JP2004016329A

JP2004016329A - Ultrasonic diagnostic apparatus

Info

Publication number: JP2004016329A
Application number: JP2002172658A
Authority: JP
Inventors: Katsunori Asafusa; 浅房　勝徳; Hiroshi Kanda; 神田　浩; Takeshi Mitsutake; 三竹　毅; Ryuichi Shinomura; 篠村　隆一; Takuji Osaka; 大坂　卓司
Original assignee: Hitachi Medical Corp
Current assignee: Hitachi Healthcare Manufacturing Ltd
Priority date: 2002-06-13
Filing date: 2002-06-13
Publication date: 2004-01-22
Anticipated expiration: 2022-06-13
Also published as: JP4110373B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve the time response of an ultrasonic diagnostic apparatus for receiving/transmitting encoded signals. <P>SOLUTION: This ultrasonic diagnostic apparatus comprises an ultrasonic search unit, a transmitting part for transmitting encoded carrier signal to a subject via the ultrasonic search unit, a receiving part for receiving an echo signal from the subject via the ultrasonic search unit, and an acoustic information operating part for operating the acoustic information on the subject based on the output signal of the receiving part. The receiving part comprises a variable filter for reducing the frequency component which interferes with the code demodulation of the echo signal and a code demodulation means for code-demodulating the output signal of the variable filter. By reducing the harmonic component generated by the effect of the non-linear distortion when an ultrasonic signal is propagated through the subject by using the variable filter, the time side lobe of the demodulation signal is reduced and the time response can be improved. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、医療用等の超音波診断装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断装置は、超音波探触子を介して被検体内に超音波を送信する一方、超音波探触子によって受信された反射波等の受波信号または受信信号に基づいて画像を生成したり、例えば血流速さ等のデータを得るものである。このような超音波診断装置において、超音波信号の伝送に伴なって信号強度が減衰し、ノイズに埋没する。信号対ノイズレベル比（ＳＮＲ）を改善する手段として符号を用いることが提案されている。ランダムエラー訂正符号による符号化送受信とは、符号化された送信信号を送信し、これに対し得られたエコー信号に所定の復調処理を施すことによって、分散された送信エネルギを集束し、感度のよい復調信号が得られるものである。
【０００３】
例えば、アメリカ合衆国特許第５，９８４，８６９号および第６，１４６，３２８号において、符号の一種であるゴーレイ（Ｇｏｌａｙ）符号を用いて符号化送受信を行うことが提案されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述した従来技術においては、実際に生体を対象として符号化送受信を行なうと、本来得られるべき復調信号の前後にタイムサイドローブが発生し、時間応答がよくないという問題点があった。
【０００５】
上述した課題に鑑み、本発明の課題は、符号化送受信を行う超音波診断装置の時間応答を向上することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明は、超音波診断装置を、超音波探触子と、超音波探触子を介して被検体に符号化された送波信号を送信する送信部と、超音波探触子を介して被検体からのエコー信号を受信する受信部と、受信部の出力信号に基づいて前記被検体の音響情報を演算する画像処理部とを有し、受信部は、エコー信号の符号復調の妨げとなる周波数成分を低減するフィルタと、フィルタの出力信号を符号復調する符号復調手段とを含む構成とすることによって上述した課題を解決する。
【０００７】
すなわち、超音波信号が被検体である生体内を伝播する際に、非線型歪みの影響によって高調波成分が発生することが報告されている。発明者らは、この非線型歪みに起因する高調波成分が復調信号における誤差の原因となっていることを見出した。
【０００８】
本発明によれば、可変フィルタによって高調波成分を低減することによって、基本波成分が相対的に強調された受波信号を符号復調できるから、高調波成分起因のタイムサイドローブが低減され、符号化送受信を行う超音波診断装置の時間応答を向上することができる。
【０００９】
例えば、上述したゴーレイ符号による送受信技術は、例えば大きさと極性が（１，１，１，−１）である一群の送信信号Ｇ０と、その対コードである（１，−１，１，１）という一群の送信符号Ｇ１とを送信し、これらの受信信号をそれぞれ復調係数ＧＲ０（―１，１，１，１）及びＧＲ１（１，１，−１，１）で復号化した後に合成すると、高調波成分の影響がない場合、Ｙ（０，０，０，８，０，０，０）という信号を生成できるものである。このようなゴーレイ符号による符号化送受信及び復調処理を行なうと、基本波成分は送信信号と同じ極性を維持するから上述したように復調されるが、偶数次の高調波成分は極性が全て正となってしまい、例えば２次の高調波成分が復調され合成されると、Ｙ（０，２，２，４，４，２，２）という信号が生成される。このため、本来得られるべき信号の前後に高調波成分に起因する余計な波形が現れることによってタイムサイドローブが発生し、時間応答が悪化してしまう。
【００１０】
この点、本発明によれば、一対の対コードからなるゴーレイ符号による符号化送受信を行なう場合、可変フィルタによって２次以上の偶数次成分を低減することによって、タイムサイドローブを低減し、時間応答を向上することができる。
【００１１】
また、受信部は、エコー信号の周波数分布を検出する周波数分布検出手段と、この周波数分布に基づいて低減対象の高調波成分を求め、低減対象の周波数帯域を求めて前記可変フィルタを調節するフィルタ帯域演算手段とを有する構成としてもよい。
【００１２】
