JP2004096953A - 電力変換器 - Google Patents
電力変換器 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2004096953A JP2004096953A JP2002257926A JP2002257926A JP2004096953A JP 2004096953 A JP2004096953 A JP 2004096953A JP 2002257926 A JP2002257926 A JP 2002257926A JP 2002257926 A JP2002257926 A JP 2002257926A JP 2004096953 A JP2004096953 A JP 2004096953A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- phase
- output
- rectifier
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Abstract
【課題】高力率、低高調波を達成できる電力変換器を提供する。
【解決手段】三相の各相毎にスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を設け、各スイッチング電源回路はトランスを含んで交流入力電圧を受けて、相互に１２０度の位相差を持ち、且つオフセットを持つ正弦波電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを出力するものであり、これら３つのスイッチング電源回路の出力電圧を足し合わせて出力して、正弦波分を打ち消しオフセット分が足し合わされた直流電圧ＶＯＵＴ を得るようにした。
【選択図】 図１
【解決手段】三相の各相毎にスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を設け、各スイッチング電源回路はトランスを含んで交流入力電圧を受けて、相互に１２０度の位相差を持ち、且つオフセットを持つ正弦波電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを出力するものであり、これら３つのスイッチング電源回路の出力電圧を足し合わせて出力して、正弦波分を打ち消しオフセット分が足し合わされた直流電圧ＶＯＵＴ を得るようにした。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＡＣ−ＤＣコンバータのような電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換器の一例である三相のＡＣ−ＤＣコンバータには、通常、三相全波整流回路が使用されている。ところが、従来の三相全波整流回路では、「力率が悪い」、「高調波成分が多い」等の欠点があった。以下に、このことを説明する。
【０００３】
従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図１６に、動作波形を図１７にそれぞれ示す。図１６において、三相Ｕ、Ｖ、Ｗの商用電源に接続された三相全波整流器１００の出力電圧をリアクトル１０１と電解コンデンサ１０２で平滑した電圧が、負荷１０３に接続されている。三相全波整流器１００は６個のダイオードＤ１０１〜Ｄ１０６から成る。
【０００４】
図１７は、図１６の三相入力電源の各線間電圧波形（ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＷＵ間電圧）を示す。また、各相に流れている電流波形ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ も図１７中に示す。動作波形から、各相の電流の導通角が１２０度になるため、各相の電流波形は高調波成分を多く含み、力率の悪いこと（約０．９５５）がわかる。
【０００５】
このため図１８に示すような三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータが提案されている。この回路は、三相入力電源の各相Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれリアクトル２０４、２０５、２０６が接続されている。そして、それに続く三相全波整流器２００の各ダイオードＤ２０１〜Ｄ２０６と並列に半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６が接続されている。その出力の両端にコンデンサ２０２を接続して、負荷２０３へ安定した直流電圧を供給できる回路構成になっている。
【０００６】
この回路では図示しない制御回路により半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６をオン、オフすることにより、三相入力電源の各相に流れる電流波形の力率改善と高調波低減を行っている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
【非特許文献１】
鈴木 義男、外４名、「ソフトスイッチング型三相入力高力率整流器」、Ｏｒｉｇｉｎ ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ ＪＯＵＲＮＡＬ 第６０号 ５〜１２頁、１９９７年５月１日、オリジン電気株式会社発行
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１８の回路においては、半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６をオン、オフさせる制御アルゴリズムが複雑であり、効率が悪くコストが高くなる等の欠点がある。
【０００９】
そこで、本発明の課題は高力率、低高調波を達成できる電力変換器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は三相交流を直流に変換する電力変換器であり、三相の各相毎に変換回路を設け、各変換回路は第１のトランスを含んで交流入力電圧を受けて、相互に１２０度の位相差を持ち、且つオフセットを持つ正弦波電圧を出力するものであり、これら３つの変換回路の出力電圧を足し合わせて出力するようにしたことを特徴とする。
【００１１】
本電力変換器においては、前記各変換回路は主回路と該主回路を制御するための制御回路とを含み、前記主回路は、前記交流入力電圧を整流するための第１の整流器と、スイッチング素子を含んで整流された直流電圧に対してパルス幅変調を行うことで前記正弦波電圧を出力するためのパルス幅変調回路とを含む。
【００１２】
本電力変換器においてはまた、前記制御回路は、前記パルス幅変調回路に対してその変調度を規定するための信号を与える変調度制御信号発生手段を含む。
【００１３】
本電力変換器においては更に、前記主回路においては、前記第１のトランスが前記パルス幅変調回路の出力側に接続される。
【００１４】
本電力変換器においては、更に、前記第１のトランスの二次側に接続された第２の整流器と、該第２の整流器に接続された第１のフィルタ回路とを含んでも良い。
【００１５】
本電力変換器においては、前記３つの変換回路の出力電圧を足し合わせた後に整流を行う第３の整流器を備えるようにしても良い。
【００１６】
本電力変換器においては、前記変調度制御信号発生手段は、前記交流入力と同じ位相の正弦波を得るための変換手段と、該変換手段の出力を整流するための第４の整流器と、前記変換回路の出力電流を検出するための電流検出器と、検出された出力電流と設定値との差を出力するための誤差増幅器と、前記第４の整流器の出力に前記差を乗算して出力する乗算手段と、該乗算手段の出力を比較用の三角波と比較して比較結果を前記変調度制御信号として出力するための比較手段とを含む。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、電力変換器の一例であるＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明する。本形態によるＡＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、以下ＰＦＣと略称する）回路とも呼ばれるものであり、三相入力のうち、各相を入力とした絶縁型力率改善型スイッチング電源回路の出力を３台分直列接続して、負荷に接続することで上記の欠点を解決したものである。つまり、本ＰＦＣ回路では、三相入力電源の相電圧、相電流が同位相になるように動作し、且つ電流波形が正弦波であるため高力率、低高調波を達成することができる。
【００１８】
本発明によるＰＦＣ回路の原理を、正弦波の性質、ＰＦＣ主回路、ＰＦＣ制御回路の３つに分けて説明する。
【００１９】
はじめに、正弦波の性質について説明する。三相交流を構成する正弦波をそれぞれ正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとすると、正弦波Ｂは正弦波Ａより位相が１２０度遅れ、正弦波Ｃは正弦波Ａより位相が２４０度遅れている。正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの電圧ＶＡ 、ＶＢ 、ＶＣ を式で表すと、以下のようになる。
【００２０】
正弦波Ａ：ＶＡ ＝ｓｉｎωｔ （１）
正弦波Ｂ：ＶＢ ＝ｓｉｎ（ωｔ−２π／３） （２）
正弦波Ｃ：ＶＣ ＝ｓｉｎ（ωｔ−４π／３） （３）
この正弦波Ａ、Ｂ、Ｃは、三相交流電源の各相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）と同じ関係となっている。
【００２１】
図１２に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとそれぞれを足し合わせた波形を示す。図１２に示すように、１２０度ずつ位相のずれた正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを足し合わせた波形は、直線（大きさは０）となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２２】
ＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ
＝ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
＝ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（−２π／３）
＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎ（−２π／３）＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（−４π／３）
＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎ（−４π／３）
＝ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ−（１／２）・ｓｉｎωｔ
−（√３／２）・ｃｏｓωｔ
＝０ （４）
また、図１３に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにオフセットを持たせた波形と、それぞれを足し合わせた波形を示す。図１３に示すように、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにそれぞれオフセットα、β、γを持たせ、それぞれを足し合わせた波形は直線（大きさはそれぞれのオフセットを足した値）となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２３】
ＶＡ ＋α＋ＶＢ ＋β＋ＶＣ ＋γ
＝ＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ ＋α＋β＋γ
＝α＋β＋γ （５）
これは、式（４）よりＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ ＝０であることによる。
【００２４】
これにより、三相入力の各相電圧（ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵ）を入力電圧とする回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を想定した場合、各回路の出力が、各回路の入力電圧と同じ位相関係でオフセットを持つものであるならば、それらを加算（直列接続）すると直流電圧となることがわかる。
【００２５】
なお、本発明において対象とする直流というのは、時系列的にみてまったく正あるいは負の電圧値に変動の無いものだけでなく、正あるいは負の片側において値が振れるものも直流に含まれるものとする。つまり、正あるいは負の片側において低周波で電圧値が変動するものや、パルス状に変動するものも直流に含まれるものとする。
【００２６】
上記のように回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力が、各回路の入力電圧と同じ位相関係でオフセットを持つものにするために、入力電圧を二乗することを考えた。
【００２７】
図１４に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形と、それらを足し合わせた波形を示す。正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形はオフセットを持ち、各線間電圧の位相ずれの関係は変わらない正弦波となるので、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗して足し合わせた波形は直線波形となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２８】
ＶＡ ２ ＋ＶＢ ２ ＋ＶＣ ２
＝ｓｉｎ２ ωｔ＋ｓｉｎ２ （ωｔ−２π／３）＋ｓｉｎ２ （ωｔ−４π／３）
＝ｓｉｎ２ ωｔ
＋｛−（１／２）・ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ｝２
＋｛−（１／２）・ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ｝２
＝ｓｉｎ２ ωｔ
＋（１／４）・｛ｓｉｎ２ ωｔ＋２√３・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓωｔ
＋３・ｃｏｓ２ ωｔ｝
＋（１／４）・｛ｓｉｎ２ ωｔ−２√３・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓωｔ
＋３ｃｏｓ２ ωｔ｝
＝ｓｉｎ２ ωｔ＋（１／２）・ｓｉｎ２ ωｔ＋（３／２）・ｃｏｓ２ ωｔ
＝（３／２）・ｓｉｎ２ ωｔ＋（３／２）・（１−ｓｉｎ２ ωｔ）
＝３／２
これにより、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧である、三相入力のうち各相 （ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）を二乗し、それらを加算（直列接続）すると直流電圧となることがわかる。また、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ では、入力電圧を一度整流し二乗するが、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値を二乗したものを足し合わせた波形も図１４と同様に直線波形となる。
【００２９】
回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ では、入力電圧を一度整流した後二乗するが、この時の回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流波形は、整流した正弦波と整流していない正弦波を乗算した波形となる。
【００３０】
上記の説明は入力電圧を二乗する場合であるが、同位相の入力電圧、すなわち正弦波電圧を掛け合わせた場合も同じ結果が得られる。つまり、ある正弦波の入力電圧に同じ位相の正弦波電圧を掛け合わせた場合も同じ結果が得られることを意味する。
【００３１】
図１５に波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´を示す。波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´は各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値と各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを掛け合わせた波形である。また、図１５には波形Ａ´からＢ´、波形Ｂ´からＣ´、波形Ｃ´からＡ´を引いた波形も示す。波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´を前述のように引くと、図１５の通りほとんど歪みの無い（歪み率１％程度）の正弦波となる。この波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´は、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流と同じとなり、それぞれを引いた波形は相電流と同じになるので、相電流はほとんど歪みの無い正弦波となる。
【００３２】
次に、本発明によるＰＦＣ回路の原理について説明する。
【００３３】
図３にＰＦＣ回路の原理図を示す。回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ にはそれぞれ、三相の各相の電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵを入力する。回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＶＷはＶＵＶより位相が１２０度遅れ、ＶＷＵはＶＵＶより位相が２４０度遅れており、前の正弦波の性質において説明した正弦波Ａ、Ｂ、Ｃと電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは同じ位相関係である。よって、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ から入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵの絶対値を二乗したものと同じ位相関係の正弦波電圧を出力させることで、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧を足し合わせた電圧は直流となる。
【００３４】
上記のような動作をした時、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは同位相となる。この時の入力電流波形は、入力線間電圧の絶対値と入力電圧を掛けた波形となる。入力電流ＩＡ からＩＢ 、ＩＢ からＩＣ 、ＩＣ からＩＡ を引いたもの、つまり相電流は、前の正弦波の性質で説明した通り、ほとんど歪みの無い正弦波となる。また、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵとが同位相であれば、入力電源の相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ は同位相となる。つまり、本ＰＦＣ回路は、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵの位相関係が、図４に示すベクトル図となるように動作する。
【００３５】
以上のことにより、歪みの無い相電流と相電圧が同位相となり、ＰＦＣ回路は高力率で低高調波を達成できる。
【００３６】
上記の原理に基づいた、本発明によるＰＦＣ回路の実施の形態について説明する。図１はＰＦＣ主回路のブロック図を示す。前に述べた回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ は、以下ではスイッチング電源回路（変換回路）と呼ぶ。そして、ＰＦＣ回路はスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を備える。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ は同じ回路構成なので、以下ではスイッチング電源回路ＣＡ の構成について説明する。
