JP2004056254A

JP2004056254A - Power amplifier

Info

Publication number: JP2004056254A
Application number: JP2002207938A
Authority: JP
Inventors: Masahisa Goto; 後藤　昌央
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 2002-07-17
Filing date: 2002-07-17
Publication date: 2004-02-19

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power amplifier capable of protecting a switching element at an output stage and a load not attendant with deterioration in quality of an output signal supplied to the load. <P>SOLUTION: The power amplifier is provided with: a pulse width modulation means 11 for converting an input signal into a pulse width modulation signal wherein the quantization level of the input signal is correspondent to the pulse width and outputting the converted signal; drive means each converting a pulse width modulation signal outputted from the pulse width modulation means 11 into a pair of drive pulses whose levels are inverted to each other and outputting the pulses; a push-pull circuit configured with a pair of switching elements in push-pull connection and receiving each pair of the drive pulses from the drive means and at an output terminal of which the load is connected; and a operation stop means 22 that substantially stops the operation of the push-pull circuit on the basis of a detection output of a detection means 30 for detecting whether or not a level at the output terminal of the push-pull circuit exceeds a prescribed value. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、パルス幅変調信号（以下、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号という）によりドライブされるパワーアンプ装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
オーディオ用のパワーアンプ装置として、いわゆるＤ級アンプと呼ばれるデジタルアンプがある。このＤ級アンプは、スイッチングにより電力増幅を行うものであり、例えば図７に示すように構成される。
【０００３】
すなわち、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが、入力端子Ｔｉｎを通じてＰＷＭ変調回路１１に供給されると共に、クロック形成回路１２から所定の周波数のクロック信号がＰＷＭ変調回路１１に供給され、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎは、１対のＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢに変換される。
【０００４】
この場合、図９（Ａ）、（Ｂ）に示すように、ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが示す量子化レベル（信号ＰｉｎをＤ／Ａ変換したときの瞬時レベルに対応。以下同様）に対応して変化するものであるが、一方のＰＷＭ信号ＰＡのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎそのものが示す量子化レベルの大きさに対応するものとされ、他方のＰＷＭ信号ＰＢのパルス幅は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎが示す量子化レベルの２の補数の大きさに対応するものとされる。
【０００５】
なお、図９（Ａ）および（Ｂ）に示した例のＰＷＭ信号ＰＡおよびＰＢは、その立ち上がり時点が、ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢの１サイクル期間ＴＣの開始時点に固定され、その立ち下がり時点がデジタルオーディオ信号Ｐｉｎの示すレベルに対応して変化する、いわゆる片側変調方式のＰＷＭ信号である。
【０００６】
ＰＷＭ信号ＰＡおよびＰＢとしては、図９（Ｃ）および（Ｄ）に示すように、立ち上がり時点および立ち下がり時点の両方が同時に変化する、いわゆる両側変調方式のＰＷＭ信号とすることもできる。
【０００７】
ＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢのキャリア周波数ｆｃ（＝１／ＴＣ）は、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎのサンプリング周波数ｆｓの例えば１６倍とされ、ｆｓ＝４８ｋＨｚとすれば、
ｆｃ＝１６ｆｓ＝１６×４８ｋＨｚ＝７６８ｋＨｚ
とされる。
【０００８】
そして、このＰＷＭ変調回路１１からの一方のＰＷＭ信号ＰＡがドライブ回路１３に供給されて、図８（Ａ）に示すように、ＰＷＭ信号ＰＡと同レベルおよびレベル反転した１対のドライブ用のパルス電圧（ドライブパルス）＋ＰＡ、−ＰＡが形成される。
【０００９】
ドライブ回路１３からのパルス電圧＋ＰＡ、−ＰＡは、１対のスイッチング素子、例えばｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ　Ｏｘｉｄｅ　Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｔｙｐｅ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１５１、１５２のゲートにそれぞれ供給される。
【００１０】
この場合、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）１５１，１５２は、プッシュプル回路１５を構成するものであり、ＦＥＴ１５１のドレインが電源端子２０に接続され、ＦＥＴ１５１のソースがＦＥＴ１５２のドレインに接続され、ＦＥＴ１５２のソースが接地に接続される。また、電源端子２０には、安定した直流電圧＋ＶＤＤが電源電圧として供給される。なお、電圧＋ＶＤＤは、例えば２０Ｖ〜５０Ｖとされている。
【００１１】
そして、ＦＥＴ１５１のソースおよびＦＥＴ１５２のドレインが、コイルおよびコンデンサを有するローパスフィルタ１７を通じて、スピーカ１９の一端が接続されるスピーカ端子ＳＰ＋に接続される。
【００１２】
また、ＰＷＭ変調回路１１からの他方のＰＷＭ信号ＰＢに対しても、ＰＷＭ信号ＰＡに対してと同様に構成される。すなわち、ＰＷＭ信号ＰＢがドライブ回路１４に供給されて、図８（Ｂ）に示すように、信号ＰＢと同レベルおよびレベル反転した１対のドライブ用のパルス電圧（ドライブパルス）＋ＰＢ、−ＰＢが形成される。
【００１３】
そして、ドライブ回路１４からのパルス電圧＋ＰＢ、−ＰＢが、プッシュプル回路１６を構成する１対のｎチャンネルのＭＯＳ−ＦＥＴ１６１、１６２のゲートにそれぞれ供給される。
【００１４】
そして、ＦＥＴ１６１のソースおよびＦＥＴ１６２のドレインが、コイルおよびコンデンサを有するローパスフィルタ１８を通じてスピーカ１９の他端が接続されるスピーカ端子ＳＰ−に接続される。
【００１５】
