JP2003078364A - High voltage output control circuit - Google Patents
High voltage output control circuitInfo
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- JP2003078364A JP2003078364A JP2001264508A JP2001264508A JP2003078364A JP 2003078364 A JP2003078364 A JP 2003078364A JP 2001264508 A JP2001264508 A JP 2001264508A JP 2001264508 A JP2001264508 A JP 2001264508A JP 2003078364 A JP2003078364 A JP 2003078364A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、精度のよい高電圧
の出力を必要とする測定機器や増幅装置、あるいは製造
装置に利用可能とした高電圧出力制御回路に関するもの
である。
【０００２】
【従来の技術】従来、個別部品としてのトランジスタや
ダイオードにおけるブレークダウン電圧やリーク電流の
測定には高電圧小電流電源装置が必要であり、また、順
方向電圧測定等では低電圧でやや多い電流を出力するこ
とができる電源装置が必要であり、さらには、電圧の正
（以下、単に「＋」で表示する）と負（以下、単に
「−」で表示する）との切り替えも行なうことができる
機能が必要であり、通常、これらの機能を１台に兼ね備
えた高電圧電源装置が用いられている。
【０００３】このような高電圧電源装置は、小型化・省
エネルギー化、利便性等の観点から低電圧駆動であるこ
とが望ましく、低電圧回路で高電圧出力を得ることがで
きる様々な方式の電源回路が提案され、使用されてい
る。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
高電圧電源装置は、例えば特開平７−２９４６０７号公
報に示されるような構成をしており、回路を構成する電
子部品の部品点数が多いため、装置自体が大型化すると
ともに、製品価格が高くなるという問題があった。
【０００５】また、一般的に消費電力の低減が困難であ
って発熱量が多くなりやすく、その熱自体が故障の遠因
となったり、製品寿命を短くしたりするという問題があ
った。
【０００６】さらに、一般的な高電圧電源装置では、高
電圧側での制御精度は高いものの、±０Ｖ付近での制御
精度が十分でない場合が多く、高電圧側から０Ｖ付近ま
で精度よく制御を行なう必要がある場合には、＋用高電
圧電源装置と−用高電圧電源装置とを使い分けたり、高
耐圧オペアンプを用いた高性能な高電圧電源装置を使用
したりする必要があった。
【０００７】そのため、＋用高電圧電源装置と−用高電
圧電源装置とを使い分ける場合には、２台の高電圧電源
装置が必要になることによりコストアップを招くととも
に、維持管理の手間が倍増するという問題があり、ま
た、高耐圧オペアンプを用いた高電圧電源装置を使用す
る場合には、その高電圧電源装置自体が非常に高価なも
のとなり、コスト的に見合わないという問題があった。
【０００８】そこで本発明では、低コストで高電圧側か
ら０Ｖ付近まで精度よく制御を行なうことができる高電
圧出力制御回路を提供することにより、低コストでの高
電圧電源装置の提供を可能とすることができるようにし
ているものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明の高電圧出力制御
回路では、第１電源と第１トランジスタのエミッタとを
接続するとともに、同第１トランジスタのコレクタを第
１逆流防止素子を介して出力端子に接続し、また、第２
電源と第２トランジスタのエミッタとを接続するととも
に、同第２トランジスタのコレクタを第２逆流防止素子
を介して出力端子に接続し、さらに、第１トランジスタ
のベースは、第１バイアス素子を介して第１電源と接続
するとともに、第２バイアス素子を介して入力端子と接
続し、また、第２トランジスタのベースは、第４バイア
ス素子を介して第２電源と接続するとともに、第３バイ
アス素子を介して入力端子と接続し、正または負の電圧
を供給可能とした第３電源を、出力制御素子を介して出
力端子に接続することにより、正から負、及び、負から
正への連続的な出力の制御を行なうことができるように
した。
【００１０】
【発明の実施の形態】図１は本発明の高電圧出力制御回
路の基本構成部分を示した回路図である。本発明の高電
圧出力制御回路では、正の所定電圧とした第１電源V1
(＋)とＰＮＰ型の第１トランジスタTR1のエミッタとを
接続し、さらに、同第１トランジスタTR1のコレクタを
出力端子Voutに接続している。また、負の所定電圧とし
た第２電源V2(−)とＮＰＮ型の第２トランジスタTR2の
エミッタとを接続し、さらに、同第２トランジスタTR2
のコレクタを出力端子Voutに接続している。
【００１１】さらに、第１トランジスタTR1及び第２ト
ランジスタTR2への逆流阻止のために、第１トランジス
タT R1と出力端子Voutとの間、及び、第２トランジスタ
TR2と出力端子Voutとの間にそれぞれ逆流防止素子とし
て第１ダイオードD1及び第２ダイオードD2を介設してい
る。すなわち、第１トランジスタTR1のコレクタに第１
ダイオードD1のアノードを接続し、同第１ダイオードD1
のカソードを出力端子Voutに接続するようにしている。
また、第２トランジスタTR2のコレクタに第２ダイオー
ドD2のカソードを接続し、同第２ダイオードD2のアノー
ドを出力端子Voutに接続するようにしている。
【００１２】第１トランジスタTR1のベースは、バイア
ス素子として第１バイアス抵抗器R1を介して第１電源V1
(＋)と接続するとともに、同じくバイアス素子として第
２バイアス抵抗器R2を介して入力端子Vinと接続するよ
うにしている。また、第２トランジスタTR2のベース
は、バイアス素子として第４バイアス抵抗器R4を介して
第２電源V2(−)と接続するとともに、同じくバイアス素
子として第３バイアス抵抗器R3を介して入力端子Vinと
接続するようにしている。
【００１３】さらに、出力端子Voutには、正または負の
電圧を供給可能とした第３電源V3(±)を、出力制御素子
R5を介して接続するようにしている。ただし、第３電源
V3(±)は、その絶対値電圧が、入力端子Vinからの入力
電圧、第１電源V1(＋)の電圧、第２電源V2(−)の電圧の
絶対値電圧よりも大きくなるようにしている。すなわ
ち、第３電源V3(±)の電圧値を「Ｖ3」、入力端子Vinで
の電圧値を「Ｖin」、第１電源V1(＋)の電圧値を
「Ｖ1」、第２電源V2(−)の電圧値を「Ｖ2」と表すとし
た場合、
｜Ｖ3｜＞｜Ｖin｜，
｜Ｖ3｜＞｜Ｖ1｜，
｜Ｖ3｜＞｜Ｖ2｜
となるようにしている。
【００１４】上記のように高電圧出力制御回路を構成す
ることにより、入力端子Vinの電圧値が「０」である場
合、第１トランジスタTR1、第２トランジスタTR2ともに
非導通のままであり、入力端子Vinの電圧値が＋となる
と第１トランジスタTR1は非導通のまま第２トランジス
タTR2のみが導通し、逆に、入力端子Vinの電圧値が−と
なると第２トランジスタTR2は非導通のまま第１トラン
ジスタTR1のみが導通するようにしている。
【００１５】さらに、第３電源V3(±)が＋の場合には、
第１ダイオードD1によって第１トランジスタTR1に電流
が流れないようにするとともに、第３電源V3(±)が−の
場合には、第２ダイオードD2によって第２トランジスタ
TR2に電流が流れないようにしている。以下において、
第３電源V3(±)が＋の場合を「V3(＋)」と表し、第３電
源V3(±)が−の場合「V3(−)」と表すこととする。
【００１６】従って、第３電源V3(＋)が＋の高電圧の場
合（すなわち、第３電源V3(＋)の電圧値Ｖ3＞Ｖ1＞０）
であって、入力端子Vinからの入力電圧Ｖinが＋（Ｖin
＞０）の場合、図２（ａ）の破線矢印と、一点破線矢印
で示すように電流が流れることとなり、一方、入力端子
Vinからの入力電圧Ｖinが−（Ｖin＜０）の場合、図２
（ｂ）の破線矢印と、一点破線矢印で示すように電流が
流れることとなる。
【００１７】ただし、図２（ｂ）の場合、第１トランジ
スタTR1を介して出力される電圧Ｖ1'が第３電源V3(＋)
によって出力端子Voutに出力された電圧Ｖoutよりも大
きい場合（Ｖ1'−ＶF＞Ｖout）であり、その逆の場合
（Ｖ1'−ＶF＜Ｖout）には、第１ダイオードD1によって
電流の逆流が生じることが阻止される。なお、ここでＶ
Fは、第１ダイオードD1の順方向電圧である。
【００１８】一方、第３電源V3(−)が−の高電圧の場合
（すなわち、第３電源V3(−)の電圧値Ｖ3＜Ｖ2＜０）で
あって、入力端子Vinからの入力電圧Ｖinが＋（Ｖin＞
０）の場合、図３（ａ）の破線矢印と、一点破線矢印で
示すように電流が流れることとなり、一方、入力端子Vi
nからの入力電圧Ｖinが−（Ｖin＜０）の場合、図３
（ｂ）の破線矢印と、一点破線矢印で示すように電流が
流れることとなる。
【００１９】ただし、図３（ａ）の場合、第２トランジ
スタTR2を介して出力される電圧Ｖ2'が第３電源V3(−)
によって出力端子Voutに出力された電圧Ｖoutよりも小
さい場合（Ｖ2'＋ＶF＜Ｖout）であり、その逆の場合
（Ｖ2'＋ＶF＞Ｖout）には、第２ダイオードD2によって
電流の逆流が生じることが阻止される。なお、ここでＶ
Fは、第２ダイオードD2の順方向電圧である。
【００２０】以上のことから、本発明の高電圧出力制御
回路を用いることにより、第３電源V3(−)を−としてい
る（Ｖ3＜Ｖ2＜０）場合に、Ｖ3からＶ1までの安定した
出力を得ることができ、一方、第３電源V3(＋)を＋とし
ている（Ｖ3＞Ｖ1＞０）場合に、Ｖ2からＶ3までの安定
した出力を得ることができ、０Ｖを含めた＋から−まで
の連続した出力を得ることができる。
【００２１】図１〜図３において、第１バイアス抵抗器
R1、第２バイアス抵抗器R2、第３バイアス抵抗器R3、第
４バイアス抵抗器R4、出力制御素子R5には単なる抵抗器
を用いるだけでなく、抵抗器またはダイオード、温度補
償素子等の非線形素子を組み合わせたものを使用するよ
うにしてもよい。第１バイアス抵抗器R1、第２バイアス
抵抗器R2、第３バイアス抵抗器R3、第４バイアス抵抗器
R4、出力制御素子R5を好適に組み合わせることにより、
電圧値の制御において歪みの生起、特に、電圧の極性の
変化時における歪みの生起を抑制し、安定した制御を行
なうことができる。
【００２２】また図１〜図３において、第１トランジス
タTR1及び第２トランジスタTR2には、ダーリントントラ
ンジスタや電界効果トランジスタ等を使用するようにし
てもよい。なお、電界効果トランジスタを用いた場合、
エミッタではなくソースと称し、コレクタではなくドレ
インと称し、ベースではなくゲートと称することは言う
までもない。
【００２３】以下において、より具体的な実施例を説明
する。
【００２４】
【実施例】図４及び図５は、モード切替スイッチSBによ
って定電圧電源としても、定電流電源としても使用する
ことができるようにしている電源装置の回路図である。
モード切替スイッチSBによる図４の結線状態が定電流電
源の結線状態であり、モード切替スイッチSBによる図５
の結線状態が定電圧電源の結線状態である。
【００２５】上述したように、＋の所定電圧とした第１
電源V1(＋)にＰＮＰ型の第１トランジスタTR1のエミッ
タを接続し、さらに、同第１トランジスタTR1のコレク
タに第１ダイオードD1のアノードを接続し、同第１ダイ
オードD1のカソードを出力端子Voutに接続するととも
に、−の所定電圧とした第２電源V2(−)にＮＰＮ型の第
２トランジスタTR2のエミッタを接続し、さらに、同第
２トランジスタTR2のコレクタに第２ダイオードD2のカ
ソードを接続し、同第２ダイオードD2のアノードを出力
端子Voutに接続するようにしている。
【００２６】図４及び図５において、R6及びR7はそれぞ
れ第１トランジスタTR1及び第２トランジスタTR2に流れ
る短絡制限及び負荷短絡による電流制限抵抗器であり、
低抵抗値のものを用いている。同電流制限抵抗器R6,R7
の代わりに、適宜の電流制限回路を配設するようにして
もよい。
【００２７】第１トランジスタTR1のベースは、第１バ
イアス抵抗器R1を介して第１電源V1(＋)と接続するとと
もに、第２バイアス抵抗器R2を介して入力端子Vinと接
続するようにし、また、第２トランジスタTR2のベース
は、第４バイアス抵抗器R4を介して第２電源V2(−)と接
続するとともに、第３バイアス抵抗器R3を介して入力端
子Vinと接続するようにしている。
【００２８】ただし、本実施例では、第２バイアス抵抗
器R2と入力端子Vinとの間、及び、第３バイアス抵抗器R
3と入力端子Vinとの間に、入力端子Vin側から順に、レ
ンジ切替回路と、高入力インピーダンスかつ高利得型の
演算増幅器であるオペアンプOPとを介設している。そし
て、同オペアンプOPの出力端子を第２バイアス抵抗器R2
及び第３バイアス抵抗器R3と接続するようにしている。
【００２９】レンジ切替回路は異なる抵抗値とした複数
のレンジ切替用抵抗器RAの中から、一つのレンジ切替用
抵抗器RAをレンジ切替用スイッチSAで選択して接続する
ようにしている。
【００３０】入力端子Vinは、後述する、レンジ切替用
抵抗器RAを介してオペアンプOPの＋入力端子に接続する
ようにしており、同オペアンプOPの−入力端子は接地す
るようにしている。
【００３１】また、オペアンプOPの＋入力端子は、モー
ド切替スイッチSBを介し、かつ、基準抵抗器RBまたは負
荷RLを介して出力端子Voutと接続し、同オペアンプOPの
＋入力の仮想０Ｖを起点に、オペアンプOPの出力端子→
第２バイアス抵抗器R2→第１トランジスタTR1→第１ダ
イオードD1→基準抵抗器RBまたは負荷RL→オペアンプOP
の＋入力端子という負帰還回路、及び、オペアンプOPの
出力端子→第３バイアス抵抗器R3→第２トランジスタTR
2→第２ダイオードD2→基準抵抗器RBまたは負荷RL→オ
ペアンプOPの＋入力端子という負帰還回路を構成するよ
うにして、出力端子Voutでは入力端子Vinにおける入力
の反転出力を行なうようにしている。
【００３２】なお、レンジ切替用抵抗器RAを流れる電流
は全て基準抵抗器RBまたは負荷RLに流れることとなるの
で、図５に示す定電圧電源として使用する場合、定電圧
出力は、入力電圧に
（基準抵抗器RBの抵抗値）／（レンジ切替用抵抗器RAの
抵抗値）
の値を乗じたものとなる。
【００３３】オペアンプOPの＋Vccは、第１電源V1(＋)
と同一の電圧としてもよいし、異なる電圧としてもよ
く、また、オペアンプOPの−Vccは、第２電源V2(−)と
同一の電圧としてもよいし、異なる電圧としてもよく、
いずれの場合であっても動作可能としている。
【００３４】出力制御素子R5を介して出力端子Voutに接
続する第３電源V3(±)は、切替スイッチS1を具備する極
性切替回路によって、＋と−の極性を切り替えることが
できるようにしている。すなわち、切替スイッチS1によ
り＋側との接続を行なえば＋の高電圧が供給され、逆
に、−側との接続を行なえば−の高電圧が供給されるよ
うにしている。切替スイッチS1を中立位置として＋側に
も−側にも接続しない場合には、第３電源V3(±)からの
電圧供給が行なわれないことによって、低電圧電源とし
て機能させることができるようにしている。従って、そ
の場合、電流ブースタとしても使用することができる。
【００３５】さらに、極性切替回路において、入力端子
Vinの極性の検出にともなって、切替スイッチS1による
極性切替を自動切替とすようにすることもできる。
【００３６】
【発明の効果】本発明によれば次のような効果を得るこ
とができる。
【００３７】（１）回路の構成を従来のものと比較して
簡略化することができるので、簡略化にともなって次の
ような効果を得ることができる。
ｉ）使用する部品点数を削減することができ製造コスト
を低減させることができる。また、組立作業の作業コス
トを低減させることができとともに、製造に要する時間
を短縮化することができ、製造効率を向上させることが
できる。従って、製造にともなうコストの大幅なコスト
ダウンを行なうことができる。また、電源装置の保全性
を向上させることもできる。
ii）取付けスペースを低減させることができ、電源装置
の小型軽量化を図ることができる。
iii）消費電力を低減させることができ、そのため発熱
量を低減させることができるので、放熱器等を不要とし
て電源装置の小型軽量化を促進させることができるとと
もに、発熱にともなう故障の生起を抑制することがで
き、製品寿命の延命化を図ることができる。
【００３８】（２）第３電源の電圧を＋としている場合
には、−の電圧である第２電源の電圧から第３電源の電
圧までの間の任意の電圧を出力することができるととも
に、第３電源の電圧を−としている場合には、＋の電圧
である第１電源の電圧から第３電源の電圧までの間の任
意の電圧を出力することができ、広範囲な直流制御を行
なうことができる。そのうえ、出力の極性が変わる際に
も連続的にかつ精度よく出力を行なわせることができ
る。
【００３９】（３）第３電源からの電力の供給を停止す
ることにより、低電圧の出力制御を行なうことができ
る。特に高電圧出力時には、並列制御動作のため、第３
電源の電位をＶ3、出力端子での電位をＶout、出力制御
素子抵抗値をＲ5とすると、最大出力電流を（Ｖ3―Ｖ
out）／Ｒ5とすることができ、一方、低電圧出力時に
は、直列制御動作により出力に第１トランジスタまたは
第２トランジスタからの電流を加算させることができ
る。
【００４０】従って、本願発明の高電圧出力制御回路を
用いて電源装置を構築することにより、電子部品等のブ
レークダウン電圧、リーク電流測定に最も適合する高電
圧小電流条件、及び、内部降下電圧測定に最も適合する
低電圧大電流条件を作り出すことができる。そのうえ、
トランジスタのＢＶcbo測定とＶbc測定を極性の切替を
行なうことなく実施することができ、低コストで精度の
よい測定を行なうことができる。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION [0001] 1. Field of the Invention [0002] The present invention relates to a high-voltage output control which can be used for a measuring instrument, an amplifying apparatus, or a manufacturing apparatus which requires an accurate high-voltage output. It concerns the circuit. 2. Description of the Related Art Conventionally, measurement of a breakdown voltage or a leakage current of a transistor or a diode as an individual component requires a high-voltage and small-current power supply device. A power supply device capable of outputting a relatively large amount of current is required, and switching between positive (hereinafter simply indicated by “+”) and negative (hereinafter simply indicated by “−”) voltage is also required. Functions that can be performed are required, and a high-voltage power supply device having one of these functions is usually used. [0003] Such a high-voltage power supply device is desirably driven at a low voltage from the viewpoints of miniaturization, energy saving, convenience, and the like, and various types of power supplies capable of obtaining a high-voltage output with a low-voltage circuit. Circuits have been proposed and used. [0004] However, the conventional high-voltage power supply has a configuration as disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 7-294607, for example, and the number of electronic components constituting a circuit is small. Therefore, there are problems that the size of the apparatus itself increases and the product price increases. In addition, it is generally difficult to reduce power consumption, and the amount of heat generated tends to increase, and there is a problem that the heat itself is a distant cause of failure and shortens the product life. Further, in a general high-voltage power supply device, although control accuracy on the high voltage side is high, control accuracy around ± 0 V is often insufficient, and control is performed with high accuracy from the high voltage side to around 0 V. If it is necessary to do so, it is necessary to use a positive high-voltage power supply and a negative high-voltage power supply properly, or use a high-performance high-voltage power supply using a high-voltage operational amplifier. [0007] Therefore, when the high voltage power supply for + and the high voltage power supply for-are selectively used, two high voltage power supplies are required, thereby increasing the cost and doubling the maintenance work. When a high-voltage power supply using a high-voltage operational amplifier is used, there is a problem that the high-voltage power supply itself becomes very expensive and is not worth the cost. . Accordingly, the present invention provides a high-voltage output control circuit capable of performing a high-precision control from the high-voltage side to around 0 V at low cost, thereby making it possible to provide a high-voltage power supply device at low cost. Is what you can do. In a high voltage output control circuit according to the present invention, a first power supply is connected to an emitter of a first transistor, and a collector of the first transistor is connected to a first backflow prevention element. Connected to the output terminal via the
The power supply is connected to the emitter of the second transistor, the collector of the second transistor is connected to the output terminal via the second backflow prevention element, and the base of the first transistor is connected via the first bias element. Connected to the first power supply, connected to the input terminal via the second bias element, the base of the second transistor is connected to the second power supply via the fourth bias element, and connected to the third bias element. A third power supply connected to the input terminal through the output terminal and capable of supplying a positive or negative voltage is connected to the output terminal through the output control element, so that the power supply can be continuously changed from positive to negative and from negative to positive. Output can be controlled. FIG. 1 is a circuit diagram showing the basic components of a high voltage output control circuit according to the present invention. In the high voltage output control circuit of the present invention, the first power supply V1
(+) Is connected to the emitter of the PNP-type first transistor TR1, and the collector of the first transistor TR1 is connected to the output terminal Vout. Further, the second power supply V2 (-) having a predetermined negative voltage is connected to the emitter of the NPN-type second transistor TR2.
Is connected to the output terminal Vout. Further, in order to prevent backflow to the first transistor TR1 and the second transistor TR2, between the first transistor TR1 and the output terminal Vout, and between the first transistor TR1 and the output terminal Vout.
A first diode D1 and a second diode D2 are provided between TR2 and the output terminal Vout as backflow preventing elements, respectively. That is, the first transistor TR1 is connected to the collector of the first transistor TR1.
Connect the anode of diode D1 to the first diode D1
Is connected to the output terminal Vout.
The cathode of the second diode D2 is connected to the collector of the second transistor TR2, and the anode of the second diode D2 is connected to the output terminal Vout. The base of the first transistor TR1 is connected to a first power supply V1 through a first bias resistor R1 as a bias element.
(+), And also connected to the input terminal Vin via a second bias resistor R2 as a bias element. The base of the second transistor TR2 is connected as a bias element to a second power supply V2 (−) via a fourth bias resistor R4, and similarly, the input terminal Vin is also connected as a bias element via a third bias resistor R3. I try to connect with. Further, a third power supply V3 (±) capable of supplying a positive or negative voltage is connected to the output terminal Vout by an output control element.