【００３７】
スイッチング電源回路ＣＡ のＰＦＣ主回路は、整流器１１（第１の整流器）の出力にパルス幅変調回路１２を接続した回路と、整流器１３（第２の整流器）の出力にフィルタ回路１４（第１のフィルタ回路）を接続した回路とを絶縁トランス１５（第１のトランス）で接続して成る。つまり、パルス幅変調回路１２の出力側と整流器１３の入力側とを絶縁トランス１５で接続している。
【００３８】
パルス幅変調回路１２では制御変数である変調度を変化させ、入力電圧の整流波形に同じ位相の整流波形を掛け合わせることと同じ動作を行っている。よって、スイッチング電源回路ＣＡ の出力電圧は入力電圧を二乗したものと同位相となり、スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力を足し合わせることで、本ＰＦＣ回路の出力電圧は直流となる。このときの相電流と相電圧は歪みが無く同位相となるので、この回路は高力率で低高調波となる。
【００３９】
なお、図１において、整流器１１、パルス幅変調回路１２、整流器１３、フィルタ回路１４の下側に付した波形図はそれぞれ、左上側が入力波形、右下側が出力波形である。つまり、整流器１１では交流波形が全波整流波形にされ、パルス幅変調回路１２では全波整流波形が正負のパルス状波形にされ、整流器１３では正負のパルス状波形が正のパルス状波形にされ、フィルタ回路１４では正のパルス状波形が正弦波形にされている。
【００４０】
また、スイッチング電源回路ＣＡ の出力端子ＰはそのままＰＦＣ回路の一方の出力端子となり、出力端子Ｎはスイッチング電源回路ＣＢ の出力端子Ｐに接続され、スイッチング電源回路ＣＢ の出力端子Ｎはスイッチング電源回路ＣＣ の出力端子Ｐに接続され、スイッチング電源回路ＣＣ の出力端子ＮはそのままＰＦＣ回路の他方の出力端子となる。
【００４１】
次に、ＰＦＣ制御回路について説明する。図２はＰＦＣ制御回路の構成図を示す。図２でもスイッチング電源回路ＣＡ のみ制御回路の構成を示しているが、スイッチング電源回路ＣＢ 、ＣＣ 共にスイッチング電源回路ＣＡ と同じ制御回路を持つ。
【００４２】
制御回路は、スイッチング電源回路ＣＡ の入力線間電圧ＶＵＶを検出するためのトランス２１（変換手段）、全波整流器２２（第４の整流器）を有すると共に、出力電流値を検出するための出力電流検出器ＤＣ−ＣＴを有する。検出された出力電流値は誤差増幅器２３にてあらかじめ決められている設定値と比較され、誤差成分が制御量として出力される。全波整流器２２の出力は乗算器２４により制御量と乗算され、乗算結果を示す信号ＳＡは変調制御信号発生部２５により所定の三角波と比較され、比較結果がパルス状の変調度制御信号として出力される。図２にも、各部の波形を付している。
【００４３】
このようにして、本制御回路では、変調度制御信号をパルス幅変調回路１２に与える。この変調度制御信号に基づいてパルス幅変調回路１２内のスイッチング素子がオン、オフされる。
【００４４】
本制御回路の入力電圧は、トランス２１等によってＰＦＣ主回路と絶縁されている。スイッチング電源回路ＣＡ （ＣＢ 、ＣＣ ）が入力電圧ＶＵＶ（ＶＶＷ、ＶＷＵ）を二乗したものと同じ位相関係の正弦波電圧を出力するように、その出力は入力電圧の絶対値でパルス幅変調したものとする。また、出力電圧を変化させるために、パルス幅変調をかける入力電圧の絶対値、つまり全波整流器２２の出力には、誤差増幅器２３からの制御量が乗算される。
【００４５】
続いて、シミュレーションによる検証結果について説明する。図５は、ＰＦＣシミュレーション主回路の回路図を示す。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ には、三相の各相が絶縁トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３を介して入力されている。各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは４つのダイオードから成る全波整流器ＤＭ１、ＤＭ２、ＤＭ３で全波整流される。パルス幅変調器として作用するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は変調度制御信号でオン、オフ制御されることによりＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が行われる。そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のスイッチング出力は整流器として作用するダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３で整流されると共に、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３とコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３でスイッチングリップルが平滑され、各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧となる。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを直列接続（加算）することでＰＦＣ回路としての出力電圧ＶＯＵＴ が得られ、負荷に接続される。
【００４６】
図１、図２で説明した実回路と異なり、トランスＴ１〜Ｔ３が各スイッチング電源回路の入力に配置されているのは、シミュレーションを簡単にするためである。
【００４７】
次に、図６を参照してシミュレーション制御回路について説明する。図５で説明したスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を動作させるための変調度制御信号は、各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵと同位相の電圧ＶＵＶ´、ＶＶＷ´、ＶＷＵ´を４つのダイオードから成る全波整流器ＤＭ２１、ＤＭ２２、ＤＭ２３で全波整流したものを比較器（変調度制御信号発生部に対応）Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３でパルス幅変調したものとなっている。つまり、比較器Ｕ１〜Ｕ３はそれぞれ、全波整流された電圧を三角波発生器Ｖ１〜Ｖ３で生成される三角波と比較して、比較結果をパルス状の変調度制御信号としてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３に出力する。
【００４８】
図７は、図５、図６によるＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ と各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを示す。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧は、ＶＢＯＵＴはＶＡＯＵＴより位相が１２０度遅れ、ＶＣＯＵＴはＶＡＯＵＴより位相が２４０度遅れ、それらを足し合わせたＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ は直流となった。
【００４９】
また、図８に示すように、相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ が同位相となった。
【００５０】
更に、図９に示すように、例えばスイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ は同位相であった。
【００５１】
なお、シミュレーション結果の波形がやや乱れているのは、シミュレーションを可能にするために、精度を荒くしているためである。
【００５２】
次に、実回路での検証結果について説明する。本ＰＦＣ回路は、３つのスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ で構成されているが、スイッチング電源回路ＣＡ のみ実回路を組み試験を行った。以下では、その試験回路と試験結果について説明する。
【００５３】
図１０に試験回路としてのＰＦＣ回路を示す。スイッチング電源回路ＣＡ には、三相入力のうち一相ＶＵＶが入力されている。ＰＦＣ主回路は、４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１（図１、図２の整流器１１に対応）、スイッチング素子ＳＷ１によるパルス幅変調回路（図１、図２のパルス幅変調回路１２に対応）、ダイオードＤ１による整流器、リアクトルＬ１、Ｌ１２とコンデンサＣ１とによるフィルタ回路、スイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５によるＤＣ−ＡＣコンバータ、４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１２（図１、図２の整流器１３に対応）、リアクトルＬ１３、Ｌ１４とコンデンサＣ１３とによるフィルタ回路（図１、図２のフィルタ回路１４に対応）を含み、ＤＣ−ＡＣコンバータと全波整流器ＤＭ１２との間を絶縁トランスＴｒ１（図１、図２のトランス１５に対応）で接続している。
【００５４】
本試験回路では回路の都合上、パルス幅変調回路がスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５によるＤＣ−ＡＣコンバータに分かれているが、回路動作という点では双方同じである。
【００５５】
一方、ＰＦＣ制御回路は、スイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶが入力され、スイッチング素子ＳＷ１の変調度制御信号をパルス幅変調回路に出力する。つまり、ＰＦＣ制御回路の入力電圧ＶＵＶは４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１３で整流され、電流検出器ＤＣ−ＣＴによって電流が検出される。電流検出器ＤＣ−ＣＴの出力と三角波発生器Ｖ１からの三角波とを比較器（変調度制御信号発生部に対応）Ｕ１で比較した比較結果、つまり入力電圧をパルス幅変調したパルス状の信号がスイッチング素子ＳＷ１の変調度制御信号となる。ここでは、ＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５のデューティ比はおおよそ５０％で固定としている。
