JP4698003B2

JP4698003B2 - Ultrasonic diagnostic equipment

Info

Publication number: JP4698003B2
Application number: JP2000227063A
Authority: JP
Inventors: 好一宮坂; 烈光原田
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2000-07-27
Filing date: 2000-07-27
Publication date: 2011-06-08
Anticipated expiration: 2020-07-27
Also published as: JP2002034985A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は超音波診断装置に関し、特にパルス圧縮技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
超音波診断に当たっては、超音波パルスが生体内へ送波され、生体内からのエコーが受波される。その受信信号に基づいて、超音波断層画像や超音波ドプラ画像などの超音波画像が形成される。一般に、超音波は生体内での伝搬距離に応じて減衰するが、その減衰は周波数に依存する。つまり、周波数が高いほど減衰が大きくなる。よって、生体内の深部の計測を行う場合には、超音波の中心周波数を低くするのが望ましいが、その場合には空間分解能が低下するという問題がある。
【０００３】
米国特許第５，０１４，７１２号には、送信信号をコード化（符号化）し、そのコードを用いて受信信号に対する圧縮（相関演算）を行う技術を応用した超音波診断装置が開示されている。ここで、送信信号は、コードそのものを表す矩形のパルス列であって、それが超音波振動子に供給されている（直接コード方式）。よって、送信信号に多くの高調波が含まれていることから、動作可能な周波数帯域が極めて広い超音波振動子を使用しなければ、送信信号のパルス波形を超音波パルスとして再現できないという問題がある。その再現性は受信信号処理時の相関演算精度に大きく影響を与える。ちなみに、この公報には多段送信フォーカスなどについても言及されている。
【０００４】
特公平７−８１９９２号公報には非破壊検査などに用いられる超音波測定装置が開示されている。この装置において、サイン波の位相の組み合わせによりコードが表され、それが送信信号とされている。つまり、１つの送信周波数を用い、位相変調方式を採用したものである。しかし、位相が異なるサイン波の連結点が屈曲するため、すなわち滑らかに各サイン波がつなげられていないために、高調波が発生し、上記同様の問題が指摘される。なお、米国特許第４，７８８，９８１号公報、特開平１１−３０９１４５号公報、特開平１１−３０９１４６号公報にも関連する技術が開示されている。
【０００５】
本発明は、上記従来の課題に鑑みなされたものであり、その目的は、空間分解能を損なうことなく、超音波画像の画質（特に深部の画質）を向上することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
（１）上記目的を達成するために、本発明は、超音波の送受波を行う送受波器と、前記送受波器に対し、所定の符号系列を互いに異なる周波数をもった複数の波で表してなるコード化送信信号を供給し、これにより前記送受波器から前記コード化送信信号に対応した波形をもった超音波を送波させる送信部と、前記送受波器からの受信信号に対し、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を用いて、圧縮演算を実行する圧縮演算部と、前記圧縮演算後の信号を利用して超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【０００７】
上記構成によれば、所定の符号系列に従って送信信号が周波数変調され、受信信号が当該所定の符号系列に基づいて圧縮される。これにより、空間分解能を向上でき、ひいては超音波画像の画質を向上できる。本発明によれば、コード化送信信号が複数の周波数をもった波の組み合わせとして表されているため、高調波の発生が軽減される。
【０００８】
望ましくは、前記圧縮演算部は、前記参照信号と前記受信信号との相互相関演算を行う回路である。望ましくは、前記圧縮演算部は、前記受信信号を構成する各エコーデータを時系列順で順次格納する複数のメモリ素子と、前記複数のメモリ素子から並列出力されるエコーデータ列に対して、前記参照信号としての係数列を乗算する複数の乗算器と、前記複数の乗算器の乗算結果を加算する加算器と、を含む。
【０００９】
望ましくは、前記圧縮演算部は、前記受信信号を周波数軸上の信号に変換する変換器と、前記周波数軸上に変換された受信信号と前記参照信号を周波数軸上に表した信号とを乗算する乗算器と、前記乗算後の信号を時間軸上の信号に戻す逆変換器と、を含む。すなわち、圧縮演算（相互相関演算）は、時間軸上において行ってもよいが、周波数軸上において行ってもよい。
【００１０】
望ましくは、前記複数の周波数は前記送受波器の動作帯域内に設定される。正弦波を要素としてコード化送信信号が構成されているため、一般的な使用帯域をもった送受波器を利用して、超音波の送受信を行うことができ、広帯域の送受波器を特別に用意する必要がない。
【００１１】
望ましくは、前記所定の符号系列は、その自己相関値がある一点で最大となる符号系列である。その符号系列としては、公知の各種の系列を利用可能である。
【００１２】
（２）また、上記目的を達成するために、本発明は、前記送受波器に対し、所定の符号系列を複数個の周波数で表してなりかつ符号間で波形がつなげられたコード化送信信号を供給し、これにより前記送受波器から前記コード化送信信号に対応する波形をもった超音波を送波させる送信部と、前記送受波器からの受信信号に対し、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を用いて圧縮演算を実行する圧縮演算部と、前記圧縮演算後の信号を利用して超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【００１３】
上記構成によれば、コード化送信信号において各符号間で波形がつなげられているため高調波の発生を抑制できる。
【００１４】
望ましくは、前記コード化送信信号は、複数の周波数をもった正弦波を組み合わせて前記所定の符号系列を表したものであり、先行正弦波の後端と後続正弦波の前端とが滑らかに連続するように、各正弦波の位相が調整される。
【００１５】
かかる構成によれば、正弦波が符号要素とされ、しかも各正弦波のつなぎ目にエッジが生じないように位相調整がなされているので（いわゆるシフトキーイングに相当）、高調波の発生を極めて抑制できる。
【００１６】
（３）また、上記目的を達成するために、本発明は、複数の振動素子からなり、超音波の送受波を行う送受波器と、前記送受波器に対し、第１符号系列を第１周波数グループを構成する複数の周波数の組み合わせで表してなる第１コード化送信信号と、第２符号系列を第２周波数グループを構成する複数の周波数で表してなる第２コード化送信信号と、を同時に供給し、これにより前記送受波器において複数の送信ビームを同時に形成させる複数の送信部と、複数の受信ビームを同時に形成する手段であって、前記送受波器から出力される複数の受信信号に対して各受信ビームごとに整相加算を実行する複数の受信部と、前記複数の受信部からの整相加算後の受信信号に対して、前記第１コード化送信信号の波形を表した第１参照信号を用いた相互相関演算及び前記第２コード化送信信号の波形を表した第２参照信号を用いた交互相関演算を実行する複数の相互相関演算部と、前記相関演算後の各信号に基づいて超音波画像を形成する画像形成部と、を含むことを特徴とする。
【００１７】
上記構成によれば、複数の送信ビーム及び複数の受信ビームを同時形成してビーム走査方向の空間分解能の向上あるいはフレームレートの向上を達成できる。第１コード化送信信号と第２コード化送信信号は、送信後の受信信号処理において、互いに識別（弁別）可能であればよく、少なくとも、符号系列及び送信周波数の組み合わせの一方が異なるものである。
【００１８】
（４）本発明の基本原理は、パルス圧縮技術を超音波診断に応用し、一般には観測困難である深部領域についても空間分解能を向上させることにある。本発明の好適な態様では、１又は０（あるいは−１）の二値で構成される符号系列（所定コード）を正弦波（サイン波）からなる２周波数の組み合わせで表現する際に、先行正弦波の後端と後続正弦波の前端とが滑らかに連続するように各正弦波について位相調整を行い、それにより生成されたコード化送信信号を送受波器へ供給して、そのコード化送信信号に対応する波形をもった超音波が生体内へ送波される。生体内からの反射波（超音波）は、送受波器で受波され、反射波の波形に対応する受信信号が取得される。その受信信号に対して、前記コード化送信信号の波形を表す参照信号を利用して相互相関演算を実行し、これにより受信信号が圧縮される。つまり、超音波のエネルギーを圧縮し、ＳＮＲ（信号対ノイズの比）を向上させるものである。そして、その圧縮後の受信信号に基づいて、Ｂモード画像やドプラ画像などの超音波画像が構成される。上記構成においては、送信波に対する変調と受信波に対する復調とを行って、高い空間分解能を維持しながら検出感度を高められるとともに、符号要素として位相調整がなされた正弦波を利用しているので、信号波形の不連続点あるいはエッジに起因する高調波の発生を効果的に抑制できる。その結果、送受波器における帯域の問題を解消できるとともに、超音波画像の画質を向上可能である。所定コードとしては、自己相関値がある１点で最大となるような公知の各種のものを利用可能である。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２０】
まず、本発明の原理について説明する。自己相関値がある１点でのみ最大となる符号系列を考える。このような符号系列としては、Barker系列，Gold系列，Ｍ系列など多種提案されている。以下は、Maximum Length Shift Register系列（Ｍ系列と呼ばれている）について説明する。この系列は、例えば、図１に示すような簡単な回路で発生することができ、具体的には、シフトレジスタ４，５，６と排他論理和回路７とを利用してサイクリックに発生させることができる。符号系列の長さは、シフトレジスタ４，５，６の段数をｋとすると2^k-1となる。図１の例ではｋ＝３なので、その回路から生成される符号系列長は７となる。図１において、全てのシフトレジスタ４，５，６の初期値を１とすると｛1,1,1,0,0,1,0｝の系列が繰り返し発生される。
【００２１】
この｛1,1,1,0,0,1,0｝のパターンを２つ用意し、それらの位置関係をずらしながらその自己相関値R(τ)を以下の式(1)に従って演算すると、図２に示す通りとなる。但し、自己相関演算時には０を−１として計算した。その結果、７ポイントごとにピークが発生し、他は全て−１をとる。
【００２２】
【数１】

ここで、p(t)：符号系列、t1：自己相関演算の開始時刻である。
【００２３】
このように、自己相関演算を行なうと、パターンが完全にフィッティングした場合に、鋭いピークが発生する。符号系列の振幅は±１であるのに、符号系列長に相当する７倍の振幅が得られている。これは一種のエネルギー圧縮に相当し、パルス圧縮と呼ばれている。これを応用すれば、低いＳＮＲの波形から、信号成分のみを効果的に抽出することができる。
【００２４】
一般に、従来方式での信号成分電力をS1、雑音成分をN1、パルス圧縮を行なった後の信号成分電力をS2、雑音成分をN2とし、信号時間長の拡大比（前記では符号系列長に相当）をMとすると、以下の式(2)となり、SNRをM倍に改善することができる。
【００２５】
【数２】

本発明の好適な実施形態では、符号系列の各符号値に固有の周波数を割り付け、この割り付けられた周波数の正弦波をバースト送波する。つまり、符号値から周波数への変換を行なう。そして、バースト送波で得られた反射信号と、送波された正弦波列との相互相関演算を行ない、これによりパルス圧縮が実行される。その前提として、さらに、正弦波列内の隣合う波形の位相が連続となるように各符号に対する波形の位相調整を行なわれる。このことを図３を用いて説明する。
【００２６】
図３において、（ａ）は符号系列を示しており、（ｂ）は各符号に対して単純に（位相調整なしに）周波数ｆ１，ｆ２を割り当てた場合の信号波形を示している。（ｃ）は（ｂ）の信号波形において、隣接する正弦波間で波形が滑らかとなるように位相調整を行った結果の信号波形が示されている。
【００２７】
具体的には、（ａ）に示す符号系列は、符号系列長が７のＭ系列符号である。この符号系列は＋１と−１の２値をとるものである。なお、符号系列の１区間の時間をToとする。
【００２８】
次に、＋１に対し周波数ｆ１を割り当て、−１に対し周波数ｆ２を割り当てる。それが（ｂ）に示す波形である。この例ではｆ１＝５＊（ｆ２）／４である。もちろんこれ以外の関係でもよい。こうして得られた正弦波列を超音波診断装置の送信繰返し周期でバースト送波することができる。
【００２９】
（ｂ）の波形s(t)を式で表現すると以下の式(3)となる。
【００３０】
【数３】

ここで、ω₁=2*π*f₁であり、ω₂=2*π*f₂であり、n(i)=[1,1,1,0,0,1,0] （但し、i=0,1,…,6）であり、θ_1i：初期位相、θ_2i：初期位相である。
【００３１】
（ｂ）の波形においては、各正弦波の境界が不連続であり、その部分で高調波が発生する。そこで、隣接する正弦波間で波形を連続させたものが（ｃ）に示す波形である。その波形においては、時間的に先行する正弦波の後端に後続する正弦波の前端がつながるように、後続する正弦波の位相が調整される。
【００３２】
具体的には、（ｂ）の波形では、ｉ＝０と１の境界で不連続が発生しているため、ｉ＝１の領域の波形の位相を＋π／２シフトする。同様に、ｉ＝２の領域の波形の位相を＋π、ｉ＝３の領域の波形の位相を＋３＊π／２、ｉ＝４の領域の波形の位相を＋３＊π／２、そしてｉ＝５の領域の波形の位相を＋３＊π／２だけシフトする。
【００３３】
この（ｃ）に示すような波形をもったバースト信号（コード化送信信号）を超音波振動子へ供給すれば、高調波歪みが少ない超音波を生成することが可能となる。その場合、受信信号と（ｃ）の波形をもった参照信号との間で相互相関演算が実行され、これにより超音波の信号エネルギーが圧縮される。
【００３４】
図４には、図３の（ｂ）に示した波形のスペクトルが細線で表され、図３の（ｃ）に示した波形のスペクトルが太線で表されている。なお、図４の横軸は周波数に相当し、0から2*f1までの範囲が表されている。縦軸は対数表示であり、各周波数成分のパワーを表している。細線のスペクトラムを見ると、折返し周波数付近で盛り上がりが認められる。これは、図３の（ｂ）の波形には、不連続な部分が存在し、それに起因して高調波が発生しているためである。
【００３５】
一般に、超音波振動子の周波数帯域幅は、−６ｄＢ比帯域が６０％程度と広くないため、送信波形を忠実に送波して受波するためには、送信波形の持つ周波数帯域幅はできるだけ狭い方が有利である。そこで、送信波形の不連続性を回避し、送信波形の持つ周波数帯域幅を狭くしたのが、上記の図３の（ｃ）の波形である。
【００３６】
図４の太線で示されている（ｃ）の波形のスペクトラムを見ると、細線のスペクトラムに比べて、高い周波数成分が大きく減衰していることが分かる。こうすることにより、信号の周波数帯域幅を狭くすることが可能となり、通常の振動子でも十分に送受信を行うことが可能となる。
【００３７】
図５には、本発明に係る超音波診断装置の好適な実施形態が示されており、図５はその全体構成を示すブロック図である。
【００３８】
図５において、アレイ振動子１０は、複数の振動素子１０ａからなるものである。送信部１２は、本実施形態において、送信信号生成部１６と、各振動素子１０ａ（チャンネル）ごとに設けられた複数の送信アンプ１８とで構成されている。
【００３９】
ここで、送信信号生成部１６は、後に図６を用いて説明するように、各チャンネルごとに設けられた送信波形発生器を有するものである。
【００４０】
受信部１４は、各チャンネルごとに設けられた複数の入力保護器２０と、各チャンネルごとに設けられた複数の受信アンプ２２と、受信ビームフォーマー２４と、で構成される。入力保護器２０は、送信信号の回り込みを阻止し、受信部１４を保護するための回路である。受信ビームフォーマー２４は、後に図７を用いて説明するように、各チャンネルごとの受信信号に対して整相加算を行って電子的に受信ビームを形成するための回路である。
【００４１】
受信ビームフォーマー２４から出力された整相加算後の受信信号は、圧縮演算器２６に入力される。この圧縮演算器２６は後に図８を用いて説明するように、受信信号とコード化送信信号の波形を表した参照信号とについて相互相関演算を行う回路である。圧縮演算器２６から出力された受信信号は、後に図９を用いて説明するビーム処理器２８に入力され、そのビーム処理器２８から出力される受信信号は、スキャン変換器３０に入力される。このスキャン変換器３０は座標変換機能や補間機能などを有しており、このスキャン変換器３０の作用により例えばＢモード画像などの超音波画像が形成され、その画像が表示装置３２に表示される。
【００４２】
図６には図５に示した送信信号生成部１６の具体的な構成例が示されている。送信信号生成部１６は、この図６に示す例において、タイミング制御部３６と、各チャンネルごとに設けられた送信波形生成器３４とで構成されている。送信波形生成器３４は、メモリテーブル３８と、ＤＡ変換器４０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４２と、減衰器４４と、で構成されている。メモリテーブル３８内には、図３（ｃ）に示した送信波形がデジタルデータとして格納されている。これに関しては、送信ビームを形成し、かつその送信ビームを変更するために、設定された時間だけ遅延された送信波形のデジタルデータが格納されている。そのメモリテーブル３８から読み出された波形データはＤＡ変換器４０に入力され、そのＤＡ変換器４０の作用によりアナログ信号としての送信波形が生成される。これは図３（ｃ）に示した波形に相当するものである。ローパスフィルタ４２は、メモリテーブル３８からの読み出しレートに相当する周波数成分を除去するものである。減衰器４４は、開口制御のためのオンオフ制御、超音波ビーム特性を改善するための重み付け、あるいは全体的な送信振幅制御のための振幅制御などを行うための回路である。この送信波形生成器３４から出力される送信信号（コード化送信信号）は図５に示した送信アンプ１８を介して振動素子１０ａに供給される。
【００４３】
タイミング制御部３６は、各送信波形生成器３４が有するメモリテーブル３８に対する読み出しタイミングの制御を行っている。その読み出しタイミングを適宜調整することにより送信ビームのフォーカシングや送信ビームの偏向などを行うことができる。あるいは、異なる送信条件を記憶する複数のメモリテーブル３８を要し、それらのメモリテーブル３８の中からいずれかのメモリテーブル３８を選択することにより、送信条件を変更するようにしてもよい。このような送信制御に関しては公知の各種の手法を利用することができる。また、本実施形態では、各チャンネルごとにメモリテーブル３８を設けたが、単一のメモリテーブル３８を設け、そこから生成される送信波形の信号に対する遅延量を各チャンネルごとに調整することにより、個々のチャンネルの送信信号を生成するようにしてもよい。
【００４４】
図７には、図５に示した受信ビームフォーマー２４の具体的な構成例が示されている。この受信ビームフォーマー２４は、各チャンネルごとに設けられたローパスフィルタ（ＬＰＦ）５０と、各チャンネルごとに設けられた複数のＡＤ変換器５２と、各チャンネルごとに設けられたデータ補間器５４及びディレーライン５６と、遅延後の受信信号を加算する加算器５８とで構成される。ローパスフィルタ５０は、不要な高域成分を除去するためのフィルタであり、ＡＤ変換器５２は例えば４＊ｆ₂などのサンプリングレートを有している。すなわち、受信信号成分にエリアシングが発生しないようなサンプリングレートを設定するのが望ましい。データ補間器５４は、サンプリング後の受信信号に対する補間処理を実行するものであり、ディレーライン５６は各チャンネルごとに所定の遅延量を付与し、これによって整相加算を実現するための回路である。
【００４５】
図８には、図５に示した圧縮演算器２６の具体的な構成例が示されている。この圧縮演算器２６は、大別してＦＩＲフィルタ６３と、メモリ６４とで構成されるものである。メモリ６４上には、例えば、図３（ｃ）に示した波形を４＊ｆ₂でサンプリングしたものが格納されており、具体的には、４＊７＝２８個のサンプリングデータがセル６４−１〜６４−ｎに格納されている。このサンプリングデータは参照波形（参照信号）として利用されるものである。
【００４６】
一方、ＦＩＲフィルタ６３は、直列接続されたｎ個のディレーライン６０−１〜６０−ｎで構成されるものであり、各ディレーラインは４＊ｆ₂の１波長に相当する分の遅延時間を有している。各ディレーラインはそれぞれ１ワードの記憶容量を有している。ここで、１ワードは受信ビームフォーマー２４の出力デジタル信号が有するビット長で、例えば１６ビット等である。
【００４７】
各ディレーラインの前後端及び中間から引き出されたデータはｎ個設けられた乗算器６２−１〜６２−ｎの一方の端子に入力されており、それらの乗算器６２−１〜６２−ｎの他方の入力端子には、メモリ６４を構成する複数のセル６４−１〜６４−ｎから出力されたビットデータが入力されている。すなわち、これらの乗算器において２つの信号の乗算を行うことにより、受信信号と参照信号の相互相関演算を行うことができ、その乗算結果は加算器６６において加算される。これによりパルス圧縮演算が実現されている。もちろん、相互相関演算の方式としては各種の方式を利用することが可能である。
【００４８】
いずれにしても、受信信号に対して図３（ｃ）に示した波形を有する参照信号を利用して相互相関演算を行える限りにおいて各種の構成例を採用することができる。図２に示したように、このような相関演算を行えば、符号系列のパターンが一致する時点で強いピークが生成され、これにより高い空間分解能を維持しながら、検出感度を大きく向上することが可能である。
【００４９】
次に、図９には、図５に示したビーム処理器２８の具体的な構成例が示されている。変換器６８は圧縮演算器２６から出力された信号に対して対数関数に従った信号振幅の圧縮を行う回路である。すなわち、表示装置３２における表示ダイナミックレンジに信号の振幅を合わせるためにこのような対数変換が行われている。
【００５０】
加算器７０は、変換器６８から出力される信号に対して係数αを加算する回路であり、ゲイン調整に相当している。また、乗算器７２は、加算器７０から出力される信号に対して係数βを乗算する回路であり、これはコントラスト調整に相当している。ローパスフィルタ７４及びデシメータ７６は、間引き処理を実現する回路であり、１ビーム当たりのデータ数が過剰である場合に、それをそのまま表示することができないため、データ間引きのためのリサンプリングを行う回路である。
【００５１】
以上のように、図５に示した超音波診断装置によれば、周波数変調と受信信号の圧縮とによって特に深部における検出感度を向上できると共に、図３（ｃ）に示したように正弦波を要素としつつ各正弦波間における繋がりが良好にされた送信波形が利用されているため、不要な高調波の発生を効果的に防止し、これによって信号の弁別精度を向上できるという利点がある。
【００５２】
図１０には、他の実施形態に係る超音波診断装置の全体構成がブロック図として示されている。なお、図５に示した構成と同様の構成には同一符号を付しその説明を省略する。この図１０に示す構成例では、圧縮演算器２６の出力が直交検波器８２に入力されており、受信信号が複素信号に変換されている。フィルタ部８４は、複素信号を構成する実数部の信号及び虚数部の信号のそれぞれに対して所定のフィルタリングを実行し、そのフィルタリング後の複素信号がカラードプラ演算器８６及びスペクトラムドプラ演算器８８に入力されている。カラードプラ演算器８６は例えば自己相関演算などを利用して血流の平均速度や分散の情報を演算するものである。スペクトラムドプラ演算器８８は例えばＦＦＴ演算などを実行し、断層画像上に設定されるサンプルボリュームについてのエコーデータに関し、周波数解析を行う回路である。カラードプラ演算器８６及びスペクトラムドプラ演算器８８の出力はスキャン変換器３０に入力され、必要に応じて断層画像上にそれらのドプラ情報が合成される。また、それらのドプラ情報を表すドプラ画像がスキャン変換器３０によって生成される。それらの画像は表示装置３２に表示される。
【００５３】
図１１には、図１０に示した直交検波器８２の構成例が示されており、ミキサ９０においては受信信号とπ／２位相シフタ９４を介して９０度位相がシフトされた検波用信号とがミキシングされており、そのミキサ９０の出力が低域通過フィルタ９６に入力されている。また、ミキサ９２においては受信信号に対して検波用信号がミキシングされ、そのミキサ９２の出力信号が低域通過フィルタ９８に入力されている。ここで、検波用信号は送信パルスの繰り返し周波数の整数倍に相当するものである。
【００５４】
図１２には、フィルタ部８４の具体的な構成例が示されており、この例では実数部及び虚数部ごとに高域通過フィルタ１００，１０２が設けられている。すなわち、これらの高域通過フィルタ１００，１０２はいわゆるウォールモーションフィルタとして機能するものであり、例えば心臓壁などの静止部の強大なエコー成分を除去するものである。もちろん、心臓壁などの組織の運動を積極的に画像表示する場合には、この高域通過フィルタ１００，１０２に代えて低域通過フィルタを設ければよい。あるいはフィルタ係数の切換によって、それらの両者に対応するようにしてもよい。
【００５５】
図１３には、さらに他の実施形態における圧縮演算器１０４の要部構成が示されている。上述した各実施形態においては時間軸上において相互相関演算が実現されていたが、この図１３に示されるように、周波数軸上において、相互相関演算を行うこともできる。パルス圧縮フィルタ係数発生器１０８には、周波数上における参照信号を発生しており、受信信号はＦＦＴ回路１０６において周波数軸上の信号に変換され、その周波数軸において受信信号と参照信号とが乗算されている。すなわち相関演算が実行されている。その演算結果はＩＦＦＴ回路１１２すなわち逆フーリエ変換を行う回路に入力され、元の周波数軸上の信号に戻されている。
【００５６】
図１４には、さらに他の実施形態が示されている。
【００５７】
第１送信部１１６及び第２送信部１１８は、それぞれ図５に示した送信部１２と同様の構成を有しているものである。但し、第１送信部１１６は、周波数ｆ１及びｆ２を用いて図３（ｃ）に示した波形を生成している。一方、第２送信部１１８は、周波数ｆ３及びｆ４を用いて図３（ｃ）に示した波形に相当するものを生成している。但し、それらの周波数を互いに異ならせてもよいし、あるいは、第１送信部１１６で使用する符号系列と第２送信部１１８で使用する符号系列が異なればf1=f3，f2=f4でもよい。
【００５８】
アレイ振動子１２０は複数の振動素子１２０ａによって構成され、それらの複数の振動素子１２０ａはこの例においてＡグループ及びＢグループに区分されている。そして、Ｂグループには第１送信部１１６が接続され、Ａグループには第２送信部１１８が接続されている。よって、Ｂグループによって周波数ｆ１及びｆ２を有する周波数変調された超音波が生体内に送波され、これと同様に、Ａグループによって周波数ｆ３及び周波数ｆ４による周数波変調された超音波が生体内に送波されることになる。このように符号系列が同じであっても、周波数を異ならせることによって、同時に２つの送信ビームを形成しても、後に各送信ビームに対応する受信信号の弁別を行うことが可能となる。
【００５９】
第１受信部１２２及び第２受信部１２４は、それぞれ図５に示した受信部１４と同様の構成を有している。ここで、第１受信部１２２は、Ｂグループに接続されており、第２受信部１２４はＡグループに接続されている。それぞれの受信部１２２，１２４において受信ビームを形成するための整相加算処理が実行され、その処理後の受信信号がそれぞれ圧縮演算器１２６及び圧縮演算器１２８に入力されている。
【００６０】
これらの圧縮演算器１２６，１２８は、図８に示した圧縮演算器２６と同様の構成を有しており、但し、圧縮演算器１２６においては周波数ｆ１及びｆ２に対応する相互相関演算が実行されており、圧縮演算器１２８においては周波数ｆ３及びｆ４に対応する相互相関演算が実行されている。それらの圧縮演算後の信号に基づいて超音波画像が形成される。
【００６１】
よって、図１４に示す実施形態によれば、周波数を異ならせることによって一度に２つの送信ビーム及び２つの受信ビームを形成することができ、その結果空間分解能を向上し、あるいはフレームレートを向上することが可能となる。また、このような実施形態においても、基本的には図３（ｃ）に示した波形が利用されており、高調波の発生を効果的に抑制しつつ特に生体深部における検出感度の向上を達成することができる。
【００６２】
図１５及び図１６には、更に他の実施形態が示されている。図１４に示した実施形態では、アレイ振動子１２０が２つのグループに区分されていたが、図１５及び図１６に示す実施形態では、そのようなグループ分けはなされていない。なお、図１５及び図１６において、図１４に示した構成と同様の構成には同一符号を付してある。
【００６３】
図１５において、第１送信部１１６及び第２送信部１１８から出力された各チャンネルの送信信号は、加算器１３０で各チャンネルごとに加算され、その加算後の送信信号が、アレイ振動子１２０を構成する各チャンネルの振動素子に供給される。一方、アレイ振動子１２０から出力される各チャンネルの受信信号は、それぞれ並列的に第１受信部１２２及び第２受信部に入力される。この構成によれば、アレイ振動子１２０上に形成される送受信開口（１回の送受信で使用される振動素子数（チャンネル数）に相当）を大きくできるので、検出感度及び空間分解能をより高められる。
【００６４】
図１６の実施形態では、１系統の送信部１１７のみが使用される。かかる送信部１１７は、２つの送信信号の波形を加算した合成波形を出力する。つまり、互いに異なる２つの送信周波数又は互いに異なる２つの符号化系列をもった信号をアレイ振動子１２０に供給する点では、図１５に示した実施形態と同じであるが、図１５の実施形態で生成される加算後の送信信号を最初から発生させる点が図１５に示した実施形態と異なる。受信信号の処理に関する構成は、図１５の実施形態と同じである。
【００６５】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば超音波画像の画質を向上することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】符号系列の生成を行う基本回路構成を説明するための図である。
【図２】符号系列に対する自己相関値を示す図である。
【図３】本発明に係るコード化送信信号を説明するための図である。
【図４】位相調整を行う場合と行わない場合におけるスペクトルの違いを表す図である。
【図５】超音波診断装置の全体構成を示すブロック図である。
【図６】送信信号生成部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図７】受信ビームフォーマーの具体的な構成例を示す図である。
【図８】圧縮演算器の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図９】ビーム処理器の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図１０】他の実施形態に係る超音波診断装置の構成例を示すブロック図である。
【図１１】直交検波器の構成例を示すブロック図である。
【図１２】フィルタ部の具体的な構成例を示すブロック図である。
【図１３】他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【図１４】圧縮演算器の他の実施形態を示すブロック図である。
【図１５】他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【図１６】他の実施形態に係る要部構成を示すブロック図である。
【符号の説明】
１０アレイ振動子、１２送信部、１４受信部、１６送信信号生成部、１８送信アンプ、２０入力保護器、２２受信アンプ、２４受信ビームフォーマー、２６圧縮演算器、２８ビーム処理器、３０スキャン変換器、３２表示装置。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to an ultrasonic diagnostic apparatus, and more particularly to a pulse compression technique.
[0002]
[Prior art]
In ultrasonic diagnosis, an ultrasonic pulse is transmitted into a living body and an echo from the living body is received. Based on the received signal, an ultrasonic image such as an ultrasonic tomographic image or an ultrasonic Doppler image is formed. In general, ultrasonic waves are attenuated according to the propagation distance in the living body, but the attenuation depends on the frequency. That is, the higher the frequency, the greater the attenuation. Therefore, when measuring a deep part in a living body, it is desirable to lower the center frequency of the ultrasonic wave, but in that case, there is a problem that the spatial resolution is lowered.
[0003]
U.S. Pat. No. 5,014,712 discloses an ultrasonic diagnostic apparatus that applies a technique of encoding (encoding) a transmission signal and compressing (correlation) the received signal using the code. Yes. Here, the transmission signal is a rectangular pulse train representing the code itself, and is supplied to the ultrasonic transducer (direct code system). Therefore, since many harmonics are included in the transmission signal, there is a problem that the pulse waveform of the transmission signal cannot be reproduced as an ultrasonic pulse unless an ultrasonic transducer having a very wide operable frequency band is used. is there. The reproducibility greatly affects the correlation calculation accuracy during reception signal processing. Incidentally, this publication also mentions multistage transmission focus and the like.
[0004]
Japanese Examined Patent Publication No. 7-81992 discloses an ultrasonic measuring apparatus used for nondestructive inspection and the like. In this apparatus, a code is represented by a combination of sine wave phases, which is a transmission signal. That is, one transmission frequency is used and a phase modulation method is adopted. However, since the connection point of sine waves having different phases is bent, that is, since the sine waves are not smoothly connected, harmonics are generated, and the same problem as described above is pointed out. Further, US Pat. No. 4,788,981, Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-309145, and Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-309146 also disclose related techniques.
[0005]
The present invention has been made in view of the above-described conventional problems, and an object of the present invention is to improve the image quality (particularly, the deep image quality) of an ultrasound image without impairing the spatial resolution.
[0006]
[Means for Solving the Problems]
(1) In order to achieve the above object, the present invention represents a transmitter / receiver for transmitting / receiving ultrasonic waves and a plurality of waves having different frequencies for a predetermined code sequence for the transmitter / receiver. For the received signal from the transmitter / receiver, and a transmitter for transmitting an ultrasonic wave having a waveform corresponding to the encoded transmission signal from the transmitter / receiver, Using a reference signal representing the waveform of the coded transmission signal, and a compression calculation unit that executes a compression calculation, and an image forming unit that forms an ultrasonic image using the signal after the compression calculation. Features.
[0007]
According to the above configuration, the transmission signal is frequency-modulated according to the predetermined code sequence, and the received signal is compressed based on the predetermined code sequence. Thereby, the spatial resolution can be improved, and the image quality of the ultrasonic image can be improved. According to the present invention, since the coded transmission signal is represented as a combination of waves having a plurality of frequencies, generation of harmonics is reduced.
[0008]
Preferably, the compression calculation unit is a circuit that performs a cross-correlation calculation between the reference signal and the received signal. Preferably, the compression arithmetic unit is configured to store a plurality of memory elements that sequentially store each echo data constituting the reception signal in time series, and an echo data string output in parallel from the plurality of memory elements. A plurality of multipliers for multiplying a coefficient sequence as a reference signal; and an adder for adding the multiplication results of the plurality of multipliers.
[0009]
Preferably, the compression arithmetic unit multiplies a converter that converts the received signal into a signal on the frequency axis, a received signal converted on the frequency axis, and a signal that represents the reference signal on the frequency axis. And a reverse converter for returning the signal after multiplication to a signal on the time axis. That is, the compression calculation (cross-correlation calculation) may be performed on the time axis, but may be performed on the frequency axis.
[0010]
Preferably, the plurality of frequencies are set within an operating band of the transducer. Since the coded transmission signal is composed of sine waves as an element, it is possible to transmit and receive ultrasonic waves using a transducer with a general band of use. There is no need to prepare.
[0011]
Preferably, the predetermined code sequence is a code sequence having a maximum autocorrelation value at a certain point. Various known sequences can be used as the code sequence.
[0012]
(2) In order to achieve the above object, the present invention provides the transmitter / receiver with a coded transmission signal in which a predetermined code sequence is represented by a plurality of frequencies and waveforms are connected between the codes. , Thereby transmitting an ultrasonic wave having a waveform corresponding to the coded transmission signal from the transducer, and for the reception signal from the transducer, the coded transmission signal It includes a compression calculation unit that executes a compression calculation using a reference signal that represents a waveform, and an image forming unit that forms an ultrasonic image using the signal after the compression calculation.
[0013]
According to the above configuration, since the waveform is connected between the codes in the coded transmission signal, generation of harmonics can be suppressed.
[0014]
Preferably, the coded transmission signal represents the predetermined code sequence by combining sine waves having a plurality of frequencies, and the rear end of the preceding sine wave and the front end of the subsequent sine wave are smoothly continuous. Thus, the phase of each sine wave is adjusted.
[0015]
According to such a configuration, since the sine wave is used as a sign element and the phase is adjusted so as not to cause an edge between the sine waves (corresponding to so-called shift keying), the generation of harmonics can be extremely suppressed. .
[0016]
(3) In order to achieve the above object, the present invention includes a transducer that includes a plurality of vibration elements and transmits / receives ultrasonic waves, and a first code sequence for the transducer is a first code sequence. A first coded transmission signal represented by a combination of a plurality of frequencies constituting a frequency group, and a second coded transmission signal represented by a plurality of frequencies constituting a second frequency group. A plurality of transmitters that simultaneously supply and thereby simultaneously form a plurality of transmission beams in the transducer; and a means for simultaneously forming a plurality of reception beams, and a plurality of reception signals output from the transducer The waveform of the first coded transmission signal is expressed with respect to a plurality of reception units that perform phasing addition for each reception beam and the reception signals after phasing addition from the plurality of reception units Using the first reference signal A plurality of cross-correlation calculation units that perform cross-correlation calculation and cross-correlation calculation using a second reference signal that represents the waveform of the second coded transmission signal, and an ultrasonic image based on each signal after the correlation calculation And an image forming unit that forms the image.
[0017]
According to the above configuration, a plurality of transmission beams and a plurality of reception beams can be formed at the same time, thereby improving the spatial resolution in the beam scanning direction or the frame rate. The first coded transmission signal and the second coded transmission signal need only be distinguishable from each other in the received signal processing after transmission, and at least one of the combination of the code sequence and the transmission frequency is different. .
[0018]
(4) The basic principle of the present invention is to apply the pulse compression technique to ultrasonic diagnosis and improve the spatial resolution even in a deep region that is generally difficult to observe. In a preferred aspect of the present invention, when a code sequence (predetermined code) composed of binary values of 1 or 0 (or -1) is expressed by a combination of two frequencies composed of a sine wave (sine wave), a leading sine Phase adjustment is performed for each sine wave so that the rear end of the wave and the front end of the following sine wave are smoothly continuous, and the coded transmission signal generated thereby is supplied to the transmitter / receiver, and the coded transmission signal is supplied. An ultrasonic wave having a waveform corresponding to is transmitted into the living body. A reflected wave (ultrasonic wave) from the living body is received by a transducer, and a reception signal corresponding to the waveform of the reflected wave is acquired. A cross-correlation operation is performed on the received signal using a reference signal representing the waveform of the coded transmission signal, thereby compressing the received signal. That is, the energy of ultrasonic waves is compressed, and the SNR (signal to noise ratio) is improved. Based on the compressed received signal, an ultrasonic image such as a B-mode image or a Doppler image is constructed. In the above configuration, the modulation with respect to the transmission wave and the demodulation with respect to the reception wave are performed, the detection sensitivity can be increased while maintaining a high spatial resolution, and a sine wave having a phase adjusted as a code element is used. It is possible to effectively suppress the generation of higher harmonics caused by signal waveform discontinuities or edges. As a result, it is possible to eliminate the band problem in the transducer and improve the image quality of the ultrasonic image. As the predetermined code, various known codes that have the maximum autocorrelation value at one point can be used.
[0019]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described with reference to the drawings.
[0020]
First, the principle of the present invention will be described. Consider a code sequence that maximizes only at one point with an autocorrelation value. As such a code sequence, various types such as a Barker sequence, a Gold sequence, and an M sequence have been proposed. The following describes the Maximum Length Shift Register sequence (referred to as the M sequence). This series can be generated by a simple circuit as shown in FIG. 1, for example, and is generated cyclically by using the

shift registers

4, 5, 6 and the exclusive OR circuit 7. be able to. The length of the code sequence is 2 when the number of stages of the

shift registers

4, 5, 6 is k. ^k -1. In the example of FIG. 1, since k = 3, the code sequence length generated from the circuit is 7. In FIG. 1, if the initial value of all the

shift registers

4, 5, 6 is 1, a series of {1, 1, 1, 0, 0, 1, 0} is repeatedly generated.
[0021]
Two patterns {1,1,1,0,0,1,0} are prepared, and the autocorrelation value R (τ) is calculated according to the following equation (1) while shifting the positional relationship between them. As shown in FIG. However, 0 was calculated as -1 at the time of autocorrelation calculation. As a result, a peak occurs every 7 points, and all others take -1.
[0022]
[Expression 1]

Here, p (t): code sequence, t1: autocorrelation calculation start time.
[0023]
As described above, when the autocorrelation calculation is performed, a sharp peak is generated when the pattern is completely fitted. Although the amplitude of the code sequence is ± 1, a 7-fold amplitude corresponding to the code sequence length is obtained. This corresponds to a kind of energy compression and is called pulse compression. By applying this, it is possible to effectively extract only the signal component from the low SNR waveform.
[0024]
In general, the signal component power in the conventional method is S1, the noise component is N1, the signal component power after pulse compression is S2, the noise component is N2, and the signal time length expansion ratio (in the above, corresponds to the code sequence length) ) Is M, the following equation (2) is obtained, and the SNR can be improved M times.
[0025]
[Expression 2]

In a preferred embodiment of the present invention, a unique frequency is assigned to each code value of the code sequence, and a sine wave having the assigned frequency is burst transmitted. That is, conversion from a code value to a frequency is performed. Then, a cross-correlation operation is performed between the reflected signal obtained by the burst transmission and the transmitted sine wave train, thereby performing pulse compression. As a premise, the phase of the waveform for each code is further adjusted so that the phases of adjacent waveforms in the sine wave train are continuous. This will be described with reference to FIG.
[0026]
3A shows a code sequence, and FIG. 3B shows a signal waveform when frequencies f1 and f2 are simply assigned to each code (without phase adjustment). (C) shows a signal waveform as a result of performing phase adjustment so that the waveform is smooth between adjacent sine waves in the signal waveform of (b).
[0027]
Specifically, the code sequence shown in (a) is an M-sequence code having a code sequence length of 7. This code sequence takes a binary value of +1 and -1. Note that the time of one section of the code sequence is To.
[0028]
Next, the frequency f1 is assigned to +1, and the frequency f2 is assigned to -1. This is the waveform shown in (b). In this example, f1 = 5 * (f2) / 4. Of course, other relationships are possible. The sine wave train obtained in this way can be burst-transmitted at the transmission repetition period of the ultrasonic diagnostic apparatus.
[0029]
When the waveform s (t) in (b) is expressed by an equation, the following equation (3) is obtained.
[0030]
[Equation 3]

Where ω ₁ = 2 * π * f ₁ And ω ₂ = 2 * π * f ₂ N (i) = [1,1,1,0,0,1,0] (where i = 0,1, ..., 6) and θ _1i : Initial phase, θ _2i : Initial phase.
[0031]
In the waveform of (b), the boundary of each sine wave is discontinuous, and harmonics are generated at that portion. Therefore, the waveform shown in (c) is a waveform in which the waveforms are continuous between adjacent sine waves. In the waveform, the phase of the following sine wave is adjusted so that the trailing edge of the following sine wave is connected to the trailing edge of the sine wave that precedes in time.
[0032]
Specifically, in the waveform of (b), since discontinuity occurs at the boundary between i = 0 and 1, the phase of the waveform in the region of i = 1 is shifted by + π / 2. Similarly, the phase of the waveform in the region i = 2 is + π, the phase of the waveform in the region i = 3 is + 3 * π / 2, the phase of the waveform in the region i = 4 is + 3 * π / 2, and i = The phase of the waveform in the region 5 is shifted by + 3 * π / 2.
[0033]
If a burst signal (coded transmission signal) having a waveform as shown in (c) is supplied to the ultrasonic transducer, it is possible to generate an ultrasonic wave with less harmonic distortion. In that case, a cross-correlation operation is performed between the received signal and the reference signal having the waveform of (c), thereby compressing the ultrasonic signal energy.
[0034]
In FIG. 4, the spectrum of the waveform shown in (b) of FIG. 3 is represented by a thin line, and the spectrum of the waveform shown in (c) of FIG. 3 is represented by a thick line. Note that the horizontal axis of FIG. 4 corresponds to the frequency and represents a range from 0 to 2 * f1. The vertical axis represents logarithmic display and represents the power of each frequency component. Looking at the spectrum of the thin line, a rise is observed near the folding frequency. This is because a discontinuous portion exists in the waveform of FIG. 3B, and harmonics are generated due to the discontinuous portion.
[0035]
In general, since the frequency bandwidth of an ultrasonic transducer is not as wide as a -6 dB ratio band of about 60%, in order to transmit and receive a transmission waveform faithfully, the frequency bandwidth of the transmission waveform is as much as possible. The narrower is advantageous. Therefore, the waveform shown in FIG. 3C is obtained by avoiding the discontinuity of the transmission waveform and narrowing the frequency bandwidth of the transmission waveform.
[0036]
When the spectrum of the waveform (c) indicated by the thick line in FIG. 4 is seen, it can be seen that the high frequency component is greatly attenuated as compared with the spectrum of the thin line. By doing so, it becomes possible to narrow the frequency bandwidth of the signal, and even a normal vibrator can sufficiently transmit and receive.
[0037]
FIG. 5 shows a preferred embodiment of the ultrasonic diagnostic apparatus according to the present invention, and FIG. 5 is a block diagram showing the overall configuration thereof.
[0038]
In FIG. 5, the array transducer 10 includes a plurality of vibration elements 10a. In this embodiment, the transmission unit 12 includes a transmission signal generation unit 16 and a plurality of transmission amplifiers 18 provided for each vibration element 10a (channel).
[0039]
Here, the transmission signal generator 16 has a transmission waveform generator provided for each channel, as will be described later with reference to FIG.
[0040]
The reception unit 14 includes a plurality of input protectors 20 provided for each channel, a plurality of reception amplifiers 22 provided for each channel, and a reception beam former 24. The input protector 20 is a circuit for preventing the transmission signal from wrapping around and protecting the receiving unit 14. The receive beamformer 24 is a circuit for electronically forming a receive beam by performing phasing addition on the received signal for each channel, as will be described later with reference to FIG.
[0041]
The reception signal after phasing addition output from the reception beam former 24 is input to the compression calculator 26. As will be described later with reference to FIG. 8, the compression calculator 26 is a circuit that performs a cross-correlation operation on the received signal and the reference signal that represents the waveform of the coded transmission signal. The reception signal output from the compression arithmetic unit 26 is input to a beam processor 28 described later with reference to FIG. 9, and the reception signal output from the beam processor 28 is input to the scan converter 30. The scan converter 30 has a coordinate conversion function, an interpolation function, and the like, and an ultrasonic image such as a B-mode image is formed by the action of the scan converter 30, and the image is displayed on the display device 32. .
[0042]
FIG. 6 shows a specific configuration example of the transmission signal generation unit 16 shown in FIG. In the example shown in FIG. 6, the transmission signal generation unit 16 includes a timing control unit 36 and a transmission waveform generator 34 provided for each channel. The transmission waveform generator 34 includes a memory table 38, a DA converter 40, a low pass filter (LPF) 42, and an attenuator 44. In the memory table 38, the transmission waveform shown in FIG. 3C is stored as digital data. In this connection, digital data of a transmission waveform delayed by a set time is stored in order to form a transmission beam and change the transmission beam. The waveform data read from the memory table 38 is input to the DA converter 40, and a transmission waveform as an analog signal is generated by the action of the DA converter 40. This corresponds to the waveform shown in FIG. The low pass filter 42 removes a frequency component corresponding to the read rate from the memory table 38. The attenuator 44 is a circuit for performing on / off control for aperture control, weighting for improving ultrasonic beam characteristics, amplitude control for overall transmission amplitude control, and the like. The transmission signal (coded transmission signal) output from the transmission waveform generator 34 is supplied to the vibration element 10a via the transmission amplifier 18 shown in FIG.
[0043]
The timing control unit 36 controls the read timing with respect to the memory table 38 included in each transmission waveform generator 34. By appropriately adjusting the read timing, transmission beam focusing, transmission beam deflection, and the like can be performed. Alternatively, a plurality of memory tables 38 for storing different transmission conditions may be required, and the transmission conditions may be changed by selecting any one of the memory tables 38. Various known methods can be used for such transmission control. In this embodiment, the memory table 38 is provided for each channel. However, by providing a single memory table 38 and adjusting the delay amount for the signal of the transmission waveform generated therefrom for each channel, You may make it produce | generate the transmission signal of each channel.
[0044]
FIG. 7 shows a specific configuration example of the reception beam former 24 shown in FIG. The reception beam former 24 includes a low-pass filter (LPF) 50 provided for each channel, a plurality of AD converters 52 provided for each channel, a data interpolator 54 provided for each channel, The delay line 56 and an adder 58 that adds the delayed received signals are configured. The low-pass filter 50 is a filter for removing unnecessary high-frequency components, and the AD converter 52 is, for example, 4 * f ₂ And so on. That is, it is desirable to set a sampling rate so that aliasing does not occur in the received signal component. The data interpolator 54 performs an interpolation process on the received signal after sampling, and the delay line 56 is a circuit for providing a predetermined delay amount for each channel, thereby realizing phasing addition. .
[0045]
FIG. 8 shows a specific configuration example of the compression arithmetic unit 26 shown in FIG. The compression arithmetic unit 26 is roughly composed of an FIR filter 63 and a memory 64. On the memory 64, for example, the waveform shown in FIG. ₂ Are stored, and specifically, 4 * 7 = 28 pieces of sampling data are stored in the cells 64-1 to 64-n. This sampling data is used as a reference waveform (reference signal).
[0046]
On the other hand, the FIR filter 63 is composed of n delay lines 60-1 to 60-n connected in series, and each delay line is 4 * f. ₂ Has a delay time corresponding to one wavelength. Each delay line has a storage capacity of one word. Here, one word is the bit length of the output digital signal of the reception beamformer 24 and is, for example, 16 bits.
[0047]
Data extracted from the front and rear ends and the middle of each delay line is input to one terminal of n multipliers 62-1 to 62-n, and each of the multipliers 62-1 to 62-n is provided. Bit data output from a plurality of cells 64-1 to 64-n constituting the memory 64 is input to the other input terminal. That is, by performing multiplication of two signals in these multipliers, a cross-correlation operation between the received signal and the reference signal can be performed, and the multiplication result is added in the adder 66. Thereby, the pulse compression calculation is realized. Of course, various methods can be used as a method of cross-correlation calculation.
[0048]
In any case, various configuration examples can be adopted as long as the cross-correlation calculation can be performed on the received signal using the reference signal having the waveform shown in FIG. As shown in FIG. 2, when such correlation calculation is performed, a strong peak is generated at the time when the patterns of the code sequences match, thereby greatly improving detection sensitivity while maintaining high spatial resolution. Is possible.
[0049]
Next, FIG. 9 shows a specific configuration example of the beam processor 28 shown in FIG. The converter 68 is a circuit for compressing the signal amplitude according to the logarithmic function with respect to the signal output from the compression calculator 26. That is, such logarithmic conversion is performed in order to adjust the amplitude of the signal to the display dynamic range in the display device 32.
[0050]
The adder 70 is a circuit that adds a coefficient α to the signal output from the converter 68 and corresponds to gain adjustment. The multiplier 72 is a circuit that multiplies the signal output from the adder 70 by a coefficient β, which corresponds to contrast adjustment. The low-pass filter 74 and the decimator 76 are circuits that realize a thinning process. When the number of data per beam is excessive, it cannot be displayed as it is, and therefore a circuit that performs resampling for data thinning. It is.
[0051]
As described above, according to the ultrasonic diagnostic apparatus shown in FIG. 5, the detection sensitivity can be improved particularly in the deep part by frequency modulation and the compression of the received signal, and a sine wave can be generated as shown in FIG. Since a transmission waveform having a good connection between each sine wave is used as an element, it is possible to effectively prevent the generation of unnecessary harmonics, thereby improving the signal discrimination accuracy.
[0052]
FIG. 10 is a block diagram showing the overall configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus according to another embodiment. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the structure similar to the structure shown in FIG. 5, and the description is abbreviate | omitted. In the configuration example shown in FIG. 10, the output of the compression arithmetic unit 26 is input to the quadrature detector 82, and the received signal is converted into a complex signal. The filter unit 84 performs predetermined filtering on each of the real part signal and the imaginary part signal constituting the complex signal, and the filtered complex signal is sent to the color Doppler computing unit 86 and the spectrum Doppler computing unit 88. Have been entered. The color Doppler calculator 86 calculates information on the average velocity and dispersion of blood flow using, for example, autocorrelation calculation. The spectrum Doppler calculator 88 is a circuit that performs, for example, FFT calculation and performs frequency analysis on echo data for a sample volume set on a tomographic image. Outputs of the color Doppler calculator 86 and the spectrum Doppler calculator 88 are input to the scan converter 30, and the Doppler information is synthesized on the tomographic image as necessary. Further, a Doppler image representing the Doppler information is generated by the scan converter 30. Those images are displayed on the display device 32.
[0053]
FIG. 11 shows a configuration example of the quadrature detector 82 shown in FIG. 10. In the mixer 90, the received signal and a detection signal whose phase is shifted by 90 degrees via a π / 2 phase shifter 94 are shown. Are mixed, and the output of the mixer 90 is input to the low-pass filter 96. In the mixer 92, the detection signal is mixed with the received signal, and the output signal of the mixer 92 is input to the low-pass filter 98. Here, the detection signal corresponds to an integral multiple of the repetition frequency of the transmission pulse.
[0054]
FIG. 12 shows a specific configuration example of the filter unit 84. In this example, high-

pass filters

100 and 102 are provided for each real part and imaginary part. That is, these high-

pass filters

100 and 102 function as so-called wall motion filters, and remove a strong echo component in a stationary part such as a heart wall. Of course, when an image of tissue motion such as the heart wall is positively displayed, a low-pass filter may be provided in place of the high-

pass filters

100 and 102. Or you may make it respond | correspond to both of them by switching a filter coefficient.
[0055]
FIG. 13 shows a main configuration of a compression arithmetic unit 104 in still another embodiment. In each of the above-described embodiments, the cross-correlation calculation is realized on the time axis. However, as shown in FIG. 13, the cross-correlation calculation can also be performed on the frequency axis. The pulse compression filter coefficient generator 108 generates a reference signal on the frequency. The received signal is converted into a signal on the frequency axis by the FFT circuit 106, and the received signal and the reference signal are multiplied on the frequency axis. ing. That is, correlation calculation is performed. The calculation result is input to the IFFT circuit 112, that is, a circuit that performs inverse Fourier transform, and returned to the original signal on the frequency axis.
[0056]
FIG. 14 shows still another embodiment.
[0057]
The first transmission unit 116 and the second transmission unit 118 have the same configuration as the transmission unit 12 illustrated in FIG. However, the first transmission unit 116 generates the waveform shown in FIG. 3C using the frequencies f1 and f2. On the other hand, the 2nd transmission part 118 produces | generates what corresponds to the waveform shown in FIG.3 (c) using the frequency f3 and f4. However, these frequencies may be different from each other, or f1 = f3 and f2 = f4 may be used if the code sequence used in the first transmission unit 116 and the code sequence used in the second transmission unit 118 are different.
[0058]
The array transducer 120 includes a plurality of vibration elements 120a, and the plurality of vibration elements 120a are divided into an A group and a B group in this example. The first transmission unit 116 is connected to the B group, and the second transmission unit 118 is connected to the A group. Therefore, the frequency-modulated ultrasonic waves having the frequencies f1 and f2 are transmitted into the living body by the B group, and similarly, the ultrasonic waves that are frequency-wave modulated by the frequency f3 and the frequency f4 by the A group are in vivo. Will be transmitted to. Thus, even if the code sequences are the same, even if two transmission beams are formed at the same time by different frequencies, it is possible to discriminate received signals corresponding to the respective transmission beams later.
[0059]
The first receiving unit 122 and the second receiving unit 124 have the same configuration as the receiving unit 14 shown in FIG. Here, the first receiving unit 122 is connected to the B group, and the second receiving unit 124 is connected to the A group. In each of the receiving

units

122 and 124, a phasing addition process for forming a reception beam is executed, and the received signals after the process are input to the compression calculator 126 and the compression calculator 128, respectively.
[0060]
These

compression calculators

126 and 128 have the same configuration as that of the compression calculator 26 shown in FIG. 8, except that the compression calculator 126 executes cross-correlation calculations corresponding to the frequencies f1 and f2. In the compression calculator 128, the cross-correlation calculation corresponding to the frequencies f3 and f4 is executed. An ultrasonic image is formed based on the signals after the compression calculation.
[0061]
Therefore, according to the embodiment shown in FIG. 14, it is possible to form two transmission beams and two reception beams at a time by changing the frequencies, thereby improving the spatial resolution or improving the frame rate. It becomes possible. Also in such an embodiment, the waveform shown in FIG. 3C is basically used, and the detection sensitivity is improved particularly in the deep part of the living body while effectively suppressing the generation of harmonics. can do.
[0062]
Still another embodiment is shown in FIGS. 15 and 16. In the embodiment shown in FIG. 14, the array transducer 120 is divided into two groups. However, in the embodiment shown in FIGS. 15 and 16, such grouping is not performed. 15 and 16, the same reference numerals are given to the same components as those shown in FIG.
[0063]
In FIG. 15, the transmission signals of each channel output from the first transmission unit 116 and the second transmission unit 118 are added for each channel by the adder 130, and the transmission signal after the addition passes through the array transducer 120. It is supplied to the vibration element of each channel that constitutes. On the other hand, the received signals of each channel output from the array transducer 120 are input in parallel to the first receiving unit 122 and the second receiving unit, respectively. According to this configuration, since the transmission / reception opening formed on the array transducer 120 (corresponding to the number of vibration elements (number of channels) used in one transmission / reception) can be increased, detection sensitivity and spatial resolution can be further increased. .
[0064]
In the embodiment of FIG. 16, only one system of transmission unit 117 is used. The transmission unit 117 outputs a combined waveform obtained by adding the waveforms of two transmission signals. That is, the embodiment is the same as the embodiment shown in FIG. 15 in that signals having two different transmission frequencies or two different encoded sequences are supplied to the array transducer 120. The point in which the generated transmission signal after addition is generated is different from the embodiment shown in FIG. The configuration related to reception signal processing is the same as that of the embodiment of FIG.
[0065]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the image quality of an ultrasonic image can be improved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram for explaining a basic circuit configuration for generating a code sequence;
FIG. 2 is a diagram illustrating an autocorrelation value for a code sequence.
FIG. 3 is a diagram for explaining a coded transmission signal according to the present invention.
FIG. 4 is a diagram illustrating a difference in spectrum between when phase adjustment is performed and when phase adjustment is not performed.
FIG. 5 is a block diagram showing an overall configuration of an ultrasonic diagnostic apparatus.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a transmission signal generation unit.
FIG. 7 is a diagram illustrating a specific configuration example of a reception beamformer.
FIG. 8 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a compression arithmetic unit.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a beam processor.
FIG. 10 is a block diagram illustrating a configuration example of an ultrasonic diagnostic apparatus according to another embodiment.
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration example of a quadrature detector.
FIG. 12 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a filter unit.
FIG. 13 is a block diagram showing a main configuration according to another embodiment.
FIG. 14 is a block diagram showing another embodiment of a compression arithmetic unit.
FIG. 15 is a block diagram showing a main configuration according to another embodiment.
FIG. 16 is a block diagram showing a main configuration according to another embodiment.
[Explanation of symbols]
10 array transducers, 12 transmitters, 14 receivers, 16 transmit signal generators, 18 transmit amplifiers, 20 input protectors, 22 receive amplifiers, 24 receive beamformers, 26 compression calculators, 28 beam processors, 30 scans Converter, 32 display device.

Claims

A transducer that transmits ultrasonic waves to a living body and receives reflected waves from within the living body;
With respect to the transducer, the first code sequence of two different frequencies f1, first coded transmit signal consisting represents f2 two sine waves having the two different frequencies of the second code sequence each other f3 , F4 , and a combined waveform signal generated by addition with a second coded transmission signal represented by two sine waves, and thereby the first and second coded transmissions from the transducer A transmitter that transmits ultrasonic waves having a waveform corresponding to the signal;
A compression operation is performed on the received signal from the transducer using a first reference signal that represents the waveform of the first coded transmission signal and a second reference signal that represents the waveform of the second coded transmission signal. A compression arithmetic unit to
An image forming unit that forms an ultrasonic image using the signal after the compression operation;
Including
The frequencies f1, f2, f3, and f4 are set within the operating band of the transducer and are different from each other. The first code sequence and the second code sequence are different.
The ultrasonic diagnostic apparatus characterized in that adjacent sine waves are continuous in the first and second coded transmission signals, thereby narrowing the frequency band of the coded transmission signal supplied to the transducer. .

The apparatus of claim 1.
The ultrasonic diagnostic apparatus, wherein the compression calculation unit is a circuit that performs a cross-correlation calculation between the first and second reference signals and the received signal.