JP2003332850A - フィードフォワード増幅器およびフィードフォワード制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 パイロット信号源や狭帯域なフィルタを用い
る必要のない、低コストなフィードフォワード増幅器を
提供する。 【解決手段】 外部から入力された主信号を増幅する主
増幅器７を備え、該主増幅器７の出力に含まれている歪
み成分および上記主信号のｎ（ｎは２以上の整数）倍波
を検出する歪み検出回路１と、主増幅器７の出力から歪
み検出回路１にて検出された歪み成分およびｎ倍波を差
し引く歪み補償回路２と、歪み補償回路２の出力に含ま
れている上記ｎ倍波を検波する歪み検知回路３とを有す
る。歪み補償回路２は、歪み検知回路３にて検波される
ｎ倍波のレベルが最小になるように、歪み検出回路３に
て抽出された歪み成分およびｎ倍波の位相および利得を
調整するように構成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、高周波帯で使用さ
れる高周波増幅器に関し、特に主信号の増幅時に生じる
歪み成分を除去することができるフィードフォワード増
幅器に関する。さらには、本発明は、そのようなフィー
ドフォワード増幅器において行われるフィードフォワー
ド制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】通信システム、例えば携帯電話などで知
られている移動体通信システムでは、基地局や中継局に
は高周波増幅器が設けられるのが一般的である。高周波
増幅器では、多値伝送、あるいはマルチキャリヤ伝送の
ために、高出力化、低歪み化が要求される。この要請に
応えるために、高周波増幅器としてフィードフォワード
増幅器が利用されている。

【０００３】図９に、従来のフィードフォワード増幅器
の主要部を示す。このフィードフォワード増幅器の主要
部は、歪み抽出回路１０１、歪み補償回路１０２、歪み
検知回路１０３の３つの部分から構成される。

【０００４】歪み抽出回路１０１は、入力端子２１を介
して供給される入力信号を分配する１入力２出力型の方
向性結合器４と、方向性結合器４の一方の出力を入力と
する利得・位相調整器５と、利得・位相調整器５の出力
を増幅する主増幅器７と、特定の周波数（ここでは、上
記入力信号の周波数に近い周波数としている）を持つパ
イロット信号を発生するパイロット信号源３１と、主増
幅器７からの出力にパイロット信号源３１からのパイロ
ット信号を結合する２入力１出力型の方向性結合器３２
と、方向性結合器３２の出力信号を分配する１入力２出
力型の方向性結合器９と、方向性結合器４の他方の出力
に所定の遅延を与える遅延線８と、一方の入力に方向性
結合器４の他方の出力が遅延線８を介して供給され、他
方の入力に方向性結合器９の一方の出力が供給され、こ
れら入力を加算する加算器１０と、歪み補償回路１０２
から入力された直流電圧に応じて利得・位相調整器５に
おける利得・位相調整を制御する制御回路６とを備え
る。

【０００５】歪み補償回路１０２は、加算器１０の出力
を分配する１入力２出力型の方向性結合器１１と、方向
性結合器１１の一方の出力を入力とする利得・位相調整
回路１４と、利得・位相調整器１４の出力を増幅する補
助増幅器１７と、方向性結合器９の他方の出力に所定の
遅延を与える遅延線１３と、遅延線１３にて所定の遅延
が与えられた方向性結合器９の他方の出力に補助増幅器
１７の出力を結合する２入力１出力型の方向性結合器１
６と、方向性結合器１１の他方の出力のレベルを検波
し、そのレベルに応じた直流電圧を制御回路６に供給す
る検波器１２と、歪み検知回路１０３から入力された直
流電圧に応じて利得・位相調整器１４における利得・位
相調整を制御する制御回路１５とを備える。

【０００６】歪み検知回路１０３は、方向性結合器１６
の出力を分配する１入力２出力型の方向性結合器１９
と、方向性結合器１９の一方の出力に含まれているパイ
ロット信号レベルを検波し、そのパイロット信号レベル
に応じた直流電圧を制御回路１５に供給するパイロット
信号検波器１２とを備える。方向性結合器１９の他方の
出力は出力端子２２に供給されている。

【０００７】上記のように構成された従来のフィードフ
ォワード増幅器では、歪み抽出回路１０１において、主
増幅器７の非線形動作により発生する歪み成分が抽出さ
れる。具体的には、主増幅器７によって増幅される方向
性結合器４の一方の出力の位相を利得・位相調整器５に
より１８０度遅らせ（または進め）、これを加算器１０
にて方向性結合器４の他方の出力と合成することで歪み
成分が抽出される。制御回路６は、検波器１２から供給
される直流電圧レベル（主信号のレベル）が最小となる
ように、利得・位相調整器５における利得、位相の調整
を制御する。これにより、歪み成分が好適に抽出され
る。

