JP2004032917A

JP2004032917A - Motor controller

Info

Publication number: JP2004032917A
Application number: JP2002186489A
Authority: JP
Inventors: Shigetoshi Daidoji; 大道寺　重俊; Makoto Abe; 阿部　誠
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2002-06-26
Filing date: 2002-06-26
Publication date: 2004-01-29
Anticipated expiration: 2022-06-26
Also published as: JP3951830B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To restrain torque fluctuations caused by electric or magnetic variations in respective phases resulting from structural or assembly processes of a motor. <P>SOLUTION: In controlling an inverter so as to generate rotational torque by applying voltage to run electric current for each of armature windings of respective phases of the motor 4, a control target command value is calculated for each of the armature windings of the respective phases of the motor 4 so as to generate the rotational torque of a torque indication value T* from the outside for the motor 4, so that the control target command value is corrected by a current command value correction parts 17U, 17V, 17W. At this time, a correction factor calculation part 15 calculates correction coefficients Ku, Kv, Kw based on characteristic variations in the respective phases of the motor 4 and makes correction so as to restrain torque fluctuations caused by the characteristic variations of the respective phases of the motor 4. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の相に対応した電機子巻線を有するモータに電力を供給して、モータを駆動させるモータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のモータ制御装置としては、例えば特開２００２−０８４７９０号公報に開示されているように、３つの電機子巻線がＹ字状に結線された３相交流モータに、インバータから電力を供給し、３相交流モータを回転駆動させるものが知られている。
【０００３】
このような３相交流モータは、インバータのスイッチング素子をオン／オフすることで、モータのＵ相、Ｖ相、Ｗ相に位相が異なる正弦波状の駆動電流が供給されて駆動する。
【０００４】
この３相交流モータの回転トルクは、各相が発生するトルクの和となる。各相のトルクは、各相の電機子巻線に流れる電流と、その電流の流れる方向に直交する永久磁石からの磁束密度の積に比例する。したがって、従来のモータ制御装置では、各相の電機子巻線に流す電流値を制御することで、３相交流モータのトルクを制御している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のＹ字結線された３相交流モータの各相には、構造上又は組立工程等により、電機子巻線のばらつきや永久磁石の磁力分布のばらつき等が存在し、各相間において電気的特性や磁気的特性にばらつきが生じてしまう。この結果、各相を流れる電流及び磁束に比例するトルクにリップルが発生してしまい、モータ制御装置にて一様な駆動制御ができなかった。
【０００６】
そこで、本発明は、上述した実情に鑑みて提案されたものであり、モータの構造的又は組立工程等に基づいた電気的、磁気的な各相のばらつきに起因するトルク変動を低減させることができるモータ制御装置を提供するものである。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
本発明は、永久磁石を回転子とし、複数相に対応した電機子巻線を固定子とした構成を有し、各相の電機子巻線ごとに電流が流れるように電圧を印加して回転トルクを発生させるようにインバータを制御するに際して、外部からのトルク指示値の回転トルクをモータに発生させるようにモータの各相の電機子巻線ごとに制御目標指令値を演算して、この制御目標指令値を補正する。このとき、モータ制御装置では、モータの各相の特性ばらつきに基づいた補正係数を各相ごとに算出して、モータの各相の特性ばらつきに起因するトルク変動を抑制するように制御目標指令値を補正することで、上述の課題を解決する。
【０００８】
【発明の効果】
本発明に係るモータ制御装置によれば、モータの各相の特性ばらつきに基づいた補正係数を各相ごとに算出して、トルク指示値に応じて各相の制御目標指令値を補正するので、各相ごとにモータの各相の特性ばらつきに起因するトルク変動を抑制することができる。
【０００９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。
【００１０】
本発明は、例えば図１に示すように構成されたモータ駆動装置に適用される。
【００１１】
［モータ駆動装置の構成］
このモータ駆動装置は、トルク指示値Ｔ^＊が入力されることに応じて、モータ駆動制御部１によりインバータ２を駆動制御して、バッテリ３に蓄積した直流電圧を交流電圧に変換してモータ４に印加することで、モータ４に回転トルクを与えるものである。
【００１２】
本実施形態において、モータ４は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相に対応した６本の電流供給線によりインバータ２と接続された３相交流モータである。このモータ４は、Ｕ相の電機子巻線４Ｕ、Ｖ相の電機子巻線４Ｖ、Ｗ相の電機子巻線４Ｗがインバータ２に接続される。詳しくは、電機子巻線４Ｕはその正端子ｕ＋と負端子ｕ−とがスイッチング素子部２Ｕと接続され、電機子巻線４Ｖはその正端子ｖ＋と負端子ｖ−とがスイッチング素子部２Ｖと接続され、電機子巻線４Ｗはその正端子ｗ＋と負端子ｗ−とがスイッチング素子部２Ｗと接続される。このようなモータ４では、電機子巻線４Ｕ、４Ｖ、４Ｗ同士が直接接続されることなく、インバータ２と接続されている。
【００１３】