したがって、パルス電圧＋ＰＡ＝“Ｈ”のときには、パルス電圧−ＰＡ＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ１５１がオンになるとともに、ＦＥＴ１５２がオフになるので、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点の電圧ＶＡは、図８（Ｃ）に示すように、電圧＋ＶＤＤとなる。また、逆に、パルス電圧＋ＰＡ＝“Ｌ”のときには、パルス電圧−ＰＡ＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ１５１がオフになると共に、ＦＥＴ１５２がオンになるので、電圧ＶＡ＝０となる。
【００１６】
同様に、パルス電圧＋ＰＢ＝“Ｈ”のときには、パルス電圧−ＰＢ＝“Ｌ”であり、ＦＥＴ１６１がオンになるとともに、ＦＥＴ１６２がオフになるので、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点の電圧ＶＢは、図８（Ｄ）に示すように、電圧＋ＶＤＤとなる。また、逆に、パルス電圧＋ＰＢ＝“Ｌ”のときには、パルス電圧−ＰＢ＝“Ｈ”であり、ＦＥＴ１６１がオフになるとともに、ＦＥＴ１６２がオンになるので、電圧ＶＢ＝０となる。
【００１７】
そして、電圧ＶＡ＝＋ＶＤＤ、かつ、電圧ＶＢ＝０の期間には、図７および図８（Ｅ）に示すように、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点から、ローパスフィルタ１７→スピーカ１９→ローパスフィルタ１８のラインを通じて、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点へと、電流ｉが流れる。
【００１８】
また、電圧ＶＡ＝０、かつ、電圧ＶＢ＝＋ＶＤＤの期間には、ＦＥＴ１６１、１６２の接続点から、ローパスフィルタ１８→スピーカ１９→ローパスフィルタ１７のラインを通じて、ＦＥＴ１５１、１５２の接続点へと、逆向きに電流ｉが流れる。さらに、ＶＡ＝ＶＢ＝＋ＶＤＤの期間、およびＶＡ＝ＶＢ＝０の期間には、電流ｉは流れない。つまり、プッシュプル回路１５、１６がＢＴＬ（Ｂｒｉｄｇｅ
Ｔｉｅｄ　Ｌｏａｄ）回路を構成している。
【００１９】
そして、電流ｉの流れる期間は、もとのＰＷＭ信号ＰＡ、ＰＢが立ち上がっている期間に対応して変化するとともに、電流ｉがスピーカ１９を流れるとき、電流ｉはローパスフィルタ１７、１８により積分されるので、結果として、スピーカ１９を流れる電流ｉは、デジタルオーディオ信号Ｐｉｎの示すレベルに対応したアナログ電流であって、電力増幅された電流となる。つまり、電力増幅された出力がスピーカ１９に供給されることになる。
【００２０】
こうして、図７の回路は、パワーアンプとして動作するが、このとき、ＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２は、入力されたデジタルオーディオ信号Ｐｉｎに対応して電源電圧＋ＶＤＤをスイッチングして、電力増幅をするので、効率が高く、また、大出力を得ることができる。
【００２１】
ところで、図７の構成のみでは、パワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、スピーカ端子ＳＰ＋とＳＰ−とが短絡される状態やスピーカ端子ＳＰ＋、ＳＰ−がパワーアンプ装置のシャーシなど接地部分と短絡される状態になると、図７のプッシュプル回路１５，１６には大電流が流れ、ＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２が破壊されるおそれがある。また、接続されるスピーカ１９がダメージを受けるおそれもある。
【００２２】
このような事態の発生を防止するため、従来から、上述のようなパワーアンプ装置には、過電流保護回路が設けられている。図１０は、その過電流保護回路が付加されたパワーアンプ装置の従来例である。
【００２３】
図１０の例のパワーアンプ装置においては、過電流保護回路２１が、出力段のプッシュプル回路１５，１６と、電源端子２０との間に設けられる。
【００２４】
すなわち、過電流保護回路２１においては、電源端子２０がコンデンサ２１１を介して接地されると共に、抵抗器２１２およびコンデンサ２１３の直列回路を介して接地される。また、電源端子２０は、過電流検出用のトランジスタ２１４のエミッタに接続される。そして、抵抗器２１２とコンデンサ２１３との接続点が、ＦＥＴ１５１および１６１のドレインに接続され、プッシュプル回路１５および１６には、電源電圧＋ＶＤＤは、抵抗器２１２を通じて供給される。
【００２５】
また、抵抗器２１２とコンデンサ２１３との接続点は、過電流検出用のトランジスタ２１４のベースに接続される。そして、このトランジスタ２１４のコレクタは、トランジスタ２１５のベースに接続される。このトランジスタ２１５のエミッタは接地される。そして、このトランジスタ２１５のコレクタ出力が、過電流検出出力として、マイクロコンピュータ２２に供給される。
【００２６】
マイクロコンピュータ２２は、トランジスタ２１５のコレクタ出力により、過電流が検出されたと判断したときには、この例では、ドライブ回路１３および１４からのドライブ信号＋ＰＡ，−ＰＡおよび＋ＰＢ，−ＰＢの出力を停止して、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を常にオフとするように制御する。
【００２７】
この過電流保護回路２１は、次のように動作する。すなわち、図１０の構成においては、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤは、抵抗器２１２を通じてプッシュプル回路１５および１６に供給される。
【００２８】
通常動作時には、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を通じて流れる電流ｉは、所定の値よりは小さく、このため抵抗器２１２による電圧降下は小さいため、過電流検出用トランジスタ２１４はオフである。
【００２９】
一方、前述のような理由により、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２を通じて大電流が流れるようになると、抵抗器２１２における電圧降下は大きくなるため、過電流検出用トランジスタ２１４はオンとなる。このため、トランジスタ２１５もオンとなり、そのコレクタの過電流検出出力がハイレベルからローレベルとなる。
【００３０】
すると、マイクロコンピュータ２２は、この過電流検出出力がローレベルになったことから、ドライブ回路１３，１４に、その出力を停止させる制御信号を供給する。ドライブ回路１３および１４では、この制御信号を受けて、ドライブ信号＋ＰＡ，−ＰＡおよび＋ＰＢ，−ＰＢの、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２への供給を停止する。これにより、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２は全てオフとされ、過電流は流れなくなり、ＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２やスピーカ１９が保護される。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来の過電流保護回路の場合には、電源電圧＋ＶＤＤが、過電流検出用の抵抗器２１２を介してプッシュプル回路１５，１６に供給される構成であるため、通常動作時においては、スピーカ１９に流れる音声信号電流ｉに応じた電流が抵抗器２１２を流れることにより、プッシュプル回路１５，１６の電源電圧が変動することになる。
【００３２】
このように、プッシュプル回路１５，１６の電源電圧が変動すると、ドライブ回路１３，１４からのドライブ信号によるＦＥＴ１５１、１５２、１６１、１６２のＰＷＭ駆動波形の立ち上がりや立ち下がりの傾斜および振幅が変動する。振幅方向の変動は、プッシュプル回路１５，１６がＢＴＬ回路を構成していることによりキャンセルされるが、傾斜による変動分は、パルス幅の変動として残留するため、音声信号についての時間軸変動（ジッタ）となり、スピーカ１９の再生音質に悪影響を及ぼす問題がある。
【００３３】
この発明は、以上の点にかんがみ、負荷に供給される出力信号の品質の劣化を伴わずに、出力段のスイッチング素子や負荷の保護ができるパワーアンプ装置を提供することを目的とする。
【００３４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するために、この発明によるパワーアンプ装置は、
入力信号を、その量子化レベルをパルス幅に対応させたパルス幅変調信号に変換して出力するパルス幅変調手段と、
前記パルス幅変調手段から出力される前記パルス幅変調信号を互いに逆レベルの１対のドライブパルスに変換して出力するドライブ手段と、
１対のスイッチング素子がプッシュプル接続されて構成され、前記ドライブ手段からの前記１対のドライブパルスが、前記１対のスイッチング素子に供給され、出力端に負荷が接続されるプッシュプル回路と、
