JP2004078650A

JP2004078650A - Constant voltage generation circuit and transmitting unit

Info

Publication number: JP2004078650A
Application number: JP2002239122A
Authority: JP
Inventors: Kazuhiro Futamura; 二村　和広; Manabu Murakami; 村上　学
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2002-08-20
Filing date: 2002-08-20
Publication date: 2004-03-11

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a constant voltage generation circuit which can control an output voltage stably with a simple configuration, and to provide a transmitting unit which the constant voltage generation circuit is applied to and has an electric power amplifier circuit of low cost and high performance. <P>SOLUTION: The constant voltage generation circuit has a resistor disposed in a series branch and a resistor of a parallel branch of which the end is connected to a terminal of the output side of the resistor of the series branch, and, in response to the terminal voltage change of the output side of the resistor of the series branch, variably controls the ratio between the terminal voltage of the resistor of the series branch and the terminal voltage of the resistor of the parallel branch to suppress the terminal voltage change of the output side of the resistor of the series branch. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、定電圧生成回路及び送信装置に係り、特に、簡易な構成で安定に出力電圧を制御可能な定電圧生成回路、及び、該定電圧生成回路を適用した、低価格で高性能な電力増幅回路を備える送信装置に関する。
図３は、典型的な送信装置のブロック・ダイアグラムである。尚、図３においては無線送信装置を想定して送信装置のブロック・ダイアグラムを示しているが、無線送信装置に限定する必要はない。
【０００２】
図３において、１０１は入力されるベース・バンド信号をデジタル変調すると共に無線周波数帯の信号にアップ・コンバートするデジタル変調回路、１０２はデジタル変調回路１０１に無線周波数帯のキャリア信号を供給する局部発振回路、１０３はデジタル変調回路１０１が出力する無線周波数帯の信号を増幅する高周波増幅回路である。尚、有線送信装置の場合、１０２は送信周波数帯のキャリア信号を供給する発振回路で、１０１は入力されるベース・バンド信号をデジタル変調すると共に送信周波数帯の信号にアップ・コンバートするデジタル変調回路であるといえる。
【０００３】
１０４は高周波増幅回路１０３の出力を電力増幅するＦＥＴ増幅回路（「ＦＥＴ」は、Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ　の頭文字による略語で、日本語は電界効果トランジスタである。尚、現在は高周波特性、大振幅特性に優れた電界効果トランジスタを得やすくなっているので、広く電界効果トランジスタが使用される傾向にある。）、１０５はＦＥＴ増幅回路を構成する電界効果トランジスタのゲートにバイアス電圧を供給するゲート・バイアス回路、１０６はＦＥＴ増幅回路を構成する電界効果トランジスタのドレインにバイアス電圧を供給するドレイン・バイアス回路、１０７は高周波増幅回路１０３の出力ラインとＦＥＴ増幅回路１０４の入力端子間のインピーダンス整合をとる入力整合回路、１０８はＦＥＴ増幅回路１０４の出力ラインとアンテナ間のインピーダンス整合をとる出力整合回路で、ＦＥＴ増幅回路１０４、ゲート・バイアス回路１０５、ドレイン・バイアス回路１０６、入力整合回路１０７及び出力整合回路１０８とによって電力増幅回路が構成される。尚、無線周波数帯の送信装置においては、高周波増幅回路１０３の出力ライン、ＦＥＴ増幅回路１０４の出力ライン及びアンテナのインピーダンスは５０Ωであるので、入力整合回路１０７及び出力整合回路１０８の特性インピーダンスも５０Ωであるが、有線通信システムにおいては７５Ωが標準である。そして、比較的周波数が低い帯域を使用する有線通信システムにおいては集中定数回路近似が可能であるので、整合回路を省略しても構わないケースが比較的多い。
【０００４】
１０９は電力増幅された無線周波数帯信号を空間に送出するアンテナである。勿論、有線送信装置の場合にはアンテナは不要で、上記電力増幅回路の出力を直接ケーブルに結合すればよい。
一般に、電界効果トランジスタを適用した増幅回路においては、該電界効果トランジスタのドレインには当該増幅回路の出力電力に応じた電流を供給しなければならないのに対して、ゲートには電界効果トランジスタの増幅度を規定する、ゲート電圧の変化とドレイン電流の変化との比である相互コンダクタンス（ｇｍ）を所要の値に設定するために安定な電圧を供給することが肝要である。そして、電界効果トランジスタのゲートのインビーダンスは非常に高く、ゲート電流は殆ど０であるのでゲートにバイアスを供給するゲート・バイアス回路の出力電流は小さくてもよい。
【０００５】
本発明は、ゲート・バイアス回路の上記特徴に着目して、ゲート・バイアス回路に適した定電圧生成回路を実現すると共に、該定電圧生成回路を適用した送信装置を実現せんとするものである。
【０００６】
【従来の技術】
図７は、従来のゲート・バイアス回路の構成である。
図７において、１０５−１は定電圧源で、実現手段は多数ある。
１０５−２はＤＣ−ＤＣ変換回路（「ＤＣ」はＤｉｒｅｃｔ　Ｃｕｒｒｅｎｔの頭文字による略語で、直流を意味する。尚、図では字数を減らすために「Ｄ／Ｄ変換回路」と略記している。）、１０５−２１はＤＣ−ＤＣ変換回路に内蔵されているコンデンサである。
【０００７】
ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５−２にはスイッチング回路が配置されており、第一の周期において該スイッチング回路が定電圧源１０５−１の電圧をコンデンサ１０５−２１に充電し、第二の周期においてコンデンサ１０５−２１に充電された電荷をＤＣ−ＤＣ変換回路１０５−２の出力端子に出力するという動作を繰り返している。この結果、ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５−２からはスイッチング周波数に等しい周波数の脈流が出力され、更に、該脈龍にはスイッチングの際に生ずるスイッチング・ノイズが重畳されている。
【０００８】
１０５−３は抵抗、１０５−４はコンデンサで、抵抗１０５−３及びコンデンサ１０５−４によって平滑回路が構成される。
ＤＣ−ＤＣ変換回路１０５−２の出力は脈流で振幅が変化（この振幅の変化分をリップルと呼ぶ。）する上にスイッチング・ノイズも含んでいるので、該平滑回路をＤＣ−ＤＣ変換回路１０５−２の出力端子に接続してリップルと該スイッチング・ノイズを除去するのである。