インバータ２は、バッテリ３と接続され、モータ４のＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応したブリッジ回路であるスイッチング素子部２Ｕ、２Ｖ、２Ｗを備える。スイッチング素子部２Ｕ、２Ｖ、２Ｗは、それぞれ４個のスイッチング素子を備え、各スイッチング素子がモータ駆動制御部１の制御に従ってオンオフ駆動されることで、バッテリ３からの直流電圧を交流電圧に変換する。
【００１４】
このとき、モータ駆動制御部１では、スイッチング素子部２Ｕ、２Ｖ、２Ｗを構成する各スイッチング素子がＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）である場合には、ゲート端子にオンオフ制御信号を供給する。
【００１５】
図２に、モータ駆動制御部１の制御ブロック図を示す。
【００１６】
モータ駆動制御部１は、外部から操作者の操作に基づいてモータ４が出力するためのトルク指示値Ｔ^＊が供給されて、このトルク指示値Ｔ^＊の回転トルクをモータ４に発生させるための各種演算を行ってモータ４に印加する電圧を制御する。
【００１７】
トルク指示値Ｔ^＊に従ってモータ４を駆動制御する場合には、モータ４に供給しているＵ相モータ電流ｉｕ、Ｖ相モータ電流ｉｖ及びＷ相モータ電流ｉｗを電流センサ１１Ｕ、電流センサ１１Ｖ及び電流センサ１１Ｗにより検出する。
【００１８】
また、回転センサ１２によりモータ４の回転を検出することにより回転計測部１３にてモータ４のモータ回転数Ｎを求めて電流マップ演算部１４及び補正係数算出部１５に送ると共に、モータ４の回転電気角θを求めて２相−３相電流指令値変換部１６に送る。このとき、回転計測部１３では、回転センサ１２からの信号からモータ回転数Ｎを求め、このモータ回転数Ｎから回転電気角θを求める。
【００１９】
補正係数算出部１５では、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに対する各相の補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗの関係を記述したマップデータを保持している。このマップデータは、モータ４の各相の電機子巻線４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに流す電流値を、モータ４の各相の磁気的又は電気的なばらつきに応じて補正する補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを求めるデータである。この補正係数算出部１５では、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎが入力されると、この値に応じてマップデータを参照して、補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを求める。
【００２０】
ここで、補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗは、その値が「１」である場合には各相に流す電流値を補正せず、「１」より大きい場合には各相に流す電流値を増加させる補正をさせ、「１」より小さい場合には各相に流す電流値を減少させる補正をさせる。
【００２１】
電流マップ演算部１４では、予め用意しておいたモータ回転数Ｎに応じたトルク指示値Ｔ^＊とｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊との関係を記述したマップデータを保持している。このマップデータは、モータ４の各相の磁気的及び電気的な特性が非対称でなく、対称な特性である場合のｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を求めるデータである。
【００２２】
この電流マップ演算部１４では、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎを入力すると、マップデータを参照してｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊を求めて２相−３相電流指令値変換部１６に送る。ここで、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊は、回転直交座標系であるｄｑ座標系においてモータ４に供給する目標とする電流値である。
【００２３】
２相−３相電流指令値変換部１６では、電流マップ演算部１４からのｄ軸電流指令値ｉｄ^＊及びｑ軸電流指令値ｉｑ^＊と回転電気角θとに基づいて、Ｕ相電流指令値ｉｕ^＊、Ｖ相電流指令値ｉｖ^＊、Ｗ相電流指令値ｉｗ^＊に変換して、Ｕ相電流指令値補正部１７Ｕ、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖ、Ｗ相電流指令値補正部１７Ｗに送る。
【００２４】
Ｕ相電流指令値補正部１７Ｕでは、補正係数算出部１５からの補正係数Ｋｕによって２相−３相電流指令値変換部１６からのＵ相電流指令値ｉｕ^＊を補正して、Ｕ相電流補正指令値ｉｕ^＊＊を算出してＵ相電圧変換部１８Ｕに送る。このとき、Ｕ相電流指令値補正部１７Ｕでは、補正係数ＫｕとＵ相電流指令値ｉｕ^＊とを乗算することで、補正後のＵ相電流補正指令値ｉｕ^＊＊を求める。
【００２５】
また、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖでは、補正係数算出部１５からの補正係数Ｋｖによって２相−３相電流指令値変換部１６からのＶ相電流指令値ｉｖ^＊を補正して、Ｖ相電流補正指令値ｉｖ^＊＊を算出してＶ相電圧変換部１８Ｖに送る。このとき、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖでは、補正係数ＫｖとＶ相電流指令値ｉｖ^＊とを乗算することで、補正後のＶ相電流補正指令値ｉｖ^＊＊を求める。
【００２６】
更に、Ｗ相電流指令値補正部１７Ｗでは、補正係数算出部１５からの補正係数Ｋｗによって２相−３相電流指令値変換部１６からのＷ相電流指令値ｉｗ^＊を補正して、Ｗ相電流補正指令値ｉｗ^＊＊を算出してＷ相電圧変換部１８Ｗに送る。このとき、Ｗ相電流指令値補正部１７Ｗでは、補正係数ＫｗとＷ相電流指令値ｉｗ^＊とを乗算することで、補正後のＷ相電流補正指令値ｉｗ^＊＊を求める。
【００２７】
Ｕ相電圧変換部１８Ｕでは、Ｕ相電流指令値補正部１７ＵからのＵ相電流補正指令値ｉｕ^＊＊と電流センサ１１ＵからのＵ相モータ電流ｉｕとを用いて、実際に電機子巻線４Ｕに流れるＵ相モータ電流ｉｕをＵ相電流補正指令値ｉｕ^＊＊とするために必要なＵ相電圧指令値ｖｕ^＊を演算してＵ相ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）演算部１９Ｕに送る。このとき、Ｕ相電圧変換部１８Ｕでは、Ｕ相電流補正指令値ｉｕ^＊＊とＵ相モータ電流ｉｕとの差分と定数Ｋｐとを乗算することで、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^＊を演算する。
【００２８】
また、Ｖ相電圧変換部１８Ｖでは、Ｖ相電流指令値補正部１７ＶからのＶ相電流補正指令値ｉｖ^＊＊と電流センサ１１ＶからのＶ相モータ電流ｉｖとを用いて、実際に電機子巻線４Ｖに流れるＶ相モータ電流ｉｖをＶ相電流補正指令値ｉｖ^＊＊とするために必要なＶ相電圧指令値ｖｖ^＊を演算してＶ相ＰＷＭ演算部１９Ｖに送る。このとき、Ｖ相電圧変換部１８Ｖでは、Ｖ相電流補正指令値ｉｖ^＊＊とＶ相モータ電流ｉｖとの差分と定数Ｋｐとを乗算することで、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^＊を演算する。
【００２９】
