JP2003509958A - 無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線受信機 - Google Patents
無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線受信機Info
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- Error Detection And Correction (AREA)
- Detection And Prevention Of Errors In Transmission (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
無線受信機（７）において、無線受信機（７）の受信したデータ記号（ｚ）が特定の送信値（ｃ）に基づくものかという、ソフトな決定情報の形式による確率を示す信頼性情報（ｑ）が等化器によって生成され、ビット誤り率見積器（１５）は、上記信頼性情報（ｑ）を評価することによって、受信データ記号（ｚ）に相当する受信信号のビット誤り率に関するビット誤り率情報（ｐ）を得る。
Description
本発明は、無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線
受信機に関するものであり、特に移動無線受信機に関するものである。
受信機に関するものであり、特に移動無線受信機に関するものである。
【０００１】
移動無線システムにおける伝送チャンネルは、デジタル伝送システムにおいて
記号間の干渉を引き起こすような、時間依存する多経路の受信によって特徴づけ
られる。このような記号間の干渉を扱うことを可能とするため、受信されたデー
タは受信側において等化されねばならない。送信側においては、急激に変化する
伝送条件を考慮し、また隣接のチャンネルと共通のチャンネルとの干渉を抑制す
るために、セル方式ネットワークにおいて送信されるデータを、通常（例えばＧ
ＳＭ移動無線標準における音声伝送のように）インターリーブ( Interleaving)
およびチャンネル符号化をする。受信機において、受信データは等化の後に相応
して復号される。
記号間の干渉を引き起こすような、時間依存する多経路の受信によって特徴づけ
られる。このような記号間の干渉を扱うことを可能とするため、受信されたデー
タは受信側において等化されねばならない。送信側においては、急激に変化する
伝送条件を考慮し、また隣接のチャンネルと共通のチャンネルとの干渉を抑制す
るために、セル方式ネットワークにおいて送信されるデータを、通常（例えばＧ
ＳＭ移動無線標準における音声伝送のように）インターリーブ( Interleaving)
およびチャンネル符号化をする。受信機において、受信データは等化の後に相応
して復号される。
【０００２】
図４は、上述のような移動無線システムにおける伝送モデルの一例を説明する
ものであり、チャンネル６を介して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線
受信機７とを示している。
ものであり、チャンネル６を介して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線
受信機７とを示している。
【０００３】
送信機１においては、例えば音声情報のような送信するための情報は、ソース
符号器２によって、まず第１にデジタル信号、すなわち２値記号の列に変換され
、次にソース符号化されたデータ語またはデータベクトルの形式で出力される。
チャンネル符号器３は、各データ語を、インターリーバ(Interleaver)４によっ
て記号の順序が変更される、すなわちインターリーブされるような、符号語へと
変換する。理想的には、このインターリーブの動作は、符号語の任意の２つの記
号が、インターリーバ４の２つの異なる出力語へと変換されるようになされる。
そして、フォーマッタ５は、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに
（いわゆるテール記号(Tail-Symbole)などの）所定の数の公知の記号を付加して
、無線周波数チャンネル６を介して受信機７へと送信される伝送データ語または
伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。図１に示すチャンネル６は、送信機
１の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（伝送チャンネル
）と、受信機の受信機入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変換器とを備え
ている。
符号器２によって、まず第１にデジタル信号、すなわち２値記号の列に変換され
、次にソース符号化されたデータ語またはデータベクトルの形式で出力される。
チャンネル符号器３は、各データ語を、インターリーバ(Interleaver)４によっ
て記号の順序が変更される、すなわちインターリーブされるような、符号語へと
変換する。理想的には、このインターリーブの動作は、符号語の任意の２つの記
号が、インターリーバ４の２つの異なる出力語へと変換されるようになされる。
そして、フォーマッタ５は、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに
（いわゆるテール記号(Tail-Symbole)などの）所定の数の公知の記号を付加して
、無線周波数チャンネル６を介して受信機７へと送信される伝送データ語または
伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。図１に示すチャンネル６は、送信機
１の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（伝送チャンネル
）と、受信機の受信機入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変換器とを備え
ている。
【０００４】
受信機７、等化器８、デインターリーバ(Deinterleaver)９およびチャンネル
復号器１０は、受信列であるベクトルｚを用いて、最も可能性が高く信頼できる
、元々の伝送列であるベクトルｃを、連帯して決定するようになっている。この
目的のため、いわゆるソフトな決定を用いて、信頼性情報(Zuverlaessigkeitsin
formationen)ｑがチャンネル復号器１０のために生成される。ここで、上記情報
は、受信したそれぞれの記号において、受信した記号が例えば送信した '-1'か
又は '+1'かのいずれかに基づいているかという推測的な確率を意味する。上述
の信頼性情報を生成するためにチャンネル６がモデル化され、得られたチャンネ
ルモデルは、状態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応す
る格子状(Trellis)ダイアグラムによって表されている。いわゆるビテルビ(Vi t
erbi)アルゴリズムを適用するために、格子状ダイアグラムを用いて、確率表示
形式の上述した信頼性情報ｑを決定することができる。ビテルビアルゴリズムを
用いた信頼性情報の決定に関するより詳細な説明については、“デジタルコミュ
ニケーション(Digital Communications)”、プロアキス(Proakis), J.G.,マグロ
ウヒル、ニューヨーク、１９８３、または、“時間変化する記号間の干渉によっ
て揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub
-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol I
nterference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド
バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEEを参照されたい。
復号器１０は、受信列であるベクトルｚを用いて、最も可能性が高く信頼できる
、元々の伝送列であるベクトルｃを、連帯して決定するようになっている。この
目的のため、いわゆるソフトな決定を用いて、信頼性情報(Zuverlaessigkeitsin
formationen)ｑがチャンネル復号器１０のために生成される。ここで、上記情報
は、受信したそれぞれの記号において、受信した記号が例えば送信した '-1'か
又は '+1'かのいずれかに基づいているかという推測的な確率を意味する。上述
の信頼性情報を生成するためにチャンネル６がモデル化され、得られたチャンネ
ルモデルは、状態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応す
る格子状(Trellis)ダイアグラムによって表されている。いわゆるビテルビ(Vi t
erbi)アルゴリズムを適用するために、格子状ダイアグラムを用いて、確率表示
形式の上述した信頼性情報ｑを決定することができる。ビテルビアルゴリズムを
用いた信頼性情報の決定に関するより詳細な説明については、“デジタルコミュ
ニケーション(Digital Communications)”、プロアキス(Proakis), J.G.,マグロ
ウヒル、ニューヨーク、１９８３、または、“時間変化する記号間の干渉によっ
て揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub
-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol I
nterference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド
バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEEを参照されたい。
【０００５】
チャンネル符号化したデータの送信は、伝送セキュリティが高いことに加えて
、チャンネル復号化に伴ってビット誤り率(Bitfehlerrate)(BER)に関する情報ｐ
を得ることができるという利点もある。それゆえ、例えば復号の際に合成演算符
号を用いるときには、復号において訂正される誤りの数を容易に決定することが
でき、これによってビット誤り率を適切に求めることができる。
、チャンネル復号化に伴ってビット誤り率(Bitfehlerrate)(BER)に関する情報ｐ
を得ることができるという利点もある。それゆえ、例えば復号の際に合成演算符
号を用いるときには、復号において訂正される誤りの数を容易に決定することが
でき、これによってビット誤り率を適切に求めることができる。
【０００６】
しかし、データが符号化されない形式で伝送される移動無線システムも知られ
ており、このため（例えばＧＰＲＳシステムのように）図４に示すチャンネル符
号器３とチャンネル復号器１０とは不要となることがある。このような場合には
、ビット誤り率を異なる方法によって見積もらなければならない。
ており、このため（例えばＧＰＲＳシステムのように）図４に示すチャンネル符
号器３とチャンネル復号器１０とは不要となることがある。このような場合には
、ビット誤り率を異なる方法によって見積もらなければならない。
【０００７】
本発明は、無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線
受信機を特定することを目的とし、それによって、特に、データを符号化しない
伝送の場合においても、ビット誤り率の信頼できる見積もりを可能とする。
受信機を特定することを目的とし、それによって、特に、データを符号化しない
伝送の場合においても、ビット誤り率の信頼できる見積もりを可能とする。
【０００８】
本発明によれば、請求項１の特徴を有する方法および請求項８の特徴を有する
無線受信機によって、上述の目的を達成することができる。それぞれの場合の従
属する請求項は、本発明のより好ましく有利な実施の形態を特徴づけるものであ
る。
無線受信機によって、上述の目的を達成することができる。それぞれの場合の従