【０００８】また、歪み抽出回路１０１では、方向性結
合器３２において主増幅器７の出力信号にパイロット信
号源３１からのパイロット信号を重畳させており、この
ため加算器１０の出力には、歪み成分に加えてパイロッ
ト信号が含まれる。歪み補償回路１０２では、この加算
器１０の出力に含まれているパイロット信号の位相を利
得・位相調整器１４により１８０度遅らせ（または進
め）、これを補助増幅器１７にて増幅した後、方向性結
合器４の他方の出力と合成する。そして、歪み検知回路
１０３において、重畳させたパイロット信号のレベルを
検波し、さらに、歪み補償回路１０２において、制御回
路１５が、その検波されたパイロット信号レベルをモニ
タしながら、パイロット信号レベルが最小となるよう
に、利得・位相調整器１４を制御する。これにより、主
信号に含まれている歪み成分を好適に除去することがで
きる。

【０００９】しかし、上述した従来のフィードフォワー
ド増幅器の場合、歪み抽出回路１０１と歪み補償回路１
０２および歪み検出回路１０３との間の平衡性を完全に
維持することは困難である。そこで、歪み検出回路１０
３と出力端子２２の間で、レベルおよび位相を調整した
パイロット信号を再度重畳し、主信号近傍のパイロット
信号と相殺させるようにしたものが提案されている（特
開平４−２３３８１１号公報参照）。

【００１０】また、上記の他、特開平１１−１５４８２
８号公報に記載されているような、パイロット信号を用
いずに、歪みの電力そのものを検出するように構成した
フィードフォワード歪補償増幅回路もある。図１０に、
このフィードフォワード歪補償増幅回路の概略構成を示
す。

【００１１】図１０に示すフィードフォワード歪補償増
幅回路は、入力信号を分配する分配器２０３、主回路、
歪み抽出回路および歪み補償回路からなる。主回路は、
分配器２０３の一方の出力を入力とする主増幅器２０４
と、主増幅器２０４の出力を分配する分配器２０５とを
有する。

【００１２】歪み抽出回路は、分配器２０３の他方の出
力の位相を調整するための位相器２０６と、分配器２０
５の一方の出力を入力とし、該入力のレベルを調整する
アッテネータ２０７と、アッテネータ２０７にてレベル
調整がなされたもの（分配器２０３の一方の出力で、主
増幅器２０４の非線形動作により発生する歪み成分を含
む）と位相器２０６にて位相調整がなされたもの（分配
器２０３の他方の出力で、歪み成分は含まない）とを合
成することで歪み成分を検出する合成器２０８と、合成
器２０８の出力について所定の帯域内の電力を検出する
電力検出器２０９と、電力検出器２０９にて検出される
電力が最小になるように、位相器２０６による位相調整
およびアッテネータ２０７によるレベル調整を制御する
コントローラ２１０とを有する。

【００１３】歪み補償回路は、合成器２０８の出力（歪
み成分）を入力とし、該入力の位相を調整する位相器２
１１と、位相器２１１の出力を入力とし、該入力のレベ
ルを調整するアッテネータ２１２と、アッテネータ２１
２の出力を増幅する増幅器２１３と、増幅器２１３にて
増幅された歪み成分と分配器２０５の他方の出力（主信
号）を合成することにより主信号から歪み成分を取り除
く合成器２１４と、合成器２１４の出力について予め設
定された周波数の電力を検出する電力検出器２１７と、
電力検出器２１７にて検出される電力が最小になるよう
に、位相器２１１による位相調整およびアッテネータ２
１２によるレベル調整を制御するコントローラ２１６と
を有する。

【００１４】上述したフィードフォワード歪補償増幅回
路では、入力されたキャリアＡ、Ｂが主増幅器２０４に
よって増幅されるが、このとき主増幅器２０４の出力に
これら入力キャリアの周波数差に当たる（２Ａ−Ｂ）あ
るいは（２Ｂ−Ａ）の歪み成分が現れる。そして、歪み
補償回路内で、合成器２０８から入力される（２Ａ−
Ｂ）あるいは（２Ｂ−Ａ）の歪み成分が位相器２１１、
アッテネータ２１２および増幅器２１３を順次経た後、
合成器２１４にて分配器２０５から入力される主信号と
合成される。電力検出器２１７が（２Ａ−Ｂ）あるいは
（２Ｂ−Ａ）の周波数の電力を測定し、コントローラ２
１６が、電力検出器２１７にて検出される電力が最小に
なるように、位相器２１１による位相調整およびアッテ
ネータ２１２によるレベル調整を制御することで歪み補
償が行われる。これにより、効果的に歪み改善を行うこ
とができる。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来のフィードフォワード増幅器には、以下のような
問題がある。

【００１６】図９に示したものにおいては、パイロット
信号源３１を必要とする分、コストが高くなる。また、
パイロット信号周波数は主信号周波数の近傍に配置され
るため、以下のような問題もある。

【００１７】図１１に、図９に示したフィードフォワー
ド増幅回路の出力の、主信号周波数近傍の周波数スペク
トルの一例を示す。パイロット信号周波数は主信号周波
数の近傍に配置されると、不要波であるパイロット信号
のリーク成分が、主信号周波数の近傍（主信号と３次歪
み成分の間）に出力される問題がある。さらに、パイロ
ット信号レベルを所定レベル以下に低減させるために、
高周波シールド強化、プリント基板のグランド強化等、
特別なパイロット信号リーク対策を施す必要がある。

【００１８】特開平４−２３３８１１号公報に記載のも
のにおいては、レベル、位相を調整した別のパイロット
信号を再度重畳して、主信号近傍のパイロット信号と相
殺させる構成を付加しているため、コスト面ではさらに
不利なものとなる。

【００１９】特開平１１−１５４８２８号公報に記載の
ものにおいては、パイロット信号を用いないため上述の
問題は生じないが、以下のような新たな問題を生じる。

【００２０】（２Ａ−Ｂ）あるいは（２Ｂ−Ａ）の歪み
成分は主信号近傍に現れる。例えば、ＡとＢの周波数差
がＡの周波数の０．５％である場合（Ｂ＝Ａ＋Ａ×０．
００５）、 ２Ａ−Ｂ＝Ａ−Ａ×０．００５ ２Ｂ−Ａ＝Ａ＋Ａ×０．０１（＝Ｂ＋Ａ×０．００５） となる。この場合、電力検出器２１７にて検出誤差を生
じないためには、例えば図１２に示すように、歪み成分
のみを抽出し、主信号成分（歪み成分よりレベルが高
い）を減衰させるような、比帯域０．５％程度の狭帯域
なフィルタが必要になることが予想される。このような
フィルタの使用は現実的ではない。

【００２１】また、歪み成分の周波数は予め分かってい
ることが前提となることから、上記のような狭帯域なフ
ィルタを使用する場合、歪み成分の周波数は０．５％程
度の精度で分かっていなければならず、これは非常に困
難である。

【００２２】なお、特開平２００１−２０３５２９号公
報に記載されているように、歪み成分を含んだ信号をダ
ウンコンバートしてから歪み成分のみを抽出すること
で、歪み成分の抽出に必要なフィルタの比帯域は５０％
程度まで広げることが可能であり、この手法を適用する
ことで上記狭帯域フィルタの必要性の問題を解決するこ
とは可能である。しかし、この場合は、ダウンコンバー
ト用の回路、例えば局部発信器やミキサ等が必要とな
り、その分、コストが高くなる。また、局部発信器にて
発生した信号が不要波として出力される可能性がある。
加えて、その不要波の出力レベルをある所要レベル以下
に下げるために、高周波シールドなどの対策が必要とな
り、結果的にコストが高くなる。

【００２３】本発明の目的は、パイロット信号源や狭帯
域なフィルタを用いる必要のない、低コストなフィード
フォワード増幅器およびフィードフォワード制御方法を
提供することにある。

【００２４】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明のフィードフォワード増幅器は、外部から入
力された主信号を増幅する増幅手段を備え、該増幅手段
の出力に含まれている歪み成分および前記主信号のｎ
（ｎは２以上の整数）倍波を検出する歪み検出手段と、
前記増幅手段の出力から前記歪み検出手段にて検出され
た歪み成分およびｎ倍波を差し引く歪み補償手段と、前
記歪み補償手段の出力に含まれている前記ｎ倍波を検波
する歪み検知手段とを有し、前記歪み補償手段は、前記
歪み検知手段にて検波されるｎ倍波のレベルが最小にな
るように、前記歪み検出手段にて抽出された歪み成分お
よびｎ倍波の位相および利得を調整するように構成され
ていることを特徴とする。

【００２５】本発明のフィードフォワード制御方法は、
外部から入力された主信号を増幅器で増幅する第１のス
テップと、前記増幅器の出力に含まれている歪み成分お
よび前記主信号のｎ（ｎは２以上の整数）倍波を少なく
とも検出する第２のステップと、前記第２のステップに
て検出された歪み成分およびｎ倍波の利得および位相を
調整する第３のステップと、前記第３のステップにて利
得および位相の調整が施された歪み成分およびｎ倍波を
増幅する第４のステップと、前記増幅器の出力から前記
第４のステップにて増幅された歪み成分およびｎ倍波を
差し引く第５のステップと、前記第５のステップにて歪
み成分およびｎ倍波が差し引かれた後の前記増幅器の出
力から前記ｎ倍波を検波する第５のステップと、前記第
５のステップにて検波されるｎ倍波のレベルが最小にな
るように、前記第３のステップにおける歪み成分および
ｎ倍波の位相および利得の調整を制御する第６のステッ
プとを含むことを特徴とする。

【００２６】上記のとおりの本発明においては、主信号
のｎ倍波のレベルが最小になるように歪み補償が行わ
れ、パイロット信号は用いない。よって、パイロット信
号を用いる従来のフィードフォワード器に比べて、パイ
ロット信号源などが必要なくなる分、コストの面で有利
なものとなる。

【００２７】また、ｎ倍波は主信号の周波数から十分に
離れているので、そのｎ倍波を検出するのに使用される
フィルタは広帯域のものでよい。したがって、本発明で
は、従来のような比帯域０．５％程度の狭帯域なフィル
タやダウンコンバート用の回路が使用されることはな
く、また、歪み成分の周波数が０．５％程度の精度で分
かっている必要もない。

【００２８】さらに、従来のものでは、ｎ倍波は不要波
となって問題となるが、本発明によれば、主信号を増幅
する増幅器の出力からｎ倍波を取り除くことで、同時に
歪みが取り除かれるようになっているので、ｎ倍波が不
要波となって問題になることはない。

【００２９】

【発明の実施の形態】次に、本発明の実施形態について
図面を参照して説明する。

【００３０】図１は、本発明の一実施形態であるフィー
ドフォワード増幅器の概略構成を示すブロック図であ
る。このフィードフォワード増幅器は、歪み抽出回路
１、歪み補償回路２、歪み検知回路３から構成される。

【００３１】歪み抽出回路１は、入力端子２１を介して
供給される入力信号を分配する１入力２出力型の方向性
結合器４と、方向性結合器４の一方の出力を入力とする
利得・位相調整器５と、利得・位相調整器５の出力を増
幅する主増幅器７と、主増幅器７の出力信号を分配する
１入力２出力型の方向性結合器９と、方向性結合器４の
他方の出力に所定の遅延を与える遅延線８と、一方の入
力に方向性結合器４の他方の出力が遅延線８を介して供
給され、他方の入力に方向性結合器９の一方の出力が供
給され、これら入力を加算する加算器１０と、歪み補償
回路２から入力される直流電圧に応じて利得・位相調整
器５における利得・位相調整を制御する制御回路６とを
備える。

【００３２】歪み補償回路２は、加算器１０の出力を分
配する１入力２出力型の方向性結合器１１と、方向性結
合器１１の一方の出力を入力とする利得・位相調整回路
１４と、利得・位相調整器１４の出力を増幅する補助増
幅器１７と、方向性結合器９の他方の出力に所定の遅延
を与える遅延線１３と、遅延線１３にて所定の遅延が与
えられた方向性結合器９の他方の出力に補助増幅器１７
の出力を結合する２入力１出力型の方向性結合器１６
と、方向性結合器１１の他方の出力のレベルを検波し、
そのレベルに応じた直流電圧を制御回路６に供給する検
波器１２と、歪み検知回路３から入力される直流電圧に
応じて利得・位相調整器１４における利得・位相調整を
制御する制御回路１５とを備える。

【００３３】歪み検知回路３は、方向性結合器１６の出
力を分配する１入力２出力型の方向性結合器１８と、方
向性結合器１８の一方の出力を入力とし、該入力に含ま
れている、主信号のｎ倍波（ｎは２以上の整数）を通過
させる帯域通過フィルタ１９と、帯域通過フィルタ１９
を通過したｎ倍波のレベルを検波し、そのレベルに応じ
た直流電圧を制御回路１５に供給する高周波検波器２０
とを備える。方向性結合器１８の他方の出力は出力端子
２２に供給されている。方向性結合器１８は、その結合
量がｎ倍波にて最大となり、主信号ではｎ倍波の場合に
比べて小さくなるように構成されており、これにより、
方向性結合器１８入出力間（この出力は出力端子２２側
を指す）での主信号の減衰量の低減を図っている。

【００３４】次に、本実施形態のフィードフォワード増
幅器の動作について説明する。図２は、図１に示したフ
ィードフォワード増幅器の動作を説明するためのフロー
チャート図である。以下、入力信号がＣＷ波２波である
と仮定して、図２を参照して動作説明を行う。

【００３５】入力端子２１に供給された入力信号は歪み
抽出回路１に入力される（ステップＳ１０）。歪み抽出
回路１では、入力信号が方向性結合器４にて分配される
（ステップＳ１１）。方向性結合器４の第１の出力は、
利得・位相調整器５にて位相および利得が調整され（ス
テップＳ１２）、主増幅器７にて増幅された後（ステッ
プＳ１３）、方向性結合器９に入力され、この方向性結
合器９にてさらに分配される（ステップＳ１４）。方向
性結合器４の第２の出力は、遅延線８にて位相を１８０
°遅らせた（または進められた）後（ステップＳ１
５）、加算器１０の一方の入力に供給され、方向性結合
器９の第１の出力はそのまま加算器１０の他方の入力に
供給される。

【００３６】図３は、方向性結合器９の第２の出力（遅
延線１３に接続された出力ライン）の周波数スペクトル
の一例を示す図である。この例から分かるように、方向
性結合器９の第２の出力（主増幅器７の出力に対応す
る）には、周波数の異なる２つの主信号（それぞれの周
波数は近接している）と、主増幅器７の非線形動作によ
り発生する３次歪み成分および５次歪み成分が含まれて
いる。３次歪み成分のレベルは、主信号のレベルより低
いが、５次歪み成分のレベルよりは高い。また、主信号
の高周波側にはｎ（ｎは２以上の整数）倍波がある。こ
のｎ倍波の近傍にも主信号の近傍で生じた３次歪み成分
および５次歪み成分に相当する歪み成分が存在するが、
そのレベルは小さい。

【００３７】加算器１０の両入力に供給されている、方
向性結合器４の第２の出力および方向性結合器９の第１
の出力は、遅延線８により主信号周波数での位相が互い
に１８０°ずれている。したがって、加算器１０では、
両入力が合成されて３次歪み成分および５次歪み成分が
抽出される（ステップＳ１６）。

【００３８】図４は、加算器１０の出力の周波数スペク
トルの一例を示す図である。加算器１０の出力において
は、図３に示したものに比べて主信号が低減されてお
り、そのレベルは３次歪み成分のレベルより低くなって
いる。ｎ倍波およびその近傍の歪み成分は、図３に示し
たものとほぼ同様のレベルである。

【００３９】方向性結合器９の第２の出力および加算器
１０で抽出された歪み成分は、歪み補償回路２に供給さ
れる。歪み補償回路２では、加算器１０の出力は方向性
結合器１１にて分配される（ステップＳ１７）。方向性
結合器１１の第１の出力は、利得・位相調整器１４にて
位相および利得が調整され（ステップＳ１８）、補助増
幅器１７にて増幅された後（ステップＳ１９）、方向性
結合器１６の一方の入力に供給される。方向性結合器１
１の第２の出力は、そのまま検波器１２に供給され、こ
の検波器１２にて、加算器１０の出力レベルの検波が行
われる（ステップＳ２０）。そして制御回路６が、その
検波器１２から供給される直流電圧レベル（歪みレベ
ル）が最小になるように上記ステップＳ１２での利得・
位相調整器５における利得、位相の調整を制御する。

【００４０】方向性結合器９の第２の出力は遅延線１３
にて位相を１８０°遅らせた（または進められた）後
（ステップＳ２１）、方向性結合器１６の他方の入力に
供給される。方向性結合器１６では、両入力である方向
性結合器９からの主信号近傍の歪み成分とｎ倍波および
その近傍の歪み成分と、加算器１０から主信号近傍の歪
み成分とｎ倍波およびその近傍の歪み成分とは、互いの
位相が１８０°ずれているため相殺される（ステップＳ
２２）。

【００４１】方向性結合器１６の出力は歪み検知回路３
の方向性結合器１８にて分配される（ステップＳ２
３）。方向性結合器１８の第１の出力は、帯域通過フィ
ルタ１９を介して高周波検波器２０に供給されており、
この高周波検波器２０にて、方向性結合器１６の出力に
含まれるｎ倍波が検波される（ステップＳ２４）。そし
て、制御回路１５が、その高周波検波器２０から供給さ
れる、ｎ倍波のレベルに応じた直流電圧レベルが最小に
なるように上記ステップＳ１８での利得・位相調整器１
４における利得、位相の調整を制御する。これにより、
方向性結合器１６において、主信号近傍の歪み成分とｎ
倍波およびその近傍の歪み成分が十分に低減されること
になる。一方、方向性結合器１８の第２の出力は出力端
子２２から外部へ出力される（ステップＳ２５）。

【００４２】図５は、帯域通過フィルタ１９の入力周波
数スペクトルの一例を示す図、図６は、帯域通過フィル
タ１９の出力周波数スペクトルの一例を示す図である。
帯域通過フィルタ１９の入力（すなわち方向性結合器１
６の出力）は、主信号およびその近傍の歪み成分とｎ倍
波およびその近傍の歪み成分を含む。帯域通過フィルタ
１９は、この入力のｎ倍波を抽出する。図６は、帯域通
過フィルタ１９の出力の周波数スペクトルの一例を示す
図である。この例では、帯域通過フィルタ１９は２倍波
およびその近傍の信号を通過させ、他の帯域の信号は通
過させないような特性を有している。よって、この帯域
通過フィルタ１９によれば、図６に示すように２倍波お
よびその近傍の歪み成分が抽出される。

【００４３】なお、ｎ倍波のレベルに比べてその近傍に
現れる歪み成分のレベルは低いため、この歪み成分が帯
域通過フィルタ１９を通過しても、高周波検波器２０に
おけるｎ倍波の検波で問題になることはない。したがっ
て、帯域通過フィルタ１９の帯域幅は、主信号およびそ
の近傍の歪み成分を十分に除去することができるのであ
れば、ある程度広くとることができる。

【００４４】図７は、帯域通過フィルタ１９のフィルタ
特性を示す図である。この例では、帯域通過フィルタ１
９は２倍波近傍を含む広帯域での信号通過が可能になっ
ている。よって、本実施形態では、図１２に示したフィ
ルタ特性を持つ従来のもののような狭帯域フィルタを用
いる必要はない。

【００４５】以上説明した本実施形態のフィードフォワ
ード増幅器の特徴的な構成は以下の点にある。

【００４６】第１の特徴は、歪み検知回路３において、
主信号のｎ倍波の検波が行われる点である。例えば、主
信号のｎ倍波として２倍波の検波が行われる場合は、方
向性結合器１８は、その結合特性が主信号周波数の２倍
波において最大となり、主信号周波数においては可能な
限り少なくなるように構成される。また、帯域通過フィ
ルタ１９は、主信号周波数を減衰させ、２倍波のみを通
過させるように構成される。この場合、高周波検波器２
０は、２倍波レベルを検波し、そのレベルに応じた直流
電圧を制御回路１５に供給する。

【００４７】第２の特徴は、歪み補償回路２において、
歪み検知回路３にて検知されるｎ倍波レベルが最小とな
るように制御が行われる点である。例えば、主信号のｎ
倍波として２倍波の検波が行われる場合は、制御回路１
５は、歪み検知回路３の高周波検波器２０にて検波され
る２倍波のレベルが最小になるように、利得・位相調整
器１４を調整する。

【００４８】第３の特徴は、歪み補償回路２において、
方向性結合器９から遅延線１３を通り方向性結合器１６
に至る経路２３と、方向性結合器９から加算器１０、方
向性結合器１１、利得・位相調整器１４、補助増幅器１
７を通って方向性結合器１６に至る経路２４とが、主信
号周波数とｎ倍波周波数での利得と位相について、周波
数の違いによる特性の差異が同じになるように構成され
ている点である。例えば、主信号のｎ倍波として２倍波
の検波が行われる場合で、経路２３において、主信号周
波数に比べて、２倍波周波数での損失が１ｄＢ多く（利
得が１ｄＢ低く）、かつ、位相が１８０°先に進むよう
にした場合は、経路２４においても、主信号周波数に比
べて、２倍波周波数での損失が１ｄＢ多く（利得が１ｄ
Ｂ低く）、かつ、位相が１８０°先に進むようにする。
このように構成することで、経路２３と経路２４の２倍
波が方向性結合器１６にて合成されて相殺され、そのレ
ベルが制御回路１５による利得・位相調整器１４の制御
により最小となるとき、信号周波数近傍の歪み成分も同
様に相殺されて、そのレベルも最小となる。

【００４９】（他の実施形態）図８は、本発明の他の実
施形態であるフィードフォワード増幅器の概略構成を示
すブロック図である。このフィードフォワード増幅器
は、歪み抽出回路１、歪み補償回路２’、歪み検知回路
３から構成される。歪み補償回路２’の一部、歪み抽出
回路１および歪み検知回路３は図１に示したものと同様
のものである。図８中、同じ構成部については同じ符号
を付している。

【００５０】歪み補償回路２’は、図１に示した歪み補
償回路２を改良したものである。位相・利得調整器１４
の出力を分配する１入力２出力型の方向性結合器２５を
有し、方向性結合器２５の第１の出力が帯域通過フィル
タ２６を介して補助増幅器１７’に入力され、方向性結
合器２５の第２の出力が帯域通過フィルタ２８および利
得・位相調整器２９を介して補助増幅器３０に入力され
ている。補助増幅器１７’、３０の各出力は、２入力１
出力の方向性結合器２７にそれぞれ入力されており、こ
の方向性結合器２７の出力が方向性結合器１６の一方の
入力に供給されている。

【００５１】帯域通過フィルタ２６は、主信号とその近
傍の歪み成分を通過させ、ｎ倍波を減衰させる。このた
め、補助増幅器１７は、帯域通過フィルタ２６を通過し
た主信号とその近傍の歪み成分を増幅するような特性を
持つ。一方、帯域通過フィルタ２８は、主信号とその近
傍の歪み成分を減衰させ、ｎ倍波を通過させる。このた
め、補助増幅器３０は、帯域通過フィルタ２６を通過し
たｎ倍波およびその近傍の歪み成分を増幅するような特
性を持つ。

【００５２】本実施形態のフィードフォワード増幅器に
おける動作は、基本的には図１に示したものと同じであ
るが、歪み補償回路２’における動作が若干異なる。

【００５３】歪み補償回路２’では、歪み検出回路１の
加算器１０の出力は、方向性結合器１１および利得・位
相調整器１４を経た後、方向性結合器２５にて分配され
る。方向性結合器２５の第１の出力は帯域通過フィルタ
２６に入力され、この帯域通過フィルタ２６にてｎ倍波
が減衰される。帯域通過フィルタ２６を通過した主信号
とその近傍の歪み成分は、補助増幅器１７’にて増幅さ
れた後、方向性結合器２７の一方の入力に供給される。
一方、方向性結合器２５の第２の出力は、帯域通過フィ
ルタ２８に入力され、この帯域通過フィルタ２８にて主
信号とその近傍の歪み成分が減衰される。帯域通過フィ
ルタ２８を通過したｎ倍波とその近傍の歪み成分は、補
助増幅器２９にて増幅された後、方向性結合器２７の他
方の入力に供給される。

【００５４】方向性結合器２７では、補助増幅器１７’
にて増幅された主信号およびその近傍の歪み成分と補助
増幅器２９にて増幅されたｎ倍波およびその近傍の歪み
成分が結合される。この方向性結合器２７にて結合され
た信号は、方向性結合器１６にて、方向性結合器９から
遅延線１３を介して入力される主信号および歪み成分と
結合される。

【００５５】前述の図１に示したものと同じように、方
向性結合器９から遅延線１３を通り方向性結合器１６に
至る経路２３と、方向性結合器９から加算器１０、方向
性結合器１１、利得・位相調整器１４、方向性結合器２
５、帯域通過フィルタ２６、２８、利得・位相調整器２
９、補助増幅器１７’、３０、方向性結合器２７を経て
方向性結合器１６に至る経路２４’とは、主信号周波数
とｎ倍波周波数での利得と位相の周波数の違いによる特
性の差異が同じになるように、利得・位相調整器１４，
２９および補助増幅器１７’、３０が調整されている。
これにより、前述の図１に示したものと同様な効果を得
られる。

【００５６】上記のように構成された本実施形態は、図
１に示した構成において、補助増幅器１７に入力信号お
よびｎ倍波信号を増幅するという広帯域特性を持たせる
ことが困難な場合に特に有効である。すなわち、本実施
形態の構成では、経路２４’において、主信号とその近
傍の歪み成分と、ｎ倍波とその近傍の歪み成分とを分離
して、それぞれ増幅器１７’、３０で増幅するようにし
ているので、増幅器１７’、３０の帯域特性は図１に示
した増幅器１７ほど広帯域なものとしなくてもよい。

【００５７】以上説明した各実施形態のフィードフォワ
ード増幅器において、ｎ倍波（ｎ次高調波成分）として
は、「２倍波、３倍波、４倍波・・・」のいずれを用い
てもよい。

【００５８】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
歪み補償にパイロット信号を用いる必要がないので、主
信号周波数近傍の不要波信号レベルの低減が見込めると
ともに、パイロット信号源、パイロット信号再注入回
路、ダウンコンバート用の回路、さらには高周波シール
ド強化、プリント基板のグランド強化などのパイロット
信号リーク対策などが不要となり、その分、コストを下
げることができる。

【００５９】また、ｎ倍波（特に２倍波）が最小となる
ように制御を行うため、不要波であるｎ倍波（特に２倍
波）のレベルの低減が見込める。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施形態であるフィードフォワード
増幅器の概略構成を示すブロック図である。

【図２】図１に示すフィードフォワード増幅器の動作を
説明するためのフローチャート図である。

【図３】図１に示す方向性結合器９の出力の周波数スペ
クトルの一例を示す図である。

【図４】図１に示す加算器１０の出力の周波数スペクト
ルの一例を示す図である。

【図５】図１に示す帯域通過フィルタ１９の入力周波数
スペクトルの一例を示す図である。

【図６】図１に示す帯域通過フィルタ１９の出力周波数
スペクトルの一例を示す図である。

【図７】図１に示す帯域通過フィルタ１９のフィルタ特
性を示す図である。

【図８】本発明の他の実施形態であるフィードフォワー
ド増幅器の概略構成を示すブロック図である。

【図９】従来のフィードフォワード増幅器の主要部を示
すブロック図である。

【図１０】特開平１１−１５４８２８号公報に記載され
ているフィードフォワード歪補償増幅回路の概略構成を
示すブック図である。

【図１１】図９に示すフィードフォワード増幅回路の出
力の、主信号周波数近傍の周波数スペクトルの一例を示
す図である。

【図１２】図９に示すフィードフォワード増幅回路に使
用されるフィルタの特性を説明するための図である。

【符号の説明】

１、１０１ 歪み抽出回路 ２、２’、１０２ 歪み補償回路 ３、１０３ 歪み検知回路 ４、９、１１、１６、１８、２５、１７、３２ 方向性
結合器 ５、１４、２９ 利得・位相調整器 ６、１５ 制御回路 ７ 主増幅器 ８、１３ 遅延線 １０ 加算器 １２ 検波器 １７、１７’、３０ 補助増幅器 １９、２６、２８ 帯域通過フィルタ ２０ 高周波検波器 ２１ 入力端子 ２２ 出力端子 ２３、２４ 経路 ３１ パイロット信号源 ３３ パイロット信号源 ２０３、２０５ 分配器 ２０４ 主回路 ２０６、２１１ 位相器 ２０７、２１２ ＡＴＴ ２０８、２１４ 合成器 ２０９ 電力検出器 ２１０、２１６ コントローラ ２１３ 増幅器 ２１７ 指定周波数電力検出器

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J090 AA01 CA21 CA87 FA07 FA20 GN07 KA00 KA15 KA16 KA23 KA26 KA32 KA44 KA55 KA68 MA11 MA14 SA13 TA01 TA03 TA07 5J500 AA01 AC21 AC87 AF07 AF20 AK00 AK15 AK16 AK23 AK26 AK32 AK44 AK55 AK68 AM11 AM14 AS13 AT01 AT03 AT07

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 外部から入力された主信号を増幅する増
   幅手段を備え、該増幅手段の出力に含まれている歪み成
   分および前記主信号のｎ（ｎは２以上の整数）倍波を検
   出する歪み検出手段と、 前記増幅手段の出力から前記歪み検出手段にて検出され
   た歪み成分およびｎ倍波を差し引く歪み補償手段と、 前記歪み補償手段の出力に含まれている前記ｎ倍波を検
   波する歪み検知手段とを有し、 前記歪み補償手段は、前記歪み検知手段にて検波される
   ｎ倍波のレベルが最小になるように、前記歪み検出手段
   にて抽出された歪み成分およびｎ倍波の位相および利得
   を調整するように構成されていることを特徴とするフィ
   ードフォワード増幅器。
2. 【請求項２】 前記歪み補償手段は、 前記歪み検出手段にて検出された歪み成分およびｎ倍波
   の利得および位相を調整する利得・位相調整手段と、 前記利得・位相調整手段の出力を増幅する補助増幅手段
   と、 一方の入力に前記増幅手段の出力が所定の遅延が施され
   て供給され、他方の入力に前記補助増幅手段の出力が供
   給され、これら入力が結合される２入力１出力の第１の
   方向性結合器と、 前記歪み検知手段にて検波されるｎ倍波のレベルが最小
   になるように、前記利得・位相調整手段における利得お
   よび位相の調整を制御する制御手段とを有することを特
   徴とする請求項１に記載のフィードフォワード増幅器。
3. 【請求項３】 前記歪み検出手段は、 前記増幅手段の出力を分配する１入力２出力の第２の方
   向性結合器と、 一方の入力に前記主信号が所定の遅延が施されて供給さ
   れ、他方の入力に前記第２の方向性結合器の第１の出力
   が供給され、これら入力を加算する加算手段とを有し、 前記第２の方向性結合器の第２の出力は所定の遅延が施
   されて前記第１の方向性結合器の一方の入力に供給され
   ており、 前記第２の方向性結合器の第１の出力が前記第１の方向
   性結合器の他方の入力に供給されるまでの第１の経路
   と、前記第２の方向性結合器の第２の出力が前記第１の
   方向性結合器の一方の入力に供給されるまでの第２の経
   路とが、前記主信号およびｎ倍波の両周波数における位
   相および利得について、それら周波数の違いによる特性
   の差異が同じになるように構成されていることを特徴と
   する請求項２に記載のフィードフォワード増幅器。
4. 【請求項４】 前記補助増幅手段は、 前記利得・位相調整手段の出力に含まれている前記主信
   号およびその周波数近傍の歪み成分を増幅する第１の補
   助増幅手段と、 前記利得・位相調整手段の出力に含まれている前記ｎ倍
   波を増幅する第２の補助増幅手段とを有することを特徴
   とする請求項２または３に記載のフィードフォワード増
   幅器。
5. 【請求項５】 前記歪み検知手段は、 前記歪み補償手段の出力を分配する１入力２出力の第３
   の方向性結合器と、 前記第３の方向性結合器の一方の出力を入力とし、前記
   主信号およびその周波数近傍の歪み成分を減衰させ、前
   記ｎ倍波を通過させるフィルタ手段と、 前記フィルタ手段から出力された前記ｎ倍波を検波する
   検波手段とを有することを特徴とする請求項１乃至４の
   いずれか１項に記載のフィードフォワード増幅器。
6. 【請求項６】 前記第３の方向性結合器は、その結合量
   が前記ｎ倍波にて最大となるように構成されていること
   を特徴とする請求項５に記載のフィードフォワード増幅
   器。
7. 【請求項７】 外部から入力された主信号を増幅器で増
   幅する第１のステップと、 前記増幅器の出力に含まれている歪み成分および前記主
   信号のｎ（ｎは２以上の整数）倍波を少なくとも検出す
   る第２のステップと、 前記第２のステップにて検出された歪み成分およびｎ倍
   波の利得および位相を調整する第３のステップと、 前記第３のステップにて利得および位相の調整が施され
   た歪み成分およびｎ倍波を増幅する第４のステップと、 前記増幅器の出力から前記第４のステップにて増幅され
   た歪み成分およびｎ倍波を差し引く第５のステップと、 前記第５のステップにて歪み成分およびｎ倍波が差し引
   かれた後の前記増幅器の出力から前記ｎ倍波を検波する
   第５のステップと、 前記第５のステップにて検波されるｎ倍波のレベルが最
   小になるように、前記第３のステップにおける歪み成分
   およびｎ倍波の位相および利得の調整を制御する第６の
   ステップとを含むことを特徴とするフィードフォワード
   制御方法。
8. 【請求項８】 前記第４のステップは、 前記主信号およびその周波数近傍の歪み成分を増幅する
   ステップと、 前記ｎ倍波を増幅するステップとを含むことを特徴とす
   る請求項７に記載のフィードフォワード制御方法。