更に、Ｗ相電圧変換部１８Ｗでは、Ｗ相電流指令値補正部１７ＷからのＷ相電流補正指令値ｉｗ^＊＊と電流センサ１１ＷからのＷ相モータ電流ｉｗとを用いて、実際に電機子巻線４Ｗに流れるＷ相モータ電流ｉｗをＷ相電流補正指令値ｉｗ^＊＊とするために必要なＷ相電圧指令値ｖｗ^＊を演算してＷ相ＰＷＭ演算部１９Ｗに送る。このとき、Ｗ相電圧変換部１８Ｗでは、Ｗ相電流補正指令値ｉｗ^＊＊とＷ相モータ電流ｉｗとの差分と定数Ｋｐとを乗算することで、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^＊を演算する。
【００３０】
Ｕ相ＰＷＭ演算部１９Ｕでは、Ｕ相電圧変換部１８ＵからのＵ相電圧指令値ｖｕ^＊と、搬送波である三角波とを大小比較して、スイッチング素子部２Ｕの各スイッチング素子を駆動するＰＷＭ波形を決定する。このＰＷＭ波形は、各スイッチング素子を駆動するオンオフ制御信号としてスイッチング素子部２Ｕ（図１参照）に供給される。
【００３１】
また、Ｖ相ＰＷＭ演算部１９Ｖでは、Ｖ相電圧変換部１８ＶからのＶ相電圧指令値ｖｖ^＊と、搬送波である三角波とを大小比較して、スイッチング素子部２Ｖの各スイッチング素子を駆動するＰＷＭ波形を決定する。このＰＷＭ波形は、各スイッチング素子を駆動するオンオフ制御信号としてスイッチング素子部２Ｖ（図１参照）に供給される。
【００３２】
更に、Ｗ相ＰＷＭ演算部１９Ｗでは、Ｗ相電圧変換部１８ＷからのＷ相電圧指令値ｖｗ^＊と、搬送波である三角波とを大小比較して、スイッチング素子部２Ｗの各スイッチング素子を駆動するＰＷＭ波形を決定する。このＰＷＭ波形は、各スイッチング素子を駆動するオンオフ制御信号としてスイッチング素子部２Ｗ（図１参照）に供給される。
【００３３】
これにより、モータ駆動制御部１では、バッテリ３からの直流電圧を交流電圧にして電機子巻線４Ｕ、４Ｖ、４Ｗに印加することで、電機子巻線４Ｕ、４Ｖ、４Ｗにトルク指示値Ｔ^＊に応じた電流を流す。
【００３４】
つぎに、上述の補正係数算出部１５により補正係数を算出するためのマップデータを求める処理について説明する。
【００３５】
先ず、モータ４の各相が磁気的に非対称となっていることによるトルク変動を抑制する補正係数の算出処理について説明する。この場合は、モータ４を外部から強制的に回転させた時に、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の開放発電電圧の実効値をそれぞれＥｕ、Ｅｖ、Ｅｗとし、これらの各相の開放発電電圧のうち、中間の値となる開放発電電圧をＥとする。そして、下記の演算式に示すように、
Ｋｕ＝１＋α（１−Ｅｕ／Ｅ）
Ｋｖ＝１＋α（１−Ｅｖ／Ｅ）
Ｋｗ＝１＋α（１−Ｅｗ／Ｅ）
なる演算をすることで、Ｕ相についての補正係数Ｋｕ、Ｖ相についての補正係数Ｋｖ、Ｗ相についての補正係数Ｋｗを求める。ここで、αは正の定数であり、制御方法やモータ４の磁気的な構造などにより異なり、モータ駆動装置の製造、組立時に調整して決定する。そして、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに対する各補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを決定して、補正係数算出部１５に格納するマップデータを作成する。
【００３６】
このように作成したマップデータを補正係数算出部１５に保持し、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに応じた補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、ＫｗによってＵ相電流指令値補正部１７Ｕ、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖ及びＷ相電流指令値補正部１７Ｗにて補正を行う前の電圧指令値、モータ電流及び回転トルクの時間変化を図３に示す。
【００３７】
図３によれば、図３（ａ）に示す電圧指令値をＵ相ＰＷＭ演算部１９Ｕ、Ｖ相ＰＷＭ演算部１９Ｖ及びＷ相ＰＷＭ演算部１９Ｗに送った場合には、図３（ｂ）に示すようなＵ相モータ電流ｉｕ、Ｖ相モータ電流ｉｖ及びＷ相モータ電流ｉｗの変化となる。これに対し、モータ４にて発生する回転トルクは、図３（ｃ）に示すように、各相間の磁気的なばらつきにより、各相にて発生させるトルクが均一にならずに、時間の変化に従ったトルク変動幅Ｗ１を発生させる。
【００３８】
これに対し、磁気的なばらつきを低減するためのマップデータを定数αを「２」に設定して作成し、このマップデータを補正係数算出部１５にて参照して補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗにて補正した場合、図４（ａ）及び図４（ｂ）に示すような電圧指令値及びモータ電流の時間変化となる。このとき、図３（ｂ）に示すモータ電流よりも各相のモータ電流が非対称となっているが、各相の磁気的なばらつきにより各相のトルクの不均一を抑制し、図４（ｃ）に示すように時間の変化に従ったトルク変動幅Ｗ２となる。このトルク変動幅Ｗ２は、補正する前のトルク変動幅Ｗ２と比較して略半分となっている。
【００３９】
次に、モータ４の各相が電気的に非対称となっていることによるトルク変動を抑制する補正係数の算出処理について説明する。補正係数が「１」であって各相の電流指令値に補正をしていない場合の各相の電圧指令値の基本波実効値をＶｕ^＊、Ｖｖ^＊、Ｖｗ^＊とし、これらの各相の基本波実効値のうち、中間の値となる基本波実効値をＶとする。そして、下記の演算式に示すように、
Ｋｕ＝１＋α（１−Ｖｕ^＊／Ｖ）
Ｋｖ＝１＋α（１−Ｖｖ^＊／Ｖ）
Ｋｗ＝１＋α（１−Ｖｗ^＊／Ｖ）
なる演算をすることで、Ｕ相についての補正係数Ｋｕ、Ｖ相についての補正係数Ｋｖ、Ｗ相についての補正係数Ｋｗを求める。ここで、αは正の定数であり、制御方法やモータ４の磁気的な構造などにより異なり、モータ駆動装置の製造、組立時に調整して決定する。このようにトルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに対する各補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを決定して、補正係数算出部１５に格納するマップデータを作成する。
【００４０】
このように各相が電気的に非対称となっている場合であっても、図３及び図４に示したときと同様に、補正前ではトルク変動幅Ｗ１となっているのを、補正後にはトルク変動幅Ｗ２とすることができる。
【００４１】
次に、電圧利用率を高めてモータ４の回転トルクを増大させる補正係数の算出処理について説明する。この場合、各相の開放発電電圧のうち開放発電電圧の最大値Ｅ又は各相の基本波実効値のうち各相の基本波実効値の最大値Ｖを使用し、更に、定数αを負の値にして、上記演算式の演算を行うことで補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを求める。このようにトルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに対する各補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗを決定して、補正係数算出部１５に格納するマップデータを作成する。
【００４２】
このように作成したマップデータを補正係数算出部１５に保持させ、トルク指示値Ｔ^＊及びモータ回転数Ｎに応じた補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、ＫｗによってＵ相電流指令値補正部１７Ｕ、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖ及びＷ相電流指令値補正部１７Ｗにて補正を行う前の電圧指令値、モータ電流及び回転トルクの時間変化を図５に示す。