【０００９】
１０５−５は定電圧生成回路で、該リップル及び該スイッチング・ノイズを除去した直流電圧を安定化するものである。
１０５−６は抵抗、１０５−７はコンデンサで、抵抗１０５−６及びコンデンサ１０５−７によって平滑回路が構成される。
抵抗１０５−６及びコンデンサ１０５−７によって構成される平滑回路は、定電圧生成回路１０５−５の出力になおリップルが重畳している場合に該リップルを除去するものであるが、定電圧生成回路１０５−５の出力にリップルがない場合には削除可能である。
【００１０】
図５は、従来の定電圧生成回路（その１）で、図７のゲート・バイアス回路の定電圧生成回路として使用されているものである。
図５において、２は可変抵抗、５は定電圧源、６は可変抵抗２の出力側の電圧と定電圧源５の電圧の差に応じた出力電圧によって可変抵抗２の抵抗値を制御する演算増幅器である。
【００１１】
図５の構成に従うとその動作は下記の通りである。
即ち、可変抵抗２の出力側の電圧が上昇すると演算増幅器６の出力が下降する。この下降した電圧によって可変抵抗２の抵抗値を上げるように制御すれば、可変抵抗２の出力側の電圧は下降に転ずる。
一方、可変抵抗２の出力側の電圧が下降すると演算増幅器６の出力は上昇する。上記の如く、演算増幅器６の出力が上昇すれば可変抵抗２の抵抗値は上がるように制御されるので、演算増幅器６の出力が下降すれば可変抵抗２の抵抗値は下がるように制御されて、可変抵抗２の出力側の電圧は上昇に転ずる。
【００１２】
従って、図５の構成によって可変抵抗２の入力側の電圧の変化を抑圧することができる。
図７は、従来の定電圧生成回路（その２）である。
図７において、１は抵抗、１４はツェナー・ダイオードである。
図７の構成は下記の如く動作する。
【００１３】
即ち、ツェナー・ダイオード１４の端子電圧は、ツェナー・ダイオード１４のカソードからアノードに向けて流れる電流の値に無関係にほぼ一定である。従って、ツェナー・ダイオード１４の端子電圧を使えば定電圧を得ることが可能である。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、図４の構成におけるＦＥＴ増幅回路に供給するゲート・バイアス電圧には、利得の安定性を確保するために少なくとも１％程度の安定度が必要である。
しかし、図５の構成の定電圧生成回路の場合、一般的に大きな出力電流を得られる反面、出力電圧の安定性には難点があり、ゲート・バイアス回路に適用するためには多数の図５の構成の定電圧生成回路の中から出力電圧の安定度が高いものを選択して使用するか、出力電圧の安定性が元々高くなるように設計された定電圧生成回路を使用する必要性があり、定電圧生成回路としても送信装置としてもコスト上昇の原因になる。その上、出力電圧の安定性があまりよくないために、図５の構成において大容量コンデンサを使用する必要がある２つの平滑回路を削除するのが困難で、ゲート・バイアス回路の実装面積及び実装容積が大きくなるという欠点もある。
【００１５】
又、図６の構成の定電圧生成回路の場合、ツェナー・ダイオードのツェナー電圧は４ボルト程度が最低の電圧である。これに対して、最近の電力増幅器においてはこれより低い電源電圧が主流になっているためにゲート・バイアス回路の出力電圧も低下の一途をたどっており、２．５ボルト以下の電圧が必要である。従って、本来図６の構成の定電圧生成回路をゲート・バイアス回路に使用することが不可能である。その上、たとえ低いツェナー電圧のツェナー・ダイオードを入手できたとしても、ツェナー電圧の温度係数は５００ｐｐｍ／度程度と大きいので、通信機器の使用温度範囲として５０度程度を考慮しなければならないことを考えると、定電圧生成回路の出力電圧は２．５％程度変化することになり、ゲート・バイアス回路への使用は不可能である。
【００１６】
本発明は、上記問題点に鑑み、簡易な構成で安定に出力電圧を制御可能な定電圧生成回路、及び、該定電圧生成回路を適用した、低価格で高性能な電力増幅回路を備える送信装置を提供することを目的とする。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
第一の発明は、入力側から出力側に至る直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子に一端を接続されて交流的に接地される並列枝の抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧することを特徴とする定電圧生成回路である。
【００１８】
第一の発明の定電圧生成回路は、直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子に一端を接続される並列枝の抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧するので、定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができ、しかも、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御する回路は負帰還回路となっているので、該直列枝の抵抗の出力側の端子から該定電圧生成回路を覗き込んだインピーダンスが低くなり、該定電圧生成回路の前後で平滑回路を使用する必要性がなくなり、該定電圧生成回路を使用したバイアス回路の小型化が可能になる。
【００１９】
第二の発明は、入力側から出力側に至る直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の出力側の電圧を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧することを特徴とする定電圧生成回路である。
第二の発明の定電圧生成回路は、直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の出力側の電圧を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧するので、定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができ、しかも、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の出力側の電圧を可変に制御する制御回路回路は負帰還回路となっているので、該直列枝の抵抗の出力側の端子から該定電圧生成回路を覗き込んだインピーダンスが低くなり、該定電圧生成回路の前後で平滑回路を使用する必要性がなくなり、該定電圧生成回路を使用したバイアス回路の小型化が可能になる。
【００２０】
第三の発明は、第一の発明又は第二の発明の定電圧生成回路のいずれかにおいて、上記制御回路が、上記直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を検出するための定電圧源としてバンド・ギャップ・リファレンス回路を適用することを特徴とする定電圧生成回路である。
第三の発明の定電圧生成回路は、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を検出するための定電圧源としてバンド・ギャップ・リファレンス回路を適用するので、上記制御回路の出力電圧の安定性を向上させることができて定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができると共に、該定電圧源の電圧を低くすることができるので、該定電圧生成回路の出力電圧を低くすることが可能である。
【００２１】
第四の発明は、入力信号をデジタル変調した信号でキャリアを変調し、変調を受けた該キャリアを増幅して送出する送信装置において、変調を受けた該キャリアを増幅する増幅回路のゲート・バイアス回路に、第一の発明乃至第三の発明のいずれかの定電圧生成回路を適用することを特徴とする送信装置である。