【００５６】
図１１に入力電圧ＶＵＶを整流した波形ＶＲＥＣ と出力電圧ＶＡＯＵＴの位相関係、波形ＶＲＥＣ と入力電流ＩＡ の位相関係を示す。図１０により、スイッチング電源回路ＣＡ の出力電圧ＶＡＯＵＴが、入力電圧ＶＵＶを二乗したものと同位相のオフセットを持った正弦波となった。また、入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ が同位相となった。この回路の力率を測定すると「１」となった。
【００５７】
以上のシミュレーション解析、試験により原理通りに本ＰＦＣ回路が動作することがわかった。結論を以下に簡単に記す。
【００５８】
▲１▼力率が「１」となった。
▲２▼ＰＦＣ回路の出力は直流となる。
▲３▼ＰＦＣ回路への三相入力電源の相電圧、相電流は正弦波且つ同位相となり、ＰＦＣ回路は高力率、低高調波を達成することができる。
【００５９】
なお、上記のシミュレーションのみならず、図１、図２に示すようなＡＣ−ＤＣコンバータについても試験を行った結果、シミュレーションとほぼ同じ効果が得られることが確認された。
【００６０】
以上、本発明をＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明したが、本発明はＡＣ−ＤＣコンバータに限らず、いわゆる電力変換器全般に適用可能である。また、図１、図２に示した回路もあくまでも一例であり、様々な変更が可能である。
【００６１】
例えば、図１に示されたＰＦＣ主回路においては、トランス１５のすぐ後に整流器１３、フィルタ回路１４が接続されているが、トランスのすぐ後ではなく、３つのスイッチング電源回路の出力を足し合わせた後に１つの整流器（第３の整流器）及びフィルタ回路を設ける構成でも良い。また、トランス１１はパルス幅変調回路１２の出力側ではなく、入力側に接続されても良いが、この場合、トランスは周波数の関係からやや大型になる。
【００６２】
一方、図２に示されたＰＦＣ制御回路におけるトランス２１に代えて、ＤＣ−ＣＴやフォトカプラ等を使用しても良い。また、図２に示されたＰＦＣ制御回路はアナログ回路構成となっているが、入力部及び電流検出器からの検出信号入力部にＡ−Ｄ変換器を設けると共にディジタル演算機能を持つ演算部を備えることでディジタル回路構成としても良い。加えて、図２のＰＦＣ制御回路ではスイッチング電源回路毎に誤差増幅器２３が設けられているが、誤差増幅器を出力電流検出器ＤＣ−ＣＴのすぐ後に接続することで１つの誤差増幅器からの出力を３つのスイッチング電源回路で共用することができる。また、ＰＦＣ制御回路へのフィードバックは省略されても良いし、出力電流検出器ＤＣ−ＣＴによる電流フィードバックに限らず、電圧検出器や電力検出器による電圧あるいは電力フィードバックでも良い。
【００６３】
【発明の効果】
本発明による電力変換器によれば、以下のような効果が得られる。
【００６４】
▲１▼従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータと異なり、低高調波、高力率を実現できる。
▲２▼従来のＰＦＣ回路と異なり、制御アルゴリズムが簡単である。
▲３▼従来のＰＦＣ回路より、効率が良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ主回路の構成を示した図である。
【図２】図１のＰＦＣ主回路と共に本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ制御回路の構成を示した図である。
【図３】本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ回路の原理を説明するための図である。
【図４】図３の回路において、入力電流と入力電圧の位相関係を説明するためのベクトル図である。
【図５】本発明によるＰＦＣ回路のシミュレーションのために用意された、ＰＦＣシミュレーション主回路の回路図を示す。
【図６】本発明によるＰＦＣ回路のシミュレーションのために用意された、ＰＦＣシミュレーション制御回路の回路図を示す。
【図７】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ と各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを示した波形図である。
【図８】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路の相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ を示した波形図である。
【図９】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路のスイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ を示した波形図である。
【図１０】本発明によるＰＦＣ回路の試験のために用意された、試験回路としてのＰＦＣ回路を示した図である。
【図１１】図１０の試験回路により得られた、入力電圧ＶＵＶを整流した波形ＶＲＥＣ と出力電圧ＶＯＵＴ との位相関係、波形ＶＲＥＣ と入力電流ＩＡ との位相関係を示した波形図である。
【図１２】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとそれぞれを足し合わせた波形を示した図である。
【図１３】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにオフセットを持たせた波形と、それぞれを足し合わせた波形を示した図である。
【図１４】図１４に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形と、それらを足し合わせた波形を示した図である。
【図１５】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値と各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを掛け合わせた波形を示した図である。
【図１６】従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。
【図１７】図１６の三相入力電源の各線間電圧波形及び相電流を示した波形図である。
【図１８】従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの改良例を示した図である。
【符号の説明】
１１、１３、２２ 整流器
１２ パルス幅変調回路
１４ フィルタ回路
１５、２１ トランス
２４ 乗算器
【発明の属する技術分野】
本発明はＡＣ−ＤＣコンバータのような電力変換器に関する。
【０００２】
【従来の技術】
電力変換器の一例である三相のＡＣ−ＤＣコンバータには、通常、三相全波整流回路が使用されている。ところが、従来の三相全波整流回路では、「力率が悪い」、「高調波成分が多い」等の欠点があった。以下に、このことを説明する。
【０００３】
従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成を図１６に、動作波形を図１７にそれぞれ示す。図１６において、三相Ｕ、Ｖ、Ｗの商用電源に接続された三相全波整流器１００の出力電圧をリアクトル１０１と電解コンデンサ１０２で平滑した電圧が、負荷１０３に接続されている。三相全波整流器１００は６個のダイオードＤ１０１〜Ｄ１０６から成る。
【０００４】
図１７は、図１６の三相入力電源の各線間電圧波形（ＵＶ間電圧、ＶＷ間電圧、ＷＵ間電圧）を示す。また、各相に流れている電流波形ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ も図１７中に示す。動作波形から、各相の電流の導通角が１２０度になるため、各相の電流波形は高調波成分を多く含み、力率の悪いこと（約０．９５５）がわかる。
【０００５】
このため図１８に示すような三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータが提案されている。この回路は、三相入力電源の各相Ｕ、Ｖ、Ｗにそれぞれリアクトル２０４、２０５、２０６が接続されている。そして、それに続く三相全波整流器２００の各ダイオードＤ２０１〜Ｄ２０６と並列に半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６が接続されている。その出力の両端にコンデンサ２０２を接続して、負荷２０３へ安定した直流電圧を供給できる回路構成になっている。
【０００６】
この回路では図示しない制御回路により半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６をオン、オフすることにより、三相入力電源の各相に流れる電流波形の力率改善と高調波低減を行っている（例えば、非特許文献１参照）。
【０００７】
【非特許文献１】
鈴木 義男、外４名、「ソフトスイッチング型三相入力高力率整流器」、Ｏｒｉｇｉｎ ＴＥＣＨＮＩＣＡＬ ＪＯＵＲＮＡＬ 第６０号 ５〜１２頁、１９９７年５月１日、オリジン電気株式会社発行
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、図１８の回路においては、半導体スイッチＳ２０１〜Ｓ２０６をオン、オフさせる制御アルゴリズムが複雑であり、効率が悪くコストが高くなる等の欠点がある。
【０００９】
そこで、本発明の課題は高力率、低高調波を達成できる電力変換器を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
本発明は三相交流を直流に変換する電力変換器であり、三相の各相毎に変換回路を設け、各変換回路は第１のトランスを含んで交流入力電圧を受けて、相互に１２０度の位相差を持ち、且つオフセットを持つ正弦波電圧を出力するものであり、これら３つの変換回路の出力電圧を足し合わせて出力するようにしたことを特徴とする。
【００１１】