【００４３】
図５によれば、図５（ａ）に示す電圧指令値をＵ相ＰＷＭ演算部１９Ｕ、Ｖ相ＰＷＭ演算部１９Ｖ及びＷ相ＰＷＭ演算部１９Ｗに送った場合には、図５（ｂ）に示すようなＵ相モータ電流ｉｕ、Ｖ相モータ電流ｉｖ及びＷ相モータ電流ｉｗの変化となり、モータ４にて発生する回転トルクは、図５（ｃ）に示すようになる。これに対し、電圧利用率を高めるためのマップデータを補正係数算出部１５にて参照して補正係数Ｋｕ、Ｋｖ、Ｋｗにて補正した場合には、図６（ａ）及び図６（ｂ）に示すような電圧指令値及びモータ電流の時間変化となり、図６（ｃ）に示すように時間の変化に従ったトルク変動となる。
【００４４】
ここで、図５（ｂ）のモータ電流値と比較して図６（ｂ）のモータ電流値には各相間の電流が非対称となっており、図５（ａ）に示すＶ相電圧指令値ｖｖ^＊とＷ相電圧指令値ｖｗ^＊とは約６．８Ｖの電圧差が生じているが、図６（ａ）に示す場合には５Ｖまで縮小している。また、補正前の回転トルクは図５（ｃ）に示すように回転トルクＴ１付近にて変動しているが、補正後の回転トルクは回転トルクＴ１を超えて変動しており、補正前の回転トルクと比較して約５％だけ増加している。したがって、補正後では、補正前と比較して電圧利用率が向上している。
【００４５】
補正係数算出部１５では、上述したような各相間の磁気的なばらつきによるトルク変動を抑制するためのマップデータ、各相間の電気的なばらつきによるトルク変動を抑制するマップデータ、電圧利用率を向上させるためのマップデータのうちの何れかを保持して補正係数を算出しても良く、双方のマップデータを保持し、何れかのマップデータを切り換えて使用して補正係数を算出しても良い。
【００４６】
［実施形態の効果］
以上詳細に説明したように、本発明を適用したモータ駆動装置によれば、モータ４の各相の特性ばらつきに応じた補正係数を各相ごとに算出して電流指令値を補正するので、構造的又は組立工程にて各相ごとに電気的、磁気的な特性ばらつきがある場合であっても、この特性ばらつきに起因するトルク変動を低減させることができる。
【００４７】
また、このモータ駆動装置によれば、補正係数算出部１５により、モータ４の各相の磁気的な特性ばらつきを低減するためのマップデータ及びモータ４の各相の電気的な特性ばらつきを低減するためのマップデータを保持して、各相ごとの補正係数を算出するので、磁気的又は電気的な各相の特性ばらつきに起因するモータ４のトルク変動を低減させることができる。
【００４８】
ここで、各相の巻線を意図的に非対称とした薄型モータを駆動する場合であっても、補正係数算出部１５にて各相の巻線の非対称度合いに応じたマップデータを保持し、各相ごとに補正することで、性能の悪化を抑制すると共に薄型モータを実現することができる。
【００４９】
更に、このモータ駆動装置によれば、モータ４の各相の特性ばらつきに基づくモータ４の電圧利用率を向上するマップデータを参照して各相ごとの補正係数を算出して電流指令値を補正するので、各相の特性ばらつきによって回転トルクが低減する場合であっても、電圧利用率を向上させることができる。
【００５０】
更にまた、このモータ駆動装置によれば、モータ４の各相の特性ばらつきに基づく回転トルクの変動を低減するためのマップデータ、モータ４の電圧利用率を向上するためのマップデータを切り換えて使用して、各相ごとの補正係数を算出して補正するので、モータ４の駆動状態やトルク指示値Ｔ^＊に応じて使用するマップデータを切り換えることにより、モータ４のトルク変動の低減及び電圧利用率の低下の双方を実現することができる。
【００５１】
補正係数算出部１５は、例えば、モータ４を駆動系の共振周波数付近にて回転駆動させる場合には、トルク変動を低減させるためのマップデータを使用して各相ごとの補正係数を算出し、モータ４のトルク最大値付近にて駆動させる場合には、電圧利用率を向上させるマップデータを使用して各相ごとの補正係数を算出する。これにより、例えば車両の駆動に関する用途にてモータ４を駆動するときに、広い回転数域及び回転トルク範囲がモータ４に要求される場合であっても、モータ４の性能を最大限に引き出すことができる。
【００５２】
なお、上述の実施の形態は本発明の一例である。このため、本発明は、上述の実施形態に限定されることはなく、この実施の形態以外であっても、本発明に係る技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能であることは勿論である。
【００５３】
ここで、特許請求の範囲と実施の形態の対応関係は以下の通りである。
【００５４】
モータ駆動制御部１に含まれる電流マップ演算部１４、２相−３相電流指令値変換部１６が制御目標演算手段を構成し、補正係数算出部１５が補正係数算出手段を構成し、Ｕ相電流指令値補正部１７Ｕ、Ｖ相電流指令値補正部１７Ｖ、Ｗ相電流指令値補正部１７Ｗが補正手段を構成し、Ｕ相電圧変換部１８Ｕ及びＵ相ＰＷＭ演算部１９Ｕ、Ｖ相電圧変換部１８Ｖ及びＶ相ＰＷＭ演算部１９Ｖ、Ｗ相電圧変換部１８Ｗ及びＷ相ＰＷＭ演算部１９Ｗが制御手段を構成する。
【００５５】
また、上述した一例では、各相の電流補正指令値を補正係数にて補正する場合について説明したが、これに限らず、各相の電流補正指令値を電圧指令値に変換した後にこの電圧指令値を補正しても、上述と同様の効果を得ることができるのは勿論である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用したモータ駆動装置の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明を適用したモータ駆動装置のモータ駆動制御部の制御ブロック図である。
【図３】モータの磁気的な特性ばらつきを補正する前のトルク変動幅を説明するための図であり、（ａ）は各相の電圧指令値、（ｂ）は各相のモータ電流、（ｃ）はトルク変動を示す。
【図４】モータの磁気的な特性ばらつきを補正した後のトルク変動幅を説明するための図であり、（ａ）は各相の電圧指令値の時間変化、（ｂ）は各相のモータ電流の時間変化、（ｃ）はトルク変動の時間変化を示す。
【図５】モータの電圧利用率を補正していない場合を説明するための図であり、（ａ）は各相の電圧指令値の時間変化、（ｂ）は各相のモータ電流の時間変化、（ｃ）はトルク変動の時間変化を示す。
【図６】モータの電圧利用率を補正した場合を説明するための図であり、（ａ）は各相の電圧指令値の時間変化、（ｂ）は各相のモータ電流の時間変化、（ｃ）はトルク変動の時間変化を示す。
【符号の説明】
１　モータ駆動制御部
２　インバータ
３　バッテリ
４　モータ
１１Ｕ，１１Ｖ，１１Ｗ　電流センサ
１２　回転センサ
１３　回転計測部
１４　電流マップ演算部
１５　補正係数算出部
１６　２相−３相電流指令値変換部
１７Ｕ　Ｕ相電流指令値補正部
１７Ｖ　Ｖ相電流指令値補正部
１７Ｗ　Ｗ相電流指令値補正部
１８Ｕ　Ｕ相電圧変換部
１８Ｖ　Ｖ相電圧変換部
１８Ｗ　Ｗ相電圧変換部
１９Ｕ　Ｕ相ＰＷＭ演算部
１９Ｖ　Ｖ相ＰＷＭ演算部
１９Ｗ　Ｗ相ＰＷＭ演算部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a motor control device that supplies power to a motor having armature windings corresponding to a plurality of phases to drive the motor.