第四の発明の送信装置は、変調を受けた該キャリアを増幅する増幅回路のゲート・バイアス回路に、第一の発明乃至第三の発明のいずれかの定電圧生成回路を適用するので、該増幅回路の利得を正確に制御することができる上に該増幅回路を小型化することが可能で、ひいては、送信装置の小型化も可能になる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以降、図面を併用して本発明の技術を詳細に説明する。
図１は、本発明の定電圧生成回路の第一の実施の形態である。
図１において、１は定電圧生成回路の入力側から出力側に至る直列枝に挿入された抵抗、２は抵抗１の出力側の端子に一端を接続される並列枝の可変抵抗である。
【００２３】
３及び４は共に抵抗で、定電圧生成回路の出力電圧、即ち、抵抗１の出力側の電圧を分圧する分圧回路を形成している。
５は定電圧源である。
６は抵抗３及び抵抗４より成る分圧回路の出力電圧と定電圧源５の出力電圧の差に応じた電圧を出力して、可変抵抗２の抵抗値を制御する演算増幅器である。
【００２４】
そして、抵抗３、抵抗４、定電圧源５及び演算増幅器６とによって、抵抗１の出力側の端子電圧の変化に応じて可変抵抗２の抵抗値を可変に制御する制御回路を構成する。
図１の構成は、下記の如く動作して出力電圧を一定に制御する。
即ち、出力電圧が上昇すると抵抗３及び抵抗４より成る分圧回路の出力電圧が上昇するので、演算増幅器６の非反転入力端子（図では「＋」で表示している。）に供給される電圧が上昇する。一方、演算増幅器６の反転入力端子（図では「−」で表示している。）には定電圧源５の出力電圧が供給されているので、出力電圧の上昇に伴って演算増幅器６の出力電圧は上昇する。これによって可変抵抗２の抵抗値を減少させるように制御すれば、可変抵抗２の電流が増加して抵抗１における電圧降下を増加させるので、上記出力電圧の上昇が減殺されて出力電圧を一定に制御することができる。
【００２５】
逆に、出力電圧が下降すれば演算増幅器６の出力電圧も下降し、演算増幅器６の出力電圧が上昇する時には可変抵抗２の抵抗値を減少させるので、この場合には可変抵抗２の抵抗値が増加し、可変抵抗２の電流が増加して抵抗１における電圧降下を減少させることになり、上記出力電圧の下降が減殺されて出力電圧を一定に制御することができる。
【００２６】
図２は、図１の構成における可変抵抗の実現手段である。
図２において、１は定電圧生成回路の入力側から出力側に至る直列枝に挿入された抵抗で、図１の構成における抵抗１と同じものである。
２−１は抵抗、２−２はコレクタとベースを短絡してダイオード接続にしたトランジスタ、２−３はトランジスタ２−２の電流を決定する抵抗で、抵抗２−１、トランジスタ２−２及び抵抗２−３によって図１の構成における可変抵抗２を形成する。
【００２７】
６は、演算増幅器で、図１の構成の演算増幅器６と同じものである。
演算増幅器６の入力側の接続は図１の構成と同じとすれば、出力電圧の上昇に伴って演算増幅器６の出力電圧は上昇し、トランジスタ２−２の電流を増加させてコレクタとベースを短絡されたトランジスタ２−２の抵抗を減少させる。従って、抵抗１における電圧降下が増加するので、上記出力電圧の上昇が減殺されて出力電圧を一定に制御することができる。
【００２８】
一方、出力電圧が下降すれば、演算増幅器６の出力電圧は下降し、トランジスタ２−２の電流を減少させてコレクタとベースを短絡されたトランジスタ２−２の抵抗を増加させる。従って、抵抗１における電圧降下が減少するので、上記出力電圧の下降が減殺されて出力電圧を一定に制御することができる。
ここで、図１及び図２の構成は、演算増幅器６の出力によって並列枝の可変抵抗の抵抗値を制御して、定電圧生成回路の出力電圧を一定に制御するものであるが、可変抵抗を直列枝に挿入して演算増幅器６の出力によって直列枝の可変抵抗の抵抗値を制御してもよい。但し、この場合には、演算増幅器６の入力側の接続を図１とは逆、即ち、出力電圧を分圧した電圧を反転入力端子に供給し、定電圧源の出力電圧を非反転入力端子に供給する必要がある。
【００２９】
又、図１では、出力電圧を抵抗３及び抵抗４によって分圧して演算増幅器６に供給する構成を示しているが、定電圧源５の出力電圧との兼ね合いによっては、出力電圧を分圧回路を介さずに直接演算増幅器６に供給してもよいし、極端には出力電圧を伸長（増幅）して演算増幅器６に供給してもよい。
上記のように構成を変化させることができるので、図１に示した構成の本質は、「入力側から出力側に至る直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子に一端を接続される並列枝の抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧することを特徴とする定電圧生成回路」であるということができる。
【００３０】
図３は、本発明の定電圧生成回路の第二の実施の形態である。
図３において、１は定電圧生成回路の入力側から出力側に至る直列枝に挿入された抵抗である。
３及び４は共に抵抗で、定電圧生成回路の出力電圧、即ち、抵抗１の出力側の電圧を分圧する分圧回路を形成している。
【００３１】
７はＰＮＰトランジスタ、８はコレクタとベースを短絡されてダイオード接続されたＰＮＰトランジスタ、９はコレクタとベースを短絡されてダイオード接続されたＮＰＮトランジスタ、１０はＮＰＮトランジスタ、１１乃至１３は抵抗で、ＰＮＰトランジスタ７及び８、ＮＰＮトランジスタ９及び１０、抵抗１１乃至１３によってバンド・キャップ・リファレンス回路を構成する。尚、少なくとも、ＮＰＮトランジスタ９及びＮＰＮトランジスタ１０はシリコン・ウェハー上に形成されたトランジスタであるものとする。
【００３２】
６は抵抗３及び抵抗４より成る分圧回路の出力電圧と該バンド・キャップ・リファレンス回路の出力電圧の差に応じた電圧を出力して、抵抗１の出力側の電圧を制御する演算増幅器である。
そして、抵抗３、抵抗４、該バンド・キャップ・リファレンス回路及び演算増幅器６とによって、抵抗１の出力側の端子電圧の変化を減殺する制御回路を構成する。
【００３３】
ここで、バンド・キャップ・リファレンス回路について簡単に説明しておく。バンド・キャップ・リファレンス回路は、低い電圧を得たい時に用いる回路で、大別すると、ＰＮＰトランジスタ７及び８によるカレント・ミラーと、ＮＰＮトランジスタ９及び１０、抵抗１１乃至１３による電圧設定回路とから成る。
ＰＮＰトランジスタ７及び８のエミッタ面積が等しい場合、カレント・ミラーを構成するＰＮＰトランジスタ８とＰＮＰトランジスタ９のコレクタ電流は等しくなる。従って、ＮＰＮトランジスタ９及びＮＰＮトランジスタ１０には等しい電流が流れる。
【００３４】
この時、シリコン・トランジスタの熱電圧をＶ_Ｔ（約２６ミリ・ボルト）とし、抵抗１３の抵抗値をＲ_１３（キロ・オーム）とすると、ＮＰＮトランジスタ１０の電流はＶ_Ｔ／Ｒ_１３（ミリ・アンペア）であるので、ＰＮＰトランジスタ７の電流もＶ_Ｔ／Ｒ_１３（ミリ・アンペア）となって、ＰＮＰトランジスタ７のコレクタと抵抗１１の接続点の電圧はＶ_ＢＥ＋（Ｖ_Ｔ／Ｒ_１３）Ｒ_１１となる。ここで、Ｖ_ＢＥはＮＰＮトランジスタ９のベース・エミッタ間電圧、Ｒ_１１は抵抗１１の抵抗値（キロ・オーム）であり、又、Ｖ_ＢＥとＶ_Ｔとにはシリコン・トランジスタ特有の関係が成立している。
【００３５】
従って、抵抗１１及び抵抗１３の抵抗値を適切に設定すれば、ＰＮＰトランジスタ７のコレクタと抵抗１１の接続点の電圧はシリコンのバンド・キャップ電圧約１．２ボルトに等しくなり、しかも、温度係数が殆どない安定な電圧となる。
即ち、図３の構成において、演算増幅器６の非反転入力端子には約１．２ボルトという低電圧が供給され、演算増幅器６は出力電圧を抵抗３及び抵抗４で分圧した電圧と上記１．２ボルトとの差に応じた電圧を生成して、抵抗１の出力側の電圧を制御する。このために、出力電圧が所定の値である時に抵抗３と抵抗４とで分圧された電圧が１．２ボルトになるように抵抗３と抵抗４の分圧比を設定しておく必要がある。
【００３６】
そして、出力電圧が所定値より上昇すると演算増幅器６の出力電圧が下降し、抵抗１を介して電流を引き込むので、抵抗１の出力側の電圧が下降する。一方、出力電圧が所定値より下降すると演算増幅器６の出力電圧が上昇し、抵抗１に対して電流を流し込むので、抵抗１の出力側の電圧が上昇する。上記の制御によって出力電圧が一定に保たれる。