前記プッシュプル回路の出力端の電位が、所定値を超えたことを検出する検出手段と、
前記検出手段の検出出力に基づき、前記プッシュプル回路の動作を実質的に停止させる動作停止手段と、
を備えることを特徴とする。
【００３５】
上述の構成のこの発明において、プッシュプル回路の出力端の電位は、通常動作時には所定値以下となるが、前述のような大電流がプッシュプル回路に流れたときには、所定値を超え、それが、検出手段により検出される。すると、動作停止手段は、この検出手段の検出出力に基づき、プッシュプル回路の動作を実質的に停止させる。
【００３６】
これにより、プッシュプル回路のスイッチング素子が保護されると共に、プッシュプル回路の出力端に負荷が接続されていたときには、その負荷が保護される。そして、この発明によれば、従来例のようなプッシュプル回路の電源電圧の変動は伴わないので、負荷に供給される出力信号の品質の劣化は生じない。
【００３７】
【発明の実施の形態】
以下、この発明によるパワーアンプ装置の実施形態を、前述したデジタルオーディオ信号の電力増幅装置に適用した場合について、図を参照しながら説明する。
【００３８】
［第１の実施形態］
図１は、この発明によるパワーアンプ装置の第１の実施形態を示す回路構成図であり、過電流保護回路部分を除くＰＷＭ駆動回路部分は、図７に示したものと全く同様である。
【００３９】
この第１の実施形態においては、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤは、図１０の従来例の場合と異なり、抵抗器を介さずに直接にプッシュプル回路１５および１６に供給される。
【００４０】
そして、この第１の実施形態における過電流保護回路３０においては、電源端子２０は、抵抗器３１およびコンデンサ３２を介して接地される。そして、抵抗器３１とコンデンサ３２との接続点が、ダイオード３３のアノードに接続され、このダイオードのカソードがプッシュプル回路１５の出力端であるＦＥＴ１５１のソースとＦＥＴ１５２のドレインとの接続点に接続される。
【００４１】
抵抗器３１とコンデンサ３２との接続点は、また、抵抗器３４および３５を介して接地されると共に、抵抗器３４と抵抗器３５との接続点がトランジスタ３６のベースに接続される。このトランジスタ３６のエミッタは接地され、コレクタに得られる過電流検出出力は、マイクロコンピュータ２２に供給される。
【００４２】
以上の構成においては、通常動作時には、ＰＷＭ駆動回路部分は、図７の場合と全く同様にして動作する。このとき、図１０の従来例とは異なり、プッシュプル１５および１６には、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤが直接に供給されるので、図１０の従来例のような時間軸変動がスピーカ１９での再生音声に生じることはなく、音声品質の劣化は生じない。
【００４３】
そして、通常動作時の過電流保護回路３０においては、ドライブ回路１３からのパルス電圧＋ＰＡ＝“Ｈ”、−ＰＡ＝“Ｌ”であって、ＦＥＴ１５１がオン、ＦＥＴ１５２がオフになるときには、コンデンサ３２は抵抗器３１を通じて充電電流が流れて充電される。また、ドライブ回路１３からのパルス電圧＋ＰＡ＝“Ｌ”、−ＰＡ＝“Ｈ”であって、ＦＥＴ１５１がオフ、ＦＥＴ１５２がオンになるときには、コンデンサ３２の充電電圧は、ダイオード３３およびＦＥＴ１５２を通じて放電される。そして、それがＰＷＭ信号の１周期ごとに繰り返される。
【００４４】
したがって、抵抗器３１とコンデンサ３２との接続点の電位は、所定値以上にならず、このため、トランジスタ３６のベース電位も所定値以上にならないため、トランジスタ３６はオフのままとなり、マイクロコンピュータ２２は、ドライブ回路１３および１４を動作イネーブル状態に維持する。
【００４５】
次に、この図１のパワーアンプ装置に電源が投入されている状態において、スピーカ端子ＳＰ＋とＳＰ−とが短絡される状態になると、プッシュプル回路１５，１６に大電流が流れ、プッシュプル回路１５の出力端（ＦＥＴ１５１と１５２との接続点）の電位は上昇し、ダイオード３３がオフとなり、コンデンサ３２の充電により、抵抗器３１とコンデンサ３２との接続点の電位が所定値以上に高くなる。このため、トランジスタ３６のベース電位が所定値以上に高くなり、このトランジスタ３６がオンとなって、過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。
【００４６】
マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、ドライブ回路１３および１４を非動作状態に制御して、プッシュプル回路１５および１６のＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２の全てをオフする。これにより、プッシュプル回路１５，１６には過電流が流れなくなり、ＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２が保護されると共に、負荷としてのスピーカ１９も保護される。
【００４７】
以上のようにして、この実施形態のパワーアンプ装置の保護回路３０によれば、プッシュプル回路を構成するスイッチング素子としてのＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２や、負荷としてのスピーカが、過電流に対して保護されると共に、スピーカによる再生音質の劣化を防止することができる。
【００４８】
なお、上述の実施形態では、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力によりドライブ回路１３および１４の動作を制御するようにしたが、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力によりＰＷＭ変調回路１１の出力ＰＡ，ＰＢを停止するように制御してもよい。
【００４９】
また、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力により、ＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３，１４の動作を実質上不能にするために、それらＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３，１４への電源供給を遮断するようにしてもよい。
【００５０】
また、図２に示すように、スピーカ端子ＳＰ＋とフィルタ１７との間およびスピーカ端子ＳＰ−とフィルタ１８との間に、通常はオンとされる出力遮断用のスイッチ回路３７，３８を設け、マイクロコンピュータ２２が、過電流検出出力に基づいて、過電流検出時には、これらのスイッチ回路３７，３８をオフするようにしてもよい。スイッチ回路３７，３８をオフすることにより、負荷側が出力端から切断され、不具合を生じる電流のルートが断たれるからである。
【００５１】
なお、この第１の実施形態の過電流保護回路３０によれば、スピーカ端子ＳＰ＋が、例えばスピーカケーブルなどの導線の一端に接続されている状態において、当該導線の他端がシャーシや金属などに触れてしまった場合における過電流発生時においても、ＦＥＴ１５１，１５２を保護することができる。
【００５２】
なお、スピーカ端子ＳＰ−が、例えばスピーカケーブルなどの導線の一端に接続されている状態において、当該導線の他端がシャーシや金属などに触れてしまった場合における過電流発生時において、プッシュプル回路１６のＦＥＴ１６１，１６２の保護をするためには、スピーカ端子ＳＰ−側にも、過電流保護回路３０を設け、その検出出力をマイクロコンピュータに供給するようにすればよい。
【００５３】
［第２の実施形態］
前述の第１の実施形態は、スピーカ端子ＳＰ＋側に過電流保護回路３０を設けた場合であるが、この第２の実施形態は、スピーカ端子ＳＰ−側に過電流保護回路４０を設けた場合である。
【００５４】
この第２の実施形態においては、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤは、第１の実施形態と同様に、抵抗器を介さずに直接にプッシュプル回路１５および１６に供給される。
【００５５】
そして、この第２の実施形態における過電流保護回路４０においては、電源端子２０は、コンデンサ４１および抵抗器４２を介して接地される。そして、コンデンサ４１および抵抗器４２の接続点が、ダイオード４３のカソードに接続され、このダイオードのアノードがプッシュプル回路１６の出力端であるＦＥＴ１６１のソースとＦＥＴ１６２のドレインとの接続点に接続される。
【００５６】
コンデンサ４１と抵抗器４２との接続点は、また、抵抗器４４および４５を介して電源端子２０に接続されると共に、抵抗器４４と抵抗器４５との接続点がトランジスタ４６のベースに接続される。このトランジスタ４６のエミッタは電源端子２０に接続され、コレクタは抵抗器４７および４８を通じて接地される。そして、抵抗器４７と抵抗器４８との接続点は、トランジスタ４９のベースに供給される。このトランジスタ４９のエミッタは接地され、コレクタに得られる出力は、マイクロコンピュータ２２に供給される。
