JP4769399B2 - 電磁波電力を測定するためのセンサーおよびそれを用いたデバイス - Google Patents
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Description
本発明は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーの分野、およびそれらの製造に関する。
【0002】
電磁波の電力を測定することは、多くの工業分野で非常に有用である。
【0003】
全ての段階で電力レベルを知ることは、大部分のマイクロ波機器の性能にとって、その機器の設計段階の間であっても、それらの通常の使用の間であっても重要である。各コンポーネントは、上流のコンポーネントから適切な電力レベルを受け取らなければならず、かつ自体が下流のコンポーネントへ正確なレベルを送達しなければならない。電力レベルがあまりにも低すぎる場合、有用なシグナルはノイズ中にかき消される。該レベルがあまりにも高すぎる場合、歪みおよび飽和の問題が生じる。さらに、マイクロ波の周波数では、計測学者にとって、電力は明確に定義された特性であって、電圧や電流とは異なっている。
【0004】
電磁波の電力は、一般的に、絶縁された電磁波電力センサー、あるいはこのようなセンサーを有する無線周波数(RF)および極超短波(UHF)ワット計によって測定される。
【0005】
該電力を測定するための、サーマルダイオードやセンサーを用いる電磁波電力センサー、例えばボロメーターや熱電対は、既に公知である。
【0006】
ダイオードセンサーでは、ダイオードは検出セルにマウントされ、該ダイオードの上流で電力を測定するために、このセルの出力での平均電圧が用いられる。このような電力センサーの利点は、例えば、感度(−70dBm、即ち、0.1nW程度の低さの電力が測定され得る)、ダイナミックレンジ(代表的には50dB)、シリコンプレーナー回路へ組込み可能であること、および速度(全体の応答時間はおおよそ1μs)である。しかし、これらのセンサーは、−20dBm(すなわち、10μW)を超える電力レベルに対しては非線形である。より高い電力を測定することが可能であるためには、減衰器を測定連鎖中に配置しなければならないが、これは、測定の精度を低下させる。この場合、製造業者は、これらの非線形性を補正するために、マイクロプロセッサーおよびメモリーを有する複雑な電子回路を有するダイオードセンサーを備えることを強いられる。これは、このようなセンサーのコストを増加させる。
【0007】
サーマルセンサーでは、2つのタイプの測定が主として用いられる。即ち、「補償形」測定、および「直接的」測定である。
【0008】
補償形測定の場合、負荷(ロード)は、電磁波電力を吸収するが、付加されるDC電流によって運ばれる電磁波電力をも吸収し、そして該負荷は、吸収される電力のレベルを調整することによって一定の温度に維持される(電磁波電力のいかなる変化も、DC電流によって運ばれる電力の反対方向の変化によって補償される)。DC電流を測定することによって、該電磁波の電磁波電力レベルが得られる。しかし、このタイプのセンサーの製造は、技術的に複雑であるという欠点を有する。
【0009】
直接測定の場合、電磁波は整合された負荷に吸収され、熱に変換され(ボロメトリーの原理)、次いで、該構造の加熱が、サーミスターまたは熱電対を用いて測定される。このタイプのセンサーは、2つの異なる素子、すなわち整合された負荷とサーモメーターとを有し、該負荷は電力を吸収し、そしてそれを熱に変換し、該サーモメーターはサーミスターまたは熱電対であってもよい。このような熱センサーの利点は、測定の正確さ、帯域幅、および高電力測定可能という事実である。
文献 US 5 302 024 は、消散させる負荷と、該負荷に電力を伝達するための伝達ラインと、該負荷の近くに位置する感熱性ダイオード接合とを有する電力センサーを記載しており、該接合の導電率は、該負荷によって放出される熱に依存する。
【0010】
本発明の1つの目的は、正確な測定を与え、比較的広い帯域幅を有し、かつ高電力での測定を可能としながらも、依然として低い製造コストを有する、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーを提供することである。
【0011】
この目的は、本発明に従って、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーによって達成され、当該センサーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる(dissipative)負荷と、サーモメーターとを有し、単一の素子が、該負荷と該サーモメーターとを形成していることを特徴とする。
