JP2003284383A - Motor control apparatus - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】本発明はモーターの制御装置
に関し、特に、交流モーターに流れる高調波電流の制御
効果を改善したものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a motor control device, and more particularly to an improved motor current control effect of a harmonic current flowing in an AC motor.
【０００２】[0002]
【従来の技術】本出願人は、３相交流モーターの回転に
同期して回転するｄｑ軸座標系でモーター電流の基本波
成分を制御する基本波電流制御系と、モーター電流の基
本波成分の周波数の整数倍の周波数で回転するｄhｑh軸
座標系でモーター電流の高調波成分を制御する高調波電
流制御系とを備え、３相交流モーターの電流制御を行う
モーター制御装置を提案している。この装置では、基本
波電流制御器の出力である基本波電流制御電圧と高調波
電流制御器の出力である高調波電流制御電圧とを加算し
て電流制御電圧を求め、インバーターなどの電力変換装
置によって電流制御電圧に応じた３相交流電圧を生成
し、モーターに印加して駆動している。2. Description of the Related Art The applicant of the present invention has a fundamental wave current control system for controlling a fundamental wave component of a motor current in a dq axis coordinate system which rotates in synchronization with the rotation of a three-phase AC motor, and A motor controller for controlling the current of a three-phase AC motor is proposed, which includes a harmonic current control system that controls a harmonic component of the motor current in a dhqh axis coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency. In this device, a fundamental wave current control voltage that is the output of the fundamental wave current controller and a harmonic current control voltage that is the output of the harmonic current controller are added to obtain a current control voltage, and a power conversion device such as an inverter is obtained. A three-phase AC voltage according to the current control voltage is generated by and is applied to the motor for driving.
【０００３】[0003]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、一般
に、インバーターで制御可能な交流電流の周波数には、
インバーターのキャリア周波数などによって決まる限界
がある。モーターの回転速度とともに高調波電流の周波
数は基本波電流の周波数よりも早くインバーターの制御
限界周波数に達するため、モーターの高速域では高調波
電流制御による電流のうねりなどが発生し、モーターの
制御性能が低下するという問題がある。However, in general, the frequency of the alternating current that can be controlled by the inverter is
There is a limit determined by the carrier frequency of the inverter. Since the harmonic current frequency reaches the inverter control limit frequency faster than the fundamental current frequency together with the motor rotation speed, current swells etc. occur due to the harmonic current control in the high-speed region of the motor, resulting in motor control performance. There is a problem that
【０００４】本発明の目的は、モーターの動作状態に応
じて最適な高調波電流制御器の制御効果を得ることがで
きるモーター制御装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a motor control device which can obtain the optimum control effect of the harmonic current controller according to the operating state of the motor.
【０００５】[0005]
【課題を解決するための手段】（１） 請求項１の発明
は、３相交流モーターの回転に同期して回転するｄｑ軸
座標系でモーター電流の基本波成分を制御する基本波電
流制御器と、モーター電流の基本波成分の周波数の整数
倍の周波数で回転するｄhｑh軸座標系でモーター電流の
高調波成分を制御する高調波電流制御器と、前記基本波
電流制御器の出力と前記高調波電流制御器の出力とを加
算してモーター電流を制御するための電流制御電圧を算
出し、前記電流制御電圧に応じた３相交流電圧を生成し
て前記モーターに印加する電力変換器とを備えたモータ
ー制御装置であって、前記モーターの動作状態に応じて
前記高調波電流制御器の制御効果を変更する制御効果変
更回路を備える。
（２） 請求項２のモーター制御装置は、前記制御効果
変更回路によって、前記モーターの動作状態に応じて高
調波電流制御系の制御ゲインを変更するようにしたもの
である。
（３） 請求項３のモーター制御装置は、前記制御効果
変更回路は、前記モーターの動作状態に応じて変化する
可変制御ゲインを前記高調波電流制御器の固定制御ゲイ
ンに乗じることを特徴とするモーター制御装置。
（４） 請求項４のモーター制御装置は、前記制御効果
変更回路によって、前記モーターの動作状態に応じて変
化する可変制御ゲインを前記高調波電流制御器の出力に
乗じるようにしたものである。
（５） 請求項５のモーター制御装置は、前記高調波電
流制御器の出力を予め設定した上限値から下限値までの
範囲に制限する高調波リミッターを備え、前記制御効果
変更回路によって、前記高調波リミッターの上限値と下
限値を前記モーターの動作状態に応じて変更するように
したものである。
（６） 請求項６のモーター制御装置は、前記高調波電
流制御器の出力を予め設定した上限値から下限値までの
範囲に制限する高調波リミッターを備え、前記制御効果
変更回路によって、前記モーターの動作状態に応じて変
化する可変制御ゲインを前記高調波リミッターの出力に
乗じるようにしたものである。
（７） 請求項７のモーター制御装置は、前記モーター
の動作状態を回転速度としたものである。According to a first aspect of the present invention, a fundamental wave current controller for controlling a fundamental wave component of a motor current in a dq axis coordinate system that rotates in synchronization with rotation of a three-phase AC motor. And a harmonic current controller for controlling the harmonic component of the motor current in the dhqh axis coordinate system that rotates at a frequency that is an integral multiple of the frequency of the fundamental current component of the motor current, and the output of the fundamental current controller and the harmonic current controller. A current converter voltage for controlling the motor current by adding the output of the wave current controller to generate a three-phase AC voltage according to the current control voltage and applying the power converter to the motor. A motor control device comprising: a control effect changing circuit that changes a control effect of the harmonic current controller according to an operating state of the motor. (2) In the motor control device according to the second aspect, the control effect changing circuit changes the control gain of the harmonic current control system according to the operating state of the motor. (3) The motor control device according to claim 3 is characterized in that the control effect changing circuit multiplies a fixed control gain of the harmonic current controller by a variable control gain that changes according to an operating state of the motor. Motor control device. (4) In the motor control device according to a fourth aspect, the control effect changing circuit multiplies the output of the harmonic current controller by a variable control gain that changes according to the operating state of the motor. (5) The motor control device according to claim 5 is provided with a harmonic limiter that limits the output of the harmonic current controller to a range from a preset upper limit value to a preset lower limit value, and the control effect changing circuit controls the harmonic The upper limit value and the lower limit value of the wave limiter are changed according to the operating state of the motor. (6) The motor control device according to claim 6 includes a harmonic limiter for limiting the output of the harmonic current controller to a range from a preset upper limit value to a preset lower limit value, and the motor is controlled by the control effect changing circuit. The output of the harmonic limiter is multiplied by a variable control gain that changes according to the operating state of. (7) In the motor control device according to the seventh aspect, the operating state of the motor is set to the rotation speed.
【０００６】[0006]
【発明の効果】（１） 請求項１の発明によれば、モー
ターの動作状態に応じて最適な高調波電流制御器の制御
効果を得ることができ、モーター電流制御の安定性を向
上させることができる。例えば、モーターの高速域にお
ける高調波電流制御器の制御効果を変更することによっ
て、モーターの高速域での高調波電流制御による電流の
うねりなどの発生を防止することができる。
（２） 請求項２の発明によれば、高調波電流制御の制
御効果を連続的に変更でき、モーター電流制御の安定性
を確保することができる。
（３） 請求項３の発明によれば、簡単な構成で高調波
電流制御の制御効果を変更することができる。
（４） 請求項４の発明によれば、どのような制御則を
用いて構成した高調波電流制御系に対しても、簡単な構
成で高調波電流制御の制御効果を変更したり、高調波電
流制御を停止することができる。
（５） 請求項５の発明によれば、高調波電流制御の制
御効果を変更したり、高調波電流制御を停止することが
できる上に、高調波電流制御器の制御効果を制限した状
態での定常運転が可能になる。
（６） 請求項６の発明によれば、高調波電流制御の制
御効果を変更したり、高調波電流制御を停止することが
できる。また、高調波電流制御器の制御効果を制限した
状態での定常運転が可能になる。
（７） 請求項７の発明によれば、モーター速度に応じ
て抑制ゲインを変更することができ、高調波電流制御器
の制御効果を連続的に変更することができる。According to the invention of claim 1, the optimum control effect of the harmonic current controller can be obtained according to the operating state of the motor, and the stability of the motor current control can be improved. You can For example, by changing the control effect of the harmonic current controller in the high speed region of the motor, it is possible to prevent the generation of current undulation due to the harmonic current control in the high speed region of the motor. (2) According to the invention of claim 2, the control effect of the harmonic current control can be continuously changed, and the stability of the motor current control can be ensured. (3) According to the invention of claim 3, the control effect of the harmonic current control can be changed with a simple configuration. (4) According to the invention of claim 4, the control effect of the harmonic current control can be changed or the harmonic effect can be changed with a simple configuration even with respect to the harmonic current control system configured by using any control law. The current control can be stopped. (5) According to the invention of claim 5, the control effect of the harmonic current control can be changed, the harmonic current control can be stopped, and the control effect of the harmonic current controller is limited. It becomes possible to carry out steady operation. (6) According to the invention of claim 6, the control effect of the harmonic current control can be changed or the harmonic current control can be stopped. In addition, steady operation becomes possible with the control effect of the harmonic current controller being limited. (7) According to the invention of claim 7, the suppression gain can be changed according to the motor speed, and the control effect of the harmonic current controller can be continuously changed.
【０００７】[0007]
【発明の実施の形態】−−−発明の第１の実施の形態−
−−
図１は第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック図で
ある。第１の実施の形態のモーター制御装置は、基本波
電流制御系と高調波電流制御系を備えている。基本波電
流制御系は、モーター回転に同期して回転するｄｑ軸座
標系でモーター電流ｉu、ｉv、ｉwの基本波成分を制御
する回路である。一方、高調波電流制御系は、基本波電
流制御系のみでモーター電流ｉu、ｉv、ｉwを制御した
場合に発生する所定次数ｎ（ただし、ｎは整数）の高調
波成分の周波数で回転する直交座標系（以下、ｄhｑh軸
座標系という）、換言すればモーター電流ｉu、ｉv、ｉ
wの基本波成分の周波数の整数ｎ倍の周波数で回転する
ｄhｑh軸座標系において、モーター電流ｉu、ｉv、ｉw
に含まれる高調波成分を制御する回路である。BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION --- First Embodiment of the Invention-
--- FIG. 1 is a control block diagram showing the configuration of the first embodiment. The motor control device according to the first embodiment includes a fundamental current control system and a harmonic current control system. The fundamental wave current control system is a circuit that controls the fundamental wave components of the motor currents iu, iv, and iw in the dq axis coordinate system that rotates in synchronization with the rotation of the motor. On the other hand, the harmonic current control system is a quadrature that rotates at the frequency of the harmonic component of a predetermined order n (where n is an integer) that occurs when the motor currents iu, iv, and iw are controlled only by the fundamental current control system. Coordinate system (hereinafter referred to as dhqh axis coordinate system), in other words, motor currents iu, iv, i
Motor currents iu, iv, iw in the dhqh axis coordinate system that rotates at a frequency that is an integer n times the frequency of the fundamental wave component of w
It is a circuit for controlling the harmonic component included in.
【０００８】基本波電流制御系は、減算器１ａ、１ｂ、
ｄｑ軸電流制御器（基本波電流制御器）２、非干渉制御
器３、加算器４ａ、４ｂ、３相／ｄｑ変換器５およびｄ
ｑ／３相変換器６から構成される。減算器１ａはｄ軸電
流指令値ｉd＊から実際のｄ軸電流ｉdを減算し、減算器
１ｂはｑ軸電流指令値ｉq＊から実際のｑ軸電流ｉqを減
算する。ｄｑ軸電流制御器２は、ｄｑ軸電流指令値ｉd
＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差にそれぞれ
ＰＩ（比例積分）制御を施し、実電流ｉd、ｉqをそれぞ
れ電流指令値ｉd＊、ｉq＊に一致させるためのｄｑ軸電
流制御電圧（基本波電流制御電圧）を演算する。The fundamental current control system includes subtractors 1a, 1b,
dq-axis current controller (fundamental wave current controller) 2, non-interference controller 3, adders 4a, 4b, three-phase / dq converter 5 and d
It is composed of a q / 3-phase converter 6. The subtractor 1a subtracts the actual d-axis current id from the d-axis current command value id * , and the subtractor 1b subtracts the actual q-axis current iq from the q-axis current command value iq * . The dq-axis current controller 2 determines the dq-axis current command value id
The dq-axis current control for applying the PI (proportional integral) control to the deviation between * , iq * and the dq-axis actual currents id, iq, respectively, so that the actual currents id, iq match the current command values id * , iq * , respectively. Calculate the voltage (fundamental wave current control voltage).
【０００９】非干渉制御器３は、ｄｑ軸座標系に存在す
る速度起電力を補償するためのｄ軸補償電圧ｖd_cmpと
ｑ軸補償電圧ｖq_cmpを演算し、基本波電流制御系の応
答性を改善する。加算器４ａは、ｄｑ軸電流制御器２か
ら出力されるｄ軸電流制御電圧にｄ軸補償電圧ｖd_cmp
を加算してｄ軸電流制御電圧ｖd＊を算出する。また、
加算器４ｂは、ｄｑ軸電流制御器２から出力されるｑ軸
電流制御電圧にｑ軸補償電圧ｖq_cmpを加算してｑ軸電
流制御電圧ｖq＊を算出する。The decoupling controller 3 calculates the d-axis compensation voltage vd_cmp and the q-axis compensation voltage vq_cmp for compensating the speed electromotive force existing in the dq-axis coordinate system, and improves the response of the fundamental wave current control system. To do. The adder 4a adds the d-axis compensation voltage vd_cmp to the d-axis current control voltage output from the dq-axis current controller 2.
Is added to calculate the d-axis current control voltage vd * . Also,
The adder 4b adds the q-axis compensation voltage vq_cmp to the q-axis current control voltage output from the dq-axis current controller 2 to calculate the q-axis current control voltage vq * .
【００１０】３相／ｄｑ変換器５は、基本波電流に同期
した電気的回転角度θeを用いてｄｑ軸電流制御電圧
（基本波電流制御電圧）ｖd＊、ｖq＊を３相交流の基本
波電流制御電圧ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊へ変換する。ｄｑ
／３相変換器６は、基本波電流に同期した電気的回転角
度θeを用いてモーター電流（３相交流電流）ｉu、ｉv
をｄｑ軸実電流ｉd、ｉqへ変換する。The three-phase / dq converter 5 uses the electrical rotation angle θe synchronized with the fundamental wave current to convert the dq-axis current control voltages (fundamental wave current control voltage) vd * , vq * into the three-phase AC fundamental wave. The current control voltages vu * , vv * , vw * are converted. dq
The / 3 phase converter 6 uses the electric rotation angle θe synchronized with the fundamental wave current to generate a motor current (3 phase alternating current) iu, iv
Are converted into dq axis real currents id and iq.
【００１１】一方、高調波電流制御系は、減算器７ａ、
７ｂ、ｄhｑh軸電流制御器（高調波電流制御器）８、３
相／ｄhｑh変換器９、ハイパスフィルター（ＨＰＦ）１
０およびｄhｑh／ｄｑ変換器１１から構成される。減算
器７ａはｄh軸電流指令値ｉdh＊から実際のｄh軸電流ｉ
dhを減算し、減算器７ｂはｑh軸電流指令値ｉqh＊から
実際のｑh軸電流ｉqhを減算する。ｄhｑh軸電流制御器
８は、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh＊、ｉqh＊とｄhｑh軸実
電流ｉdh、ｉqhとの偏差にそれぞれＰＩ（比例積分）制
御を施し、実電流ｉdh、ｉqhをそれぞれ電流指令値ｉdh
＊、ｉqh＊に一致させるためのｄhｑh軸電流制御電圧
（高調波電流制御電圧）ｖdh＊、ｖqh＊を演算する。On the other hand, the harmonic current control system includes a subtractor 7a,
7b, dhqh axis current controller (harmonic current controller) 8, 3
Phase / dhqh converter 9, high-pass filter (HPF) 1
0 and dhqh / dq converter 11. The subtractor 7a calculates the actual dh-axis current i from the dh-axis current command value idh *.
dh is subtracted, and the subtractor 7b subtracts the actual qh-axis current iqh from the qh-axis current command value iqh * . The dhqh-axis current controller 8 performs PI (proportional integral) control on the deviation between the dhqh-axis current command values idh * , iqh * and the dhqh-axis actual currents idh, iqh, respectively, and sets the actual currents idh, iqh as current command values, respectively. idh
*, Iqh * dhqh-axis current control voltage to match the (harmonic current control voltage) vdh *, calculates the vqh *.
【００１２】３相／ｄhｑh変換器９は、ｄｑ軸座標系か
ら見たｄhｑh軸座標系の回転角度θeh（＝ｎ・θe）
と、基本波電流に同期した電気的回転角度θeとを加算
した（θeh＋θe）を用いて高調波電流制御電圧ｖd
h＊、ｖqh＊を３相交流の高調波電流制御電圧ｖu'、ｖ
v'、ｖw'へ変換する。ハイパスフィルター１０は、ｄｑ
軸電流ｉd、ｉqに含まれる基本波成分の周波数の整数ｎ
倍の周波数の高調波成分を抽出する。ｄhｑh／ｄｑ変換
器１１は、ｄｑ軸座標系から見たｄhｑh軸座標系の回転
角度θeh（＝ｎ・θe）を用いて、ｄｑ軸座標系におけ
る高調波電流をｄhｑh軸座標系の実電流ｉdh、ｉqhへ変
換する。The three-phase / dhqh converter 9 has a rotation angle θeh (= n · θe) of the dhqh-axis coordinate system viewed from the dq-axis coordinate system.
And the electrical rotation angle θe synchronized with the fundamental wave current are added (θeh + θe) to obtain the harmonic current control voltage vd.
h * , vqh * are three-phase AC harmonic current control voltages vu ′, v
Convert to v ', vw'. The high pass filter 10 is dq
An integer n of the frequency of the fundamental wave component included in the axial currents id and iq
Extract harmonic components with double frequency. The dhqh / dq converter 11 uses the rotation angle θeh (= n · θe) of the dhqh-axis coordinate system viewed from the dq-axis coordinate system to calculate the harmonic current in the dq-axis coordinate system as the actual current idh of the dhqh-axis coordinate system. , Iqh.
【００１３】加算器１２ａ、１２ｂ、１２ｃは、３相交
流の基本波電流制御電圧ｖu＊、ｖv ＊、ｖw＊に高調波
電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'を各相ごとに加算し、３
相交流の電流制御電圧を生成する。電力変換器１３は、
バッテリー（不図示）などの直流電源の電力をＩＧＢＴ
などのスイッチング素子により交流電力に変換するイン
バーターを備え、３相交流の電流制御電圧に応じた３相
交流電圧を生成してモーター１４に印加する。モーター
１４は永久磁石同期式モーターである。なお、モーター
の種類はこの実施の形態の永久磁石同期式モーターに限
定されず、誘導式などのあらゆる種類の交流モーターを
用いることができる。The adders 12a, 12b and 12c have three-phase
Flow fundamental wave current control voltage vu*, Vv *, Vw*Harmonics
Add the current control voltages vu ', vv', vw 'for each phase and add 3
Generates a phase alternating current control voltage. The power converter 13 is
The power of a DC power source such as a battery (not shown) is IGBT
In which the AC power is converted by a switching element such as
Equipped with a barter, three-phase corresponding to the three-phase AC current control voltage
An alternating voltage is generated and applied to the motor 14. motor
Reference numeral 14 is a permanent magnet synchronous motor. The motor
Is limited to the permanent magnet synchronous motor of this embodiment.
Not fixed, all types of AC motors such as induction type
Can be used.
【００１４】電流センサー１５ａ、１５ｂは、モーター
１４に流れるＵ相交流電流ｉuとＶ相交流電流ｉvを検出
する。なお、Ｗ相交流電流ｉwはＵ相交流電流ｉuとＶ相
交流電流ｉvによりｉw＝−ｉu−ｉvとして求められる。
回転センサー１６はモーター１４の出力軸に連結され、
モーター１４の回転に応じたパルス信号を出力する。位
相速度演算器１７は、回転センサー１６からのパルス信
号に基づいてモーター１４の回転速度ωを演算するとと
もに、３相交流座標系から見たｄｑ軸座標系（基本波電
流座標系）の回転角度θeと、このｄｑ軸座標系から見
たｄhｑh軸座標系（高調波電流座標系）の回転角度θeh
を検出する。The current sensors 15a and 15b detect the U-phase AC current iu and the V-phase AC current iv flowing through the motor 14. The W-phase AC current iw can be obtained from the U-phase AC current iu and the V-phase AC current iv as iw = -iu-iv.
The rotation sensor 16 is connected to the output shaft of the motor 14,
A pulse signal corresponding to the rotation of the motor 14 is output. The phase speed calculator 17 calculates the rotation speed ω of the motor 14 based on the pulse signal from the rotation sensor 16 and also the rotation angle of the dq axis coordinate system (fundamental wave current coordinate system) viewed from the three-phase AC coordinate system. θe and the rotation angle θeh of the dhqh axis coordinate system (harmonic current coordinate system) viewed from this dq axis coordinate system
To detect.
【００１５】ここで、上述したように、高調波電流の周
波数はモーター１４の回転速度に比例して高くなるた
め、高調波電流の周波数が電力変換器１３のインバータ
ーで制御可能な周波数を超えないようにする必要があ
る。そこで、この第１の実施の形態ではモーター１４の
動作状態に応じて高調波電流制御系の制御ゲインを変更
し、常に最適な高調波電流制御の制御効果を得る。As described above, since the frequency of the harmonic current increases in proportion to the rotation speed of the motor 14, the frequency of the harmonic current does not exceed the frequency controllable by the inverter of the power converter 13. Need to do so. Therefore, in the first embodiment, the control gain of the harmonic current control system is changed according to the operating state of the motor 14 to always obtain the optimum control effect of the harmonic current control.
【００１６】図２は、図１に示すモーター制御装置のｄ
hｑh軸電流制御器（高調波電流制御器）８の詳細を示
す。図において、Ｋpdh、Ｋpqhは予め設定された固定の
比例ゲイン、Ｋidh、Ｋiqhは予め設定された固定の積分
ゲイン、ｓはラプラス演算子である。上述したように、
ｄhｑh軸電流制御器８は、ｄhｑh軸電流指令値ｉdh＊、
ｉqh＊と実電流ｉdh、ｉqhの偏差にそれぞれＰＩ演算制
御を施す。この第１の実施の形態では、高調波電流制御
系の比例ゲインＫpdh、Ｋpqhと積分ゲインＫidh、Ｋiqh
にそれぞれ抑制ゲインＫcを乗じ、高調波電流制御系の
制御ゲインを変更する。抑制ゲインＫcは０から１まで
の値をとる可変制御ゲインである。抑制ゲインＫcを０
にすれば、高調波電流制御電圧ｖdh＊、ｖqh＊が０にな
り、高調波電流制御を停止して高調波電流を０にするこ
とができる。一方、抑制ゲインＫcを１にすれば、従来
のモーター制御装置における高調波電流制御と同様な制
御効果が得られる。FIG. 2 shows the motor controller d shown in FIG.
The details of the hqh axis current controller (harmonic current controller) 8 will be described. In the figure, Kpdh and Kpqh are preset fixed proportional gains, Kidh and Kiqh are preset fixed integral gains, and s is a Laplace operator. As mentioned above,
The dhqh axis current controller 8 uses the dhqh axis current command value idh * ,
PI calculation control is applied to the deviation between iqh * and the actual currents idh and iqh. In the first embodiment, the proportional gains Kpdh and Kpqh and the integral gains Kidh and Kiqh of the harmonic current control system are used.
Is multiplied by the suppression gain Kc to change the control gain of the harmonic current control system. The suppression gain Kc is a variable control gain that takes a value from 0 to 1. The suppression gain Kc is 0
By doing so, the harmonic current control voltages vdh * and vqh * become 0, and the harmonic current control can be stopped to make the harmonic current 0. On the other hand, if the suppression gain Kc is set to 1, the same control effect as the harmonic current control in the conventional motor control device can be obtained.
【００１７】図３はモーター回転速度ωに対する抑制ゲ
インＫcの設定例を示す。この例では、高調波電流の周
波数が電力変換器１３のインバーターで制御可能な周波
数を超えるまでは、モーター回転速度ωと無関係に抑制
ゲインＫcに１を設定し、従来の高調波電流制御と同様
な制御効果を得る。高調波電流の周波数が電力変換器１
３のインバーターで制御可能な周波数を超えるモーター
回転速度ωに達したら、インバーターで制御可能な周波
数を超えないようにモーター回転速度ωの増加に応じて
抑制ゲインＫcを低減する。FIG. 3 shows an example of setting the suppression gain Kc with respect to the motor rotation speed ω. In this example, until the frequency of the harmonic current exceeds the frequency that can be controlled by the inverter of the power converter 13, the suppression gain Kc is set to 1 regardless of the motor rotation speed ω, similar to the conventional harmonic current control. Get a nice control effect. The frequency of the harmonic current is the power converter 1
When the motor rotation speed ω exceeding the frequency controllable by the inverter No. 3 is reached, the suppression gain Kc is reduced in accordance with the increase of the motor rotation speed ω so as not to exceed the frequency controllable by the inverter.
【００１８】図４はモーター回転速度ωに対する抑制ゲ
インＫcの他の設定例を示す。この例では、高調波電流
の周波数が電力変換器１３のインバーターで制御可能な
周波数を超えるまでは、モーター回転速度ωと無関係に
抑制ゲインＫcに１を設定し、従来の高調波電流制御と
同様な制御効果を得る。高調波電流の周波数が電力変換
器１３のインバーターで制御可能な周波数を超えるモー
ター回転速度ωに達したら、抑制ゲインＫcに０を設定
する。FIG. 4 shows another setting example of the suppression gain Kc with respect to the motor rotation speed ω. In this example, until the frequency of the harmonic current exceeds the frequency that can be controlled by the inverter of the power converter 13, the suppression gain Kc is set to 1 regardless of the motor rotation speed ω, similar to the conventional harmonic current control. Get a nice control effect. When the frequency of the harmonic current reaches the motor rotation speed ω that exceeds the frequency that can be controlled by the inverter of the power converter 13, the suppression gain Kc is set to 0.
【００１９】このように、第１の実施の形態によれば、
モーターの回転速度に応じて高調波電流制御器８の制御
効果を変更するようにしたので、モーターの高速域にお
いて高調波電流制御による電流のうねりなどが発生しな
いように、モーターの高速域での高調波電流制御器８の
制御効果を変更することができ、モーター電流制御の安
定性を向上させることができる。また、モーターの回転
速度に応じて高調波電流制御系の制御ゲインを変更する
ようにしたので、高調波電流制御の制御効果を連続的に
変更でき、モーター電流制御の安定性を確保することが
できる。さらに、高調波電流制御器８の固定制御ゲイン
Ｋpdh、Ｋpqh、Ｋidh、Ｋiqhに対してモーターの回転速
度に応じて変化する可変制御ゲインＫcを乗じるように
したので、簡単な構成で高調波電流制御の制御効果を変
更することができる。As described above, according to the first embodiment,
The control effect of the harmonic current controller 8 is changed according to the rotation speed of the motor. Therefore, in the high speed region of the motor, in order to prevent the current swell due to the harmonic current control from occurring, The control effect of the harmonic current controller 8 can be changed, and the stability of motor current control can be improved. In addition, the control gain of the harmonic current control system is changed according to the rotation speed of the motor, so the control effect of harmonic current control can be changed continuously, and the stability of motor current control can be ensured. it can. Furthermore, since the fixed control gains Kpdh, Kpqh, Kidh, and Kiqh of the harmonic current controller 8 are multiplied by the variable control gain Kc that changes according to the rotation speed of the motor, the harmonic current control is simple. The control effect of can be changed.
【００２０】なお、この一実施の形態ではモーター回転
速度に応じて抑制ゲインＫcを変更する例を示すが、例
えばモーター電流やモーター電圧などの、高調波電流制
御の制御効果を変更したい状況、あるいは高調波電流制
御を停止したい状況に応じて抑制ゲインＫcを変更して
もよい。また、ｄh軸高調波電流制御に用いる抑制ゲイ
ンとｑh軸高調波電流制御に用いる抑制ゲインとを異な
る値としてもよい。In this embodiment, an example in which the suppression gain Kc is changed according to the motor rotation speed is shown. However, it is necessary to change the control effect of harmonic current control such as motor current and motor voltage, or The suppression gain Kc may be changed according to the situation where it is desired to stop the harmonic current control. Further, the suppression gain used for the dh-axis harmonic current control and the suppression gain used for the qh-axis harmonic current control may have different values.
【００２１】−−−発明の第２の実施の形態−−−
図５は第２の実施の形態の構成を示す制御ブロック図で
ある。なお、図１に示す制御ブロックおよび機器と同様
な機能の制御ブロックおよび機器に対しては同一の符号
を付して相違点を中心に説明する。--- Second Embodiment of the Invention --- FIG. 5 is a control block diagram showing the configuration of the second embodiment. It should be noted that control blocks and devices having the same functions as those of the control blocks and devices shown in FIG.
【００２２】上述した第１の実施の形態では、高調波電
流制御系におけるＰＩ制御の比例ゲインＫpdh、Ｋpqhと
積分ゲインＫidh、Ｋiqhにそれぞれ抑制ゲインＫcを乗
じて高調波電流制御の制御効果を変える例を示した。し
かし、電流制御はＰＩ制御に限定されず、種々の制御則
を用いて電流制御器を構成することができる。例えば、
ＰＩ電流制御だけでなく、フィードフォワード制御も組
み込んだ高調波電流制御系を構成した場合に、第１の実
施の形態のようにＰＩ制御の比例ゲインＫpdh、Ｋpqhと
積分ゲインＫidh、Ｋiqhだけに抑制ゲイン（可変制御ゲ
イン）Ｋcを乗じただけでは、高調波電流制御を停止す
ることができなくなる。In the above-described first embodiment, the control gain of the harmonic current control is changed by multiplying the proportional gains Kpdh and Kpqh and the integral gains Kidh and Kiqh of the PI control in the harmonic current control system by the suppression gain Kc. An example was given. However, the current control is not limited to the PI control, and the current controller can be configured using various control rules. For example,
When a harmonic current control system incorporating not only PI current control but also feedforward control is configured, it is suppressed to proportional gains Kpdh and Kpqh and integral gains Kidh and Kiqh of PI control as in the first embodiment. The harmonic current control cannot be stopped only by multiplying the gain (variable control gain) Kc.
【００２３】そこで、この第２の実施の形態では、ＰＩ
制御の他にフィードフォワード制御が組み込まれたｄh
ｑh軸電流制御器８Ａの出力電圧、すなわち高調波電流
制御電圧ｖdh0＊、ｖqh0＊にそれぞれ、乗算器２０ａ、
２０ｂで抑制ゲイン（可変制御ゲイン）Ｋcを乗じる。
なお、抑制ゲインＫcは０〜１までの値をとる可変制御
ゲインであり、図３や図４に示すようにモーターの回転
速度に応じて設定してもよいし、例えばモーター電流や
モーター電圧などの、高調波電流制御の制御効果を変更
したい状況、あるいは高調波電流制御を停止したい状況
に応じて設定してもよい。Therefore, in the second embodiment, the PI
Dh with feed-forward control incorporated in addition to control
The output voltage of the qh-axis current controller 8A, that is, the harmonic current control voltages vdh0 * , vqh0 * are respectively multiplied by the multiplier 20a,
In 20b, the suppression gain (variable control gain) Kc is multiplied.
The suppression gain Kc is a variable control gain that takes a value from 0 to 1, and may be set according to the rotation speed of the motor as shown in FIGS. 3 and 4, for example, the motor current or the motor voltage. Alternatively, it may be set according to a situation in which the control effect of the harmonic current control is desired to be changed or a situation in which the harmonic current control is desired to be stopped.
【００２４】このように、第２の実施の形態によれば、
どのような制御則を用いて構成した高調波電流制御系に
対しても、簡単な構成で高調波電流制御の制御効果を変
更したり、高調波電流制御を停止することができる。As described above, according to the second embodiment,
With respect to the harmonic current control system configured by using any control law, the control effect of the harmonic current control can be changed or the harmonic current control can be stopped with a simple configuration.
【００２５】なお、この第２の実施の形態では、ｄhｑh
軸座標系における高調波電流制御電圧ｖdh0＊、ｖqh0＊
に抑制ゲインＫcを乗じて高調波電流制御の制御効果を
変える例を示したが、３相交流座標系や２相交流座標系
における高調波電流制御電圧に抑制ゲインＫcを乗じて
高調波電流制御の制御効果を変えるようにしてもよい。In the second embodiment, dhqh
Harmonic current control voltage vdh0 * , vqh0 * in the axis coordinate system
The example in which the control effect of the harmonic current control is changed by multiplying by the suppression gain Kc is shown, but the harmonic current control voltage in the three-phase AC coordinate system or the two-phase AC coordinate system is multiplied by the suppression gain Kc to control the harmonic current control. You may make it change the control effect of.
【００２６】また、上述した第１および第２の実施の形
態のように、ｄhｑh軸電流制御器８、８Ａに積分制御が
用いられていると、０＜Ｋc＜１の抑制ゲインＫcを乗じ
ても定常状態では高調波電流制御の制御効果を変更でき
なくなるが、Ｋcを最終的に０にすることによって高調
波電流制御を完全に停止することができる。If integral control is used for the dhqh axis current controllers 8 and 8A as in the above-described first and second embodiments, the suppression gain Kc of 0 <Kc <1 is multiplied. In the steady state, the control effect of the harmonic current control cannot be changed, but the harmonic current control can be completely stopped by finally setting Kc to zero.
【００２７】−−−発明の第３の実施の形態−−−
図６は、高調波電流制御電圧を制限するための高調波リ
ミッターを備えたモーター制御装置の制御ブロック図を
示す。なお、図１および図５に示す制御ブロックおよび
機器と同様な制御ブロックおよび機器に対しては同一の
符号を付して相違点を中心に説明する。---- Third Embodiment of the Invention ---- FIG. 6 shows a control block diagram of a motor control device having a harmonic limiter for limiting the harmonic current control voltage. It should be noted that control blocks and devices similar to the control blocks and devices shown in FIG. 1 and FIG.
【００２８】基本波リミッター２１は、電力変換器１３
の出力電圧を電源電圧や出力制限に依存した上限値から
下限値までの範囲に制限するためのリミット値Ｖmax、
Ｖminを有し、３相交流の基本波電流制御電圧ｖu0＊、
ｖv0＊、ｖw0＊にリミット処理を施して３相交流基本波
電流制御電圧ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊を出力する。減算器
２２ａ、２２ｂ、２２ｃは、基本波リミッター２１の入
出力の差すなわち上下限リミット値の超過分を算出す
る。The fundamental wave limiter 21 is a power converter 13
Limit value Vmax for limiting the output voltage of the power supply to the range from the upper limit value to the lower limit value depending on the power supply voltage and the output limit,
Vmin having three-phase AC fundamental current control voltage vu0 * ,
Limit processing is performed on vv0 * , vw0 * and three-phase AC fundamental wave current control voltages vu * , vv * , vw * are output. The subtractors 22a, 22b, 22c calculate the difference between the input and output of the fundamental wave limiter 21, that is, the excess of the upper and lower limit values.
【００２９】ｄｑ／３相変換器２３は、基本波リミッタ
ー２１の入出力の差すなわち上下限リミット値の超過分
をｄｑ軸座標系における超過分Δｖd、Δｖqに変換す
る。乗算器２４ａ、２４ｂはｄｑ軸座標系における超過
分Δｖd、ΔｖqにそれぞれゲインＫad、Ｋaqを乗じ、減
算器２５ａ、２５ｂはｄｑ軸電流指令値ｉd＊、ｉq＊か
らそれぞれ超過分Ｋad・Δｖd、Ｋaq・Δｖqを減じる。The dq / 3-phase converter 23 converts the difference between the input and output of the fundamental wave limiter 21, that is, the excess of the upper and lower limit values into the excess Δvd, Δvq in the dq axis coordinate system. The multipliers 24a and 24b multiply the excesses Δvd and Δvq in the dq axis coordinate system by the gains Kad and Kaq, respectively, and the subtractors 25a and 25b calculate the excesses Kad · Δvd and Kaq from the dq axis current command values id * and iq * , respectively.・ Reduce Δvq.
【００３０】つまり、基本波電流制御系において、３相
交流基本波電流制御電圧ｖu＊、ｖv ＊、ｖw＊の上下限
リミット値Ｖmax、Ｖminから超過分に応じてｄｑ軸電流
指令値ｉd＊、ｉq＊を低減する。これにより、出力電圧
制限にともなう基本波電流制御出力の飽和を防止でき、
基本波電流制御系の応答性を改善することができる。That is, in the fundamental wave current control system, three-phase
AC fundamental wave current control voltage vu*, Vv *, Vw*Upper and lower limits of
From the limit values Vmax and Vmin, depending on the excess, dq axis current
Command value id*, Iq*To reduce. This allows the output voltage
It is possible to prevent saturation of the fundamental wave current control output due to the limit,
The response of the fundamental wave current control system can be improved.
【００３１】高調波リミッター２６の上下限値は電力変
換器１３の出力限界により定まる値とすることができる
が、基本波電流制御を優先できる高調波リミッター２６
として、上下限値を基本波電流制御電圧ｖu＊、ｖv＊、
ｖw＊に応じて可変とすることができる。高調波リミッ
ター２６は、リミット値Ｖu'max、Ｖu'min、Ｖv'max、
Ｖv'min、Ｖw'max、Ｖw'minを有し、３相交流の高調波
電流制御電圧ｖu0'、ｖv0'、ｖw0'にリミット処理を施
し、３相交流の高調波電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'を
出力する。減算器２７ａ、２７ｂ、２７ｃは、高調波リ
ミッター２６の入出力の差すなわち上下限リミット値の
超過分を算出する。The upper and lower limit values of the harmonic limiter 26 can be values determined by the output limit of the power converter 13, but the harmonic limiter 26 can prioritize the fundamental wave current control.
The upper and lower limits are the fundamental wave current control voltages vu * , vv * ,
It can be variable according to vw * . The harmonic limiter 26 has limit values Vu'max, Vu'min, Vv'max,
Vv'min, Vw'max, Vw'min, and three-phase AC harmonic current control voltages vu0 ', vv0', vw0 'are subjected to limit processing, and three-phase AC harmonic current control voltages vu', Outputs vv 'and vw'. The subtractors 27a, 27b, 27c calculate the difference between the input and output of the harmonic limiter 26, that is, the excess of the upper and lower limit values.
【００３２】ｄhｑh／３相変換器２８は、高調波リミッ
ター２６の入出力の差すなわち上下限リミット値の超過
分をｄhｑh軸座標系における超過分Δｖdh、Δｖqhに変
換する。乗算器２９ａ、２９ｂはｄhｑh軸座標系におけ
る超過分Δｖdh、ΔｖqhにそれぞれゲインＫadh、Ｋaqh
を乗じ、減算器３０ａ、３０ｂはｄhｑh軸電流指令値ｉ
dh＊、ｉqh＊からそれぞれ超過分Ｋadh・Δｖdh、Ｋaqh
・Δｖqhを減じる。The dhqh / 3-phase converter 28 converts the difference between the input and output of the harmonic limiter 26, that is, the excess amount of the upper and lower limit values into the excess amounts Δvdh and Δvqh in the dhqh axis coordinate system. The multipliers 29a and 29b respectively add gains Kadh and Kaqh to the excesses Δvdh and Δvqh in the dhqh axis coordinate system.
And the subtracters 30a and 30b multiply the dhqh axis current command value i
Excesses from dh * and iqh * respectively Kadh · Δvdh and Kaqh
・ Reduce Δvqh.
【００３３】つまり、高調波電流制御系において、３相
交流の高調波電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'の上下限リ
ミット値Ｖu'max、Ｖu'min、Ｖv'max、Ｖv'min、Ｖw'ma
x、Ｖw'minから超過分に応じてｄhｑh軸電流指令値ｉdh
＊、ｉqh＊を低減する。これにより、出力電圧制限にと
もなう高調波電流制御出力の飽和を防止でき、高調波電
流制御系の応答性を改善することができる。That is, in the harmonic current control system, the upper and lower limit values Vu'max, Vu'min, Vv'max, Vv'min of the three-phase AC harmonic current control voltages vu ', vv', vw '. Vw'ma
x, Vw'min to dhqh axis current command value idh depending on the excess
* , Iqh * are reduced. As a result, it is possible to prevent saturation of the harmonic current control output due to the output voltage limitation, and improve the response of the harmonic current control system.
【００３４】図７は、高調波リミッター２６のリミット
値の通常の設定方法を示す。Ｕ相を例に上げて説明する
と、基本波リミッター２１を通過した基本波電流制御電
圧ｖu＊をリミット値Ｖmax、Ｖminから差し引いた値
（Ｖmax−ｖu＊）、（Ｖmin−ｖu＊）を高調波リミッタ
ー２６のリミット値Ｖu'max、Ｖu'minとする。なお、Ｖ
相、Ｗ相についても同様な方法でリミット値Ｖv'max、
Ｖv'min、Ｖw'max、Ｖw'minを決定する。このようにし
て構成される高調波リミッター２６によって、基本波電
流制御電圧ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊を出力した場合の、電
力変換器１３の余裕分を高調波電流制御に割り当てるこ
とができる。FIG. 7 shows a normal setting method of the limit value of the harmonic limiter 26. Taking the U phase as an example for explanation, the values (Vmax-vu * ) and (Vmin-vu * ) obtained by subtracting the fundamental wave current control voltage vu * passing through the fundamental wave limiter 21 from the limit values Vmax and Vmin are harmonics. The limit values of the limiter 26 are Vu'max and Vu'min. In addition, V
Limit value Vv'max,
Vv'min, Vw'max and Vw'min are determined. The harmonic limiter 26 thus configured can allocate the margin of the power converter 13 to the harmonic current control when the fundamental wave current control voltages vu * , vv * , vw * are output.
【００３５】図８は、第３の実施の形態の高調波リミッ
ター２６のリミット値の設定方法を示す。この第３の実
施の形態では、図８に示すように、基本波リミッター２
１を通過した基本波電流制御電圧ｖu＊をリミット値Ｖm
ax、Ｖminから差し引いた値（Ｖmax−ｖu＊）、（Ｖmin
−ｖu＊）にそれぞれ抑制ゲインＫcを乗じた値を、高調
波リミッター２６のリミット値Ｖu'max、Ｖu'minとす
る。なお、抑制ゲインＫcは０から１までの値をとる可
変制御ゲインであり、図３や図４に示すようにモーター
の回転速度に応じて設定してもよいし、例えばモーター
電流やモーター電圧などの高調波電流制御の制御効果を
変更したい状況、あるいは高調波電流制御を停止したい
状況に応じて設定してもよい。FIG. 8 shows a method of setting the limit value of the harmonic limiter 26 of the third embodiment. In the third embodiment, as shown in FIG. 8, the fundamental wave limiter 2
The fundamental wave current control voltage vu * that passed 1 is the limit value Vm
A value obtained by subtracting from ax and Vmin (Vmax-vu * ), (Vmin
The values obtained by multiplying -vu * ) by the suppression gain Kc are defined as the limit values Vu'max and Vu'min of the harmonic limiter 26. The suppression gain Kc is a variable control gain that takes a value from 0 to 1, and may be set according to the rotation speed of the motor as shown in FIGS. 3 and 4, for example, the motor current or the motor voltage. It may be set in accordance with a situation in which the control effect of the harmonic current control is desired to be changed or a situation in which the harmonic current control is desired to be stopped.
【００３６】図８ではＵ相のみを示すが、Ｖ相およびＷ
相についても同様な方法でリミット値Ｖv'max、Ｖv'mi
n、Ｖw'max、Ｖw'minを設定する。このように、高調波
リミッター２６のリミット値に抑制ゲインＫcを乗じる
ことによって、高調波電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'を
制限することができ、高調波電流制御の制御効果を変更
したり、高調波電流制御を停止することができる。その
上、高調波電流制御器８の制御効果を制限した状態での
定常運転が可能になる。Although only the U phase is shown in FIG. 8, the V phase and W
Limit values Vv'max and Vv'mi are also applied to phases in the same way.
n, Vw'max and Vw'min are set. Thus, by multiplying the limit value of the harmonic limiter 26 by the suppression gain Kc, the harmonic current control voltages vu ', vv', vw 'can be limited, and the control effect of the harmonic current control is changed. Alternatively, the harmonic current control can be stopped. In addition, steady operation is possible with the control effect of the harmonic current controller 8 being limited.
【００３７】この第３の実施の形態によれば、高調波リ
ミッター２６のリミット値に抑制ゲインＫcを乗じるこ
とによって、ｄhｑh軸電流制御器８に積分制御が用いら
れていても、定常状態において高調波電流制御の制御効
果を変更することができる。また、ｄhｑh軸電流制御器
８に積分制御が用いられている場合でも、抑制ゲインＫ
cに０を設定することによって、最終的には高調波制御
を完全に停止させることができる。According to the third embodiment, by multiplying the limit value of the harmonic limiter 26 by the suppression gain Kc, even if integral control is used in the dhqh-axis current controller 8, the harmonics are controlled in a steady state. The control effect of the wave current control can be changed. Further, even when the integral control is used in the dhqh axis current controller 8, the suppression gain K
By setting c to 0, finally, the harmonic control can be completely stopped.
【００３８】−−−発明の第４の実施の形態−−−
上述した第３の実施の形態では、高調波リミッター２６
のリミット値に抑制ゲインＫcを乗じることによって高
調波電流制御の制御効果を変更したり、あるいは高調波
電流制御を停止する例を示したが、高調波リミッター２
６の出力、すなわち高調波電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖ
w'に抑制ゲインＫcを乗じるようにした第４の実施の形
態を説明する。この第４の実施の形態では、第３の実施
の形態の図６に示すモーター制御装置の一部を、図９に
示すような構成に変えたものであり、図６に示す制御ブ
ロックおよび機器と同様なものに対しては同一の符号を
付して相違点を中心に説明する。--- Fourth Embodiment of the Invention --- In the third embodiment described above, the harmonic limiter 26 is used.
The example in which the control effect of the harmonic current control is changed or the harmonic current control is stopped by multiplying the limit value of 1 by the suppression gain Kc has been shown.
6, the output of the harmonic current control voltage vu ', vv', v
A fourth embodiment in which w'is multiplied by the suppression gain Kc will be described. In the fourth embodiment, a part of the motor control device shown in FIG. 6 of the third embodiment is changed to the configuration shown in FIG. 9, and the control block and the device shown in FIG. The same reference numerals will be given to the same components, and differences will be mainly described.
【００３９】図９において、高調波リミッター２６Ａ
は、図８に示すような抑制ゲインＫcを乗じたリミット
値を有するリミッターではなく、図７に示すような基本
波リミッター２１のリミット値Ｖmax、Ｖminから基本波
電流制御電圧ｖu＊、ｖv＊、ｖw＊を減じて求めたリミ
ット値Ｖu'max、Ｖu'min、Ｖv'max、Ｖv'min、Ｖw'ma
x、Ｖw'minを有するリミッターである。In FIG. 9, the harmonic limiter 26A
Is not a limiter having a limit value multiplied by the suppression gain Kc as shown in FIG. 8, but a limit value Vmax, Vmin of the fundamental wave limiter 21 as shown in FIG. 7 to the fundamental wave current control voltages vu * , vv * , Limit values Vu'max, Vu'min, Vv'max, Vv'min, Vw'ma obtained by subtracting vw *
It is a limiter having x and Vw'min.
【００４０】乗算器３１ａ、３１ｂ、３１ｃは、高調波
リミッター２６Ａの出力に抑制ゲインＫcを乗して高調
波電流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'を生成し、加算器１２
ａ、１２ｂ、１２ｃへ出力する。これにより、高調波電
流制御電圧ｖu'、ｖv'、ｖw'を制限することができ、高
調波電流制御の制御効果を変更したり、高調波電流制御
を停止することができる。また、高調波電流制御器８の
制御効果を制限した状態での定常運転が可能になる。な
お、抑制ゲインＫcは０から１までの値をとり、図３や
図４に示すようにモーターの回転速度に応じて設定して
もよいし、例えばモーター電流やモーター電圧などの高
調波電流制御の制御効果を変更したい状況、あるいは高
調波電流制御を停止したい状況に応じて設定してもよ
い。The multipliers 31a, 31b, 31c multiply the output of the harmonic limiter 26A by the suppression gain Kc to generate the harmonic current control voltages vu ', vv', vw ', and adder 12
Output to a, 12b, and 12c. Thereby, the harmonic current control voltages vu ′, vv ′, vw ′ can be limited, the control effect of the harmonic current control can be changed, or the harmonic current control can be stopped. Further, steady operation becomes possible with the control effect of the harmonic current controller 8 being limited. The suppression gain Kc may take a value from 0 to 1 and may be set according to the rotation speed of the motor as shown in FIGS. 3 and 4. For example, harmonic current control such as motor current or motor voltage may be performed. It may be set according to the situation in which the control effect of is desired to be changed or the situation in which the harmonic current control is desired to be stopped.
【００４１】この第４の実施の形態によれば、高調波リ
ミッター２６Ａの出力に抑制ゲインＫcを乗じることに
よって、ｄhｑh軸電流制御器８に積分制御が用いられて
いても、定常状態において高調波電流制御の制御効果を
変更することができる。また、ｄhｑh軸電流制御器８に
積分制御が用いられている場合でも、抑制ゲインＫcに
０を設定することによって、最終的には高調波制御を完
全に停止させることができる。According to the fourth embodiment, by multiplying the output of the harmonic limiter 26A by the suppression gain Kc, even if the integral control is used in the dhqh axis current controller 8, the harmonics are generated in the steady state. The control effect of the current control can be changed. Further, even when integral control is used in the dhqh axis current controller 8, by setting the suppression gain Kc to 0, the harmonic control can be finally stopped completely.
【図１】 第１の実施の形態の構成を示す制御ブロック
図である。FIG. 1 is a control block diagram showing a configuration of a first embodiment.
【図２】 図１に示すモーター制御装置のｄhｑh軸電流
制御器の詳細を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing details of a dhqh axis current controller of the motor control device shown in FIG.
【図３】 モーター回転速度に対する抑制ゲインＫcの
設定例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a setting example of a suppression gain Kc with respect to a motor rotation speed.
【図４】 モーター回転速度に対する抑制ゲインＫcの
他の設定例を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing another setting example of the suppression gain Kc with respect to the motor rotation speed.
【図５】 第２の実施の形態の構成を示す制御ブロック
図である。FIG. 5 is a control block diagram showing the configuration of the second embodiment.
【図６】 第３の実施の形態の構成を示す制御ブロック
図である。FIG. 6 is a control block diagram showing a configuration of a third embodiment.
【図７】 高調波リミッターのリミット値の通常の設定
方法を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a normal setting method of a limit value of a harmonic limiter.
【図８】 第３の実施の形態の高調波リミッターのリミ
ット値の他の設定方法を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing another method of setting the limit value of the harmonic limiter according to the third embodiment.
【図９】 第４の実施の形態の構成を示す制御ブロック
図である。FIG. 9 is a control block diagram showing a configuration of a fourth embodiment.
１ａ、１ｂ 減算器 ２ ｄｑ軸電流制御器 ３ 非干渉制御器 ４ａ、４ｂ 加算器 ５ ３相／ｄｑ変換器 ６ ｄｑ／３相変換器 ７ａ、７ｂ 減算器 ８、８Ａ ｄhｑh軸電流制御器 ８ａ、８ｂ 加算器 ９ ３相／ｄhｑh変換器 １０ ハイパスフィルター １１ ｄhｑh／ｄｑ変換器 １２ａ、１２ｂ、１２ｃ 加算器 １３ 電力変換器 １４ モーター １５ａ、１５ｂ 電流センサー １６ 回転センサー １７ 位相速度演算器 ２０ａ、２０ｂ 乗算器 ２１ 基本波リミッター ２２ａ、２２ｂ、２２ｃ 減算器 ２３ ｄｑ／３相変換器 ２４ａ、２４ｂ 乗算器 ２５ａ、２５ｂ 減算器 ２６、２６Ａ 高調波リミッター ２７ａ、２７ｂ、２７ｃ 減算器 ２８ ｄhｑh／３相変換器 ２９ａ、２９ｂ 乗算器 ３０ａ、３０ｂ 減算器 ３１ａ、３１ｂ、３１ｃ 乗算器 1a, 1b Subtractor 2 dq axis current controller 3 Non-interference controller 4a, 4b adder 5 3-phase / dq converter 6 dq / 3 phase converter 7a, 7b Subtractor 8,8A dhqh axis current controller 8a, 8b adder 9 3 phase / dhqh converter 10 high pass filter 11 dhqh / dq converter 12a, 12b, 12c adder 13 Power converter 14 motor 15a, 15b Current sensor 16 rotation sensor 17 Phase velocity calculator 20a, 20b multiplier 21 fundamental wave limiter 22a, 22b, 22c Subtractor 23 dq / 3-phase converter 24a, 24b multiplier 25a, 25b Subtractor 26, 26A harmonic limiter 27a, 27b, 27c Subtractor 28 dhqh / 3-phase converter 29a, 29b Multiplier 30a, 30b Subtractor 31a, 31b, 31c Multiplier
Claims (7)
るｄｑ軸座標系でモーター電流の基本波成分を制御する
基本波電流制御器と、 モーター電流の基本波成分の周波数の整数倍の周波数で
回転するｄhｑh軸座標系でモーター電流の高調波成分を
制御する高調波電流制御器と、 前記基本波電流制御器の出力と前記高調波電流制御器の
出力とを加算してモーター電流を制御するための電流制
御電圧を算出し、前記電流制御電圧に応じた３相交流電
圧を生成して前記モーターに印加する電力変換器とを備
えたモーター制御装置であって、 前記モーターの動作状態に応じて前記高調波電流制御器
の制御効果を変更する制御効果変更回路を備えることを
特徴とするモーター制御装置。1. A fundamental wave current controller for controlling a fundamental wave component of a motor current in a dq axis coordinate system which rotates in synchronization with the rotation of a three-phase AC motor, and an integral multiple of the frequency of the fundamental wave component of the motor current. A harmonic current controller that controls the harmonic component of the motor current in the dhqh axis coordinate system that rotates at a frequency, and the motor current by adding the output of the fundamental current controller and the output of the harmonic current controller A motor control device comprising: a power converter that calculates a current control voltage for controlling, generates a three-phase AC voltage according to the current control voltage, and applies the three-phase AC voltage to the motor. A motor control device comprising a control effect changing circuit for changing the control effect of the harmonic current controller according to the above.
て、 前記制御効果変更回路は、前記モーターの動作状態に応
じて高調波電流制御系の制御ゲインを変更することを特
徴とするモーター制御装置。2. The motor control device according to claim 1, wherein the control effect changing circuit changes a control gain of a harmonic current control system according to an operating state of the motor. .
て、 前記制御効果変更回路は、前記モーターの動作状態に応
じて変化する可変制御ゲインを前記高調波電流制御器の
固定制御ゲインに乗じることを特徴とするモーター制御
装置。3. The motor control device according to claim 2, wherein the control effect changing circuit multiplies a fixed control gain of the harmonic current controller by a variable control gain that changes according to an operating state of the motor. Motor control device characterized by.
て、 前記制御効果変更回路は、前記モーターの動作状態に応
じて変化する可変制御ゲインを前記高調波電流制御器の
出力に乗じることを特徴とするモーター制御装置。4. The motor control device according to claim 2, wherein the control effect changing circuit multiplies the output of the harmonic current controller by a variable control gain that changes according to an operating state of the motor. Motor control device.
て、 前記高調波電流制御器の出力を予め設定した上限値から
下限値までの範囲に制限する高調波リミッターを備え、 前記制御効果変更回路は、前記高調波リミッターの上限
値と下限値を前記モーターの動作状態に応じて変更する
ことを特徴とするモーター制御装置。5. The motor control device according to claim 1, further comprising a harmonic limiter that limits the output of the harmonic current controller to a range from a preset upper limit value to a preset lower limit value. The motor control device is characterized in that the upper limit value and the lower limit value of the harmonic limiter are changed according to the operating state of the motor.
て、 前記高調波電流制御器の出力を予め設定した上限値から
下限値までの範囲に制限する高調波リミッターを備え、 前記制御効果変更回路は、前記モーターの動作状態に応
じて変化する可変制御ゲインを前記高調波リミッターの
出力に乗じることを特徴とするモーター制御装置。6. The motor control device according to claim 1, further comprising a harmonic limiter for limiting the output of the harmonic current controller to a range from a preset upper limit value to a preset lower limit value, and the control effect changing circuit. The motor control device is characterized in that the output of the harmonic limiter is multiplied by a variable control gain that changes according to the operating state of the motor.
ター制御装置において、 前記モーターの動作状態は回転速度であることを特徴と
するモーター制御装置。7. The motor control device according to claim 1, wherein the operating state of the motor is a rotation speed.
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| JP2002083521A JP3783641B2 (en) | 2002-03-25 | 2002-03-25 | Motor control device |
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| JP2003284383A true JP2003284383A (en) | 2003-10-03 |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008035614A (en) * | 2006-07-28 | 2008-02-14 | Kayaba Ind Co Ltd | Controller and controller of actuator |
| CN100417005C (en) * | 2005-09-27 | 2008-09-03 | 株式会社电装 | Method of estimating magnetic pole position in synchronous motor |
| JP2011139593A (en) * | 2009-12-28 | 2011-07-14 | Fuji Electric Co Ltd | Power conversion device |
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- 2002-03-25 JP JP2002083521A patent/JP3783641B2/en not_active Expired - Fee Related
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