本電力変換器においては、前記各変換回路は主回路と該主回路を制御するための制御回路とを含み、前記主回路は、前記交流入力電圧を整流するための第１の整流器と、スイッチング素子を含んで整流された直流電圧に対してパルス幅変調を行うことで前記正弦波電圧を出力するためのパルス幅変調回路とを含む。
【００１２】
本電力変換器においてはまた、前記制御回路は、前記パルス幅変調回路に対してその変調度を規定するための信号を与える変調度制御信号発生手段を含む。
【００１３】
本電力変換器においては更に、前記主回路においては、前記第１のトランスが前記パルス幅変調回路の出力側に接続される。
【００１４】
本電力変換器においては、更に、前記第１のトランスの二次側に接続された第２の整流器と、該第２の整流器に接続された第１のフィルタ回路とを含んでも良い。
【００１５】
本電力変換器においては、前記３つの変換回路の出力電圧を足し合わせた後に整流を行う第３の整流器を備えるようにしても良い。
【００１６】
本電力変換器においては、前記変調度制御信号発生手段は、前記交流入力と同じ位相の正弦波を得るための変換手段と、該変換手段の出力を整流するための第４の整流器と、前記変換回路の出力電流を検出するための電流検出器と、検出された出力電流と設定値との差を出力するための誤差増幅器と、前記第４の整流器の出力に前記差を乗算して出力する乗算手段と、該乗算手段の出力を比較用の三角波と比較して比較結果を前記変調度制御信号として出力するための比較手段とを含む。
【００１７】
【発明の実施の形態】
本発明の実施の形態を、電力変換器の一例であるＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明する。本形態によるＡＣ−ＤＣコンバータは、ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、以下ＰＦＣと略称する）回路とも呼ばれるものであり、三相入力のうち、各相を入力とした絶縁型力率改善型スイッチング電源回路の出力を３台分直列接続して、負荷に接続することで上記の欠点を解決したものである。つまり、本ＰＦＣ回路では、三相入力電源の相電圧、相電流が同位相になるように動作し、且つ電流波形が正弦波であるため高力率、低高調波を達成することができる。
【００１８】
本発明によるＰＦＣ回路の原理を、正弦波の性質、ＰＦＣ主回路、ＰＦＣ制御回路の３つに分けて説明する。
【００１９】
はじめに、正弦波の性質について説明する。三相交流を構成する正弦波をそれぞれ正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとすると、正弦波Ｂは正弦波Ａより位相が１２０度遅れ、正弦波Ｃは正弦波Ａより位相が２４０度遅れている。正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの電圧ＶＡ 、ＶＢ 、ＶＣ を式で表すと、以下のようになる。
【００２０】
正弦波Ａ：ＶＡ ＝ｓｉｎωｔ （１）
正弦波Ｂ：ＶＢ ＝ｓｉｎ（ωｔ−２π／３） （２）
正弦波Ｃ：ＶＣ ＝ｓｉｎ（ωｔ−４π／３） （３）
この正弦波Ａ、Ｂ、Ｃは、三相交流電源の各相（ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）と同じ関係となっている。
【００２１】
図１２に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとそれぞれを足し合わせた波形を示す。図１２に示すように、１２０度ずつ位相のずれた正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを足し合わせた波形は、直線（大きさは０）となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２２】
ＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ
＝ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎ（ωｔ−２π／３）＋ｓｉｎ（ωｔ−４π／３）
＝ｓｉｎωｔ＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（−２π／３）
＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎ（−２π／３）＋ｓｉｎωｔ・ｃｏｓ（−４π／３）
＋ｃｏｓωｔ・ｓｉｎ（−４π／３）
＝ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ−（１／２）・ｓｉｎωｔ
−（√３／２）・ｃｏｓωｔ
＝０ （４）
また、図１３に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにオフセットを持たせた波形と、それぞれを足し合わせた波形を示す。図１３に示すように、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにそれぞれオフセットα、β、γを持たせ、それぞれを足し合わせた波形は直線（大きさはそれぞれのオフセットを足した値）となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２３】
ＶＡ ＋α＋ＶＢ ＋β＋ＶＣ ＋γ
＝ＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ ＋α＋β＋γ
＝α＋β＋γ （５）
これは、式（４）よりＶＡ ＋ＶＢ ＋ＶＣ ＝０であることによる。
【００２４】
これにより、三相入力の各相電圧（ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵ）を入力電圧とする回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を想定した場合、各回路の出力が、各回路の入力電圧と同じ位相関係でオフセットを持つものであるならば、それらを加算（直列接続）すると直流電圧となることがわかる。
【００２５】
なお、本発明において対象とする直流というのは、時系列的にみてまったく正あるいは負の電圧値に変動の無いものだけでなく、正あるいは負の片側において値が振れるものも直流に含まれるものとする。つまり、正あるいは負の片側において低周波で電圧値が変動するものや、パルス状に変動するものも直流に含まれるものとする。
【００２６】
上記のように回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力が、各回路の入力電圧と同じ位相関係でオフセットを持つものにするために、入力電圧を二乗することを考えた。
【００２７】
図１４に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形と、それらを足し合わせた波形を示す。正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形はオフセットを持ち、各線間電圧の位相ずれの関係は変わらない正弦波となるので、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗して足し合わせた波形は直線波形となる。これを数式で表すと、以下のようになる。
【００２８】
ＶＡ ２ ＋ＶＢ ２ ＋ＶＣ ２
＝ｓｉｎ２ ωｔ＋ｓｉｎ２ （ωｔ−２π／３）＋ｓｉｎ２ （ωｔ−４π／３）
＝ｓｉｎ２ ωｔ
＋｛−（１／２）・ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ｝２
＋｛−（１／２）・ｓｉｎωｔ−（√３／２）・ｃｏｓωｔ｝２
＝ｓｉｎ２ ωｔ
＋（１／４）・｛ｓｉｎ２ ωｔ＋２√３・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓωｔ
＋３・ｃｏｓ２ ωｔ｝
＋（１／４）・｛ｓｉｎ２ ωｔ−２√３・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓωｔ
＋３ｃｏｓ２ ωｔ｝
＝ｓｉｎ２ ωｔ＋（１／２）・ｓｉｎ２ ωｔ＋（３／２）・ｃｏｓ２ ωｔ
＝（３／２）・ｓｉｎ２ ωｔ＋（３／２）・（１−ｓｉｎ２ ωｔ）
＝３／２
これにより、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧である、三相入力のうち各相 （ＵＶ、ＶＷ、ＷＵ）を二乗し、それらを加算（直列接続）すると直流電圧となることがわかる。また、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ では、入力電圧を一度整流し二乗するが、正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値を二乗したものを足し合わせた波形も図１４と同様に直線波形となる。
【００２９】
回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ では、入力電圧を一度整流した後二乗するが、この時の回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流波形は、整流した正弦波と整流していない正弦波を乗算した波形となる。
【００３０】
上記の説明は入力電圧を二乗する場合であるが、同位相の入力電圧、すなわち正弦波電圧を掛け合わせた場合も同じ結果が得られる。つまり、ある正弦波の入力電圧に同じ位相の正弦波電圧を掛け合わせた場合も同じ結果が得られることを意味する。
【００３１】
図１５に波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´を示す。波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´は各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値と各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを掛け合わせた波形である。また、図１５には波形Ａ´からＢ´、波形Ｂ´からＣ´、波形Ｃ´からＡ´を引いた波形も示す。波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´を前述のように引くと、図１５の通りほとんど歪みの無い（歪み率１％程度）の正弦波となる。この波形Ａ´、Ｂ´、Ｃ´は、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流と同じとなり、それぞれを引いた波形は相電流と同じになるので、相電流はほとんど歪みの無い正弦波となる。
【００３２】
次に、本発明によるＰＦＣ回路の原理について説明する。
【００３３】
図３にＰＦＣ回路の原理図を示す。回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ にはそれぞれ、三相の各相の電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵを入力する。回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＶＷはＶＵＶより位相が１２０度遅れ、ＶＷＵはＶＵＶより位相が２４０度遅れており、前の正弦波の性質において説明した正弦波Ａ、Ｂ、Ｃと電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは同じ位相関係である。よって、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ から入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵの絶対値を二乗したものと同じ位相関係の正弦波電圧を出力させることで、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧を足し合わせた電圧は直流となる。
【００３４】
上記のような動作をした時、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは同位相となる。この時の入力電流波形は、入力線間電圧の絶対値と入力電圧を掛けた波形となる。入力電流ＩＡ からＩＢ 、ＩＢ からＩＣ 、ＩＣ からＩＡ を引いたもの、つまり相電流は、前の正弦波の性質で説明した通り、ほとんど歪みの無い正弦波となる。また、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵとが同位相であれば、入力電源の相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ は同位相となる。つまり、本ＰＦＣ回路は、回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電流ＩＡ 、ＩＢ 、ＩＣ と入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵの位相関係が、図４に示すベクトル図となるように動作する。
【００３５】
以上のことにより、歪みの無い相電流と相電圧が同位相となり、ＰＦＣ回路は高力率で低高調波を達成できる。
【００３６】
上記の原理に基づいた、本発明によるＰＦＣ回路の実施の形態について説明する。図１はＰＦＣ主回路のブロック図を示す。前に述べた回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ は、以下ではスイッチング電源回路（変換回路）と呼ぶ。そして、ＰＦＣ回路はスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ を備える。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ は同じ回路構成なので、以下ではスイッチング電源回路ＣＡ の構成について説明する。
【００３７】
スイッチング電源回路ＣＡ のＰＦＣ主回路は、整流器１１（第１の整流器）の出力にパルス幅変調回路１２を接続した回路と、整流器１３（第２の整流器）の出力にフィルタ回路１４（第１のフィルタ回路）を接続した回路とを絶縁トランス１５（第１のトランス）で接続して成る。つまり、パルス幅変調回路１２の出力側と整流器１３の入力側とを絶縁トランス１５で接続している。
【００３８】
パルス幅変調回路１２では制御変数である変調度を変化させ、入力電圧の整流波形に同じ位相の整流波形を掛け合わせることと同じ動作を行っている。よって、スイッチング電源回路ＣＡ の出力電圧は入力電圧を二乗したものと同位相となり、スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力を足し合わせることで、本ＰＦＣ回路の出力電圧は直流となる。このときの相電流と相電圧は歪みが無く同位相となるので、この回路は高力率で低高調波となる。
【００３９】
なお、図１において、整流器１１、パルス幅変調回路１２、整流器１３、フィルタ回路１４の下側に付した波形図はそれぞれ、左上側が入力波形、右下側が出力波形である。つまり、整流器１１では交流波形が全波整流波形にされ、パルス幅変調回路１２では全波整流波形が正負のパルス状波形にされ、整流器１３では正負のパルス状波形が正のパルス状波形にされ、フィルタ回路１４では正のパルス状波形が正弦波形にされている。
【００４０】
また、スイッチング電源回路ＣＡ の出力端子ＰはそのままＰＦＣ回路の一方の出力端子となり、出力端子Ｎはスイッチング電源回路ＣＢ の出力端子Ｐに接続され、スイッチング電源回路ＣＢ の出力端子Ｎはスイッチング電源回路ＣＣ の出力端子Ｐに接続され、スイッチング電源回路ＣＣ の出力端子ＮはそのままＰＦＣ回路の他方の出力端子となる。
【００４１】
次に、ＰＦＣ制御回路について説明する。図２はＰＦＣ制御回路の構成図を示す。図２でもスイッチング電源回路ＣＡ のみ制御回路の構成を示しているが、スイッチング電源回路ＣＢ 、ＣＣ 共にスイッチング電源回路ＣＡ と同じ制御回路を持つ。
【００４２】
制御回路は、スイッチング電源回路ＣＡ の入力線間電圧ＶＵＶを検出するためのトランス２１（変換手段）、全波整流器２２（第４の整流器）を有すると共に、出力電流値を検出するための出力電流検出器ＤＣ−ＣＴを有する。検出された出力電流値は誤差増幅器２３にてあらかじめ決められている設定値と比較され、誤差成分が制御量として出力される。全波整流器２２の出力は乗算器２４により制御量と乗算され、乗算結果を示す信号ＳＡは変調制御信号発生部２５により所定の三角波と比較され、比較結果がパルス状の変調度制御信号として出力される。図２にも、各部の波形を付している。
【００４３】
このようにして、本制御回路では、変調度制御信号をパルス幅変調回路１２に与える。この変調度制御信号に基づいてパルス幅変調回路１２内のスイッチング素子がオン、オフされる。
【００４４】
本制御回路の入力電圧は、トランス２１等によってＰＦＣ主回路と絶縁されている。スイッチング電源回路ＣＡ （ＣＢ 、ＣＣ ）が入力電圧ＶＵＶ（ＶＶＷ、ＶＷＵ）を二乗したものと同じ位相関係の正弦波電圧を出力するように、その出力は入力電圧の絶対値でパルス幅変調したものとする。また、出力電圧を変化させるために、パルス幅変調をかける入力電圧の絶対値、つまり全波整流器２２の出力には、誤差増幅器２３からの制御量が乗算される。
【００４５】
続いて、シミュレーションによる検証結果について説明する。図５は、ＰＦＣシミュレーション主回路の回路図を示す。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ には、三相の各相が絶縁トランスＴ１、Ｔ２、Ｔ３を介して入力されている。各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵは４つのダイオードから成る全波整流器ＤＭ１、ＤＭ２、ＤＭ３で全波整流される。パルス幅変調器として作用するスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３は変調度制御信号でオン、オフ制御されることによりＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御が行われる。そして、スイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３のスイッチング出力は整流器として作用するダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３で整流されると共に、リアクトルＬ１、Ｌ２、Ｌ３とコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３でスイッチングリップルが平滑され、各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧となる。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを直列接続（加算）することでＰＦＣ回路としての出力電圧ＶＯＵＴ が得られ、負荷に接続される。
【００４６】
図１、図２で説明した実回路と異なり、トランスＴ１〜Ｔ３が各スイッチング電源回路の入力に配置されているのは、シミュレーションを簡単にするためである。
【００４７】
次に、図６を参照してシミュレーション制御回路について説明する。図５で説明したスイッチング素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３を動作させるための変調度制御信号は、各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の入力電圧ＶＵＶ、ＶＶＷ、ＶＷＵと同位相の電圧ＶＵＶ´、ＶＶＷ´、ＶＷＵ´を４つのダイオードから成る全波整流器ＤＭ２１、ＤＭ２２、ＤＭ２３で全波整流したものを比較器（変調度制御信号発生部に対応）Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３でパルス幅変調したものとなっている。つまり、比較器Ｕ１〜Ｕ３はそれぞれ、全波整流された電圧を三角波発生器Ｖ１〜Ｖ３で生成される三角波と比較して、比較結果をパルス状の変調度制御信号としてスイッチング素子ＳＷ１〜ＳＷ３に出力する。
【００４８】
図７は、図５、図６によるＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ と各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを示す。スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧は、ＶＢＯＵＴはＶＡＯＵＴより位相が１２０度遅れ、ＶＣＯＵＴはＶＡＯＵＴより位相が２４０度遅れ、それらを足し合わせたＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ は直流となった。
【００４９】
また、図８に示すように、相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ が同位相となった。
【００５０】
更に、図９に示すように、例えばスイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ は同位相であった。
【００５１】
なお、シミュレーション結果の波形がやや乱れているのは、シミュレーションを可能にするために、精度を荒くしているためである。
【００５２】
次に、実回路での検証結果について説明する。本ＰＦＣ回路は、３つのスイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ で構成されているが、スイッチング電源回路ＣＡ のみ実回路を組み試験を行った。以下では、その試験回路と試験結果について説明する。
【００５３】
図１０に試験回路としてのＰＦＣ回路を示す。スイッチング電源回路ＣＡ には、三相入力のうち一相ＶＵＶが入力されている。ＰＦＣ主回路は、４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１（図１、図２の整流器１１に対応）、スイッチング素子ＳＷ１によるパルス幅変調回路（図１、図２のパルス幅変調回路１２に対応）、ダイオードＤ１による整流器、リアクトルＬ１、Ｌ１２とコンデンサＣ１とによるフィルタ回路、スイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５によるＤＣ−ＡＣコンバータ、４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１２（図１、図２の整流器１３に対応）、リアクトルＬ１３、Ｌ１４とコンデンサＣ１３とによるフィルタ回路（図１、図２のフィルタ回路１４に対応）を含み、ＤＣ−ＡＣコンバータと全波整流器ＤＭ１２との間を絶縁トランスＴｒ１（図１、図２のトランス１５に対応）で接続している。
【００５４】
本試験回路では回路の都合上、パルス幅変調回路がスイッチング素子ＳＷ１とスイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５によるＤＣ−ＡＣコンバータに分かれているが、回路動作という点では双方同じである。
【００５５】
一方、ＰＦＣ制御回路は、スイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶが入力され、スイッチング素子ＳＷ１の変調度制御信号をパルス幅変調回路に出力する。つまり、ＰＦＣ制御回路の入力電圧ＶＵＶは４つのダイオードによる全波整流器ＤＭ１３で整流され、電流検出器ＤＣ−ＣＴによって電流が検出される。電流検出器ＤＣ−ＣＴの出力と三角波発生器Ｖ１からの三角波とを比較器（変調度制御信号発生部に対応）Ｕ１で比較した比較結果、つまり入力電圧をパルス幅変調したパルス状の信号がスイッチング素子ＳＷ１の変調度制御信号となる。ここでは、ＤＣ−ＡＣコンバータのスイッチング素子ＳＷ１２〜ＳＷ１５のデューティ比はおおよそ５０％で固定としている。
【００５６】
図１１に入力電圧ＶＵＶを整流した波形ＶＲＥＣ と出力電圧ＶＡＯＵＴの位相関係、波形ＶＲＥＣ と入力電流ＩＡ の位相関係を示す。図１０により、スイッチング電源回路ＣＡ の出力電圧ＶＡＯＵＴが、入力電圧ＶＵＶを二乗したものと同位相のオフセットを持った正弦波となった。また、入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ が同位相となった。この回路の力率を測定すると「１」となった。
【００５７】
以上のシミュレーション解析、試験により原理通りに本ＰＦＣ回路が動作することがわかった。結論を以下に簡単に記す。
【００５８】
▲１▼力率が「１」となった。
▲２▼ＰＦＣ回路の出力は直流となる。
▲３▼ＰＦＣ回路への三相入力電源の相電圧、相電流は正弦波且つ同位相となり、ＰＦＣ回路は高力率、低高調波を達成することができる。
【００５９】
なお、上記のシミュレーションのみならず、図１、図２に示すようなＡＣ−ＤＣコンバータについても試験を行った結果、シミュレーションとほぼ同じ効果が得られることが確認された。
【００６０】
以上、本発明をＡＣ−ＤＣコンバータに適用した場合について説明したが、本発明はＡＣ−ＤＣコンバータに限らず、いわゆる電力変換器全般に適用可能である。また、図１、図２に示した回路もあくまでも一例であり、様々な変更が可能である。
【００６１】
例えば、図１に示されたＰＦＣ主回路においては、トランス１５のすぐ後に整流器１３、フィルタ回路１４が接続されているが、トランスのすぐ後ではなく、３つのスイッチング電源回路の出力を足し合わせた後に１つの整流器（第３の整流器）及びフィルタ回路を設ける構成でも良い。また、トランス１１はパルス幅変調回路１２の出力側ではなく、入力側に接続されても良いが、この場合、トランスは周波数の関係からやや大型になる。
【００６２】
一方、図２に示されたＰＦＣ制御回路におけるトランス２１に代えて、ＤＣ−ＣＴやフォトカプラ等を使用しても良い。また、図２に示されたＰＦＣ制御回路はアナログ回路構成となっているが、入力部及び電流検出器からの検出信号入力部にＡ−Ｄ変換器を設けると共にディジタル演算機能を持つ演算部を備えることでディジタル回路構成としても良い。加えて、図２のＰＦＣ制御回路ではスイッチング電源回路毎に誤差増幅器２３が設けられているが、誤差増幅器を出力電流検出器ＤＣ−ＣＴのすぐ後に接続することで１つの誤差増幅器からの出力を３つのスイッチング電源回路で共用することができる。また、ＰＦＣ制御回路へのフィードバックは省略されても良いし、出力電流検出器ＤＣ−ＣＴによる電流フィードバックに限らず、電圧検出器や電力検出器による電圧あるいは電力フィードバックでも良い。
【００６３】
【発明の効果】
本発明による電力変換器によれば、以下のような効果が得られる。
【００６４】
▲１▼従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータと異なり、低高調波、高力率を実現できる。
▲２▼従来のＰＦＣ回路と異なり、制御アルゴリズムが簡単である。
▲３▼従来のＰＦＣ回路より、効率が良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ主回路の構成を示した図である。
【図２】図１のＰＦＣ主回路と共に本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ制御回路の構成を示した図である。
【図３】本発明の実施の形態であるＡＣ−ＤＣコンバータを構成するＰＦＣ回路の原理を説明するための図である。
【図４】図３の回路において、入力電流と入力電圧の位相関係を説明するためのベクトル図である。
【図５】本発明によるＰＦＣ回路のシミュレーションのために用意された、ＰＦＣシミュレーション主回路の回路図を示す。
【図６】本発明によるＰＦＣ回路のシミュレーションのために用意された、ＰＦＣシミュレーション制御回路の回路図を示す。
【図７】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路の出力電圧ＶＯＵＴ と各スイッチング電源回路ＣＡ 、ＣＢ 、ＣＣ の出力電圧ＶＡＯＵＴ、ＶＢＯＵＴ、ＶＣＯＵＴを示した波形図である。
【図８】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路の相電圧ＶＵ 、ＶＶ 、ＶＷ と相電流ＩＵ 、ＩＶ 、ＩＷ を示した波形図である。
【図９】図５、図６のＰＦＣシミュレーション回路のスイッチング電源回路ＣＡ の入力電圧ＶＵＶと入力電流ＩＡ を示した波形図である。
【図１０】本発明によるＰＦＣ回路の試験のために用意された、試験回路としてのＰＦＣ回路を示した図である。
【図１１】図１０の試験回路により得られた、入力電圧ＶＵＶを整流した波形ＶＲＥＣ と出力電圧ＶＯＵＴ との位相関係、波形ＶＲＥＣ と入力電流ＩＡ との位相関係を示した波形図である。
【図１２】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃとそれぞれを足し合わせた波形を示した図である。
【図１３】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃにオフセットを持たせた波形と、それぞれを足し合わせた波形を示した図である。
【図１４】図１４に正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを二乗した波形と、それらを足し合わせた波形を示した図である。
【図１５】三相交流における正弦波Ａ、Ｂ、Ｃの絶対値と各正弦波Ａ、Ｂ、Ｃを掛け合わせた波形を示した図である。
【図１６】従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの回路構成を示した図である。
【図１７】図１６の三相入力電源の各線間電圧波形及び相電流を示した波形図である。
【図１８】従来の三相全波整流回路によるＡＣ−ＤＣコンバータの改良例を示した図である。
【符号の説明】
１１、１３、２２ 整流器
１２ パルス幅変調回路
１４ フィルタ回路
１５、２１ トランス
２４ 乗算器
Claims (7)
- 三相交流を直流に変換する電力変換器において、三相の各相毎に変換回路を設け、各変換回路は第１のトランスを含んで交流入力電圧を受けて、相互に１２０度の位相差を持ち、且つオフセットを持つ正弦波電圧を出力するものであり、これら３つの変換回路の出力電圧を足し合わせて出力するようにしたことを特徴とする電力変換器。
- 請求項１に記載の電力変換器において、前記各変換回路は主回路と該主回路を制御するための制御回路とを含み、前記主回路は、前記交流入力電圧を整流するための第１の整流器と、スイッチング素子を含んで整流された直流電圧に対してパルス幅変調を行うことで前記正弦波電圧を出力するためのパルス幅変調回路とを含むことを特徴とする電力変換器。
- 請求項２に記載の電力変換器において、前記制御回路は、前記パルス幅変調回路に対してその変調度を規定するための信号を与える変調度制御信号発生手段を含むことを特徴とする電力変換器。
- 請求項２に記載の電力変換器において、前記主回路においては、前記第１のトランスは前記パルス幅変調回路の出力側に接続されていることを特徴とする電力変換器。
- 請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換器において、更に、前記第１のトランスの二次側に接続された第２の整流器と、該第２の整流器に接続された第１のフィルタ回路とを含むことを特徴とする電力変換器。
- 請求項１〜４のいずれかに記載の電力変換器において、前記３つの変換回路の出力電圧を足し合わせた後に整流を行う第３の整流器を備えることを特徴とする電力変換器。
- 請求項３〜６のいずれかに記載の電力変換器において、前記変調度制御信号発生手段は、前記交流入力と同じ位相の正弦波を得るための変換手段と、該変換手段の出力を整流するための第４の整流器と、前記変換回路の出力電流を検出するための電流検出器と、検出された出力電流と設定値との差を出力するための誤差増幅器と、前記第４の整流器の出力に前記差を乗算して出力する乗算手段と、該乗算手段の出力を比較用の三角波と比較して比較結果を前記変調度制御信号として出力するための比較手段とを含むことを特徴とする電力変換器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002257926A JP2004096953A (ja) | 2002-09-03 | 2002-09-03 | 電力変換器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002257926A JP2004096953A (ja) | 2002-09-03 | 2002-09-03 | 電力変換器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004096953A true JP2004096953A (ja) | 2004-03-25 |
Family
ID=32062721
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002257926A Pending JP2004096953A (ja) | 2002-09-03 | 2002-09-03 | 電力変換器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004096953A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011188594A (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Kochi Univ Of Technology | 多相交流発電装置 |
| CN104170231A (zh) * | 2012-03-14 | 2014-11-26 | 亚琛工业大学 | 用于dc-dc转换器的电流调整 |
-
2002
- 2002-09-03 JP JP2002257926A patent/JP2004096953A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011188594A (ja) * | 2010-03-05 | 2011-09-22 | Kochi Univ Of Technology | 多相交流発電装置 |
| CN104170231A (zh) * | 2012-03-14 | 2014-11-26 | 亚琛工业大学 | 用于dc-dc转换器的电流调整 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| RU2499349C2 (ru) | Блок управления силовым инвертором преобразования постоянного тока в переменный ток схемы резонансного силового преобразователя, в частности преобразователя постоянного тока в постоянный ток, для использования в цепях генератора высокого напряжения современного устройства компьютерной томографии или рентгенографической системы | |
| US20160336873A1 (en) | Power conversion device and three-phase alternating current power supply device | |
| JPH09224376A (ja) | 電力変換方法及び電力変換装置 | |
| Kalpana et al. | Design and implementation of sensorless voltage control of front-end rectifier for power quality improvement in telecom system | |
| US9831676B2 (en) | Power conversion device and three-phase AC power supply device | |
| US11218079B2 (en) | Power conversion device | |
| Syu et al. | Design and control of a high power density three-phase flying capacitor multilevel power factor correction rectifier | |
| Casablanca et al. | Interleaving and harmonic cancellation effects in modular three-phase voltage-sourced converters | |
| JP2008529466A (ja) | Ｄｃ電圧を３相ａｃ出力に変換する方法及びインバータ | |
| Minibock et al. | A novel concept for mains voltage proportional input current shaping of a vienna rectifier eliminating controller multipliers. i. basic theoretical considerations and experimental verification | |
| JP3129971B2 (ja) | トランスレス型三相コンバータ装置 | |
| Hahn et al. | A wide input range active multi-pulse three-phase rectifier for utility interface of power electronic converters | |
| Greul et al. | The delta-rectifier: Analysis, control and operation | |
| JP2004096953A (ja) | 電力変換器 | |
| Alahuhtala et al. | Space vector modulation method for unidirectional four-wire three-phase/level/switch (Vienna) rectifier | |
| JP3399288B2 (ja) | サイリスタ変換装置 | |
| JP5769555B2 (ja) | 交流−直流電力変換器の制御装置 | |
| JP2618931B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Kim et al. | Output current balancing method for three-phase interleaved LLC resonant converter employing Y-connected rectifier | |
| JP3580089B2 (ja) | ダイオード整流回路 | |
| Ghosh et al. | A simple analog controller for single-phase half-bridge rectifier and its application to transformerless UPS | |
| Alahuhtala et al. | Space vector modulated four-wire unidirectional three-phase/level/switch (VIENNA) rectifier with an additional leg for DC link voltage balancing | |
| JPH0789742B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| Choi et al. | A new unity power factor telecom rectifier system by an active waveshaping technique | |
| JP3419448B2 (ja) | ３相交流−直流変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20041129 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
Effective date: 20041201 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 |
|
| A02 | Decision of refusal |
Effective date: 20050323 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 |