The connection is made via R5. However, the third power supply
V3 (±) is set so that its absolute voltage is larger than the absolute voltage of the input voltage from the input terminal Vin, the voltage of the first power supply V1 (+), and the voltage of the second power supply V2 (−). I have. That is, the voltage value of the third power supply V3 (±) is “V 3 ”, the voltage value at the input terminal Vin is “V in ”, the voltage value of the first power supply V1 (+) is “V 1 ”, Assuming that the voltage value of V2 (−) is “V 2 ”, | V 3 |> | V in |, | V 3 |> | V 1 |, | V 3 |> | V 2 | I have to. By configuring the high voltage output control circuit as described above, when the voltage value of the input terminal Vin is "0", both the first transistor TR1 and the second transistor TR2 remain non-conductive, When the voltage value of the terminal Vin becomes +, the first transistor TR1 remains non-conductive and only the second transistor TR2 conducts. Conversely, when the voltage value of the input terminal Vin becomes-, the second transistor TR2 remains non-conductive. Only one transistor TR1 is made conductive. Further, when the third power supply V3 (±) is +,
The first diode D1 prevents current from flowing through the first transistor TR1, and when the third power supply V3 (±) is negative, the second diode D2 allows the second transistor
The current does not flow through TR2. In the following:
When the third power supply V3 (±) is +, it is represented as “V3 (+)”, and when the third power supply V3 (±) is −, it is represented as “V3 (−)”. Therefore, when the third power supply V3 (+) has a high voltage of + (that is, the voltage value V 3 > V 1 > 0 of the third power supply V3 (+)).
There is, the input voltage V in from the input terminal Vin is + (V in
> 0), current flows as indicated by the dashed arrow in FIG. 2A and the one-dot dashed arrow.
Input voltage V in from Vin is - (V in <0), FIG. 2
The current flows as indicated by the dashed arrow in (b) and the one-dot dashed arrow. However, in the case of FIG. 2B, the voltage V 1 ′ output via the first transistor TR1 is the third power supply V3 (+)
Is higher than the voltage V out output to the output terminal Vout (V 1 ′ −V F > V out ), and vice versa (V 1 ′ −V F <V out ), the first diode D1 prevents current backflow. Here, V
F is a forward voltage of the first diode D1. Meanwhile, the third power supply V3 (-) is - a high voltage (i.e., the third power supply V3 (-) voltage value V 3 of <V 2 <0) a, an input from the input terminal Vin voltage V in + (V in>
In the case of (0), a current flows as indicated by a dashed arrow in FIG.
input voltage V in from the n is - (V in <0), FIG. 3
The current flows as indicated by the dashed arrow in (b) and the one-dot dashed arrow. However, in the case of FIG. 3A, the voltage V 2 ′ output via the second transistor TR2 is changed to the third power supply V3 (−).
Is smaller than the voltage V out output to the output terminal Vout (V 2 ′ + V F <V out ), and vice versa (V 2 ′ + V F > V out ), the second diode D 2 Current backflow is prevented. Here, V
F is a forward voltage of the second diode D2. [0020] From the above, by using a high-voltage output control circuit of the present invention, the third power supply V3 (-) a - and then when that (V 3 <V 2 <0 ) with from V 3 to V 1 of it is possible to obtain a stable output. on the other hand, if you are a third power supply V3 of the (+) + (V 3> V 1> 0), it is possible to obtain a stable output from V 2 to V 3 , And 0V, a continuous output from + to-can be obtained. 1 to 3, a first bias resistor is provided.
R1, the second bias resistor R2, the third bias resistor R3, the fourth bias resistor R4, and the output control element R5 use not only a simple resistor but also a non-linear element such as a resistor or a diode or a temperature compensation element. May be used. First bias resistor R1, second bias resistor R2, third bias resistor R3, fourth bias resistor
By suitably combining R4 and output control element R5,
Occurrence of distortion in controlling the voltage value, in particular, occurrence of distortion when the polarity of the voltage changes, can be suppressed, and stable control can be performed. 1 to 3, a Darlington transistor, a field effect transistor or the like may be used as the first transistor TR1 and the second transistor TR2. When a field-effect transistor is used,
Needless to say, it is called a source, not an emitter, a drain, not a collector, and a gate, not a base. Hereinafter, more specific embodiments will be described. FIGS. 4 and 5 are circuit diagrams of a power supply device which can be used as a constant voltage power supply or a constant current power supply by a mode changeover switch SB.
The connection state of FIG. 4 by the mode changeover switch SB is the connection state of the constant current power supply, and FIG.
Is the connection state of the constant voltage power supply. As described above, the first +
The emitter of a PNP-type first transistor TR1 is connected to the power supply V1 (+), the collector of the first transistor TR1 is connected to the anode of a first diode D1, and the cathode of the first diode D1 is connected to an output terminal Vout. And the emitter of a second transistor TR2 of NPN type is connected to the second power supply V2 (-) having a predetermined voltage of-, and the cathode of the second diode D2 is connected to the collector of the second transistor TR2. Then, the anode of the second diode D2 is connected to the output terminal Vout. In FIG. 4 and FIG. 5, R6 and R7 are current limiting resistors due to a short circuit limitation and a load short circuit flowing through the first transistor TR1 and the second transistor TR2, respectively.
A low resistance value is used. Current limiting resistors R6, R7
Instead, a suitable current limiting circuit may be provided. The base of the first transistor TR1 is connected to a first power supply V1 (+) via a first bias resistor R1 and to an input terminal Vin via a second bias resistor R2. Further, the base of the second transistor TR2 is connected to the second power supply V2 (−) via the fourth bias resistor R4 and to the input terminal Vin via the third bias resistor R3. . However, in the present embodiment, between the second bias resistor R2 and the input terminal Vin, and between the third bias resistor R2
A range switching circuit and an operational amplifier OP, which is a high input impedance and high gain type operational amplifier, are interposed between the input terminal Vin and the input terminal Vin in this order from the input terminal Vin. Then, the output terminal of the operational amplifier OP is connected to the second bias resistor R2.
And the third bias resistor R3. The range switching circuit is configured such that one range switching resistor RA is selected by a range switching switch SA from a plurality of range switching resistors RA having different resistance values and connected. The input terminal Vin is connected to a positive input terminal of the operational amplifier OP via a range switching resistor RA, which will be described later, and a negative input terminal of the operational amplifier OP is grounded. The + input terminal of the operational amplifier OP is connected to the output terminal Vout via the mode changeover switch SB and the reference resistor RB or the load RL, and starts from the virtual 0 V of the + input of the operational amplifier OP. The output terminal of the operational amplifier OP
Second bias resistor R2 → first transistor TR1 → first diode D1 → reference resistor RB or load RL → operational amplifier OP
Negative feedback circuit called + input terminal, and output terminal of operational amplifier OP → third bias resistor R3 → second transistor TR
A negative feedback circuit of 2 → second diode D2 → reference resistor RB or load RL → + input terminal of operational amplifier OP is configured, and output terminal Vout performs inverted output of input at input terminal Vin. . Since all the current flowing through the range switching resistor RA flows through the reference resistor RB or the load RL, when used as a constant voltage power supply shown in FIG. (Resistance value of reference resistor RB) / (Resistance value of range switching resistor RA). + Vcc of the operational amplifier OP is the first power supply V1 (+)
Or the same voltage as the second power supply V2 (−), or −Vcc of the operational amplifier OP may be different from the second power supply V2 (−).
In any case, operation is possible. The third power supply V3 (±) connected to the output terminal Vout via the output control element R5 can switch between + and-polarities by a polarity switching circuit having a changeover switch S1. . That is, when the connection to the + side is made by the changeover switch S1, a high voltage of + is supplied, and when the connection to the-side is made, a high voltage of-is supplied. When the changeover switch S1 is in the neutral position and is not connected to the + side or the-side, the voltage is not supplied from the third power supply V3 (±) so that it can function as a low-voltage power supply. ing. Therefore, in that case, it can also be used as a current booster. Further, in the polarity switching circuit, the input terminal
With the detection of the polarity of Vin, the polarity switching by the changeover switch S1 may be automatically switched. According to the present invention, the following effects can be obtained. (1) Since the circuit configuration can be simplified as compared with the conventional circuit, the following effects can be obtained with the simplification. i) The number of parts used can be reduced, and the manufacturing cost can be reduced. In addition, the operation cost of the assembling operation can be reduced, the time required for manufacturing can be shortened, and the manufacturing efficiency can be improved. Therefore, it is possible to greatly reduce the cost associated with the manufacturing. Further, the integrity of the power supply device can be improved. ii) The mounting space can be reduced, and the size and weight of the power supply device can be reduced. iii) Power consumption can be reduced, and thus the amount of heat generated can be reduced. Therefore, a radiator or the like is not required, and the power supply device can be reduced in size and weight, and the occurrence of a failure due to heat generation can be suppressed. And the life of the product can be extended. (2) When the voltage of the third power supply is +, an arbitrary voltage between the voltage of the second power supply, which is a negative voltage, and the voltage of the third power supply can be output, and When the voltage of the third power supply is set to-, any voltage between the voltage of the first power supply, which is a positive voltage, and the voltage of the third power supply can be output, and a wide range of DC control can be performed. Can be. Moreover, even when the polarity of the output changes, the output can be performed continuously and accurately. (3) By stopping the supply of power from the third power supply, low-voltage output control can be performed. Especially at high voltage output, the third control
Assuming that the potential of the power supply is V 3 , the potential at the output terminal is V out , and the resistance value of the output control element is R 5 , the maximum output current is (V 3 −V
out) / R 5 and it is possible to, on the other hand, when the low voltage output, it is possible to add the current from the first transistor or the second transistor to the output by the serial control operation. Therefore, by constructing the power supply device using the high-voltage output control circuit of the present invention, the breakdown voltage of electronic parts and the like, the high-voltage small-current condition most suitable for leak current measurement, and the internal voltage drop It is possible to create a low voltage and high current condition that is most suitable for measurement. Besides,
The BVcbo measurement and the Vbc measurement of the transistor can be performed without switching the polarity, so that accurate measurement can be performed at low cost.
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る高電圧出力制御回路の基本回路図
である。
【図２】本発明に係る高電圧出力制御回路の説明図であ
る。
【図３】本発明に係る高電圧出力制御回路の説明図であ
る。
【図４】一実施例の高電圧出力制御回路の回路図であ
る。
【図５】一実施例の高電圧出力制御回路の回路図であ
る。
【符号の説明】
V1(＋) 第１電源
V2(−) 第２電源
V3(±) 第３電源
Vin 入力端子
Vout 出力端子
TR1 第１トランジスタ
TR2 第２トランジスタ
D1 第１ダイオード
D2 第２ダイオード
R1 第１バイアス抵抗器
R2 第２バイアス抵抗器
R3 第３バイアス抵抗器
R4 第４バイアス抵抗器
R5 出力制御素子
R6 電流制限抵抗器
R7 電流制限抵抗器
RA レンジ切替用抵抗器
RB 基準抵抗器
RL 負荷
S1 切替スイッチ
SA レンジ切替用スイッチ
SB モード切替スイッチ
OP オペアンプBRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a basic circuit diagram of a high-voltage output control circuit according to the present invention. FIG. 2 is an explanatory diagram of a high-voltage output control circuit according to the present invention. FIG. 3 is an explanatory diagram of a high-voltage output control circuit according to the present invention. FIG. 4 is a circuit diagram of a high-voltage output control circuit according to one embodiment. FIG. 5 is a circuit diagram of a high-voltage output control circuit according to one embodiment. [Explanation of Signs] V1 (+) First power supply V2 (−) Second power supply V3 (±) Third power supply Vin Input terminal Vout Output terminal TR1 First transistor TR2 Second transistor D1 First diode D2 Second diode R1 1 bias resistor R2 2nd bias resistor R3 3rd bias resistor R4 4th bias resistor R5 Output control element R6 Current limiting resistor R7 Current limiting resistor RA Range switching resistor RB Reference resistor RL Load S1 switching Switch SA Range switch SB Mode switch OP Operational amplifier
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 2G003 AA00 AA01 AA04 AB03 AB05 AE01 AG17 AH05 AH07 5H410 BB04 CC02 CC05 DD02 EA11 EA12 EA32 FF03 FF26 5J091 AA01 AA18 CA87 CA88 FA20 HA08 HA19 HA25 HA38 KA01 MA23 UW09 5J500 AA01 AA18 AC87 AC88 AF20 AH08 AH19 AH25 AH38 AK01 AM23 WU09 ────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page F term (reference) 2G003 AA00 AA01 AA04 AB03 AB05 AE01 AG17 AH05 AH07 5H410 BB04 CC02 CC05 DD02 EA11 EA12 EA32 FF03 FF26 5J091 AA01 AA18 CA87 CA88 FA20 HA08 HA19 HA25 HA38 KA01 MA23 UW09 5J500 AA01 AA18 AC87 AC88 AF20 AH08 AH19 AH25 AH38 AK01 AM23 WU09
Claims (1)
のエミッタとを接続するとともに、同第１トランジスタ
(TR1)のコレクタを第１逆流防止素子を介して出力端子
(Vout)に接続し、また、第２電源(V2)と第２トランジス
タ(TR2)のエミッタとを接続するとともに、同第２トラ
ンジスタ(TR2)のコレクタを第２逆流防止素子を介して
出力端子(Vout)に接続し、 さらに、第１トランジスタ(TR1)のベースは、第１バイ
アス素子を介して第１電源(V1)と接続するとともに、第
２バイアス素子を介して入力端子(Vin)と接続し、ま
た、第２トランジスタ(TR2)のベースは、第４バイアス
素子を介して第２電源(V2)と接続するとともに、第３バ
イアス素子を介して入力端子(Vin)と接続し、 正または負の電圧を供給可能とした第３電源(V3)を、出
力制御素子(R5)を介して出力端子(Vout)に接続すること
により、正から負、及び、負から正への連続的な出力の
制御を行なうことができるようにしていることを特徴と
する高電圧出力制御回路。Claims: 1. A first power supply (V1) and a first transistor (TR1)
And the first transistor
Output terminal of (TR1) collector through first backflow prevention element
(Vout), the second power supply (V2) is connected to the emitter of the second transistor (TR2), and the collector of the second transistor (TR2) is connected to the output terminal via the second backflow prevention element. (Vout), and the base of the first transistor (TR1) is connected to the first power supply (V1) via the first bias element and to the input terminal (Vin) via the second bias element. The base of the second transistor (TR2) is connected to the second power supply (V2) via the fourth bias element, and is connected to the input terminal (Vin) via the third bias element. Alternatively, by connecting a third power supply (V3) capable of supplying a negative voltage to the output terminal (Vout) via the output control element (R5), the power supply can be continuously changed from positive to negative and from negative to positive. A high-voltage output control circuit characterized in that it is capable of performing various output controls.
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