このフィルタ帯域演算手段は、可変フィルタがディジタルフィルタ演算を行なうものである場合に、低減周波数帯域に応じてディジタルフィルタの演算係数を算出するものであるとよい。
【００１３】
また、フィルタ帯域演算手段は、周波数分布に基づいて低減対象の高調波成分の信号強度が極大となるピーク周波数を検出する高調波ピーク検出手段と、高調波ピーク周波数より信号強度が所定量低い周波数帯域を検出してこの周波数帯域を可変フィルタのカットオフ周波数帯域に設定する高調波帯域検出手段とを含んでなる構成としてもよい。
【００１４】
また、可変フィルタがディジタルフィルタである場合には、フィルタ帯域演算手段は、エコー信号の基本波成分の周波数帯域を低減する基本波低減フィルタと、メモリからフィルタ係数の候補を複数読み出して基本波成分を低減されたエコー信号にそれぞれディジタルフィルタ演算を行うフィルタ係数選択用フィルタと、前記フィルタ係数選択用フィルタの出力信号の２乗値を比較して該２乗値が最小となるフィルタ係数を可変フィルタの設定する最小２乗手段とを有する構成としてもよい。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を適用してなる超音波診断装置の実施形態について説明する。先ず、第１の実施形態について説明する。図１は、本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態の構成を示す図である。図１に示すように、超音波診断装置１は、図示しない被検体内との間で超音波の送受信を行う探触子３と、送波信号を生成する送信部５と、受波信号に対し整相、検波等の処理を行なう受信部７とを有する。また、送信部５が生成した送波信号を探触子３に送るとともに、探触子３が受信した受波信号を受信部７に送る送受分離回路９が設けられている。また、受信部７の出力信号に基づいて画像変換をする画像処理部１１と、画像処理部１１が出力する画像を表示するディスプレイ等の表示部１３が設けられている。また、超音波診断装置１の各要素を統括的に制御する制御部１５が設けられ、この制御部１５には、図示しないユーザが各種操作を行なう入力部である入力段１７が接続されている。
【００１６】
送信部５は、送信波形制御手段１９と、送信タイミング制御手段２１とを有する。送信波形制御手段１９は、符号変調された送波信号の波形（送信波形）を制御するものである。送信タイミング制御手段２１は、超音波ビームの収束（フォーカシング）や偏向（ステアリング）のため、超音波探触子３が有する図示しない複数の振動子の各チャンネル（ｃｈ）の送信タイミングを生成するものである。送信部５は、さらに送信波形制御手段１９が生成した送信波形を記憶する送信波形用メモリ２３と、ディジタルの送信波形波形データをアナログ信号に変換するディジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）２５と、このアナログ信号を増幅して振動子の駆動信号を出力するパワーアンプである送波アンプ２７とを有する。
【００１７】
また、受信部７は、超音波探触子３の各振動子が受信した各チャンネルの受信信号をそれぞれ増幅するプリアンプである受信アンプ２９と、受信アンプ２９の出力信号をディジタル変換するアナログ・ディジタル・コンバータ（ＡＤＣ）３１と、超音波受信ビームの収束（受信フォーカス）等を行なうため各チャンネルの受信信号に対しそれぞれ遅延制御をし、整相して加算する整相加算部３３と、符号変調されている受信信号を符号復調する符号復調手段３５と、符号復調手段３５の出力信号の包絡線を検出する検波部３７とを有する。
【００１８】
次に、本実施形態の超音波診断装置の特徴部分を含む符号復調手段３５の詳細な構成について説明する。図２は、本実施形態の符号復調手段の構成を示す図である。図２に示すように、符号復調手段３５は、整相加算部３３の出力信号が入力される符号復調フィルタ３９と、符号復調フィルタ３９の出力信号が入力されるラインメモリ４１とを有する。また、ラインメモリが入力信号を一時的に記憶して遅延して出力した信号と、符号復調手段から直接入力される信号とを合成する対コード合成手段４３とが設けられ、対コード合成手段４３の出力信号は、上述した検波部３７に入力される。
【００１９】
また、符号復調フィルタ３９は、図示しない可変のディジタルフィルタ演算手段を有してなり、整相加算部３３からの入力信号から特定の周波数帯域成分を低減する周波数帯域低減フィルタまたは周波数帯域阻止フィルタである周波数帯域制御フィルタ４５と、周波数帯域制御フィルタ４５の出力信号に対して復号処理を行なうデコードフィルタ４７と、デコードフィルタ４７に符号復号用の符号信号を含む復号係数を入力する係数メモリ４９とを含んでなる。
【００２０】
また、符号復調手段３５は、周波数帯域制御フィルタ４５に、カットオフ周波数やリジェクションレベルに応じてディジタルフィルタ演算時の演算係数（フィルタ係数）を供給する係数切換手段５１を有する。図４は、係数切換手段５１の構成を示す図である。図４に示すように、係数切換手段５１は、整相加算部３３の出力信号を高速フーリエ変換（ＦＦＴ）処理して周波数分布を求める周波数分布検出手段５３と、周波数分布検出手段５３の出力信号に基づいてカットオフ周波数を求める符号復調フィルタ係数用のパラメータ検出手段５５と、このカットオフ周波数に応じてフィルタ係数を演算する係数演算手段５７とを有して構成されている。
【００２１】
そして、パラメータ検出手段５５は、周波数分布検出手段５３の出力波形のノイズを除去して平滑化する平滑フィルタ５９と、平滑フィルタ５９の出力信号から高調波成分のピークを検出する高調波ピーク検出手段６１と、高調波ピーク検出手段６１が検出したピークに応じてカットオフ周波数を求める高調波帯域検出手段６３とを含んでなる。また、高調波ピーク検出手段６１は、微分演算手段６５と、極大値演算手段６７とを含む。また、高調波帯域検出手段６３は、第１および第２のレベル比較手段６９、７１と、第１および第２のカットオフ周波数検出手段７３、７５とを含んでなる。これら各要素は、周知の集中処理手段（ＭＰＵ）、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）、アプリケーション・スペシフィックＩＣ（ＡＳＩＣ）およびプログラマブル・ロジック・デバイス（ＰＬＤ）等を用いて構成されている。各要素の動作については後に詳しく説明する。
【００２２】
以下、本実施形態の超音波診断装置の動作について説明する。はじめに、送信部５の送信タイミング制御手段１９および送信波形制御手段２１は、制御部１５からの指示に応じて、送信波形用メモリ２３に記憶されている送信波形を読み出す。送信波形は送信波形用メモリ２３から読み出されてＤＡＣ２５でディジタル信号からアナログ信号に変換され、送波アンプ２７にて増幅される。そして、この送信信号は、送受分離回路９を経て超音波探触子３に入力される。
【００２３】
超音波探触子３は、図示しない被検体に対向して列状または面状に配列された図示しない複数の振動子を有する。送信信号は、これらの各振動子の個数に対応するチャンネル数だけ超音波探触子３に送られる。各振動子は、当該チャンネルの送信信号を受けて、送信信号の波形に応じた超音波を発生する。そして、各振動子から発生した超音波は、それぞれの波面が一致する方向に進行する超音波ビームを形成する。
【００２４】
ここで、符号化送受信技術としてゴーレイ符号を用いた場合の送波信号、受波信号、復調後の受波信号および対コード合成後の受波信号について、図４ないし図７を参照して説明する。先ず、図４は送波信号の波形を示す図である。図４（１）、（２）はそれぞれ対になるバイポーラの１回目の送波信号Ｇ０および２回目の送波信号Ｇ１の波形を示す。図示するように、Ｇ０は（１，１，１，−１）という信号であり、Ｇ１は（１，−１，１，１）という信号である。なお、ここで数字の絶対値は信号波形のピーク強度を、数字の正負は波形の極性を示すものである。
【００２５】