【００５７】
この第２の実施形態の構成においても、通常動作時には、ＰＷＭ駆動回路部分は、図７の場合と全く同様にして動作する。このとき、図１０の従来例とは異なり、プッシュプル１５および１６には、電源端子２０からの電源電圧＋ＶＤＤが直接に供給されるので、図１０の従来例のような時間軸変動がスピーカ１９での再生音声に生じることはなく、音声品質の劣化は生じない。
【００５８】
そして、通常動作時の過電流保護回路４０においては、ドライブ回路１４からのパルス電圧＋ＰＢ＝“Ｌ”、−ＰＢ＝“Ｈ”であって、ＦＥＴ１６１がオフ、ＦＥＴ１６２がオンになるときには、ダイオード４３がオフとなり、コンデンサ４２に充電電流が流れて、これが充電される。また、ドライブ回路１４からのパルス電圧＋ＰＢ＝“Ｈ”、−ＰＢ＝“Ｌ”であって、ＦＥＴ１６１がオン、ＦＥＴ１６２がオフになるときには、ダイオード４３がオンとなり、コンデンサ４１の充電電圧は抵抗４４，４５を通じて放電される。そして、それがＰＷＭ信号の１周期ごとに繰り返される。
【００５９】
したがって、コンデンサ４１と抵抗器４２との接続点の電位は、所定値以下にならず、このため、トランジスタ４６のベース電位も所定値以下にならないため、トランジスタ４６はオフのままとなり、マイクロコンピュータ２２は、ドライブ回路１３および１４を動作イネーブル状態に維持する。
【００６０】
次に、この図３のパワーアンプ装置において、電源が投入されている状態において、スピーカ端子ＳＰ＋とＳＰ−とが短絡される状態になると、プッシュプル回路１５，１６に大電流が流れ、プッシュプル回路１６の出力端（ＦＥＴ１６１と１６２との接続点）の電位は上昇し、ダイオード４３がオンとなり、コンデンサ４１の充電により、コンデンサ４１と抵抗器４２との接続点の電位が低くなる。このため、トランジスタ４６のベース電位が所定値よりも低くなって、このトランジスタ４６がオンとなり、このため、トランジスタ４９がオンとなって、過電流状態が検出され、その過電流状態の検出出力がマイクロコンピュータ２２に供給される。
【００６１】
マイクロコンピュータ２２は、受け取った過電流検出出力に基づいて、ドライブ回路１３および１４を非動作状態に制御して、プッシュプル回路１５および１６のＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２の全てをオフする。これにより、過電流が流れなくなり、ＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２が保護されると共に、負荷としてのスピーカも保護される。
【００６２】
以上のようにして、この実施形態のパワーアンプ装置の保護回路３０によれば、プッシュプル回路を構成するスイッチング素子としてのＦＥＴ１５１，１５２，１６１，１６２や、負荷としてのスピーカが、過電流に対して保護されると共に、スピーカによる再生音質の劣化を防止することができる。
【００６３】
なお、この第２の実施形態に老いても、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力によりＰＷＭ変調回路１１の出力ＰＡ，ＰＢを停止するように制御してもよい。
【００６４】
また、マイクロコンピュータ２２は、過電流検出出力により、ＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３，１４の動作を実質上不能にするために、それらＰＷＭ変調回路１１やドライブ回路１３，１４への電源供給を遮断するようにしてもよい。
【００６５】
また、図４に示すように、スピーカ端子ＳＰ＋とフィルタ１７との間およびスピーカ端子ＳＰ−とフィルタ１８との間に、通常はオンとされる出力遮断用のスイッチ回路３７，３８を設け、マイクロコンピュータ２２が、過電流検出出力に基づいて、過電流検出時には、これらのスイッチ回路３７，３８をオフするようにしてもよい。
【００６６】
なお、この第２の実施形態の過電流保護回路４０によれば、スピーカ端子ＳＰ−が、例えばスピーカケーブルなどの導線の一端に接続されている状態において、当該導線の他端がシャーシや金属などに触れてしまった場合における過電流発生時においても、ＦＥＴ１６１，１６２を保護することができる。
【００６７】
なお、スピーカ端子ＳＰ＋が、例えばスピーカケーブルなどの導線の一端に接続されている状態において、当該導線の他端がシャーシや金属などに触れてしまった場合における過電流発生時において、プッシュプル回路１５のＦＥＴ１５１，１５２の保護をするためには、スピーカ端子ＳＰ＋側にも、過電流保護回路４０を設け、その検出出力をマイクロコンピュータに供給するようにすればよい。
【００６８】
［他の実施形態］
上述の例においては、出力段がＢＴＬ回路とされている場合であるが、シングル回路の場合にも、この発明は適用することができる。図５および図６は、このシングル回路を用いたパワーアンプ装置の構成例を示すものである。
【００６９】
図５に示すパワーアンプ装置は、ＰＷＭ変調回路１１からドライブ回路１３にＰＷＭ信号ＰＡが供給されて、ドライブ用のパルス電圧＋ＰＡ、−ＰＡが形成され、これらパルス電圧＋ＰＡ，−ＰＡがプッシュプル回路１５に供給される。そして、このプッシュプル回路１５の出力端が、コンデンサ５１を通じ、さらにローパスフィルタ１７を通じてスピーカ１９の一端に接続される。スピーカ１９の他端は接地される。
【００７０】
また、図６に示すパワーアンプ装置は、図５に示したパワーアンプ装置と同様、出力段がシングル回路とされるとともに、プッシュプル回路１５には、電源端子２０＋、２０−から１対の正負の直流電圧＋ＶＤＤ、−ＶＤＤが供給される場合である。したがって、図５におけるコンデンサ５１は省略することができる。
【００７１】
これら図５および図６の出力段がシングル回路の場合のパワーアンプ装置においては、第１の実施形態の過電流保護回路３０と、第２の実施形態の過電流保護回路４０とが、プッシュプル回路１５の出力端に対して設けられ、それら保護回路３０，４０の検出出力はオア回路５２を通じてマイクロコンピュータ２２に供給される。
【００７２】
［その他の変形例］
なお、上述においては、入力信号Ｐｉｎがデジタルオーディオ信号の場合であるが、アナログオーディオ信号であってもよい。また、ＰＷＭ変調回路１１およびドライブ回路１３，１４を一体化した構成とすることもできる。
【００７３】
また、上述の例は、オーディオ用のアンプの場合であるが、モータなどの電力機器をドライブするためのアンプとして使用することもできる。また、スピーカ１９に代えて任意の負荷を接続すれば、その負荷に動作電圧を供給することができると共に、入力信号Ｐｉｎを変更することにより、負荷に供給される電圧の大きさを変更することができる。
【００７４】
なお、上述の実施形態では、過電流保護回路の過電流検出出力を、マイクロコンピュータに供給し、マイクロコンピュータが負荷を切り離したり、ドライブ回路やＰＷＭ変調回路を制御したり、各回路への電源の遮断をコントロールしたりするようにしたが、マイクロコンピュータではなく、専用の制御回路を別個に設けて制御を行なうようにしてもよい。
【００７５】
【発明の効果】
以上説明したように、この発明によれば、負荷に供給される出力信号の品質の劣化を伴うことなく、プッシュプル回路のスイッチング素子や負荷についての過電流保護をすることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明によるパワーアンプ装置の第１の実施形態の回路図である。
【図２】この発明によるパワーアンプ装置の第１の実施形態の変形例を示す回路図である。
【図３】この発明によるパワーアンプ装置の第２の実施形態の回路図である。
【図４】この発明によるパワーアンプ装置の第２の実施形態の変形例を示す回路図である。
【図５】この発明によるパワーアンプ装置のさらに他の実施形態の回路図である。
【図６】この発明によるパワーアンプ装置のさらに他の実施形態の回路図である。
【図７】ＰＷＭ駆動のパワーアンプ装置の構成例を示す図である。
【図８】図７のパワーアンプ装置の動作説明のための図である。
【図９】図７のパワーアンプ装置の動作説明のための図である。
【図１０】従来の過電流保護回路を備えるパワーアンプ装置の回路図である。
【符号の説明】
１１…ＰＷＭ変調回路、１２…クロック形成回路、１３，１４…ドライブ回路、１５，１６…プッシュプル回路、１５１，１５２，１６１，１６２…スイッチング素子としてのＦＥＴ、１７，１８…ローパスフィルタ、１９…スピーカ、３０，４０…過電流保護回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power amplifier device driven by a pulse width modulation signal (hereinafter, referred to as a PWM (Pulse Width Modulation) signal).