【0012】
この目的のための、そのようなセンサーは温度センサーである。それ故に、このタイプのセンサーの利点を有しながらも、負荷とサーモメーターとが単一の素子を構成するという事実によって、簡素化された技術的構造およびそれゆえ低い製造コストを依然として有する。
【0013】
案内構造は、平面(プレーナー)構造、特にマイクロストリップラインの形態が有利である。そして、センサーは、それ自体がプレーナーである構造に組み込むことができる。
【0014】
また、案内構造と負荷との間の移行部は、先端の尖ったプロフィールで作製されるのが有利である。この移行部は、先端の尖ったプロフィールを有する負荷および/または先端の尖ったプロフィールを有する案内構造で作製されてもよい。このような技術は、テーパ化(テーパリング)とも呼ばれる。この技術によって、負荷用の入力として、ラインの50オームの公称インピーダンスに近い特性インピーダンスを有することが可能となる。テーパ状のラインは、入射マイクロ波の電力を漸進的に吸収し、一方で、それゆえ寄生反射を最小限にする。電力は、熱の形態で消散され、それゆえラインの温度は増加し、そして結果として、ラインのDC抵抗は変化する(これは、ラインの極超短波挙動に影響を与えることはない)。従って、この変化を測定することだけが必要である。
【0015】
本明細書中で使用される用語「負荷」は、局部負荷および/または分散負荷に対応する。
【0016】
別の態様によれば、本発明は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーを製造するためのプロセスであって、当該プロセスは、該電力を注入するための案内構造、消散させる負荷およびサーモメーターの製造を含み、その特徴は、該負荷および該サーモメーターが、単一の抵抗素子の形態で製造されることである。
【0017】
次いで、このプロセスによれば、案内構造と負荷との間の移行部は、先端の尖ったプロフィールで作製されることが有利である。
【0018】
別の態様によれば、本発明は、上記で提示したようなセンサーを有するデバイスである。
【0019】
そして、有利には、該後者は2つの素子を有し、
そのうちの一方は、電磁波電力の直接的な測定用のセンサーであり、該センサーは、該電力を注入するための案内構造と、消散させる負荷と、サーモメーターとを有し、後者の2つのコンポーネントが単一の素子を形成し、そして、
他方は、該電磁波電力の直接的な測定用のセンサーの、温度を制御するために働く。
【0020】
これによって、室温の変化を補償することが可能となる。1つのバージョンによれば、温度を制御するために働くデバイスは、おそらくペルチエ効果デバイスである。本発明によるデバイスの別のバージョンによれば、これは、前記センサーと同一の2つの素子を有するが、それらのうちのただ1つが、電力を測定することが望まれる電磁波に曝露される。
【0021】
次いで、微分測定がなされ、ここでは、両方のセンサーがホイートストンブリッジ中に配置され、それらのうちの1つは電磁波に曝露されるが、他方は曝露されない。これによって、センサーの温度ドリフトがいかなるものであっても、電力の再現可能な測定が保証される。
【0022】
本発明の他の態様、目的および利点は、以下の詳細な説明を読めばより明確に明らかになるであろう。本発明のよりよい理解は、添付の図面からも得られるであろう。
【0023】
本発明によるセンサーでは、反射波は、最小限でなければならないだけでなく、その帰路にわたって材料によって吸収されなければならない。それは損失の多いラインでなければならない。さらに、センサーに注入される全ての電力が効率的に吸収され、かつ広範な帯域にわたって吸収されるように、反射係数は温度にも安定でかつ周波数にも安定でなければならない。本発明によるセンサーは、これらの条件を満足するよう設計される。
【0024】
センサーの幾何学形状は、所定の周波数でのデバイスの入力インピーダンス、反射係数および定在波比によって決定される。
【0025】
本発明によるセンサーの2つの態様を以下に詳細に記載する。
【0026】
第1の態様によれば、本発明によるセンサーは、窒化ニオブ(NbN)製のテーパ状の負荷センサーである。
【0027】
この第1の態様を図1に示す。この態様によれば、センサー1は、白金マイクロ(微小)ストリップライン2と、テーパ状NbN負荷3とを有し、該負荷は、250μmの厚さを有する酸化マグネシウム(MgO)基板4上に堆積されている(酸化マグネシウムの特性は、誘電率ε=9.6、損失係数tanδ=10-4、熱伝導率は、
【0028】
【数1】
【0029】
である)。
白金ライン2は、先端の尖ったプロフィール付けされたNbN層によって、その中央で漸進的に取って代わられている。従って、案内構造と負荷との間の移行部は、この場合、先端の尖ったプロフィールを有する負荷3で作製される。ラインの端部では、負荷3を電気的接地に接続するために、短絡5が使用される。
【0030】
電磁波電力PRFは、テーパ状の負荷3の、短絡5とは反対側の端部で注入される。
【0031】
NbNは温度に対して非常に敏感であり、これは、抵抗の測定可能な変化を生じさせるには非常に小さな電力で十分であるという利点を有する。
【0032】
テーパ状のラインは、長さdzおよび幅Wnのラインのn個のセグメントの一連の組み合わせであるように設計することができる(図2)。
【0033】
図3は、この第1の態様に対応するテーパ状のセンサーのラインセグメントの断面図である。このセグメントはトータル幅Wtotを有する。このセグメントのNbNの幅はW(n)である。
【0034】
各セグメントは、抵抗NbNセグメントと2つの白金セグメントとの平行な組み合わせとして、抵抗率の観点から考慮される。しかし、これらの2つの物質の抵抗率の比は、等価な抵抗が本質的に白金の寄与によるものであることを意味する。
【0035】
トータル幅Wtotは、SuperCompact TM ソフトウェアを用いるシミュレーションによって決定してもよい。これは、センサー1へのアクセスのポイントでのマイクロストリップライン2の幅であり、白金のみからなる。それは、このアクセスポイントの特性インピーダンスが50オームであるようでなければならない。このようなシミュレーションは、トータル幅Wtotが250μmに等しくなければならないことを示す。
【0036】
長さdzのセグメントnについては、特性インピーダンスZc(n)と伝搬定数γ(n)とを有し、かつインピーダンスZT(n)で負荷がかけられるが、入力インピーダンスは次のように書かれる。
【0037】
【数2】
【0038】
この式に含まれる全てのパラメーターは、幅W(n)の関数として、各々の新たな反復nにて計算される。
【0039】
四極子n=1は、最後のNbNセグメントであり、それは短絡回路5によって負荷がかけられる。従って、Zi(1)=Zc(1).tan[γ(1)dz]。
【0040】
以降、四極子n=2は、ZT(2)の負荷インピーダンスについて、四極子n=1の入力インピーダンスZi(1)を有し、それゆえ
【0041】
【数3】
【0042】
等々、センサー1の全長さに対して、漸進的である。
【0043】
このように、センサー1の幾何学形状(センサー1の長さlおよび第1のNbNセグメントの幅Wmin)によって定在波比を計算することが可能である。
【0044】
図4は、センサー1の入力定在波比の曲線を示し、これは、1〜10GHzの範囲内の種々の周波数で、以下のパラメーターを用いて得られる。
NbNの抵抗率=10mΩ.cm
白金の抵抗率=10μΩ.cm
金属化の厚さ=1000Å
【0045】
これらの曲線は、テーパの長さが約2cmよりも長い場合、定在波比の安定性が1の値に近いことを示す。たとえ工業において1.5の定在波比が普通であるとしても、1.1未満の定在波比が一般的に受け入れられる。
【0046】
これは、センサー1の幾何学形状について選択された以下のパラメーターを導く。テーパ長さl=23mm(23セグメント)および第1のセグメントの幅Wmin=10μm。
【0047】
ラインは、1000Åの白金の層を堆積させることによって、300℃でスパッタリングすることによって、次いで、UVフォトリソグラフィーにより、続いてイオンエッチングによりパターンを作製することによって形成される。このパターンは、蛇行の形態である(図5)。それは、第1のマスクによって形が定められる。第2のマスクによって形が定められるその補足物は、NbN負荷3を作製するために働く。
【0048】
蛇行パターンは、加熱の濃度を最大限にすることによって、感度を増加させつつ、全体のサイズを小さくすることを可能にする。
【0049】
負荷3は、「リフトオフ」によって作製される(「リフトオフ」技術は、薄層として物質のパターンを作製するための手順であり、これは、パターンを規定する樹脂を既に有する基板上に薄層を堆積させること、および次いで樹脂を溶媒に溶解させることによってこの樹脂を取り除くことによってなり、その後、樹脂を有しなかった領域のみが残る)。負荷は、電気的接続を確保するために、厚さ1200Åであり、かつ白金パターンのエッジに沿って、10μmにわたって白金パターンを覆う。
【0050】
基板4は、接地面を形成するために、裏面上に金でメッキされる。
【0051】
この第1の態様によるセンサー1は、160MHzと12GHzとの間でのOSL校正(OSLは Open Short Load を表し、これは、「開路/短絡/整合負荷」を意味し、そしてこれは標準3点校正手順に対応する)の後、Hewlett Packard TM 8720B ベクトルネットワークアナライザーを用い、反射で特徴付けられたものである。このように、定在波比が広範な周波数帯域にわたって一定であることを見出すことができる。
【0052】
この第1の態様によるセンサー1はまた、反射で特徴付けられたものである。この目的のために、Rhode & Schwartz TM 偏波ティー6を介してDC電流をセンサー1に注入したが、さらなる加熱を全く生じさせないような低いRF電力で、該反射が測定された。これは、センサー1を加熱する高い電流の注入が抵抗を降下させる一方で、周波数の関数として反射係数の変化を与える曲線を変化させないままにしておくことをはっきり示したものである。
【0053】
従って、注入された電磁波電力の消散が温度変化を引き起こす場合、一定の反射係数を保持するためにこのようなセンサー1を備えてもよい。
【0054】
電磁波電力測定を、この第1の態様に従って得られるセンサー1を用いて実施した。
【0055】
図6は、この測定に使用された実験装備を示す。この実験装備は、Hewlett Packard TM 8753C ベクトルネットワークアナライザー7の合成ソースに対応する極超短波源を有する。電磁波電力測定は、Time TM 609 DC電流源8から低DC電流を注入することによる、センサー1の抵抗RSCの変化を決定することによって実施される。抵抗の変化は電圧の変化を引き起こし、Hewlett Packard TM 34401 デジタル電圧計9を読み取る。
【0056】
センサー1は、3.5GHzの周波数にて、20dBm(100mワット)のRF電力を注入され、100Ωの抵抗変化を与える。従って、このセンサー1の感度は、1kΩ.W-1、即ち、相対的な量では、
【0057】
【数4】
【0058】
である。
本発明によるセンサーの第2の態様によれば、これはテーパ状の白金ストリップセンサーである。
【0059】
100Kを超える温度について、白金の抵抗率は温度と共に直線的に変化し、抵抗率の変化の係数
【0060】
【数5】
【0061】
は、おおよそ0.4%K-1に等しい。
【0062】
この第2の態様によれば、センサー1は、白金の薄層から作製されたマイクロストリップライン2を有し、これは、図7に概略で示すようにテーパ状であり、かつ、500μmの厚さおよび5×5mm2の領域を有するアルミン酸ランタン(LaAlO3)基板(LaAlO3の熱伝導はkth=12W.m-1.K-1である)上に堆積されている。
【0063】
ラインの端部では、短絡5によって、ストリップ2を電気的接地に接続させることができる。
【0064】
MgOと比較して、LaAlO3はより高い誘電率(300Kでεr=24.2)を有し、これによって、構造中に位相速度を生成することが可能となり、かつ、その結果として、案内された波長を減少させることも可能となる。
【0065】
ラインの寸法は、50Ωの特性インピーダンスを有することが必要とされ、SuperCompact TM ソフトウェアを用いてシミュレーションすることによって数値を求められ、テーパ状のストリップを種々の幅の一連のいくつかの抵抗マイクロストリップラインと考えて、接地された短絡5で終止する。このシミュレーションによれば、この幅は170μmに等しくなければならない。
【0066】
金属化の厚さは800Åである。
【0067】
テーパ化は23mmの長さにわたって作製され、幅は、ラインの開始にて170μmからラインの端部にて20μmまで変化し、小さな領域(約5×4mm2)内に限定された蛇行プロフィール(図8)を有する。
【0068】
この幾何学形状では、2つの隣接するラインセグメント間のカップリングは低いままである。
【0069】
この態様によれば、ライン2は、800Åの白金層を、200℃でのスパッタリングにより基板4上に堆積させることによって、形成される。
【0070】
次いで、イオンエッチングにより、テーパ状の蛇行のみを維持することが可能である。
【0071】
この第2の態様に従って作製されるセンサー1は、160MHzと20GHzとの間でのOSL校正の後、Hewlett-Packard TM 8720Bベクトルネットワークアナライザーを用い、反射で特徴付けられたものである。次いで、2.5GHz〜15GHzの範囲にわたって定在波比が2未満であることが示され得る。従って、このセンサー1は、広範な帯域にわたって良好に整合されている(図9)。
【0072】
コネクターのパラメーターの抽出は、SuperCompact TM ソフトウェアによって達成され、4.5GHz〜12GHzの範囲にわたって定在波比が1.5未満であり得たことを示した。1.5は、工業的なワット計の定在波比の代表的な値である。
【0073】
2.5GHz未満では、電力測定のためにこのタイプのセンサー1を使用することは可能ではない。なぜなら、その定在波比があまりにも高くなりすぎるからであり、これはもちろん、テーパ化のまさにその原理本来のものである。
【0074】
センサー1の定在波比は、室温および40℃の温度にて、ベクトルネットワークアナライザーで測定した。4〜8GHzの周波数帯域にわたって、定在波比は温度変化に対して無感応のままである。8GHzと12GHzとの間では、周波数の関数としての定在波比曲線は、わずかに異なる。12GHzを超えると、この差異は大きくなる。しかし、この挙動は、センサー1に直接関係するファクター以外のファクターに由来するかもしれない。
【0075】
電磁波電力測定を、上記第2の態様に従って得られるセンサー1を用いて実施した。
【0076】
図10は、この測定に使用される実験装備を示す。それは、以下を有する。
アナライザー7(Hewlett PackardTM 8720B);
極超短波増幅器10(ElexienceTM CNA02082840;周波数範囲:2〜8GHz;ゲイン:28dB min;1dB圧縮点:18dB min;定在波比:2);
MTCTMで販売されているアイソレーター11(分離:18dB;挿入損失:0.5dB;SWR(SWRは定在波比を意味する):1.35;サポートされている平均電力:25ワット);
TimeTM 609DC電流源8および
PremaTM 5017デジタル電圧計9。
【0077】
アナライザー7は、−10dBmの極超短波電力を送達する。次いで、これは極超短波増幅器10によって分析される。
【0078】
アイソレーター11は、高電力リターンからアナライザーを保護する。2〜4GHz範囲での測定のために、F105タイプのMTCTMアイソレーターを使用した。4〜8GHz範囲での測定のために、H105タイプのMTCTMアイソレーターを使用した。
【0079】
センサー1は、銅製試料ホルダーにマウントされている。電磁波は、同軸ケーブルを介して注入される。センサー1と同軸ケーブルとの間の接続は、SMAコネクターによって提供される。センサー1の接地面には、基板4用の支持体が提供され、これは、後者がマイクロ波電力を吸収する場合、熱交換を低減し、かつそれゆえテーパ状のライン2の加熱を増加させるために、銅にあけられた直径4mmの穴を有する。この戦術的選択がセンサー1の応答時間を低下させることに留意すべきである。高速センサーを構築することが所望でなく、むしろ定常状態で波の電力を測定するセンサーである場合は、この問題は小さい。
【0080】
センサー1は−30dBmから+20dBmまでの電力の勾配に供され、そのDC抵抗変化は、デジタル電圧計9を用いて、DC電流源8から100μAの小電流を注入することによって測定された。これらの測定は、6.7GHzの周波数で実施された。この周波数で、定在波比は1.4の最小値である。
【0081】
測定システムを極超短波電力の勾配に供する前に、安定な温度に到達させる。これは、操作中、いかなる入力マイクロ波電力であっても、増幅器10が熱くなり54℃の温度に達するからである。
【0082】
電力測定は、センサーがその定常状態に達した際に、抵抗の値によって与えられ、センサーの感度は、ここでは、10Ωにて100mW、すなわち100Ω.W-1と評価された。
【0083】
従って、上記第2の態様に従って作製されたセンサー1は、平面構造に案内された電磁波の電力が、100Ω.W-1の感度で、2〜12GHzの代表的な周波数範囲にて測定されることを可能とする。
【0084】
本発明によるセンサーの2つの態様は、上記で詳細に記載したが、本発明による多くの他の態様が存在する。これらのうちのいくつかは、図11〜15に関して以下に簡単に記載する。
【0085】
図11aおよび11bは、CPW(当業者に周知の構造のタイプに対応する共平面導波路態様)に対応するセンサーを示す。センサー1は、ライン2と、テーパ状の負荷3と、金属接地層12とを有する。次いで、DC電流を用いて抵抗を測定するデバイス14によって、電磁波電力が測定される。抵抗は、ライン2と金属接地層12との間で測定される。図11aは、この態様に対応するセンサー1の断面図に対応する。図11bは、図11aに対応するセンサー1の上面図に対応する。
【0086】
図12は、図11aおよび11bに示す構造と類似の構造に対応し、ここでは、テーパ化は横方向に(トランスバースに)逆になっている。
【0087】
図13は、図11および12に示すタイプの構造に対応し、これには、基板4の裏面に接地面13が追加されている。このタイプの構造は、GCPW(接地共平面導波路)態様に対応する。
【0088】
図14a、14bおよび14cは、非対称共平面ラインタイプの態様に対応する。図14aおよび14bは、このタイプの構造によるセンサー1の2つの異なる態様に対応するセンサー1の断面図に対応する。図14cは、図14bに示すセンサー1の態様に対応するセンサー1の上面図に対応する。図13に示す構造と同様に、図14a、14bおよび14cに示すようなセンサー1を、基板4の裏面に接地面13を有するように設計することも可能である。
【0089】
図15aおよび15bは、スロットタイプの態様に対応する。図15aは、この態様に対応するセンサー1の断面図に対応する。図15bは、図15aに対応するセンサー1の上面図に対応する。負荷3はテーパ状である。電磁波は、基板4によってスロット中に案内され、負荷3中で漸進的に減衰され、該負荷は側方の接地面12に沿って延びる。抵抗は、2つの側方の接地面12の間で測定される。図13に示す構造と同様に、図15aおよび15bに示すようなセンサー1を、基板4の裏面に接地面13を有するように設計することも可能である。
【0090】
一般に、本発明によるセンサー1は、DC測定によってアクセス可能な、突出先端または凹部先端を有するテーパ状の分散負荷を作製するために、特に消散させる材料による部分的充填を可能とする任意のこのような平面タイプの構造の形態で作製されてもよい。案内構造自体をテーパ状にすること、すなわち、金属化を想定することも可能である。このセンサー1は、市場に現存するセンサーよりも技術的により簡単であるので低コストであり、比較的高い誘電率の誘電基板4上に堆積させた単一の金属元素のみを利用する。それは、大部分の極超短波回路に組み込むことができ、かつ従来の工業的センサーと大いに競争できる定在波比によって利益を得る。
【0091】
このタイプのセンサー1の性能を改善するために、センサー支持体(銅製)の温度を小型ペルチエ効果システムによって制御してもよい。
【0092】
室温の変化もまた、同一の基板上に2つの同一のセンサーを作製することによって補償してもよい。微分センサー原理に従って、両方がホイートストンブリッジ中に配置されると、一方は電磁波に曝露され、他方は曝露されない。次いで、白金の熱感度の固有の直線性は、いかなるセンサー1の温度ドリフトであっても、再現性のある電力測定を保証する。
【0093】
従って、本発明によって、代表的に1mWから1Wの電力範囲(センサーに電力カプラーが追加されている場合は1Wよりも高い)内および2GHzから15GHzの代表的な周波数範囲内で、平面回路における案内された電磁波の電力の正確なRMS値を測定することが可能となる。場合に応じて、この測定は、次のために実施される。即ち、
− コンピューターまたはシステムの出力電力レベルが正確であり、かつ規格または標準(設計において、製造において、および現場または遠隔メンテナンスにおいて)を満足することを確認するために、および、
− 極超短波システムを校正する目的で電力レベルを測定するためにである。
【0094】
適用の分野は膨大である。なぜなら、極超短波システムは、非常に広範囲に及び、そして以下における極超短波の工業的ワット計の適用の分野に対応するからである。
− 電気通信およびテレビ放送(例えば、局部発振器の出力レベル、ソースの出力レベル、または位相同期ループにおける出力レベルのその場(in situ)での確認のため)において、
− 極超短波科学計測において、
− 軍事レーダー計測(機内でまたはそれ以外で)において、および、
− 電力カプラーの追加を伴う、農業−食料品工業(乾燥、ベーキングおよび冷凍)または原料の製造(紙パルプ、ゴムなど)において。
【0095】
本発明は、以下の利点を有する。
a−市場に現存するセンサーよりも技術的に簡単なので、低コスト、
b−センサーが配置される極超短波システムに使用される基板技術に関する汎用性(しかし、センサーが合理的な寸法を維持するのに十分な高い誘電率を有するシステムに特に専念している)、
c−組み込み性、
d−固有の直線性(現存するセンサーではそうではない)、
e−室温の変化に対するゼロ感度、
f−帯域幅、
g−低SWR、および、
h−正確なRMS電力値の直接測定(任意の熱センサーと同様)。
【図面の簡単な説明】
【図1】 図1は、本発明によるセンサーの第1の態様を概略的に斜視図として示している。
【図2】 図2は、図1に示すタイプのセンサーの、テーパ状の負荷およびこの負荷のセグメントのモデルを上から見たところを概略的に示している。
【図3】 図3は、図1および2に示すタイプのセンサーを断面で概略的に示している。
【図4】 図4は、図1、2および3に示すタイプのセンサーの数値シミュレーションによって得られた定在波比を、その次数の関数として表す4つの曲線に対応している。
【図5】 図5は、図1、2および3に示すタイプのセンサーのマイクロストリップラインを上から見たところを概略的に示している。
【図6】 図6は、図1、2、3および4に示すタイプのセンサーを有する測定デバイスを概略的に示している。
【図7】 図7は、本発明によるセンサーの第2の態様を上から見たところを概略的に示している。
【図8】 図8は、図7に示すセンサーの別の形態を上から見たところを概略的に示している。
【図9】 図9は、図7および8に示すタイプのセンサーで測定した定在波比の表現である。
【図10】 図10は、図7および8に示すタイプのセンサーを有する測定デバイスを概略的に示している。
【図11】 図11aおよび11bは、本発明によるセンサーの別の形態を示し、CPWと呼ばれる態様に対応しており、図11aはこのセンサーの断面図に対応し、図11bは図11aに対応するセンサーの上面図に対応する。
【図12】 図12は、本発明によるセンサーの別の形態を上から見たところを示しており、図11aおよび11bに示した構造と類似の構造に対応している。ここではテーパ化は横方向に逆になっている。
【図13】 図13は、本発明によるセンサーの別の形態の断面図を示しており、図11および12に示すタイプのセンサーの構造に対応している。これには、基板の裏面に接地面が加えられている。
【図14】 図14a、14b、および14cは、本発明によるセンサーの別の形態を表しており、非対称共平面ラインタイプの態様に対応する。図14aおよび14bは、このタイプの構造に対応するセンサーの2つの異なる態様の断面図に対応し、図14cは、図14bに示す態様に対応するセンサーの上面図に対応する。
【図15】 図15は、本発明によるセンサーの別の形態を示しており、スロットタイプの態様に対応する。図15aは、断面図に対応し、図15bは、図15aに示すセンサーの上面図に対応する。
Claims (8)
- 電磁波電力の直接的な測定用のセンサーであって、当該センサーは、
平面状の金属製ストリップを有し、
該平面状の金属製ストリップは、電磁波を受けたときにその電磁波の電力を消散させ熱を発生させて自体の抵抗値が変化するように、窒化ニオブまたは白金にて形成され、かつ、該平面状の金属製ストリップは、その一端に先端の尖ったプロフィールを有し、
前記構成によって、測定すべき電磁波の電力を、前記平面状の金属製ストリップの抵抗値として測定し得るようになっている、
前記センサー。 - 当該センサーが、さらに、電磁波電力を前記金属製ストリップに注入するための平面状の案内構造を有し、
該案内構造は、前記金属製ストリップとは別の材料からなり、該案内構造から該金属製ストリップへと移り変わる部分である移行部が、上記金属製ストリップの一端の先端の尖ったプロフィールを有する部分となっている、
請求項1記載のセンサー。 - 当該センサーが、さらに、電磁波電力を前記金属製ストリップに注入するための平面状の案内構造を有し、
該案内構造は、前記金属製ストリップとは別の材料からなり、該案内構造から該金属製ストリップへと移り変わる部分である移行部において、該案内構造が、先端の尖ったプロフィールとなっている、請求項1記載のセンサー。 - 前記金属製ストリップが窒化ニオブからなり、前記案内構造が白金からなる、請求項2または3に記載のセンサー。
- 前記平面状の金属製ストリップが、基板上に、蛇行する形態として設けられている、請求項1記載のセンサー。
- 電磁波電力を測定するためのデバイスであって、当該デバイスは、
請求項1〜5のいずれか1項に記載のセンサー(1)を有し、かつ、
該センサー(1)の金属製ストリップの抵抗の変化を測定するための測定装置を有することを特徴とする、
前記デバイス。 - 当該デバイスが、さらに、前記センサー(1)の温度を制御するために働く素子を有することを特徴とする、請求項6記載のデバイス。
- 前記センサー(1)の温度を制御するために働く素子が、ペルチエ効果デバイスであることを特徴とする、請求項7に記載のデバイス。
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