このような送波信号は被検体内の音響インピーダンスが変化する箇所において反射し、反射した信号は超音波探触子３によって検出される。図５は、このような受波信号の波形を示す図である。ところで、受波信号は、送波信号と同様の基本波成分に加え、超音波が生体内を伝播する際の非線型歪みに起因する高調波成分をも含む。なお、図５ないし図７においては、説明の簡単化のため、３次以上の高調波成分については省略し、基本波成分と２次の高調波成分とを分けて図示している。
【００２６】
図５に示すように、送波信号Ｇ０及びＧ１にそれぞれ対応する受波信号ＧＲ０およびＧＲ１の基本波成分は、Ｇ０およびＧ１と同様にそれぞれ（１，１，１，−１）および（１，−１，１，１）である。しかし、これらの２次の高調波成分は、図５に示すように、（１，１，１，１）および（１，１，１，１）となっている。これは、高調波が基本波の自乗により発生するためであり、２次の高調波の場合には、すべて正の符号になってしまう。例えば、この例においては、２次高調波成分は基本波成分に対し−２０ｄＢで発生している。
【００２７】
そして、受波信号は、それぞれＧ０用の復調フィルタ係数（−１，１，１，１）およびＧ１用の復調フィルタ係数（１，１，−１，１）を用いて、符号復調がなされる。図６は、受波信号ＧＲ０およびＧＲ１をそれぞれ符号復調した信号の波形を示す図である。図６（１）に示すように、ＧＲ０を符号復調した信号ＧＲＧ０は、基本波成分が（−１，０，１，４，１，０，−１）であり、２次の高調波成分が（−１，０，１，２，３，２，１）である。また、図６（２）に示すように、ＧＲ１を符号復調した信号ＧＲＧ１は、基本波成分が（１，０，−１，４，−１，０，１）であり、２次の高調波成分が（１，２，１，２，１，０，１）である。
【００２８】
そして、信号ＧＲＧ０とＧＲＧ１とを合成した信号Ｙを図７に示す。図７に示すように、信号Ｙの基本波成分は（０，０，０，８，０，０，０）であり、中心に大きさ８の波形が合成され、ＧＲＧ０とＧＲＧ１の基本波成分に見られたタイムサイドローブは相殺され、０となる。しかし、信号Ｙの２次の高調波成分は、（０，２，２，４，４，２，２）であり、結果的に基本波の８に対し、約−２６ｄＢのタイムサイドローブが発生してしまう。
【００２９】
そこで、本実施形態においては、符号復調手段の周波数帯域制御フィルタにおいて、受波信号に含まれる高調波成分を低減してから符号復調を行なうことを特徴とする。図３に示す周波数帯域制御フィルタ４５は、この高調波成分を低減するためのものである。そして、この周波数帯域制御フィルタ４５のカットオフ周波数等に応じたディジタルフィルタ演算用の係数を、符号復調フィルタ用係数切り替え手段５１を用いて決定している。以下、このフィルタ係数切換手段５１の動作について説明する。図４に示す様に、整相加算部からでた受信信号は、周波数分布検出手段５３に入力され、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によって受信信号は時間応答から周波数応答へと変換される。図８は、整相加算部の出力信号、つまり周波数分布検出手段５３の入力信号の波形を示す図である。図９は、この周波数分布検出手段５３の出力波形を示す図である。図９に示すように、この出力波形には主に信号の切出し窓に起因して微細なジグザグ状となる。そこで、この信号波形は、平滑フィルタ５９に入力され、微細なジグザグ状が誤ってピークとみなされないように平滑化処理を施される。図１０は、平滑フィルタ５９の出力信号波形を示す図である。次に、この信号は高調波ピーク検出手段６１に入力され、高調波成分のピーク周波数を検出される。図３に示すように、平滑フィルタ５９の出力信号は高調波ピーク検出手段６１の微分演算手段６５に入力され、ここで高調波成分に対応する周波数の所定の範囲にわたって、信号強度を時間によって逐次微分される。つまり、微小な区間における変化量Ｙｎが逐次求められる。このとき、周波数ｆのときの信号強度ＸをＸｆとして表わすと、変化量Ｙｎは式１によって表わされる。
Ｙｎ＝Ｘｎ−Ｘｎ−１
【式１】
そしてこの変化量がプラスからマイナスに転じる周波数、すなわち信号強度が極大となるピーク周波数ｆｐが検出される。次に、信号波形およびピーク周波数ｆｐが極大値演算手段６７に入力される。ここで、ピーク周波数における信号の強度レベルが検出される。
【００３０】
そして、本実施形態では、ピーク周波数ｆｐを挟んで、それぞれ信号強度がその極大値Ｘｐよりも６ｄＢ低くなる周波数を求め、これらを第１（低域側）および第２（高域側）のカットオフ周波数としている。図１１は、第１のカットオフ周波数の求め方を示す図である。図１１に示すように、第１レベル比較手段は、ピーク周波数ｆｐから微小周波数Δｆずつ周波数を下げながら、その周波数Δｆｐ−ｎ’に対応する信号強度Ｘｐ−ｎ’をピークの信号強度Ｘｐと比較し、Ｘｐよりも例えば６ｄＢ以上減衰されていたときに、そのときの周波数Δｆｎ’を第１カットオフ周波数検出手段７３に入力し、これを第１のカットオフ周波数とする。すなわち、このときの信号強度Ｘｐ−ｎ’は、下記の式２を見たし、その周波数Δｆｐ−ｎ’は式３によって表わされる。
２０ｌｏｇ（Ｘｐ−ｎ’／Ｘｐ）≦−６ｄＢ
【式２】
Δｆｐ−ｎ’＝ｆｐ−Δｆ・ｎ
【式３】
図１２は、第２のカットオフ周波数の求め方を示す図である。第１のカットオフ周波数を求める場合と逆に、第２レベル比較手段は、ピーク周波数ｆｐから微小周波数Δｆずつ周波数を上げながら、その周波数Δｆｍ’（＝ｆｐ＋ｍ・Δｆ、但しｍ＝１，２，・・，ｍ）に対応する信号強度Ｘｐ＋ｍ’をピークの信号強度Ｘｐと比較し、Ｘｐよりも例えば６ｄＢ以上減衰されていたときに、そのときの周波数Δｆｍ’を第２カットオフ周波数検出手段７７に入力し、これを第２のカットオフ周波数とする。すなわち、このときの信号強度Ｘｐ＋ｍ’は、下記の式４を満たし、その周波数Δｆｐ＋ｍ’は式５によって表わされる。
２０ｌｏｇ（Ｘｐ＋ｍ’／Ｘｐ）≦−６ｄＢ
【式４】
Δｆｐ−ｍ’＝ｆｐ＋Δｆ・ｍ
【式５】
そして、第１および第２のカットオフ周波数は、それぞれ係数演算手段５７に入力され、係数演算手段５７はこれら第１および第２のカットオフ周波数に応じて所定の減衰レベルが得られるバンドカットフィルタのフィルタ演算用の係数を演算し、出力する。なお、このようなフィルタ係数の演算は、この超音波診断装置による診断に先立って、あるいは診断の途中において随時行われる。このフィルタ係数は、符号復調フィルタ３９内の周波数帯域制御フィルタ４５に入力される。そして、周波数帯域制御フィルタ４５は、このフィルタ係数に応じて、整相加算部３３から入力された受信信号から高調波成分を低減する。図１３は、周波数帯域制御フィルタ４５の出力信号波形を示す図である。そして、周波数帯域制御フィルタ４５の出力信号はデコードフィルタ４７において、係数メモリ４９に記憶されている上述した符号復調フィルタ係数に基づいて符号復調処理される。デコードフィルタ４７の出力信号は対コード合成手段４３およびラインメモリ４１に入力され、ラインメモリ４１は所定の時間間隔遅延させてから信号を対コード合成手段４３に出力する。これによって、時間間隔をおいて送信された一対の送信信号Ｇ０、Ｇ１にそれぞれ対応する受信信号ＧＲ０およびＧＲ１をそれぞれ符号復調した符号復調信号ＧＲＧ０と、ＧＲＧ１との合成が対コード合成手段４３にて行われる。つまり、ラインメモリ４１に記憶されていた符号復調信号ＧＲＧ０と、デコードフィルタ４７から直接対コード合成手段４３に入力された符号復調信号ＧＲＧ１とが合成される。そして、ＧＲＧ０とＧＲＧ１とが合成された信号Ｙは、検波部３７に送られる。
【００３１】
以上のように、本実施形態によれば、受信信号の２次成分を低減することによって基本波成分が相対的に強調された受信信号を符号復調できるから、２次成分起因のタイムサイドローブが低減され、符号化送受信を行う超音波診断装置の時間応答を向上することができる。
【００３２】
次に、本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態について説明する。説明の簡単のため、第１の実施形態に係る超音波診断装置におけるものと同一のものについては同一の符号を付して説明を省略する。
【００３３】
本実施形態の超音波診断装置は、第１の実施形態に係るものとフィルタ係数切換手段の構成のみにおいて相違する。図１４は、本実施形態の超音波診断装置の係数切換手段５１’の構成を示す図である。図１４に示すように、係数切換手段５１’は、整相加算部３３の出力信号が入力される高調波検出手段８１と、高調波検出手段８１の出力信号がそれぞれ入力される周波数分布検出手段５３’および周波数帯域制御フィルタ８３と、周波数分布検出手段５３’の出力信号に応じてフィルタ係数を求めるパラメータ検出手段５５’と、パラメータ検出手段５５’および周波数帯域制御フィルタ８３の出力信号がそれぞれ入力される最小二乗演算手段８５とを有して構成されている。高調波検出手段８１は、整相加算部３３から入力された受信信号の基本波成分を低減するハイパスフィルタである周波数帯域制御フィルタ８７と、周波数帯域制御フィルタ８７に提供されるフィルタ係数を保持してなるＳＲＡＭを有する係数メモリ８９とを有する。また、最小二乗演算手段８５は、周波数帯域制御フィルタ８３の出力信号の信号強度の二乗を演算して積分する二乗演算手段９１と、以前行った二乗演算の結果を保持する最小値保持手段９３と、二乗演算手段９１の出力信号と最小値保持手段９３に保持されている値とを比較し、二乗演算手段９１の出力信号のほうが小さかった場合にはその値を最小値保持手段９３に上書きする比較手段９５とを有する。そして、この場合の周波数帯域制御フィルタのフィルタ係数をパラメータ検出手段５５’から入力され、保持する係数保持手段９７とを有して構成されている。なお、このような最小二乗演算手段は、ＭＰＵ、ＤＳＰ、ＡＳＩＣおよびＰＬＤ等の演算手段と、レジスタ、ルックアップテーブル等を組み合わせて構成することができる。
【００３４】
以下、本実施形態の超音波診断装置特有の動作について説明する。先ず、整相加算部３３の出力信号が周波数帯域フィルタ８７に入力される。図１５は、整相加算部３３の出力信号を周波数領域において表わした図である。周波数帯域フィルタ８７において、この信号のうち基本波成分に対応する所定の低周波成分が低減される。そして、周波数帯域制御フィルタ８７の出力信号は、第１の実施形態における周波数分布検出手段５３と同様に構成される周波数分布検出手段５３’に入力され、ここで時間領域から周波数領域に変換される。図１６は、周波数分布検出手段５３’の出力信号の波形を示す図である。図１５と比較すると明らかなように、基本波成分が低減されているのがわかる。そして、パラメータ検出手段５５’において、上述した第１の実施形態のパラメータ検出手段５５と同様にして２次成分のピーク値及び、ピーク値から所定のリジェクションレベルだけ低減された第１および第２のカットオフ周波数を検出する。ここで、第２の実施形態においては、パラメータ検出手段５５’は、リジェクションレベルを少しずつ異ならせながら複数のフィルタ係数を順次算出する。そして、周波数帯域フィルタ８３は、そのそれぞれのフィルタ係数に応じて周波数帯域制御フィルタ８７の出力信号にバンドカットフィルタ処理を行なう。図１７は、周波数帯域制御フィルタ８３の出力信号を周波数領域において表わしたものである。
【００３５】
そして、最小二乗演算手段８５は、パラメータ検出手段５５’が順次出力した複数のフィルタ係数の中から、周波数帯域制御フィルタ８３の出力信号の二乗を積分した値が最小となるものを選択する。すなわち、二乗演算手段手段９１は周波数帯域制御フィルタ８３の出力信号の強度を二乗し、所定の周波数帯域にわたって積分した値を演算する。そして、比較手段９１は最初に二乗演算手段が出力した値を最小値保持手段９３に保持させる。一方、そのときのフィルタ係数は、係数保持手段９７に保持される。そして、比較手段９１は、その後のフィルタ係数に対応する二乗演算手段９１の出力値と、最小値保持手段９３に保持された値とを比較し、二乗演算手段９１の出力値のほうが小さい場合には、その値を最小値保持手段９３に保持させるとともに、係数保持手段９７は、対応するフィルタ係数を保持する。そして、符号復調フィルタ３９は、係数保持手段９７に保持されたフィルタ係数を用いて、上述した第１の実施形態と同様の処理を行なう。
【００３６】
以上のように、本実施形態によれば、上述した第１の実施形態の効果に加え、いわば候補となる複数のフィルタ係数を準備し、その中で２次成分を最も効果的に低減できるフィルタ係数を選択して用いることができるから、受信信号の２次成分をより一層低減し、換言すれば基本波成分をより一層強調することができる。そして、この受信信号を符号復調することによって、２次成分に起因するタイムサイドローブをさらに低減することができる。
【００３７】
なお、上述した各実施形態では、符号としてゴーレイ符号を用いたが、他の符号を用いてもよい。例えば、バーカー（Ｂａｒｋｅｒ）符号を用いてもよい。バーカー符号を用いる場合にはゴーレイ符号と異なり１回の超音波送受信で符号変調、復調ができるから、対コード合成手段は不要である。
【００３８】
また、上述した各実施形態では、高調波成分として２次成分を低減する場合について説明したが、３次以上の成分を低減してもよい。なお、上述したゴーレイ符号を用いる場合には偶数次の高調波成分が問題となるので、偶数次の高調波成分を低減するとよい。ただし、生体を対象とした超音波診断装置の場合、２次成分による影響が大きいので、上述した実施形態のように２次成分を低減することによる効果が特に大きい。
【００３９】
また、上述した各実施形態では、受信信号の周波数分布を検出するのに高速フーリエ変換処理を行なっているが、この他の方法であってもよく、たとえばウェーブレット（Ｗａｖｅｌｅｔ）変換を用いてもよい。この場合、ウェーブレット変換を演算する演算手段は、ＭＰＵ、ＤＳＰ、ＡＳＩＣおよびＰＬＤ等を組み合わせて構成することができる。
【００４０】
【発明の効果】
本発明によれば、符号化送受信を行う超音波診断装置の時間応答を向上することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を適用してなる超音波診断装置の第１の実施形態の構成を示す図である。
【図２】図１の超音波診断装置の符号復調手段の構成を示す図である。
【図３】図１の超音波診断装置の係数切換手段の構成を示す図である。
【図４】ゴーレイ符号を用いた送信信号Ｇ０、Ｇ１の波形を示す図である。
【図５】ゴーレイ符号を用いた送信信号に対する受信信号ＧＲ０、ＧＲ１の波形を示す図である。
【図６】図５の受信信号を復号した信号ＧＲＧ０、ＧＲＧ１の波形を示す図である。
【図７】図６の復号された受信信号を合成した信号Ｙの波形を示す図である。
【図８】図１の超音波診断装置の整相加算部の出力信号波形を示す図である。
【図９】図１の超音波診断装置の周波数分布検出手段の出力信号波形を示す図である。
【図１０】図１の超音波診断装置の平滑フィルタの出力信号波形を示す図である。
【図１１】図１の超音波診断装置の第１のカットオフ周波数の求め方を示す図である。
【図１２】図１の超音波診断装置の第２のカットオフ周波数の求め方を示す図である。
【図１３】図１の超音波診断装置の周波数帯域制御フィルタの出力信号波形を示す図である。
【図１４】本発明を適用してなる超音波診断装置の第２の実施形態の係数切換手段の構成を示す図である。
【図１５】図１４の超音波診断装置の整相加算部の出力信号を周波数領域で表わした図である。
【図１６】図１４の超音波診断装置の周波数分布検出手段の出力信号の波形を示す図である。
【図１７】図１４の超音波診断装置の周波数帯域フィルタ８３の出力信号を周波数領域で表わした図である。
【符号の説明】
１　超音波診断装置
３　超音波探触子
５　送信部
７　受信部
１１　画像処理部
３５　符号復調手段
４５　周波数帯域制御フィルタ
４７　デコードフィルタ
５１　フィルタ係数切換手段[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus for medical use or the like.
[0002]
[Prior art]
An ultrasonic diagnostic apparatus transmits an ultrasonic wave into a subject via an ultrasonic probe, and generates an image based on a received signal such as a reflected wave or a received signal received by the ultrasonic probe. Or obtain data such as blood flow velocity. In such an ultrasonic diagnostic apparatus, the signal intensity is attenuated with the transmission of the ultrasonic signal and is buried in noise. It has been proposed to use codes as a means to improve the signal to noise level ratio (SNR). Coded transmission / reception by the random error correction code means that a coded transmission signal is transmitted, and the obtained echo signal is subjected to a predetermined demodulation process to converge the dispersed transmission energy, thereby improving sensitivity. A good demodulated signal can be obtained.
[0003]
For example, in U.S. Pat. Nos. 5,984,869 and 6,146,328, it is proposed to perform coded transmission and reception using a Golay code, which is a kind of code.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described prior art, when coding transmission / reception is actually performed on a living body, there is a problem that time side lobes occur before and after a demodulated signal that should be originally obtained, resulting in poor time response.
[0005]
In view of the above-mentioned problems, an object of the present invention is to improve the time response of an ultrasonic diagnostic apparatus that performs coded transmission and reception.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
The present invention provides an ultrasonic diagnostic apparatus, an ultrasonic probe, a transmitting unit that transmits a coded transmission signal to a subject via the ultrasonic probe, and an ultrasonic probe. A receiving unit that receives an echo signal from the subject, and an image processing unit that calculates acoustic information of the subject based on an output signal of the receiving unit, wherein the receiving unit prevents code demodulation of the echo signal. The above-mentioned problem is solved by a configuration including a filter for reducing frequency components and code demodulating means for code demodulating an output signal of the filter.
[0007]
That is, it has been reported that when an ultrasonic signal propagates through a living body as a subject, a harmonic component is generated due to the influence of nonlinear distortion. The inventors have found that a harmonic component caused by the nonlinear distortion causes an error in a demodulated signal.
[0008]
According to the present invention, the received signal in which the fundamental component is relatively emphasized can be code-demodulated by reducing the harmonic component by the variable filter, so that the time side lobe caused by the harmonic component is reduced, and the code is demodulated. Time response of an ultrasonic diagnostic apparatus that performs transmission / reception can be improved.
[0009]
For example, in the transmission / reception technique using the Golay code described above, for example, a group of transmission signals G0 whose magnitude and polarity are (1,1,1, -1) and a pair code thereof (1, -1,1,1). And a group of transmission codes G1 is decoded and these reception signals are decoded by demodulation coefficients GR0 (−1, 1, 1, 1) and GR1 (1, 1, −1, 1), respectively, and then combined. When there is no influence of the harmonic component, a signal Y (0,0,0,8,0,0,0) can be generated. When the encoding, transmitting and receiving and demodulation processing by such a Golay code is performed, the fundamental wave component is demodulated as described above because the same polarity as the transmission signal is maintained, but the even-order harmonic components are all positive in polarity. For example, when the second-order harmonic components are demodulated and synthesized, a signal Y (0, 2, 2, 4, 4, 2, 2) is generated. For this reason, a time side lobe is generated due to the appearance of an extra waveform due to a harmonic component before and after the signal to be originally obtained, and the time response is deteriorated.
[0010]
In this regard, according to the present invention, when performing coded transmission / reception using a Golay code composed of a pair of paired codes, the variable side filter reduces the second-order and higher even-order components, thereby reducing the time side lobe and reducing the time response. Can be improved.
[0011]
Further, the receiving unit includes a frequency distribution detecting unit that detects a frequency distribution of the echo signal, a filter that obtains a harmonic component to be reduced based on the frequency distribution, obtains a frequency band to be reduced, and adjusts the variable filter. A configuration having band operation means may be adopted.
[0012]
The filter band calculating means may calculate the operation coefficient of the digital filter according to the reduced frequency band when the variable filter performs a digital filter operation.
[0013]
The filter band calculating means includes a harmonic peak detecting means for detecting a peak frequency at which the signal strength of the harmonic component to be reduced is maximized based on the frequency distribution, and a frequency having a signal strength lower than the harmonic peak frequency by a predetermined amount. A harmonic band detecting means for detecting a band and setting this frequency band as a cutoff frequency band of the variable filter may be included.
[0014]
When the variable filter is a digital filter, the filter band calculating means includes a fundamental wave reducing filter for reducing the frequency band of the fundamental wave component of the echo signal, and a plurality of filter coefficient candidates read from the memory to read the fundamental wave component. A filter coefficient selecting filter for performing a digital filter operation on each of the echo signals having reduced noise, and a filter coefficient that minimizes the square value by comparing the square value of the output signal of the filter coefficient selecting filter with a variable filter. May be configured to have a least square means.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described. First, a first embodiment will be described. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied. As shown in FIG. 1, the ultrasonic diagnostic apparatus 1 includes a probe 3 that transmits and receives an ultrasonic wave to and from a subject (not shown), a transmitting unit 5 that generates a transmitted signal, and a On the other hand, it has a receiving unit 7 for performing processes such as phasing and detection. Further, a transmission / reception separation circuit 9 for transmitting the transmission signal generated by the transmission unit 5 to the probe 3 and transmitting the reception signal received by the probe 3 to the reception unit 7 is provided. An image processing unit 11 that performs image conversion based on an output signal of the receiving unit 7 and a display unit 13 such as a display that displays an image output by the image processing unit 11 are provided. Further, a control unit 15 is provided to control each element of the ultrasonic diagnostic apparatus 1 in an integrated manner. The control unit 15 is connected to an input stage 17 which is an input unit for a user (not shown) to perform various operations. .
[0016]
The transmission section 5 has a transmission waveform control means 19 and a transmission timing control means 21. The transmission waveform control means 19 controls the waveform (transmission waveform) of the code-modulated transmission signal. The transmission timing control means 21 generates transmission timing of each channel (ch) of a plurality of transducers (not shown) of the ultrasonic probe 3 for convergence (focusing) and deflection (steering) of the ultrasonic beam. It is. The transmission section 5 further includes a transmission waveform memory 23 for storing the transmission waveform generated by the transmission waveform control means 19, a digital / analog converter (DAC) 25 for converting digital transmission waveform waveform data into an analog signal, and A transmission amplifier 27 that is a power amplifier that amplifies an analog signal and outputs a driving signal of the vibrator.