[0002]
[Prior art]
As a power amplifier device for audio, there is a digital amplifier called a so-called class D amplifier. This class D amplifier performs power amplification by switching, and is configured, for example, as shown in FIG.
[0003]
That is, the digital audio signal Pin is supplied to the PWM modulation circuit 11 through the input terminal Tin, and a clock signal of a predetermined frequency is supplied to the PWM modulation circuit 11 from the clock forming circuit 12. Are converted into PWM signals PA and PB.
[0004]
In this case, as shown in FIGS. 9A and 9B, the pulse width of the PWM signals PA and PB is set to the quantization level (the instantaneous level when the signal Pin is D / A converted) indicated by the digital audio signal Pin. The pulse width of one PWM signal PA corresponds to the magnitude of the quantization level indicated by the digital audio signal Pin itself, and the other PWM signal PA The pulse width of the PB corresponds to the magnitude of the two's complement of the quantization level indicated by the digital audio signal Pin.
[0005]
9A and 9B, the rising points of the PWM signals PA and PB are fixed to the starting point of one cycle period TC of the PWM signals PA and PB, and the falling points thereof are fixed. This is a so-called one-sided modulation type PWM signal that changes according to the level indicated by the digital audio signal Pin.
[0006]
As shown in FIGS. 9C and 9D, the PWM signals PA and PB may be so-called double-sided modulation PWM signals in which both the rising time and the falling time change simultaneously.
[0007]
The carrier frequency fc (= 1 / TC) of the PWM signals PA and PB is, for example, 16 times the sampling frequency fs of the digital audio signal Pin, and if fs = 48 kHz,
fc = 16fs = 16 × 48 kHz = 768 kHz
It is said.
[0008]
Then, one PWM signal PA from the PWM modulation circuit 11 is supplied to the drive circuit 13, and as shown in FIG. 8A, a pair of drive pulses having the same level as the PWM signal PA and the level inverted. Voltages (drive pulses) + PA and -PA are formed.
[0009]
The pulse voltages + PA and -PA from the drive circuit 13 are supplied to the gates of a pair of switching elements, for example, n-channel MOS-FETs (Metal Oxide Semiconductor Type Field Effect Transistors) 151 and 152, respectively.
[0010]
In this case, FETs (Field Effect Transistors) 151 and 152 constitute the push-pull circuit 15, the drain of the FET 151 is connected to the power supply terminal 20, the source of the FET 151 is connected to the drain of the FET 152, and the source of the FET 152 is connected. Is connected to ground. Further, a stable DC voltage + VDD is supplied to the power supply terminal 20 as a power supply voltage. The voltage + VDD is, for example, 20 V to 50 V.
[0011]
Then, the source of the FET 151 and the drain of the FET 152 are connected to the speaker terminal SP + to which one end of the speaker 19 is connected, through the low-pass filter 17 having a coil and a capacitor.
[0012]
Further, the other PWM signal PB from the PWM modulation circuit 11 has the same configuration as the PWM signal PA. That is, the PWM signal PB is supplied to the drive circuit 14, and as shown in FIG. 8B, a pair of drive pulse voltages (drive pulses) + PB and -PB having the same level as the signal PB and the level inverted from that of the signal PB are generated. It is formed.
[0013]
Then, pulse voltages + PB and −PB from the drive circuit 14 are supplied to the gates of a pair of n-channel MOS-FETs 161 and 162 constituting the push-pull circuit 16, respectively.
[0014]
Then, the source of the FET 161 and the drain of the FET 162 are connected to a speaker terminal SP− to which the other end of the speaker 19 is connected through a low-pass filter 18 having a coil and a capacitor.
[0015]
Therefore, when the pulse voltage + PA = “H”, the pulse voltage −PA = “L”, and the FET 151 is turned on and the FET 152 is turned off. Therefore, the voltage VA at the connection point between the FETs 151 and 152 is as shown in FIG. As shown in (C), the voltage becomes + VDD. Conversely, when the pulse voltage + PA = “L”, the pulse voltage −PA = “H”, and the FET 151 turns off and the FET 152 turns on, so that the voltage VA = 0.
[0016]
Similarly, when the pulse voltage + PB = "H", the pulse voltage -PB = "L", and the FET 161 is turned on and the FET 162 is turned off. Therefore, the voltage VB at the connection point between the FETs 161 and 162 is shown in FIG. As shown in FIG. 8 (D), the voltage becomes + VDD. Conversely, when the pulse voltage + PB = "L", the pulse voltage -PB = "H", and the FET 161 turns off and the FET 162 turns on, so that the voltage VB = 0.
[0017]
Then, during the period when the voltage VA = + VDD and the voltage VB = 0, as shown in FIGS. 7 and 8 (E), the low-pass filter 17 → speaker 19 → low-pass filter 18 The current i flows through the line to the connection point of the FETs 161 and 162.
[0018]
In addition, during the period when the voltage VA = 0 and the voltage VB = + VDD, the connection point of the FETs 161 and 162 is reversed to the connection point of the FETs 151 and 152 through the line of the low-pass filter 18 → the speaker 19 → the low-pass filter 17. The current i flows in the direction. Further, no current i flows during the period of VA = VB = + VDD and the period of VA = VB = 0. That is, the push-pull circuits 15 and 16 are connected to the BTL (Bridge).
(Tied Load) circuit.
[0019]
The period during which the current i flows changes corresponding to the period during which the original PWM signals PA and PB rise, and when the current i flows through the speaker 19, the current i is integrated by the low-pass filters 17 and 18. Therefore, as a result, the current i flowing through the speaker 19 is an analog current corresponding to the level indicated by the digital audio signal Pin, and is a power-amplified current. That is, the power-amplified output is supplied to the speaker 19.
[0020]
Thus, the circuit of FIG. 7 operates as a power amplifier. At this time, the FETs 151, 152, 161, and 162 switch the power supply voltage + VDD according to the input digital audio signal Pin to amplify the power. Therefore, high efficiency and high output can be obtained.
[0021]
By the way, in the configuration of FIG. 7 only, when the power is supplied to the power amplifier device, the speaker terminals SP + and SP− are short-circuited or the speaker terminals SP + and SP− are connected to a grounding portion such as a chassis of the power amplifier device. 7 is short-circuited, a large current flows through the push-pull circuits 15 and 16 in FIG. 7, and the FETs 151, 152, 161, and 162 may be destroyed. Further, the speaker 19 to be connected may be damaged.
[0022]
In order to prevent such a situation from occurring, conventionally, the above-described power amplifier device is provided with an overcurrent protection circuit. FIG. 10 shows a conventional example of a power amplifier device to which the overcurrent protection circuit is added.
[0023]
10, the overcurrent protection circuit 21 is provided between the push-pull circuits 15 and 16 at the output stage and the power supply terminal 20.
[0024]
That is, in the overcurrent protection circuit 21, the power supply terminal 20 is grounded via the capacitor 211 and grounded via the series circuit of the resistor 212 and the capacitor 213. The power supply terminal 20 is connected to the emitter of the transistor 214 for detecting overcurrent. The connection point between the resistor 212 and the capacitor 213 is connected to the drains of the FETs 151 and 161, and the power supply voltage + VDD is supplied to the push-pull circuits 15 and 16 through the resistor 212.
