JP2003299382A - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 停止時における固定子磁束、トルクを演算
し、十分な起動トルクを得る。 【解決手段】 電流ベクトルの大きさi_m(n)を演算し、
最大電流値と比較し、大きい場合には最大電流値ｉ_max
をｉ_m（ｎ）で更新し、この時の角度φ（ｎ）をχとし
て記憶する停止位置角推定蔀２４と、 角度φ（ｎ）を
入力として、初期値設定処理を姶めてから磁束ベクトル
が電気角で一回転したと判定した時にフラグＳをセット
し、出力し、同時にサンプル番号nを０に初期化するフ
ラグＳ設定部２６と、フラグＳがセットされた場合積分
初期値を演算し、フラグＳがリセットされている場合は
０を出力する積分初期値演算部２５とを有する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、インバータに接
続されたブラシレスＤＣモータの固定子磁束ベクトルの
大きさと角度を演算し、これらの演算結果と対応する指
令値により、前記インバータの出力電圧を制御するイン
バータ制御方法およびその装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】回転子に永久磁石を装着したブラシレス
ＤＣモータは誘導モータに比べ高効率で、省エネ運転が
第一に望まれる用途で広く用いられている。

【０００３】ブラシレスＤＣモータはトルクを制御する
ために回転位置に同期した電圧、電流の制御が必要であ
る。しかしながら、モータに回転位置センサを取り付
け、その位置信号を用いて電圧、電流の制御を行う制御
システムは、回転位置センサによりシステムが高価格、
大形になる。また、回転位置センサ信号線の断線などに
よる信頼性の低下や、モータとコントローラが離れて設
置されるアプリケーションでは、回転位置センサ情報を
コントローラに正確に伝送できない可能性があるなどの
問題があった。

【０００４】これら問題点に対処するために位置センサ
レスブラシレスＤＣモー夕の研究が進められている。

【０００５】中でも、モータ端子電圧、電流を検出し、
これら検出量からモータ固定子磁束とトルクを演算し、
これが指令値に追従するように直接インバータをスイッ
チング制御する直接トルク制御（例えば、特開２００−
８６７９５号公報参照）は、原理的に、位置検出過程を
伴わずトルク制御を行うことができ、しかも、高速トル
ク応答が得られる方式として知られている。

【０００６】この方式は一般に、モータ電流制御により
高速トルク応答を得る制御系に比べて、位置角推定演
算、推定位置角による回転座標変換（d−q座標変換）、
非干渉制御を含む電流制御演算が不要で、必要な制御演
算回路もしくは、制御ソフトウェアをシンプルにでき
る。

【０００７】さらに、位置角推定や電流制御演算で必要
なモータパラメータ（例えば、インダクタンスや起電力
定数）の磁気飽和による変化などの問題がないなど優れ
た特長がある。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、直接ト
ルク制御をブラシレスＤＣモータに適用する場合、回転
子に永久磁石を有するため停止時にトルクを検出するこ
とができず、トルクを制御することができない課題があ
った。なお、回転子に永久磁石をもたない誘導モータや
リラクタンスモータに直接トルク制御を適用する場合は
こうした問題は生じない。

【０００９】以下、従来の直接トルク制御方式のこの問
題点を明らかにする。

【００１０】便宜上、数１により３相（u−ｖ−ｗ）を
２相（α−β）に変換する。

【００１１】

【数１】

【００１２】数１の座標変換を行った場合、３相座標と
２相座標の位相関係｛図１中（ａ）参照｝と２相座標上
で捉えたモータモデル｛図１中（ｂ）参照｝は図１のよ
うになる。

【００１３】図１中i_α、i_βは２相に変換された巻線電
流、I_fは回転子に組み込んだ永久磁石を模擬する定電流
源、θ_mはモータ回転子の位置角（電気角）である。ま
た、図１中には回転座標系としてよく知られたd−q座標
を併記している。なお、回転子の永久磁石の磁束方向を
d軸とした。

【００１４】ここで、モータトルクτは固定子反力とし
て検出できるため、固定子磁束λ_α、λ_βと巻線電流i
_α、i_βの外積演算により求め、数２と記すことができ
る。なお、ｐはモータ極対数である。

【００１５】

【数２】

【００１６】一方、固定子滋束λα、λβは巻線抵抗R
での電圧降下を端子電圧から差し引いた電圧を積分すれ
ば算出できる。すなわち、数３となる。

【００１７】

【数３】

【００１８】また、α-β固定子磁束ベクトルの合成磁
束｜λ｜、すなわち回転磁界の大きさは、数４となる。

【００１９】

【数４】

【００２０】直接トルク制御は、端子電圧、巻線電流の
検出値から数３により演算したα-β固定子磁束ベクト
ルと電流を用いて、トルクτを数２により演算し、さら
に、回転磁界の大きさ｜λ｜を数４から求め、トルク
τ、回転磁界の大きさ｜λ｜がそれぞれの指令値に追従
するようにインバータトランジスタをスイッチング制御
する。

【００２１】ここで、数３に着目すると、従来の直接ト
ルク制御はモータ固定子磁束をモータ端子電圧の時間積
により演算していることがわかる。

【００２２】しかしながら、回転子の永久磁石磁束の巻
線に鎖交する磁束（以降単に、回転子磁束と呼ぶ）の時
間変化が起こらない停止中は、回転子磁束に起因した電
圧は０であるため、単なる数３のモータ端子電圧の時間
積演算では、停止中の回転子磁束を検出することができ
ない。

【００２３】停止時は回転子磁束情報が欠落するため、
数２によるトルク演算は不能になり、ひいては、直接ト
ルク制御を行うことができないという不都合をもたら
す。

【００２４】これは固定子に直流磁束を検出できるホー
ルセンサなどを取り付け、モータ固定子磁束を検出する
ことで解決できるが、センサやその信号処理回路の追加
などによりモータ駆動システムが煩雑化し、ひいては、
コストアップや信頼性の低下を招く不都合がある。

【００２５】また、インバータから所定の周波数、振幅
の交流電圧を出力し、強制的にモータを回転させる所
謂、同期運転を行い、回転後に直接トルク制御に切替え
る方法もあるが、同期運転はトルクフィードバックによ
る電圧制御を行わないため、負荷状態によってはモータ
が回転しないなど信頼性に欠けるという不都合がある。