[0017]
The receiving unit 7 includes a receiving amplifier 29 which is a preamplifier for amplifying a received signal of each channel received by each transducer of the ultrasonic probe 3, and an analog / digital converter for digitally converting an output signal of the receiving amplifier 29. A converter (ADC) 31, a delay-and-sum unit 33 for delay-controlling the received signal of each channel to perform convergence (reception focus) of the ultrasonic receiving beam, and phasing and adding the received signal; It has a code demodulator 35 for code demodulating the received signal and a detector 37 for detecting the envelope of the output signal of the code demodulator 35.
[0018]
Next, a detailed configuration of the code demodulation unit 35 including the characteristic portion of the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment will be described. FIG. 2 is a diagram showing a configuration of the code demodulating means of the present embodiment. As shown in FIG. 2, the code demodulation unit 35 includes a code demodulation filter 39 to which an output signal of the phasing addition unit 33 is input, and a line memory 41 to which an output signal of the code demodulation filter 39 is input. Further, there is provided a pair code combining unit 43 for combining a signal output from the line memory after temporarily storing and delaying the input signal and a signal directly input from the code demodulation unit. Is input to the detection unit 37 described above.
[0019]
The code demodulation filter 39 includes a variable digital filter operation unit (not shown). The code demodulation filter 39 is a frequency band reduction filter or a frequency band rejection filter that reduces a specific frequency band component from an input signal from the phasing addition unit 33. A certain frequency band control filter 45, a decode filter 47 for performing a decoding process on an output signal of the frequency band control filter 45, and a coefficient memory 49 for inputting a decoding coefficient including a code signal for code decoding to the decode filter 47. Comprising.
[0020]
Further, the code demodulation unit 35 includes a coefficient switching unit 51 that supplies the frequency band control filter 45 with an operation coefficient (filter coefficient) at the time of digital filter operation according to the cutoff frequency and the rejection level. FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the coefficient switching means 51. As shown in FIG. 4, the coefficient switching unit 51 includes a frequency distribution detecting unit 53 that obtains a frequency distribution by performing a fast Fourier transform (FFT) on an output signal of the phasing addition unit 33, and an output signal of the frequency distribution detecting unit 53. And a coefficient calculating means 57 for calculating a filter coefficient in accordance with the cutoff frequency.
[0021]
The parameter detecting means 55 includes a smoothing filter 59 for removing and smoothing noise of an output waveform of the frequency distribution detecting means 53, and a harmonic peak detecting means for detecting a peak of a harmonic component from an output signal of the smoothing filter 59. 61 and a harmonic band detecting means 63 for obtaining a cutoff frequency according to the peak detected by the harmonic peak detecting means 61. The harmonic peak detecting means 61 includes a differential calculating means 65 and a maximum value calculating means 67. The harmonic band detecting means 63 includes first and second level comparing means 69 and 71, and first and second cutoff frequency detecting means 73 and 75. Each of these components is configured using a well-known central processing unit (MPU), digital signal processor (DSP), application-specific IC (ASIC), programmable logic device (PLD), and the like. The operation of each element will be described later in detail.
[0022]
Hereinafter, the operation of the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment will be described. First, the transmission timing control unit 19 and the transmission waveform control unit 21 of the transmission unit 5 read the transmission waveform stored in the transmission waveform memory 23 according to an instruction from the control unit 15. The transmission waveform is read from the transmission waveform memory 23, converted from a digital signal to an analog signal by the DAC 25, and amplified by the transmission amplifier 27. Then, the transmission signal is input to the ultrasonic probe 3 via the transmission / reception separation circuit 9.
[0023]
The ultrasonic probe 3 has a plurality of transducers (not shown) arranged in a row or a plane facing a subject (not shown). The transmission signals are sent to the ultrasonic probe 3 by the number of channels corresponding to the number of these transducers. Each transducer receives the transmission signal of the channel and generates an ultrasonic wave according to the waveform of the transmission signal. Then, the ultrasonic waves generated from each transducer form an ultrasonic beam that travels in a direction where the respective wavefronts coincide.
[0024]
Here, a transmission signal, a reception signal, a reception signal after demodulation, and a reception signal after pair code combination when a Golay code is used as the encoding transmission / reception technique will be described with reference to FIGS. 4 to 7. I do. First, FIG. 4 is a diagram showing a waveform of a transmission signal. FIGS. 4A and 4B show the waveforms of the first transmission signal G0 and the second transmission signal G1 of the bipolar, respectively. As shown, G0 is a signal of (1,1,1, -1) and G1 is a signal of (1, -1,1,1). Here, the absolute value of the number indicates the peak intensity of the signal waveform, and the sign of the number indicates the polarity of the waveform.
[0025]
Such a transmitted signal is reflected at a position in the subject where the acoustic impedance changes, and the reflected signal is detected by the ultrasonic probe 3. FIG. 5 is a diagram showing the waveform of such a received signal. By the way, a received signal includes, in addition to a fundamental component similar to a transmitted signal, a harmonic component caused by nonlinear distortion when an ultrasonic wave propagates in a living body. In FIGS. 5 to 7, the third and higher harmonic components are omitted for simplification of the description, and the fundamental component and the second harmonic component are shown separately.
[0026]
As shown in FIG. 5, the fundamental components of the received signals GR0 and GR1 corresponding to the transmitted signals G0 and G1, respectively, are (1,1,1, -1) and (1,1) similarly to G0 and G1. -1, 1, 1). However, these second harmonic components are (1,1,1,1) and (1,1,1,1) as shown in FIG. This is because the harmonics are generated by the square of the fundamental wave, and in the case of the second harmonic, all of them have positive signs. For example, in this example, the second harmonic component is generated at -20 dB with respect to the fundamental component.
[0027]
The received signal is subjected to code demodulation using the demodulation filter coefficients for G0 (-1, 1, 1, 1) and the demodulation filter coefficients for G1 (1, 1, -1, 1), respectively. . FIG. 6 is a diagram showing waveforms of signals obtained by code demodulating the received signals GR0 and GR1. As shown in FIG. 6A, a signal GRG0 obtained by code demodulating GR0 has a fundamental component of (-1, 0, 1, 4, 1, 1, 0, -1) and a second harmonic component. (-1, 0, 1, 2, 3, 2, 1). As shown in FIG. 6 (2), the signal GRG1 obtained by code demodulating the GR1 has a fundamental component of (1, 0, -1, 4, 4, -1, 0, 1) and a second harmonic. The component is (1, 2, 1, 2, 1, 0, 1).
[0028]
FIG. 7 shows a signal Y obtained by combining the signals GRG0 and GRG1. As shown in FIG. 7, the fundamental wave component of the signal Y is (0,0,0,8,0,0,0), a waveform of magnitude 8 is synthesized at the center, and the fundamental wave components of GRG0 and GRG1. Are canceled out and become zero. However, the second harmonic component of the signal Y is (0, 2, 2, 4, 4, 2, 2), and as a result, a time side lobe of about -26 dB is generated with respect to 8 of the fundamental wave. Resulting in.
[0029]
Therefore, the present embodiment is characterized in that, in the frequency band control filter of the code demodulating means, code demodulation is performed after reducing harmonic components included in the received signal. The frequency band control filter 45 shown in FIG. 3 is for reducing this harmonic component. Then, a coefficient for digital filter calculation according to the cutoff frequency of the frequency band control filter 45 and the like is determined using the code demodulation filter coefficient switching means 51. Hereinafter, the operation of the filter coefficient switching means 51 will be described. As shown in FIG. 4, the received signal from the phasing addition unit is input to the frequency distribution detecting means 53, and the received signal is converted from a time response to a frequency response by fast Fourier transform (FFT). FIG. 8 is a diagram illustrating a waveform of an output signal of the phasing addition unit, that is, an input signal of the frequency distribution detection unit 53. FIG. 9 is a diagram showing an output waveform of the frequency distribution detecting means 53. As shown in FIG. 9, this output waveform has a fine zigzag shape mainly due to the signal cutout window. Therefore, this signal waveform is input to the smoothing filter 59 and subjected to a smoothing process so that a fine zigzag shape is not erroneously regarded as a peak. FIG. 10 is a diagram showing an output signal waveform of the smoothing filter 59. Next, this signal is inputted to the harmonic peak detecting means 61, and the peak frequency of the harmonic component is detected. As shown in FIG. 3, the output signal of the smoothing filter 59 is input to the differential operation means 65 of the harmonic peak detection means 61, where the signal intensity is sequentially changed over time over a predetermined range of the frequency corresponding to the harmonic component. Is differentiated. That is, the change amount Yn in the minute section is sequentially obtained. At this time, when the signal strength X at the frequency f is represented as Xf, the variation Yn is represented by Expression 1.
Yn = Xn-Xn-1
(Equation 1)
Then, a frequency at which the amount of change changes from plus to minus, that is, a peak frequency fp at which the signal intensity becomes maximum is detected. Next, the signal waveform and the peak frequency fp are input to the local maximum value calculating means 67. Here, the intensity level of the signal at the peak frequency is detected.
[0030]
In the present embodiment, the frequencies at which the signal intensities are lower than the maximum value Xp by 6 dB with respect to the peak frequency fp are obtained, and these are determined by the first (low-frequency side) and the second (high-frequency side) cut. Off frequency. FIG. 11 is a diagram illustrating a method of obtaining the first cutoff frequency. As shown in FIG. 11, the first level comparing means compares the signal intensity Xp-n 'corresponding to the frequency [Delta] fp-n' with the peak signal intensity Xp while decreasing the frequency by a minute frequency [Delta] f from the peak frequency fp. When Xp is attenuated by, for example, 6 dB or more, the frequency Δfn ′ at that time is input to the first cutoff frequency detecting means 73, and this is set as the first cutoff frequency. That is, the signal strength Xp-n 'at this time is given by the following equation 2, and the frequency Δfp-n' is represented by equation 3.
20log (Xp-n '/ Xp) ≤-6dB
[Equation 2]
Δfp−n ′ = fp−Δf · n
[Equation 3]
FIG. 12 is a diagram illustrating a method of obtaining the second cutoff frequency. Contrary to the case where the first cutoff frequency is obtained, the second level comparing means increases the frequency from the peak frequency fp by a small frequency Δf, and increases the frequency Δfm ′ (= fp + m · Δf, where m = 1, 2, ., M) is compared with the peak signal intensity Xp, and when the signal intensity is attenuated by more than 6 dB, for example, by 6 dB or more, the frequency Δfm ′ at that time is detected by the second cut-off frequency detecting means 77. , And this is set as the second cutoff frequency. That is, the signal strength Xp + m ′ at this time satisfies the following equation 4, and its frequency Δfp + m ′ is expressed by equation 5.
20 log (Xp + m '/ Xp) ≤-6 dB
(Equation 4)
Δfp−m ′ = fp + Δf · m
(Equation 5)
Then, the first and second cutoff frequencies are input to coefficient calculating means 57, respectively. The coefficient calculating means 57 provides a band cut filter which can obtain a predetermined attenuation level according to the first and second cutoff frequencies. Is calculated and output. Such calculation of the filter coefficient is performed prior to the diagnosis by the ultrasonic diagnostic apparatus or at any time during the diagnosis. This filter coefficient is input to the frequency band control filter 45 in the code demodulation filter 39. Then, the frequency band control filter 45 reduces harmonic components from the reception signal input from the phasing addition unit 33 according to the filter coefficient. FIG. 13 is a diagram showing an output signal waveform of the frequency band control filter 45. The output signal of the frequency band control filter 45 is subjected to code demodulation processing in the decode filter 47 based on the above-described code demodulation filter coefficient stored in the coefficient memory 49. The output signal of the decoding filter 47 is input to the paired code synthesizing unit 43 and the line memory 41, and the line memory 41 outputs the signal to the paired code synthesizing unit 43 after delaying the signal by a predetermined time interval. As a result, the code demodulation signal GRG0 obtained by code demodulation of the reception signals GR0 and GR1 respectively corresponding to the pair of transmission signals G0 and G1 transmitted at time intervals and the code demodulation signal GRG1 are combined by the code combination means 43. Done. That is, the code demodulation signal GRG0 stored in the line memory 41 and the code demodulation signal GRG1 input from the decoding filter 47 directly to the code pairing means 43 are synthesized. Then, the signal Y obtained by combining GRG0 and GRG1 is sent to the detection unit 37.
[0031]
As described above, according to the present embodiment, it is possible to code-demodulate the received signal in which the fundamental component is relatively enhanced by reducing the secondary component of the received signal, so that the time side lobe due to the secondary component is reduced. It is possible to improve the time response of the ultrasonic diagnostic apparatus that performs the coded transmission and reception.
[0032]
Next, a second embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied will be described. For simplicity of description, the same components as those in the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0033]
The ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment differs from the ultrasonic diagnostic apparatus according to the first embodiment only in the configuration of the filter coefficient switching means. FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the coefficient switching unit 51 ′ of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present embodiment. As shown in FIG. 14, the coefficient switching means 51 'includes a harmonic detection means 81 to which the output signal of the phasing addition unit 33 is input, and a frequency distribution detection means to which the output signal of the harmonic detection means 81 is input. 53 ′ and a frequency band control filter 83; a parameter detection unit 55 ′ for obtaining a filter coefficient according to an output signal of the frequency distribution detection unit 53 ′; and an output signal of the parameter detection unit 55 ′ and the frequency band control filter 83, respectively. And a least-squares calculating means 85. The harmonic detection means 81 holds a frequency band control filter 87 which is a high-pass filter for reducing a fundamental wave component of the received signal input from the phasing addition unit 33, and a filter coefficient provided to the frequency band control filter 87. And a coefficient memory 89 having an SRAM. Further, the least square calculation means 85 includes a square calculation means 91 for calculating and integrating the square of the signal strength of the output signal of the frequency band control filter 83, a minimum value holding means 93 for holding the result of the previously performed square calculation, and , The output signal of the square operation means 91 is compared with the value held in the minimum value holding means 93, and when the output signal of the square operation means 91 is smaller, the value is overwritten on the minimum value holding means 93. Comparing means 95. In this case, a coefficient holding unit 97 that receives and holds the filter coefficient of the frequency band control filter from the parameter detection unit 55 ′ is configured. Note that such a least-squares operation means can be configured by combining operation means such as an MPU, a DSP, an ASIC, and a PLD, a register, a look-up table, and the like.
[0034]
Hereinafter, operations specific to the ultrasonic diagnostic apparatus of the present embodiment will be described. First, the output signal of the phasing addition unit 33 is input to the frequency band filter 87. FIG. 15 is a diagram illustrating an output signal of the phasing addition unit 33 in the frequency domain. In the frequency band filter 87, a predetermined low frequency component corresponding to the fundamental wave component of this signal is reduced. Then, the output signal of the frequency band control filter 87 is input to the frequency distribution detecting means 53 'configured similarly to the frequency distribution detecting means 53 in the first embodiment, where it is converted from the time domain to the frequency domain. . FIG. 16 is a diagram showing a waveform of an output signal of the frequency distribution detecting means 53 '. As is clear from comparison with FIG. 15, the fundamental wave component is reduced. Then, in the parameter detecting means 55 ', the peak value of the secondary component and the first and second peaks reduced by a predetermined rejection level from the peak value in the same manner as the parameter detecting means 55 of the first embodiment described above. Is detected. Here, in the second embodiment, the parameter detecting means 55 'sequentially calculates a plurality of filter coefficients while making the rejection levels slightly different. Then, the frequency band filter 83 performs band cut filter processing on the output signal of the frequency band control filter 87 according to the respective filter coefficients. FIG. 17 shows the output signal of the frequency band control filter 83 in the frequency domain.
[0035]
Then, the least-squares calculating means 85 selects, from among the plurality of filter coefficients sequentially output by the parameter detecting means 55 ', the one that minimizes the value obtained by integrating the square of the output signal of the frequency band control filter 83. That is, the square calculating means 91 squares the intensity of the output signal of the frequency band control filter 83 and calculates a value integrated over a predetermined frequency band. Then, the comparing means 91 causes the minimum value holding means 93 to hold the value output by the square calculating means first. On the other hand, the filter coefficients at that time are held in the coefficient holding means 97. Then, the comparing means 91 compares the output value of the square calculating means 91 corresponding to the subsequent filter coefficient with the value held in the minimum value holding means 93, and when the output value of the square calculating means 91 is smaller, Causes the minimum value holding means 93 to hold the value, and the coefficient holding means 97 holds the corresponding filter coefficient. Then, the code demodulation filter 39 performs the same processing as in the above-described first embodiment using the filter coefficients held in the coefficient holding means 97.
[0036]
As described above, according to this embodiment, in addition to the effects of the above-described first embodiment, a plurality of candidate filter coefficients are prepared, so to speak, a filter capable of reducing the secondary component most effectively. Since the coefficient can be selected and used, the secondary component of the received signal can be further reduced, in other words, the fundamental wave component can be further enhanced. Then, by code demodulating the received signal, the time side lobe caused by the secondary component can be further reduced.
[0037]
In the above embodiments, the Golay code is used as the code, but another code may be used. For example, a Barker code may be used. When the Barker code is used, unlike the Golay code, code modulation and demodulation can be performed by one ultrasonic transmission / reception, so that a pair code combining means is unnecessary.
[0038]
Further, in each of the embodiments described above, the case where the secondary component is reduced as the harmonic component is described, but the third or higher order component may be reduced. When the above-mentioned Golay code is used, even-order harmonic components become a problem, so that even-order harmonic components should be reduced. However, in the case of an ultrasonic diagnostic apparatus for a living body, the effect of the secondary component is large, and the effect of reducing the secondary component as in the above-described embodiment is particularly large.
[0039]
In each of the above-described embodiments, the fast Fourier transform processing is performed to detect the frequency distribution of the received signal. However, another method may be used, for example, a wavelet transform may be used. . In this case, the calculating means for calculating the wavelet transform can be configured by combining MPU, DSP, ASIC, PLD, and the like.
[0040]
【The invention's effect】
ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the time response of the ultrasonic diagnostic apparatus which performs encoding transmission / reception can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of an ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a code demodulation unit of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of a coefficient switching unit of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1;
FIG. 4 is a diagram showing waveforms of transmission signals G0 and G1 using a Golay code.
FIG. 5 is a diagram showing waveforms of reception signals GR0 and GR1 with respect to a transmission signal using a Golay code.
6 is a diagram showing waveforms of signals GRG0 and GRG1 obtained by decoding the reception signal of FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating a waveform of a signal Y obtained by combining the decoded received signals of FIG. 6;
8 is a diagram showing an output signal waveform of a phasing addition unit of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
9 is a diagram showing an output signal waveform of a frequency distribution detecting means of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
10 is a diagram showing an output signal waveform of a smoothing filter of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
FIG. 11 is a diagram illustrating a method of obtaining a first cutoff frequency of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1;
FIG. 12 is a diagram illustrating a method of obtaining a second cutoff frequency of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 1;
13 is a diagram showing an output signal waveform of a frequency band control filter of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
FIG. 14 is a diagram showing a configuration of coefficient switching means of a second embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus to which the present invention is applied.
15 is a diagram showing an output signal of a phasing addition unit of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 14 in a frequency domain.
FIG. 16 is a diagram showing a waveform of an output signal of a frequency distribution detecting means of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG.
17 is a diagram illustrating an output signal of a frequency band filter 83 of the ultrasonic diagnostic apparatus of FIG. 14 in a frequency domain.
[Explanation of symbols]
1 Ultrasound diagnostic equipment
3 Ultrasonic probe
5 Transmission section
7 Receiver
11 Image processing unit
35 Code demodulation means
45 Frequency band control filter
47 Decode Filter
51 Filter coefficient switching means

Claims

An ultrasonic probe, a transmitting unit that transmits an encoded transmission signal to the subject via the ultrasonic probe, and receives an echo signal from the subject via the ultrasonic probe. Receiving section, and an image processing section that calculates acoustic information of the subject based on an output signal of the receiving section, wherein the receiving section reduces frequency components that hinder code demodulation of the echo signal. An ultrasonic diagnostic apparatus comprising: a variable filter for performing the above operation; and code demodulating means for performing a code demodulation of an output signal of the variable filter.

The receiving unit includes a frequency distribution detecting unit that detects a frequency distribution of the echo signal, and a filter band calculating unit that obtains a frequency band to be reduced based on the frequency distribution and adjusts the variable filter. The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 1, wherein

The filter band calculating unit includes a harmonic peak detecting unit configured to detect a peak frequency at which a signal intensity of a harmonic component to be reduced is maximized based on the frequency distribution, and a signal intensity of the harmonic peak frequency being lower by a predetermined amount. 3. The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 2, further comprising: a harmonic band detecting unit that detects a frequency band and sets the frequency band as a cutoff frequency band of the variable filter.

The variable filter is a digital filter, and the filter band calculating means reduces a fundamental wave component by reading a plurality of filter coefficient candidates from a memory and a fundamental wave reducing filter for reducing a frequency band of a fundamental wave component of the echo signal. A filter coefficient selecting filter for performing a digital filter operation on each of the echo signals thus obtained, and a square value of an output signal of the filter coefficient selecting filter. 4. The ultrasonic diagnostic apparatus according to claim 2, further comprising a least square means for setting.