[0002]
[Prior art]
As a conventional motor control device, for example, as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-084490, power is supplied from an inverter to a three-phase AC motor in which three armature windings are connected in a Y-shape. A device that drives a three-phase AC motor to rotate is known.
[0003]
By turning on / off the switching element of the inverter, such a three-phase AC motor is driven by supplying a sinusoidal drive current having different phases to the U, V, and W phases of the motor.
[0004]
The rotation torque of this three-phase AC motor is the sum of the torque generated by each phase. The torque of each phase is proportional to the product of the current flowing through the armature winding of each phase and the magnetic flux density from the permanent magnet orthogonal to the direction in which the current flows. Therefore, in the conventional motor control device, the torque of the three-phase AC motor is controlled by controlling the current value flowing through the armature winding of each phase.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in each phase of the conventional Y-connected three-phase AC motor, there are variations in armature windings and variations in the magnetic force distribution of the permanent magnets due to the structure or the assembly process. Characteristic and magnetic characteristics will vary. As a result, ripples occur in the torque proportional to the current and magnetic flux flowing through each phase, and uniform drive control cannot be performed by the motor control device.
[0006]
In view of the above, the present invention has been proposed in view of the above-described circumstances, and it is possible to reduce torque fluctuations caused by electric and magnetic variations in each phase based on a structural or assembling process of a motor. It is intended to provide a motor control device which can be used.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The present invention has a configuration in which a permanent magnet is used as a rotor, and armature windings corresponding to a plurality of phases are used as stators. When controlling the inverter to generate torque, a control target command value is calculated for each armature winding of each phase of the motor so as to generate a rotation torque of an external torque instruction value to the motor. Correct the target command value. At this time, the motor control device calculates a correction coefficient for each phase based on the characteristic variation of each phase of the motor, and controls the control target command value so as to suppress the torque variation caused by the characteristic variation of each phase of the motor. The above-mentioned problem is solved by correcting.
[0008]
【The invention's effect】
According to the motor control device of the present invention, the correction coefficient based on the characteristic variation of each phase of the motor is calculated for each phase, and the control target command value of each phase is corrected according to the torque command value. It is possible to suppress the torque fluctuation due to the characteristic variation of each phase of the motor for each phase.
[0009]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0010]
The present invention is applied to, for example, a motor drive device configured as shown in FIG.
[0011]
[Configuration of motor drive device]
In response to the input of the torque instruction value T ^* , the motor drive device controls the drive of the inverter 2 by the motor drive control unit 1, converts the DC voltage stored in the battery 3 into an AC voltage, To give a rotational torque to the motor 4.
[0012]
In the present embodiment, the motor 4 is a three-phase AC motor connected to the inverter 2 by six current supply lines corresponding to the U, V, and W phases. In the motor 4, a U-phase armature winding 4U, a V-phase armature winding 4V, and a W-phase armature winding 4W are connected to the inverter 2. Specifically, the armature winding 4U has its positive terminal u + and negative terminal u- connected to the switching element unit 2U, and the armature winding 4V has its positive terminal v + and negative terminal v- connected to the switching element unit 2V. The positive terminal w + and the negative terminal w- of the armature winding 4W are connected to the switching element unit 2W. In such a motor 4, the armature windings 4U, 4V, and 4W are not directly connected to each other, but are connected to the inverter 2.
[0013]
The inverter 2 is connected to the battery 3 and includes switching element units 2U, 2V, and 2W, which are bridge circuits corresponding to the U, V, and W phases of the motor 4. The switching element units 2U, 2V, and 2W each include four switching elements, and each switching element is turned on and off under the control of the motor drive control unit 1, thereby converting a DC voltage from the battery 3 to an AC voltage. .
[0014]
At this time, in the motor drive control unit 1, when each switching element constituting the switching element unit 2U, 2V, 2W is a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor), an on / off control signal is supplied to the gate terminal. I do.
[0015]
FIG. 2 shows a control block diagram of the motor drive control unit 1.
[0016]
The motor drive control unit 1 is supplied with a torque instruction value T ^* to be output from the motor 4 based on an operation of the operator from the outside, and generates a rotation torque of the torque instruction value T ^* to the motor 4. Various calculations are performed to control the voltage applied to the motor 4.
[0017]
When the drive of the motor 4 is controlled in accordance with the torque instruction value T ^{*, the} U-phase motor current iu, the V-phase motor current iv, and the W-phase motor current iw supplied to the motor 4 are determined by the current sensor 11U, the current sensor 11V, and the current. It is detected by the sensor 11W.
[0018]
In addition, the rotation sensor 12 detects the rotation of the motor 4, and the rotation measuring unit 13 obtains the motor rotation speed N of the motor 4 and sends it to the current map calculation unit 14 and the correction coefficient calculation unit 15. The electrical angle θ is obtained and sent to the two-phase / three-phase current command value converter 16. At this time, the rotation measuring unit 13 obtains the motor rotation speed N from the signal from the rotation sensor 12, and obtains the electrical rotation angle θ from the motor rotation speed N.
[0019]
The correction coefficient calculation unit 15 holds map data describing the relationship between the correction coefficient Ku, Kv, and Kw for each phase with respect to the torque instruction value T ^* and the motor speed N. The map data includes correction coefficients Ku, Kv, and Kv for correcting the current values flowing through the armature windings 4U, 4V, and 4W of each phase of the motor 4 in accordance with the magnetic or electrical variation of each phase of the motor 4. This is data for obtaining Kw. When the torque instruction value T ^* and the motor rotation speed N are input, the correction coefficient calculation unit 15 determines correction coefficients Ku, Kv, and Kw by referring to the map data according to the values.
[0020]
Here, the correction coefficients Ku, Kv, and Kw do not correct the current value flowing in each phase when their values are “1”, and increase the current values flowing in each phase when they are larger than “1”. When the value is smaller than “1”, a correction is made to reduce the current value flowing through each phase.
[0021]
The current map calculation unit 14 prepares map data describing the relationship between the torque command value T ^* corresponding to the motor speed N and the d-axis current command value id ^* and the q-axis current command value iq ^* prepared in advance. keeping. This map data is data for obtaining the d-axis current command value id ^* and the q-axis current command value iq ^* when the magnetic and electrical characteristics of each phase of the motor 4 are not asymmetric but symmetric. .