属する請求項は、本発明のより好ましく有利な実施の形態を特徴づけるものであ
る。
【０００９】
本発明によれば、無線受信機に存在するか、またはいずれにせよ生成されるか
する信頼性情報であって、特にいわゆるソフトな決定の情報の形式となっている
信頼性情報から、受信信号のビット誤り率に関する情報を導出できる。したがっ
て、完全バースト(kompletten Burst)に対応するビット誤り率を受信機において
比較的簡単な方法で計算できる。
する信頼性情報であって、特にいわゆるソフトな決定の情報の形式となっている
信頼性情報から、受信信号のビット誤り率に関する情報を導出できる。したがっ
て、完全バースト(kompletten Burst)に対応するビット誤り率を受信機において
比較的簡単な方法で計算できる。
【００１０】
上記信頼性情報を、それぞれの無線チャンネルを記述する格子状ダイアグラム
における、最適な'+1'の経路と最適な'-1'または'0'の経路との経路計量(Pfadme
triken)によって近似することができる場合には、単純化およびそれによる費用
の削減を達成できる。
における、最適な'+1'の経路と最適な'-1'または'0'の経路との経路計量(Pfadme
triken)によって近似することができる場合には、単純化およびそれによる費用
の削減を達成できる。
【００１１】
本発明は、特に、例えばＧＳＭ移動無線システムのような移動無線システムに
おけるビット誤り率の見積もりに適しており、例えばＧＳＭを発展させたＥＤＧ
Ｅ(GSM-Weiterbildung EDGE)に従ったＥＧＰＲＳシステムにおいて提供されてい
る、多値記号アルファベット(mehrwertige Symbolalphabete)に適用することが
できる。
おけるビット誤り率の見積もりに適しており、例えばＧＳＭを発展させたＥＤＧ
Ｅ(GSM-Weiterbildung EDGE)に従ったＥＧＰＲＳシステムにおいて提供されてい
る、多値記号アルファベット(mehrwertige Symbolalphabete)に適用することが
できる。
【００１２】
本発明は、以下において、添付した図面を参照し、好ましい実施の形態を用い
て、より詳細に説明される。
て、より詳細に説明される。
【００１３】
本発明は、以下の前提、すなわち、既に図４を参照して説明したように、受信
機において、受信信号は、自身が行った等化に関する信頼性情報をいわゆるソフ
トな決定の形式で出力する等化器によって等化されるという前提に基づくもので
ある。上記信頼性情報を得るための基本原理について、本発明の理解に必要な限
度において、以下で簡潔に説明する。
機において、受信信号は、自身が行った等化に関する信頼性情報をいわゆるソフ
トな決定の形式で出力する等化器によって等化されるという前提に基づくもので
ある。上記信頼性情報を得るための基本原理について、本発明の理解に必要な限
度において、以下で簡潔に説明する。
【００１４】
上述したように、上記信頼性情報は、いわゆるソフトな決定によって得られる
情報である。固定した一つのみの決定閾値を用いるハードな決定と比較して、ソ
フトな決定においては多数の決定閾値が用いられ、これにより、決定における安
全性を非常に向上できる。したがって、例えばＧＳＭ受信機や、ＧＳＭ移動無線
標準の将来的な拡張に従ったＥＤＧＥによって提供される等化器は、一方では受
信した信号を適切に等化するとともに、他方では上述した信頼性情報を提供する
ようになっている。
情報である。固定した一つのみの決定閾値を用いるハードな決定と比較して、ソ
フトな決定においては多数の決定閾値が用いられ、これにより、決定における安
全性を非常に向上できる。したがって、例えばＧＳＭ受信機や、ＧＳＭ移動無線
標準の将来的な拡張に従ったＥＤＧＥによって提供される等化器は、一方では受
信した信号を適切に等化するとともに、他方では上述した信頼性情報を提供する
ようになっている。
【００１５】
本発明の基礎となる原理を導出し、説明するために、（既に述べた）次の文献
、すなわち“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最
適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Da
ta Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング
コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９
０、IEEE、を以下において参照し、また、特に、図１に示す、チャンネル６を介
して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線受信機７とのような、本発明の
無線通信システムにおける伝送モデルについて参照する。図１に示す移動無線シ
ステムにおいては、図４と反対に、チャンネル符号化やチャンネル復号化は示し
ていない。
、すなわち“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最
適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Da
ta Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング
コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９
０、IEEE、を以下において参照し、また、特に、図１に示す、チャンネル６を介
して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線受信機７とのような、本発明の
無線通信システムにおける伝送モデルについて参照する。図１に示す移動無線シ
ステムにおいては、図４と反対に、チャンネル符号化やチャンネル復号化は示し
ていない。
【００１６】
上述したように、送信機１においては、送信される情報は、ソース符号器２に
よってデジタルデータ語に変換され、インターリーバ４によって順序の交換、す
なわち、インターリーブがなされる。フォーマッタ５は、以下に詳細に説明する
チャンネルのモデルの始めと終わりとの状態を決めるため、Ｌ個の公知の記号（
いわゆるテール記号）を、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに付
加する。それゆえ、フォーマッタ５は、ベクトルｃ＝（Ｃ1-L,...,ｃ1,ｃ2,...,
ＣM)、ただしＭ＝Ｉ＋Ｌで、Ｉはインターリーバ４のデータ語出力の長さを示す
ような、伝送語または伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。
よってデジタルデータ語に変換され、インターリーバ４によって順序の交換、す
なわち、インターリーブがなされる。フォーマッタ５は、以下に詳細に説明する
チャンネルのモデルの始めと終わりとの状態を決めるため、Ｌ個の公知の記号（
いわゆるテール記号）を、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに付
加する。それゆえ、フォーマッタ５は、ベクトルｃ＝（Ｃ1-L,...,ｃ1,ｃ2,...,
ＣM)、ただしＭ＝Ｉ＋Ｌで、Ｉはインターリーバ４のデータ語出力の長さを示す
ような、伝送語または伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。
【００１７】
図１に示すチャンネル６は、図２に示すチャンネルモデルとして表現できるも
のであり、送信機の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（
伝送チャンネル）と、受信機の受信入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変
換器とを含んでいる。チャンネルモデルは、個々のバッファに記憶された伝送記
号ＣM...ＣM-Lが積算器１２を介して加算器１３によって足しこまれるような、
Ｌ個の記憶ステージを備えた状態マシン(Zustandsmaschine)に相当する。係数ｈ 0 ...ｈLは、チャンネル衝撃応答(Kanalimpulsantwort)の係数に相当する。この
モデルは、伝送チャンネルに生じるノイズを、加算器１４を用いて加算器１３の
出力信号に重ねあわされ、その結果として受信機において受信記号Ｚmを得るこ
とのできるような、出力σ2の加算白色ガウスノイズ(additiven weissen Gaussr
auschens)(AWGN)の形式で考慮している。
のであり、送信機の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（
伝送チャンネル）と、受信機の受信入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変
換器とを含んでいる。チャンネルモデルは、個々のバッファに記憶された伝送記
号ＣM...ＣM-Lが積算器１２を介して加算器１３によって足しこまれるような、
Ｌ個の記憶ステージを備えた状態マシン(Zustandsmaschine)に相当する。係数ｈ 0 ...ｈLは、チャンネル衝撃応答(Kanalimpulsantwort)の係数に相当する。この
モデルは、伝送チャンネルに生じるノイズを、加算器１４を用いて加算器１３の
出力信号に重ねあわされ、その結果として受信機において受信記号Ｚmを得るこ
とのできるような、出力σ2の加算白色ガウスノイズ(additiven weissen Gaussr
auschens)(AWGN)の形式で考慮している。
【００１８】
受信機７において、等化器８は、その他に(u.a.)、（変化させられた）受信列
であるベクトルｚを用いて元々の送信列であるベクトルｃを最も確からしく信頼
ができるように決定する役目をもつ。このために、ソフトな決定を用いて、信頼
性情報ｑが生成される。ここで、上記情報は、受信したそれぞれの記号において
、受信した記号が送信された“+1”に基づくものか又は“-1”に基づくものかと
いう推測的な確率を意味する。
であるベクトルｚを用いて元々の送信列であるベクトルｃを最も確からしく信頼
ができるように決定する役目をもつ。このために、ソフトな決定を用いて、信頼
性情報ｑが生成される。ここで、上記情報は、受信したそれぞれの記号において
、受信した記号が送信された“+1”に基づくものか又は“-1”に基づくものかと
いう推測的な確率を意味する。
【００１９】
“最適なＭＡＰ(Maximum A-Priori Probability)”等化器は、それぞれの（２
値の）伝送記号Ｃnのためのソフトな決定情報として、値
値の）伝送記号Ｃnのためのソフトな決定情報として、値
【００２０】
【数５】
【００２１】
を提供する。
【００２２】
高次の記号アルファベット(Symbolalphabet)
【００２３】
【数６】
【００２４】
および
【００２５】
【数７】
【００２６】
を前提とするときは、ソフトな決定情報は、各ビットについてそれぞれ別個に、
【００２７】
【数８】
【００２８】
のように計算できる。
【００２９】
例えばＧＳＭをさらに発展させたＥＤＧＥ(Enhanced Data Services for GSM
Evolution)において、高次の記号アルファベットが用いられる。
Evolution)において、高次の記号アルファベットが用いられる。
【００３０】
各受信ベクトルであるベクトルｚを、以下
【００３１】
【数９】
【００３２】
のように、確率密度を用いて統計的に記述することができる。
【００３３】
公式（５）によれば、各受信ベクトルであるベクトルｃの個々の記号について
、確率 Ｐ{ベクトルZn|Cn} を求めることができる。
、確率 Ｐ{ベクトルZn|Cn} を求めることができる。
【００３４】
ｑ(Cn)の符号は、Ｃnの最も有力な情報内容であり、ｑの絶対値はこの情報内
容の信頼性の尺度となる。
容の信頼性の尺度となる。
【００３５】
この信頼性情報ｑ(Cn)を生成するために、図２に示すチャンネルモデルは、状
態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応する格子状ダイア
グラムによって表されている。この場合には、格子(Trellis)は、新たな記号Ｃm に応じてチャンネルのその時点ごとの新たな状態を特定するようになっており、
その時点μの格子状態は、以下でＳμ＝(Ｃμ-L+1,...,Ｃμ)で定義されるＳμ
で指定される。
態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応する格子状ダイア
グラムによって表されている。この場合には、格子(Trellis)は、新たな記号Ｃm に応じてチャンネルのその時点ごとの新たな状態を特定するようになっており、
その時点μの格子状態は、以下でＳμ＝(Ｃμ-L+1,...,Ｃμ)で定義されるＳμ
で指定される。
【００３６】
各々の状態変化Ｓμ-1→Ｓμには、後にこの状態変化の確率を見積もるために
評価される計量の増分が割り当てられ、この計量の増分は以下の公式
評価される計量の増分が割り当てられ、この計量の増分は以下の公式
【００３７】
【数１０】
【００３８】
によって定義される。
【００３９】
式（１）によるソフトな決定情報の対数の決定は、ＭＡＰアルゴリズムの出力
である状態の計量を変換せずに取り入れることができるという利点を有している
。
である状態の計量を変換せずに取り入れることができるという利点を有している
。
【００４０】
この計量公式（６）を用いて、個々の格子またはタイムステップμごとに各状
態Ｓμに相当する確率を計算するために、図２に示すチャンネル６に相当する格
子を評価することができる。この場合には、前進方向および後退方向に向かって
格子全体にわたってこの手順がなされる。以下において、例えば、“時間変化す
る記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な
検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-V
arying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch
)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、において記載
されている、“最も確からしい列の見積もり(Maximum likelihood Sequence Est
imation)”アルゴリズム(MLSE)のような、受信語であるベクトルｚを処理するア
ルゴリズムを詳細に説明する。
態Ｓμに相当する確率を計算するために、図２に示すチャンネル６に相当する格
子を評価することができる。この場合には、前進方向および後退方向に向かって
格子全体にわたってこの手順がなされる。以下において、例えば、“時間変化す
る記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な
検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-V
arying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch
)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、において記載
されている、“最も確からしい列の見積もり(Maximum likelihood Sequence Est
imation)”アルゴリズム(MLSE)のような、受信語であるベクトルｚを処理するア
ルゴリズムを詳細に説明する。
【００４１】
格子を後退方向にたどるときには、μ＝Ｍからμ＝Ｌまでの各格子ステップμ
と各格子状態Ｓμとについて、以下の回帰式(Rekursion)
と各格子状態Ｓμとについて、以下の回帰式(Rekursion)
【００４２】
【数１１】
【００４３】
を用いて、後退方向の計量Λb(Ｓμ)を計算することができる。
【００４４】
二つの状態Ｓ'μとＳ"μとは、それぞれ状態値ｃμ＝＋１とｃμ＝−１との存
在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
【００４５】
同様に、前進方向の計量Λf(Ｓμ)は、各格子状態Ｓμごとに、以下の回帰式
【００４６】
【数１２】
【００４７】
を用いて計算することができる。
【００４８】
この場合には、二つの状態Ｓ'μ-1とＳ"μ-1とは、それぞれ状態値Ｃμ-L＝＋
１と、Ｃμ-L＝−１との存在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
１と、Ｃμ-L＝−１との存在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
【００４９】
格子の各状態遷移Ｓμ-1→Ｓμにおいて、計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)
およびΛb(Ｓμ)を足し合わせて、これらの逆指数をそれぞれｃμ-L＝−１の場
合とｃμ-L＝＋１の場合とについて、全ての状態Ｓμにわたって足し合わせると
、
およびΛb(Ｓμ)を足し合わせて、これらの逆指数をそれぞれｃμ-L＝−１の場
合とｃμ-L＝＋１の場合とについて、全ての状態Ｓμにわたって足し合わせると
、
【００５０】
【数１３】
【００５１】
のようになる。
【００５２】
結局、公式（９）の表現を用いると、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、公式（９
）を用いて計算できる値Ｃμ-L＝＋１およびＣμ-L＝−１を互いに関連づけるこ
とによって、時点μにおけるビットＣμ-Lのために計算でき、
）を用いて計算できる値Ｃμ-L＝＋１およびＣμ-L＝−１を互いに関連づけるこ
とによって、時点μにおけるビットＣμ-Lのために計算でき、
【００５３】
【数１４】
【００５４】
となる。
【００５５】
上記公式（９）を説明するために、図３Ａは、図２に示すチャンネルモデルに
おいてＬ＝２およびｃm＝＋１に対応する格子の詳細を示すものであり、一方、
図３Ｂは、同様の格子であってｃm＝−１に対応する格子を詳細に示すものであ
る。この場合においては、図３Ａおよび図３Ｂは、この例において公式（９）の
和に寄与する格子の経路のみを示している。さらに、図３Ａおよび図３Ｂには、
計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)およびΛb(Ｓμ)が示されている。
おいてＬ＝２およびｃm＝＋１に対応する格子の詳細を示すものであり、一方、
図３Ｂは、同様の格子であってｃm＝−１に対応する格子を詳細に示すものであ
る。この場合においては、図３Ａおよび図３Ｂは、この例において公式（９）の
和に寄与する格子の経路のみを示している。さらに、図３Ａおよび図３Ｂには、
計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)およびΛb(Ｓμ)が示されている。
【００５６】
最適であるソフトな決定値は、上述の手順を用いて信頼性情報として得ること
ができ、このアルゴリズムは、“時間変化する記号間の干渉によって揺動された
符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Det
ection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)
”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldr
ed Baier)、１９９０、IEEE、において、“最適であるソフトな決定のための等
価器アルゴリズム(Optimum Soft Decision Equalization Algorithm)”(OSDE)と
呼ばれている。
ができ、このアルゴリズムは、“時間変化する記号間の干渉によって揺動された
符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Det
ection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)
”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldr
ed Baier)、１９９０、IEEE、において、“最適であるソフトな決定のための等
価器アルゴリズム(Optimum Soft Decision Equalization Algorithm)”(OSDE)と
呼ばれている。
【００５７】
しかし、このアルゴリズムは大量の記憶容量を必要とするとともに計算方法と
して非常に複雑であるので、一方では複雑さを非常に減少させたアルゴリズムへ
の要求、また他方ではそれにもかかわらずできるだけ正確に信頼性情報を与える
ことのできるアルゴリズムへの要求があった。
して非常に複雑であるので、一方では複雑さを非常に減少させたアルゴリズムへ
の要求、また他方ではそれにもかかわらずできるだけ正確に信頼性情報を与える
ことのできるアルゴリズムへの要求があった。
【００５８】
この観点から、上述の“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化
データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection
of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウ
ォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Bai
er)、１９９０、IEEE、において、公式（９）における指数計算を単純化するこ
とが初めて提案されたのである。公式（９）は、一般に -ln(e-x + e-y)の形式
の表式を含んでおり、このような表式においては、
データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection
of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウ
ォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Bai
er)、１９９０、IEEE、において、公式（９）における指数計算を単純化するこ
とが初めて提案されたのである。公式（９）は、一般に -ln(e-x + e-y)の形式
の表式を含んでおり、このような表式においては、
【００５９】
【数１５】
【００６０】
のような関係が成り立つのである。
【００６１】
ここで、ｘ<<ｙかｘ>>ｙかの場合には、表式-ln(e-x + e-y)は、無視できる誤
差を除いて最小値min(ｘ,ｙ)によって近似できる。もし、後退方向への格子全体
にわたる計算をなしですますことができ、公式（９）における計量Λb(Ｓμ)を
全ての状態Ｓμについて０とすることができるなら、さらなる単純化を実現でき
る。
差を除いて最小値min(ｘ,ｙ)によって近似できる。もし、後退方向への格子全体
にわたる計算をなしですますことができ、公式（９）における計量Λb(Ｓμ)を
全ての状態Ｓμについて０とすることができるなら、さらなる単純化を実現でき
る。
【００６２】
公式（１０）による、時点μ−Ｌから時点μにおける信頼性情報の計算は、
【００６３】
【数１６】
【００６４】
のように単純化できる。
【００６５】
従来のビテルビアルゴリズムとの本質的な違いは、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)
を計算するためには、２Lの計量の集合から単に２つの最小値を選択することの
みが必要となる点にある。この準最適化されたアルゴリズムは、それゆえ、“時
間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および
準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed b
y Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfg
ang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、にお
いて、“ソフトな決定のためのビテルビ等化器(Soft Decision Veterbi Equaliz
er(SDVE))”と呼ばれている。
を計算するためには、２Lの計量の集合から単に２つの最小値を選択することの
みが必要となる点にある。この準最適化されたアルゴリズムは、それゆえ、“時
間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および
準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed b
y Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfg
ang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、にお
いて、“ソフトな決定のためのビテルビ等化器(Soft Decision Veterbi Equaliz
er(SDVE))”と呼ばれている。
【００６６】
公式（１２）から分かるように、特に、この準最適化されたアルゴリズムによ
れば、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、一方では値+1(“最大１パス(Maximum One
Path)”, MOP)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路
に依存し、他方では値-1（または０）(“最大０パス(Maximum Zero Path)”, MZ
P)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路に依存する。
れば、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、一方では値+1(“最大１パス(Maximum One
Path)”, MOP)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路
に依存し、他方では値-1（または０）(“最大０パス(Maximum Zero Path)”, MZ
P)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路に依存する。
【００６７】
ソフトな決定情報ｑ(ｃn)の決定については上述したので、上記ソフトな決定
情報による、本発明において提案するビット誤り率(BER)の見積もりについて、
以下で詳しく説明する。
情報による、本発明において提案するビット誤り率(BER)の見積もりについて、
以下で詳しく説明する。
【００６８】
図１に示すように、受信機７はビット誤り率見積器１５を備えており、このビ
ット誤り率見積器１５は、等化器８によって決定されるソフトな決定情報または
信頼性情報ｑ(ｃn)を受信し、上記情報に基づいてビットまたは記号誤り率に関
する見積もり情報ｐを生成する。
ット誤り率見積器１５は、等化器８によって決定されるソフトな決定情報または
信頼性情報ｑ(ｃn)を受信し、上記情報に基づいてビットまたは記号誤り率に関
する見積もり情報ｐを生成する。
【００６９】
公式（１）または（４）によるソフトな決定情報ｑ(ｃn)は、Ｋ個の組または
レベルへと量子化され、すなわち、
レベルへと量子化され、すなわち、
【００７０】
【数１７】
【００７１】
のような写像が成立する。
【００７２】
Ｋ個の組それぞれにおいて、組の誤り率ｐkを、公式（１）または（４）によ
って計算することができ、ｋの組の全ての記号について、
って計算することができ、ｋの組の全ての記号について、
【００７３】
【数１８】
【００７４】
が成立する。
【００７５】
ここで、公式（１４）において、ｑkはｋの組における記号誤り率を意味して
おり、ｐk＝Ｐ{ｃn＝−１}（したがってＰ{ｃn＝＋１}＝１−ｐk）を意味する。
おり、ｐk＝Ｐ{ｃn＝−１}（したがってＰ{ｃn＝＋１}＝１−ｐk）を意味する。
【００７６】
したがって、ある組における記号誤り率ｐkは、公式（１４）より、
【００７７】
【数１９】
【００７８】
となる。
【００７９】
完全バーストにおける記号誤り率に関する見積もり情報ｐについては、図１に
示すビット誤り率見積器１５によって、個々の組の誤り率ｐkから、
示すビット誤り率見積器１５によって、個々の組の誤り率ｐkから、
【００８０】
【数２０】
【００８１】
のように計算することができ、ここでｎkは各組ｋにおいて見積もられた記号の
数を示す。
数を示す。
【００８２】
したがって、公式（１６）によれば、ｐを計算するためには、バーストにおけ
る全ての記号誤り率の和を、バーストの記号の数で割ればよいことがわかる。
る全ての記号誤り率の和を、バーストの記号の数で割ればよいことがわかる。
【００８３】
ビット誤り率の見積もりは、ソフトな決定情報ｑ(ｃn)を上述の準最適化され
たアルゴリズムによって得ることができると仮定した場合には、単純化できる。
たアルゴリズムによって得ることができると仮定した場合には、単純化できる。
【００８４】
【数２１】
【００８５】
によれば、公式（１２）との比較により、同様に、以下の近似
【００８６】
【数２２】
【００８７】
【数２３】
【００８８】
を行うことができる。
【００８９】
上述のように、ＭＯＰは、時点μ−Ｌにおいて値＋１をもつ格子状ダイアグラ
ムの最適な経路における、上述の準最適化されたアルゴリズムによって計算され
る経路の計量を意味し、一方、ＭＳＰは、時点μ−Ｌにおいて値−１をもつ格子
状ダイアグラムの最適な経路における経路の計量を意味する（公式（１２）参照
）。
ムの最適な経路における、上述の準最適化されたアルゴリズムによって計算され
る経路の計量を意味し、一方、ＭＳＰは、時点μ−Ｌにおいて値−１をもつ格子
状ダイアグラムの最適な経路における経路の計量を意味する（公式（１２）参照
）。
【００９０】
公式（１８）および（１９）を用いて近似すると、等化器８のソフトな決定情
報ｑ(ｃn)は、公式（１）と対応して、
報ｑ(ｃn)は、公式（１）と対応して、
【００９１】
【数２４】
【００９２】
のように近似的に表現できる。
【００９３】
ここでＣはスケーリング定数を意味する。このように近似されたソフトな決定
情報は、上述のように複数の組へと分割され、すなわち量子化される。２値デー
タの伝送においては典型的には８つの組（Ｋ＝８）への分割であれば十分である
。公式（１５）によると、対応する組の誤り率ｐkは、各組においてｑkから計算
することができる。この完全バーストのためのビット誤り率ｐは、公式（１６）
による個々の組ごとの組の誤り率ｐkから得られる。
情報は、上述のように複数の組へと分割され、すなわち量子化される。２値デー
タの伝送においては典型的には８つの組（Ｋ＝８）への分割であれば十分である
。公式（１５）によると、対応する組の誤り率ｐkは、各組においてｑkから計算
することができる。この完全バーストのためのビット誤り率ｐは、公式（１６）
による個々の組ごとの組の誤り率ｐkから得られる。
【００９４】
これより、記号の数１１６でＫ＝８の典型的なＧＳＭバーストにおいて、以下
【００９５】
【数２５】
【００９６】
のようにビット誤り率を得ることができた。
【００９７】
上述した、値ＭＯＰおよびＭＺＰを用いたビット誤り率を見積もるための方法
を、シミュレーションによって試験した。このシミュレーション結果は図５に示
されており、この図５には、ビット誤り率（ＢＥＲ）がＣ／Ｉ比（各搬送信号と
隣接するチャンネルとの干渉との比）に対してプロットされ、ここで受信信号を
ＴＵ５０信号、隣接チャンネルとの干渉はＴＵ５０隣接チャンネルによるものと
仮定している。図５において、特性曲線（ａ）は上述の条件において計測された
ビット誤り率の曲線に相当し、一方特性曲線（ｂ)および（ｃ）はそれぞれＣ＝
１．１およびＣ＝１．３とした場合の上述の方法によって見積もられたビット誤
り率の曲線に相当する。図５から、実際のビット誤り率をこの近似見積法によっ
て比較的よい精度で見積もることができることが分かる。
を、シミュレーションによって試験した。このシミュレーション結果は図５に示
されており、この図５には、ビット誤り率（ＢＥＲ）がＣ／Ｉ比（各搬送信号と
隣接するチャンネルとの干渉との比）に対してプロットされ、ここで受信信号を
ＴＵ５０信号、隣接チャンネルとの干渉はＴＵ５０隣接チャンネルによるものと
仮定している。図５において、特性曲線（ａ）は上述の条件において計測された
ビット誤り率の曲線に相当し、一方特性曲線（ｂ)および（ｃ）はそれぞれＣ＝
１．１およびＣ＝１．３とした場合の上述の方法によって見積もられたビット誤
り率の曲線に相当する。図５から、実際のビット誤り率をこの近似見積法によっ
て比較的よい精度で見積もることができることが分かる。
【００９８】
以上に説明したビット誤り率の見積もりは、多値記号アルファベットに適用す
ることができるのはもちろんである。
ることができるのはもちろんである。
【図１】
本発明に係る移動無線受信機を含む移動無線伝送モデルの概略のブロック図で
ある。
ある。
【図２】
図１に示す上記移動無線システムのチャンネルのモデルである。
【図３】
図３Ａおよび図３Ｂは、格子状ダイアグラムにおける計量の計算(Metrikberec
hnung)を説明する図である。
hnung)を説明する図である。
【図４】
従来の移動無線受信機を含む移動無線伝送モデルの概略のブロック図である。
【図５】
本発明を用いたビット誤り率の見積もりによって得られる良好な結果を説明す
る図である。
る図である。
【手続補正書】特許協力条約第３４条補正の翻訳文提出書
【提出日】平成１３年１２月１２日（２００１．１２．１２）
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】全文
【補正方法】変更
【補正の内容】
【発明の名称】 無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための
無線受信機
無線受信機
【特許請求の範囲】
【数１】
を用いて計算することによって得ることを特徴とする無線受信機におけるビット
誤り率の見積方法。
誤り率の見積方法。
【数２】
によって計算することを特徴とする請求項１記載の方法。
【数３】
によって決定し、 上記確率Ｐ１は上記無線チャンネル（６）を記述する格子状ダイアグラムの第 １の経路における経路の計量によって近似されるとともに、上記第１の経路は特 定の時点における最適な経路の計量を伴う上記第１の送信値をもつ格子状ダイア グラムの経路であって、 上記確率Ｐ２は上記格子状ダイアグラムの第２の経路における経路の計量によ って近似されるとともに、上記第２の経路は特定の時点における最適な経路の計 量を伴う上記第２の送信値をもつ格子状ダイアグラムの経路であることを特徴と する請求項１または２に記載の方法。
【数４】
によって近似計算され、 その後にｋ個の量子化レベルへと量子化されることを特徴とする請求項４に記 載の方法。
【数５】
を用いて計算することによって得るものであることを特徴とする無線受信機。
【発明の詳細な説明】
本発明は、無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線
受信機に関するものであり、特に移動無線受信機に関するものである。
受信機に関するものであり、特に移動無線受信機に関するものである。
【０００１】
移動無線システムにおける伝送チャンネルは、デジタル伝送システムにおいて
記号間の干渉を引き起こすような、時間依存する多経路の受信によって特徴づけ
られる。このような記号間の干渉を扱うことを可能とするため、受信されたデー
タは受信側において等化されねばならない。送信側においては、急激に変化する
伝送条件を考慮し、また隣接のチャンネルと共通のチャンネルとの干渉を抑制す
るために、セル方式ネットワークにおいて送信されるデータを、通常（例えばＧ
ＳＭ移動無線標準における音声伝送のように）インターリーブ(Interleaving)お
よびチャンネル符号化をする。受信機において、受信データは等化の後に相応し
て復号される。
記号間の干渉を引き起こすような、時間依存する多経路の受信によって特徴づけ
られる。このような記号間の干渉を扱うことを可能とするため、受信されたデー
タは受信側において等化されねばならない。送信側においては、急激に変化する
伝送条件を考慮し、また隣接のチャンネルと共通のチャンネルとの干渉を抑制す
るために、セル方式ネットワークにおいて送信されるデータを、通常（例えばＧ
ＳＭ移動無線標準における音声伝送のように）インターリーブ(Interleaving)お
よびチャンネル符号化をする。受信機において、受信データは等化の後に相応し
て復号される。
【０００２】
図４は、上述のような移動無線システムにおける伝送モデルの一例を説明する
ものであり、チャンネル６を介して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線
受信機７とを示している。
ものであり、チャンネル６を介して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線
受信機７とを示している。
【０００３】
送信機１においては、例えば音声情報のような送信するための情報は、ソース
符号器２によって、まず第１にデジタル信号、すなわち２値記号の列に変換され
、次にソース符号化されたデータ語またはデータベクトルの形式で出力される。
チャンネル符号器３は、各データ語を、インターリーバ(Interleaver)４によっ
て記号の順序が変更される、すなわちインターリーブされるような、符号語へと
変換する。理想的には、このインターリーブの動作は、符号語の任意の２つの記
号が、インターリーバ４の２つの異なる出力語へと変換されるようになされる。
そして、フォーマッタ５は、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに
（いわゆるテール記号(Tail-Symbole)などの）所定の数の公知の記号を付加して
、無線周波数チャンネル６を介して受信機７へと送信される伝送データ語または
伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。図４に示すチャンネル６は、送信機
１の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（伝送チャンネル
）と、受信機の受信機入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変換器とを備え
ている。
符号器２によって、まず第１にデジタル信号、すなわち２値記号の列に変換され
、次にソース符号化されたデータ語またはデータベクトルの形式で出力される。
チャンネル符号器３は、各データ語を、インターリーバ(Interleaver)４によっ
て記号の順序が変更される、すなわちインターリーブされるような、符号語へと
変換する。理想的には、このインターリーブの動作は、符号語の任意の２つの記
号が、インターリーバ４の２つの異なる出力語へと変換されるようになされる。
そして、フォーマッタ５は、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに
（いわゆるテール記号(Tail-Symbole)などの）所定の数の公知の記号を付加して
、無線周波数チャンネル６を介して受信機７へと送信される伝送データ語または
伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。図４に示すチャンネル６は、送信機
１の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（伝送チャンネル
）と、受信機の受信機入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変換器とを備え
ている。
【０００４】
受信機７、等化器８、デインターリーバ(Deinterleaver)９およびチャンネル
復号器１０は、受信列であるベクトルｚを用いて、最も可能性が高く信頼できる
、元々の伝送列であるベクトルｃを、連帯して決定するようになっている。この
目的のため、いわゆるソフトな決定を用いて、信頼性情報(Zuverlaessigkeitsin
formationen)ｑがチャンネル復号器１０のために生成される。ここで、上記情報
は、受信したそれぞれの記号において、受信した記号が例えば送信した '-1'か
又は '+1'かのいずれかに基づいているかという推測的な確率を意味する。上述
の信頼性情報を生成するためにチャンネル６がモデル化され、得られたチャンネ
ルモデルは、状態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応す
る格子状(Trellis)ダイアグラムによって表されている。いわゆるビテルビ(Vite
rbi)アルゴリズムを適用するために、格子状ダイアグラムを用いて、確率表示形
式の上述した信頼性情報ｑを決定することができる。ビテルビアルゴリズムを用
いた信頼性情報の決定に関するより詳細な説明については、“デジタルコミュニ
ケーション(Digital Communications)”、プロアキス(Proakis), J.G.,マグロウ
ヒル、ニューヨーク、１９８３、または、“時間変化する記号間の干渉によって
揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-O
ptimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Int
erference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バ
イヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEEを参照されたい。
復号器１０は、受信列であるベクトルｚを用いて、最も可能性が高く信頼できる
、元々の伝送列であるベクトルｃを、連帯して決定するようになっている。この
目的のため、いわゆるソフトな決定を用いて、信頼性情報(Zuverlaessigkeitsin
formationen)ｑがチャンネル復号器１０のために生成される。ここで、上記情報
は、受信したそれぞれの記号において、受信した記号が例えば送信した '-1'か
又は '+1'かのいずれかに基づいているかという推測的な確率を意味する。上述
の信頼性情報を生成するためにチャンネル６がモデル化され、得られたチャンネ
ルモデルは、状態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応す
る格子状(Trellis)ダイアグラムによって表されている。いわゆるビテルビ(Vite
rbi)アルゴリズムを適用するために、格子状ダイアグラムを用いて、確率表示形
式の上述した信頼性情報ｑを決定することができる。ビテルビアルゴリズムを用
いた信頼性情報の決定に関するより詳細な説明については、“デジタルコミュニ
ケーション(Digital Communications)”、プロアキス(Proakis), J.G.,マグロウ
ヒル、ニューヨーク、１９８３、または、“時間変化する記号間の干渉によって
揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-O
ptimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Int
erference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バ
イヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEEを参照されたい。
【０００５】
チャンネル符号化したデータの送信は、伝送セキュリティが高いことに加えて
、チャンネル復号化に伴ってビット誤り率(Bitfehlerrate)(BER)に関する情報ｐ
を得ることができるという利点もある。それゆえ、例えば復号の際に合成演算符
号を用いるときには、復号において訂正される誤りの数を容易に決定することが
でき、これによってビット誤り率を適切に求めることができる。
、チャンネル復号化に伴ってビット誤り率(Bitfehlerrate)(BER)に関する情報ｐ
を得ることができるという利点もある。それゆえ、例えば復号の際に合成演算符
号を用いるときには、復号において訂正される誤りの数を容易に決定することが
でき、これによってビット誤り率を適切に求めることができる。
【０００６】
しかし、データが符号化されない形式で伝送される移動無線システムも知られ
ており、このため（例えばＧＰＲＳシステムのように）図４に示すチャンネル符
号器３とチャンネル復号器１０とは不要となることがある。このような場合には
、ビット誤り率を異なる方法によって見積もらなければならない。
ており、このため（例えばＧＰＲＳシステムのように）図４に示すチャンネル符
号器３とチャンネル復号器１０とは不要となることがある。このような場合には
、ビット誤り率を異なる方法によって見積もらなければならない。
【０００７】
文献WO 98/07240 A1には、無線送信機と無線受信機との間での通信品質を見積 もることを可能とする方法が開示されている。この方法は、ビテルビアルゴリズ ムに基づいている。目的を達成するため、格子状ダイアグラムの各点において、 ２つのいわゆる推移値(Uebergangswerte)を計算する。この推移値は、その点へ
推移する確率の対数に相当する。格子状ダイアグラムの各列において、２つの推 移値の最大値および２つの最大値間の差を決定する。送信機と受信機とからなる 無線システムにおける通信品質は、上記差分値から推測される。
推移する確率の対数に相当する。格子状ダイアグラムの各列において、２つの推 移値の最大値および２つの最大値間の差を決定する。送信機と受信機とからなる 無線システムにおける通信品質は、上記差分値から推測される。
【０００８】
文献US 5,119,400 Aには、無線送信機と無線受信機との間での通信品質を見積 もるために用いる、別の方法が記載されている。この方法は、無線受信機に組み 込まれた等化器による信頼性情報の生成を含んでいる。この信頼性情報は、無線 受信機において受信されたデータと無線送信機において送信されたデータとが対 応する確率を意味する。
【０００９】
本発明は、無線受信機におけるビット誤り率の見積方法およびそのための無線
受信機を特定することを目的とし、それによって、特に、データを符号化しない
伝送の場合においても、ビット誤り率の信頼できる見積もりを可能とする。
受信機を特定することを目的とし、それによって、特に、データを符号化しない
伝送の場合においても、ビット誤り率の信頼できる見積もりを可能とする。
【００１０】
本発明によれば、請求項１の特徴を有する方法および請求項８の特徴を有する
無線受信機によって、上述の目的を達成することができる。それぞれの場合の従
属する請求項は、本発明のより好ましく有利な実施の形態を特徴づけるものであ
る。
無線受信機によって、上述の目的を達成することができる。それぞれの場合の従
属する請求項は、本発明のより好ましく有利な実施の形態を特徴づけるものであ
る。
【００１１】
本発明によれば、無線受信機に存在するか、またはいずれにせよ生成されるか
する信頼性情報であって、特にいわゆるソフトな決定の情報の形式となっている
信頼性情報から、受信信号のビット誤り率に関する情報を導出できる。したがっ
て、完全バースト(kompletten Burst)に対応するビット誤り率を受信機において
比較的簡単な方法で計算できる。
する信頼性情報であって、特にいわゆるソフトな決定の情報の形式となっている
信頼性情報から、受信信号のビット誤り率に関する情報を導出できる。したがっ
て、完全バースト(kompletten Burst)に対応するビット誤り率を受信機において
比較的簡単な方法で計算できる。
【００１２】
上記信頼性情報を、それぞれの無線チャンネルを記述する格子状ダイアグラム
における、最適な'+1'の経路と最適な'-1'または'0'の経路との経路計量(Pfadme
triken)によって近似することができる場合には、単純化およびそれによる費用
の削減を達成できる。
における、最適な'+1'の経路と最適な'-1'または'0'の経路との経路計量(Pfadme
triken)によって近似することができる場合には、単純化およびそれによる費用
の削減を達成できる。
【００１３】
本発明は、特に、例えばＧＳＭ移動無線システムのような移動無線システムに
おけるビット誤り率の見積もりに適しており、例えばＧＳＭを発展させたＥＤＧ
Ｅ(GSM-Weiterbildung EDGE)に従ったＥＧＰＲＳシステムにおいて提供されてい
る、多値記号アルファベット(mehrwertige Symbolalphabete)に適用することが
できる。
おけるビット誤り率の見積もりに適しており、例えばＧＳＭを発展させたＥＤＧ
Ｅ(GSM-Weiterbildung EDGE)に従ったＥＧＰＲＳシステムにおいて提供されてい
る、多値記号アルファベット(mehrwertige Symbolalphabete)に適用することが
できる。
【００１４】
本発明は、以下において、添付した図面を参照し、好ましい実施の形態を用い
て、より詳細に説明される。
て、より詳細に説明される。
【００１５】
本発明は、以下の前提、すなわち、既に図４を参照して説明したように、受信
機において、受信信号は、自身が行った等化に関する信頼性情報をいわゆるソフ
トな決定の形式で出力する等化器によって等化されるという前提に基づくもので
ある。上記信頼性情報を得るための基本原理について、本発明の理解に必要な限
度において、以下で簡潔に説明する。
機において、受信信号は、自身が行った等化に関する信頼性情報をいわゆるソフ
トな決定の形式で出力する等化器によって等化されるという前提に基づくもので
ある。上記信頼性情報を得るための基本原理について、本発明の理解に必要な限
度において、以下で簡潔に説明する。
【００１６】
上述したように、上記信頼性情報は、特定のいわゆるソフトな決定によって得
られる情報である。固定した一つのみの決定閾値を用いるハードな決定と比較し
て、ソフトな決定においては多数の決定閾値が用いられ、これにより、決定にお
ける安全性を非常に向上できる。したがって、例えばＧＳＭ受信機や、ＧＳＭ移
動無線標準の将来的な拡張に従ったＥＤＧＥによって提供される等化器は、一方
では受信した信号を適切に等化するとともに、他方では上述した信頼性情報を提
供するようになっている。
られる情報である。固定した一つのみの決定閾値を用いるハードな決定と比較し
て、ソフトな決定においては多数の決定閾値が用いられ、これにより、決定にお
ける安全性を非常に向上できる。したがって、例えばＧＳＭ受信機や、ＧＳＭ移
動無線標準の将来的な拡張に従ったＥＤＧＥによって提供される等化器は、一方
では受信した信号を適切に等化するとともに、他方では上述した信頼性情報を提
供するようになっている。
【００１７】
本発明の基礎となる原理を導出し、説明するために、（既に述べた）次の文献
、すなわち“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最
適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Da
ta Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング
コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９
０、IEEE、を以下において参照し、また、特に、図１に示す、チャンネル６を介
して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線受信機７とのような、本発明の
無線通信システムにおける伝送モデルについて参照する。図１に示す移動無線シ
ステムにおいては、図４と反対に、チャンネル符号化やチャンネル復号化は示し
ていない。
、すなわち“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最
適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Da
ta Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング
コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９
０、IEEE、を以下において参照し、また、特に、図１に示す、チャンネル６を介
して互いに通信する移動無線送信機１と移動無線受信機７とのような、本発明の
無線通信システムにおける伝送モデルについて参照する。図１に示す移動無線シ
ステムにおいては、図４と反対に、チャンネル符号化やチャンネル復号化は示し
ていない。
【００１８】
上述したように、送信機１においては、送信される情報は、ソース符号器２に
よってデジタルデータ語に変換され、インターリーバ４によって順序の交換、す
なわち、インターリーブがなされる。フォーマッタ５は、以下に詳細に説明する
チャンネルのモデルの始めと終わりとの状態を決めるため、Ｊ個の公知の記号（
いわゆるテール記号）を、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに付
加する。それゆえ、フォーマッタ５は、ベクトルｃ＝（Ｃ1- J ,...,ｃ1,ｃ2,...,
ＣM)、ただしＭ＝Ｉ＋Ｊで、Ｉはインターリーバ４のデータ語出力の長さを示す
ような、伝送語または伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。
よってデジタルデータ語に変換され、インターリーバ４によって順序の交換、す
なわち、インターリーブがなされる。フォーマッタ５は、以下に詳細に説明する
チャンネルのモデルの始めと終わりとの状態を決めるため、Ｊ個の公知の記号（
いわゆるテール記号）を、インターリーバ４の各データ語の始めと終わりとに付
加する。それゆえ、フォーマッタ５は、ベクトルｃ＝（Ｃ1- J ,...,ｃ1,ｃ2,...,
ＣM)、ただしＭ＝Ｉ＋Ｊで、Ｉはインターリーバ４のデータ語出力の長さを示す
ような、伝送語または伝送ベクトルであるベクトルｃを出力する。
【００１９】
図１に示すチャンネル６は、図２に示すチャンネルモデルとして表現できるも
のであり、送信機の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（
伝送チャンネル）と、受信機の受信入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変
換器とを含んでいる。チャンネルモデルは、個々のバッファに記憶された伝送記
号ＣM...ＣM-Lが積算器１２を介して加算器１３によって足しこまれるような、
Ｌ個の記憶ステージを備えた状態マシン(Zustandsmaschine)に相当する。係数ｈ 0 ...ｈLは、チャンネル衝撃応答(Kanalimpulsantwort)の係数に相当する。この
モデルは、伝送チャンネルに生じるノイズを、加算器１４を用いて加算器１３の
出力信号に重ねあわされ、その結果として受信機において受信記号Ｚmを得るこ
とのできるような、出力σ2の加算白色ガウスノイズ(additiven weissen Gaussr
auschens)(AWGN)の形式で考慮している。
のであり、送信機の変調器および増幅器の他に(u.a.)、実際のＲＦチャンネル（
伝送チャンネル）と、受信機の受信入力ステージ、入力フィルタおよびＡ／Ｄ変
換器とを含んでいる。チャンネルモデルは、個々のバッファに記憶された伝送記
号ＣM...ＣM-Lが積算器１２を介して加算器１３によって足しこまれるような、
Ｌ個の記憶ステージを備えた状態マシン(Zustandsmaschine)に相当する。係数ｈ 0 ...ｈLは、チャンネル衝撃応答(Kanalimpulsantwort)の係数に相当する。この
モデルは、伝送チャンネルに生じるノイズを、加算器１４を用いて加算器１３の
出力信号に重ねあわされ、その結果として受信機において受信記号Ｚmを得るこ
とのできるような、出力σ2の加算白色ガウスノイズ(additiven weissen Gaussr
auschens)(AWGN)の形式で考慮している。
【００２０】
受信機７において、等化器８は、その他に(u.a.)、（変化させられた）受信列
であるベクトルｚを用いて元々の送信列であるベクトルｃを最も確からしく信頼
ができるように決定する役目をもつ。このために、ソフトな決定を用いて、信頼
性情報ｑが生成される。ここで、上記情報は、受信したそれぞれの記号において
、受信した記号が送信された“+1”に基づくものか又は“-1”に基づくものかと
いう推測的な確率を意味する。
であるベクトルｚを用いて元々の送信列であるベクトルｃを最も確からしく信頼
ができるように決定する役目をもつ。このために、ソフトな決定を用いて、信頼
性情報ｑが生成される。ここで、上記情報は、受信したそれぞれの記号において
、受信した記号が送信された“+1”に基づくものか又は“-1”に基づくものかと
いう推測的な確率を意味する。
【００２１】
“最適なＭＡＰ(Maximum A-Priori Probability)”等化器は、それぞれの（２
値の）伝送記号Ｃnのためのソフトな決定情報として、値
値の）伝送記号Ｃnのためのソフトな決定情報として、値
【００２２】
【数６】
【００２３】
を提供する。
【００２４】
高次の記号アルファベット(Symbolalphabet)
【００２５】
【数７】
【００２６】
および
【００２７】
【数８】
【００２８】
を前提とするときは、ソフトな決定情報は、各ビットについてそれぞれ別個に、
【００２９】
【数９】
【００３０】
のように計算できる。
【００３１】
例えばＧＳＭをさらに発展させたＥＤＧＥ(Enhanced Data Services for GSM
Evolution)において、高次の記号アルファベットが用いられる。
Evolution)において、高次の記号アルファベットが用いられる。
【００３２】
各受信ベクトルであるベクトルｚを、以下
【００３３】
【数１０】
【００３４】
のように、確率密度を用いて統計的に記述することができる。
【００３５】
公式（５）によれば、各受信ベクトルであるベクトルｃの個々の記号について
、確率 Ｐ{ベクトルZn|Cn} を求めることができる。
、確率 Ｐ{ベクトルZn|Cn} を求めることができる。
【００３６】
ｑ(Cn)の符号は、Ｃnの最も有力な情報内容であり、ｑの絶対値はこの情報内
容の信頼性の尺度となる。
容の信頼性の尺度となる。
【００３７】
この信頼性情報ｑ(Cn)を生成するために、図２に示すチャンネルモデルは、状
態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応する格子状ダイア
グラムによって表されている。この場合には、格子(Trellis)は、新たな記号Ｃm に応じてチャンネルのその時点ごとの新たな状態を特定するようになっており、
その時点μの格子状態は、以下でＳμ＝(Ｃμ-L+1,...,Ｃμ)で定義されるＳμ
で指定される。
態遷移の形式でチャンネルの振る舞いを記述するような、対応する格子状ダイア
グラムによって表されている。この場合には、格子(Trellis)は、新たな記号Ｃm に応じてチャンネルのその時点ごとの新たな状態を特定するようになっており、
その時点μの格子状態は、以下でＳμ＝(Ｃμ-L+1,...,Ｃμ)で定義されるＳμ
で指定される。
【００３８】
各々の状態変化Ｓμ-1→Ｓμには、後にこの状態変化の確率を見積もるために
評価される計量の増分が割り当てられ、この計量の増分は以下の公式
評価される計量の増分が割り当てられ、この計量の増分は以下の公式
【００３９】
【数１１】
【００４０】
によって定義される。
【００４１】
式（１）によるソフトな決定情報の対数の決定は、ＭＡＰアルゴリズムの出力
である状態の計量を変換せずに取り入れることができるという利点を有している
。
である状態の計量を変換せずに取り入れることができるという利点を有している
。
【００４２】
この計量公式（６）を用いて、個々の格子またはタイムステップμごとに各状
態Ｓμに相当する確率を計算するために、図２に示すチャンネル６に相当する格
子を評価することができる。この場合には、前進方向および後退方向に向かって
格子全体にわたってこの手順がなされる。以下において、例えば、“時間変化す
る記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な
検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-V
arying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch
)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、において記載
されている、“最も確からしい列の見積もり(Maximum likelihood Sequence Est
imation)”アルゴリズム(MLSE)のような、受信語であるベクトルｚを処理するア
ルゴリズムを詳細に説明する。
態Ｓμに相当する確率を計算するために、図２に示すチャンネル６に相当する格
子を評価することができる。この場合には、前進方向および後退方向に向かって
格子全体にわたってこの手順がなされる。以下において、例えば、“時間変化す
る記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および準最適な
検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed by Time-V
arying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch
)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、において記載
されている、“最も確からしい列の見積もり(Maximum likelihood Sequence Est
imation)”アルゴリズム(MLSE)のような、受信語であるベクトルｚを処理するア
ルゴリズムを詳細に説明する。
【００４３】
格子を後退方向にたどるときには、μ＝Ｍからμ＝Ｌまでの各格子ステップμ
と各格子状態Ｓμとについて、以下の回帰式(Rekursion)
と各格子状態Ｓμとについて、以下の回帰式(Rekursion)
【００４４】
【数１２】
【００４５】
を用いて、後退方向の計量Λb(Ｓμ)を計算することができる。
【００４６】
二つの状態Ｓ'μとＳ"μとは、それぞれ状態値ｃμ＝＋１とｃμ＝−１との存
在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
【００４７】
同様に、前進方向の計量Λf(Ｓμ)は、各格子状態Ｓμごとに、以下の回帰式
【００４８】
【数１３】
【００４９】
を用いて計算することができる。
【００５０】
この場合には、二つの状態Ｓ'μ-1とＳ"μ-1とは、それぞれ状態値Ｃμ-L＝＋
１と、Ｃμ-L＝−１との存在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
１と、Ｃμ-L＝−１との存在によって与えられる状態Ｓμによって定義される。
【００５１】
格子の各状態遷移Ｓμ-1→Ｓμにおいて、計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)
およびΛb(Ｓμ)を足し合わせて、これらの逆指数をそれぞれｃμ-L＝−１の場
合とｃμ-L＝＋１の場合とについて、全ての状態Ｓμにわたって足し合わせると
、
およびΛb(Ｓμ)を足し合わせて、これらの逆指数をそれぞれｃμ-L＝−１の場
合とｃμ-L＝＋１の場合とについて、全ての状態Ｓμにわたって足し合わせると
、
【００５２】
【数１４】
【００５３】
のようになる。
【００５４】
結局、公式（９）の表現を用いると、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、公式（９
）を用いて計算できる値Ｃμ-L＝＋１およびＣμ-L＝−１を互いに関連づけるこ
とによって、時点μにおけるビットＣμ-Lのために計算でき、
）を用いて計算できる値Ｃμ-L＝＋１およびＣμ-L＝−１を互いに関連づけるこ
とによって、時点μにおけるビットＣμ-Lのために計算でき、
【００５５】
【数１５】
【００５６】
となる。
【００５７】
上記公式（９）を説明するために、図３Ａは、図２に示すチャンネルモデルに
おいてＬ＝２およびｃm＝＋１に対応する格子の詳細を示すものであり、一方、
図３Ｂは、同様の格子であってｃm＝−１に対応する格子を詳細に示すものであ
る。この場合においては、図３Ａおよび図３Ｂは、この例において公式（９）の
和に寄与する格子の経路のみを示している。さらに、図３Ａおよび図３Ｂには、
計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)およびΛb(Ｓμ)が示されている。
おいてＬ＝２およびｃm＝＋１に対応する格子の詳細を示すものであり、一方、
図３Ｂは、同様の格子であってｃm＝−１に対応する格子を詳細に示すものであ
る。この場合においては、図３Ａおよび図３Ｂは、この例において公式（９）の
和に寄与する格子の経路のみを示している。さらに、図３Ａおよび図３Ｂには、
計量Λf(Ｓμ-1)、λ(Ｓμ-1,Ｓμ)およびΛb(Ｓμ)が示されている。
【００５８】
最適であるソフトな決定値は、上述の手順を用いて信頼性情報として得ること
ができ、このアルゴリズムは、“時間変化する記号間の干渉によって揺動された
符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Det
ection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)
”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldr
ed Baier)、１９９０、IEEE、において、“最適であるソフトな決定のための等
価器アルゴリズム(Optimum Soft Decision Equalization Algorithm)”(OSDE)と
呼ばれている。
ができ、このアルゴリズムは、“時間変化する記号間の干渉によって揺動された
符号化データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Det
ection of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)
”、ウォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldr
ed Baier)、１９９０、IEEE、において、“最適であるソフトな決定のための等
価器アルゴリズム(Optimum Soft Decision Equalization Algorithm)”(OSDE)と
呼ばれている。
【００５９】
しかし、このアルゴリズムは大量の記憶容量を必要とするとともに計算方法と
して非常に複雑であるので、一方では複雑さを非常に減少させたアルゴリズムへ
の要求、また他方ではそれにもかかわらずできるだけ正確に信頼性情報を与える
ことのできるアルゴリズムへの要求があった。
して非常に複雑であるので、一方では複雑さを非常に減少させたアルゴリズムへ
の要求、また他方ではそれにもかかわらずできるだけ正確に信頼性情報を与える
ことのできるアルゴリズムへの要求があった。
【００６０】
この観点から、上述の“時間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化
データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection
of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウ
ォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Bai
er)、１９９０、IEEE、において、公式（９）における指数計算を単純化するこ
とが初めて提案されたのである。公式（９）は、一般に -ln(e-x + e-y)の形式
の表式を含んでおり、このような表式においては、
データの、最適な検出および準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection
of Coded Data Disturbed by Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウ
ォルフガング コッホ(Wolfgang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Bai
er)、１９９０、IEEE、において、公式（９）における指数計算を単純化するこ
とが初めて提案されたのである。公式（９）は、一般に -ln(e-x + e-y)の形式
の表式を含んでおり、このような表式においては、
【００６１】
【数１６】
【００６２】
のような関係が成り立つのである。
【００６３】
ここで、ｘ<<ｙかｘ>>ｙかの場合には、表式-ln(e-x + e-y)は、無視できる誤
差を除いて最小値min(ｘ,ｙ)によって近似できる。もし、後退方向への格子全体
にわたる計算をなしですますことができ、公式（９）における計量Λb(Ｓμ)を
全ての状態Ｓμについて０とすることができるなら、さらなる単純化を実現でき
る。
差を除いて最小値min(ｘ,ｙ)によって近似できる。もし、後退方向への格子全体
にわたる計算をなしですますことができ、公式（９）における計量Λb(Ｓμ)を
全ての状態Ｓμについて０とすることができるなら、さらなる単純化を実現でき
る。
【００６４】
公式（１０）による、時点μ−Ｌから時点μにおける信頼性情報の計算は、
【００６５】
【数１７】
【００６６】
のように単純化できる。
【００６７】
従来のビテルビアルゴリズムとの本質的な違いは、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)
を計算するためには、２Lの計量の集合から単に２つの最小値を選択することの
みが必要となる点にある。この準最適化されたアルゴリズムは、それゆえ、“時
間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および
準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed b
y Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfg
ang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、にお
いて、“ソフトな決定のためのビテルビ等化器(Soft Decision Veterbi Equaliz
er(SDVE))”と呼ばれている。
を計算するためには、２Lの計量の集合から単に２つの最小値を選択することの
みが必要となる点にある。この準最適化されたアルゴリズムは、それゆえ、“時
間変化する記号間の干渉によって揺動された符号化データの、最適な検出および
準最適な検出(Optimum And Sub-Optimum Detection of Coded Data Disturbed b
y Time-Varying Intersymbol Interference)”、ウォルフガング コッホ(Wolfg
ang Koch)及びアルドレッド バイヤー(Aldred Baier)、１９９０、IEEE、にお
いて、“ソフトな決定のためのビテルビ等化器(Soft Decision Veterbi Equaliz
er(SDVE))”と呼ばれている。
【００６８】
公式（１２）から分かるように、特に、この準最適化されたアルゴリズムによ
れば、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、一方では値+1(“最大１パス(Maximum One
Path)”, MOP)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路
に依存し、他方では値-1（または０）(“最大０パス(Maximum Zero Path)”, MZ
P)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路に依存する。
れば、ソフトな決定値ｑ(ｃμ-L)は、一方では値+1(“最大１パス(Maximum One
Path)”, MOP)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路
に依存し、他方では値-1（または０）(“最大０パス(Maximum Zero Path)”, MZ
P)のための時点μ−Ｌにおける最適な経路の計量をもつような経路に依存する。
【００６９】
ソフトな決定情報ｑ(ｃn)の決定については上述したので、上記ソフトな決定
情報による、本発明において提案するビット誤り率(BER)の見積もりについて、
以下で詳しく説明する。
情報による、本発明において提案するビット誤り率(BER)の見積もりについて、
以下で詳しく説明する。
【００７０】
図１に示すように、受信機７はビット誤り率見積器１５を備えており、このビ
ット誤り率見積器１５は、等化器８によって決定されるソフトな決定情報または
信頼性情報ｑ(ｃn)を受信し、上記情報に基づいてビットまたは記号誤り率に関
する見積もり情報ｐを生成する。
ット誤り率見積器１５は、等化器８によって決定されるソフトな決定情報または
信頼性情報ｑ(ｃn)を受信し、上記情報に基づいてビットまたは記号誤り率に関
する見積もり情報ｐを生成する。
【００７１】
公式（１）または（４）によるソフトな決定情報ｑ(ｃn)は、Ｋ個の組または
レベルへと量子化され、すなわち、
レベルへと量子化され、すなわち、
【００７２】
【数１８】
【００７３】
のような写像が成立する。
【００７４】
Ｋ個の組それぞれにおいて、組の誤り率ｐkを、公式（１）または（４）によ
って計算することができ、ｋの組の全ての記号について、
って計算することができ、ｋの組の全ての記号について、
【００７５】
【数１９】
【００７６】
が成立する。
【００７７】
ここで、公式（１４）において、ｑkはｋの組における記号誤り率を意味して
おり、ｐk＝Ｐ{ｃn＝−１}（したがってＰ{ｃn＝＋１}＝１−ｐk）を意味する。
おり、ｐk＝Ｐ{ｃn＝−１}（したがってＰ{ｃn＝＋１}＝１−ｐk）を意味する。
【００７８】
したがって、ある組における記号誤り率ｐkは、公式（１４）より、
【００７９】
【数２０】
【００８０】
となる。
【００８１】
完全バーストにおける記号誤り率に関する見積もり情報ｐについては、図１に
示すビット誤り率見積器１５によって、個々の組の誤り率ｐkから、
示すビット誤り率見積器１５によって、個々の組の誤り率ｐkから、
【００８２】
【数２１】
【００８３】
のように計算することができ、ここでｎkは各組ｋにおいて見積もられた記号の
数を示す。
数を示す。
【００８４】
したがって、公式（１６）によれば、ｐを計算するためには、バーストにおけ
る全ての記号誤り率の和を、バーストの記号の数で割ればよいことがわかる。
る全ての記号誤り率の和を、バーストの記号の数で割ればよいことがわかる。
【００８５】
ビット誤り率の見積もりは、ソフトな決定情報ｑ(ｃn)を上述の準最適化され
たアルゴリズムによって得ることができると仮定した場合には、単純化できる。
たアルゴリズムによって得ることができると仮定した場合には、単純化できる。
【００８６】
【数２２】
【００８７】
によれば、公式（１２）との比較により、同様に、以下の近似
【００８８】
【数２３】
【００８９】
【数２４】
【００９０】
を行うことができる。
【００９１】
上述のように、ＭＯＰは、時点μ−Ｌにおいて値＋１をもつ格子状ダイアグラ
ムの最適な経路における、上述の準最適化されたアルゴリズムによって計算され
る経路の計量を意味し、一方、ＭＳＰは、時点μ−Ｌにおいて値−１をもつ格子
状ダイアグラムの最適な経路における経路の計量を意味する（公式（１２）参照
）。
ムの最適な経路における、上述の準最適化されたアルゴリズムによって計算され
る経路の計量を意味し、一方、ＭＳＰは、時点μ−Ｌにおいて値−１をもつ格子
状ダイアグラムの最適な経路における経路の計量を意味する（公式（１２）参照
）。
【００９２】
公式（１８）および（１９）を用いて近似すると、等化器８のソフトな決定情
報ｑ(ｃn)は、公式（１）と対応して、
報ｑ(ｃn)は、公式（１）と対応して、
【００９３】
【数２５】
【００９４】
のように近似的に表現できる。
【００９５】
ここでＣはスケーリング定数を意味する。このように近似されたソフトな決定
情報は、上述のように複数の組へと分割され、すなわち量子化される。２値デー
タの伝送においては典型的には８つの組（Ｋ＝８）への分割であれば十分である
。公式（１５）によると、対応する組の誤り率ｐkは、各組においてｑkから計算
することができる。この完全バーストのためのビット誤り率ｐは、公式（１６）
による個々の組ごとの組の誤り率ｐkから得られる。
情報は、上述のように複数の組へと分割され、すなわち量子化される。２値デー
タの伝送においては典型的には８つの組（Ｋ＝８）への分割であれば十分である
。公式（１５）によると、対応する組の誤り率ｐkは、各組においてｑkから計算
することができる。この完全バーストのためのビット誤り率ｐは、公式（１６）
による個々の組ごとの組の誤り率ｐkから得られる。
【００９６】
これより、記号の数１１６でＫ＝８の典型的なＧＳＭバーストにおいて、以下
【００９７】
【数２６】
【００９８】
のようにビット誤り率を得ることができた。
【００９９】
上述した、値ＭＯＰおよびＭＺＰを用いたビット誤り率を見積もるための方法
を、シミュレーションによって試験した。このシミュレーション結果は図５に示
されており、この図５には、ビット誤り率（ＢＥＲ）がＣ／Ｉ比（各搬送信号と
隣接するチャンネルとの干渉との比）に対してプロットされ、ここで受信信号を
ＴＵ５０信号、隣接チャンネルとの干渉はＴＵ５０隣接チャンネルによるものと
仮定している。図５において、特性曲線（ａ）は上述の条件において計測された
ビット誤り率の曲線に相当し、一方特性曲線（ｂ)および（ｃ）はそれぞれＣ＝
１．１およびＣ＝１．３とした場合の上述の方法によって見積もられたビット誤
り率の曲線に相当する。図５から、実際のビット誤り率をこの近似見積法によっ
て比較的よい精度で見積もることができることが分かる。
を、シミュレーションによって試験した。このシミュレーション結果は図５に示
されており、この図５には、ビット誤り率（ＢＥＲ）がＣ／Ｉ比（各搬送信号と
隣接するチャンネルとの干渉との比）に対してプロットされ、ここで受信信号を
ＴＵ５０信号、隣接チャンネルとの干渉はＴＵ５０隣接チャンネルによるものと
仮定している。図５において、特性曲線（ａ）は上述の条件において計測された
ビット誤り率の曲線に相当し、一方特性曲線（ｂ)および（ｃ）はそれぞれＣ＝
１．１およびＣ＝１．３とした場合の上述の方法によって見積もられたビット誤
り率の曲線に相当する。図５から、実際のビット誤り率をこの近似見積法によっ
て比較的よい精度で見積もることができることが分かる。
【０１００】
以上に説明したビット誤り率の見積もりは、多値記号アルファベットに適用す
ることができるのはもちろんである。
ることができるのはもちろんである。
【図面の簡単な説明】
【図１】
本発明に係る移動無線受信機を含む移動無線伝送モデルの概略のブロック図で
ある。
ある。
【図２】
図１に示す上記移動無線システムのチャンネルのモデルである。
【図３】
図３Ａおよび図３Ｂは、格子状ダイアグラムにおける計量の計算(Metrikberec
hnung)を説明する図である。
hnung)を説明する図である。
【図４】
従来の移動無線受信機を含む移動無線伝送モデルの概略のブロック図である。
【図５】
本発明を用いたビット誤り率の見積もりによって得られる良好な結果を説明す
る図である。
る図である。
Claims (9)
- 【請求項１】 無線チャンネル（６）を介して無線受信機（７）の受信したデータ記号（ｚ）
が特定の送信値（ｃ）に基づくものかという確率を示す信頼性情報（ｑ）を上記
無線受信機（７）において生成する、無線受信機におけるビット誤り率の見積方
法において、 受信データ記号（ｚ）に相当する受信信号のビット誤り率に関するビット誤り
率情報（ｐ）を、上記信頼性情報（ｑ）を評価することによって得ることを特徴
とする無線受信機におけるビット誤り率の見積方法。 - 【請求項２】 上記信頼性情報（７）は上記無線受信機においてソフトな決定情報の形式で生
成され、 上記ビット誤り率情報（ｐ）は上記ソフトな決定情報（ｑ）を評価することに
よって得られることを特徴とする請求項１記載の方法。 - 【請求項３】 上記ビット誤り率情報は、上記ソフトな決定情報を複数の量子化レベルに量子
化し、対応する量子化レベルの記号誤り率情報の項目をそれぞれ量子化されたソ
フトな決定情報の項目から決定し、それに基づいて、Ｋを量子化レベルの数、ｎ k を量子化レベルｋにおいて見積もられた符号の数、ｐkを量子化レベルｋの記号
誤り率とした場合に、完全バーストにおけるビット誤り率情報ｐを以下の公式 【数１】 を用いて計算することによって得ることを特徴とする請求項２記載の方法。 - 【請求項４】 上記量子化レベルｋの記号誤り率情報ｐkを、同じ量子化レベルの上記量子化
されたソフトな決定情報ｑkから、以下の公式 【数２】 によって計算することを特徴とする請求項３記載の方法。 - 【請求項５】 受信した記号（ｚ）が第１の送信値に基づくものである確率をＰ１とし、一方
受信した記号（ｚ）が第２の送信値に基づくものである確率をＰ２とした場合に
、上記ソフトな決定情報ｑを公式 【数３】 によって決定し、 上記確率Ｐ１は上記無線チャンネル（６）を記述する格子状ダイアグラムの第
１の経路における経路の計量によって近似されるとともに、上記第１の経路は特
定の時点における最適な経路の計量を伴う上記第１の送信値をもつ格子状ダイア
グラムの経路であって、 上記確率Ｐ２は上記格子状ダイアグラムの第２の経路における経路の計量によ
って近似されるとともに、上記第２の経路は特定の時点における最適な経路の計
量を伴う上記第２の送信値をもつ格子状ダイアグラムの経路であることを特徴と
する請求項２ないし４のいずれか１項に記載の方法。 - 【請求項６】 ＭＯＰは格子状ダイアグラムの第１の経路における経路の計量を意味し、 ＭＺＰは格子状ダイアグラムの第２の経路における経路の計量を意味し、 σ2は上記無線チャンネル（６）において上記受信信号に重ね合わされるノイ
ズの大きさを意味する場合に、 値ln(Ｐ１)を値ＭＯＰ／２σ2によって近似し、 値ln(Ｐ２)を値ＭＺＰ／２σ2によって近似することを特徴とする請求項５に
記載の方法。 - 【請求項７】 上記ソフトな決定情報ｑは、スケーリング定数をＣとする以下の公式 【数４】 によって近似計算され、 その後にｋ個の量子化レベルへと量子化されることを特徴とする請求項６、請
求項３または４に記載の方法。 - 【請求項８】 無線チャンネル（６）を介して受信した無線信号を等化するとともに、受信デ
ータ記号（ｚ）が特定の送信値に基づくものかという確率を意味する信頼性情報
（ｑ）を生成する等化器（８）を備えている無線受信機において、 ビット誤り率見積器（１５）を備え、 上記ビット誤り率見積器（１５）は、上記受信データ記号（ｚ）に対応する受
信信号のビット誤り率に関するビット誤り率情報（ｐ）を、上記等化器（８）か
ら供給される上記信頼性情報（ｑ）を評価することによって得ることを特徴とす
る無線受信機。 - 【請求項９】 上記ビット誤り率見積器（１５）は、上記請求項１ないし７のいずれか１項に
記載の方法を実行することを特徴とする請求項８記載の無線受信機。
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