[0025]
The connection point between the resistor 212 and the capacitor 213 is connected to the base of the transistor 214 for detecting overcurrent. The collector of the transistor 214 is connected to the base of the transistor 215. The emitter of this transistor 215 is grounded. Then, the collector output of the transistor 215 is supplied to the microcomputer 22 as an overcurrent detection output.
[0026]
When the microcomputer 22 determines from the collector output of the transistor 215 that an overcurrent has been detected, in this example, the microcomputer 22 stops outputting the drive signals + PA, -PA and + PB, -PB from the drive circuits 13 and 14. , And the FETs 151, 152, 161, and 162 are always turned off.
[0027]
This overcurrent protection circuit 21 operates as follows. That is, in the configuration of FIG. 10, the power supply voltage + VDD from the power supply terminal 20 is supplied to the push-pull circuits 15 and 16 through the resistor 212.
[0028]
During normal operation, the current i flowing through the FETs 151, 152, 161, 162 is smaller than a predetermined value, and therefore, the voltage drop due to the resistor 212 is small, so that the overcurrent detection transistor 214 is off.
[0029]
On the other hand, when a large current flows through the FETs 151, 152, 161, and 162 for the above-described reason, the voltage drop in the resistor 212 increases, and the overcurrent detection transistor 214 turns on. Therefore, the transistor 215 is also turned on, and the overcurrent detection output of the collector changes from the high level to the low level.
[0030]
Then, the microcomputer 22 supplies a control signal for stopping the output to the drive circuits 13 and 14 because the overcurrent detection output has become low level. In response to the control signal, drive circuits 13 and 14 stop supplying drive signals + PA, -PA and + PB, -PB to FETs 151, 152, 161, and 162. As a result, the FETs 151, 152, 161, 162 are all turned off, no overcurrent flows, and the FETs 151, 152, 161, 162 and the speaker 19 are protected.
[0031]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the case of the above-described conventional overcurrent protection circuit, since the power supply voltage + VDD is supplied to the push-pull circuits 15 and 16 via the overcurrent detection resistor 212, during normal operation. Since the current corresponding to the audio signal current i flowing through the speaker 19 flows through the resistor 212, the power supply voltage of the push-pull circuits 15 and 16 fluctuates.
[0032]
As described above, when the power supply voltage of the push-pull circuits 15 and 16 fluctuates, the rising and falling slopes and amplitudes of the PWM drive waveforms of the FETs 151, 152, 161, and 162 due to the drive signals from the drive circuits 13 and 14 fluctuate. . The fluctuation in the amplitude direction is canceled by the push-pull circuits 15 and 16 constituting the BTL circuit, but the fluctuation due to the slope remains as the fluctuation of the pulse width. Jitter), which adversely affects the reproduced sound quality of the speaker 19.
[0033]
In view of the above, an object of the present invention is to provide a power amplifier device capable of protecting a switching element and a load in an output stage without deteriorating the quality of an output signal supplied to a load.
[0034]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problems, a power amplifier device according to the present invention includes:
Pulse width modulation means for converting the input signal into a pulse width modulation signal whose quantization level corresponds to the pulse width and outputting the signal;
Drive means for converting the pulse width modulation signal output from the pulse width modulation means into a pair of drive pulses having mutually opposite levels and outputting the pair of drive pulses;
A push-pull circuit in which a pair of switching elements are configured by push-pull connection, wherein the pair of drive pulses from the drive unit are supplied to the pair of switching elements, and a load is connected to an output terminal;
Detecting means for detecting that the potential of the output terminal of the push-pull circuit has exceeded a predetermined value;
Operation stop means for substantially stopping the operation of the push-pull circuit based on the detection output of the detection means,
It is characterized by having.
[0035]
In the present invention having the above-described configuration, the potential at the output terminal of the push-pull circuit is equal to or lower than a predetermined value during normal operation, but exceeds the predetermined value when a large current flows through the push-pull circuit as described above. , Detected by the detecting means. Then, the operation stopping means substantially stops the operation of the push-pull circuit based on the detection output of the detecting means.
[0036]
As a result, the switching element of the push-pull circuit is protected, and when a load is connected to the output terminal of the push-pull circuit, the load is protected. According to the present invention, since the power supply voltage of the push-pull circuit does not fluctuate as in the conventional example, the quality of the output signal supplied to the load does not deteriorate.
[0037]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, a case in which an embodiment of a power amplifier device according to the present invention is applied to the above-described digital audio signal power amplifying device will be described with reference to the drawings.
[0038]
[First Embodiment]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of a power amplifier device according to the present invention. The PWM drive circuit portion except for an overcurrent protection circuit portion is exactly the same as that shown in FIG.
[0039]
In the first embodiment, the power supply voltage + VDD from the power supply terminal 20 is supplied directly to the push-pull circuits 15 and 16 without passing through a resistor, unlike the case of the conventional example of FIG.
[0040]
In the overcurrent protection circuit 30 according to the first embodiment, the power supply terminal 20 is grounded via a resistor 31 and a capacitor 32. The connection point between the resistor 31 and the capacitor 32 is connected to the anode of the diode 33, and the cathode of this diode is connected to the connection point between the source of the FET 151, which is the output terminal of the push-pull circuit 15, and the drain of the FET 152. You.
[0041]
The connection point between the resistor 31 and the capacitor 32 is grounded via resistors 34 and 35, and the connection point between the resistor 34 and the resistor 35 is connected to the base of the transistor 36. The emitter of the transistor 36 is grounded, and the overcurrent detection output obtained at the collector is supplied to the microcomputer 22.
[0042]
In the above configuration, during normal operation, the PWM drive circuit operates in exactly the same manner as in FIG. At this time, unlike the conventional example of FIG. 10, since the power supply voltage + VDD from the power supply terminal 20 is directly supplied to the push-pulls 15 and 16, the time axis fluctuation as in the conventional example of FIG. This does not occur in the reproduced sound in the above, and the deterioration of the sound quality does not occur.
[0043]
In the overcurrent protection circuit 30 during normal operation, when the pulse voltage from the drive circuit 13 + PA = “H” and −PA = “L” and the FET 151 is turned on and the FET 152 is turned off, the capacitor 32 Is charged by charging current flowing through the resistor 31. When the pulse voltage + PA = “L” and −PA = “H” from the drive circuit 13 and the FET 151 is turned off and the FET 152 is turned on, the charged voltage of the capacitor 32 is discharged through the diode 33 and the FET 152. You. This is repeated for each period of the PWM signal.
[0044]
Therefore, the potential at the connection point between the resistor 31 and the capacitor 32 does not exceed a predetermined value, and the base potential of the transistor 36 does not exceed the predetermined value. Maintains the drive circuits 13 and 14 in an operation enable state.
[0045]
Next, when the speaker terminals SP + and SP− are short-circuited while the power is turned on in the power amplifier device of FIG. 1, a large current flows through the push-pull circuits 15 and 16 and the push-pull circuit The potential at the output terminal 15 (the connection point between the FETs 151 and 152) rises, the diode 33 turns off, and the charging of the capacitor 32 causes the potential at the connection point between the resistor 31 and the capacitor 32 to rise above a predetermined value. . For this reason, the base potential of the transistor 36 becomes higher than a predetermined value, the transistor 36 is turned on, an overcurrent state is detected, and a detection output of the overcurrent state is supplied to the microcomputer 22.
[0046]
The microcomputer 22 controls the drive circuits 13 and 14 to a non-operating state based on the received overcurrent detection output, and turns off all of the FETs 151, 152, 161, and 162 of the push-pull circuits 15 and 16. As a result, overcurrent does not flow through the push-pull circuits 15 and 16, and the FETs 151, 152, 161, and 162 are protected, and the speaker 19 as a load is also protected.
[0047]
As described above, according to the protection circuit 30 of the power amplifier device of this embodiment, the FETs 151, 152, 161, and 162 as the switching elements constituting the push-pull circuit and the loudspeaker as the load are protected from overcurrent. And the deterioration of reproduced sound quality due to the speaker can be prevented.
[0048]
In the above-described embodiment, the microcomputer 22 controls the operation of the drive circuits 13 and 14 based on the overcurrent detection output. However, the microcomputer 22 controls the output PA of the PWM modulation circuit 11 based on the overcurrent detection output. , PB may be controlled to stop.
[0049]
The microcomputer 22 supplies power to the PWM modulation circuit 11 and the drive circuits 13 and 14 by using the overcurrent detection output so as to substantially disable the operation of the PWM modulation circuit 11 and the drive circuits 13 and 14. You may make it cut off.
[0050]
As shown in FIG. 2, switch circuits 37 and 38 for shutting off the output, which are normally turned on, are provided between the speaker terminal SP + and the filter 17 and between the speaker terminal SP- and the filter 18. When the overcurrent is detected based on the overcurrent detection output, the computer 22 may turn off these switch circuits 37 and 38. This is because, when the switch circuits 37 and 38 are turned off, the load side is disconnected from the output terminal, and the route of a current that causes a failure is disconnected.
[0051]
According to the overcurrent protection circuit 30 of the first embodiment, when the speaker terminal SP + is connected to one end of a conductor such as a speaker cable, the other end of the conductor is connected to a chassis or metal. The FETs 151 and 152 can be protected even when an overcurrent occurs when they are touched.
[0052]
When the speaker terminal SP- is connected to one end of a conductor such as a speaker cable, for example, and the other end of the conductor touches a chassis, metal, or the like, a push-pull circuit is generated when an overcurrent occurs. In order to protect the 16 FETs 161 and 162, an overcurrent protection circuit 30 may be provided also on the speaker terminal SP- side, and its detection output may be supplied to the microcomputer.
[0053]
[Second embodiment]
In the first embodiment described above, the overcurrent protection circuit 30 is provided on the speaker terminal SP + side. In the second embodiment, the overcurrent protection circuit 40 is provided on the speaker terminal SP− side. It is.
[0054]
In the second embodiment, the power supply voltage + VDD from the power supply terminal 20 is supplied directly to the push-pull circuits 15 and 16 without passing through a resistor, as in the first embodiment.
[0055]
In the overcurrent protection circuit 40 according to the second embodiment, the power supply terminal 20 is grounded via the capacitor 41 and the resistor 42. The connection point between the capacitor 41 and the resistor 42 is connected to the cathode of the diode 43, and the anode of this diode is connected to the connection point between the source of the FET 161 which is the output terminal of the push-pull circuit 16 and the drain of the FET 162. .
[0056]
The connection point between the capacitor 41 and the resistor 42 is connected to the power supply terminal 20 via the resistors 44 and 45, and the connection point between the resistor 44 and the resistor 45 is connected to the base of the transistor 46. You. The emitter of this transistor 46 is connected to the power supply terminal 20, and the collector is grounded through resistors 47 and 48. The connection point between the resistor 47 and the resistor 48 is supplied to the base of the transistor 49. The emitter of the transistor 49 is grounded, and the output obtained at the collector is supplied to the microcomputer 22.
[0057]
Also in the configuration of the second embodiment, during normal operation, the PWM drive circuit operates in exactly the same manner as in FIG. At this time, unlike the conventional example of FIG. 10, since the power supply voltage + VDD from the power supply terminal 20 is directly supplied to the push-pulls 15 and 16, the time axis fluctuation as in the conventional example of FIG. This does not occur in the reproduced sound in the above, and the deterioration of the sound quality does not occur.
[0058]
In the overcurrent protection circuit 40 in the normal operation, when the pulse voltage + PB = “L” and −PB = “H” from the drive circuit 14 and the FET 161 is turned off and the FET 162 is turned on, the diode 43 Is turned off, a charging current flows through the capacitor 42, and the capacitor 42 is charged. When the pulse voltage + PB = “H” and −PB = “L” from the drive circuit 14 and the FET 161 is turned on and the FET 162 is turned off, the diode 43 is turned on and the charging voltage of the capacitor 41 is the resistance 44 , 45. This is repeated for each period of the PWM signal.
[0059]
Therefore, the potential at the connection point between the capacitor 41 and the resistor 42 does not fall below a predetermined value, and the base potential of the transistor 46 does not fall below the predetermined value. Maintains the drive circuits 13 and 14 in an operation enable state.
[0060]
Next, in the power amplifier device of FIG. 3, when the speaker terminals SP + and SP- are short-circuited while the power is on, a large current flows through the push-pull circuits 15 and 16, and The potential at the output terminal of the circuit 16 (the connection point between the FETs 161 and 162) rises, the diode 43 turns on, and the charging of the capacitor 41 lowers the potential at the connection point between the capacitor 41 and the resistor 42. For this reason, the base potential of the transistor 46 becomes lower than a predetermined value, and this transistor 46 is turned on. Therefore, the transistor 49 is turned on, an overcurrent state is detected, and the detection output of the overcurrent state is output. It is supplied to the microcomputer 22.
[0061]
The microcomputer 22 controls the drive circuits 13 and 14 to a non-operating state based on the received overcurrent detection output, and turns off all of the FETs 151, 152, 161, and 162 of the push-pull circuits 15 and 16. As a result, overcurrent does not flow, and the FETs 151, 152, 161, and 162 are protected, and the speaker as a load is also protected.
[0062]
As described above, according to the protection circuit 30 of the power amplifier device of this embodiment, the FETs 151, 152, 161, and 162 as the switching elements constituting the push-pull circuit and the loudspeaker as the load are protected from overcurrent. And the deterioration of reproduced sound quality due to the speaker can be prevented.
[0063]
Note that even if the second embodiment is old, the microcomputer 22 may control the outputs PA and PB of the PWM modulation circuit 11 to be stopped by the overcurrent detection output.
[0064]
The microcomputer 22 supplies power to the PWM modulation circuit 11 and the drive circuits 13 and 14 by using the overcurrent detection output so as to substantially disable the operation of the PWM modulation circuit 11 and the drive circuits 13 and 14. You may make it cut off.
[0065]
As shown in FIG. 4, switch circuits 37 and 38 for shutting off the output, which are normally turned on, are provided between the speaker terminal SP + and the filter 17 and between the speaker terminal SP- and the filter 18. The computer 22 may turn off these switch circuits 37 and 38 when an overcurrent is detected based on the overcurrent detection output.
[0066]
According to the overcurrent protection circuit 40 of the second embodiment, when the speaker terminal SP- is connected to one end of a conductor such as a speaker cable, the other end of the conductor is connected to a chassis or metal. , The FETs 161 and 162 can be protected even when an overcurrent occurs.
[0067]
When the speaker terminal SP + is connected to one end of a conductor such as a speaker cable, for example, and an overcurrent occurs when the other end of the conductor touches a chassis, metal, or the like, the push-pull circuit 15 In order to protect the FETs 151 and 152, the overcurrent protection circuit 40 may be provided also on the speaker terminal SP + side, and the detection output thereof may be supplied to the microcomputer.
[0068]
[Other embodiments]
In the above example, the output stage is a BTL circuit, but the present invention can also be applied to a single circuit. 5 and 6 show a configuration example of a power amplifier device using this single circuit.