[0022]
When the torque command value T ^* and the motor speed N are input, the current map calculation unit 14 obtains a d-axis current command value id ^* and a q-axis current command value iq ^* with reference to the map data, and obtains two-phase-3. It is sent to the phase current command value converter 16. Here, the d-axis current command value id ^* and the q-axis current command value iq ^* are target current values to be supplied to the motor 4 in a dq coordinate system that is a rotating rectangular coordinate system.
[0023]
In the two-phase / three-phase current command value converter 16, based on the d-axis current command value id ^* and the q-axis current command value iq ^* from the current map calculator 14 and the electrical angle of rotation θ, the U-phase current command value iu ^* , the V-phase current command value iv ^* , and the W-phase current command value iw ^*, and converted into the U-phase current command value correction unit 17U, the V-phase current command value correction unit 17V, and the W-phase current command value correction unit 17W. send.
[0024]
The U-phase current command value correction unit 17U corrects the U-phase current command value iu ^* from the two-phase / three-phase current command value conversion unit 16 using the correction coefficient Ku from the correction coefficient calculation unit 15, and corrects the U-phase current. Command value iu ^** is calculated and sent to U-phase voltage converter 18U. At this time, the U-phase current command value correction unit 17U obtains the corrected U-phase current correction command value iu ^** by multiplying the correction coefficient Ku by the U-phase current command value iu ^* .
[0025]
The V-phase current command value correction unit 17V corrects the V-phase current command value iv ^* from the two-phase / three-phase current command value conversion unit 16 with the correction coefficient Kv from the correction coefficient calculation unit 15, and The current correction command value iv ^** is calculated and sent to the V-phase voltage converter 18V. At this time, the V-phase current command value correction unit 17V obtains the corrected V-phase current correction command value iv ^** by multiplying the correction coefficient Kv by the V-phase current command value iv ^* .
[0026]
Further, the W-phase current command value correction unit 17W corrects the W-phase current command value iw ^* from the two-phase / three-phase current command value conversion unit 16 with the correction coefficient Kw from the correction coefficient calculation unit 15, and The current correction command value iw ^** is calculated and sent to the W-phase voltage converter 18W. At this time, the W-phase current command value correction unit 17W obtains a corrected W-phase current correction command value iw ^** by multiplying the correction coefficient Kw by the W-phase current command value iw ^* .
[0027]
The U-phase voltage converter 18U actually uses the U-phase current correction command value iu ^** from the U-phase current command value corrector 17U and the U-phase motor current iu from the current sensor 11U to actually use the armature winding 4U. A U-phase voltage command value vu ^* necessary to make the U-phase motor current iu flowing through the U-phase into a U-phase current correction command value iu ^** is calculated and sent to a U-phase PWM (Pulse Width Modulation) calculation unit 19U. At this time, the U-phase voltage converter 18U calculates the U-phase voltage command value vu ^* by multiplying the difference between the U-phase current correction command value iu ^** and the U-phase motor current iu by a constant Kp.
[0028]
The V-phase voltage conversion unit 18V actually uses the V-phase current correction command value iv ^** from the V-phase current command value correction unit 17V and the V-phase motor current iv from the current sensor 11V to actually perform armature winding. A V-phase voltage command value vv ^* necessary for converting the V-phase motor current iv flowing through the line 4V into a V-phase current correction command value iv ^** is calculated and sent to the V-phase PWM calculation unit 19V. At this time, the V-phase voltage converter 18V calculates the V-phase voltage command value vv ^* by multiplying the difference between the V-phase current correction command value iv ^** and the V-phase motor current iv by a constant Kp.
[0029]
Further, the W-phase voltage converter 18W actually uses the W-phase current correction command value iw ^** from the W-phase current command value corrector 17W and the W-phase motor current iw from the current sensor 11W to actually perform armature winding. A W-phase voltage command value vw ^* necessary for converting the W-phase motor current iw flowing through the line 4W into the W-phase current correction command value iw ^** is calculated and sent to the W-phase PWM calculation unit 19W. At this time, W-phase voltage converter 18W calculates W-phase voltage command value vw ^* by multiplying the difference between W-phase current correction command value iw ^** and W-phase motor current iw by a constant Kp.
[0030]
The U-phase PWM calculation unit 19U compares the magnitude of the U-phase voltage command value vu ^* from the U-phase voltage conversion unit 18U with a triangular wave as a carrier wave, and generates a PWM waveform for driving each switching element of the switching element unit 2U. decide. This PWM waveform is supplied to the switching element unit 2U (see FIG. 1) as an on / off control signal for driving each switching element.
[0031]
Further, the V-phase PWM calculation unit 19V compares the magnitude of the V-phase voltage command value vv ^* from the V-phase voltage conversion unit 18V with the triangular wave as a carrier wave, and performs PWM driving each switching element of the switching element unit 2V. Determine the waveform. This PWM waveform is supplied to the switching element unit 2V (see FIG. 1) as an on / off control signal for driving each switching element.
[0032]
Further, the W-phase PWM calculation unit 19W compares the magnitude of the W-phase voltage command value vw ^* from the W-phase voltage conversion unit 18W with the triangular wave as a carrier wave, and performs PWM driving each switching element of the switching element unit 2W. Determine the waveform. This PWM waveform is supplied to the switching element unit 2W (see FIG. 1) as an on / off control signal for driving each switching element.
[0033]
Accordingly, the motor drive control unit 1 converts the DC voltage from the battery 3 into an AC voltage and applies the AC voltage to the armature windings 4U, 4V, and 4W, so that the torque instruction value T is applied to the armature windings 4U, 4V, and 4W. Apply the current corresponding to ^* .
[0034]
Next, a process of obtaining map data for calculating a correction coefficient by the correction coefficient calculation unit 15 will be described.
[0035]
First, a description will be given of a process of calculating a correction coefficient that suppresses torque fluctuation due to each phase of the motor 4 being magnetically asymmetric. In this case, when the motor 4 is forcibly rotated from the outside, the effective values of the U-phase, V-phase, and W-phase open power generation voltages are set to Eu, Ev, and Ew, respectively. Of these, the open generation voltage having an intermediate value is E. Then, as shown in the following equation,
Ku = 1 + α (1-Eu / E)
Kv = 1 + α (1-Ev / E)
Kw = 1 + α (1-Ew / E)
By performing the following calculation, a correction coefficient Ku for the U phase, a correction coefficient Kv for the V phase, and a correction coefficient Kw for the W phase are obtained. Here, α is a positive constant, which varies depending on the control method, the magnetic structure of the motor 4, and the like, and is determined by adjusting during the manufacture and assembly of the motor driving device. Then, the correction coefficients Ku, Kv, and Kw for the torque instruction value T ^* and the motor speed N are determined, and map data to be stored in the correction coefficient calculation unit 15 is created.