【００２６】本発明は上記の問題点に鑑みてなされたも
のであり、停止時における固定子磁束、トルクを演算
（検出）し、十分な起動トルクを得る直接トルク制御の
起動のためのインバータ制御方法およびその装置を提供
することを目的としている。

【００２７】

【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、インバータに接続されたブラシレスＤＣモー
タの固定子磁束ベクトルを演算し、この演算結果と対応
する指令値により、前記インバータの出力電圧を制御し
てブラシレスＤＣモータを起動するに当たって、停止し
ている回転子の磁極位置をモータ電流もしくは端子電圧
により推定演算し、推定した磁極位置と回転子磁束の大
きさに基づいて前記固定子磁束ベクトルを設定する方法
である。

【００２８】請求項２のインバータ制御方法は、前記磁
極位置の推定演算処理、および固定子磁束ベクトルを設
定する処理をブラシレスＤＣモータの起動時に行う方法
である。

【００２９】請求項３のインバータ制御方法は、インバ
ータに接続されたブラシレスＤＣモータの端子電圧を検
出すると共に、これの積分演算により固定子磁束ベクト
ルを検出し、前記推定した磁極位置と回転子磁束の大き
さに基づいて前記積分演算を初期化する方法である。

【００３０】請求項４のインバータ制御方法は、ブラシ
レスＤＣモータの固定子磁束が磁気飽和する程度の大き
さ、周波数の３相交流電圧をインバータから出力し、流
れるモータ電流を検出するとともに、検出した３相モー
タ電流を２軸が互いに直交する座標系上における２相電
流に変換し、得られた２相電流の前記直交座標上での軌
跡を測定し、前記直交座標の原点と前記軌跡の中心との
ずれから磁極位置を推定演算する方法である。

【００３１】請求項５のインバータ制御方法は、前記３
相交流電圧として、少なくとも電気角で３６０°以上の
周期にわたって前記インバータから出力されるものを採
用する方法である。

【００３２】請求項６のインバータ制御方法は、前記２
相電流の２乗和を演算するとともに、この２乗和の最大
値に対応する角度を検出し、検出角度を磁極位置の推定
演算結果とする方法である。

【００３３】請求項７のインバータ制御装置は、インバ
ータに接続されたブラシレスＤＣモータの固定子磁束ベ
クトルを演算し、この演算結果と対応する指令値によ
り、前記インバータの出力電圧を制御するものにおい
て、ブラシレスＤＣモータを起動するに当たって、停止
している回転子の磁極位置をモータ電流もしくは端子電
圧により推定演算する推定演算手段と、推定した磁極位
置と回転子磁束の大きさに基づいて前記固定子磁束ベク
トルを設定する設定手段とを含むものである。

【００３４】請求項８のインバータ制御装置は、前記推
定演算手段、および設定手段として、それぞれの処理を
ブラシレスＤＣモータの起動時に行うものを採用するも
のである。

【００３５】請求項９のインバータ制御装置は、インバ
ータに接続されたブラシレスＤＣモータの端子電圧を検
出する電圧検出手段と、端子電圧の積分演算により固定
子磁束ベクトルを演算する固定子磁束ベクトル演算手段
と、前記推定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づ
いて前記積分演算を初期化する初期化手段とをさらに含
むものである。

【００３６】請求項１０のインバータ制御装置は、ブラ
シレスＤＣモータの固定子磁束が磁気飽和する程度の大
きさ、周波数の３相交流電圧をインバータから出力させ
るインバータ制御手段と、前記３相交流電圧が印加され
た状態において流れるモータ電流を検出するモータ電流
検出手段と、検出した３相モータ電流を２軸が互いに直
交する座標系上における２相電流に変換する変換手段
と、得られた２相電流の前記直交座標上での軌跡を測定
し、前記直交座標の原点と前記軌跡の中心とのずれから
磁極位置を推定演算する磁極位置推定演算手段とをさら
に含むものである。

【００３７】請求項１１のインバータ制御装置は、イン
バータ制御手段として、少なくとも電気角で３６０°以
上の周期にわたって前記３相交流電圧を出力すべく前記
インバータを制御するものを採用するものである。

【００３８】請求項１２のインバータ制御装置は、磁極
位置推定演算手段として、前記２相電流の２乗和を演算
するとともに、この２乗和の最大値に対応する角度を検
出し、検出角度を磁極位置の推定演算結果とするものを
採用するものである。

【００３９】

【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、イン
バータに接続されたブラシレスＤＣモータの固定子磁束
ベクトルを演算し、この演算結果と対応する指令値によ
り、前記インバータの出力電圧を制御してブラシレスＤ
Ｃモータを制御するに当たって、停止している回転子の
磁極位置をモータ電流もしくは端子電圧により推定演算
し、推定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づいて
前記固定子磁束ベクトルを設定するのであるから、直接
トルク制御において、停止時のトルク制御が可能とな
り、十分な起動トルクを得ることができ、ひいては起動
不良をなくすることができる。

【００４０】請求項２のインバータ制御方法であれば、
前記磁極位置の推定演算処理、および固定子磁束ベクト
ルを設定する処理をブラシレスＤＣモータの起動時に行
うのであるから、起動時に請求項１と同様の作用を達成
することができる。

【００４１】請求項３のインバータ制御方法であれば、
インバータに接続されたブラシレスＤＣモータの端子電
圧を検出すると共に、これの積分演算により固定子磁束
ベクトルを検出し、前記推定した磁極位置と回転子磁束
の大きさに基づいて前記積分演算を初期化するのである
から、積分演算により固定子磁束ベクトルの大きさと角
度を検出する場合であっても請求項１または請求項２と
同様の作用を達成することができる。

【００４２】請求項４のインバータ制御方法であれば、
ブラシレスＤＣモータの固定子磁束が磁気飽和する程度
の大きさ、周波数の３相交流電圧をインバータから出力
し、流れるモータ電流を検出するとともに、検出した３
相モータ電流を２軸が互いに直交する座標系上における
２相電流に変換し、得られた２相電流の前記直交座標上
での軌跡を測定し、前記直交座標の原点と前記軌跡の中
心とのずれから磁極位置を推定演算するのであるから、
２相電流の直交座標上での軌跡から磁極位置を推定する
ことができ、ひいては請求項１から請求項３の何れかと
同様の作用を達成することができる。

【００４３】請求項５のインバータ制御方法であれば、
前記３相交流電圧として、少なくとも電気角で３６０°
以上の周期にわたって前記インバータから出力されるも
のを採用するのであるから、確実に磁極位置を推定でき
るほか、請求項４と同様の作用を達成することができ
る。

【００４４】請求項６のインバータ制御方法であれば、
前記２相電流の２乗和を演算するとともに、この２乗和
の最大値に対応する角度を検出し、検出角度を磁極位置
の推定演算結果とするのであるから、簡単な処理で磁極
位置を推定できるほか、請求項４または請求項５と同様
の作用を達成することができる。

【００４５】請求項７のインバータ制御装置であれば、
インバータに接続されたブラシレスＤＣモータの固定子
磁束ベクトルを演算し、この演算結果と対応する指令値
により、前記インバータの出力電圧を制御してブラシレ
スＤＣモータを制御するに当たって、推定演算手段によ
って、停止している回転子の磁極位置をモータ電流もし
くは端子電圧により推定演算し、設定手段によって、推
定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づいて前記固
定子磁束ベクトルを設定することができる。

【００４６】したがって、直接トルク制御において、停
止時のトルク制御が可能となり、十分な起動トルクを得
ることができ、ひいては起動不良をなくすることができ
る。

【００４７】請求項８のインバータ制御装置であれば、
前記推定演算手段、および設定手段として、それぞれの
処理をブラシレスＤＣモータの起動時に行うものを採用
するのであるから、起動時に請求項７と同様の作用を達
成することができる請求項９のインバータ制御装置であ
れば、インバータに接続されたブラシレスＤＣモータの
端子電圧を検出する電圧検出手段と、端子電圧の積分演
算により固定子磁束ベクトルを演算する固定子磁束ベク
トル演算手段と、前記推定した磁極位置と回転子磁束の
大きさに基づいて前記積分演算を初期化する初期化手段
とをさらに含むのであるから、積分演算により固定子磁
束ベクトルを検出する場合であっても請求項７または請
求項８と同様の作用を達成することができる。

【００４８】請求項１０のインバータ制御装置であれ
ば、ブラシレスＤＣモータの固定子磁束が磁気飽和する
程度の大きさ、周波数の３相交流電圧をインバータから
出力させるインバータ制御手段と、前記３相交流電圧が
印加された状態において流れるモータ電流を検出するモ
ータ電流検出手段と、検出した３相モータ電流を２軸が
互いに直交する座標系上における２相電流に変換する変
換手段と、得られた２相電流の前記直交座標上での軌跡
を測定し、前記直交座標の原点と前記軌跡の中心とのず
れから磁極位置を推定演算する磁極位置推定演算手段と
をさらに含むのであるから、２相電流の直交座標上での
軌跡から磁極位置を推定することができ、ひいては請求
項７から請求項９の何れかと同様の作用を達成すること
ができる。

【００４９】請求項１１のインバータ制御装置であれ
ば、インバータ制御手段として、少なくとも電気角で３
６０°以上の周期にわたって前記３相交流電圧を出力す
べく前記インバータを制御するものを採用するのである
から、確実に磁極位置を推定できるほか、請求項１０と
同様の作用を達成することができる。

【００５０】請求項１２のインバータ制御装置であれ
ば、磁極位置推定演算手段として、前記２相電流の２乗
和を演算するとともに、この２乗和の最大値に対応する
角度を検出し、検出角度を磁極位置の推定演算結果とす
るものを採用するのであるから、簡単な処理で磁極位置
を推定できるほか、請求項１０または請求項１１と同様
の作用を達成することができる。

【００５１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の形態
を詳細に説明する。

【００５２】図２は、この発明のインバータ制御方法ま
たはインバータ制御装置により制御されるインバータを
用いてブラシレスＤＣモータを駆動するブラシレスＤＣ
モータ駆動システムの構成を示す概略図である。

【００５３】このブラシレスＤＣモータ駆動システム
は、商用電源（入力電圧）１を整流回路２と平滑用コン
デンサ３を介して直流電源化し、この直流電源を３相イ
ンバータ４に供給することにより３相交流電力に変換
し、この３相交流電力を３相ブラシレスＤＣモータ５に
供給することにより３相ブラシレスＤＣモータ５を駆動
するようにしている。そして、３相インバータ４を制御
するためのマイコン６を設けている。

【００５４】図３は３相インバータとして採用した電圧
形インバータ回路を示す電気回路図である。

【００５５】この電圧形インバータ回路は、直流電源V
_dcの正極側にコレクタを接続した３個の上アームトラン
ジスタT_u ⁺、T_v ⁺、T_w ⁺と、負極側にエミッタを接続した
３個の下アームトランジスタT_u ^-、T_v ^-、T_w ^-と、カソー
ドとアノードがそれぞれトランジスタのコレクタとエミ
ッタに接続された６個の環流ダイオードD_u ⁺〜D_w ^-とで構
成されている。また、上アームトランジスタのエミッタ
と下アームトランジスタのコレクタとが接続され、この
接続点が３相負荷（３相ブラシレスＤＣモータ）の端子
に接続される。

【００５６】電圧形インバータは回路構成上、直流電源
V_dcの短絡が発生しない様に上下アームトラジスタを排
他的にオンオフするため、取りうるスイッチング状態は
表１の８通りになる。なお、表中のスイッチング状態
“１”は上アームトランジスタ、“０”は下アームトラ
ンジスタがそれぞれオン状態であることを示している。

【００５７】

【表１】

【００５８】表１中、V_o〜Ｖ₇は各相トランジスタのオ
ン状態を示すために定義した電圧ベクトルである。

【００５９】２相座標上で捉えた電圧ベクトルを図４に
示す。これら、２相電圧ｖ_α、ｖ_β、が共に０の電圧ベ
クトルV₀、V₇（これを以降、零ベクトルと呼ぶ）と電圧
が０でない６種の電圧ベクトルV₁〜V₆とを用い、磁束と
トルクを制御する方法を説明する。

【００６０】磁束は電圧の時間積で与えられるので、例
えば、電圧ベクトルV₁〜V₆を所定時間出力した場合、磁
束は図４に矢印で示す方向に変化する。そこで、図５の
様にα−β座標上を６０°毎に領域Ｉ〜ＶＩに分け、そ
れぞれの領域で出力する電圧ベクトルを制約する（例え
ば、領域ＩではV₄とV₆とに制約する）。

【００６１】直接トルク制御は、数２、数３、そして数
４により演算したトルクτ、回転磁界の大きさ｜λ｜と
対応するそれぞれの指令値により出力する電圧ベクトル
を選択し、その出力時間を制御する。

【００６２】次に、電圧ベクトル演算の例を説明する。

【００６３】まず、回転磁界の接線方向の磁束軌跡を得
るための電圧ベクトルの決定方法について説明する。

【００６４】図６は領域ＩＩについて３種の電圧ベクト
ルにより得られる磁束軌跡（電圧ベクトル時間積）を微
小区間で拡大したものである。

【００６５】図６においては、仮に、電圧ベクトル
Ｖ₆、V₂、並びにV₇を適宜配置している。図中の点P₀か
ら点P₁に至る時間をT_c（これをキャリア周期と呼ぶ）、
適当な変数をｖ₁として、P₀P₁＝ｖ₁・T_c の近似式が成
り立つ。そして、電圧ベクトルで構成した三角形△P₀ｑ
P₁に着目し、正弦波定理を適用すると、数５の関係を得
る。

【００６６】

【数５】

【００６７】そしてT_c＝ｔ₀+ｔ₆+ｔ₂に留意すれば、数
５から数６の関係を得ることができ、Ksの大きさにより
各電圧ベクトルの出力時間が決まる。

【００６８】

【数６】

【００６９】ここで、数７の関係がある。

【００７０】

【数７】

【００７１】従って、数６により２つの電圧ベクトルの
時間配分を決定すれば、回転磁界の接線方向にK_s・V_dc
の電圧ベクトルを出力したのと等価な磁束軌跡を描くこ
とができ、K_sにより回転磁界の接線速度、換言すれば磁
界の回転角速度を制御できる。

【００７２】また、図６の他に電圧ベクトルの出力順序
を入れ替えた図７の様なパターンを採用することができ
る。また、各パターンを組み合わせたパターンを種々考
えることができる。例えば、図７中の（a）と（c）との
組み合わせで図８のパターンを得ることができる。

【００７３】数６の出力時間に対応する各領域の電圧ベ
クトルを表２に示す。ここで、各電圧ベクトルの出力順
序は図７中（a）のパターンとした。

【００７４】

【表２】

【００７５】また、表２に従った電圧ベクトルの選択
時、α-β座標で捉えたインバータ出力電圧は、t₆時間
だけ出力する電圧ベクトルに対応するものをｖ
_α__main、ｖ_β_ _main、t₂時間だけ出力する電圧ベクトル
に対応するものをｖ_α__sub、ｖ_β__subとして表３のよう
になる。

【００７６】

【表３】

【００７７】位相角φ₀はλ_α、λ_βにより表４の通り
算出できる。なお、β軸方向をφ＝０°としている。

【００７８】

【表４】

【００７９】以上の方法は、３種の電圧ベクトルの合成
により得られる磁束ベクトルの方向を回転磁界の接線方
向としたため、法線方向、換言すれば磁束の大きさは３
種の電圧ベクトルの開始点と終了点とで殆ど変化しな
い。

【００８０】そこで、実トルクと指令値との偏差に基づ
いて決まる所望の接線方向の磁束変化量を△λ_τ、実固
定子磁束と指令値との偏差に基づいて決まる所望の法線
方向の磁束変化量を△λ_Rとした時、数８の演算により
φ’を算出する。なお、μは具体的には表５のように求
めることができる。

【００８１】

【数８】

【００８２】

【表５】

【００８３】そして、φ’を表６に適用して電圧ベクト
ル選択、出力時間を算出するための領域番号、位相φ₀
を求める。

【００８４】

【表６】

【００８５】数８により電圧ベクトルを制御したときの
磁束軌跡を図９に示す。これにより△λ_Rの大きさを加
味して、領域（選択する電圧ベクトル）、出力位相φ₀
を制御するため、合成して得られる電圧ベクトル時間積
の方向（図９中の矢印ＡＢの角度）が変化し、法線方向
の磁束変化量△λ_Rを、トルクにより定まる接線方向の
磁束変化量△λ_τと独立に制御できる。

【００８６】次に電圧ベクトルの出力時間を決めるK_sの
算出方法の例を説明する。

【００８７】法線方向の磁束変化量△λ_Rは、回転磁界
の大きさの指令値｜λ｜＊、実際値｜λ｜から、数９と
記すことができる。

【００８８】

【数９】

【００８９】したがって、キャリア周期T_cの間に出力す
べき△λ_Rを得る電圧は、数１０となる。

【００９０】

【数１０】

【００９１】このV_Rを便宜上、界磁分電圧と呼ぶ。

【００９２】一方、△λ_τに対応した電圧はトルク指令
値τ＊、実際値τにより算出できる。

【００９３】すなわち、モータ実トルクと指令値との偏
差が０の場合は、モータ回転角速度ω_e（電気角）とイ
ンバータ出力電圧の角速度、すなわち回転磁界の角速度
とを等しく保つような制御を行い、電圧波形と回転子の
同期状態を保持する。

【００９４】この時、回転磁界の大きさ｜λ｜とモータ
の回転角速度ω_e（電気角）とによりインバータ出力電
圧は、数１１と書き表すことができる。

【００９５】

【数１１】

【００９６】一方、モータ実トルクと指令値との偏差が
ある場合には、ｋ_ｓを増減させ、すなわち、回転磁界の
角速度を加減速し、モータ回転角速度に追従させる必要
がある。

【００９７】そのために、数１２の演算を行って、数１
１にモータ実トルクと指令値との偏差に比例した電圧を
加算する。

【００９８】

【数１２】

【００９９】ここで、Ｇは適当な比例ゲインである。ま
た、V_τを便宜上、トルク分電圧と呼ぶ。

【０１００】数１２から△λ_τは、数１３となる。

【０１０１】

【数１３】

【０１０２】インバータ出力電圧V_Iは、数１４と記すこ
とができる。

【０１０３】

【数１４】

【０１０４】数１０、数１２を数１４に与えればＶ_Iを
求めることができ、数６、数７、数１４により各電圧ベ
クトルの出力時間を演算できる。

【０１０５】なお、数１２の演算には回転角速度が必要
になるが、これは例えば、回転磁界の位相角φを時間微
分することで求めることができる。

【０１０６】以上の直接トルク制御の例を基に、モータ
停止時における本発明によるインバータ制御を次に説明
する。

【０１０７】ブラシレスＤＣモータが停止時に直接トル
ク制御が不能になる要因は、前記の通り、回転子磁束が
モータ端子電圧の時間積により検出できなくなるためで
ある。そこで、数３を数１５のように書き改める。

【０１０８】

【数１５】

【０１０９】そして、追加した積分定数λ
_αINI（χ）、λ_βINI（χ）を、回転子磁束の大きさλ
eと回転子位置画χに基づいて数１６に示すように初期
設定する。

【０１１０】

【数１６】

【０１１１】ここで、必要となる停止時の位置角を推定
する方法は種々公表されている。例えば、「電流ベクト
ル軌跡を用いたPMモータの位置センサレス界磁検出法に
おける推定精度の評価」、西田、近藤、電気学会産業応
用部門全国大会、平成７年などで公表されている。

【０１１２】この方法を用いれば、停止時にブラシレス
ＤＣモータに固定子磁束が磁気飽和する程度の大きさ、
周波数の交流電圧を印加したときのα−β電流ｉ_α、ｉ
_βのα−β座標上の電流軌跡を測定し、電流軌跡の中心
点がα−β座標原点から移動する方向に基づき、回転子
磁束の方向を推定できる。

【０１１３】例えば、d軸インダクタンス、q軸インダク
タンスが互いに等しくなる、回転子の表面に磁石を装着
してなるモータ（一般に、表面磁石構造のＰＭモータと
言う）の場合は、前記電流軌跡は図１０中（a）に破線
で示すような円軌跡を描き、磁気飽和により破線で示す
円軌跡の原点が図１０中（a）のＸ点に移動する。ま
た、d軸インタクタンス、q軸インダクタンスが互いに等
しくない、回転子に磁石を埋込んでなるモータ（一般
に、埋込磁石構造のＰＭモータと言う）の場合は、前記
電流軌跡は図１０中（b）に破線で示すような楕円軌跡
を描き、磁気線和により破線で示す楕円軌跡の原点が図
１０中（b）のＸ点に移動する。

【０１１４】ここで、辺０−Ｘとβ軸との成す角χは、
電流ベクトルの大きさ数１７が最大になる位相角であ
る。そして、図１０に示す通りχによりｄ軸方向（すな
わち、回転子の永久磁石の磁束方向）を推定することが
できる。

【０１１５】

【数１７】

【０１１６】停止時の処理を含む直接トルク制御を実現
するマイコンの内部処理構成を図１１に、処理のフロー
チャートを図１２〜図１４に示す。

【０１１７】シングルチップマイコンの周辺機能として
内蔵されたAＤ変換部１１は、マルチプレクサにより３
相電流の内２相分ｉ_u、ｉ_w と直流電圧Ｖ_dcとを制御処
理のインターバルT_cに同期して、デジタル量に変換し、
CPＵコアに伝送する。

【０１１８】CPＵコアでは、入力された電流を３相２相
座標変換部１２でαβ電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）｛こ
こで、（n）は離散化し諸量のサンプル番号を示し、以
下、同様である。｝に変換し、トルク演算部１３、αβ
磁束演算部１４並びに停止位置角推定部２４にそれぞれ
供給する。なお、ｉ_α、ｉ_βへの変換は、数１とｉ_u＋
ｉ_v＋ｉ_w＝０の関係とを用いて、数１８により行う。

【０１１９】

【数１８】

【０１２０】αβ磁束演算部１４は、直流電圧Ｖ
_dc（n）、αβ電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）並びに各電
圧ベクトル出力時間を入力として数１９によりαβ磁束
λ_α（n＋１）、λ_β（n＋１）を演算し、その結果をト
ルク演算部１３、回転磁界の大きさ演算部１６、位相演
算部１７、並びに磁束ベクトル角φ演算部１８にそれぞ
れ供給する。

【０１２１】

【数１９】

【０１２２】なお、電圧ベクトルは表３に従って２相電
圧に変換される。また、数３の固定子磁束演算は、サン
プル点nで行われた演算結果が次サンプル点n＋１で電圧
に反映されるので、数１９の演算によりn＋１点での磁
束を求め制御を行うことにより演算無駄時間が制御へ与
える影響をなくすことができる。

【０１２３】αβ磁束λ_α（n＋１）、λ_β（n＋１）を
入力として、回転磁界の大きさ演算部１６は数２０によ
り回転磁界の大きさ│λ│（n＋１）を演算し、その結
果を界磁分電圧演算部１９並びにトルク分電圧演算部２
０にそれぞれ供給している。

【０１２４】

【数２０】

【０１２５】αβ磁束λ_α（n）、λ_β（n）を入力とし
て磁束ベクトル角φ演算部１８は、表４に基づいて角度
φ（n）を演算する。なお、αβ磁束λ_α（ｎ）、λ_β
（ｎ）は、αβ磁束λ_α（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を
入力とするｚ^-1部２７から出力される。

【０１２６】αβ電流ｉ_α（ｎ）、ｉ_β（ｎ）、αβ磁
束λ_α（n＋１）、λ_β（n＋１）を入力としてトルク演
算部１３は数２１によりトルクτ（n）を演算し、その
結果をトルク分電圧演算部２０に供給する。

【０１２７】

【数２１】

【０１２８】数２１では、簡便に予測演算が可能な磁束
量のみサンプル点n＋１での値を用い、演算遅れの影響
を軽減することができる。

【０１２９】トルク分電圧演算部２０は、トルクτ
（n）、トルク指令値τ^*、回転磁界の大きさ│λ│（n
＋１）、回転子の回転角速度ω_e（n）、並びに初期値設
定フラグＳを入力として数２２によりトルク分電圧V_τ
（n＋１）を演算し、出力する。

【０１３０】

【数２２】

【０１３１】界磁分電圧演算部１９は、回転磁界の大き
さ│λ│（n＋１）、指令値│λ│*（n＋１）を入力と
して数２３により界磁分電圧V_R（n＋１）を演算し、出
力する。

【０１３２】

【数２３】

【０１３３】μ演算部２１は、界磁分電圧V_R（n＋
１）、トルク分電圧V_τ（n＋１）を入力として数２４に
よりμ（n＋１）を演算し、出力する。

【０１３４】

【数２４】

【０１３５】なお、具体的には、−１８０°〜１８０°
の範囲でμを得るために数１０、数１３の関係から電圧
を磁束に読み替え表５によりμの演算を行うようにして
いる。

【０１３６】μ（n＋１）、αβ磁束λ_α（n＋１）、λ
_β（n＋１）を入力として位相演算部１７は、表４、表
６により位相角φ₀（n＋１）、領域番号を演算し、その
結果を電圧ベクトル時間演算部２２に供給する。

【０１３７】電圧ベクトル出力時間演算部２２は、界磁
分電圧V_R（n＋１）、トルク分電圧Vτ（n＋１）を入力
として数２５によりインバータ出力電圧Ｖ_I（n＋１）を
算出し、数２６によりＫ_sを演算し、数２７により各電
圧ベクトルのパルス幅を演算する。

【０１３８】

【数２５】

【０１３９】

【数２６】

【０１４０】

【数２７】

【０１４１】なお、電圧ベクトル出力時間演算部２２に
は、AD変換部１１から直流電圧Ｖ_dc（n）が、位相演算
部１７から位相角φ₀（n+１）、領域番号がそれぞれ供
給されている。

【０１４２】演算された電圧ベクトル出力時間t₆、t₂、
t₀に基づいて、各相トランジスタのオンオフ時間を表２
に基づき、CPUの周辺回路として内蔵された３相PWMタイ
マ部２３に設定する。この設定値に基づいて次サンプル
n＋１点からn＋２点の期間にトランジスタのオンオフ制
御が行われる。

【０１４３】速度演算部１５は、位相角φ（n）を入力
として数２８により（固定子磁束ベクトルの角度φのサ
ンプル点間の差分により）回転角速度ω_e(n)を演算す
る。

【０１４４】

【数２８】

【０１４５】なお、機械系の時定数は電気系に比べ、十
分長く、得られた速度情報を適当な数にわたって移動平
均処理などの処理を行って得た値を回転速度情報に用い
ることもできるし、速度の演算周期をインターバルT_c以
上に設定することもできる。

【０１４６】CPUコアのこれら一連の処理は、割り込み
タイマから設定した時間毎に出力される信号をトリガと
して、所定のインターパルT_cで行われる。すなわち、サ
ンプルｎ点からn＋１点までの経過時間はT_cとなる。

【０１４７】初期値設定処理部は、停止位置角推定部２
４、積分初期値演算部２５、およびフラグＳセット部２
６から構成されている。

【０１４８】停止位置角推定蔀２４は、数２９により電
流ベクトルの大きさi_m（ｎ）を演算し、最大電流値と比
較し、大きい場合には最大電流値ｉ_maxをｉ_m（ｎ）で更
新し、この時の角度φ（ｎ）をχとして記憶する。

【０１４９】

【数２９】

【０１５０】フラグＳ設定部２６は、角度φ（ｎ）を入
力として、初期値設定処理を姶めてから磁束ベクトルが
電気角で３６０°に達したと判定した時にフラグＳをセ
ットし、出力する。同時にＳがセットもしくは、リセッ
ト直後にサンプル番号nを０に初期化する。

【０１５１】積分初期値演算部２５は、数３０の演算を
行う。すなわち、フラグＳがセットされた場合、停止位
置角推定部２４に記憶された角度χにより積分初期値を
演算し、αβ磁束演算部１４に供給する。一方、フラグ
Ｓがリセットされている場合は、０を出力する。

【０１５２】

【数３０】

【０１５３】また、フラグＳはトルク分電圧演算部２０
にも供給されていて、フラグＳがリセットされている場
合は予め決めた定電圧Ｖ_INIがトルク分電圧演算部２０
から出力される。

【０１５４】なお、初期値設定処理の開始前に、図示し
ないメインの初期化処理により、ｉ _maxは０に、サンプ
ル番号nは０に、初期値設定フラグＳはリセット状態に
それぞれ設定している。

【０１５５】図１２から図１４のフローチャートを参照
して、停止時の処理を含む直接トルク制御システムの処
理を説明する。なお、この処理は、割り込みタイマから
設定した時間毎に出力される信号をトリガとして所定の
インターバルＴ_cで行われる。したがって、サンプル点
から次のサンプル点までの経過時間はＴ_cである。

【０１５６】ステップＳＰ１において、磁束指令｜λ｜
＊およびトルク指令τ＊を入力し、ステップＳＰ２にお
いて、ＡＤ変換部１１によりデジタル化されたモータ電
流ｉ _u（ｎ）、ｉ_w（ｎ）を入力し、ステップＳＰ３にお
いて、ＡＤ変換部１１によりデジタル化された直流電圧
Ｖ_dc（ｎ）を入力する。

【０１５７】そして、ステップＳＰ４において、３相２
相座標変換部１２により数１８の演算を行ってαβモー
タ電流ｉ_α（ｎ），ｉ_β（ｎ）に変換し、ステップ５に
おいて、表３により電圧ベクトルを２相電圧に変換す
る。

【０１５８】次いで、ステップＳＰ６において、αβ磁
束演算部１４により数１９の演算を行ってαβ磁束（固
定子磁束）λ_α（ｎ＋１）、λ_β（ｎ＋１）を算出し、
ステップＳＰ７において、回転磁界の大きさ演算部１６
により数２０の演算を行って回転磁界の大きさ｜λ｜
（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ８において、αβ磁
束ベクトル角φ演算部１８により表４を用いて角度φ
（ｎ）を演算し、ステップＳＰ９において、初期値設定
終了フラグＳがセットされているか否かを判定する。

【０１５９】初期値設定終了フラグＳがセットされてい
ると判定された場合には、ステップＳＰ１０において、
トルク演算部１３により数２１の演算を行ってトルクτ
（ｎ）を算出し、ステップＳＰ１１において、速度演算
部１５により数２８の演算を行って回転角速度ω
_e（ｎ）を算出し、ステップＳＰ１２において、トルク
分電圧演算部２０により数２２の演算を行ってトルク分
電圧Ｖ_τ（ｎ＋１）｛フラグＳセットの値｝を算出す
る。

【０１６０】逆に、ステップＳＰ９において初期値設定
終了フラグＳがセットされていないと判定された場合に
は、ステップＳＰ１３において、初期値設定処理を行
う。

【０１６１】ステップＳＰ１２の処理、またはステップ
ＳＰ１３の処理が行われた場合には、ステップＳＰ１４
において、界磁分電圧演算部１９により数２３の演算を
行って界磁分電圧Ｖ_R（ｎ＋１）を算出し、ステップＳ
Ｐ１５において、μ演算部２１により数２４の演算を行
ってμ（ｎ＋１）を算出し、ステップＳＰ１６におい
て、位相演算部１７により表４および表６を用いて位相
角φ₀（ｎ＋１）および領域番号を得て出力する。

【０１６２】そして、電圧ベクトル出力時間演算部２２
により、ステップＳＰ１７において、数２５の演算を行
ってインバータ出力電圧Ｖ_I（ｎ＋１）を算出し、ステ
ップＳＰ１８において、数２６の演算を行ってＫ_s（ｎ
＋１）を算出し、ステップＳＰ１９において、数２７の
演算を行ってパルス幅を算出し、ステップＳＰ２０にお
いて、表２に基づいて各相のパルス幅を３相ＰＷＭタイ
マ部２３にスケジューリングする。

【０１６３】そして、そのまま元の処理に戻る。したが
って、３相ＰＷＭタイマ部２３にスケジューリングされ
た各相のパルス幅に基づいて次サンプルｎ＋１点からｎ
＋２点までの期間にインバータのトランジスタのオンオ
フ制御が行われる。

【０１６４】また、初期値設定処理部においては、前記
ステップＳＰ１３の処理を詳細に説明する図１４のフロ
ーチャートに示す処理を行う。

【０１６５】ステップＳＰ１３ａにおいて、所定の電圧
Ｖ_INIをＶ_τ（ｎ＋１）に設定し、ステップＳＰ１３ｂ
において、停止位置角推定部２４により数２９の演算を
行って電流ベクトルの大きさｉ_m（ｎ）を算出し、ステ
ップＳＰ１３ｃにおいて、｜φ（ｎ）−φ（０）｜が３
６０°以下か否かを判定する。

【０１６６】｜φ（ｎ）−φ（０）｜が３６０°以下で
あると判定された場合には、ステップＳＰ１３ｄにおい
て、電流ベクトルの大きさｉ_m（ｎ）がｉ_maxよりも大き
いか否かを判定し、電流ベクトルの大きさｉ_m（ｎ）が
ｉ_maxよりも大きいと判定された場合には、ステップＳ
Ｐ１３ｅにおいて、ｉ_maxをｉ_m（ｎ）で更新するととも
に、φ（ｎ）をχに記憶する。

【０１６７】逆に、ステップＳＰ１３ｃにおいて｜φ
（ｎ）−φ（０）｜が３６０°以下でないと判定された
場合には、ステップＳＰ１３ｆにおいて、積分初期値演
算部２５により固定子磁束初期値をλ_α（０）＝λ_e・
ｓｉｎχ、λ_β（０）＝λ_e・ｃｏｓχに設定し、ステ
ップＳＰ１３ｇにおいて、フラグＳセット部２６により
初期値設定終了フラグＳをセットし、ステップＳＰ１３
ｈにおいて、フラグＳセット部２６によりサンプル番号
ｎを０に初期化する。

【０１６８】そして、ステップＳＰ１３ｄにおいて電流
ベクトルの大きさｉ_m（ｎ）がｉ_maxよりも大きくないと
判定された場合、ステップＳＰ１３ｅの処理が行われた
場合、またはステップＳＰ１３ｈの処理が行われた場合
には、そのまま元の処理に戻る。

【０１６９】なお、図示しないシステム全体の初期化処
理により、初めて前記フローチャートの処理が行われる
とき、初期値設定終了フラグＳはリセット、サンプル番
号ｎは０、固定子磁束初期値λ_α（０）＝０、λ
_β（０）＝０に、それぞれ設定される。

【０１７０】また、初期値設定終了フラグＳがセットさ
れるまで、外部から与えられる磁束指令｜λ｜＊は固定
子磁束が磁気飽和する程度に、Ｖ_INIはモータ電流が位
置推定に十分な検出精度が得られる程度に、それぞれ設
定される。これらの設定値は、シミュレーションや実験
により事前に設定することができる。

【０１７１】以上の実施の形態によれば、停止時から固
定子磁束を正しく検出することができ、直接トルク制御
を不都合なく実施することができ、ひいてはブラシレス
ＤＣモータの起動不良をなくすることができる。

【０１７２】なお、停止時の磁極位置角の推定方法とし
ては、以上の実施の形態で示された方法と異なる方法を
採用することが可能である。

【０１７３】

【発明の効果】請求項１の発明は、直接トルク制御にお
いて、停止時のトルク制御が可能となり、十分な起動ト
ルクを得ることができ、ひいては起動不良をなくするこ
とができるという特有の効果を奏する。

【０１７４】請求項２の発明は、起動時に請求項１と同
様の効果を奏する。

【０１７５】請求項３の発明は、積分演算により固定子
磁束ベクトルの大きさと角度を検出する場合であっても
請求項１または請求項２と同様の効果を奏する。

【０１７６】請求項４の発明は、２相電流の直交座標上
での軌跡から磁極位置を推定することができ、ひいては
請求項１から請求項３の何れかと同様の効果を奏する。

【０１７７】請求項５の発明は、確実に磁極位置を推定
できるほか、請求項４と同様の効果を奏する。

【０１７８】請求項６の発明は、簡単な処理で磁極位置
を推定できるほか、請求項４または請求項５と同様の効
果を奏する。

【０１７９】請求項７の発明は、直接トルク制御におい
て、停止時のトルク制御が可能となり、十分な起動トル
クを得ることができ、ひいては起動不良をなくすること
ができるという特有の効果を奏する。

【０１８０】請求項８の発明は、起動時に請求項７と同
様の効果を奏する。

【０１８１】請求項９の発明は、積分演算により固定子
磁束ベクトルの大きさと角度を検出する場合であっても
請求項７または請求項８と同様の効果を奏する。

【０１８２】請求項１０の発明は、２相電流の直交座標
上での軌跡から磁極位置を推定することができ、ひいて
は請求項７から請求項９の何れかと同様の効果を奏す
る。

【０１８３】請求項１１の発明は、確実に磁極位置を推
定できるほか、請求項１０と同様の効果を奏する。

【０１８４】請求項１２の発明は、簡単な処理で磁極位
置を推定できるほか、請求項１０または請求項１１と同
様の効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】３相座標と２相座標の位相関係と２相座標上で
捉えたモータモデルとを示す図である。

【図２】この発明のインバータ制御方法またはインバー
タ制御装置により制御されるインバータを用いてブラシ
レスＤＣモータを駆動するブラシレスＤＣモータ駆動シ
ステムの構成を示す概略図である。

【図３】３相インバータとして採用した電圧形インバー
タ回路を示す電気回路図である。

【図４】２相座標上で捉えた電圧ベクトルを示す図であ
る。

【図５】電圧ベクトルV₁〜V₆を所定時間出力した場合に
おける磁束の変化方向を示す図である。

【図６】領域ＩＩについて３種の電圧ベクトルにより得
られる磁束軌跡を微小区間で拡大して示す図である。

【図７】電圧ベクトル出力のパターンを示す図である。

【図８】他の電圧ベクトルパターンを示す図である。

【図９】数８により電圧ベクトルを制御したときの磁束
軌跡を示す図である。

【図１０】モータ停止時の電流軌跡を示す図である。

【図１１】停止時の処理を含む直接トルク制御を実現す
るマイコンの内部処理構成を示すブロック図である。

【図１２】停止時の処理を含む直接トルク制御の一部を
説明するフローチャートである。

【図１３】停止時の処理を含む直接トルク制御の残部を
説明するフローチャートである。

【図１４】初期値設定処理を詳細に説明するフローチャ
ートである。

【符号の説明】

４ ３相インバータ ５ ブラシレスＤＣモータ １２ ３相２相座標変換部 １４ αβ磁束演算部 １６ 回転磁界の大きさ演算部 １８ αβ磁束ベクトル角φ演算部 ２４ 停止位置角推定部 ２５ 積分初期値演算部

フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H560 BB04 BB07 BB12 DA13 DA14 DB20 DC12 DC13 EB01 EB05 EC10 HA02 HA09 SS07 TT15 UA02 XA02 XA03 XA11 XA13 5H576 BB09 CC05 DD07 EE01 EE15 FF01 GG04 GG05 HA02 HB02 JJ03 JJ04 JJ06 LL13 LL22 LL24 LL34 LL35 LL41

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータ（４）に接続されたブラシレ
   スＤＣモータ（５）の固定子磁束ベクトルを演算し、こ
   の演算結果と対応する指令値により、前記インバータ
   （４）の出力電圧を制御するインバータ制御方法におい
   て、 停止している回転子の磁極位置をモータ電流もしくは端
   子電圧により推定演算し、推定した磁極位置と回転子磁
   束の大きさに基づいて前記固定子磁束ベクトルを設定す
   ることを特徴とするインバータ制御方法。
2. 【請求項２】 前記磁極位置の推定演算処理、および固
   定子磁束ベクトルを設定する処理をブラシレスＤＣモー
   タ（５）の起動時に行う請求項１に記載のインバータ制
   御方法。
3. 【請求項３】 インバータ（４）に接続されたブラシレ
   スＤＣモータ（５）の端子電圧を検出すると共に、これ
   の積分演算により固定子磁束ベクトルを検出し、前記推
   定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づいて前記積
   分演算を初期化する請求項１または請求項２に記載のイ
   ンバータ制御方法。
4. 【請求項４】 ブラシレスＤＣモータ（５）の固定子磁
   束が磁気飽和する程度の大きさ、周波数の３相交流電圧
   をインバータ（４）から出力し、流れるモータ電流を検
   出するとともに、検出した３相モータ電流を２軸が互い
   に直交する座標系上における２相電流に変換し、得られ
   た２相電流の前記直交座標上での軌跡を測定し、前記直
   交座標の原点と前記軌跡の中心とのずれから磁極位置を
   推定演算する請求項１から請求項３の何れかに記載のイ
   ンバータ制御方法。
5. 【請求項５】 前記３相交流電圧は、少なくとも電気角
   で３６０°以上の周期にわたって前記インバータ（４）
   から出力される請求項４に記載のインバータ制御方法。
6. 【請求項６】 前記２相電流の２乗和を演算するととも
   に、この２乗和の最大値に対応する角度を検出し、この
   検出角度を磁極位置の推定演算結果とする請求項４また
   は請求項５に記載のインバータ制御方法。
7. 【請求項７】 インバータ（４）に接続されたブラシレ
   スＤＣモータ（５）の固定子磁束ベクトルを演算し、こ
   の演算結果と対応する指令値により、前記インバータ
   （４）の出力電圧を制御するインバータ制御装置におい
   て、 停止している回転子の磁極位置をモータ電流もしくは端
   子電圧により推定演算する推定演算手段（１４）と、推
   定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づいて前記固
   定子磁束ベクトルを設定する設定手段（２８）とを含む
   ことを特徴とするインバータ制御装置。
8. 【請求項８】 前記推定演算手段（１４）、および設定
   手段（２８）は、それぞれの処理をブラシレスＤＣモー
   タ（５）の起動時に行うものである請求項７に記載のイ
   ンバータ制御装置。
9. 【請求項９】 インバータ（４）に接続されたブラシレ
   スＤＣモータ（５）の端子電圧を検出する電圧検出手段
   と、端子電圧の積分演算により固定子磁束ベクトルを推
   定演算する固定子磁束ベクトル演算手段（１４）と、前
   記推定した磁極位置と回転子磁束の大きさに基づいて前
   記積分演算を初期化する初期化手段（２５）とをさらに
   含む請求項７または請求項８に記載のインバータ制御装
   置。
10. 【請求項１０】 ブラシレスＤＣモータ（５）の固定子
    磁束が磁気飽和する程度の大きさ、周波数の３相交流電
    圧をインバータ（４）から出力させるインバータ制御手
    段と、前記３相交流電圧が印加された状態において流れ
    るモータ電流を検出するモータ電流検出手段と、検出し
    た３相モータ電流を２軸が互いに直交する座標系上にお
    ける２相電流に変換する変換手段（１２）と、得られた
    ２相電流の前記直交座標上での軌跡を測定し、前記直交
    座標の原点と前記軌跡の中心とのずれから磁極位置を推
    定演算する磁極位置推定演算手段（２４）とをさらに含
    む請求項７から請求項９の何れかに記載のインバータ制
    御装置。
11. 【請求項１１】 インバータ制御手段は、少なくとも電
    気角で３６０°以上の周期にわたって前記３相交流電圧
    を出力すべく前記インバータ（４）を制御するものであ
    る請求項１０に記載のインバータ制御装置。
12. 【請求項１２】 磁極位置推定演算手段（２４）は、前
    記２相電流の２乗和を演算するとともに、この２乗和の
    最大値に対応する角度を検出し、検出角度を磁極位置の
    推定演算結果とするものである請求項１０または請求項
    １１に記載のインバータ制御装置。