【００３７】
尚、図３の構成においてバンド・キャップ・リファレンス回路を用いて定電圧源を構成しているのは、低い出力電圧に対応して定電圧源の出力電圧を低くするためである。即ち、出力電圧が高い場合には定電圧源の電圧はあまり低くなくてよいので、バンド・キャップ・リファレンス回路を用いる必要はない。
又、出力電圧を分圧して演算増幅器６に供給する構成を示しているが、出力電圧の値によっては出力電圧を直接演算増幅器６に供給してもよい。
【００３８】
従って、図３の構成の本質は、「入力側から出力側に至る直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の出力側の電圧を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧することを特徴とする定電圧生成回路である」ということができる。
【００３９】
一方、図１の構成ではバンド・キャップ・リファレンス回路に限定しないで説明したが、図１の構成でも出力電圧が低い場合には定電圧源としてバンド・キャップ・リファレンス回路を使用すれば、低電圧を正確に出力できる定電圧生成回路を構成することができる。
上記の如く、図１及び図３の構成によって安定な電圧を出力することができる定電圧生成回路を構成でき、しかも、図１及び図３の構成は出力電流が小さな場合にも安定な電圧を出力することができるので、図１及び図３の構成の定電圧生成回路は図４の構成の送信装置における、安定な出力電圧を供給しなければならないゲート・バイアス回路に適している。しかも、定電圧生成回路の出力の安定性が高いことと、抵抗１の出力側の端子から該定電圧生成回路を覗き込んだインピーダンスが低くなることのために、定電圧生成回路の後段には平滑回路が必要なく、ゲート・バイアス回路の小型化が可能であり、又、定電圧生成回路の構成が簡易なために定電圧生成回路及びゲート・バイアス回路の低価格化が可能である。
【００４０】
即ち、本発明の定電圧生成回路を用いた送信装置は、正確で安定なゲート・バイアスの供給を受けることができて安定な利得特性を実現できる上に、小型化が可能になる。その上、ゲート・バイアス回路の構成が簡易であるために、送信装置自体のコストも低下させることが可能である。
【００４１】
【発明の効果】
以上詳述した如く、本発明により、簡易な構成で安定に出力電圧を制御可能な定電圧生成回路、及び、該定電圧生成回路を適用した、低価格で高性能な電力増幅回路を備える送信装置を実現することができる。
即ち、第一の発明の定電圧生成回路は、直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子に一端を接続される並列枝の抵抗とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御して、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧するので、定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができ、しかも、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の端子電圧と該並列枝の抵抗の端子電圧の比を可変に制御する回路は負帰還回路となっているので、該直列枝の抵抗の出力側の端子から該定電圧生成回路を覗き込んだインピーダンスが低くなり、該定電圧生成回路の前後で平滑回路を使用する必要性がなくなり、該定電圧生成回路を使用したバイアス回路の小型化が可能になる。
【００４２】
又、第二の発明の定電圧生成回路は、直列枝に配置される抵抗と、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の抵抗の出力側の電圧を可変に制御する制御回路とを備え、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を抑圧するので、定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができ、しかも、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化に応じて該直列枝の出力側の電圧を可変に制御する制御回路回路は負帰還回路となっているので、該直列枝の抵抗の出力側の端子から該定電圧生成回路を覗き込んだインピーダンスが低くなり、該定電圧生成回路の前後で平滑回路を使用する必要性がなくなり、該定電圧生成回路を使用したバイアス回路の小型化が可能になる。
【００４３】
又、第三の発明の定電圧生成回路は、該直列枝の抵抗の出力側の端子電圧の変化を検出するための定電圧源としてバンド・ギャップ・リファレンス回路を適用するので、上記制御回路の出力電圧の安定性を向上させることができて定電圧生成回路の出力電圧の安定性を向上させることができると共に、該定電圧源の電圧を低くすることができるので、該定電圧生成回路の出力電圧を低くすることが可能である。
【００４４】
更に、第四の発明の送信装置は、変調を受けた該キャリアを増幅する増幅回路のゲート・バイアス回路に、第一の発明乃至第三の発明のいずれかの定電圧生成回路を適用するので、該増幅回路の利得を正確に制御することができる上に該増幅回路を小型化することが可能で、ひいては、送信装置の小型化も可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の定電圧生成回路の第一の実施の形態。
【図２】図１の構成における可変抵抗の実現手段。
【図３】本発明の定電圧生成回路の第二の実施の形態。
【図４】送信装置のブロック・ダイアグラム。
【図５】従来の定電圧生成回路（その１）。
【図６】従来の定電圧生成回路（その２）。
【図７】従来のゲート・バイアス回路の構成。
【符号の説明】
１　抵抗
２　可変抵抗
２−１　抵抗
２−２　トランジスタ
２−３　抵抗
３　抵抗
４　抵抗
５　定電圧源
６　演算増幅器
７　ＰＮＰトランジスタ
８　ＰＮＰトランジスタ
９　ＮＰＮトランジスタ
１０　ＮＰＮトランジスタ
１１　抵抗
１２　抵抗
１３　抵抗
１４　ツェナー・ダイオード
１０１　デジタル変調回路
１０２　局部発振回路
１０３　高周波増幅回路
１０４　ＦＥＴ増幅回路
１０５　ゲート・バイアス回路
１０５−１　定電圧源
１０５−２　ＤＣ−ＤＣ変換回路
１０５−３　抵抗
１０５−４　コンデンサ
１０５−５　定電圧生成回路
１０５−６　抵抗
１０５−７　コンデンサ
１０６　ドレイン・バイアス回路
１０７　入力整合回路
１０８　出力整合回路
１０９　アンテナ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a constant voltage generation circuit and a transmission device, and in particular, to a constant voltage generation circuit capable of stably controlling an output voltage with a simple configuration, and a low-cost, high-performance, applying the constant voltage generation circuit. The present invention relates to a transmission device including a power amplification circuit.
FIG. 3 is a block diagram of a typical transmitter. Although FIG. 3 shows a block diagram of a transmission device assuming a wireless transmission device, it is not necessary to limit to a wireless transmission device.
[0002]
In FIG. 3, reference numeral 101 denotes a digital modulation circuit that digitally modulates an input baseband signal and up-converts the signal into a radio frequency band signal, and 102 denotes a local oscillator that supplies a radio frequency band carrier signal to the digital modulation circuit 101. A circuit 103 is a high-frequency amplifier that amplifies a signal in a radio frequency band output from the digital modulation circuit 101. In the case of a wired transmission device, reference numeral 102 denotes an oscillation circuit that supplies a carrier signal in a transmission frequency band, and 101 denotes a digital modulation circuit that digitally modulates an input baseband signal and up-converts the signal into a signal in the transmission frequency band. You can say that.
[0003]
Reference numeral 104 denotes an FET amplifier circuit that amplifies the output of the high-frequency amplifier circuit 103 ("FET" is an abbreviation for "Field Effect Transistor", and Japanese is a field-effect transistor. Currently, high-frequency characteristics and large-amplitude characteristics are used. The field-effect transistor tends to be widely used because it is easy to obtain a field-effect transistor having excellent characteristics.) 105 is a gate bias for supplying a bias voltage to the gate of the field-effect transistor constituting the FET amplifier circuit. A circuit 106, a drain / bias circuit for supplying a bias voltage to the drain of a field effect transistor constituting the FET amplifier circuit, and an input 107 for impedance matching between the output line of the high frequency amplifier circuit 103 and the input terminal of the FET amplifier circuit 104 Matching circuit, 108 is FET amplification An output matching circuit for impedance matching between the output line of the path 104 and the antenna. The power amplifying circuit is constituted by the FET amplifying circuit 104, the gate / bias circuit 105, the drain / bias circuit 106, the input matching circuit 107 and the output matching circuit 108. Be composed. In the transmission device in the radio frequency band, the impedance of the output line of the high frequency amplifier circuit 103, the output line of the FET amplifier circuit 104, and the impedance of the antenna are 50Ω, so that the characteristic impedances of the input matching circuit 107 and the output matching circuit 108 are also 50Ω. However, in a wired communication system, 75Ω is standard. In a wired communication system using a band with a relatively low frequency, a lumped constant circuit approximation is possible, and therefore, in many cases, the matching circuit may be omitted.
[0004]
An antenna 109 transmits the power-amplified radio frequency band signal to the space. Of course, in the case of a wired transmission device, an antenna is unnecessary, and the output of the power amplification circuit may be directly coupled to a cable.
Generally, in an amplifier circuit to which a field-effect transistor is applied, a current corresponding to the output power of the amplifier circuit must be supplied to the drain of the field-effect transistor, whereas the gate of the field-effect transistor is amplified by a gate. It is important to supply a stable voltage in order to set the transconductance (gm), which is the ratio between the change in the gate voltage and the change in the drain current, which defines the degree, to a required value. Since the impedance of the gate of the field effect transistor is very high and the gate current is almost 0, the output current of the gate / bias circuit for supplying a bias to the gate may be small.
[0005]
The present invention focuses on the above features of the gate bias circuit, realizes a constant voltage generation circuit suitable for the gate bias circuit, and realizes a transmission device to which the constant voltage generation circuit is applied. .
[0006]
[Prior art]
FIG. 7 shows a configuration of a conventional gate bias circuit.
In FIG. 7, reference numeral 105-1 denotes a constant voltage source, and there are many realizing means.
Reference numeral 105-2 denotes a DC-DC conversion circuit ("DC" is an abbreviation for "Direct Current," which means direct current. In the drawing, "D / D conversion circuit" is abbreviated to reduce the number of characters. ) And 105-21 are capacitors built in the DC-DC conversion circuit.
[0007]
A switching circuit is arranged in the DC-DC conversion circuit 105-2. The switching circuit charges the voltage of the constant voltage source 105-1 to the capacitor 105-21 in the first cycle, and charges the capacitor 105-21 in the second cycle. The operation of outputting the charge charged to 105-21 to the output terminal of the DC-DC conversion circuit 105-2 is repeated. As a result, a pulsating flow having a frequency equal to the switching frequency is output from the DC-DC conversion circuit 105-2, and a switching noise generated during switching is superimposed on the pulsating flow.
[0008]
105-3 is a resistor, 105-4 is a capacitor, and the resistor 105-3 and the capacitor 105-4 constitute a smoothing circuit.
Since the output of the DC-DC conversion circuit 105-2 changes in amplitude due to the pulsating flow (this change in amplitude is called ripple) and also includes switching noise, the smoothing circuit is replaced with a DC-DC conversion circuit. It is connected to the output terminal of 105-2 to remove the ripple and the switching noise.
[0009]
105-5 is a constant voltage generating circuit for stabilizing the DC voltage from which the ripple and the switching noise have been removed.
105-6 is a resistor, 105-7 is a capacitor, and the resistor 105-6 and the capacitor 105-7 constitute a smoothing circuit.
The smoothing circuit configured by the resistor 105-6 and the capacitor 105-7 removes the ripple when the ripple is still superimposed on the output of the constant voltage generation circuit 105-5. If there is no ripple in the output of 105-5, it can be deleted.
[0010]
FIG. 5 shows a conventional constant voltage generating circuit (part 1) used as a constant voltage generating circuit of the gate bias circuit of FIG.
In FIG. 5, 2 is a variable resistor, 5 is a constant voltage source, and 6 is an operation for controlling the resistance value of the variable resistor 2 by an output voltage according to the difference between the voltage on the output side of the variable resistor 2 and the voltage of the constant voltage source 5. It is an amplifier.
[0011]
According to the configuration of FIG. 5, the operation is as follows.
That is, when the voltage on the output side of the variable resistor 2 rises, the output of the operational amplifier 6 falls. If the resistance value of the variable resistor 2 is controlled to be increased by the decreased voltage, the voltage on the output side of the variable resistor 2 starts to decrease.
On the other hand, when the voltage on the output side of the variable resistor 2 decreases, the output of the operational amplifier 6 increases. As described above, if the output of the operational amplifier 6 rises, the resistance value of the variable resistor 2 is controlled to increase. Therefore, if the output of the operational amplifier 6 falls, the resistance value of the variable resistor 2 is controlled to decrease. , The voltage on the output side of the variable resistor 2 starts to rise.
[0012]
Therefore, a change in the voltage on the input side of the variable resistor 2 can be suppressed by the configuration of FIG.
FIG. 7 shows a conventional constant voltage generation circuit (part 2).
In FIG. 7, 1 is a resistor, and 14 is a Zener diode.
The configuration of FIG. 7 operates as follows.
[0013]
That is, the terminal voltage of the Zener diode 14 is substantially constant regardless of the value of the current flowing from the cathode to the anode of the Zener diode 14. Therefore, a constant voltage can be obtained by using the terminal voltage of the Zener diode 14.
[0014]
[Problems to be solved by the invention]
Meanwhile, the gate bias voltage supplied to the FET amplifier circuit in the configuration of FIG. 4 needs to have a stability of at least about 1% in order to secure the stability of the gain.
However, in the case of the constant voltage generation circuit having the configuration shown in FIG. 5, although a large output current can be generally obtained, there is a drawback in the stability of the output voltage. It is necessary to select and use a constant voltage generation circuit with a high output voltage stability from among the constant voltage generation circuits with the above configuration, or use a constant voltage generation circuit that is originally designed to increase the stability of the output voltage. This causes an increase in cost both as a constant voltage generation circuit and as a transmission device. In addition, because the stability of the output voltage is not so good, it is difficult to eliminate the two smoothing circuits that require the use of large capacitors in the configuration of FIG. There is also a disadvantage that the volume is large.
[0015]
In the case of the constant voltage generation circuit having the configuration shown in FIG. 6, the minimum voltage of the Zener diode of the Zener diode is about 4 volts. On the other hand, in recent power amplifiers, a lower power supply voltage has become mainstream, and the output voltage of the gate bias circuit has been steadily decreasing, requiring a voltage of 2.5 volts or less. is there. Therefore, it is impossible to use the constant voltage generation circuit having the configuration shown in FIG. 6 for the gate bias circuit. Moreover, even if a Zener diode with a low Zener voltage can be obtained, the temperature coefficient of the Zener voltage is as large as about 500 ppm / degree, so that it is necessary to consider about 50 degrees as the operating temperature range of communication equipment. Considering this, the output voltage of the constant voltage generation circuit changes by about 2.5%, and cannot be used for a gate bias circuit.
[0016]
SUMMARY OF THE INVENTION In view of the above problems, the present invention provides a constant voltage generation circuit capable of stably controlling an output voltage with a simple configuration, and a transmission including a low-cost and high-performance power amplification circuit to which the constant voltage generation circuit is applied. It is intended to provide a device.
[0017]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, a resistor disposed in a series branch from an input side to an output side, a resistance of a parallel branch connected to one end to an output terminal of the series branch resistor and grounded in an AC manner, A control circuit for variably controlling a ratio between a terminal voltage of the series branch resistor and a terminal voltage of the parallel branch resistor in accordance with a change in a terminal voltage on the output side of the series branch resistor; A constant voltage generation circuit characterized in that a change in terminal voltage on the output side of a resistor is suppressed.
[0018]
A constant voltage generating circuit according to a first aspect of the present invention includes a resistor arranged in a series branch, a parallel branch resistor having one end connected to an output terminal of the series branch resistor, and an output side of the series branch resistor. A control circuit for variably controlling the ratio between the terminal voltage of the series branch resistor and the terminal voltage of the parallel branch resistor in accordance with a change in the terminal voltage of the series branch, Since the change is suppressed, the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved, and the terminal voltage of the series branch resistor and the terminal voltage of the series branch resistor are changed according to the change of the output terminal voltage of the series branch resistor. Since the circuit for variably controlling the ratio of the terminal voltages of the parallel branch resistors is a negative feedback circuit, the impedance looking into the constant voltage generation circuit from the output side terminal of the series branch resistance becomes low. Eliminates the need to use a smoothing circuit before and after the constant voltage generation circuit, It becomes possible to miniaturize the bias circuit using a constant-voltage generating circuit.
[0019]
According to a second aspect of the present invention, a resistor disposed in a series branch from an input side to an output side and a voltage on an output side of the series branch resistor are changed according to a change in a terminal voltage on an output side of the series branch resistor. And a control circuit for controlling a change in terminal voltage on the output side of the resistance of the series branch.
The constant voltage generating circuit according to the second invention variably controls a resistor disposed in the series branch and a voltage on the output side of the series branch resistor in accordance with a change in a terminal voltage on the output side of the series branch resistor. And a control circuit that suppresses a change in the terminal voltage on the output side of the resistance of the series branch, so that the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved. Since the control circuit that variably controls the voltage on the output side of the series branch according to the change in the terminal voltage on the output side is a negative feedback circuit, the constant voltage is applied from the terminal on the output side of the resistor of the series branch. The impedance looking into the generation circuit becomes low, and the necessity of using a smoothing circuit before and after the constant voltage generation circuit is eliminated, and the size of the bias circuit using the constant voltage generation circuit can be reduced.
[0020]
A third invention is the constant voltage generation circuit according to the first invention or the second invention, wherein the control circuit is configured to detect a change in a terminal voltage on the output side of the series branch resistor. A constant voltage generation circuit characterized in that a band gap reference circuit is applied as a source.
The constant voltage generation circuit of the third invention uses a band gap reference circuit as a constant voltage source for detecting a change in terminal voltage on the output side of the series branch resistor. And the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved, and the voltage of the constant voltage source can be lowered. Can be reduced.
[0021]
According to a fourth aspect of the present invention, in a transmitting apparatus for modulating a carrier with a signal obtained by digitally modulating an input signal and amplifying and transmitting the modulated carrier, a gate bias of an amplifier circuit for amplifying the modulated carrier is provided. A transmission device characterized in that the constant voltage generation circuit according to any one of the first invention to the third invention is applied to a circuit.
Since the transmission device of the fourth invention applies the constant voltage generation circuit of any of the first invention to the third invention to a gate bias circuit of an amplification circuit that amplifies the modulated carrier, The gain of the amplifier circuit can be accurately controlled, and the size of the amplifier circuit can be reduced. As a result, the size of the transmission device can be reduced.
[0022]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, the technology of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a first embodiment of the constant voltage generation circuit of the present invention.
In FIG. 1, reference numeral 1 denotes a resistor inserted in a series branch from the input side to the output side of the constant voltage generation circuit, and 2 denotes a parallel branch variable resistor having one end connected to an output terminal of the resistor 1.
[0023]
Reference numerals 3 and 4 denote resistors, which form a voltage dividing circuit for dividing the output voltage of the constant voltage generating circuit, that is, the voltage on the output side of the resistor 1.
5 is a constant voltage source.
Reference numeral 6 denotes an operational amplifier that outputs a voltage corresponding to the difference between the output voltage of the voltage dividing circuit including the resistors 3 and 4 and the output voltage of the constant voltage source 5 to control the resistance value of the variable resistor 2.
[0024]
The resistor 3, the resistor 4, the constant voltage source 5, and the operational amplifier 6 constitute a control circuit that variably controls the resistance value of the variable resistor 2 according to a change in the terminal voltage on the output side of the resistor 1.
The configuration of FIG. 1 operates as described below to control the output voltage to be constant.
That is, when the output voltage increases, the output voltage of the voltage dividing circuit including the resistor 3 and the resistor 4 increases, so that the voltage is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 6 (indicated by “+” in the figure). The voltage rises. On the other hand, since the output voltage of the constant voltage source 5 is supplied to the inverting input terminal of the operational amplifier 6 (indicated by "-" in the figure), the output of the operational amplifier 6 increases with the increase of the output voltage. The voltage rises. By controlling the resistance value of the variable resistor 2 to decrease, the current of the variable resistor 2 increases and the voltage drop in the resistor 1 increases, so that the increase in the output voltage is reduced and the output voltage is kept constant. Can be controlled.
[0025]
Conversely, when the output voltage decreases, the output voltage of the operational amplifier 6 also decreases, and when the output voltage of the operational amplifier 6 increases, the resistance value of the variable resistor 2 decreases. Increases, the current of the variable resistor 2 increases, and the voltage drop at the resistor 1 decreases, and the drop of the output voltage is reduced, and the output voltage can be controlled to be constant.
[0026]
FIG. 2 shows a variable resistance realizing means in the configuration of FIG.
In FIG. 2, reference numeral 1 denotes a resistor inserted in a series branch from the input side to the output side of the constant voltage generation circuit, which is the same as the resistor 1 in the configuration of FIG.
Reference numeral 2-1 denotes a resistor; 2-2, a transistor in which a collector and a base are short-circuited to form a diode connection; 2-3, a resistor for determining a current of the transistor 2-2; a resistor 2-1; a transistor 2-2; The variable resistor 2 in the configuration of FIG. 1 is formed by 2-3.
[0027]
An operational amplifier 6 is the same as the operational amplifier 6 having the configuration shown in FIG.
If the connection on the input side of the operational amplifier 6 is the same as the configuration shown in FIG. 1, the output voltage of the operational amplifier 6 increases with the increase of the output voltage, and the current of the transistor 2-2 is increased to connect the collector and the base. The resistance of the short-circuited transistor 2-2 is reduced. Therefore, since the voltage drop in the resistor 1 increases, the increase in the output voltage is reduced, and the output voltage can be controlled to be constant.
[0028]
On the other hand, if the output voltage decreases, the output voltage of the operational amplifier 6 decreases, decreasing the current of the transistor 2-2 and increasing the resistance of the transistor 2-2 whose collector and base are short-circuited. Therefore, since the voltage drop in the resistor 1 is reduced, the drop of the output voltage is reduced and the output voltage can be controlled to be constant.
Here, the configuration of FIGS. 1 and 2 controls the resistance value of the variable resistor of the parallel branch by the output of the operational amplifier 6 to control the output voltage of the constant voltage generation circuit to be constant. May be inserted in the series branch to control the resistance value of the variable resistor in the series branch by the output of the operational amplifier 6. In this case, however, the connection on the input side of the operational amplifier 6 is reversed from that in FIG. 1, that is, a voltage obtained by dividing the output voltage is supplied to the inverting input terminal, and the output voltage of the constant voltage source is supplied to the non-inverting input terminal. Need to be supplied to
[0029]
FIG. 1 shows a configuration in which the output voltage is divided by the resistors 3 and 4 and supplied to the operational amplifier 6, but depending on the output voltage of the constant voltage source 5, the output voltage may be divided by a voltage dividing circuit. The output voltage may be directly supplied to the operational amplifier 6 without going through, or the output voltage may be extended (amplified) and supplied to the operational amplifier 6 in an extreme case.
Since the configuration can be changed as described above, the essence of the configuration shown in FIG. 1 is that the resistor arranged in the series branch from the input side to the output side and the terminal on the output side of the resistance of the series branch The ratio between the terminal voltage of the series branch resistor and the terminal voltage of the parallel branch resistor is changed according to a change in the terminal voltage on the output side of the resistance of the parallel branch, the end of which is connected to the parallel branch. And a control circuit that controls the output of the series branch resistor, thereby suppressing a change in terminal voltage of the series branch resistor.
[0030]
FIG. 3 shows a second embodiment of the constant voltage generation circuit of the present invention.
In FIG. 3, reference numeral 1 denotes a resistor inserted in a series branch from the input side to the output side of the constant voltage generation circuit.
Reference numerals 3 and 4 denote resistors, which form a voltage dividing circuit for dividing the output voltage of the constant voltage generating circuit, that is, the voltage on the output side of the resistor 1.
[0031]
7 is a PNP transistor, 8 is a diode-connected PNP transistor whose collector and base are short-circuited, 9 is a diode-connected NPN transistor whose collector and base are short-circuited, 10 is an NPN transistor, 11 to 13 are resistors, and PNP The transistors 7 and 8, the NPN transistors 9 and 10, and the resistors 11 to 13 form a band cap reference circuit. It is assumed that at least the NPN transistor 9 and the NPN transistor 10 are transistors formed on a silicon wafer.
[0032]
Reference numeral 6 denotes an operational amplifier that outputs a voltage corresponding to the difference between the output voltage of the voltage dividing circuit including the resistors 3 and 4 and the output voltage of the band-cap reference circuit, and controls the voltage on the output side of the resistor 1. is there.
The resistor 3, the resistor 4, the band-cap reference circuit, and the operational amplifier 6 constitute a control circuit for reducing a change in the terminal voltage on the output side of the resistor 1.
[0033]
Here, the band cap reference circuit will be briefly described. The band cap reference circuit is a circuit used when it is desired to obtain a low voltage, and is roughly divided into a current mirror composed of PNP transistors 7 and 8, a voltage setting circuit composed of NPN transistors 9 and 10, and resistors 11 to 13. .
When the emitter areas of the PNP transistors 7 and 8 are equal, the collector currents of the PNP transistor 8 and the PNP transistor 9 forming the current mirror become equal. Therefore, the same current flows through the NPN transistor 9 and the NPN transistor 10.
[0034]
At this time, the thermal voltage of the silicon transistor is set to V _T (Approximately 26 millivolts), and the resistance value of the resistor 13 is R ₁₃ (Kilo ohms), the current of the NPN transistor 10 is V _T / R ₁₃ (Milliamps), the current of the PNP transistor 7 is also V _T / R ₁₃ (Milliamps), and the voltage at the connection point between the collector of the PNP transistor 7 and the resistor 11 becomes V _BE + (V _T / R ₁₃ ) R ₁₁ It becomes. Where V _BE Is the base-emitter voltage of the NPN transistor 9, and R ₁₁ Is the resistance value (kilo ohm) of the resistor 11, and V _BE And V _T And a characteristic peculiar to a silicon transistor is established.
[0035]
Therefore, if the resistance values of the resistors 11 and 13 are appropriately set, the voltage at the connection point between the collector of the PNP transistor 7 and the resistor 11 becomes equal to the band-cap voltage of silicon of about 1.2 volts, and the temperature coefficient , Resulting in a stable voltage.
That is, in the configuration of FIG. 3, a low voltage of about 1.2 volts is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 6, and the operational amplifier 6 divides the output voltage by the resistors 3 and 4 and A voltage corresponding to the difference from .2 volts is generated to control the voltage on the output side of the resistor 1. For this reason, it is necessary to set the voltage dividing ratio of the resistors 3 and 4 so that the voltage divided by the resistors 3 and 4 becomes 1.2 volts when the output voltage has a predetermined value. .
[0036]
When the output voltage rises above a predetermined value, the output voltage of the operational amplifier 6 falls, and current is drawn through the resistor 1, so that the voltage on the output side of the resistor 1 falls. On the other hand, when the output voltage falls below a predetermined value, the output voltage of the operational amplifier 6 rises and current flows into the resistor 1, so that the voltage on the output side of the resistor 1 rises. The output voltage is kept constant by the above control.
[0037]
The reason why the constant voltage source is configured using the band-cap reference circuit in the configuration of FIG. 3 is to lower the output voltage of the constant voltage source corresponding to the low output voltage. That is, when the output voltage is high, the voltage of the constant voltage source does not need to be very low, so that it is not necessary to use a band cap reference circuit.
Further, although a configuration is shown in which the output voltage is divided and supplied to the operational amplifier 6, the output voltage may be directly supplied to the operational amplifier 6 depending on the value of the output voltage.
[0038]
Accordingly, the essence of the configuration of FIG. 3 is that “the resistor arranged in the series branch from the input side to the output side, and the output of the series branch resistor according to the change in the terminal voltage on the output side of the series branch resistor. And a control circuit for variably controlling the voltage on the output side, and suppressing a change in the terminal voltage on the output side of the series branch resistor. "
[0039]
On the other hand, the configuration of FIG. 1 has been described without being limited to the band-cap reference circuit. However, when the output voltage is low even in the configuration of FIG. Can be configured accurately.
As described above, the constant voltage generation circuit capable of outputting a stable voltage can be configured by the configurations of FIGS. 1 and 3, and the configurations of FIGS. 1 and 3 can generate a stable voltage even when the output current is small. Since the output can be performed, the constant voltage generation circuit having the configuration shown in FIGS. 1 and 3 is suitable for a gate bias circuit in the transmission device having the configuration shown in FIG. 4, which must supply a stable output voltage. In addition, because the stability of the output of the constant voltage generation circuit is high and the impedance looking into the constant voltage generation circuit from the output terminal of the resistor 1 is low, the output of the constant voltage generation circuit is Since a smoothing circuit is not required, the size of the gate / bias circuit can be reduced, and the cost of the constant voltage generation circuit and the gate / bias circuit can be reduced because the configuration of the constant voltage generation circuit is simple.
[0040]
That is, the transmission device using the constant voltage generation circuit of the present invention can be supplied with an accurate and stable gate bias, realize a stable gain characteristic, and can be downsized. In addition, since the configuration of the gate bias circuit is simple, the cost of the transmission device itself can be reduced.
[0041]
【The invention's effect】
As described in detail above, according to the present invention, a constant voltage generation circuit capable of stably controlling the output voltage with a simple configuration, and a transmission including a low-cost and high-performance power amplification circuit to which the constant voltage generation circuit is applied. The device can be realized.
That is, the constant voltage generation circuit of the first invention includes a resistor arranged in the series branch, and a parallel branch resistor having one end connected to an output terminal of the series branch resistor. The ratio between the terminal voltage of the series branch resistor and the terminal voltage of the parallel branch resistor is variably controlled according to the change of the terminal voltage on the output side of the resistor, and the terminal voltage of the output side of the series branch resistor is controlled. Since the change is suppressed, the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved, and the terminal voltage of the series branch resistor and the terminal voltage of the series branch resistor are changed according to the change of the output terminal voltage of the series branch resistor. Since the circuit for variably controlling the ratio of the terminal voltages of the parallel branch resistors is a negative feedback circuit, the impedance looking into the constant voltage generation circuit from the output side terminal of the series branch resistance becomes low. Eliminates the need to use a smoothing circuit before and after the constant voltage generation circuit. It becomes possible to miniaturize the bias circuit using the pressure generator.
[0042]
Further, the constant voltage generation circuit according to the second aspect of the present invention varies the voltage on the output side of the resistor in the series branch according to a change in the resistor disposed in the series branch and the terminal voltage on the output side of the resistor in the series branch. And a control circuit for controlling the change in the terminal voltage on the output side of the resistance of the series branch, so that the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved. The control circuit for variably controlling the voltage on the output side of the series branch according to the change in the terminal voltage on the output side of the resistor is a negative feedback circuit. The impedance looking into the constant voltage generating circuit is reduced, so that the necessity of using a smoothing circuit before and after the constant voltage generating circuit is eliminated, and the size of the bias circuit using the constant voltage generating circuit can be reduced.
[0043]
Further, the constant voltage generation circuit of the third invention applies a band gap reference circuit as a constant voltage source for detecting a change in terminal voltage on the output side of the series branch resistor. The stability of the output voltage can be improved, the stability of the output voltage of the constant voltage generation circuit can be improved, and the voltage of the constant voltage source can be reduced. It is possible to lower the output voltage.
[0044]
Further, the transmitter of the fourth invention applies the constant voltage generation circuit of any of the first to third inventions to the gate / bias circuit of the amplification circuit for amplifying the modulated carrier. In addition, the gain of the amplifier circuit can be accurately controlled, and the size of the amplifier circuit can be reduced. As a result, the size of the transmission device can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a first embodiment of a constant voltage generation circuit according to the present invention.
FIG. 2 shows a means for realizing a variable resistor in the configuration of FIG.
FIG. 3 shows a second embodiment of the constant voltage generation circuit according to the present invention.
FIG. 4 is a block diagram of a transmission device.
FIG. 5 shows a conventional constant voltage generation circuit (part 1).
FIG. 6 shows a conventional constant voltage generation circuit (part 2).
FIG. 7 shows a configuration of a conventional gate bias circuit.
[Explanation of symbols]
1 Resistance
2 Variable resistance
2-1 Resistance
2-2 Transistor
2-3 Resistance
3 Resistance
4 Resistance
5 constant voltage source
6 Operational amplifier
7 PNP transistor
8 PNP transistor
9 NPN transistor
10 NPN transistor
11 Resistance
12 Resistance
13 Resistance
14 Zener diode
101 Digital modulation circuit
102 Local oscillation circuit
103 High frequency amplifier circuit
104 FET amplifier circuit
105 Gate bias circuit
105-1 Constant voltage source
105-2 DC-DC conversion circuit
105-3 Resistance
105-4 Capacitor
105-5 Constant Voltage Generation Circuit
105-6 resistance
105-7 Capacitor
106 Drain bias circuit
107 Input matching circuit
108 Output matching circuit
109 antenna

Claims

A resistor arranged in a series branch from an input side to an output side;
A parallel branch resistor having one end connected to the output side terminal of the series branch resistor and grounded in an AC manner;
A control circuit that variably controls a ratio between a terminal voltage of the series branch resistor and a terminal voltage of the parallel branch resistor according to a change in a terminal voltage on an output side of the series branch resistor;
A constant voltage generating circuit for suppressing a change in a terminal voltage on the output side of the series branch resistor.

A resistor arranged in a series branch from an input side to an output side;
A control circuit that variably controls the voltage on the output side of the resistor of the series branch according to a change in the terminal voltage on the output side of the resistor of the series branch,
A constant voltage generating circuit for suppressing a change in a terminal voltage on the output side of the series branch resistor.

The constant voltage generation circuit according to claim 1, wherein
A constant voltage generation circuit, wherein the control circuit applies a band gap reference circuit as a constant voltage source for detecting a change in terminal voltage on the output side of the series branch resistor.

In a transmission device that modulates a carrier with a signal obtained by digitally modulating an input signal and amplifies and transmits the modulated carrier,
4. A transmission apparatus, wherein the constant voltage generation circuit according to claim 1 is applied to a gate / bias circuit of an amplification circuit that amplifies the modulated carrier.