[0036]
The map data created in this manner is held in the correction coefficient calculation unit 15, and the U-phase current command value correction unit 17U and the V-phase current are corrected by the correction coefficients Ku, Kv, and Kw corresponding to the torque instruction value T ^* and the motor speed N. FIG. 3 shows a time change of the voltage command value, the motor current, and the rotation torque before the correction is performed by the command value correction unit 17V and the W-phase current command value correction unit 17W.
[0037]
According to FIG. 3, when the voltage command value shown in FIG. 3A is sent to the U-phase PWM calculation unit 19U, the V-phase PWM calculation unit 19V, and the W-phase PWM calculation unit 19W, FIG. The changes in the U-phase motor current iu, the V-phase motor current iv, and the W-phase motor current iw are as shown. On the other hand, as shown in FIG. 3 (c), the rotational torque generated by the motor 4 is not uniform due to the magnetic variation between the phases, and the torque generated in each phase is not uniform. The torque fluctuation width W1 is generated according to the following.
[0038]
On the other hand, map data for reducing the magnetic variation is created by setting the constant α to “2”, and the map data is referred to by the correction coefficient calculation unit 15 to correct the correction coefficients Ku, Kv, and Kw. When the correction is made, the voltage command value and the motor current change over time as shown in FIGS. 4 (a) and 4 (b). At this time, the motor current of each phase is more asymmetric than the motor current shown in FIG. 3B, but the unevenness of the torque of each phase is suppressed due to the magnetic variation of each phase, and FIG. ), The torque fluctuation width W2 according to the change of time is obtained. This torque fluctuation width W2 is substantially half of the torque fluctuation width W2 before correction.
[0039]
Next, a description will be given of a process of calculating a correction coefficient that suppresses torque fluctuation due to each phase of the motor 4 being electrically asymmetric. When the correction coefficient is “1” and the current command value of each phase is not corrected, the fundamental wave effective value of the voltage command value of each phase is Vu ^* , Vv ^* , Vw ^* . Of the fundamental wave effective values, an intermediate fundamental wave effective value is represented by V. Then, as shown in the following equation,
Ku = 1 + α (1−Vu ^* / V)
Kv = 1 + α (1−Vv ^* / V)
Kw = 1 + α (1−Vw ^* / V)
By performing the following calculation, a correction coefficient Ku for the U phase, a correction coefficient Kv for the V phase, and a correction coefficient Kw for the W phase are obtained. Here, α is a positive constant, which varies depending on the control method, the magnetic structure of the motor 4, and the like, and is determined by adjusting during the manufacture and assembly of the motor driving device. As described above, the correction coefficients Ku, Kv, and Kw for the torque instruction value T ^* and the motor speed N are determined, and map data to be stored in the correction coefficient calculation unit 15 is created.
[0040]
Even when the phases are electrically asymmetric in this way, the torque fluctuation width W1 before correction is the same as that shown in FIGS. The torque fluctuation width W2 can be used.
[0041]
Next, a description will be given of a process of calculating a correction coefficient for increasing the rotational torque of the motor 4 by increasing the voltage utilization rate. In this case, the maximum value E of the open power generation voltage of the open power generation voltage of each phase or the maximum value V of the fundamental wave effective value of each phase among the fundamental wave effective values of each phase is used. The correction coefficients Ku, Kv, and Kw are obtained by calculating the above values and performing the operations of the above-described arithmetic expressions. As described above, the correction coefficients Ku, Kv, and Kw for the torque instruction value T ^* and the motor speed N are determined, and map data to be stored in the correction coefficient calculation unit 15 is created.
[0042]
The map data created in this manner is stored in the correction coefficient calculation unit 15, and the U-phase current command value correction unit 17U and the V-phase current are corrected by the correction coefficients Ku, Kv, and Kw corresponding to the torque command value T ^* and the motor speed N. FIG. 5 shows a time change of the voltage command value, the motor current, and the rotation torque before the correction is performed by the command value correction unit 17V and the W-phase current command value correction unit 17W.
[0043]
According to FIG. 5, when the voltage command value shown in FIG. 5A is sent to the U-phase PWM calculation unit 19U, the V-phase PWM calculation unit 19V, and the W-phase PWM calculation unit 19W, FIG. The changes in the U-phase motor current iu, the V-phase motor current iv, and the W-phase motor current iw as shown, and the rotational torque generated by the motor 4 is as shown in FIG. On the other hand, when map data for increasing the voltage utilization rate is corrected by the correction coefficients Ku, Kv, and Kw with reference to the correction coefficient calculation unit 15, FIGS. 6A and 6B. As shown in FIG. 6C, the voltage command value and the motor current change over time, and the torque changes according to the time change as shown in FIG.
[0044]
Here, compared to the motor current value in FIG. 5B, the current between the phases is asymmetric in the motor current value in FIG. 6B, and the V-phase voltage command value shown in FIG. Although a voltage difference of about 6.8 V occurs between vv ^* and the W-phase voltage command value vw ^* , the voltage difference is reduced to 5 V in the case shown in FIG. Also, the rotational torque before correction fluctuates around the rotational torque T1 as shown in FIG. 5C, but the rotational torque after correction fluctuates beyond the rotational torque T1, and the rotational torque before correction is changed. It is increased by about 5% compared to the torque. Therefore, after the correction, the voltage utilization rate is higher than before the correction.
[0045]
In the correction coefficient calculation unit 15, map data for suppressing the torque fluctuation due to the magnetic fluctuation between the phases as described above, map data for suppressing the torque fluctuation due to the electric fluctuation between the phases, and the voltage utilization rate are improved. The correction coefficient may be calculated by holding any one of the map data for causing the correction coefficient to be calculated, or both map data may be held, and the correction coefficient may be calculated by switching and using one of the map data. .
[0046]
[Effects of Embodiment]
As described above in detail, according to the motor driving device to which the present invention is applied, the correction command corresponding to the characteristic variation of each phase of the motor 4 is calculated for each phase to correct the current command value, so that the structure is Even if there is electrical or magnetic characteristic variation for each phase in the target or assembly process, it is possible to reduce the torque variation caused by this characteristic variation.
[0047]
Further, according to this motor drive device, the correction coefficient calculation unit 15 reduces map data for reducing magnetic characteristic variation of each phase of the motor 4 and electrical characteristic variation of each phase of the motor 4. For this reason, the correction coefficient for each phase is calculated while holding the map data for each phase, so that the torque fluctuation of the motor 4 due to the magnetic or electric characteristic variation of each phase can be reduced.
