ−Ｎ１Ａ）に流れるスイッチング出力電流としても、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から出力されるスイッチング出力電流によって、同じ波形が得られる。
【０１０７】
これに対して、ＡＣ２００Ｖ系の場合の動作は、図５（ｆ）〜図５（ｊ）に示される。
【０１０８】
この場合、図５（ｆ）（ｇ）は、スイッチング素子Ｑ１のみのドレイン−ソース間電圧ＶＱ１と、スイッチング出力電流ＩＱ１のみを示すことになる。
また図５（ｈ）（ｉ）もスイッチング素子Ｑ２のみについての、ドレイン−ソース間電圧ＶＱ２と、スイッチング出力電流ＩＱ２を示すものとなっている。
そして、図５（ｋ）に示すようにして、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のスイッチング出力電流ＩＱ３，ＩＱ４は、上記スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング出力電流ＩＱ１，ＩＱ２がオン／オフに応じた波形変化であるのに対して、０レベルのままとなっている。これは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がオフ状態となっていることを示している。
【０１０９】
また、上記図５（ｆ）（ｈ）にも示されるように、スイッチング素子がオフとなる期間では、その両端電圧（ドレイン−ソース間電圧）として整流平滑電圧Ｅｉのレベルが得られる。そして、この図５（ｆ）（ｈ）の波形と、ＡＣ１００Ｖ系時のドレイン−ソース間電圧を示す図５（ａ）（ｃ）の波形を比較して分かるように、ＡＣ２００Ｖ系時の整流平滑電圧Ｅｉのレベルは、ＡＣ１００Ｖ系のときのほぼ２倍に上昇している。つまり、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流回路系としては、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とに関わらず、全波整流動作（等倍電圧整流動作）を行っていることで、上記のようなレベル変化が得られているものである。
【０１１０】
また、この場合における、スイッチング出力電流Ｉ１としては、図５（ｊ）に示すようにして、図５（ｇ）に示すスイッチング出力電流ＩＱ１と、図５（ｉ）に示すスイッチング出力電流ＩＱ２とが合成されて得られる波形となる。
【０１１１】
このようにして、ＡＣ２００Ｖ系のときには、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４はスイッチング動作を停止し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が交互にオン／オフするタイミングでスイッチング動作する。つまりは、ハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）のみがスイッチング動作する、単独動作モードが得られるものである。
【０１１２】
なお、図１に示す電源回路のＡＣ−ＤＣ電力変換効率（ηＡＣ−ＤＣ）については、負荷電力Ｐｏ＝３００Ｗの条件で実験したところ、次のような結果が得られた。
先ず、ＡＣ１００Ｖ系に対応して交流入力電圧ＶＡＣ＝１００Ｖを入力して、並列動作モードとした場合には、ηＡＣ−ＤＣ＝９２．０％が得られた。また、ＡＣ２００Ｖ系に対応して交流入力電圧ＶＡＣ＝２３０Ｖを入力して、単独動作モードとさせた場合には、ηＡＣ−ＤＣ＝９３．９％が得られた。
また、上記実験結果を得るのにあたっては、要部の構成部品について次のように選定した。
先ず、絶縁コンバータトランスＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２として、一次巻線Ｎ１については３０Ｔの巻数とし、二次巻線Ｎ２については、センタータップを境界に、２３Ｔ＋２３Ｔの巻数とした。
さらに、一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０３３μＦ、部分電圧共振コンデンサＣｐ１＝Ｃｐ２＝６８０ｐＦを選定した。
【０１１３】
これまでの説明から理解されるように、本実施の形態の電源回路においては、ワイドレンジ対応とするのにあたり、先ずは、ハーフブリッジ回路を備えた複合共振形コンバータを２系統備えることとしている。なお、これらの複合共振形コンバータは、図１にても説明したように、直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）に対して並列に接続されている関係にある。
そのうえで、ＡＣ１００Ｖ系では２つの複合共振形コンバータが同期して動作する並列動作モードとなり、ＡＣ２００Ｖ系では、一方の複合共振形コンバータのみが動作する単独動作モードとなるように、動作モードの切り換えを行うように構成している。
これによって、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を生成する整流回路系としては、通常の全波整流回路とすることができる。つまり、図６及び図７、図８に示した回路のように、整流動作の切り換えを行う構成を採る必要はない。
従って、図１に示す電源回路では、直流入力電圧用の平滑コンデンサは１本でよいことになる。また、電磁リレーも不要となるから、ワイドレンジ対応の電源回路として、コストダウンと、回路基板の小型／軽量化を図ることが可能となる。
【０１１４】
また、本実施の形態の構成であれば、例えば瞬間停電などによって、公称ＡＣ２２０Ｖ又は２４０Ｖの商用交流電源が１５０Ｖ以下に低下して誤動作したとしても、スイッチング動作が並列動作モードから単独動作モードとなるだけである。つまり、図６及び図７、図８に示した回路のような、倍電圧整流動作への切り換わりによる直流入力電圧レベルの上昇は生じないから、平滑コンデンサＣｉや、スイッチング素子が耐圧オーバーとなることはない。
従って、本実施の形態では、実際に図１に示す回路を電子機器に搭載する場合においても、図７、図８に示した回路のように、コンパレータＩＣ及びその周辺回路から成る、整流動作切り換えのための複雑な回路構成を採る必要はない。これによっても、低コスト化及び回路基板の小型／軽量化が有効に図られる。
【０１１５】
そして、上記のように、コンパレータＩＣ等を備えた整流動作切り換えのための回路系が省略されることによっては、ワイドレンジ対応のためにスタンバイ電源側の直流入力電圧を検出する必要もなくなる。従って、本実施の形態の電源回路は、スタンバイ電源を備えない電子機器に対しても採用することが可能となるものである。
【０１１６】
また、例えば本実施の形態と同数の、４石のスイッチング素子を備えた構成としては、いわゆるフルブリッジ結合方式により１組のコンバータを形成するものが知られているが、この場合、絶縁コンバータトランスも１組とされることになる。
これに対して、本実施の形態のようにして、同じ４本のスイッチング素子を駆動するのに、複合共振形コンバータを２系統として、絶縁コンバータトランスも２組とした構成の場合には、上記したフルブリッジ結合方式のコンバータと比較して、並列動作モード時における絶縁コンバータトランスでの鉄損及び銅損を低減することが可能となる。つまり、電力変換効率の点で有利となるものである。また、単独動作モードでは、スイッチング動作しないハーフブリッジ回路を形成するスイッチング素子の損失がなくなるから、この点でも電力変換効率の向上が図られる。
【０１１７】
なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
先ず、上記実施の形態においては、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成るハーフブリッジ回路におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ３のスイッチング動作を停止させることで、ハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）側の複合共振形コンバータによる単独動作モードを得るようにしている。
しかしながら、これに代えて、ハーフブリッジ回路（Ｑ１，Ｑ２）におけるハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止させることで、ハーフブリッジ回路（Ｑ３，Ｑ４）側の複合共振形コンバータによる単独動作モードを得るようにしてもよい。
【０１１８】
また、例えばスイッチング素子としては、例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）など、他励式に使用可能な素子であれば、また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側において二次側直流出力電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
【０１１９】
【発明の効果】
以上説明したようにして本発明は、直流入力電圧を入力してスイッチングを行う一次側スイッチングコンバータとして、２組のハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを備えている。また、これらの電流共振形コンバータは、部分共振電圧回路を組み合わせた、複合共振形としての構成を採っている。
そして、スイッチング素子をスイッチング駆動するのにあたり、１つのドライブ信号生成回路により、互いに１８０°の位相差を有するとされるハイサイド用の第１のドライブ信号と、ローサイド用の第２のドライブ信号とを生成するようにされる。
そして、第１のドライブ信号を利用して、一方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにしている。また、第２のドライブ信号を利用して、他方の同じオン／オフタイミングの組となるべき、第１のハーフブリッジ回路のローサイドのスイッチング素子と、第２のハーフブリッジ回路のハイサイドのスイッチング素子とをスイッチング駆動するようにしている。
そのうえで、商用交流電源のレベルに応じて、２組のハーフブリッジ回路（複合共振形コンバータ）が動作する並列動作モード（第１のスイッチング動作）と、一方の組のハーフブリッジ回路（複合共振形コンバータ）が動作する単独動作モード（第２のスイッチング動作）とで切り換えが行われるように構成している。これに応じて、商用交流電源を整流平滑化して直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路としては、商用交流電源の等倍レベルの直流入力電圧を生成する全波整流回路として形成している。
【０１２０】
このような構成であれば、ワイドレンジ対応の電源回路としては、これまでのようにして、直流入力電圧（整流平滑電圧）を生成する整流回路について、商用交流電源レベルに応じて倍電圧整流動作と全波整流動作とで切り換えを行う構成を採る必要はないということになる。
これによって、直流入力電圧生成のための整流回路を形成する平滑コンデンサは、例えば２本から１本に削減される。また、整流動作を切り換えるための電磁リレーも省略される。これによって、これまでよりも大幅なコストダウンと、回路基板の小型／軽量化が図られる。
【０１２１】
また、本発明の構成であれば、瞬間停電などによって商用交流電源レベルが、ＡＣ２００Ｖ系からＡＣ１００Ｖ系に対応するレベルに低下したとしても、動作モードが単独動作モードから並列動作モードに切り換わるだけであり、整流動作が切り換わることはないから、平滑コンデンサやスイッチング素子の破壊は生じない。つまり、これまでの電源回路のように、上記瞬間停電などによる整流回路の切り換えについての誤動作が生じないようにするための複雑な検出回路系を備える必要もないから、この点でも、コストダウン及び回路基板の小型／軽量化が促進される。
【０１２２】
また、上記したように、整流回路の切り換えについての誤動作対策を考慮した検出回路系が不要となることによっては、スタンバイ電源の入力電圧を検出する必要も無くなる。従って、本発明は、スタンバイ電源を備えない電子機器にも搭載することが可能となるものであり、それだけ、ワイドレンジ対応の電源回路として、電子機器への使用範囲が拡大するという効果も得られることになる
【０１２３】
さらには、２系統のコンバータに対応して絶縁コンバータトランスとしても２組に分割されることになるので、特に並列動作モード時における絶縁コンバータトランスの鉄損、銅損の低減によって、電力変換効率を向上させることも可能とされている。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
【図２】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図３】実施の形態の電源回路に備えられるドライブトランスの構造例を示す断面図である。
【図４】実施の形態の電源回路におけるスイッチング素子のゲート−ソース間電圧を示す波形図である。
【図５】実施の形態の電源回路のスイッチング動作を、ＡＣ１００Ｖ系時とＡＣ２００Ｖ系時とで比較して示す波形図である。
【図６】先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。
【図７】先行技術の電源回路としてテレビジョン受像機に搭載される場合の構成例を示す回路図である。
【図８】先行技術の電源回路としてテレビジョン受像機に搭載される場合の構成例を示す回路図である。
【符号の説明】
１　制御回路、２　コントロールＩＣ、Ｄｉ　ブリッジ整流回路、Ｃｉ　平滑コンデンサ、Ｑ１〜Ｑ４　スイッチング素子、ＣＤＴ−１，ＣＤＴ−２　ドライブトランス、ＰＩＴ−１，ＰＩＴ−２　絶縁コンバータトランス、Ｃ１，Ｃ１Ａ　一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ１，Ｃｐ２　部分共振コンデンサ、Ｎ１，Ｎ１Ａ　一次巻線（絶縁コンバータトランス）、Ｎ１１，Ｎ２１　一次巻線（ドライブトランス）、ＤＯ１，ＤＯ２，ＤＯ３，ＤＯ４　整流ダイオード、Ｎ１２，Ｎ２２　二次巻線（ドライブトランス）、Ｃ３Ａ，Ｃ３Ｂ　コンデンサ、Ｒ３Ａ，Ｒ３Ｂ　抵抗、Ｒ１１，Ｒ２１，Ｒ３１，Ｒ４１　ゲート抵抗、Ｒ１２，Ｒ２２，Ｒ３２，Ｒ４２　ゲート−ソース間抵抗、Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６　分圧抵抗、ＺＤ１　ツェナーダイオード、Ｑ５　トランジスタ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply in various electronic devices.