[0069]
In the power amplifier device shown in FIG. 5, a PWM signal PA is supplied from a PWM modulation circuit 11 to a drive circuit 13 to form pulse voltages + PA and -PA for driving, and these pulse voltages + PA and -PA are formed by a push-pull circuit. 15 is supplied. The output end of the push-pull circuit 15 is connected to one end of the speaker 19 through the capacitor 51 and further through the low-pass filter 17. The other end of the speaker 19 is grounded.
[0070]
The power amplifier device shown in FIG. 6 has a single output stage similarly to the power amplifier device shown in FIG. 5, and the push-pull circuit 15 has a pair of positive and negative terminals from the power supply terminals 20+ and 20-. Are supplied when the DC voltages + VDD and -VDD are supplied. Therefore, the capacitor 51 in FIG. 5 can be omitted.
[0071]
In the power amplifier device shown in FIGS. 5 and 6 in which the output stage is a single circuit, the overcurrent protection circuit 30 of the first embodiment and the overcurrent protection circuit 40 of the second embodiment include a push-pull circuit. The detection outputs of the protection circuits 30 and 40 are provided to the microcomputer 22 through an OR circuit 52.
[0072]
[Other Modifications]
In the above description, the input signal Pin is a digital audio signal, but may be an analog audio signal. Further, the PWM modulation circuit 11 and the drive circuits 13 and 14 may be integrated.
[0073]
Although the above-described example is for an audio amplifier, it can be used as an amplifier for driving a power device such as a motor. If an arbitrary load is connected in place of the speaker 19, the operating voltage can be supplied to the load, and the magnitude of the voltage supplied to the load can be changed by changing the input signal Pin. Can be.
[0074]
In the above-described embodiment, the overcurrent detection output of the overcurrent protection circuit is supplied to the microcomputer, which disconnects the load, controls the drive circuit and the PWM modulation circuit, and supplies power to each circuit. Although the interruption is controlled, a dedicated control circuit may be separately provided instead of the microcomputer to perform the control.
[0075]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to protect an overcurrent of a switching element and a load of a push-pull circuit without deteriorating the quality of an output signal supplied to the load.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of a power amplifier device according to the present invention.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a modification of the first embodiment of the power amplifier device according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a power amplifier device according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a circuit diagram showing a modification of the second embodiment of the power amplifier device according to the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram of still another embodiment of the power amplifier device according to the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram of still another embodiment of the power amplifier device according to the present invention.
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a PWM-driven power amplifier device.
FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the power amplifier device of FIG. 7;
FIG. 9 is a diagram for explaining the operation of the power amplifier device of FIG. 7;
FIG. 10 is a circuit diagram of a power amplifier device including a conventional overcurrent protection circuit.
[Explanation of symbols]
11: PWM modulation circuit, 12: Clock formation circuit, 13, 14: Drive circuit, 15, 16: Push-pull circuit, 151, 152, 161, 162: FET as switching element, 17, 18: Low-pass filter, 19 ... Loudspeaker, 30, 40 ... overcurrent protection circuit

Claims

Pulse width modulation means for converting the input signal into a pulse width modulation signal whose quantization level corresponds to the pulse width and outputting the signal;
Drive means for converting the pulse width modulation signal output from the pulse width modulation means into a pair of drive pulses having mutually opposite levels and outputting the pair of drive pulses;
A push-pull circuit in which a pair of switching elements are configured by push-pull connection, wherein the pair of drive pulses from the drive unit are supplied to the pair of switching elements, and a load is connected to an output terminal;
Detecting means for detecting that the potential of the output terminal of the push-pull circuit has exceeded a predetermined value;
Operation stop means for substantially stopping the operation of the push-pull circuit based on the detection output of the detection means,
A power amplifier device comprising:

The power amplifier device according to claim 1,
The power amplifier device, wherein the operation stopping unit stops supplying a power supply voltage to the pulse width modulation unit, the driving unit, or the push-pull circuit.

The power amplifier device according to claim 1,
The power amplifier device, wherein the operation stopping means stops outputting the pulse width modulation signal from the pulse width modulation means.

The power amplifier device according to claim 1,
The power amplifier device, wherein the operation stopping means stops outputting the pair of drive pulses from the driving means.

Pulse width modulation means for converting the input signal into a pulse width modulation signal whose quantization level corresponds to the pulse width and outputting the signal;
Drive means for converting the pulse width modulation signal output from the pulse width modulation means into a pair of drive pulses having mutually opposite levels and outputting the pair of drive pulses;
A push-pull circuit in which a pair of switching elements are configured by push-pull connection, wherein the pair of drive pulses from the drive unit are supplied to the pair of switching elements, and a load is connected to an output terminal;
Detecting means for detecting that the potential of the output terminal of the push-pull circuit has exceeded a predetermined value;
Means for disconnecting the load side from the output end based on the detection output of the detection means,
A power amplifier device comprising:

First pulse width modulation means for converting the input signal into a first pulse width modulation signal having a quantization level corresponding to the pulse width and outputting the first pulse width modulation signal;
Second pulse width modulation means for converting the input signal into a second pulse width modulation signal in which a two's complement of the quantization level is made to correspond to a pulse width, and outputting the second pulse width modulation signal;
First drive means for converting the first pulse width modulation signal output from the first pulse width modulation means into a pair of first drive pulses having mutually opposite levels, and outputting the first drive pulse;
Second drive means for converting the second pulse width modulation signal output from the second pulse width modulation means into a pair of second drive pulses having mutually opposite levels, and outputting the pair;
A first pair of switching elements are configured so as to be push-pull connected, and the pair of first drive pulses from the first drive unit are supplied to the first pair of switching elements and output. A first push-pull circuit having an end connected to one end of the load;
A second pair of switching elements are configured so as to be push-pull connected, and the second pair of drive pulses from the second drive means are supplied to the second pair of switching elements and output. A second push-pull circuit having an end connected to the other end of the load;
Detecting means for detecting that the potential of the output terminal of the first push-pull circuit or the potential of the output terminal of the second push-pull circuit exceeds a predetermined value;
Operation stop means for substantially stopping the operation of the first and second push-pull circuits based on the detection output of the detection means;
A power amplifier device comprising:

First pulse width modulation means for converting the input signal into a first pulse width modulation signal having a quantization level corresponding to the pulse width and outputting the first pulse width modulation signal;
Second pulse width modulation means for converting the input signal into a second pulse width modulation signal in which a two's complement of the quantization level is made to correspond to a pulse width, and outputting the second pulse width modulation signal;
First drive means for converting the first pulse width modulation signal output from the first pulse width modulation means into a pair of first drive pulses having mutually opposite levels, and outputting the first drive pulse;
Second drive means for converting the second pulse width modulation signal output from the second pulse width modulation means into a pair of second drive pulses having mutually opposite levels, and outputting the pair;
A first pair of switching elements are configured so as to be push-pull connected, and the pair of first drive pulses from the first drive unit are supplied to the first pair of switching elements and output. A first push-pull circuit having an end connected to one end of the load;
A second pair of switching elements are configured so as to be push-pull connected, and the second pair of drive pulses from the second drive means are supplied to the second pair of switching elements and output. A second push-pull circuit having an end connected to the other end of the load;
Detecting means for detecting that the potential of the output terminal of the first push-pull circuit or the potential of the output terminal of the second push-pull circuit exceeds a predetermined value;
Means for disconnecting the load side from the output end based on the detection output of the detection means,
A power amplifier device comprising: