JP2003513247A - 電磁波センサー - Google Patents
電磁波センサーInfo
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- Vehicle Body Suspensions (AREA)
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
Abstract
Description
造に関する。
て、その機器の設計段階の間であっても、それらの通常の使用の間であっても重
要である。各コンポーネントは、上流のコンポーネントから適切な電力レベルを
受け取らなければならず、かつ自体が下流のコンポーネントへ正確なレベルを送
達しなければならない。電力レベルがあまりにも低すぎる場合、有用なシグナル
はノイズ中にかき消される。該レベルがあまりにも高すぎる場合、歪みおよび飽
和の問題が生じる。さらに、マイクロ波の周波数では、計測学者にとって、電力
は明確に定義された特性であって、電圧や電流とは異なっている。
うなセンサーを有する無線周波数(RF)および極超短波(UHF)ワット計に
よって測定される。
センサー、例えばボロメーターや熱電対は、既に公知である。
ドの上流で電力を測定するために、このセルの出力での平均電圧が用いられる。
このような電力センサーの利点は、例えば、感度(−70dBm、即ち、0.1
nW程度の低さの電力が測定され得る)、ダイナミックレンジ(代表的には50
dB)、シリコンプレーナー回路へ組込み可能であること、および速度(全体の
応答時間はおおよそ1μs)である。しかし、これらのセンサーは、−20dB
m(すなわち、10μW)を超える電力レベルに対しては非線形である。より高
い電力を測定することが可能であるためには、減衰器を測定連鎖中に配置しなけ
ればならないが、これは、測定の精度を低下させる。この場合、製造業者は、こ
れらの非線形性を補正するために、マイクロプロセッサーおよびメモリーを有す
る複雑な電子回路を有するダイオードセンサーを備えることを強いられる。これ
は、このようなセンサーのコストを増加させる。
補償形」測定、および「直接的」測定である。
DC電流によって運ばれる電磁波電力をも吸収し、そして該負荷は、吸収される
電力のレベルを調整することによって一定の温度に維持される(電磁波電力のい
かなる変化も、DC電流によって運ばれる電力の反対方向の変化によって補償さ
れる)。DC電流を測定することによって、該電磁波の電磁波電力レベルが得ら
れる。しかし、このタイプのセンサーの製造は、技術的に複雑であるという欠点
を有する。
トリーの原理)、次いで、該構造の加熱が、サーミスターまたは熱電対を用いて
測定される。このタイプのセンサーは、2つの異なる素子、すなわち整合された
負荷とサーモメーターとを有し、該負荷は電力を吸収し、そしてそれを熱に変換
し、該サーモメーターはサーミスターまたは熱電対であってもよい。このような
熱センサーの利点は、測定の正確さ、帯域幅、および高電力測定可能という事実
である。
電力での測定を可能としながらも、依然として低い製造コストを有する、電磁波
電力の直接的な測定用のセンサーを提供することである。
て達成され、当該センサーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる
(dissipative)負荷と、サーモメーターとを有し、単一の素子が、該負荷と該
サーモメーターとを形成していることを特徴とする。
のタイプのセンサーの利点を有しながらも、負荷とサーモメーターとが単一の素
子を構成するという事実によって、簡素化された技術的構造およびそれゆえ低い
製造コストを依然として有する。
が有利である。そして、センサーは、それ自体がプレーナーである構造に組み込
むことができる。
れるのが有利である。この移行部は、先端の尖ったプロフィールを有する負荷お
よび/または先端の尖ったプロフィールを有する案内構造で作製されてもよい。
このような技術は、テーパ化(テーパリング)とも呼ばれる。この技術によって
、負荷用の入力として、ラインの50オームの公称インピーダンスに近い特性イ
ンピーダンスを有することが可能となる。テーパ状のラインは、入射マイクロ波
の電力を漸進的に吸収し、一方で、それゆえ寄生反射を最小限にする。電力は、
熱の形態で消散され、それゆえラインの温度は増加し、そして結果として、ライ
ンのDC抵抗は変化する(これは、ラインの極超短波挙動に影響を与えることは
ない)。従って、この変化を測定することだけが必要である。
対応する。
するためのプロセスであって、当該プロセスは、該電力を注入するための案内構
造、消散させる負荷およびサーモメーターの製造を含み、その特徴は、該負荷お
よび該サーモメーターが、単一の抵抗素子の形態で製造されることである。
ったプロフィールで作製されることが有利である。
スである。
ーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる負荷と、サーモメーター
とを有し、後者の2つのコンポーネントが単一の素子を形成し、そして、 他方は、該電磁波電力の直接的な測定用のセンサーの、温度を制御するために
働く。
よれば、温度を制御するために働くデバイスは、おそらくペルチエ効果デバイス
である。本発明によるデバイスの別のバージョンによれば、これは、前記センサ
ーと同一の2つの素子を有するが、それらのうちのただ1つが、電力を測定する
ことが望まれる電磁波に曝露される。
ッジ中に配置され、それらのうちの1つは電磁波に曝露されるが、他方は曝露さ
れない。これによって、センサーの温度ドリフトがいかなるものであっても、電
力の再現可能な測定が保証される。
明らかになるであろう。本発明のよりよい理解は、添付の図面からも得られるで
あろう。
、その帰路にわたって材料によって吸収されなければならない。それは損失の多
いラインでなければならない。さらに、センサーに注入される全ての電力が効率
的に吸収され、かつ広範な帯域にわたって吸収されるように、反射係数は温度に
も安定でかつ周波数にも安定でなければならない。本発明によるセンサーは、こ
れらの条件を満足するよう設計される。
反射係数および定在波比によって決定される。
ーパ状の負荷センサーである。
ロ(微小)ストリップライン2と、テーパ状NbN負荷3とを有し、該負荷は、
250μmの厚さを有する酸化マグネシウム(MgO)基板4上に堆積されてい
る(酸化マグネシウムの特性は、誘電率ε=9.6、損失係数tanδ=10-4 、熱伝導率は、
の中央で漸進的に取って代わられている。従って、案内構造と負荷との間の移行
部は、この場合、先端の尖ったプロフィールを有する負荷3で作製される。ライ
ンの端部では、負荷3を電気的接地に接続するために、短絡5が使用される。
る。
じさせるには非常に小さな電力で十分であるという利点を有する。
連の組み合わせであるように設計することができる(図2)。
断面図である。このセグメントはトータル幅Wtotを有する。このセグメントの
NbNの幅はW(n)である。
み合わせとして、抵抗率の観点から考慮される。しかし、これらの2つの物質の
抵抗率の比は、等価な抵抗が本質的に白金の寄与によるものであることを意味す
る。
ンによって決定してもよい。これは、センサー1へのアクセスのポイントでのマ
イクロストリップライン2の幅であり、白金のみからなる。それは、このアクセ
スポイントの特性インピーダンスが50オームであるようでなければならない。
このようなシミュレーションは、トータル幅Wtotが250μmに等しくなけれ
ばならないことを示す。
数γ(n)とを有し、かつインピーダンスZT(n)で負荷がかけられるが、入
力インピーダンスは次のように書かれる。
たな反復nにて計算される。
負荷がかけられる。従って、Zi(1)=Zc(1).tan[γ(1)dz]。
=1の入力インピーダンスZi(1)を有し、それゆえ
Nセグメントの幅Wmin)によって定在波比を計算することが可能である。
範囲内の種々の周波数で、以下のパラメーターを用いて得られる。 NbNの抵抗率=10mΩ.cm 白金の抵抗率=10μΩ.cm 金属化の厚さ=1000Å
が1の値に近いことを示す。たとえ工業において1.5の定在波比が普通である
としても、1.1未満の定在波比が一般的に受け入れられる。
く。テーパ長さl=23mm(23セグメント)および第1のセグメントの幅W min =10μm。
ッタリングすることによって、次いで、UVフォトリソグラフィーにより、続い
てイオンエッチングによりパターンを作製することによって形成される。このパ
ターンは、蛇行の形態である(図5)。それは、第1のマスクによって形が定め
られる。第2のマスクによって形が定められるその補足物は、NbN負荷3を作
製するために働く。
つ、全体のサイズを小さくすることを可能にする。
として物質のパターンを作製するための手順であり、これは、パターンを規定す
る樹脂を既に有する基板上に薄層を堆積させること、および次いで樹脂を溶媒に
溶解させることによってこの樹脂を取り除くことによってなり、その後、樹脂を
有しなかった領域のみが残る)。負荷は、電気的接続を確保するために、厚さ1
200Åであり、かつ白金パターンのエッジに沿って、10μmにわたって白金
パターンを覆う。
SL校正(OSLは Open Short Load を表し、これは、「開路/短絡/整合負
荷」を意味し、そしてこれは標準3点校正手順に対応する)の後、Hewlett Pack
ard TM 8720B ベクトルネットワークアナライザーを用い、反射で特徴付けられ
たものである。このように、定在波比が広範な周波数帯域にわたって一定である
ことを見出すことができる。
この目的のために、Rhode & Schwartz TM 偏波ティー6を介してDC電流をセ
ンサー1に注入したが、さらなる加熱を全く生じさせないような低いRF電力で
、該反射が測定された。これは、センサー1を加熱する高い電流の注入が抵抗を
降下させる一方で、周波数の関数として反射係数の変化を与える曲線を変化させ
ないままにしておくことをはっきり示したものである。
射係数を保持するためにこのようなセンサー1を備えてもよい。
した。
ckard TM 8753C ベクトルネットワークアナライザー7の合成ソースに対応する
極超短波源を有する。電磁波電力測定は、Time TM 609 DC電流源8から低DC
電流を注入することによる、センサー1の抵抗RSCの変化を決定することによっ
て実施される。抵抗の変化は電圧の変化を引き起こし、Hewlett Packard TM 344
01 デジタル電圧計9を読み取る。
RF電力を注入され、100Ωの抵抗変化を与える。従って、このセンサー1の
感度は、1kΩ.W-1、即ち、相対的な量では、
プセンサーである。
抵抗率の変化の係数
ストリップライン2を有し、これは、図7に概略で示すようにテーパ状であり、
かつ、500μmの厚さおよび5×5mm2の領域を有するアルミン酸ランタン
(LaAlO3)基板(LaAlO3の熱伝導はkth=12W.m-1.K-1である)
上に堆積されている。
ことができる。
)を有し、これによって、構造中に位相速度を生成することが可能となり、かつ
、その結果として、案内された波長を減少させることも可能となる。
perCompact TM ソフトウェアを用いてシミュレーションすることによって数値を
求められ、テーパ状のストリップを種々の幅の一連のいくつかの抵抗マイクロス
トリップラインと考えて、接地された短絡5で終止する。このシミュレーション
によれば、この幅は170μmに等しくなければならない。
0μmからラインの端部にて20μmまで変化し、小さな領域(約5×4mm2
)内に限定された蛇行プロフィール(図8)を有する。
いままである。
リングにより基板4上に堆積させることによって、形成される。
である。
との間でのOSL校正の後、Hewlett-Packard TM 8720Bベクトルネットワークア
ナライザーを用い、反射で特徴付けられたものである。次いで、2.5GHz〜
15GHzの範囲にわたって定在波比が2未満であることが示され得る。従って
、このセンサー1は、広範な帯域にわたって良好に整合されている(図9)。
達成され、4.5GHz〜12GHzの範囲にわたって定在波比が1.5未満で
あり得たことを示した。1.5は、工業的なワット計の定在波比の代表的な値で
ある。
ことは可能ではない。なぜなら、その定在波比があまりにも高くなりすぎるから
であり、これはもちろん、テーパ化のまさにその原理本来のものである。
クアナライザーで測定した。4〜8GHzの周波数帯域にわたって、定在波比は
温度変化に対して無感応のままである。8GHzと12GHzとの間では、周波
数の関数としての定在波比曲線は、わずかに異なる。12GHzを超えると、こ
の差異は大きくなる。しかし、この挙動は、センサー1に直接関係するファクタ
ー以外のファクターに由来するかもしれない。
した。
;ゲイン:28dB min;1dB圧縮点:18dB min;定在波比:2
); MTCTMで販売されているアイソレーター11(分離:18dB;挿入損失:0
.5dB;SWR(SWRは定在波比を意味する):1.35;サポートされて
いる平均電力:25ワット); TimeTM 609DC電流源8および PremaTM 5017デジタル電圧計9。
極超短波増幅器10によって分析される。
GHz範囲での測定のために、F105タイプのMTCTMアイソレーターを使用し
た。4〜8GHz範囲での測定のために、H105タイプのMTCTMアイソレータ
ーを使用した。
ブルを介して注入される。センサー1と同軸ケーブルとの間の接続は、SMAコ
ネクターによって提供される。センサー1の接地面には、基板4用の支持体が提
供され、これは、後者がマイクロ波電力を吸収する場合、熱交換を低減し、かつ
それゆえテーパ状のライン2の加熱を増加させるために、銅にあけられた直径4
mmの穴を有する。この戦術的選択がセンサー1の応答時間を低下させることに
留意すべきである。高速センサーを構築することが所望でなく、むしろ定常状態
で波の電力を測定するセンサーである場合は、この問題は小さい。
DC抵抗変化は、デジタル電圧計9を用いて、DC電流源8から100μAの小
電流を注入することによって測定された。これらの測定は、6.7GHzの周波
数で実施された。この周波数で、定在波比は1.4の最小値である。
これは、操作中、いかなる入力マイクロ波電力であっても、増幅器10が熱くな
り54℃の温度に達するからである。
れ、センサーの感度は、ここでは、10Ωにて100mW、すなわち100Ω.
W-1と評価された。
れた電磁波の電力が、100Ω.W-1の感度で、2〜12GHzの代表的な周波
数範囲にて測定されることを可能とする。
る多くの他の態様が存在する。これらのうちのいくつかは、図11〜15に関し
て以下に簡単に記載する。
平面導波路態様)に対応するセンサーを示す。センサー1は、ライン2と、テー
パ状の負荷3と、金属接地層12とを有する。次いで、DC電流を用いて抵抗を
測定するデバイス14によって、電磁波電力が測定される。抵抗は、ライン2と
金属接地層12との間で測定される。図11aは、この態様に対応するセンサー
1の断面図に対応する。図11bは、図11aに対応するセンサー1の上面図に
対応する。
、テーパ化は横方向に(トランスバースに)逆になっている。
の裏面に接地面13が追加されている。このタイプの構造は、GCPW(接地共
平面導波路)態様に対応する。
る。図14aおよび14bは、このタイプの構造によるセンサー1の2つの異な
る態様に対応するセンサー1の断面図に対応する。図14cは、図14bに示す
センサー1の態様に対応するセンサー1の上面図に対応する。図13に示す構造
と同様に、図14a、14bおよび14cに示すようなセンサー1を、基板4の
裏面に接地面13を有するように設計することも可能である。
の態様に対応するセンサー1の断面図に対応する。図15bは、図15aに対応
するセンサー1の上面図に対応する。負荷3はテーパ状である。電磁波は、基板
4によってスロット中に案内され、負荷3中で漸進的に減衰され、該負荷は側方
の接地面12に沿って延びる。抵抗は、2つの側方の接地面12の間で測定され
る。図13に示す構造と同様に、図15aおよび15bに示すようなセンサー1
を、基板4の裏面に接地面13を有するように設計することも可能である。
先端または凹部先端を有するテーパ状の分散負荷を作製するために、特に消散さ
せる材料による部分的充填を可能とする任意のこのような平面タイプの構造の形
態で作製されてもよい。案内構造自体をテーパ状にすること、すなわち、金属化
を想定することも可能である。このセンサー1は、市場に現存するセンサーより
も技術的により簡単であるので低コストであり、比較的高い誘電率の誘電基板4
上に堆積させた単一の金属元素のみを利用する。それは、大部分の極超短波回路
に組み込むことができ、かつ従来の工業的センサーと大いに競争できる定在波比
によって利益を得る。
温度を小型ペルチエ効果システムによって制御してもよい。
って補償してもよい。微分センサー原理に従って、両方がホイートストンブリッ
ジ中に配置されると、一方は電磁波に曝露され、他方は曝露されない。次いで、
白金の熱感度の固有の直線性は、いかなるセンサー1の温度ドリフトであっても
、再現性のある電力測定を保証する。
力カプラーが追加されている場合は1Wよりも高い)内および2GHzから15
GHzの代表的な周波数範囲内で、平面回路における案内された電磁波の電力の
正確なRMS値を測定することが可能となる。場合に応じて、この測定は、次の
ために実施される。即ち、 − コンピューターまたはシステムの出力電力レベルが正確であり、かつ規格ま
たは標準(設計において、製造において、および現場または遠隔メンテナンスに
おいて)を満足することを確認するために、および、 − 極超短波システムを校正する目的で電力レベルを測定するためにである。
び、そして以下における極超短波の工業的ワット計の適用の分野に対応するから
である。 − 電気通信およびテレビ放送(例えば、局部発振器の出力レベル、ソースの出
力レベル、または位相同期ループにおける出力レベルのその場(in situ)での確
認のため)において、 − 極超短波科学計測において、 − 軍事レーダー計測(機内でまたはそれ以外で)において、および、 − 電力カプラーの追加を伴う、農業−食料品工業(乾燥、ベーキングおよび冷
凍)または原料の製造(紙パルプ、ゴムなど)において。
用性(しかし、センサーが合理的な寸法を維持するのに十分な高い誘電率を有す
るシステムに特に専念している)、 c−組み込み性、 d−固有の直線性(現存するセンサーではそうではない)、 e−室温の変化に対するゼロ感度、 f−帯域幅、 g−低SWR、および、 h−正確なRMS電力値の直接測定(任意の熱センサーと同様)。
る。
グメントのモデルを上から見たところを概略的に示している。
よって得られた定在波比を、その次数の関数として表す4つの曲線に対応してい
る。
ンを上から見たところを概略的に示している。
を概略的に示している。
している。
いる。
る。
的に示している。
呼ばれる態様に対応しており、図11aはこのセンサーの断面図に対応し、図1
1bは図11aに対応するセンサーの上面図に対応する。
、図11aおよび11bに示した構造と類似の構造に対応している。ここではテ
ーパ化は横方向に逆になっている。
よび12に示すタイプのセンサーの構造に対応している。これには、基板の裏面
に接地面が加えられている。
ており、非対称共平面ラインタイプの態様に対応する。図14aおよび14bは
、このタイプの構造に対応するセンサーの2つの異なる態様の断面図に対応し、
図14cは、図14bに示す態様に対応するセンサーの上面図に対応する。
態様に対応する。図15aは、断面図に対応し、図15bは、図15aに示すセ
ンサーの上面図に対応する。
トリーの原理)、次いで、該構造の加熱が、サーミスターまたは熱電対を用いて
測定される。このタイプのセンサーは、2つの異なる素子、すなわち整合された
負荷とサーモメーターとを有し、該負荷は電力を吸収し、そしてそれを熱に変換
し、該サーモメーターはサーミスターまたは熱電対であってもよい。このような
熱センサーの利点は、測定の正確さ、帯域幅、および高電力測定可能という事実
である。 文献 US 5 302 024 は、消散させる負荷と、該負荷に電力を伝達するための伝
達ラインと、該負荷の近くに位置する感熱性ダイオード接合とを有する電力セン
サーを記載しており、該接合の導電率は、該負荷によって放出される熱に依存す
る。
Claims (10)
- 【請求項1】 電磁波電力の直接的な測定用のセンサーであって、 該電力を注入するための案内構造(2)と、消散させる負荷(3)と、サーモ
メーターとを有し、 その特徴が、単一の素子が、該負荷(3)と該サーモメーターとを形成してい
ることである、前記センサー。 - 【請求項2】 案内構造(2)が、平面ライン特にマイクロストリップであ
ることを特徴とする、請求項1記載のセンサー。 - 【請求項3】 案内構造(2)と負荷(3)との間の移行部が、先端の尖っ
たプロフィールを有する負荷(3)で作製されていることを特徴とする、上記請
求項のいずれかに記載のセンサー。 - 【請求項4】 案内構造(2)と負荷(3)との間の移行部(2)が、先端
の尖ったプロフィールを有する案内構造(2)で作製されていることを特徴とす
る、前記請求項のいずれかに記載のセンサー。 - 【請求項5】 電磁波電力の直接的な測定用のセンサーを製造するためのプ
ロセスであって、 該電力を注入するための案内構造(2)の製造、消散させる負荷(3)および
サーモメーターの製造を有し、 その特徴が、該負荷(3)および該サーモメーターが、単一の抵抗素子の形態
に製造されることである、前記プロセス。 - 【請求項6】 案内構造(2)と負荷(3)との間の移行部が、先端の尖っ
たプロフィールで作製されることを特徴とする、請求項5に記載のプロセス。 - 【請求項7】 電磁波電力を測定するためのデバイスであって、 電磁波電力の直接的な測定用のセンサー(1)を有し、 該センサーは、該電力を注入するための案内構造(2)と、消散させる負荷(
3)と、サーモメーターとを有し、 その特徴が、単一の素子が、該負荷(3)と該サーモメーターとを形成してい
ることである、前記デバイス。 - 【請求項8】 2つの素子を有し、 そのうちの1つが電磁波電力の直接的な測定用のセンサー(1)であり、該セ
ンサーは、該電力を注入するための案内構造(2)と、消散させる負荷(3)と
、サーモメーターとを有し、後者の2つのコンポーネントが単一の素子を形成し
、そして、 他方が、該電磁波電力の直接的な測定用のセンサー(1)の温度を制御するた
めに働くことを特徴とする、請求項7記載のデバイス。 - 【請求項9】 センサー(1)の温度を制御するために働く素子がペルチエ
効果デバイスであることを特徴とする、請求項8に記載のデバイス。 - 【請求項10】 センサー(1)と同一の2つの素子を有するが、それらの
うちのただ1つが、電力を測定することが望まれる電磁波に曝露されることを特
徴とする、請求項7に記載のデバイス。
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