[0002]
[Prior art]
As a switching power supply circuit, a circuit employing a switching converter of a type such as a flyback converter or a forward converter is widely known. Since these switching converters have a rectangular switching operation waveform, there is a limit to the suppression of switching noise. Further, it has been found that there is a limit in the improvement of the power conversion efficiency due to its operation characteristics.
Therefore, the present applicant has previously proposed various switching power supply circuits using various types of resonant converters. The resonance type converter can easily obtain high power conversion efficiency and realize low noise by the switching operation waveform being sinusoidal. It also has the advantage that it can be configured with a relatively small number of parts.
[0003]
The switching power supply circuit is adapted to correspond to an AC input voltage range of, for example, about AC85V to 288V so as to correspond to an AC input voltage area of 100V AC such as Japan and the United States and an AC200V area such as Europe. Also, a power supply circuit corresponding to a so-called wide range is known. Further, a current resonance type is employed as the primary side switching converter.
[0004]
The circuit diagram of FIG. 6 shows a configuration example of a wide-range switching power supply circuit that can be configured based on the invention proposed earlier by the present applicant.
In the power supply circuit shown in this figure, as a configuration corresponding to a wide range, the rectified smoothed voltage Ei, which is a DC input voltage to the switching converter, depends on whether the commercial AC power supply AC (AC input voltage VAC) is an AC 100 V system or an AC 200 V system. , The level is switched.
[0005]
In this case, the rectifier circuit system connects a bridge rectifier circuit Di connected to a commercial AC power supply AC (AC input voltage VAC) and two smoothing capacitors Ci1-Ci2 connected in series as shown in the figure. Consisting of The rectified smoothed voltage Ei is obtained as a voltage across a series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2.
Further, a relay switch S is inserted between the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the connection point of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. This relay switch S is turned on / off according to the driving state of the relay RL connected to the rectifier circuit switching module 5.
[0006]
The rectifier circuit switching module 5 is provided to switch the operation of the rectifier circuit system between the AC 100 V system and the AC 200 V system by driving the relay RL. Therefore, a voltage level obtained by dividing the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is input to the input terminal T1 by the voltage dividing resistors R50, R51, R52, and R53. A relay RL is connected between the relay drive terminals T2 and T3. The relay drive terminal T2 in this case is supplied with, for example, a voltage of 5 V from a standby power supply (not shown). The relay RL controls on / off of the relay switch S according to its own conduction state. Here, the relay switch S is turned on when the relay RL is conductive, and the relay switch S is turned off when the relay RL is not conductive.
[0007]
The switching operation of the rectifier circuit having the above configuration is as follows.
The rectifier circuit switching module 5 compares the divided level of the rectified smoothed voltage Ei input to the input terminal T1 with a predetermined reference voltage. The voltage division level is equal to or higher than the reference voltage when the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V, and is equal to or lower than the reference voltage when the AC input voltage VAC is equal to or lower than 150 V. That is, the reference voltage has a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150V.
The rectifier circuit switching module 5 turns on the relay RL when the divided voltage level is equal to or lower than the reference voltage, and turns off the relay RL when the divided voltage level is equal to or higher than the reference voltage.
[0008]
Here, for example, it is assumed that a rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or more is generated in response to the commercial AC power supply being an AC 200 V system.
In this case, the rectification circuit switching module 5 turns off the relay RL because the divided voltage level is equal to or higher than the reference voltage. In response, the relay switch S is also turned off (open).
When the relay switch S is off, the AC input voltage VAC is rectified by the bridge rectifier circuit Di and the rectified current is charged in the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 in each period when the AC input voltage VAC is positive / negative. Is obtained. That is, a rectification operation by a full-wave rectification circuit including a normal bridge rectification circuit can be obtained. As a result, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is obtained as a voltage between both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2.
[0009]
On the other hand, it is assumed that the rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less is generated in response to the commercial AC power supply being an AC 100 V system.
In this case, the voltage division level becomes equal to or lower than the reference voltage, and the rectifier circuit switching module 5 turns on the relay RL, so that the relay switch S is controlled to be turned on (closed).
In a state where the relay switch S is on, a rectified current path is formed in which the rectified output by the bridge rectifier circuit Di is charged only to the smoothing capacitor Ci1 during the positive period of the AC input voltage VAC. On the other hand, when the AC input voltage VAC is negative, a rectified current path is formed in which the rectified output of the bridge rectifier circuit Di is charged only in the smoothing capacitor Ci2.
As a result of performing the rectification operation in this manner, a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is generated as the voltage between both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Therefore, a level corresponding to twice the AC input voltage VAC is obtained as the rectified smoothed voltage Ei which is a voltage between both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. That is, a so-called voltage doubler rectifier circuit is formed.
[0010]
Thus, in the circuit shown in FIG. 6, in the case of a commercial AC power supply of AC 100 V, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to twice the AC input voltage VAC is generated by voltage doubler rectification operation, and the commercial AC power supply AC 200 V In the case of the system, a rectified smoothed voltage Ei corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is generated by a normal full-wave rectification operation. In other words, the same level of rectified and smoothed voltage Ei is obtained as a result in the case of the commercial AC power supply AC100V system and in the case of the AC200V system, thereby achieving a wide range. Then, the rectified smoothed voltage Ei is input as a DC input voltage to a current resonance type converter at a subsequent stage.
[0011]
As shown in the figure, as a current resonance type converter for inputting and switching the DC input voltage, two switching elements Q1 (high side) and Q2 (low side) of MOS-FETs are connected by a half-bridge connection. I have. Damper diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the respective drains and sources of the switching elements Q1 and Q2 in the direction shown.
[0012]
A partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the drain and the source of the switching element Q2. A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance L1 of the primary winding N1. Then, a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1 and Q2 are turned off is obtained.
[0013]
In this power supply circuit, an oscillation / drive / protection circuit 6 using, for example, a general-purpose IC is provided in order to drive the switching elements Q1 and Q2. The oscillation / drive / protection circuit 6 has an oscillation circuit, a drive circuit, and a protection circuit. Then, a drive signal (gate voltage) at a required frequency is applied to each gate of the switching elements Q1 and Q2 by the oscillation circuit and the drive circuit. As a result, the switching elements Q1 and Q2 perform a switching operation such that they are alternately turned on / off at a required switching frequency.
The protection circuit of the oscillation / drive / protection circuit 6 detects, for example, an overcurrent or overvoltage state in the power supply circuit and controls the switching operation of the switching elements Q1 and Q2 so that the circuit is protected.
[0014]
The oscillation / drive / protection circuit 6 includes a rectifier circuit including a rectifier diode D3 and a capacitor C3 for a tertiary winding N3 formed by providing a tap output to the primary winding N1 of the isolated converter transformer PIT. The low-voltage DC voltage obtained as described above is input and used as an operation power supply. In addition, at the time of startup, the startup is performed by inputting the rectified smoothed voltage Ei via the startup resistor Rs.
[0015]
The insulating converter transformer PIT transmits the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 to the secondary side. The winding start end of the primary winding N1 of the insulating transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via a series connection of the primary-side parallel resonance capacitor C1. By being connected, a switching output is transmitted.
The end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground.
Here, depending on the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance L1 of the insulating converter transformer PIT including the primary winding N1, a primary-side series resonance circuit for making the operation of the primary-side switching converter a current resonance type is formed. I do.
[0016]
According to the above description, as the primary-side switching converter shown in this figure, the operation as a current resonance type by the primary-side series resonance circuit (L1-C1) and the partial voltage resonance circuit (Cp // L1) described above A voltage resonance operation is obtained.
In other words, the power supply circuit shown in this figure adopts a form in which a resonance circuit for making the primary-side switching converter a resonance type is combined with another resonance circuit. In this specification, such a switching converter is referred to as a composite resonance converter.
[0017]
Although not described here, the structure of the insulating converter transformer PIT includes, for example, an EE-type core obtained by combining an E-type core made of a ferrite material. Then, after dividing the winding site on the primary side and the secondary side, a set of the primary winding N1 (tertiary winding N3) and the secondary windings N2 and N2A described below are connected to the EE type core. It is wound around the central magnetic leg.
Then, a gap of 1.0 mm to 1.5 mm is formed with respect to the center magnetic leg of the EE type core. Thus, a loose coupling state with a coupling coefficient of about 0.7 to 0.8 is obtained.
[0018]
A secondary winding N2 and a secondary winding N2A having a smaller number of turns than the secondary winding N2 are wound on the secondary side of the insulating converter transformer PIT. An alternating voltage corresponding to the switching output transmitted to the primary winding N1 is excited in these secondary windings.
[0019]
For the secondary winding N2, a center tap is provided as shown in the figure to connect to the secondary side ground, and then, as shown in the figure, a double-wave rectifier composed of rectifier diodes DO1, DO2 and a smoothing capacitor CO1 is provided. Circuit is connected. As a result, the secondary DC output voltage EO1 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor CO1. The secondary-side DC output voltage EO1 is supplied to a load (not shown), and is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 described below.
[0020]
The secondary winding N2A also has a center tap connected to the secondary-side ground and a double-wave rectifier circuit including rectifier diodes DO3 and DO4 and a smoothing capacitor CO2. As a result, the secondary DC output voltage EO2 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor CO2. Further, the secondary-side DC output voltage EO2 is also supplied as an operation power supply for the control circuit 1.
[0021]
The control circuit 1 supplies a detection output according to the level change of the secondary DC output voltage EO1 to the oscillation / drive / protection circuit 6. The oscillation / drive / protection circuit 6 drives the switching elements Q1 and Q2 such that the switching frequency is varied according to the input detection output of the control circuit 1. By varying the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2 in this manner, the level of the secondary-side DC output voltage is stabilized.
[0022]
Next, FIGS. 7 and 8 show circuit examples in the case where a power supply for a television receiver is configured based on the basic configuration shown in FIG. Actually, one circuit is formed by combining the circuits shown in FIGS. 7 and 8. 7 and 8 are shown by associating lines indicated by (1) to (7) in the respective drawings.
[0023]
First, in FIG. 7, a filter block 11 for removing noise is connected to a line of a commercial AC power supply AC, and an AC rectification unit 12 is provided at a subsequent stage. The AC rectifier 12 mainly includes, for example, relay switches S11 and S12, a bridge rectifier circuit Di, a series connection circuit of smoothing capacitors Ci1 and Ci2, and the like, and is formed by connecting these component elements as illustrated.
The function of the relay switch S shown in FIG. 6 is obtained by the AC rectification unit 12 operating these two relay switches S11 and S12 in cooperation with each other. The relay switches S11 and S12 are selectively switched by the relays RL1 and RL2, respectively, so that one of the terminals t1 and t2 is selected with respect to the terminal t3. The relay switch S11 corresponds to a full-wave rectification operation, and the relay switch S12 corresponds to a voltage doubler rectification operation.
[0024]
That is, when the commercial AC power supply AC is controlled to switch to the terminal t2 and the relay switch S12 is switched to the terminal t1 in accordance with the AC 200 V system, a normal full-wave rectification circuit system is formed. Conversely, when the relay switch S11 is switched to the terminal t1 and the relay switch S12 is switched to the terminal t2 in response to the AC 100 V commercial AC power supply AC, a voltage doubler rectification operation is obtained.
In a state where both the relay switch S11 and the relay switch S12 are controlled to be switched to the terminal t1, the main converter 13 does not operate because the commercial AC power supply AC is not supplied to the AC rectification unit 12. That is, the main power supply is turned off.
The drive control operation of the relays RL1 and RL2 for switching the relay switches S11 and S12 will be described later.
[0025]
Then, according to the full-wave rectification operation or the voltage doubler rectification operation, a rectified smoothed voltage Ei is obtained in a series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2, and is input to the subsequent main converter 13 as a DC input voltage. . The main converter 13 corresponds to a power supply circuit including a half-bridge coupling type current resonance type converter including the switching elements Q1 and Q2 shown in FIG.
[0026]
Note that diodes D50 and D50 connected in parallel to both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are provided for measures against secondary failure of the rectifier diode, and a reverse voltage is applied to the smoothing capacitors Ci1 and Ci2. To prevent
Similarly, resistors Ri and Ri connected in parallel to both ends of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are balance resistors. A varistor BL connected in parallel to both ends of the series connection circuit of the smoothing capacitors Ci1-Ci2 is inserted for measures such as welding of a relay circuit on the side of the voltage doubler rectifier circuit and floating of Vcc. It is.
[0027]
In addition, the standby converter 14 receives the rectified and smoothed voltage Ei3 obtained by rectifying the commercial AC power supply AC by the half-wave rectifier circuit including the rectifier diodes Di2 to Di2 and the smoothing capacitor Ci3, and operates steadily. The DC power supply voltage obtained by the standby converter 14 is supplied, for example, as an operating power supply for a microcomputer in a standby state.
[0028]
The degauss unit 15 is formed by connecting the degauss coil DGC, the positive thermistors PS1 and PS2, and the relay switch S13 as illustrated. The degauss unit 15 is a circuit unit for degaussing a cathode ray tube as a display device by passing a current through the degauss coil DGC, as is well known. The operation of the degauss unit 25 is controlled by, for example, a microcomputer included in the television receiver driving a relay to perform on / off control of the relay switch S13.
[0029]
The circuit section shown in FIG. 8 includes a power-on section 16, a relay drive section 17, a reference voltage section 18, a standby detection section 19, and a main detection section 20.
The power-on unit 16 is a circuit part for performing on / off control of the main power supply unit (main converter 13) in response to an on / off control signal P-ON from a microcomputer, for example.
[0030]
The relay drive unit 17 is a circuit unit that drives the relays RL1 and RL2 and controls switching of the relay switches S11 and S12. The relay drive unit 17 operates to drive the relays RL1 and RL2 in accordance with detection outputs from the standby detection unit 16 and the main detection unit 17 described below.
[0031]
The reference voltage section 18 receives the power supply voltage Vcc supplied from the primary side of the standby converter 14 (STBY), and in this case, outputs a reference voltage Vref of a predetermined level stabilized at, for example, 5V.
[0032]
The standby detection unit 19 receives the rectified output voltage of the rectifier diode Di2 on the standby converter 14 side, and detects whether the commercial AC power supply AC is the AC100 system or the AC200V system based on the rectified output voltage level. .
For this purpose, the standby detection section 19 is provided with detection voltage input lines Ln1 and Ln2.
The detection voltage input line Ln1 is built in the comparator IC21 by using a divided potential obtained by dividing the potential between the cathode of the rectifier diode Di2 on the standby converter 14 side and GND by the voltage dividing resistor part A shown by a broken line as a detection voltage. Is supplied to the inverted input (terminal 4) of the comparator Cmp1. The reference voltage Vref at a predetermined level is input to the non-inverting input (terminal 5) of the comparator Cmp1 via a resistor. Note that a circuit in which a diode and a resistor are connected in parallel is inserted at the voltage dividing point of the detection voltage input line Ln1 as shown by a broken line as a circuit section C. For example, in a random on / off test under a condition of a commercial AC power supply of 200 V AC, the circuit unit C is temporarily activated by a voltage doubler rectification operation when transitioning from off to on at the timing of on → off → on. It is inserted for the purpose of preventing that.
[0033]
The detection voltage input line Ln2 also divides the potential between the cathode of the rectifier diode Di2 and GND by the voltage dividing resistor section B shown by the broken line. As this voltage dividing resistor, the same resistance value as that of the voltage dividing resistor portion A is selected. Then, the divided potential obtained as a result of the voltage division is supplied as a detection voltage to the inverting input (terminal 6) of the comparator Cmp2 of the comparator IC21. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (terminal 7) of the comparator Cmp1 via a resistor.
Each of the capacitors forming the circuit section D indicated by the broken line is inserted between GND and each input of the comparators Cmp1 and Cmp2. It is inserted to remove switching noise of the main converter 13.
In this way, the standby detection unit 19 actually includes two detection circuits including the [detection line Ln1, comparator Cmp1] and the [detection line Ln2, comparator Cmp2].
[0034]
Here, the operation of the above-described comparator will be described using the comparator Cmp2 as an example.
The comparator Cmp2 compares the reference voltage Vref of, for example, 5 V input to the non-inverting input (terminal 7) with the level of the detection voltage input from the detection line Ln2 to the inverting input (terminal 6). When the detected voltage is equal to or lower than the reference voltage Vref, the output (terminal 1) is open. When the detected voltage is equal to or higher than the reference voltage Vref, the output is performed at a predetermined Low level. When the comparator Cmp2 outputs a low level, the diode inserted between the first and seventh terminals conducts, and the reference voltage Vref to be input to the non-inverting input (the seventh terminal) is changed by a resistor. The voltage is divided and falls below 5V. Thus, the operation of the comparator Cmp2 has a hysteresis characteristic. The operation of the other comparator Cmp1 is similar.
[0035]
The relationship between the detection voltage obtained from the voltage dividing point of the detection lines Ln1 and Ln2 and the reference voltage Vref is such that when the AC input voltage VAC is 150 V or less (assumed to be an AC 100 V system), the detection voltage is When the AC input voltage VAC is equal to or lower than Vref and the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V (200 V AC system), the detection voltage is equal to or higher than the reference voltage Vref.
[0036]
The main detection unit 20 detects whether the commercial AC power supply AC is the AC100 system or the AC200V system based on the rectified output voltage level of the AC rectification unit 12 provided corresponding to the main converter 13.
The main detection section 20 is also provided with two detection lines Ln3 and Ln4. As illustrated, the detection lines Ln3 and L4 are formed by connecting a voltage dividing resistor in parallel between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and GND.
The voltage dividing point of the detection line Ln3 is connected to the inverting input (terminal No. 10) of the comparator Cmp3. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (terminal 11) of the comparator Cmp3.
The voltage dividing point of one detection line Ln4 is connected to the inverting input (terminal 8) of the comparator Cmp4. The reference voltage Vref is input to the non-inverting input (terminal 9) of the comparator Cmp3.
The operations of the comparators Cmp3 and Cmp4 here are the same as those of the comparator Cmp1 described above.
[0037]
As described above, the main detection unit 20 also has two detection circuit systems including the [detection line Ln3, the comparator Cmp3] and the [detection line Ln4, the comparator Cmp4].
However, in the main detection unit 20, only the detection circuit system using the [detection line Ln3, comparator Cmp3] is used for switching between the voltage doubler / full-wave rectification circuit, and the other [detection line Ln4, comparator Cmp4]. The detection circuit system is used for a protection operation. For this reason, different values of the voltage dividing resistances in the detection lines Ln3 and Ln4 are selected according to their respective roles.
[0038]
Therefore, in the circuits shown in FIGS. 7 and 8, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 and the detection circuit system [detection That is, three detection circuit systems of the line Ln3 and the comparator Cmp3] are provided corresponding to the switching of the voltage doubler / full-wave rectifier circuit.
In response to this, the outputs (the first terminal, the second terminal, and the thirteenth terminal) of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 of the three detection circuit systems together control the operation of the relay drive circuit 17. It is connected to the control line Cnt.
[0039]
As described above, the outputs of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 are connected to the control line Cnt. Thus, when the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 are all open on the control line Cnt, a positive potential of a predetermined level corresponding to the open output is obtained. On the other hand, when any one of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 is pulled low, a negative potential corresponding to the low level is generated.
[0040]
Further, the relay drive circuit 17 drives the relays RL1 and RL2 shown in FIG. 7 to control the conduction / non-conduction according to the potential change of the control line Cnt. In this relay drive circuit 17, the reason that the Zener diode is connected in series to the diode is that when the relay is to be turned off, an operation of switching off with a faster reaction can be obtained. is there.
[0041]
When a positive potential is obtained on the control line Cnt, the transistor Q in the relay drive circuit 17 is in the off state, so that the relay RL1 is non-conductive, whereas the relay RL2 is in the conductive state. It becomes. Therefore, the relay switch S11 is controlled to be connected to the terminal t1, and the relay switch S12 is controlled to be connected to the terminal t2. Thus, the AC rectifier 12 forms a voltage doubler rectifier circuit.
The time when the positive potential is obtained on the control line Cnt is the case where the state of the commercial AC power supply 100 V AC (AC input voltage VAC = 150 V or less) is detected, and the voltage doubler rectification operation is properly performed. It will be.
[0042]
On the other hand, when it is detected that the commercial AC power supply is 200 V AC (AC input voltage VAC = 150 V or more) and a negative potential is obtained on the control line Cnt, the transistor Q in the relay drive circuit 17 is turned off. Turns on. Thereby, contrary to the above, the relay RL1 is turned on and the relay RL2 is switched to a non-conductive state. As a result, the relay switch S11 is switched so as to be connected to the terminal t2 and the relay switch S12 is switched so as to be connected to the terminal t1, so that a full-wave rectification circuit is formed as the AC rectification unit 12.
In this way, even in a power supply circuit corresponding to a wide range actually applied to a television receiver, switching is performed such that a double voltage rectification operation is performed for an AC 100 V system and a full-wave rectification operation is performed for an AC 200 V system. Done.
[0043]
By the way, as described above, the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 and the detection circuit system [detection line Ln3, comparator in the main detection unit 20] The reason why the switching control of the rectification operation of the AC rectification unit 12 is performed by the three detection circuit systems of [Cmp3] is as follows.
First, in the standby detection unit 19, the detection circuit system [the detection line Ln1 and the comparator Cmp1] that also supports random on / off countermeasures has the following role.
As can be seen from the relationship between the change in the potential of the control line Cnt and the outputs of the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3, in order to switch to the voltage doubler rectification operation corresponding to the AC 100 V system, three detection circuit systems are required. It is necessary that the outputs of all the comparators Cmp1, Cmp2, Cmp3 are open, and if any one of them is a Low output, the potential of the control line Cnt also becomes negative, and the full-wave rectification operation is performed. Switch.
The detection circuit system [the detection line Ln1 and the comparator Cmp1] changes the rectification operation of the AC rectification unit 12 from the full-wave rectification operation in response to the case where the level of the AC input voltage VAC decreases from the 200 VAC system to the 100 VAC system. In switching to the voltage doubler rectification operation, the switching control of this operation is substantially controlled. That is, the switching from the full-wave rectification operation to the voltage doubler rectification operation is led by the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1].
[0044]
In the case where a circuit configuration for switching between the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation is employed, for example, when the commercial AC power supply is an AC 200 V system, the detection voltage is reduced due to an instantaneous power failure, etc. When the operation is switched to the rectification operation, a voltage higher than the breakdown voltage may be applied to the DC input voltage smoothing capacitors (Ci1, Ci2) and the semiconductor switching element, causing breakdown.
Therefore, for example, in the circuits shown in FIGS. 7 and 8, as described above, only when the outputs of all the comparators Cmp1, Cmp2, and Cmp3 in the three detection circuit systems are open, the output is doubled corresponding to the AC 100V system. The operation is switched to the voltage rectification operation, and the detection circuit system [detection line Ln1, comparator Cmp1] for the random ON / OFF countermeasures takes the initiative of the switching control to the voltage doubling rectification operation. With this configuration, for example, as described above, an erroneous operation that switches to the voltage doubler rectification operation in the AC 200 V system does not occur.
[0045]
The remaining two detection circuit systems, that is, the detection circuit system [detection line Ln2 and comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 and the detection circuit system [detection line Ln3 and comparator Cmp3] in the main detection unit 20, It operates mainly when the level of the AC input voltage VAC rises from the AC 100 V system to the AC 200 V system.
Here, of the two detection circuit systems, the detection circuit system [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 has an advantage in that it can be detected during standby before the main power supply is started. However, since the rectifier circuit of the standby converter 14 has a half-wave, there are half-waves that can be detected and half-waves that cannot be detected. Therefore, there is a possibility that the detection operation is delayed. However, if the detectable half wave appears at an earlier timing, the earliest detection operation can be performed among the three detection circuit systems.
As described above, the detection circuit system [detection line Ln3, comparator Cmp3] in the main detection unit 20 cannot detect the detection timing by the detection circuit system [detection line Ln2, comparator Cmp2] in the standby detection unit 19 as described above. This is necessary to compensate for the case where the detection operation is delayed due to the half-wave period.
That is, since the detection circuit system [the detection line Ln3 and the comparator Cmp3] receives the rectified output from the AC rectification unit 12 corresponding to the main converter 13, the detection cannot be performed during standby. However, since both waves can be detected from the AC rectification unit 12, detection can be performed even during a half-wave period that cannot be detected by the standby detection unit 19 side.
[0046]
[Problems to be solved by the invention]
As understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 6 and the circuits shown in FIGS. 7 and 8 based on the configuration of FIG. It is configured to switch the voltage doubler rectification operation. For this configuration, two smoothing capacitors Ci1 and Ci2 are required as the smoothing capacitors for obtaining the rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage).
That is, in order to switch the rectifying operation, at least the number of smoothing capacitors is increased to two, and a required number of electromagnetic relays are added. For this reason, the number of components increases accordingly, resulting in an increase in cost and an increase in the mounting area of the power supply circuit board. In particular, since these smoothing capacitors and electromagnetic relays are large among the components forming the power supply circuit, the board size becomes considerably large.
[0047]
As an actual circuit for switching between the full-wave rectification operation and the voltage doubler rectification operation, in order to prevent a malfunction from occurring, for example, as described with reference to FIGS. It is necessary to adopt a configuration that detects not only the voltage but also the DC input voltage of the standby converter 14. For this purpose, for example, as shown in FIG. 8, the comparator IC 21 is usually mounted, but this increases the number of external components of the IC and the number of components of the peripheral circuit. This will further increase the size of the circuit board and increase the size of the circuit board.
In such a case, for example, in order to improve parts management and work efficiency at the time of manufacturing, a circuit system for rectifying operation switching is assembled as a module as shown as a rectifying circuit switching module 5 in FIG. May be unitized. However, in the case of unitization in this way, more components are required, such as additional pin terminals, and the cost is further increased.
[0048]
In addition, detecting the DC input voltage of the standby converter for the purpose of preventing a malfunction means that a power supply circuit for a wide range including a circuit for switching a rectifying operation is an electronic device including a standby power supply in addition to a main power supply. Without it, you cannot actually use it. That is, the types of electronic devices on which a power supply can be mounted are limited to those having a standby power supply, and there is also a problem that the use range is narrowed accordingly.
[0049]
[Means for Solving the Problems]
In view of the above, the present invention is configured as a switching power supply circuit as follows.
That is, a rectified and smoothed voltage generating means for generating a rectified and smoothed voltage of a level corresponding to an equal magnification of the input commercial AC power supply is provided.
The switching operation is performed by inputting the rectified and smoothed voltage as a DC input voltage, and includes a first half-bridge circuit formed by half-bridge coupling a high-side switching element and a low-side switching element. A first switching unit;
The switching operation is performed by inputting the rectified and smoothed voltage as a DC input voltage, and the switching element on the high side and the switching element on the low side, which are different from the switching elements forming the first half bridge circuit, are half-switched. A second switching means including a second half bridge circuit formed by bridge connection is provided.
Further, a switching drive unit for switchingly driving each switching element is provided.
Further, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the first switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained by the primary winding is excited. A first insulating converter transformer formed by winding, a primary winding to which at least a switching output obtained by a switching operation of a second switching means is supplied, and a switching output obtained by the primary winding And a second insulated converter transformer formed by winding a secondary winding in which an alternating voltage is excited.
Further, at least a leakage inductance component of a primary winding of the first insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding of the first insulating converter transformer, A first primary side series resonance circuit that makes the operation of the switching means a current resonance type, at least a leakage inductance component of a primary winding of a second insulating converter transformer, and a primary winding of the second insulating converter transformer And a second primary-side series resonance circuit formed by the capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the second switching means and making the operation of the second switching means a current resonance type.
In addition, of the two switching elements forming the first switching means, the capacitance of the first partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the primary winding of the primary winding of the first insulated converter transformer. A first primary-side partial voltage resonance circuit is provided, which is formed by a leakage inductance component and obtains a voltage resonance operation only in accordance with a timing at which a switching element forming a first switching means is turned on and off.
Also, of the two switching elements forming the second switching means, the capacitance of the second partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the primary winding of the second insulation converter transformer A second primary-side partial voltage resonance circuit that is formed by a leakage inductance component and obtains a voltage resonance operation only in accordance with a timing at which a switching element forming a second switching unit is turned on and off.
DC output voltage generating means configured to input an alternating voltage obtained to the secondary windings of the first insulating converter transformer and the second insulating converter transformer to generate a secondary DC output voltage; A constant voltage configured to perform a constant voltage control on the secondary DC output voltage by controlling the switching driving means in accordance with the level of the secondary DC output voltage to vary the switching frequency of the switching means. The control means is provided.
And, according to the level of the commercial AC power supply, the first switching means and the second switching means perform a switching operation together, and one of the first switching means and the second switching means. And a second switching operation in which only the switching means performs the switching operation.
The switching drive means includes a first drive signal corresponding to a required frequency and a second drive signal corresponding to a required frequency as waveforms having a phase difference of 180 ° from each other as drive signals for switchingly driving each switching element. A drive signal generation circuit that generates and outputs the drive signal of the first half bridge circuit; a high-side switching element of the first half-bridge circuit; and a low-side switching element of the second half-bridge circuit based on the first drive signal. A first drive circuit that performs switching drive so as to have the same ON / OFF timing, a low-side switching element of the first half-bridge circuit, and a high-side switching element of the second half-bridge circuit based on the second drive signal Switch so that all the switching elements have the same on / off timing. Driving, it was decided to include the second driving circuit.
[0050]
According to the above configuration, the switching power supply circuit of the present invention includes two sets of primary-side switching converters corresponding to the first switching means and the second switching means. Each of these switching converters has a complex resonance type configuration in which a partial resonance voltage circuit is combined with a current resonance type converter using a half bridge circuit. Then, the two sets of composite resonance type converters are provided in parallel to the DC input voltage.
In addition, when the switching element is driven for switching, one drive signal generation circuit generates a first drive signal and a second drive signal having a phase difference of 180 ° from each other. .
Then, based on the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. To be driven.
Further, based on the second drive signal, the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. To be driven.
According to such a configuration, it is possible to drive two switching elements that should be the same pair of on / off timings based on one first drive signal. Similarly, it is possible to drive the other two switching elements that are to be the same pair of on / off timings based on one second drive signal.
In contrast to this configuration, in the present embodiment, a rectifying / smoothing means for supplying a DC input voltage (rectified / smoothed voltage) to the composite resonance type converter is provided with a rectified / smoothed voltage corresponding to an equal size of a commercial AC power supply. The generated full-wave rectifier circuit is used. Then, further, a first switching operation in which the first and second switching means (two complex resonance type converters) operate simultaneously according to the level of the commercial AC power supply, and a first switching operation of the first or second switching means. The switching is performed by the second switching operation in which one (one complex resonance type converter) operates.
Thereby, for example, in configuring a power supply circuit compatible with a wide range, a rectifying circuit system (rectifying and smoothing means) for generating a DC input voltage (rectified and smoothed voltage) is doubled according to the nominal level of a different commercial AC power supply. There is no need to switch between the voltage rectification operation and the full-wave rectification operation.
[0051]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention. The switching power supply circuit shown in this figure adopts a configuration corresponding to a so-called wide range corresponding to a commercial AC power supply of AC100V system and AC200V system.
[0052]
In the circuit shown in FIG. 1, a full-wave rectifier circuit including a bridge rectifier circuit Di and a smoothing capacitor Ci is provided for the commercial AC power supply AC. In this case, a rectified smoothed voltage Ei having a level corresponding to an equal multiple of the AC input voltage VAC is obtained at both ends of the smoothing capacitor Ci. The rectified smoothed voltage Ei is input as a DC input voltage to a subsequent-stage current resonance type converter.
Thus, it can be seen that the power supply circuit shown in FIG. 1 as the present embodiment does not include a circuit system for switching the rectifying operation, for example, as shown in FIG.
[0053]
The current resonance type converter shown in this figure includes four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 in all. In this case, a voltage-driven MOS-FET is selected for each of the switching elements Q1 to Q4 in response to being separately excited.
[0054]
The drain of switching element Q1 is connected to a line of rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage). The source of switching element Q1 is connected to the drain of switching element Q2. The source of the switching element Q2 is connected to the primary side ground.
That is, the switching elements Q1 and Q2 are connected in series by a half-bridge coupling method such that the switching element Q1 is on the high side and the switching element Q2 is on the low side, thereby forming a set of half-bridge circuits. .
[0055]
In this half bridge circuit, a clamp diode DD1 is connected in parallel between the drain and the source of the switching element Q1. The anode and cathode of the clamp diode DD1 are connected to the source and drain of the switching element Q1, respectively. The clamp diode DD1 forms a set of switching circuits together with the switching element Q1, and forms a path through which a reverse current flows when the switching element Q1 is turned on.
According to the same connection mode, the clamp diode DD2 is connected in parallel to the switching element Q2, respectively.
[0056]
Gate-source resistors R12 and R22 are connected between the gates and sources of the switching elements Q1 and Q2, respectively.
A partial resonance capacitor Cp1 is connected in parallel between the drain and source of the low-side switching element Q2 in the half bridge circuit (Q1, Q2). The partial resonance capacitor Cp1 forms a parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) by its own capacitance and a leakage inductance component L1 of a primary winding N1 of an insulating converter transformer PIT-1 described later. By forming the partial voltage resonance circuit in this manner, a partial voltage resonance operation in which the voltage resonates only in a short period of time when the switching elements Q1 and Q2 are turned on / off is obtained.
[0057]
In this way, the switching elements Q1 and Q2 connected in a half-bridge manner and the above-described component elements connected to each of these switching elements constitute a set of a half-bridge-coupled switching circuit (first switching means). Is formed.
[0058]
Similarly, the drain of switching element Q3 is connected to the line of rectified smoothed voltage Ei (DC input voltage), and the source is connected to the drain of switching element Q4. The source of the switching element Q4 is connected to the primary side ground. That is, the switching elements Q3 and Q4 are connected by a half-bridge coupling method such that the switching element Q3 is on the high side and the switching element Q4 is on the low side, thereby forming another set of half-bridge circuits.
Further, in the same connection mode as the switching circuit (Q1, Q2), the clamp diodes DD3, DD4 are connected in parallel to the switching elements Q3, Q4, respectively, and the switching by another set of half bridge coupling method is performed. A circuit (second switching means) is formed.
[0059]
Gate-source resistors R32 and R42 are connected between the gates and sources of the switching elements Q3 and Q4, respectively.
The partial resonance capacitor Cp2 is also connected in parallel between the drain and the source of the low-side switching element Q4 in the half bridge circuit (Q3, Q4). The partial resonance capacitor Cp2 is also provided for obtaining a partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only in a short period of time when the switching elements Q3 and Q4 are turned on / off, and its own capacitance and an insulation converter transformer PIT-2 described later. A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the leakage inductance component L1A of the primary winding N1A.
The switching elements Q3 and Q4 connected to the half-bridge and the respective component elements connected to these switching elements form another half-bridge-coupled switching circuit (second switching means). It is formed.
[0060]
That is, in the present embodiment, two switching circuits based on the half-bridge coupling method are provided, and these two switching circuits are provided in parallel with a common DC input voltage.
The configuration of the switching drive circuit system for these switching elements Q1, Q2, Q3, Q4 will be described later.
[0061]
As described above, according to the provision of the two switching circuits, in the present embodiment, the insulating converter transformers PIT-1 and PIT are also used as the insulating converter transformers for transmitting the primary-side switching output to the secondary side. -2 are provided. The insulating converter transformer PIT-1 corresponds to the switching circuit (Q1, Q2), and the insulating converter transformer PIT-2 corresponds to the switching circuit (Q3, Q4).
[0062]
Although the illustration of the structure of the insulating converter transformers PIT-1 and PIT-2 is omitted here, for example, a primary winding N1 (N1A) and a secondary winding N2 (N2A) are provided for an EE type core. It is wound around each of the divided areas formed corresponding to the primary side and the secondary side.
[0063]
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT-1 is connected to a connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via the series resonance capacitor C1. The other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground.
[0064]
A first primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1 and the leakage inductance component L1 of the primary winding N1.
Since the first primary side series resonance circuit is connected to the switching output point of the switching circuit (Q1, Q2) as described above, the first primary side series resonance circuit has the switching elements Q1 to Q1. The switching output of Q4 will be transmitted. Then, the first primary side series resonance circuit performs a resonance operation according to the switching output, whereby an operation as a current resonance type is obtained. Then, in the primary winding N1, a primary winding current I1 close to the resonance waveform is obtained according to the operation as the current resonance type.
From this, as the switching converter including the switching circuits (Q1, Q2), the operation of the current resonance type and the above-described partial voltage resonance operation are obtained in a combined manner. That is, a configuration as a complex resonance type converter is adopted.
[0065]
Further, an alternating voltage excited in accordance with the switching output transmitted to the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT-1.
In this case, a center tap is provided for the secondary winding N2. This center tap is connected to the secondary side ground. Then, as shown, the anodes of the rectifier diodes DO1 and DO2 are connected to both ends of the secondary winding N2, and the cathodes are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co.
The smoothing capacitor Co also serves as a part of a dual-wave rectifier circuit on the secondary side of the insulating converter transformer PIT-2, as described below. That is, the smoothing capacitor Co is shared by the rectifier circuits on the secondary side of the two switching converters.
[0066]
On the other hand, one end of the primary winding N1A of the insulating converter transformer PIT-2 is connected to the connection point (switching output point) between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 via the series resonance capacitor C1A. The other end of the primary winding N1A is connected to the primary side ground.
[0067]
In this case, a second primary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the series resonance capacitor C1A and the leakage inductance component of the leakage inductance component L1A of the primary winding N1A. When the switching circuits (Q3, Q4) perform the switching operation, the switching output by the switching operation is transmitted to the second primary-side series resonance circuit. The second primary-side series resonance circuit performs a resonance operation in accordance with the switching output, whereby the switching circuit (Q3, Q4) also operates as a current resonance type. Then, according to the operation as the current resonance type, a primary winding current close to the resonance waveform is obtained also in the primary winding NA1.
Therefore, the switching converter including the switching circuits (Q3, Q4) also adopts a configuration as a complex resonance type converter in which the operation as the current resonance type and the above-described partial voltage resonance operation are obtained in a combined manner. Become.
[0068]
The secondary winding N2A of the insulating converter transformer PIT-2 is also provided with a center tap connected to the secondary side ground, and the anodes of the rectifier diodes DO3 and DO4 are connected to both ends thereof. The cathodes of the rectifier diodes DO3 and DO4 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co.
[0069]
In the case of the above-described configuration on the secondary side of the insulating converter transformers PIT-1 and PIT-2, the double-wave rectified output of each of the secondary sides of the insulating converter transformers PIT-1 and PIT-2 causes the smoothing capacitor Co to be removed. Charging is performed, whereby a secondary DC output voltage EO is obtained as a voltage across the smoothing capacitor CO.
Therefore, as the secondary-side DC output voltage EO in this case, the switching output of the composite resonance type converter provided with the switching circuits (Q1, Q2) and the composite resonance type converter provided with the switching circuits (Q3, Q4) is used as the secondary output. It is configured to be able to obtain energy obtained by transmitting the energy to the side.
The secondary side DC output voltage EO is supplied to a load (not shown).
[0070]
The control circuit 1 obtains, as a control output, a current or voltage whose level is varied according to the level of the DC output voltage EO on the secondary side, for example. This control output is output to the control terminal Vc of the control IC2.
The control IC 2 generates an oscillating signal as described later and uses the oscillating signal to output high-side and low-side drive signals for driving the switching element by separately-excited driving. Then, by the drive signal, the switching elements Q1 to Q4 are switched and driven at a required switching timing.
Then, the control IC 2 operates to vary the frequency of the internally generated oscillation signal according to the control output level input to the control terminal Vc. Thus, the frequency of the drive signal is varied according to the control output level. That is, the control IC 2 operates to variably control the switching frequency of the switching elements Q1 to Q4 according to the control output level input to the control terminal Vc.
When the switching frequency is changed, the resonance impedance of the series resonance circuit changes. By changing the resonance impedance in this way, the amount of current supplied to the primary winding N1 of the primary-side series resonance circuit changes, and the power transmitted to the secondary side also changes. As a result, the secondary side output voltage changes, and constant voltage control is achieved.
[0071]
Next, a switching drive circuit system for switchingly driving the switching elements Q1 to Q4 in the power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. The switching drive circuit system according to the present embodiment mainly includes one control IC 2 and two sets of drive transformers CDT-1 and CDT-2.
The control IC 2 includes an oscillating circuit, a control circuit, a protection circuit, and the like for driving the current resonance type converter by a separately excited system, and is an analog IC (Integrated Circuit) including a bipolar transistor therein. You.
[0072]
As described above, the control IC 2 operates with the DC voltage input to the power input terminal Vcc. The control IC 2 is grounded to the primary side ground by a ground terminal E.
[0073]
In the control IC, two drive signal output terminals VGH and VGL are provided as terminals for outputting a drive signal (gate voltage) to the switching element.
A drive signal (first drive signal) for switching and driving the high-side switching element is output from the drive signal output terminal VGH, and a drive signal for switching-driving the low-side switching element is output from the drive signal output terminal VGL. A drive signal (second drive signal) is output.
In this case, the drive signal output terminal VGH is connected to the gate of the high-side switching element Q1 via the gate resistor R11. Further, it is branched and connected to one end of the primary winding N21 of the drive transformer CDT-2 via a series connection of the capacitors C3B-R3B. The other end of the primary winding N21 is connected to a bootstrap terminal Vs.
As a result, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is output to the gate of the switching element Q1 and also to the primary winding N21 of the CDT-2.
[0074]
The drive signal output terminal VGL is connected to the gate of the high-side switching element Q2 via the gate resistor R21. Also, the drive transformer CDT-1 is branched and connected to one end of a primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 via a series connection of capacitors C3A-R3A. The other end of the primary winding N11 is connected to the primary side ground. As a result, the drive signal output from drive signal output terminal VGL is output to the gate of switching element Q2 and also to primary winding N11 of CDT-1.
[0075]
In this case, a set of bootstrap circuits is provided. This bootstrap circuit includes a capacitor CBS, a diode DBS, and a capacitor Cb as shown in the figure. The negative terminal of the capacitor CBS is connected to the primary side ground, and the positive terminal is connected to the connection point between the anode of the diode DBS and the terminal Vc2 of the control IC2.
The cathode of the diode DBS is connected to the terminal VB and to the terminal Vs via the capacitor Cb. The terminal Vs is connected to the gate of the switching element Q1 via the gate-source resistor R12. By providing the bootstrap circuit in this manner, as described later, the drive signal (gate voltage VGH1) applied to the high-side switching element Q1 has a level at which the switching element Q1 can be properly driven. The level shift is performed so that
[0076]
The drive transformer CDT-1 is provided for performing switching driving of the switching element Q3, and has a primary winding N11 and a secondary winding N12 wound thereon as illustrated.
According to the above description, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2 is transmitted to the primary winding N11. In the drive transformer CDT-1, the drive signal obtained in the primary winding N11 is transmitted via the transformer coupling to the secondary winding N12 so as to be excited.
[0077]
One end of the secondary winding N12 is connected to the gate of the switching element Q3 via the gate resistor R31, and the other end is connected to a connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4. You.
[0078]
According to such a connection configuration on the secondary side of the drive transformer CDT-1, the drive signal output to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 is used as the drive signal output from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2. Is applied to the gate of the switching element Q3 via the transformer coupling of the drive transformer CDT-1.
Then, the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is also applied to the gate of the switching element Q2 without passing through the drive transformer, as described above.
Therefore, it can be said that the drive signal output from the drive signal output terminal VGL is commonly output to the switching elements Q2 and Q3. That is, a drive circuit system (second drive circuit) that drives the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGL has a configuration that drives the switching elements Q2 and Q3. .
[0079]
On the other hand, the drive transformer CDT-2 is provided for performing switching driving of the switching element Q4, and has a primary winding N21 and a secondary winding N22 wound thereon.
As described above, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH of the control IC 2 is transmitted to the primary winding N21 of the drive transformer CDT-2. In drive transformer CDT-2, the drive signal obtained on primary winding N21 is transmitted to secondary winding N22 via a transformer coupling.
One end of the secondary winding N22 is connected to the gate of the switching element Q4 via the gate resistor R41, and the other end is connected to the primary side ground.
[0080]
According to such a connection configuration on the secondary side of the drive transformer CDT-2, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2. This means that a configuration in which the signal is transmitted and applied to the gate of the switching element Q4 is adopted.
Further, the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is also applied to the gate of the switching element Q1 without passing through the drive transformer, so that the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1. , Q4. That is, the drive circuit system (first drive circuit) that drives the switching element based on the drive signal output from the drive signal output terminal VGH is configured to drive the switching elements Q1 and Q4.
[0081]
Here, an example of the structure of the drive transformers CDT-1 and CDT-2 will be described with reference to FIGS.
First, the drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2) shown in FIG. 2 includes an EE-type core in which E-type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other.
Then, a bobbin B formed of, for example, resin or the like is provided in a shape obtained by dividing the primary and secondary winding portions so as to be independent from each other. Primary windings (N11, N21) are wound around one of the winding portions of the bobbin B. Further, secondary windings (N12, N22) are wound around the other winding portion. By attaching the bobbin B on which the primary winding and the secondary winding are wound to the EE-type cores (CR1 and CR2) in this way, the winding on the primary winding and the winding on the secondary winding are different from each other. Depending on the region, the EE type core is wound around the center magnetic leg. Thus, the structure of the entire drive transformer CDT is obtained.
In this case, in the EE type core, no gap is formed with respect to the center magnetic leg. As a result, a tight coupling state with a required coupling coefficient is obtained.
[0082]
The drive transformer CDT (CDT-1, CDT-2) may have a structure using a U-shaped core as shown in FIG.
The drive transformer CDT shown in FIG. 3 combines two U-shaped cores CR11 and CR12 to form a UU-shaped core. At this time, the opposing surfaces of the magnetic legs are kept in contact with each other without forming a gap with respect to the surfaces of the U-shaped cores CR11 and CR12 which oppose each other.
Then, on the bobbin B, the primary windings (N11, N21) and the secondary windings (N12, N22) are wound around the winding portions divided from each other as shown in the drawing, and The magnetic head is attached to one of the magnetic legs of the UU type core thus formed.
[0083]
Subsequently, the switching drive operation of the switching elements Q1 to Q4 by the configuration of the switching drive circuit system described above with reference to FIG. 1 will be described.
In the present embodiment, as described later, the two sets of herb bridge circuits (Q1, Q2) (Q3, Q4) perform switching operations according to the level of the AC input voltage VAC (commercial AC power supply AC). Switching is performed between an operation mode and an operation mode in which only one set of half bridge circuits (Q1, Q2) performs a switching operation. However, here, as a basic operation, an operation in a case where the two sets of half-bridge circuits perform a switching operation together, that is, an operation in a case where all of the switching elements Q1 to Q4 are switching-driven will be described.
[0084]
In the control IC 2, an oscillation signal of a required frequency is generated by an internal oscillation circuit. The oscillation circuit varies the frequency of the oscillation signal according to the level of the control output input from the control circuit 1 to the terminal Vc as described later.
Then, the control IC 2 generates a high-side drive signal and a low-side drive signal using the oscillation signal generated by the oscillation circuit. Then, the drive signal for the high side is output from the drive signal output terminal VGH, and the drive signal for the low side is output from the drive signal output terminal VGL.
[0085]
The switching drive timing of the switching elements Q1 to Q4 based on the drive signals output from the drive signal output terminals VGH and VGL as described above will be described with reference to FIG. FIG. 4 shows the gate-source voltages of the switching elements Q1 to Q4.
First, with reference to FIGS. 4A and 4B, a high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH and a low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL. The switching timing of the switching elements Q1 and Q2 according to the relationship with the signal will be described.
[0086]
The high-side drive signal output from the drive signal output terminal VGH is applied to the switching element Q1 via the gate resistor R11. As a result, a waveform corresponding to the high-side drive signal is obtained as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1.
That is, as shown in FIG. 4A, a period in which a rectangular pulse having a positive polarity is generated and a period in which the voltage is 0 V are obtained within one switching cycle.
By the gate-source voltage VGH1 shown in FIG. 4A, the switching element Q1 is first turned on at a timing at which a positive rectangular wave pulse is obtained within one switching cycle. You. That is, in order for the switching element Q1 to be turned on, it is necessary to apply a voltage of an appropriate level equal to or higher than the gate threshold voltage (≒ 5 V). Since the gate-source voltage VGH1 as the positive pulse is set to be 10 V, a state where the voltage is turned on corresponding to the period in which the positive pulse is applied is obtained. When the gate-source voltage VGH1 is 0 V and becomes equal to or lower than the gate threshold voltage, the state is switched to the off state. With such timing, the switching element Q1 performs a switching operation so as to be turned on / off.
[0087]
On the other hand, a low-side drive signal output from the drive signal output terminal VGL is applied to the switching element Q2 via the gate resistor R21. In response to this drive signal, a gate-source voltage VGL1 of the switching element Q2 having a waveform shown in FIG. 4B is obtained.
That is, the gate-source voltage VGL1 has the same waveform as the gate-source voltage VGH1 of the switching element Q1 shown in FIG. 4A, and the timing is the same as the gate-source voltage VGH1. A waveform having a phase difference of 180 ° is obtained. From this, the switching element Q2 is switched and driven by the timing of turning on / off alternately with the switching element Q1. As described above, the switching elements Q1 and Q2 are driven so as to obtain a switching operation as a half-bridge circuit that performs switching at a timing of being alternately turned on / off.
[0088]
Further, according to FIGS. 4A and 4B, between the time when the switching element Q1 is turned off and the switching element Q2 is turned on, and the time when the switching element Q2 is turned off and the switching element Q1 is turned on. The period td is formed.
[0089]
This period td is a dead time during which both the switching elements Q1 (Q4) and Q2 (Q3) are turned off. The period td as the dead time is a partial voltage resonance operation so that the charging and discharging operation of the partial resonance capacitors Cp1 and Cp2 can be reliably obtained in a short time at the timing when the switching elements Q1 to Q4 are turned on / off. It is formed for the purpose of doing. The time length as such a period td can be set, for example, on the control IC 2 side. In the control IC 2, the drive signal is set so that the period td is formed by the set time length. The duty ratio of the pulse width of the drive signal to be output from the output terminals VGH and VGL is varied.
[0090]
Next, the on / off timing of the switching elements Q3 and Q4 will be described assuming that the relationship between the on / off timings of the switching elements Q1 and Q2 is obtained as the switching operation.
According to the above description, the drive signal for the high side output from the drive signal output terminal VGH is applied to the gate of the switching element Q1, and the switching element is driven through the transformer coupling of the drive transformer CDT-2. It will also be applied to Q4.
When the drive signal for the high side is transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-2, the drive signal obtained on the secondary side is based on the 0 level. Is obtained as a waveform inverted to positive / negative. Accordingly, the gate-source voltage VGH2 of the switching element Q4 to which the drive signal is applied from the secondary winding side of the drive transformer CDT-2 is as shown in FIG. 4C.
[0091]
In other words, within one switching period, a period during which a positive-polarity rectangular wave pulse of +10 V is obtained and a period during which a negative-polarity −10 V rectangular wave pulse is obtained are obtained. Here, the period during which the positive-polarity +10 V rectangular wave pulse is obtained is the same as the period during which the gate-source voltage VGH1 of FIG. 4A obtains the positive-polarity rectangular pulse. Further, the period during which the −10 V rectangular wave pulse due to the negative polarity is the same as the period during which the gate-source voltage VGH1 in FIG.
When the gate-source voltage VGH2 having such a waveform is obtained, the switching element Q4 is turned on during a period during which a positive-polarity rectangular pulse is obtained within one switching cycle. You. On the other hand, it is turned off during the period in which the rectangular pulse of the negative polarity is obtained. Therefore, the ON / OFF timing of the switching element Q4 is the same as that of the switching element Q1 corresponding to the gate-source voltage VGH1 in FIG. That is, the switching element Q4 is switched so as to be turned on / off at the same timing as the switching element Q1.
[0092]
Also, for the switching element Q3, a low-side drive signal (gate voltage) output from the drive signal output terminal VGL is applied via the drive transformer CDT-1.
The low-side drive signal is also transmitted from the primary side to the secondary side via the transformer coupling of the drive transformer CDT-1 to be a signal having a waveform that is inverted to positive / negative with respect to the 0 level. It will be obtained on the secondary side. For this reason, as shown in FIG. 4D, the gate-source voltage VGL2 of the switching element Q3 has a positive-polarity +10 V rectangular wave pulse within one switching cycle and a negative-polarity -10 V pulse within one switching cycle. Is obtained. In response to this, the switching element Q3 is turned on during a period during which a positive-polarity rectangular pulse is obtained and off during a period during which a negative-polarity rectangular pulse is obtained within one switching cycle. A switching operation is performed.
The on / off timing is the same as that of the switching element Q2 corresponding to the gate-source voltage VGL1 in FIG. 4B, and accordingly, the switching element Q3 is turned on / off at the same timing as the switching element Q2. That is, the switching drive is performed.
Then, the switching element Q3 and the switching element Q4 are turned on / off alternately. That is, the switching operation as a set of half-bridge circuits is obtained depending on the switching elements Q3 and Q4.
[0093]
According to such a configuration, in the circuit shown in FIG. 1, each of the half-bridge circuits including the set of the switching elements [Q1, Q2] and the set of the switching elements [Q3, Q4] is synchronized with the switching frequency. Thus, the switching drive is enabled at the same time.
In this embodiment, only one control IC 2 can simultaneously drive two sets of switching converters in a parallel relationship so that the switching frequencies are synchronized.
[0094]
Although illustration by illustration is omitted, three ICs are required, for example, in a case where two half-bridge circuits are switched by a switching frequency control method as a prior art.
In other words, a general-purpose drive IC for a current resonance type converter employs a configuration in which one set of switching elements is driven on the high side and the low side. That is, one drive IC adopts a configuration for driving the switching element Q1 forming one set of half bridge circuits. Therefore, when driving two sets of half bridge circuits, two sets of drive ICs are required. In addition, since two sets of drive ICs need to be able to perform switching drive with switching frequency control in synchronization, a control IC that can be driven by switching frequency control is provided separately from these drive ICs. It is necessary. In this way, at least three ICs are required.
[0095]
On the other hand, in the configuration of the drive circuit system for the switching elements shown in FIG. 1, as described above, only one control IC 2 can be used as an IC for switching drive. As a result, the number of ICs is reduced, and accordingly, the number of external components of the ICs is reduced, so that the circuit scale is reduced and the cost is reduced.
[0096]
However, in the power supply circuit shown in FIG. 1, drive transformers CDT-1 and CDT-2, and a capacitor C3A and a resistor R3A for inputting a drive signal to these drive transformers, and a capacitor C3B and a resistor R3B are newly added. Will be. However, the total number of these components and the external components of the control IC 2 is about 15 in total, and the number of components of the power supply circuit shown in FIG. Has been significantly reduced. In addition, since the drive transformers CDT-1 and CDT-2 are also very small in size, the power supply circuit shown in FIG. 1 is compared with the prior art in comparison with a plurality of switching driving ICs. The circuit scale is much smaller. In addition, cost reduction as a separately excited full bridge coupling type power supply circuit is effectively achieved.
Further, as the number of switching driving ICs is reduced, power consumption is reduced accordingly.
Further, in the power supply circuit shown in FIG. 1, as shown in FIGS. 4C and 4D, the gate-source voltage VGH2 of −10 V inverted to negative polarity when the switching elements Q3 and Q4 are turned off. , VGL2 are applied. As a result, for the switching elements Q3 and Q4, the fall time at the time of turn-off is shortened, and accordingly, the power loss due to the fall time is reduced. As a result, power conversion efficiency is improved, and heat generation in the switching elements Q3 and Q4 is also reduced.
In this manner, the power supply circuit of the present embodiment has the above-described advantages even when viewed simply as a current resonance type power supply circuit including two sets of half-bridge circuits.
[0097]
The power supply circuit according to the present embodiment shown in FIG. 1 has a switching operation (hereinafter, referred to as “combined resonance type converter”) using two sets of half-bridge circuits (composite resonance type converters) in the AC 100 V system under the above-described configuration. The operation mode is switched so that the AC 200 V system performs a switching operation by a half-bridge coupling method (hereinafter also referred to as a single operation mode).
[0098]
In the power supply circuit shown in FIG. 1, a voltage dividing line in which voltage dividing resistors R4, R5 and R6 are connected in series is connected in parallel with the smoothing capacitor Ci. The cathode of the Zener diode ZD1 is connected to the connection point (voltage division point) of the voltage division resistors R5 and R6 in this voltage division line. The anode of Zener diode ZD1 is connected to the base of NPN transistor Q5. A resistor R7 and a capacitor C5 are connected in parallel between the anode of the Zener diode ZD1 and the primary side ground as shown in the figure.
The collector of the transistor Q5 is connected to the connection point between the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 and the resistor R3A, and the emitter is grounded to the primary side ground.
With the above circuit configuration, a switching control circuit is provided for switching the operation mode of the power supply circuit between the parallel operation mode and the single operation mode according to the AC 100 V system and the 200 V system.
[0099]
The operation of the switching control circuit is as follows.
Here, the voltage dividing ratio based on the resistance value of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) is set as follows. In other words, the potential at the voltage dividing point of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) becomes equal to or less than the reverse voltage of the Zener diode ZD1 at the level of the rectified smoothed voltage Ei corresponding to the AC input voltage VAC = 150 V or less. At the level of the rectified smoothed voltage Ei corresponding to the input voltage VAC = 150 V or higher, the level is equal to or higher than the reverse voltage of the Zener diode ZD1. Here, a state in which the AC input voltage VAC is 150 V or less corresponds to a state in which a commercial AC power supply of 100 V AC is input. A state where the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V corresponds to a state in which a commercial AC power supply of AC 200 V is input.
[0100]
By setting the voltage dividing ratio of the voltage dividing line (resistors R4-R5-R6) as described above, the Zener diode ZD1 is in a non-conductive state when the AC input voltage VAC = 150V or less. Therefore, no base current is supplied to the base of the transistor Q5, and the transistor Q5 is turned off. In this case, a drive signal is supplied from the drive signal output terminal VGL of the control IC 2 to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1 via the capacitor C3A and the resistor R3B.
As a result, for example, as described above with reference to FIG. 4, a state in which the four switching elements Q1 to Q4 are switched is obtained. That is, a parallel operation mode is obtained.
[0101]
On the other hand, when the AC input voltage VAC is equal to or higher than 150 V, the Zener diode ZD1 is turned on, and a base current is supplied to the base of the transistor Q5. As a result, the transistor Q5 is turned on.
When the transistor Q5 is turned on, the drive signal supplied from the drive signal output terminal VGL via the capacitor C3A and the resistor R3B is grounded to the primary side ground via the collector and the emitter of the transistor Q5. Therefore, no drive signal is supplied to the primary winding N11 of the drive transformer CDT-1.
As a result, the switching element Q3 on the secondary side of the drive transformer CDT-1 enters a state where the switching operation is stopped.
At this time, the drive signal is supplied to the switching element Q4 which forms a half bridge circuit with the switching element Q3. However, when the switching element Q3 on the high side stops the switching operation, the switching element Q4 connected in series to the low side of the switching element Q3 also stops the switching operation.
[0102]
As a result, of the switching elements Q1, Q2, Q3, Q4, only the switching elements Q1, Q2 perform the switching operation. That is, a single operation mode is obtained in which only the composite resonance type converter including the half bridge circuit including the switching elements Q1 and Q2 performs the switching operation.
[0103]
Here, the operation mode of the above-described AC 100 V system and the operation mode of the AC 200 V system are shown in comparison with the waveform diagram of FIG.
First, FIGS. 5A to 5E show the operation in the case of the AC 100 V system. FIGS. 5A and 5B show the drain-source voltages VQ1 and VQ4 of the switching elements Q1 and Q4, and the switching output currents IQ1 and IQ4. The drain-source voltages VQ1 and VQ4 shown in FIG. 5A are at 0 level when the switching elements Q1 and Q4 are turned on, and are rectified and smoothed voltages Ei when the switching elements Q1 and Q4 are turned off. The waveform clamped at the level is obtained.
The switching output currents IQ1 and IQ4 shown in FIG. 5B correspond to the periods in which the switching elements Q1 and Q4 are turned on, as shown in FIG. In the remaining period, a waveform that flows from the drain to the source and has a positive polarity is obtained. In addition, it becomes 0 level in response to the off period.
[0104]
On the other hand, FIGS. 5C and 5D show the drain-source voltages VQ2 and VQ3 of the switching elements Q2 and Q3, and the switching output currents IQ2 and IQ3. Each of the waveforms shown in FIGS. 5C and 5D has a phase difference of approximately 180 ° with respect to each of the waveforms of FIGS. 5A and 5B corresponding to the switching elements Q1 and Q4. In addition, the waveform has the same change pattern.
[0105]
From these waveforms, the half-bridge circuit composed of the set of switching elements [Q1, Q2] and the half-bridge circuit composed of the set of switching elements [Q3, Q4] also synchronize the ON / OFF timing with the same switching cycle. It can be seen that the switching operation is performed as follows.
The on / off timing of each switching element between the half bridge circuit (Q1, Q2) and the half bridge circuit (Q3, Q4) is such that the switching element Q1 and the switching element Q4 are the same, and the switching element Q2 and the switching element Q2 are switched. These waveforms also indicate that the element Q3 has the same relationship.
[0106]
FIG. 5E shows the waveform of the switching output current I1 flowing through the first primary-side series resonance circuit (C1-N1).
This switching output current I1 is obtained by combining the switching output current IQ1 shown in FIG. 5B and the switching output current IQ2 shown in FIG. 5D. Although not shown, the same waveform is obtained as the switching output current flowing through the second primary side series resonance circuit (C1A-N1A) by the switching output currents output from the switching elements Q3 and Q4.
[0107]
On the other hand, the operation in the case of the AC 200 V system is shown in FIGS. 5 (f) to 5 (j).
[0108]
In this case, FIGS. 5F and 5G show only the drain-source voltage VQ1 of only the switching element Q1 and only the switching output current IQ1.
FIGS. 5H and 5I also show the drain-source voltage VQ2 and the switching output current IQ2 for only the switching element Q2.
Then, as shown in FIG. 5 (k), the switching output currents IQ3 and IQ4 of the switching elements Q3 and Q4 have waveform changes according to the on / off states of the switching output currents IQ1 and IQ2 of the switching elements Q1 and Q2. However, it remains at 0 level. This indicates that the switching elements Q3 and Q4 are off.
[0109]
Further, as shown in FIGS. 5 (f) and 5 (h), during the period when the switching element is off, the level of the rectified smoothed voltage Ei is obtained as the voltage between both ends (drain-source voltage). As can be seen by comparing the waveforms of FIGS. 5 (f) and 5 (h) with the waveforms of FIGS. 5 (a) and 5 (c) showing the voltage between the drain and the source in the AC 100 V system, the rectification smoothing in the AC 200 V system The level of the voltage Ei is almost twice as high as that of the AC 100 V system. In other words, the rectification circuit system that generates the rectified smoothed voltage Ei performs the full-wave rectification operation (single-voltage rectification operation) regardless of whether it is in the AC 100 V system or the AC 200 V system. The change has been obtained.
[0110]
In this case, the switching output current I1 is, as shown in FIG. 5 (j), the switching output current IQ1 shown in FIG. 5 (g) and the switching output current IQ2 shown in FIG. 5 (i). It becomes a waveform obtained by synthesis.
[0111]
As described above, in the case of the AC 200 V system, the switching elements Q3 and Q4 stop the switching operation and perform the switching operation at the timing when the switching elements Q1 and Q2 are alternately turned on / off. That is, a single operation mode in which only the half-bridge circuit (Q1, Q2) performs a switching operation is obtained.
[0112]
The AC-DC power conversion efficiency (ηAC-DC) of the power supply circuit shown in FIG. 1 was tested under the condition of load power Po = 300 W, and the following results were obtained.
First, when the AC input voltage VAC = 100 V was input corresponding to the AC 100 V system and the parallel operation mode was set, ηAC-DC = 92.0% was obtained. Further, when the AC input voltage VAC = 230 V was input corresponding to the AC 200 V system and the single operation mode was set, ηAC-DC = 93.9% was obtained.
In obtaining the above experimental results, the components of the main part were selected as follows.
First, as the insulation converter transformers PIT-1 and PIT-2, the number of turns of the primary winding N1 is 30T, and the number of turns of the secondary winding N2 is 23T + 23T with the center tap as a boundary.
Further, a primary side series resonance capacitor C1 = 0.033 μF and a partial voltage resonance capacitor Cp1 = Cp2 = 680 pF were selected.
[0113]
As can be understood from the above description, in order to support the wide range, the power supply circuit according to the present embodiment first includes two composite resonance type converters each including a half bridge circuit. Note that, as described with reference to FIG. 1, these composite resonance converters are connected in parallel with the DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei).
Then, the operation mode is switched so that the two composite resonance type converters operate in synchronization in the AC 100 V system in a parallel operation mode, and the single operation mode in which only one composite resonance type converter operates in the AC 200 V system. It is configured as follows.
Thus, a normal full-wave rectifier circuit can be used as a rectifier circuit system that generates a DC input voltage (rectified smoothed voltage Ei) from the commercial AC power supply AC. That is, it is not necessary to adopt a configuration for switching the rectification operation as in the circuits shown in FIGS. 6, 7, and 8.
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 1, only one smoothing capacitor for the DC input voltage is required. In addition, since an electromagnetic relay is not required, it is possible to reduce the cost and reduce the size and weight of the circuit board as a power supply circuit compatible with a wide range.
[0114]
Further, according to the configuration of the present embodiment, even if the nominal AC 220 V or 240 V commercial AC power supply drops to 150 V or less and malfunctions due to, for example, an instantaneous power failure, the switching operation changes from the parallel operation mode to the single operation mode. Only. That is, since the DC input voltage level does not rise due to the switching to the voltage doubler rectifying operation as in the circuits shown in FIGS. 6, 7, and 8, the smoothing capacitor Ci and the switching element exceed the withstand voltage. Never.
Therefore, in the present embodiment, even when the circuit shown in FIG. 1 is actually mounted on the electronic device, the rectifying operation switching composed of the comparator IC and its peripheral circuit as in the circuits shown in FIGS. There is no need to adopt a complicated circuit configuration for This also effectively reduces the cost and the size / weight of the circuit board.
[0115]
As described above, by omitting the circuit system for switching the rectifying operation including the comparator IC and the like, there is no need to detect the DC input voltage on the standby power supply side to support a wide range. Therefore, the power supply circuit according to the present embodiment can be applied to an electronic device having no standby power supply.
[0116]
In addition, for example, as a configuration including the same number of four switching elements as in the present embodiment, a configuration in which a set of converters is formed by a so-called full-bridge coupling method is known. Are also set as one set.
On the other hand, when the same four switching elements are driven as in the present embodiment, the composite resonance type converter is configured as two systems, and the insulating converter transformer is configured as two sets. As compared with the full-bridge-coupled converter described above, it is possible to reduce iron loss and copper loss in the insulating converter transformer in the parallel operation mode. That is, it is advantageous in terms of power conversion efficiency. In addition, in the single operation mode, since the loss of the switching element forming the half bridge circuit that does not perform the switching operation is eliminated, the power conversion efficiency can be improved also in this regard.
[0117]
Note that the present invention does not need to be limited to the configuration of the above-described embodiment.
First, in the above-described embodiment, the switching operation of the high-side switching element Q3 in the half-bridge circuit including the switching elements Q3 and Q4 is stopped, so that the composite resonance type converter on the half-bridge circuit (Q1, Q2) side operates. A single operation mode is obtained.
However, instead of this, by stopping the switching operation of the high-side switching element Q1 in the half-bridge circuit (Q1, Q2), the single operation mode by the composite resonance type converter on the half-bridge circuit (Q3, Q4) side is set. It may be obtained.
[0118]
In addition, for example, the switching element is an element that can be used in a separately-excited manner, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), and the constant of each of the above-described component elements also depends on actual conditions. It may be changed. Further, for example, a circuit configuration for generating a secondary-side DC output voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
[0119]
【The invention's effect】
As described above, the present invention includes two sets of current-resonant converters using a half-bridge coupling system as primary-side switching converters that perform switching by inputting a DC input voltage. Further, these current resonance type converters adopt a configuration as a composite resonance type in which partial resonance voltage circuits are combined.
When the switching element is switched, one drive signal generation circuit generates a first drive signal for the high side and a second drive signal for the low side, which are assumed to have a phase difference of 180 ° from each other. To be generated.
Then, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit are to be set to one of the same on / off timing sets using the first drive signal. And the switching drive. Also, the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit, which are to be set to the same on / off timing pair by using the second drive signal. And the switching drive.
Then, according to the level of the commercial AC power supply, a parallel operation mode (first switching operation) in which two sets of half-bridge circuits (composite resonance type converters) operate, and one set of half-bridge circuits (composite resonance type converters) ) Is operated in the single operation mode (second switching operation) in which the operation is performed. Accordingly, the rectifying circuit that rectifies and smoothes the commercial AC power supply to generate a DC input voltage (rectified and smoothed voltage) is formed as a full-wave rectifier circuit that generates a DC input voltage of the same level as the commercial AC power supply. ing.
[0120]
With such a configuration, as a power supply circuit compatible with a wide range, a rectifier circuit that generates a DC input voltage (rectified smoothed voltage) as in the past, performs a voltage doubler rectification operation according to a commercial AC power supply level. This means that there is no need to adopt a configuration in which switching is performed between the operation and the full-wave rectification operation.
As a result, the number of smoothing capacitors forming a rectifier circuit for generating a DC input voltage is reduced, for example, from two to one. Further, an electromagnetic relay for switching the rectifying operation is also omitted. As a result, the cost can be significantly reduced and the size and weight of the circuit board can be reduced.
[0121]
Further, according to the configuration of the present invention, even if the commercial AC power supply level is reduced from a 200 V AC system to a level corresponding to an AC 100 V system due to an instantaneous power failure or the like, the operation mode simply switches from the single operation mode to the parallel operation mode. Since the rectifying operation is not switched, the smoothing capacitor and the switching element do not break down. That is, unlike a conventional power supply circuit, there is no need to provide a complicated detection circuit system for preventing a malfunction in switching of the rectifier circuit due to the instantaneous power failure or the like. The size / weight reduction of the circuit board is promoted.
[0122]
In addition, as described above, the need for a detection circuit system in consideration of a countermeasure against a malfunction in switching of the rectifier circuit is eliminated, so that it is not necessary to detect the input voltage of the standby power supply. Therefore, the present invention can be mounted on an electronic device that does not have a standby power supply. As a result, the power supply circuit corresponding to a wide range can be used in an expanded range of use for the electronic device. Will be
[0123]
Further, since the isolated converter transformer is divided into two sets corresponding to the two systems of converters, the power conversion efficiency can be reduced particularly by reducing the iron loss and the copper loss of the isolated converter transformer in the parallel operation mode. It is also possible to improve.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration example of a switching power supply circuit according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a cross-sectional view illustrating a structural example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment;
FIG. 3 is a cross-sectional view illustrating a structural example of a drive transformer provided in the power supply circuit according to the embodiment;
FIG. 4 is a waveform diagram showing a gate-source voltage of a switching element in the power supply circuit according to the embodiment.
FIG. 5 is a waveform diagram showing a switching operation of the power supply circuit according to the embodiment in comparison between an AC 100 V system and an AC 200 V system.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration example of a power supply circuit as a prior art.
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating a configuration example in a case where the power supply circuit according to the related art is mounted on a television receiver.
FIG. 8 is a circuit diagram illustrating a configuration example in a case where the power supply circuit according to the related art is mounted on a television receiver.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 control circuit, 2 control IC, Di bridge rectifier circuit, Ci smoothing capacitor, Q1-Q4 switching element, CDT-1, CDT-2 drive transformer, PIT-1, PIT-2 insulation converter transformer, C1, C1A primary side series Resonant capacitor, Cp1, Cp2 Partial resonant capacitor, N1, N1A Primary winding (insulated converter transformer), N11, N21 Primary winding (drive transformer), DO1, DO2, DO3, DO4 Rectifier diode, N12, N22 Secondary winding (Drive transformer), C3A, C3B capacitors, R3A, R3B resistors, R11, R21, R31, R41 Gate resistors, R12, R22, R32, R42 Gate-source resistors, R4, R5, R6 voltage dividing resistors, ZD1 Zener diodes , Q5 transistor

Claims

Rectified smoothed voltage generating means for generating a rectified smoothed voltage at a level corresponding to the input commercial AC power supply at the same magnification,
The switching operation is performed by inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage, and a first half-bridge circuit formed by half-bridge coupling a high-side switching element and a low-side switching element. 1 switching means;
A switching operation is performed by inputting the rectified smoothed voltage as a DC input voltage, and a high-side switching element and a low-side switching element, which are different from the switching elements forming the first half-bridge circuit, are half-bridged. Second switching means comprising a second half-bridge circuit formed in combination;
Switching driving means for switchingly driving each of the switching elements,
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the first switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained by the primary winding is excited. A first insulating converter transformer formed by mounting
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the second switching means is supplied, and a secondary winding to which an alternating voltage as a switching output obtained by the primary winding is excited. A second insulated converter transformer formed by mounting
At least a leakage inductance component of a primary winding of the first insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to the primary winding of the first insulating converter transformer; A first primary-side series resonance circuit in which the operation of the switching means is a current resonance type;
At least a leakage inductance component of a primary winding of the second insulating converter transformer and a capacitance of a primary-side series resonance capacitor connected in series to a primary winding of the second insulating converter transformer; A second primary-side series resonance circuit that makes the operation of the switching means a current resonance type;
Of the two switching elements forming the first switching means, the capacitance of the first partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the primary winding of the primary winding of the first insulating converter transformer. A first primary-side partial voltage resonance circuit formed by a leakage inductance component and capable of obtaining a voltage resonance operation only in accordance with a timing at which a switching element forming the first switching means is turned on and off;
Of the two switching elements forming the second switching means, the capacitance of a second partial voltage resonance capacitor connected in parallel to one of the switching elements and the primary winding of the second insulating converter transformer A second primary-side partial voltage resonance circuit formed by a leakage inductance component and capable of obtaining a voltage resonance operation only in accordance with a timing at which a switching element forming the second switching means is turned on and off;
DC output voltage generation means configured to input an alternating voltage obtained to secondary windings of the first insulation converter transformer and the second insulation converter transformer to generate a secondary DC output voltage; ,
The switching drive means is controlled in accordance with the level of the secondary DC output voltage, and the switching frequency of the switching means is varied to perform constant voltage control on the secondary DC output voltage. Constant voltage control means,
A first switching operation in which both the first switching means and the second switching means perform a switching operation in accordance with a level of the commercial AC power supply; and a first switching operation in which the first switching means and the second switching means perform a switching operation. Switching control means for performing switching with a second switching operation in which only one of the switching means performs a switching operation,
The switching drive means includes:
A first drive signal and a second drive signal corresponding to a required frequency are generated and output as drive signals for driving each of the switching elements by a waveform assumed to have a phase difference of 180 ° from each other. A drive signal generation circuit,
On the basis of the first drive signal, the high-side switching element of the first half-bridge circuit and the low-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. , A first driving circuit,
Based on the second drive signal, the low-side switching element of the first half-bridge circuit and the high-side switching element of the second half-bridge circuit are switched so as to have the same on / off timing. , A second drive circuit,
A switching power supply circuit characterized by the above-mentioned.

The switching control means includes:
A drive signal supplied from the second drive circuit to a high-side switching element of the second half-bridge circuit, or a high-side switching element of the first half-bridge circuit from the first drive circuit By stopping one of the drive signals supplied to the second switching operation, the second switching operation is performed.
The switching power supply circuit according to claim 1, wherein: