JP2003218823A - Ｏｆｄｍ用サンプリング誤差検出装置、検出方法、および、ｏｆｄｍ用受信装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 セグメント方式を採用するＯＦＤＭ伝送方式
において、サンプリング誤差を検出することにより正確
な受信信号の復元を可能とすることを目的とする。 【解決手段】 受信ＯＦＤＭ信号のうち、（シンボル番
号，キャリア番号）＝（ｕ，ｋ）の制御信号（ＡＣ１信
号等）と（ｕ−１,ｋ）の制御信号の複素共役の値とを
第１乗算器２１２で乗算し、（ｕ，ｋ−ｄ）の制御信号
と（ｕ−１，ｋ−ｄ）の制御信号の複素共役の値を第１
乗算器２１２で乗算し、乗算結果のうち、前者の複素共
役の値と後者の値とを第２乗算器２１４で乗算し、乗算
結果から位相算出部２１５において位相成分Ψを抽出す
る。さらに、位相成分Ψに対してモジュラス演算部２１
６においてψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）（ｒｏｕ
ｎｄは四捨五入演算）なる演算を行いランダム成分（π
成分）を除去しサンプリング誤差成分を検出する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＯＦＤＭ地上波デ
ジタルテレビ放送受信機用ＬＳＩ開発における、日本規
格に適したＡ／Ｄ誤差検出アルゴリズムに関する。

【０００２】

【発明の背景】＜１．ＯＦＤＭ伝送の概略＞地上波デジ
タル放送の送信方式として、或る帯域内に、互いに直交
する数百〜数千の多数の搬送波（サブキャリア）を多重
伝送するＯＦＤＭ方式が日本や欧州などで採用されてい
る。「サブキャリアが互いに直交する」とは、任意のサ
ブキャリアのスペクトラムのピーク点が常に他のサブキ
ャリアのスペクトラムのゼロ点と一致している状態を意
味する。このようなＯＦＤＭ方式は、周波数利用効率が
非常に高く、移動受信時に生じるフェージング妨害に強
いという利点をもつ。また、ＯＦＤＭ方式は、電波が高
層ビルや山などの障害物で反射し、複数経路から遅延し
て受信機に到達するというマルチパス現象の影響を受け
にくいという利点をもつ。

【０００３】このようなＯＦＤＭ方式は、地上波デジタ
ル放送のみならず、電話線や電力線を利用した有線通
信、無線ＬＡＮ（Local Area Network）などの無線通信
などで採用されつつある。例えば、ｘＤＳＬ（x Digita
l Subscriber Line）モデムではＤＭＴ（Discrete Mult
i-Tone）と称するＯＦＤＭ方式が採用されており、無線
ＬＡＮではＩＥＥＥ８０２．１１ａ規格にＯＦＤＭ方式
が定められている。

【０００４】図６に示すように、ＯＦＤＭ方式で変調さ
れたシンボル信号は、データや制御信号などを含む有効
シンボルと、マルチパスの影響を低減させる目的のガー
ドインターバルとから構成されている。ガードインター
バルは各シンボル信号の先頭部分に設定されており、有
効シンボルの末尾部分のコピーである。マルチパスによ
る反射波の遅延時間がガードインターバル期間Ｔ_g以内
であれば、シンボル間干渉（ＩＳＩ）の影響の無い完全
な１シンボル分のデータを取り出すことができる。尚、
通常、ガードインターバル期間Ｔ_gは、有効シンボル期
間Ｔ_uの１／４，１／８，１／１６，１／３２の何れか
に設定される。

【０００５】また、図７に示すように、日本の規格で
は、６ＭＨｚ〜８ＭＨｚの帯域幅をもつシンボル信号の
スペクトラムを複数の階層Ｌ₁，Ｌ₂，Ｌ₃に分割して伝
送するという、所謂「階層伝送」が可能である。各階層
は、更に、同期変調用もしくは差動変調用の単数または
複数のセグメントＳ₁，Ｓ₂，…，Ｓ₁₃から構成されてい
る。また、階層単位またはセグメント単位で、ＱＰＳＫ
やＤＱＰＳＫ、多値ＱＡＭなどの変調方式、もしくは誤
り訂正符号化の符号化率を個別に指定できる。

【０００６】＜２．Ａ／Ｄ誤差＞このような特徴をもつ
ＯＦＤＭ伝送において、ＯＦＤＭ伝送の送信データは、
送信装置側でＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）されることに
よりＯＦＤＭシンボルとなる。そして、このＯＦＤＭシ
ンボルをＤ／Ａ変換することによりアナログのＯＦＤＭ
シンボルが受信装置側に伝送されるのである。そして、
このＤ／Ａ変換の際のサンプリング周波数（このサンプ
リング周波数は前述したＩＤＦＴのサンプリング速度に
等しい）と受信側のＡ／Ｄ変換の際のサンプリング周波
数が一致しない（以下、このような不一致をサンプリン
グ誤差もしくはＡ／Ｄ誤差と呼ぶ）と受信障害が発生す
ることとなる。Ａ／Ｄ誤差は１０^-4のオーダーだが、シ
ンボル方向とキャリア方向とともに累積するので、信号
に与える影響が大きく、次のような障害が生じることと
なる。

【０００７】＜３．ＩＣＩ(Inter-Channel Interferenc
e)の発生＞送信データＸ_k(ｋ＝０，１，・・・Ｎ−１)
がＩＤＦＴ（逆フーリエ変換）により変調されるとＯＦ
ＤＭシンボルになる。このＯＦＤＭシンボルを数１式に
示す。

【０００８】

【数１】

【０００９】ここで、ｘ(ｎ)のサンプリング時間間隔
（ＤＦＴサンプル速度）をＴとすると、数２式のように
定義できる。

【００１０】

【数２】

【００１１】したがって、数１式で示されるＯＦＤＭシ
ンボルはＤ／Ａ変換により、数３式に示すようなアナロ
グのＯＦＤＭ信号となる。数３式中のｆ_kはサブキャリ
ア周波数を意味する。

【００１２】

【数３】

【００１３】一方、受信側でＴ+ΔＴ（ΔＴはサンプリ
ング誤差）でサンプリングし、ＤＦＴで信号を復元しよ
うとすると、復元された受信信号は数４式で示される。

【００１４】

【数４】

【００１５】ただし、式中のδは数５式で表される。

【００１６】

【数５】

【００１７】δ＝０の時には、直交性により、数６式が
成立する。つまり送信信号を完全復元することができ
る。

【００１８】

【数６】

【００１９】δ≠０の時には、直交性が崩れるため、Ｉ
ＣＩが生じ、送信信号を完全復元することができない、
つまり、数７式のような関係となる。ここで、ＩＣＩ
は、直交性が崩れることによって発生するキャリア間の
干渉である。

【００２０】

【数７】

【００２１】この場合、数４式を展開すると数８式のよ
うになる。

【００２２】

【数８】

【００２３】式中右辺、第１項目は希望信号、第２項目
はＩＣＩである。ここで、ΔＴ＜１０^-6の場合ではＩＣ
Ｉの影響が無視できるが、サンプリング誤差がそれより
大きい場合には、ＩＣＩの影響を無視することができな
い。これらの点については文献”OFDM for Wireless Mu
ltimedia Communications”(R.V.Nee & R.Prasad/Artec
h House Publishers, January2000)に記載されている。

【００２４】＜４．ＦＦＴ窓ずれの発生＞受信したアナ
ログＯＦＤＭ信号ｘ（ｔ）に対しＴ+ΔＴでサンプリン
グすると、ＯＦＤＭ信号は数９式で表される。

【００２５】

【数９】

【００２６】ｎの増加（時間が経つ）につれて、オフセ
ットΔＴｎがどんどん大きくなっていく。結局ＦＦＴの
窓位置にずれが発生する。つまり、図８に示すように、
Ｔ’＝Ｔ+ΔＴでサンプリングを行うと、ＦＦＴ窓位置
が累積的にずれていくことになる。

【００２７】例えばΔＴ=１０^-4、ＦＦＴ長Ｎ=２０４８
（モード１）の場合では、５シンボルごとに１ポイント
のずれが出る。５００シンボル（１７５ｍｓｅｃ）が経
ったら１００ポイントのずれが出て、ガードインターバ
ル（１／１６）を越えることとなる。

【００２８】このようにＡ／Ｄ誤差が発生している場合
には、その累積によりＦＦＴ窓位置ずれはΔＴがどんな
に小さい場合であっても発生するので、常にＡ／Ｄ誤差
を検出し、同期させる必要がある。

【００２９】

【従来の技術】ＯＦＤＭ地上波デジタルテレビ放送受信
機用ＬＳＩにおいて、従来から行われているＡ／Ｄ誤差
検出方法には、ガードインターバルを利用した検出方法
とパイロットデータを利用した検出方法とがある。

【００３０】＜１．ガードインターバルを利用したＡ／
Ｄ誤差検出方法＞前節で述べたようにＡ／Ｄ誤差がＦＦ
Ｔ窓位置にずれを発生させる。したがって、窓位置のず
れを検出することにより、Ａ／Ｄ誤差検出は可能と考え
られる。

【００３１】ガードインターバルは最初にシンボル同期
用に使用される。シンボル同期とは信号をキャッチした
時点から最初に出現するシンボルの先頭までのポイント
数を検出することである。前述の如くガードインターバ
ルはシンボル後部の一部信号と同じ信号であるから、そ
の相関性を利用し、有効シンボルの始点を探し出すこと
ができる。

【００３２】キャッチした信号（Ａ／Ｄ変換される前の
信号）を数１０式に示す。

【００３３】

【数１０】

【００３４】ここで、θは信号をキャッチした時点から
最初に出現するシンボルの頭までの遅延時間である。こ
の信号に対して間隔Ｔ＋Δ（Ｔは前述した送信側のＦＦ
Ｔサンプリング速度であり、ΔはＡ／Ｄ誤差である。）
でサンプリングすると、数１１式で表される信号とな
る。

【００３５】

【数１１】

【００３６】数１１式中、θ_nは検出遅延（仮の遅延ポ
イント数）である。そして、相関法によりθ_nを検出す
る。ここでは、２シンボル長のデータを１ブロックとし
て利用しθ_nを検出する。つまり、キャッチポイントか
ら２シンボル長のデータを取り出せば、その中には、必
ず１個の完全なシンボルが含まれている。そして、ガー
ドインターバルを利用した相関をとることにより、遅延
θ_nを出力するのである。ここで、Δ＝０の場合、数１
１式は、数１２式のように表される。

【００３７】

【数１２】

【００３８】つまり、検出遅延θ_nは時間インデックス
ｎに依存せず、どのブロックで検出した場合も検出遅延
θ_nが同一である。しかし、Δ≠０の場合では、遅延は
−Δｎ＋θ_nとなり、時間インデックスｎの関数であ
る。相関器から出力される検出遅延θ_nは相関器に入力
したデータブロックによって異なることとなる。

【００３９】そして、Δ＞０なら、相関器の出力が時間
の減少関数であり、順次出力される検出遅延θ_nの差分
は“−”出力となる。逆に、Δ＜０の場合では、差分は
“＋”出力となる。従って、相関器の出力状態を常に監
視し、相関器の出力が“＋”か“−”かによって、Ａ／
Ｄ変換器のサンプリング周波数をループ制御することが
可能である。

【００４０】＜２．パイロットＣＰからの検出方法＞こ
の方法は地上波デジタルテレビ放送のヨーロッパ規格に
適用されている。ヨーロッパ規格ではパイロットデータ
の配置（サブキャリア位置）は固定であり、任意のシン
ボルにおいても、必ず決まっているサブキャリアからＣ
Ｐ(continuous pilot)データを抽出することができる。

【００４１】Ａ／Ｄ誤差はパイロットデータの位相に含
まれるため、パイロットデータの位相を検出すること
で、Ａ／Ｄ誤差を検出することが可能であると考えられ
る。ヨーロッパ規格のＡ／Ｄ誤差検出は下記の数１３式
により行われている。なお、この技術に関しては、文
献”Optimum Receiver Design for OFDM-Based Broadba
ndTransmission?Part II:A Case Study”(M.Speth, S.F
ethtel, G.Fock & H.Meyer/IEEE transaction on commu
nication vol.49, No.4, April 2001)に記載されてい
る。

【００４２】

【数１３】

【００４３】ここで、数１３式中、「ｐ_u,k」は受信し
たＣＰパイロットの信号値、「ｕ」はシンボル番号、
「ｋ」はキャリア番号、「Δｆ」は周波数誤差、「δ」
はＡ／Ｄ誤差、「ＧＩ」はガードインターバル長、
「Ｎ」は有効シンボル長、「Ｐ_k」は振幅である。

【００４４】数１３式は、ｕ番目およびｕ−１番目のシ
ンボルのそれぞれｋ番目のキャリアに挿入されたパイロ
ットデータを乗算（一方は複素共役）したものである。
数式で示すようにこの乗算結果の位相には周波数誤差Δ
ｆも含まれている。

【００４５】Ａ／Ｄ誤差と周波数誤差を分離して、とも
に検出できるようにするのは、ヨーロッパ規格のＣＰ配
置の対称性を利用する。ヨーロッパ規格のキャリア番号
ｋは−(Ｎ−1)／２，…，（Ｎ−１）／２となってい
る。またｋ∈[−（Ｎ−１）／２，０）とｋ∈(０,（Ｎ
−１）／２]のそれぞれの区間に挿入されるパイロット
の数は同数である。

【００４６】従って、数１３式の位相部分に対するｋ個
の和をとると、Ａ／Ｄ誤差の部分が消え、周波数誤差が
得る。逆に、数１３式の位相に対し、ｋ∈[−（Ｎ−
１）／２，０）部分の和とｋ∈（０，（Ｎ−１）／２]
部分の和の差をとると、周波数誤差が消え、Ａ／Ｄ誤差
が得られる。

【００４７】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上述した第１
の方法−ガードインターバルを利用したＡ／Ｄ誤差検出
方法には、いくつかの欠点がある。その１、検出時間が
長い。Ａ／Ｄ誤差が小さいので、相関器はポイント単位
で出力する必要があり、１ポイントの差が出るまでは数
十シンボルに対する処理が必要となり、収束時間が長
い。

【００４８】その２、検出精度が悪い。ノイズやマルチ
パスなどの影響で、遅延θ_nが正しく検出できない場合
がある。例えば、相関器の検出精度が±１ポイントとす
ると、１ポイントの誤差は数十シンボルのＡ／Ｄ誤差の
累積結果であり、極微小なＡ／Ｄ誤差は直ちに検出でき
ない。つまり、ガードインターバルによるＡ／Ｄ誤差検
出法は高速なデジタル処理には向いていない。

【００４９】また、上述した第２の方法−パイロットＣ
Ｐを利用したＡ／Ｄ誤差検出方法では検出精度は相対的
に高く、２シンボルごとに誤差を検出したあと、すぐル
ープをかけられるので、収束時間が短縮できる。

【００５０】しかし、この方法はヨーロッパ規格のＯＦ
ＤＭ方式でしか利用することができない。なぜならば、
ヨーロッパ規格におけるＣＰのように、日本規格には任
意のシンボルにおいては挿入されるキャリア位置が固定
されたパイロットデータが存在しないからである。

【００５１】そこで、本発明は前記問題点に鑑み、日本
規格に適用可能なＡ／Ｄ誤差検出アルゴリズムを実現す
ることを目的とする。

【００５２】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、請求項１記載の発明は、受信したセグメント方式の
ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサンプリング
誤差を検出する装置であって、ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤ
Ｍ信号の１シンボルを構成するセグメント配置に依存す
ることなく、挿入されるキャリア位置が固定している制
御信号を含んでおり、a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、
Ｎ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御
信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿
入された制御信号について、一方の信号と他方の信号の
複素共役の値とを乗算する第１演算手段と、b)受信した
ＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目の
キャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボ
ルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号につい
て、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算す
る第２演算手段と、c)前記第１演算手段の出力信号と前
記第２演算手段の出力信号について、一方の信号と他方
の信号の複素共役の値とを乗算することにより、いずれ
も、周波数誤差成分およびサンプリング誤差成分を含む
前記第１演算手段および前記第２演算手段の出力信号か
ら、周波数誤差成分を除去する第３演算手段と、を備え
ることを特徴とする。

【００５３】請求項２記載の発明は、請求項１に記載の
ＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、前記制
御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において
送信されるＡＣ１信号、を含むことを特徴とする。

【００５４】請求項３記載の発明は、請求項１または請
求項２に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置に
おいて、前記制御信号は、前記セグメント方式のＯＦＤ
Ｍ伝送において送信されるＴＭＣＣ信号、を含むことを
特徴とする。

【００５５】請求項４記載の発明は、請求項３に記載の
ＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、前記Ａ
Ｃ１信号および前記ＴＭＣＣ信号とは、振幅が定数で、
ランダムに正負の符号をとる信号であり、このランダム
性に起因して、前記第３演算手段による出力信号の位相
成分Ψには、＋πまたは−πがランダムに付加されるも
のであり、さらに、d)前記第３演算手段の出力信号から
位相成分Ψを取得する第４演算手段と、e)前記第４演算
手段から出力された位相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×
ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは
小数点以下について四捨五入演算を意味する）を行い位
相ψを出力する第５演算手段と、を備え、ランダムなπ
成分が付加されている位相成分Ψから、ランダムなπ成
分を除去した位相ψを取得することにより、ランダム成
分の除去されたサンプリング誤差成分を検出することを
特徴とする。

【００５６】請求項５記載の発明は、請求項４に記載の
ＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、前記第
４演算手段から出力された位相ψの符号を取得すること
により、ＯＦＤＭ用受信装置におけるサンプリング間隔
を正負いずれの方向に補正するかを判定する手段、を含
むことを特徴とする。

【００５７】請求項６記載の発明は、請求項１ないし請
求項５のいずれかに記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差
検出装置において、前記ｍは１であり、連続するシンボ
ルにおける前記制御信号を利用することにより、サンプ
リング誤差成分を抽出することを特徴とする。

【００５８】請求項７記載の発明は、請求項１ないし請
求項６のいずれかに記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差
検出装置において、複数の異なるキャリアに挿入された
複数の制御信号に対して、並行的に演算処理を実行する
ための複数の前記第１演算手段と複数の前記第２演算手
段と、複数の前記第１演算手段と前記第２演算手段とか
ら出力される複数の出力信号に対して並行的に演算処理
を行うための複数の前記第３演算手段と、複数の前記第
３演算手段から出力された信号に対して並行的に演算処
理を行い位相成分を抽出する複数の前記第４演算手段
と、複数の第４演算手段から出力された位相成分に対し
て並行的に演算処理を行いランダム成分を除去する複数
の前記第５演算手段と、複数の前記第５演算手段の出力
結果を平均化することにより平均化されたサンプリング
誤差成分を出力する第６演算手段と、を備えることを特
徴とする。

【００５９】請求項８記載の発明は、セグメント方式の
ＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）伝送における受信装置
であって、請求項５に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤
差検出装置における判定結果に基づいて、サンプリング
間隔を正負いずれかの方向に補正する補正手段、を備え
ることを特徴とする。

【００６０】請求項９記載の発明は、請求項８に記載の
ＯＦＤＭ用受信装置において、順次受信するＯＦＤＭシ
ンボル信号に対して前記補正手段による補正処理を繰り
返し実行することにより、サンプリング誤差を収束させ
ることを特徴とする。

【００６１】請求項１０記載の発明は、受信したセグメ
ント方式のＯＦＤＭ（直交周波数多重分割）信号からサ
ンプリング誤差を検出する方法であって、ＯＦＤＭ信号
は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成するセグメント配
置に依存することなく、挿入されるキャリア位置が固定
している制御信号を含むものであって、前記制御信号
は、振幅が定数で、ランダムに正負の符号をとる信号で
あり、a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボ
ルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ
番目のシンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信
号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値と
を乗算するとともに、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目の
キャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボ
ルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号につい
て、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算す
る第１の工程と、b)前記第１の工程の２つの乗算結果の
出力信号について、一方の出力信号と他方の出力信号の
複素共役の値とを乗算することにより、周波数誤差成分
が除去された信号を出力する第２の工程と、c)前記第２
の工程の出力信号から位相成分Ψを取得する第３の工程
と、d)前記第３の工程の出力信号には、前記制御信号の
ランダム性に起因して、＋πまたは−πがランダムに付
加されるものであり、前記第３の工程から出力された位
相成分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）
なる演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点第１位について
四捨五入演算）を行い位相ψを出力する第４の工程と、
を備え、ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψ
から、ランダムなπ成分を除去した位相ψを取得するこ
とにより、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差
成分を検出することを特徴とする。

【００６２】請求項１１記載の発明は、請求項１０に記
載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出方法において、複
数のキャリアに挿入された複数の前記制御信号に対し
て、前記第１ないし第５の工程を同時並行的に実行し、
その結果、第５の工程から出力される複数のサンプリン
グ誤差成分を平均化することを特徴とする。

【００６３】

【発明の実施の形態】以下、図面を参照しつつ本発明の
実施の形態について説明する。

【００６４】｛１．ＯＦＤＭ用復調装置の全体構成｝図
１は、本発明の実施の形態に係るＯＦＤＭ用復調装置の
概略構成図である。ＯＦＤＭ用送信装置（図示せず）か
ら送信されたＲＦ（Radio Frequency）信号１は伝送路
を通って受信アンテナ２で受信された後、フロントエン
ド処理部３において受信される。フロントエンド処理部
３は、ＲＦ信号１をＩＦ（Intermediate Frequency）信
号に周波数変換するチューナー、ＢＰＦ（バンドパスフ
ィルタ）、搬送波発振器から供給される信号と乗算する
ミキサー、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）などを含んでい
る。フロントエンド処理部３から出力された信号は、Ａ
／Ｄ変換器４に出力される。

【００６５】Ａ／Ｄ変換器４は入力信号を所定のサンプ
リング周波数でデジタル信号（シンボル信号）に変換す
る。変換されたＯＦＤＭ信号はミキサー５、リサンプラ
ー６を経由して直並列変換器７に出力する。

【００６６】具体的には、Ａ／Ｄ変換器４から出力され
た信号は、ミキサー５で広帯域および狭帯域の周波数誤
差などの補正を施される。次いで、リサンプラー６で信
号レートを調整された後、直並列変換器７に出力され
る。

【００６７】リサンプラー６は、入力信号に対して補間
（interpolation）処理とデシメーション（decimatio
n）処理とを行うポリフェーズフィルター（polyphase f
ilter）である。後述するＦＦＴ（高速フーリエ変換）
演算器８で使用されるＦＦＴのサンプリング周波数とＡ
／Ｄ変換器４におけるＡ／Ｄ変換のサンプリング周波数
とは異なるため、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ変換とＦＦ
Ｔの両者のサンプリング周波数の不一致を調整する機能
を有している。

【００６８】さらに、本発明においては、リサンプラー
６において、送信側のＦＦＴサンプリング周波数と受信
側のＦＦＴサンプリング周波数を一致させるための機
能、つまり、サンプリング誤差（もしくはＡ／Ｄ誤差）
を解消するための機能を有している。

【００６９】一方、シンボル同期回路１３は、リサンプ
ラー６からシリアルに入力するシンボル信号の時間的な
ズレを検出し、その検出信号を直並列変換器７に出力す
る。

【００７０】直並列変換器７は、入力するシンボル信号
をバッファリングしつつ、検出信号を利用してＦＦＴ窓
に合わせてパラレル信号に変換し、ＦＦＴ演算器８に出
力する。ここで、ＦＦＴ窓とはＦＦＴ演算器８で信号を
取り込む時間領域を意味する。

【００７１】ＦＦＴ演算器８は、入力するＮ点のシンボ
ル信号に対して高速フーリエ変換を施すことで、周波数
領域のＮ個のＯＦＤＭ復調信号を並列に出力する。

【００７２】また、広帯域周波数同期回路１１は、ＦＦ
Ｔ演算器８から出力されたＯＦＤＭ復調信号の周波数成
分に基づいて、広帯域の周波数誤差を検出する。そし
て、広帯域周波数誤差の検出信号はミキサー５に出力さ
れ、周波数補正が行われる。

【００７３】また、狭帯域周波数同期回路１２は、直並
列変換器７から出力されたシンボル信号に基づいて、狭
帯域の周波数誤差を検出する。そして、狭帯域周波数誤
差の検出信号はミキサー５に出力され、周波数補正が行
われる。

【００７４】Ａ／Ｄ同期回路１４は、Ａ／Ｄ変換器４に
おけるＡ／Ｄ変換誤差（つまり、送信側とのサンプリン
グ誤差）を検出する機能を有する。Ａ／Ｄ変換誤差の検
出信号はリサンプラー６に出力される。そして、前述の
如く、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ同期回路１４から入力
する検出信号を用いて、Ａ／Ｄ変換誤差の補正処理を行
う。

【００７５】Ａ／Ｄ変換器４におけるサンプリング周波
数ｆ１を直接調整することで、Ａ／Ｄ同期処理を行うこ
とも可能ではあるが、かかる場合には、回路構成が複雑
になり、サンプリング周波数ｆ１が比較的高いためノイ
ズが混入し易く、コストが多大になり易いという問題点
がある。これに対し、リサンプラー６は、Ａ／Ｄ変換誤
差をデジタル信号処理で補正でき、回路構成を簡素化で
きるという利点をもつ。

【００７６】次いで、ＯＦＤＭ復調信号はフレーム同期
回路９に出力される。フレーム同期回路９においては、
２０４シンボル信号を１処理ブロックとするフレームの
先頭を探し出した後、等化器１０において、このＯＦＤ
Ｍ復調信号は、ＯＦＤＭ復調信号に埋め込まれたパイロ
ット信号に基づいて等化処理を施された後出力される。

【００７７】また、ＦＦＴ窓調整部１５は、フレーム同
期回路９から出力されるＳＰ（Scattered Pilot）信号
に基づいてＦＦＴ窓位置のずれを検出し、検出信号をＦ
ＦＴ演算器８に出力する。ＦＦＴ演算器８では、この検
出信号をもとにＦＦＴ窓位置を微調整する。

【００７８】｛２．本発明におけるＡ／Ｄ誤差検出の理
論｝上述したように、日本規格のＯＦＤＭ伝送フォーマ
ットには、任意のシンボルにおいて固定的に利用できる
ＣＰがないが、付加情報を伝送するためのＡＣ１(Auxil
iary Channel)と伝送制御用のＴＭＣＣ(Transmission a
nd Multiplexing Configuration Control)パイロットが
利用可能である。

【００７９】ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号はセグメントの
構成に左右されなく、常に同じキャリア位置に配置され
るという特徴がある。１シンボルには、複数の同期変調
セグメントと差動変調セグメントが配置されることにな
るが、ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号は、同期変調セグメン
トと差動変調セグメントの両方に挿入される信号であ
り、しかも、同期変調セグメントと差動変調セグメント
の配列によらず、一定のサブキャリア位置に挿入される
のである。

【００８０】たとえば、図２に示すように、あるＬ番目
のセグメントにおいては、そのセグメント内のＭ番目の
キャリアにＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入され
るということが決まっているものとする。この場合、Ｌ
番目のセグメントが同期変調セグメントであっても、差
動変調セグメントであっても、そのＭ番目のキャリアに
は必ずＡＣ１（もしくはＴＭＣＣ）信号が挿入されてい
るのである。このことは、結局、１シンボル内に挿入さ
れる全ＡＣ１およびＴＭＣＣ信号の挿入位置が決定して
いることとなる。そこで、本発明においては、このＡＣ
１およびＴＭＣＣ信号を利用して、Ａ／Ｄ誤差検出を行
う。

【００８１】しかし、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号はＤＢ
ＳＫ変調された二値信号であるため、任意のシンボルに
おいて、その符号が“＋”であるか、“−”であるかは
判明しない。そこで、ＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号を利用
し、数１３式で示したヨーロッパ規格と同じ方法でＡ／
Ｄ誤差を検出しようとすると、数１４式で示されるよう
な結果となる。

【００８２】

【数１４】

【００８３】式中、ｐ_u,kは受信したＡＣ１信号とＴＭ
ＣＣ信号である。また、Ｒ_u,kは｛０，１｝のランダム
数であり、上述したＤＢＳＫ信号の符号の不確定性を表
すものである。つまり、ｕ番目およびｕ−１番目のシン
ボルにおけるそれぞれｋ番目のキャリアに挿入されてい
るＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号の信号値を乗算した
場合、Ｒ_u,kのランダム性により（＋１）もしくは（−
１）のいずれの値が係数となるかは不明である。そし
て、このことは、乗算結果の位相に位相（±π）が付加
されないのか、付加されるのかが不明であることを示し
ている。

【００８４】また、日本規格には、ヨーロッパ規格のよ
うなＣＰ配置の対称性がないため、前述したようにＣＰ
配置の対称性を利用して数１４式から周波数誤差を消去
するという方法がとれない。つまり、ヨーロッパ規格で
説明したものと同様の方法では、Ａ／Ｄ誤差だけを検出
することができない。そこで、本アルゴリズムでは、Ａ
Ｃ１信号，ＴＭＣＣ信号の位相からＡ／Ｄ誤差が検出で
きるようにする。

【００８５】＜２−１．周波数誤差を消してＡ／Ｄ誤差
だけを検出＞数１４式の位相の中で、Ａ／Ｄ誤差を含む
成分（δｋ）はキャリア番号（ｋ）に依存しているが、
周波数誤差（Δｆ）はキャリア番号（ｋ）に依存してい
ない。つまり、すべてのサブキャリアにおいて周波数誤
差（Δｆ）が同じである。従って、異なる２つのサブキ
ャリアの位相差分をとることで、数１５式に示すように
周波数誤差を消去することができる。

【００８６】

【数１５】

【００８７】数１５式は、結局、（シンボル番号ｕ，キ
ャリア番号ｋ），（シンボル番号ｕ−１,キャリア番号
ｋ），（シンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ−ｄ），（シ
ンボル番号ｕ−１，キャリア番号ｋ−ｄ），の４個のＡ
Ｃ１信号（もしくはＴＭＣＣ信号）の信号値を乗算する
ことにより、周波数誤差成分を消去することを可能とし
ている。

【００８８】そして、数１５式の位相にはＡ／Ｄ誤差成
分のみが残っているため、Ａ／Ｄ誤差の検出は可能であ
る。

【００８９】＜２−２．位相のランダム性を消す＞周波
数誤差成分を消去したわけであるが、依然、数１５式に
はランダム数Ｒ_{u, k}が存在するため、そのランダム性が
位相に影響を及ぼしている。つまり、数１６式で示すよ
うに、ランダム係数が（−１）である場合には、（−
１）=ｅ^±jπより数１５式の位相に影響を及ぼしてい
る。

【００９０】

【数１６】

【００９１】一方、ランダム係数が（＋１）である場合
には、数１５式の位相に影響を及ぼすことはない。した
がって、数１５式の位相成分よりＡ／Ｄ誤差を検出する
ためには、このランダム係数によって影響を受けている
位相成分を除去する必要がある。

【００９２】ここで、デジタル計算領域において、一般
に、位相は−π≦ψ≦πとして出力される。したがっ
て、数１５式の位相に（−１）＝ｅ^±jπが付加される
場合を考えると、δ＜０である場合には、位相−πを付
加すると位相が−πより小さくなるので、数１７式で示
されるように、位相πが付加されていることになる。

【００９３】

【数１７】

【００９４】逆に、δ＞０である場合には、位相−πが
付加されていることになる。

【００９５】

【数１８】

【００９６】いずれにしても、Ｒ_u,kのランダム性によ
り、位相に±πが付加されている場合と、付加されてい
ない場合があり、普通のモジュラス演算ではランダムに
付加されている±πを消去することができない。

【００９７】そこで、Ａ／Ｄ誤差δがごく小さい数値で
あることを利用して、数１９式で示すようなモジュラス
演算で、π成分を取り除くことができる。

【００９８】

【数１９】

【００９９】式中の“ｒｏｕｎｄ”は少数点以下を四捨
五入演算することを意味する。数１９式を用いる利点に
ついて説明する。Ａ／Ｄ誤差δは非常に小さい数値（１
０^-4）であるので、数１５式の位相成分中、Ψ₀=２π
（１＋ＧＩ／Ｎ）δｄも非常に小さい数値となる。そう
すると、Ψ₀にランダム成分が付加された位相Ψは、π
成分が付加されていなければ、やはり非常に小さな位相
である。この場合、数１９式は、 ψ=Ψ となり、一致する。

【０１００】これに対して、位相Ψ₀にπ成分（＋πも
しくは−π）が付加されている場合には、位相Ψは、＋
πもしくは−πに近い値となるため、数１９式は、ψ=
Ψ−π、もしくは、ψ=Ψ＋πとなり、π成分が消去さ
れる。このようにして、Ｒ_u,kのランダム性を排除して
Ａ／Ｄ誤差を検出することが可能となるのである。

【０１０１】｛３．Ａ／Ｄ同期回路の構成｝以上説明し
た本発明におけるＡ／Ｄ誤差の検出理論を実現する回路
構成について説明する。図３は、図１に示すＡ／Ｄ同期
回路１４のブロック図である。Ａ／Ｄ同期回路１４は、
Ａ／Ｄ誤差検出回路２１、ループフィルター２２、係数
ＲＯＭ２３とから構成される。

【０１０２】ＦＦＴ回路８からの出力されたＯＦＤＭ復
調信号は、１シンボルごとにパラレルにＡ／Ｄ誤差検出
回路２１にとりこまれる。図４は、Ａ／Ｄ誤差検出回路
２１のブロック図である。Ａ／Ｄ誤差検出回路２１は、
複素データをその共役複素データに変換する第１および
第２変換器２１１，２１３と、第１および第２乗算器２
１２，２１４と、位相算出器２１５と、モジュラス演算
器２１６と、加算器２１７、および、スケール調整器２
１８とを備えている。

【０１０３】そして、それら各構成回路がＦＦＴ回路８
から入力するパラレルのＯＦＤＭ復調信号をパラレルに
演算するために、それぞれ複数並列配置されている。図
中、（ｘ_u,1，ｘ_u,2，…，ｘ_u,p）はｕ番目のシンボル
から取り出したＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号であ
り、（ｘ_u-1,1，ｘ_u-1,2，…，ｘ_u-1,p）はｕ−１番目
のシンボルから取り出したＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号で
ある。なお、図中、ｘの２番目の添え字（１，２，・・
・，ｐ）は、キャリア番号の若い順にＡＣ１信号もしく
はＴＭＣＣ信号に付された連番である。つまり、ＯＦＤ
Ｍ信号に挿入されるＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号のキャリ
ア位置は、とびとびのキャリア番号であるが、ここで
は、便宜的に連番（以下、この連番をパイロット番号と
呼ぶ）を付して取り扱うこととする。

【０１０４】まず、並列的に、ｕ−１番目のシンボルの
各信号を第１変換器２１１，２１１・・・で処理し、そ
の複素共役信号を出力する。次に、出力された各複素共
役信号と、ｕ番目のシンボルの同一のパイロット番号の
信号とを、並列的に、第１乗算器２１２，２１２・・・
で乗算処理する。この第１乗算器２１２，２１２・・・
からの出力された信号は、数１４式で示される信号であ
り、周波数誤差成分およびランダム成分を含んでいる。

【０１０５】次に、第１乗算器２１２の出力信号を分岐
出力し、一方は、第２変換器２１３，２１３・・・で処
理し、その複素共役信号を出力する。そして、あるパイ
ロット番号の第１乗算器２１２からの出力と、隣り合う
パイロット番号の第２変換器２１３からの出力とを、並
列的に、第２乗算器２１４，２１４・・・で乗算処理す
る。この第２乗算器２１４，２１４・・・から出力され
た信号は、数１５式で示される信号であり、周波数誤差
成分は消去されているが、ランダム成分が含まれてい
る。

【０１０６】次に、各第２乗算器２１４，２１４・・・
からの出力は、位相算出器２１５で処理され、並列的
に、各信号の位相成分が出力される。この位相成分は数
１９式におけるΨに該当する。つまり、Ψには、π成分
が付加されているか、付加されていないか不明である。

【０１０７】次に、位相算出器２１５の出力は、モジュ
ラス演算器２１６に出力され、並列的に、π成分の除去
処理が行われる。ここで、モジュラス演算器２１６は、
数１９式で示される演算を行う処理部である。このよう
にして、各モジュラス演算器２１６，２１６・・・から
は、並列的に、周波数誤差成分およびランダム成分が除
去され、Ａ／Ｄ誤差成分（サンプリング誤差成分）が含
まれた位相成分が出力される。この位相成分は、数１５
式における２π（１＋ＧＩ／Ｎ）δｄに対応する。

【０１０８】そして、これら各モジュラス演算器２１
６，２１６・・・からの出力を加算器２１７で加算した
後、スケール調整器２１８においてスケール調整処理さ
れ出力される。ここでは、数１５式に対応させて、π
（１＋ＧＩ／Ｎ）で除算することにより、スケール調整
するようにしている。この結果、Ａ／Ｄ誤差検出器２１
からの出力は、Ａ／Ｄ誤差δそのものではないが、Ａ／
Ｄ誤差δの符合を判別することが可能な出力である。

【０１０９】図３に戻り、次に、ループフィルター２２
は、Ａ／Ｄ誤差検出器２１からの出力をもとに、フィル
タ処理を行い、Ａ／Ｄ誤差δの符号を判別するととも
に、所定の閾値との比較によりＡ／Ｄ誤差δのスケール
を判別する。そして、ループフィルター２２は、係数Ｒ
ＯＭ２３に対して、Ａ／Ｄ誤差δの符号およびスケール
に関する情報信号を送出する。

【０１１０】係数ＲＯＭ２３は、ループフィルター２２
からの情報信号に基づいて、リサンプラー６に送出すべ
きパラメータを決定し、当該パラメータをリサンプラー
６に送出する。このパラメータは、リサンプラー６がＡ
／Ｄ誤差を補正する際に、サンプリング間隔をいずれの
方向（＋の方向ｏｒ−の方向）に、どんな大きさで変化
させるかを規定する情報である。これにより、リサンプ
ラー６は、Ａ／Ｄ誤差を補正するのである。そして、Ｏ
ＦＤＭ受信装置は、このようなＡ／Ｄ誤差検出、Ａ／Ｄ
誤差補正の処理を繰り返し行うことにより、順次、Ａ／
Ｄ誤差（サンプリング誤差）を０に近づけるようにする
のである。

【０１１１】図５は、コンピューターを用いたシミュレ
ーション結果を示している。初期Ａ／Ｄ誤差１．３×１
０^-3から、７５回のループ演算（１５０シンボル相当）
で、Ａ／Ｄ誤差がゼロに近づいている。このシミュレー
ションでは、１番目と２番目のシンボルでＡ／Ｄ誤差を
検出した後は、３番目と４番目のシンボルで検出、順
次、５番目と６番目・・・という手順で繰り返し処理を
している。ただし、１番目と２番目のシンボルでＡ／Ｄ
誤差検出をした後、２番目と３番目のシンボルで検出
し、順次、３番目と４番目というような手順で繰り返し
処理を行うようにしてもよい。

【０１１２】Ａ／Ｄ誤差を検出するために利用するＡＣ
１信号とＴＭＣＣ信号の数は、特に限定されるものでは
ない。この数は、図４におけるパイロット番号ｐに対応
するものであるが、この数が多いほど検出精度が高くな
る。ただし、そのための回路の構成要素が増加するた
め、検出精度、コスト、回路構成をコンパクトにすると
いう目的などを考慮して最適な数を採用すればよい。た
とえば、３セグメント部分受信の場合であれば、取得可
能なＡＣ１信号とＴＭＣＣ信号の数は９本であり、これ
らを９本のパイロットを利用することにより、その平均
処理によってノイズなどの影響を低減することが可能で
ある。

【０１１３】以上、本発明の実施の形態においては、数
１５式で示した計算式を利用して、Ａ／Ｄ誤差成分（サ
ンプリング誤差成分）を抽出するようにしている。これ
は、言い換えると、（シンボル番号ｕ，キャリア番号
ｋ），（シンボル番号ｕ−１,キャリア番号ｋ），（シ
ンボル番号ｕ，キャリア番号ｋ−ｄ），（シンボル番号
ｕ−１，キャリア番号ｋ−ｄ），からなる４点の制御信
号（ＡＣ１信号もしくはＴＭＣＣ信号）を乗算すること
によって、周波数成分を除去する方法である。ただし、
本実施の形態のように、連続するシンボル（ｕ番目とｕ
−１番目）間で乗算する方法に限られず、２シンボル以
上の間隔を空けたシンボル間で上記処理を行っても良
い。

【０１１４】

【発明の効果】以上説明したように、請求項１記載の発
明では、時間方向およびキャリア方向にそれぞれずらし
た４点の制御信号の乗算処理を行うことにより、容易に
周波数誤差成分を除去することが可能である。

【０１１５】請求項２、請求項３記載の発明では、制御
信号としてＡＣ１信号、ＴＭＣＣ信号をそれぞれ利用す
るので、挿入されるサブキャリア位置が固定されてお
り、サンプリング誤差検出が可能となる。

【０１１６】請求項４記載の発明では、四捨五入を利用
したモジュラス演算を利用することにより、ＡＣ１信号
もしくはＴＭＣＣ信号の符号のランダム性を除去するこ
とが可能となる。これにより、周波数誤差成分およびラ
ンダム成分が除去され、サンプリング誤差成分が残され
た信号を出力することが可能となる。

【０１１７】請求項５記載の発明では、サンプリング誤
差成分を含む位相の符号からサンプリング間隔の補正方
向（符号）を決定するので、サンプリング誤差の大きさ
について厳密な検出をすることなく、サンプリング補正
が可能となる。

【０１１８】請求項６記載の発明では、連続するシンボ
ルを利用してサンプリング誤差を検出するので、短時間
でサンプリング誤差を解消することが可能となる。

【０１１９】請求項７記載の発明では、複数のキャリア
に挿入された複数の制御信号を利用してサンプリング誤
差を検出するので、誤差検出精度が向上する。

【０１２０】請求項８、請求項９記載の発明は、受信装
置の発明であり、サンプリング誤差を補正して、受信信
号を正しく復元することが可能である。

【０１２１】請求項１０、請求項１１記載の発明は、サ
ンプリング誤差の検出方法に関するものであり、４点の
制御信号を利用することにより周波数誤差を除去すると
ともに、モジュラス演算によりランダム成分を除去可能
である。

【図面の簡単な説明】

【図１】実施の形態にかかるＯＦＤＭ用受信装置のブロ
ック構成図である。

【図２】セグメント方式のシンボルの構成を示す図であ
る。

【図３】Ａ／Ｄ同期回路のブロック構成図である。

【図４】Ａ／Ｄ誤差検出回路のブロック構成図である。

【図５】シミュレーション結果を示す図である。

【図６】ガードインターバルと有効シンボルの関係を示
す図である。

【図７】ＯＦＤＭシンボルを示す図である。

【図８】ＦＦＴ窓ずれが発生する状態を示す図である。

【符号の説明】

６ リサンプラー ８ ＦＦＴ変換回路 １４ Ａ／Ｄ同期回路 ２１ Ａ／Ｄ誤差検出回路 ２１１ 第１変換器（複素共役変換器） ２１２ 第１乗算器 ２１３ 第２変換器（複素共役変換器） ２１４ 第２乗算器 ２１５ 位相算出器 ２１６ モジュラス演算器 ２１７ 加算器 ２１８ スケール調整器

Claims (11)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 受信したセグメント方式のＯＦＤＭ（直
   交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検出す
   る装置であって、 ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成する
   セグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリ
   ア位置が固定している制御信号を含んでおり、 a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ
   番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目の
   シンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号につ
   いて、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算
   する第１演算手段と、 b)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ
   ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番
   目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御
   信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の値
   とを乗算する第２演算手段と、 c)前記第１演算手段の出力信号と前記第２演算手段の出
   力信号について、一方の信号と他方の信号の複素共役の
   値とを乗算することにより、いずれも、周波数誤差成分
   およびサンプリング誤差成分を含む前記第１演算手段お
   よび前記第２演算手段の出力信号から、周波数誤差成分
   を除去する第３演算手段と、を備えることを特徴とする
   ＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置。
2. 【請求項２】 請求項１に記載のＯＦＤＭ用サンプリン
   グ誤差検出装置において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
   ＡＣ１信号、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ用サンプ
   リング誤差検出装置。
3. 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載のＯＦＤ
   Ｍ用サンプリング誤差検出装置において、 前記制御信号は、 前記セグメント方式のＯＦＤＭ伝送において送信される
   ＴＭＣＣ信号、 を含むことを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検
   出装置。
4. 【請求項４】 請求項３に記載のＯＦＤＭ用サンプリン
   グ誤差検出装置において、 前記ＡＣ１信号および前記ＴＭＣＣ信号とは、振幅が定
   数で、ランダムに正負の符号をとる信号であり、このラ
   ンダム性に起因して、前記第３演算手段による出力信号
   の位相成分Ψには、＋πまたは−πがランダムに付加さ
   れるものであり、さらに、 d)前記第３演算手段の出力信号から位相成分Ψを取得す
   る第４演算手段と、 e)前記第４演算手段から出力された位相成分Ψに対し
   て、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる演算（ただ
   し、ｒｏｕｎｄは小数点以下について四捨五入演算を意
   味する）を行い位相ψを出力する第５演算手段と、を備
   え、 ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ラ
   ンダムなπ成分を除去した位相ψを取得することによ
   り、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を
   検出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差
   検出装置。
5. 【請求項５】 請求項４に記載のＯＦＤＭ用サンプリン
   グ誤差検出装置において、 前記第４演算手段から出力された位相ψの符号を取得す
   ることにより、ＯＦＤＭ用受信装置におけるサンプリン
   グ間隔を正負いずれの方向に補正するかを判定する手
   段、を含むことを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤
   差検出装置。
6. 【請求項６】 請求項１ないし請求項５のいずれかに記
   載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、 前記ｍは１であり、連続するシンボルにおける前記制御
   信号を利用することにより、サンプリング誤差成分を抽
   出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差検
   出装置。
7. 【請求項７】 請求項１ないし請求項６のいずれかに記
   載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置において、 複数の異なるキャリアに挿入された複数の制御信号に対
   して、並行的に演算処理を実行するための複数の前記第
   １演算手段と複数の前記第２演算手段と、 複数の前記第１演算手段と前記第２演算手段とから出力
   される複数の出力信号に対して並行的に演算処理を行う
   ための複数の前記第３演算手段と、 複数の前記第３演算手段から出力された信号に対して並
   行的に演算処理を行い位相成分を抽出する複数の前記第
   ４演算手段と、 複数の第４演算手段から出力された位相成分に対して並
   行的に演算処理を行いランダム成分を除去する複数の前
   記第５演算手段と、 複数の前記第５演算手段の出力結果を平均化することに
   より平均化されたサンプリング誤差成分を出力する第６
   演算手段と、を備えることを特徴とするＯＦＤＭ用サン
   プリング誤差検出装置。
8. 【請求項８】 セグメント方式のＯＦＤＭ（直交周波数
   多重分割）伝送における受信装置であって、 請求項５に記載のＯＦＤＭ用サンプリング誤差検出装置
   における判定結果に基づいて、サンプリング間隔を正負
   いずれかの方向に補正する補正手段、を備えることを特
   徴とするＯＦＤＭ用受信装置。
9. 【請求項９】 請求項８に記載のＯＦＤＭ用受信装置に
   おいて、 順次受信するＯＦＤＭシンボル信号に対して前記補正手
   段による補正処理を繰り返し実行することにより、サン
   プリング誤差を収束させることを特徴とするＯＦＤＭ用
   受信装置。
10. 【請求項１０】 受信したセグメント方式のＯＦＤＭ
    （直交周波数多重分割）信号からサンプリング誤差を検
    出する方法であって、 ＯＦＤＭ信号は、ＯＦＤＭ信号の１シンボルを構成する
    セグメント配置に依存することなく、挿入されるキャリ
    ア位置が固定している制御信号を含むものであって、前
    記制御信号は、振幅が定数で、ランダムに正負の符号を
    とる信号であり、 a)受信したＯＦＤＭ信号のうち、Ｎ番目のシンボルのｋ
    番目のキャリアに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目の
    シンボルのｋ番目のキャリアに挿入された制御信号につ
    いて、一方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算
    するとともに、Ｎ番目のシンボルのｋ＋ｄ番目のキャリ
    アに挿入された制御信号と、Ｎ＋ｍ番目のシンボルのｋ
    ＋ｄ番目のキャリアに挿入された制御信号について、一
    方の信号と他方の信号の複素共役の値とを乗算する第１
    の工程と、 b)前記第１の工程の２つの乗算結果の出力信号につい
    て、一方の出力信号と他方の出力信号の複素共役の値と
    を乗算することにより、周波数誤差成分が除去された信
    号を出力する第２の工程と、 c)前記第２の工程の出力信号から位相成分Ψを取得する
    第３の工程と、 d)前記第３の工程の出力信号には、前記制御信号のラン
    ダム性に起因して、＋πまたは−πがランダムに付加さ
    れるものであり、前記第３の工程から出力された位相成
    分Ψに対して、ψ＝Ψ−π×ｒｏｕｎｄ（Ψ／π）なる
    演算（ただし、ｒｏｕｎｄは小数点第１位について四捨
    五入演算）を行い位相ψを出力する第４の工程と、を備
    え、 ランダムなπ成分が付加されている位相成分Ψから、ラ
    ンダムなπ成分を除去した位相ψを取得することによ
    り、ランダム成分の除去されたサンプリング誤差成分を
    検出することを特徴とするＯＦＤＭ用サンプリング誤差
    検出方法。
11. 【請求項１１】 請求項１０に記載のＯＦＤＭ用サンプ
    リング誤差検出方法において、 複数のキャリアに挿入された複数の前記制御信号に対し
    て、前記第１ないし第５の工程を同時並行的に実行し、
    その結果、第５の工程から出力される複数のサンプリン
    グ誤差成分を平均化することを特徴とするＯＦＤＭ用サ
    ンプリング誤差検出方法。