[0048]
Here, even in the case of driving a thin motor in which the winding of each phase is intentionally asymmetric, the correction coefficient calculation unit 15 holds map data according to the degree of asymmetry of the winding of each phase, By correcting for each phase, deterioration of performance can be suppressed and a thin motor can be realized.
[0049]
Further, according to the motor driving device, the current command value is corrected by calculating the correction coefficient for each phase with reference to the map data for improving the voltage utilization rate of the motor 4 based on the characteristic variation of each phase of the motor 4. Therefore, even when the rotational torque is reduced due to the characteristic variation of each phase, the voltage utilization can be improved.
[0050]
Furthermore, according to this motor drive device, the map data for reducing the fluctuation of the rotational torque based on the characteristic variation of each phase of the motor 4 and the map data for improving the voltage utilization rate of the motor 4 are switched and used. Then, the correction coefficient for each phase is calculated and corrected, so that the map data to be used is switched according to the driving state of the motor 4 and the torque instruction value T ^* , thereby reducing the torque fluctuation of the motor 4 and using the voltage. Both rates can be reduced.
[0051]
For example, when the motor 4 is driven to rotate near the resonance frequency of the drive system, the correction coefficient calculation unit 15 calculates a correction coefficient for each phase using map data for reducing torque fluctuation, When the motor 4 is driven near the maximum torque value, a correction coefficient for each phase is calculated using map data for improving the voltage utilization rate. Thus, for example, when driving the motor 4 in an application related to driving of a vehicle, even when a wide rotation speed range and a wide range of rotation torque are required for the motor 4, the performance of the motor 4 can be maximized. Can be.
[0052]
Note that the above embodiment is an example of the present invention. For this reason, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other than the present embodiment, various modifications may be made according to the design and the like within a range not departing from the technical idea according to the present invention. Can be changed.
[0053]
Here, the correspondence between the claims and the embodiments is as follows.
[0054]
The current map calculator 14, the two-phase to three-phase current command value converter 16 included in the motor drive controller 1 constitutes a control target computing unit, the correction coefficient calculator 15 constitutes a correction coefficient calculator, and the U-phase The current command value correction unit 17U, the V-phase current command value correction unit 17V, and the W-phase current command value correction unit 17W constitute a correction unit, and include a U-phase voltage conversion unit 18U, a U-phase PWM calculation unit 19U, and a V-phase voltage conversion unit. The 18V and V-phase PWM calculator 19V, the W-phase voltage converter 18W, and the W-phase PWM calculator 19W constitute control means.
[0055]
Further, in the above-described example, the case where the current correction command value of each phase is corrected using the correction coefficient has been described. However, the present invention is not limited to this. Even if the value is corrected, the same effect as described above can be obtained.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a motor drive device to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a control block diagram of a motor drive control unit of the motor drive device to which the present invention is applied.
3A and 3B are diagrams for explaining a torque variation width before correcting magnetic characteristic variations of a motor, wherein FIG. 3A is a voltage command value of each phase, FIG. 3B is a motor current of each phase, and FIG. c) shows the torque fluctuation.
4A and 4B are diagrams for explaining a torque fluctuation width after correcting magnetic characteristic variations of a motor, wherein FIG. 4A is a time change of a voltage command value of each phase, and FIG. (C) shows the time change of the torque fluctuation.
FIGS. 5A and 5B are diagrams for explaining a case where the voltage utilization rate of the motor is not corrected. FIG. 5A is a time change of a voltage command value of each phase, and FIG. 5B is a time change of a motor current of each phase. , (C) shows the time change of the torque fluctuation.
6A and 6B are diagrams for explaining a case where the voltage utilization rate of the motor is corrected, where FIG. 6A is a time change of a voltage command value of each phase, FIG. 6B is a time change of a motor current of each phase, c) shows the time change of the torque fluctuation.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 1 motor drive control unit 2 inverter 3 battery 4 motor 11U, 11V, 11W current sensor 12 rotation sensor 13 rotation measurement unit 14 current map calculation unit 15 correction coefficient calculation unit 16 two-phase to three-phase current command value conversion unit 17U U-phase current Command value correction unit 17V V-phase current command value correction unit 17W W-phase current command value correction unit 18U U-phase voltage conversion unit 18V V-phase voltage conversion unit 18W W-phase voltage conversion unit 19U U-phase PWM calculation unit 19V V-phase PWM calculation unit 19W W-phase PWM operation unit

Claims

A permanent magnet is used as a rotor, and armature windings corresponding to a plurality of phases are used as stators. A voltage is applied so that a current flows through each armature winding of each phase to apply rotational torque to the motor. In a motor control device that controls an inverter to generate
Control target calculation means for calculating a control target command value for each armature winding of each phase of the motor so as to generate a rotation torque of a torque instruction value from the outside in the motor,
Correction coefficient calculating means for calculating a correction coefficient based on the characteristic variation of each phase of the motor for each phase,
A correction for calculating a control target correction value by correcting the control target command value for each phase calculated by the control target calculation means using the correction coefficient for each phase calculated by the correction coefficient calculation means. Means,
A motor control device comprising: control means for controlling an inverter so that current flows through the armature winding of each phase according to the control target correction value of each phase corrected by the correction means.

The correction coefficient calculation means holds map data for calculating a correction coefficient for reducing the fluctuation of the rotation torque of the motor based on the characteristic variation of each phase of the motor for each phase, and stores the map data in accordance with the torque instruction value. The motor control device according to claim 1, wherein a correction coefficient for each phase is calculated with reference to the data.

The control target calculating means calculates a current command value flowing through the armature winding of each phase of the motor as a control target command value, and the correcting means calculates the current command value calculated by the control target calculating means. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the motor control device corrects the control target correction value.

The control target calculating means calculates a voltage command value to be applied to the armature winding of each phase of the motor as a control target command value, and the correcting means calculates a voltage command value calculated by the control target calculating means. 3. The motor control device according to claim 1, wherein the control target correction value is obtained by correcting the control target correction value.

The correction coefficient calculation means holds map data for calculating, for each phase, a correction coefficient for improving the voltage utilization rate of the motor based on the characteristic variation of each phase of the motor, and stores the map data in accordance with the torque instruction value. The motor control device according to claim 1, wherein a correction coefficient for each phase is calculated with reference to the control target correction value.

The correction coefficient calculating means includes: map data for calculating, for each phase, a correction coefficient for reducing a variation in the rotational torque of the motor based on the characteristic variation of each phase of the motor; Holds map data for calculating a correction coefficient for each phase to improve the motor voltage utilization rate, and switches and uses any of the map data to calculate a correction coefficient for each phase according to the torque instruction value. The motor control device according to claim 1, wherein: