JP2003046588A - Multi-value qam demodulation method and device - Google Patents

Multi-value qam demodulation method and device

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JP2003046588A
JP2003046588A JP2001228592A JP2001228592A JP2003046588A JP 2003046588 A JP2003046588 A JP 2003046588A JP 2001228592 A JP2001228592 A JP 2001228592A JP 2001228592 A JP2001228592 A JP 2001228592A JP 2003046588 A JP2003046588 A JP 2003046588A
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JP
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phase error
output signal
signal
unit
level
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Application number
JP2001228592A
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Japanese (ja)
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Atsushi Yamashita
淳 山下
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Fujitsu General Ltd
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Fujitsu General Ltd
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Publication date
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To prevent locking from taking much time at an initial state, such as channel switching. SOLUTION: In the multi-value QAM demodulation method, where an intermediate frequency signal of a multi-value QAM signal is converted into a digital signal by undersampling, the result is orthogonally demodulated, a pilot symbol included in an orthogonal demodulation output signal is detected to detect and correct a phase error of the orthogonal demodulation output signal, a DC offset canceling level is calculated from the orthogonal demodulation output signal whose phase error is corrected to correct the DC offset, an area is discriminated by the orthogonal demodulation output signal subjected to the correction and data are decoded, and when the phase error exceeds a predetermined threshold, the error correction is not executed.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【0001】[0001]

【発明の属する技術分野】本発明は、16QAM信号等
の多値QAM信号の復調を行う多値QAM復調方法およ
び装置に関するものである。
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a multilevel QAM demodulation method and apparatus for demodulating a multilevel QAM signal such as a 16QAM signal.

【0002】[0002]

【従来の技術】近年、ディジタル無線方式の多値QAM
復調装置では、小型化や高性能化が要求され、このた
め、その復調はDSP(ディジタルシグナルプロセッ
サ)を使用したソフトウエア処理で行われている。
2. Description of the Related Art In recent years, digital radio multilevel QAM
The demodulator is required to be compact and have high performance, and therefore, the demodulation is performed by software processing using a DSP (digital signal processor).

【0003】多値QAM復調装置の1つである従来の1
6QAM復調装置は、16QAM信号の中間周波(I
F)信号をアンダーサンプリングによりディジタル信号
に変換してからDSPに取り込んで直交復調し、その直
交復調出力信号のエリア判定を行ってデータ復号を行っ
ている。アンダーサンプリングは、処理速度の関係でD
SPでの処理が容易になることから採用されている。直
交復調出力信号にはIF信号の正規の周波数からの周波
数ズレによる位相誤差が含まれているが、パイロットシ
ンボルを検出することによりその位相誤差を検出して位
相誤差補正が行われる。また、直交復調出力信号にはI
FアンダーサンプリングによりDCオフセットも生じて
いるが、これについては、位相誤差補正が行われた直交
復調出力信号についてそのDCオフセット誤差を補正す
ることが行われる。
A conventional one which is one of the multilevel QAM demodulators
The 6QAM demodulator uses the intermediate frequency (I
F) The signal is converted into a digital signal by undersampling and then taken into a DSP for quadrature demodulation, and the area of the quadrature demodulated output signal is determined to perform data decoding. Undersampling is D due to processing speed.
It is adopted because it facilitates processing at the SP. Although the quadrature demodulation output signal includes a phase error due to a frequency shift from the normal frequency of the IF signal, the phase error is detected by detecting the pilot symbol and the phase error is corrected. The quadrature demodulation output signal has I
DC offset also occurs due to F undersampling. For this, the DC offset error is corrected for the quadrature demodulation output signal for which the phase error correction has been performed.

【0004】[0004]

【発明が解決しようとする課題】ところが、前記した位
相誤差補正では、直交復調出力信号の内のパイロットシ
ンボルを信号点配置(コンスタレーション)の第1象限
に変換して位相誤差を検出する、いわゆる「折り返し位
相検出」を行っていた。よって、伝送路で大きな雑音が
重畳しパイロットシンボルが大きく変動しているとき
は、大きな誤りを検出してしまう。
However, in the above-mentioned phase error correction, the so-called phase error is detected by converting the pilot symbols in the quadrature demodulation output signal into the first quadrant of the constellation. "Folding phase detection" was performed. Therefore, when a large noise is superimposed on the transmission path and the pilot symbol fluctuates greatly, a large error is detected.

【0005】このため、チャネル切替直後などの初期状
態の場合、正確な位相誤差を検出することができず、π
/4程度もの位相誤りが生じてしまい、チャネル切替の
引き込みに時間がかかるという問題があった。
Therefore, in the initial state immediately after channel switching, it is not possible to detect an accurate phase error, and π
There has been a problem that a phase error of about / 4 occurs and it takes time to pull in the channel switching.

【0006】本発明の目的は、検出した位相誤差が所定
値を超えるときは位相補正を行わないようにして、上記
した問題が生じないようにした多値QAM復調方法およ
び装置を提供することである。
An object of the present invention is to provide a multi-level QAM demodulation method and apparatus which prevent the above-mentioned problems from occurring by not performing the phase correction when the detected phase error exceeds a predetermined value. is there.

【0007】[0007]

【課題を解決するための手段】請求項1の発明は、多値
QAM信号の中間周波信号をアンダーサンプリングによ
りディジタル信号に変換してから直交復調し、該直交復
調出力信号に含まれているパイロットシンボルを検出す
ることにより前記直交復調出力信号の位相誤差を検出
し、該検出した位相誤差に基づき前記直交復調出力信号
の位相誤差補正を行い、該位相誤差補正の後の前記直交
復調出力信号からDCオフセット打消レベルを算出して
前記直交復調出力信号のDCオフセットを補正し、該補
正された前記直交復調出力信号によりエリア判定を行っ
てデータ復号を行う多値QAM復調方法において、前記
位相誤差が予め決めた閾値を超えているとき、前記位相
誤差補正を行わないようにしたことを特徴とする多値Q
AM復調方法とした。
According to a first aspect of the present invention, an intermediate frequency signal of a multi-valued QAM signal is converted into a digital signal by undersampling, then quadrature demodulated, and a pilot included in the quadrature demodulated output signal. The phase error of the quadrature demodulation output signal is detected by detecting a symbol, the phase error of the quadrature demodulation output signal is corrected based on the detected phase error, and the quadrature demodulation output signal after the phase error correction is performed. In the multi-level QAM demodulation method of calculating a DC offset cancellation level to correct the DC offset of the quadrature demodulation output signal, performing area determination by the corrected quadrature demodulation output signal, and performing data decoding, The multi-valued Q is characterized in that the phase error correction is not performed when a predetermined threshold value is exceeded.
The AM demodulation method was used.

【0008】請求項2の発明は、請求項1の発明におい
て、パイロットシンボルのレベルがデータシンボルのレ
ベルの所定倍数に達しないとき、前記位相誤差が予め決
めた閾値を超えているとして、前記位相誤差の検出値を
位相誤差ゼロに置換することを特徴とする多値QAM復
調方法とした。
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect, when the level of the pilot symbol does not reach a predetermined multiple of the level of the data symbol, it is determined that the phase error exceeds a predetermined threshold value. The multilevel QAM demodulation method is characterized in that the detected value of the error is replaced with zero phase error.

【0009】請求項3の発明は、請求項1又は2の発明
において、前記直交復調出力信号を、DCオフセット打
消信号取得用ラインとエリア判定用ラインに分岐し、前
記DCオフセット打消信号取得用ラインにおいて前記D
Cオフセット打消レベルを算出し、前記エリア判定用ラ
インにおいて前記算出したDCオフセット打消レベルに
よりDCオフセットを補正することを特徴とする多値Q
AM復調方法とした。
According to a third aspect of the present invention, in the first or second aspect of the invention, the quadrature demodulation output signal is branched into a DC offset cancellation signal acquisition line and an area determination line, and the DC offset cancellation signal acquisition line is obtained. At D above
A multi-valued Q, characterized in that a C offset cancellation level is calculated, and the DC offset is corrected by the calculated DC offset cancellation level in the area determination line.
The AM demodulation method was used.

【0010】請求項4の発明は、多値QAM信号の中間
周波信号をアンダーサンプリングによりディジタル信号
に変換するA/D変換部と、該A/D変換手段の出力信
号を直交復調する直交復調部と、該直交復調部で得られ
た直交復調出力信号の位相誤差を算出する位相誤差算出
部と、該位相誤差算出部で算出した位相誤差に基づき前
記直交復調出力信号の位相誤差補正を行う位相誤差補正
部と、該位相誤差補正部で位相誤差が補正された前記直
交復調出力信号からDCオフセット打消レベルを算出す
るDCオフセット打消レベル算出部と、該DCオフセッ
ト打消レベル算出部で得られたDCオフセット打消レベ
ルに基づき前記直交復調出力信号のDCオフセットを補
正する加算部と、該加算部でDCオフセットが補正され
た直交復調出力信号によりエリア判定を行ってデータ復
号を行うエリア判定部とを具備する多値QAM復調装置
において、前記位相誤差算出部で算出される位相誤差が
予め設定した閾値を超えているとき前記位相誤差補正部
に位相誤差ゼロの信号を送る位相誤差リミッタを設けた
ことを特徴とする多値QAM復調装置とした。
According to a fourth aspect of the present invention, an A / D conversion section for converting an intermediate frequency signal of a multilevel QAM signal into a digital signal by undersampling, and a quadrature demodulation section for quadrature demodulating an output signal of the A / D conversion means. And a phase error calculation unit that calculates a phase error of the quadrature demodulation output signal obtained by the quadrature demodulation unit, and a phase that corrects the phase error of the quadrature demodulation output signal based on the phase error calculated by the phase error calculation unit. An error correction unit, a DC offset cancellation level calculation unit that calculates a DC offset cancellation level from the quadrature demodulation output signal whose phase error is corrected by the phase error correction unit, and a DC obtained by the DC offset cancellation level calculation unit. An adder that corrects the DC offset of the quadrature demodulation output signal based on the offset cancellation level, and a quadrature demodulation output signal whose DC offset is corrected by the adder. In the multi-valued QAM demodulation device including an area determination unit that performs area determination and data decoding according to the above, when the phase error calculated by the phase error calculation unit exceeds a preset threshold value, the phase error correction unit A multi-valued QAM demodulator characterized in that a phase error limiter for transmitting a signal with zero phase error is provided in the.

【0011】請求項5の発明は、請求項4の発明におい
て、前記位相誤差リミッタは、前記位相誤差算出部で算
出された信号と位相誤差ゼロの信号を入力し、パイロッ
トシンボルのレベルがデータシンボルのレベルの所定倍
数を超えるとき前記位相誤差算出部の出力信号を選択
し、所定倍数を超えないとき前記位相誤差ゼロの信号を
選択するセレクタからなることを特徴とする多値QAM
復調装置とした。
According to a fifth aspect of the invention, in the fourth aspect of the invention, the phase error limiter inputs the signal calculated by the phase error calculating section and a signal with zero phase error, and the level of the pilot symbol is a data symbol. Multi-valued QAM, which comprises a selector for selecting the output signal of the phase error calculating unit when the level exceeds a predetermined multiple of the level and a signal for selecting the phase error zero signal when the level does not exceed the predetermined multiple.
It was a demodulator.

【0012】請求項6の発明は、請求項4又は5の発明
において、前記直交復調出力信号を、DCオフセット打
消信号取得用ラインとエリア判定用ラインに分岐し、前
記DCオフセット打消信号取得用ライン上に、前記位相
誤差算出部、前記位相誤差リミッタ、前記位相誤差補正
部、前記DCオフセット打消レベル算出部を設け、前記
エリア判定用ライン上に前記加算部を設けた、ことを特
徴とする多値QAM復調装置とした。
According to a sixth aspect of the present invention, in the fourth or fifth aspect of the invention, the quadrature demodulation output signal is branched into a DC offset cancellation signal acquisition line and an area determination line, and the DC offset cancellation signal acquisition line is obtained. The phase error calculating section, the phase error limiter, the phase error correcting section, and the DC offset canceling level calculating section are provided on the above, and the adding section is provided on the area determination line. Value QAM demodulator.

【0013】[0013]

【発明の実施の形態】図1は本発明の1つの実施形態の
16QAM復調装置のシグナルフロー図である。1はA
/D変換部であり、受信信号をRF増幅しダウンコンバ
ートして得られた455KHzの中間周波信号IFをサン
プリングクロックCKでサンプリングしてディジタル信
号に変換する。このサンプリングクロックCKの周波数
fsは、中間周波信号IFの周波数をfIFとすると、fs
=fIF/(4/m)に設定されている。mは5以上の奇
数に設定される。よって、このサンプリングクロックC
Kの周波数fsは低い周波数となる。このようなアンダ
ーサンプリングにより、この後段でDSP処理する場合
の処理速度に中間周波信号IFの速度を合わせることが
できる。
FIG. 1 is a signal flow diagram of a 16QAM demodulator according to one embodiment of the present invention. 1 is A
The D / D conversion unit samples the intermediate frequency signal IF of 455 KHz obtained by RF amplification and down conversion of the received signal with the sampling clock CK and converts it into a digital signal. The frequency fs of the sampling clock CK is fs, where f IF is the frequency of the intermediate frequency signal IF.
= FIF / (4 / m). m is set to an odd number of 5 or more. Therefore, this sampling clock C
The frequency fs of K becomes a low frequency. By such undersampling, the speed of the intermediate frequency signal IF can be matched with the processing speed in the case where DSP processing is performed in the subsequent stage.

【0014】2はディジタル直交復調(検波)部であ
り、ディジタル化された中間周波信号IFは、この直交
復調部2によってI(同相)成分とQ(直交)成分に復
調され、ルートロールオフフィルタからなるローパスフ
ィルタ3に入力し、高周波成分が除去される。
Reference numeral 2 denotes a digital quadrature demodulation (detection) unit. The digitized intermediate frequency signal IF is demodulated by the quadrature demodulation unit 2 into an I (in-phase) component and a Q (quadrature) component, and a root roll-off filter. To the low-pass filter 3 consisting of

【0015】このローパスフィルタ3は、I成分用ロー
パスフィルタ31とQ成分用ローパスフィルタ32とそ
れらのフィルタ係数を格納したROM33からなり、A
/D変換部1におけるサンプリングの時間ズレに応じて
ROM33から読み出した係数により設定された特性で
フィルタリングされる。
The low-pass filter 3 comprises an I-component low-pass filter 31, a Q-component low-pass filter 32, and a ROM 33 storing the filter coefficients of these components.
Filtering is performed with the characteristic set by the coefficient read from the ROM 33 according to the time lag of sampling in the / D converter 1.

【0016】4は主にA/D変換部1におけるサンプリ
ングクロックCKの周波数ズレを補正するAFC補正部
である。このAFC補正部4では、AFCフィルタ5で
取り込まれた後記する位相誤差信号によりAFC算出部
6でAFC算出が行われて、AFC補正制御が行われ
る。
Reference numeral 4 is an AFC correction unit that mainly corrects the frequency shift of the sampling clock CK in the A / D conversion unit 1. In the AFC correction unit 4, the AFC calculation unit 6 performs AFC calculation based on the phase error signal, which will be described later, taken in by the AFC filter 5, and AFC correction control is performed.

【0017】前記したAFC補正部4から出力する直交
復調出力信号は、DCオフセット打消信号取得用ライン
とエリア判定用ラインに分岐される。DCオフセット打
消信号取得用ラインに分岐された直交復調出力信号は、
位相誤差算出部7に取り込まれる。この位相誤差算出部
7は、AFC補正部4でAFC補正された後のパイロッ
トシンボルPSのI成分とQ成分から位相誤差θを算出
する。この位相誤差θは、前記したAFCフィルタ5に
も取り込まれる。なお、パイロットシンボルPSは、例
えば16シンボルで1フレームを構成する16QAMで
は、図2に示すように、フレームの先頭に挿入されるシ
ンボルPSである。
The quadrature demodulation output signal output from the above AFC correction unit 4 is branched into a DC offset cancellation signal acquisition line and an area determination line. The quadrature demodulation output signal branched to the DC offset cancellation signal acquisition line is
It is taken into the phase error calculation unit 7. The phase error calculation unit 7 calculates the phase error θ from the I component and the Q component of the pilot symbol PS after the AFC correction by the AFC correction unit 4. This phase error θ is also taken into the AFC filter 5 described above. Note that the pilot symbol PS is a symbol PS inserted at the beginning of a frame in 16QAM in which one frame is composed of 16 symbols, as shown in FIG.

【0018】上記位相誤差θは、図3(a)に示すよう
に、黒丸で示す正規位置にあるべきパイロットシンボル
PSが、+で示す位置等にずれているときの角度θであ
る。ただし、前記したように、パイロットシンボルが信
号点配置の第1象限にないときは、座標変換によりその
パイロットシンボルPSを第1象限に持ってくる。した
がって、図3(b)に示すように、第1象限と第2象限の
境に近い第2象限にそのパイロットシンボルPS’があ
るときは、これを座標変換により第1象限に持ってきて
パイロットシンボルPSに変換すると、今度は第1象限
と第4象限の境に近いところに位置することになり、位
相誤差θがπ/4に極めて近い大きな値を示すようにな
り、前記した問題を生じる。
The phase error θ is the angle θ when the pilot symbol PS, which should be in the normal position indicated by the black circle, is displaced to the position indicated by +, etc., as shown in FIG. 3 (a). However, as described above, when the pilot symbol is not in the first quadrant of the signal point arrangement, the pilot symbol PS is brought to the first quadrant by coordinate conversion. Therefore, as shown in FIG. 3 (b), when the pilot symbol PS 'is in the second quadrant near the boundary between the first quadrant and the second quadrant, the pilot symbol PS' is brought to the first quadrant by coordinate conversion and the pilot symbol PS 'is brought to the first quadrant. When converted into the symbol PS, this time it is located near the boundary between the first quadrant and the fourth quadrant, and the phase error θ shows a large value extremely close to π / 4, causing the above-mentioned problem. .

【0019】図1に戻って、8は位相誤差リミッタであ
り、位相誤差算出部7で算出された位相誤差θが上記の
図3(b)で説明したように大きくなり、所定値(例えば
±40度)を超えているときは、これを無視して位相誤
差θ=0を出力する。
Returning to FIG. 1, reference numeral 8 is a phase error limiter, and the phase error θ calculated by the phase error calculating unit 7 becomes large as described in FIG. 40 degrees), it is ignored and the phase error θ = 0 is output.

【0020】9は位相誤差補正部であり、位相誤差リミ
ッタ8から出力する位相誤差θのデータを取り込み、A
FC補正部4から出力する直交復調出力信号のI成分と
Q成分について正規の位相に補正する。この位相補正
は、1フレーム当りのシンボル数を分母とし、入力され
た位相誤差θを分子として除算した角度を1シンボル当
りの補正量とするものであり、例えば1フレーム当りの
シンボル数が16で位相誤差θが16度であったとき
は、各シンボルについて1度づつ補正する。
Reference numeral 9 denotes a phase error correction unit, which takes in the data of the phase error θ output from the phase error limiter 8 and
The I component and Q component of the quadrature demodulation output signal output from the FC correction unit 4 are corrected to normal phases. In this phase correction, the number of symbols per frame is used as the denominator, and the angle obtained by dividing the input phase error θ by the numerator is the correction amount per symbol. For example, if the number of symbols per frame is 16 When the phase error θ is 16 degrees, each symbol is corrected once.

【0021】10はDCオフセット打消レベル算出部で
あり、位相誤差補正部9で位相補正されたI成分とQ成
分を取り込み、図4に示すように、DCオフセット(I
軸とQ軸の原点ズレ:破線I’、Q’)のレベルを算出
する。詳しくは後記する。
Reference numeral 10 denotes a DC offset cancellation level calculation unit, which takes in the I component and the Q component whose phase has been corrected by the phase error correction unit 9 and, as shown in FIG.
Deviation of the origin between the axis and the Q axis: the levels of broken lines I ', Q') are calculated. Details will be described later.

【0022】11、12は直交復調出力信号の前記した
エリア判定用ライン上のI成分側とQ成分側に挿入され
た加算部であり、そのI成分とQ成分に対して、DCオ
フセット打消レベル算出部10で算出されたI成分とQ
成分のDCオフセット打消レベル値を加算(実際は減
算)する。これにより、エリア判定用の直交復調出力信
号のI成分とQ成分に含まれるDCオフセット値が打ち
消され、I軸とQ軸は図4の実線I,Qで示す正規状態
となる。
Numerals 11 and 12 are addition sections inserted in the I component side and the Q component side on the above-mentioned area determination line of the quadrature demodulation output signal, and the DC offset cancellation level for the I component and the Q component. I component and Q calculated by the calculation unit 10
The DC offset cancellation level value of the component is added (actually subtracted). As a result, the DC offset values contained in the I and Q components of the quadrature demodulation output signal for area determination are canceled, and the I axis and Q axis are in the normal state shown by the solid lines I and Q in FIG.

【0023】13はエリア判定側の位相誤差算出部、1
4はエリア判定側の位相誤差リミッタ、15はエリア判
定側の位相誤差補正部であり、加算部11、12から出
力するI成分とQ成分に対して、前記した位相誤差算出
部7、位相誤差リミッタ8、位相誤差補正部9と同様な
処理を行う。この位相誤差算出部13、位相誤差リミッ
タ14および位相誤差補正部15は、位相誤差補正によ
り正確を期すための補正用である。
Reference numeral 13 denotes a phase error calculation unit on the area determination side, 1
Reference numeral 4 is a phase error limiter on the area determination side, and 15 is a phase error correction unit on the area determination side. The phase error calculation unit 7 and the phase error are added to the I component and the Q component output from the addition units 11 and 12. Processing similar to that of the limiter 8 and the phase error correction unit 9 is performed. The phase error calculation unit 13, the phase error limiter 14, and the phase error correction unit 15 are for correction to ensure accuracy by the phase error correction.

【0024】16はタイミングズレ検出部であり、エリ
ア判定用の直交復調出力信号のI成分を基にシンボルデ
ータのタイミングズレ、つまりベースバンド信号の周期
ズレを検出する。
Reference numeral 16 is a timing deviation detection unit which detects the timing deviation of the symbol data, that is, the cycle deviation of the baseband signal based on the I component of the quadrature demodulation output signal for area determination.

【0025】17はゼロクロス点検出部であり、タイミ
ングズレ検出部16で検出されたタイミングズレのデー
タとI成分およびQ成分を取り込んで、I軸上でゼロに
なる点(ゼロクロス点)を検出することにより、実サン
プル点と理想サンプル点との時間ズレを検出する。この
ゼロクロス検出信号は、ローパスフィルタ3のROM3
3の係数データの読み出しに供される。これにより、ロ
ーパスフィルタ31、32によるフィルタリングのサン
プルポイントが等価的に移動され、適正なフィルタリン
グが行われる。
Reference numeral 17 denotes a zero-cross point detecting section, which takes in the data of the timing deviation detected by the timing deviation detecting section 16 and the I component and the Q component, and detects a point (zero cross point) which becomes zero on the I axis. As a result, the time lag between the actual sampling point and the ideal sampling point is detected. This zero-cross detection signal is sent to the ROM 3 of the low-pass filter 3.
It is used for reading coefficient data of No. 3. As a result, the sample points for filtering by the low-pass filters 31 and 32 are equivalently moved, and proper filtering is performed.

【0026】18はパイロットシンボル検出部であり、
フレーム内の先頭シンボルの最大値を検出することによ
りパイロットシンボルを検出する。図5は16QAMの
信号点配置図であり、最大値を示すシンボルは「000
0」の信号点である。このようにしてフレームの先頭で
検出された信号がパイロットシンボルPSとなる。パイ
ロットシンボルPSが検出されると、その検出信号が、
前記した位相誤差算出部7、13、位相誤差リミッタ
8、14、後記するエリア判定部18、最大ベクトル算
出部22等にイネーブル信号等として入力する。
Reference numeral 18 denotes a pilot symbol detecting section,
The pilot symbol is detected by detecting the maximum value of the first symbol in the frame. FIG. 5 is a 16QAM signal point constellation diagram, and the symbol showing the maximum value is “000.
This is a signal point of "0". The signal detected at the beginning of the frame in this way becomes the pilot symbol PS. When the pilot symbol PS is detected, the detection signal is
It is input as an enable signal or the like to the phase error calculation units 7 and 13, the phase error limiters 8 and 14, the area determination unit 18, which will be described later, the maximum vector calculation unit 22 and the like.

【0027】19は振幅閾値算出部であり、DCオフセ
ット補正処理後のパイロットシンボルを用い、このパイ
ロットシンボルの値(結局最大値)から例えば16QA
Mの場合では、図5に示すように、I軸上の閾値Ia,
Ib、Q軸上の閾値Qa,Qbを求める。
Reference numeral 19 denotes an amplitude threshold value calculation unit, which uses a pilot symbol after the DC offset correction process and uses, for example, 16QA from the value of this pilot symbol (after all, the maximum value).
In the case of M, as shown in FIG. 5, the threshold Ia on the I axis,
Thresholds Qa and Qb on the Ib and Q axes are obtained.

【0028】20はエリア判定部であり、振幅閾値算出
部19で得られた各閾値により、入力するI成分、Q成
分が、例えば図5の信号点配置図のI、Qの各閾値I
a,Ib、Qa,Qbで区切られたエリアのどこに属す
るかを求め、これによりデータ復号を行う。
Reference numeral 20 denotes an area determination unit, which uses the threshold values obtained by the amplitude threshold value calculation unit 19 so that the input I component and Q component are, for example, I and Q threshold values I in the signal point arrangement diagram of FIG.
The area to which the area delimited by a, Ib, Qa, and Qb belongs is obtained, and the data is decoded accordingly.

【0029】また、このエリア判定部20で得られたデ
ータの内、負側の最小ベクトル値が最小ベクトル算出部
21で算出され、DCオフセット打消レベル算出部10
に取り込まれる。また、位相誤差補正部9で位相補正さ
れたパイロットシンボルの正側の最大ベクトル値が、最
大ベクトル算出部22で算出され、DCオフセット打消
レベル算出部10に取り込まれる。図5の信号点配置図
においては、最大ベクトル値は第1象限の「000
0」、最小ベクトル値は第3象限の「1010」であ
り、これらが検出される。
Further, of the data obtained by the area determining section 20, the negative minimum vector value is calculated by the minimum vector calculating section 21, and the DC offset cancellation level calculating section 10 is calculated.
Is taken into. Further, the maximum vector value on the positive side of the pilot symbol whose phase has been corrected by the phase error correction unit 9 is calculated by the maximum vector calculation unit 22 and taken into the DC offset cancellation level calculation unit 10. In the constellation diagram of FIG. 5, the maximum vector value is “000 in the first quadrant.
0 ", the minimum vector value is" 1010 "in the third quadrant, and these are detected.

【0030】DCオフセット打消レベル算出部10で
は、最小ベクトル算出部21から最小ベクトル値が入力
する毎に、また最大ベクトル算出部22から最大ベクト
ル値が入力する毎に、I成分の平均値、Q成分の平均値
を演算する。得られたI成分の平均値はI軸の原点を、
Q成分の平均値はQ軸の原点を示す信号となる。両者の
原点を示す信号がゼロならDCオフセット量はゼロであ
るが、一方だけでもゼロ以外であればDCオフセットが
あることになる。このようにして得られたI成分、Q成
分の平均値は、その極性を反転してDCオフセット打消
レベル信号として、加算部11、12に送られ、ここで
DCオフセット成分がキャンセルされる(図4参照)。
In the DC offset cancellation level calculation unit 10, every time the minimum vector value is input from the minimum vector calculation unit 21 and the maximum vector value is input from the maximum vector calculation unit 22, the average value of the I component, Q Calculate the average value of the components. The average value of the obtained I component is the origin of the I axis,
The average value of the Q component becomes a signal indicating the origin of the Q axis. If the signal indicating the origin of both is zero, the DC offset amount is zero, but if only one is non-zero, there is a DC offset. The average values of the I component and the Q component thus obtained are inverted in polarity and sent as a DC offset canceling level signal to the adders 11 and 12, where the DC offset component is canceled (see FIG. 4).

【0031】図6は図1における位相誤差リミッタ8と
パイロットシンボル検出部18における前記位相誤差リ
ミッタの動作に関連する部分の詳細なシグナルフロー図
である。なお、位相誤差リミッタ14は位相誤差リミッ
タ8と同じであるので、位相誤差リミッタ8を代表して
説明する。
FIG. 6 is a detailed signal flow diagram of a portion related to the operation of the phase error limiter 8 and the phase error limiter in the pilot symbol detector 18 in FIG. Since the phase error limiter 14 is the same as the phase error limiter 8, the phase error limiter 8 will be described as a representative.

【0032】図6において、パイロットシンボル検出部
18では、数シンボル(16QAMでは16シンボル)
に1回挿入されるパイロットシンボルを、そのタイミン
グ時に乗算器181A,181Bで忘却係数(λ=0.9
5)を乗算し、パイロットシンボル検出部182におい
てI,Q成分の最大値を検出することにより、検出す
る。このようにしてパイロットシンボルが検出された後
は、パイロット/データ比検出部183で、そのパイロ
ットシンボルとデータシンボルのレベル比を検出する。
通常ではパイロットシンボルはデータシンボルより大き
な値を示すのでその比は大きな値となるが、その比が閾
値設定部184で設定された閾値より小さいときは、パ
イロット検出フラグ出力部185からパイロットシンボ
ルが小さいこと、つまり位相誤差が所定値より大きいこ
とを示すフラグが出力する。設定する閾値は、±40度
程度の位相誤差に対応させる。
In FIG. 6, the pilot symbol detector 18 uses several symbols (16 symbols in 16QAM).
The pilot symbol inserted once in the multiplier 181A, 181B at that timing.
This is detected by multiplying 5) and detecting the maximum value of the I and Q components in the pilot symbol detection unit 182. After the pilot symbol is detected in this way, pilot / data ratio detecting section 183 detects the level ratio between the pilot symbol and the data symbol.
Normally, the pilot symbol has a larger value than the data symbol, so the ratio becomes a large value. However, when the ratio is smaller than the threshold value set by the threshold value setting unit 184, the pilot symbol is small from the pilot detection flag output unit 185. That is, a flag indicating that the phase error is larger than a predetermined value is output. The threshold to be set corresponds to a phase error of about ± 40 degrees.

【0033】位相誤差リミッタ8は、位相誤差θがゼロ
であることを出力する位相誤差ゼロ設定部81と、前記
したパイロットシンボル検出部18からの前記フラグに
より動作するセレクタ82から構成される。そして、パ
イロットシンボル検出部18から前記したフラグが出力
していないときは、位相誤差算出部7で算出された位相
誤差をそのままセレクタ82で選択して位相誤差補正部
9に送るが、パイロットシンボル検出部18から前記し
たフラグが出力しているときは、位相誤差ゼロ設定部8
1に設定されている位相誤差ゼロの値をセレクタ81で
選択して位相誤差補正部9に送る。
The phase error limiter 8 is composed of a phase error zero setting unit 81 which outputs that the phase error θ is zero, and a selector 82 which operates according to the flag from the pilot symbol detection unit 18 described above. Then, when the above-mentioned flag is not output from the pilot symbol detection unit 18, the phase error calculated by the phase error calculation unit 7 is directly selected by the selector 82 and sent to the phase error correction unit 9. When the above-mentioned flag is output from the unit 18, the phase error zero setting unit 8
The value of zero phase error set to 1 is selected by the selector 81 and sent to the phase error correction unit 9.

【0034】以上のように、本実施形態は、アンダーサ
ンプリングにより生じるDCオフセット誤差を、位相誤
差算出部7、位相誤差リミッタ8、位相誤差補正部9、
DCオフセット打消レベル算出部10のラインで得て、
加算部11、12でキャンセルするものである。このと
き、位相誤差リミッタ8では所定以上の位相誤差がある
ときはその誤差の値をゼロとして位相誤差補正部9に送
るので、チャネル切替等の初期状態時等にその引き込み
に時間がかかることを防止することができる。
As described above, in the present embodiment, the DC offset error caused by undersampling is calculated by the phase error calculation unit 7, the phase error limiter 8, the phase error correction unit 9,
Obtained from the line of the DC offset cancellation level calculation unit 10,
The addition units 11 and 12 cancel it. At this time, when the phase error limiter 8 has a phase error of a predetermined value or more, the value of the error is set to zero and sent to the phase error correction unit 9. Therefore, it may take a long time to pull in the error in the initial state such as channel switching. Can be prevented.

【0035】[0035]

【発明の効果】以上から本発明によれば、位相誤差が所
定値を超えるときは位相誤差補正を行わないので、チャ
ネル切替時等の初期状態時の引き込みに時間がかかるこ
とが防止され、デジタル通信での高性能化、高速化に寄
与するところが大きい。
As described above, according to the present invention, since the phase error correction is not performed when the phase error exceeds a predetermined value, it is possible to prevent the pulling in from taking time in the initial state such as the channel switching and to prevent the digital error. It greatly contributes to higher performance and higher speed in communication.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図1】 本発明の1つの実施形態の16QAM復調装
置のシグナルフロー図である。
FIG. 1 is a signal flow diagram of a 16QAM demodulator according to one embodiment of the present invention.

【図2】 16QAM信号のフレームの説明図である。FIG. 2 is an explanatory diagram of a frame of a 16QAM signal.

【図3】 位相誤差の説明図である。FIG. 3 is an explanatory diagram of a phase error.

【図4】 DCオフセットの説明図である。FIG. 4 is an explanatory diagram of a DC offset.

【図5】 16QAMの信号点配置図である。FIG. 5 is a constellation diagram of 16QAM signal points.

【図6】 位相誤差リミッタとパイロットシンボル検出
部の詳細なシグナルフロー図である。
FIG. 6 is a detailed signal flow diagram of a phase error limiter and a pilot symbol detection unit.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

1:A/D変換部、2:ディジタル直交復調部、3:ロ
ーパスフィルタ、4:AFC補正部、5:AFCフィル
タ、6:AFC算出部、7:位相誤差算出部、8:位相
誤差リミッタ、9:位相誤差補正部、10:DCオフセ
ット打消レベル算出部、11、12:加算部、13:位
相誤差算出部、14:位相誤差リミッタ、15:位相誤
差補正部、16:タイミングズレ検出部、17:ゼロク
ロス点検出部、18:パイロットシンボル検出部、1
9:振幅閾値算出部、20:エリア判定部、21:最小
ベクトル算出部、22:最大ベクトル算出部。181
A,181B:乗算器、182:パイロットシンボル検
出部、183:パイロット/データ比検出部、184:
閾値設定部、185:パイロット検出フラグ出力部、8
1:位相誤差ゼロ設定部、82:セレクタ。
1: A / D conversion unit, 2: Digital quadrature demodulation unit, 3: Low pass filter, 4: AFC correction unit, 5: AFC filter, 6: AFC calculation unit, 7: Phase error calculation unit, 8: Phase error limiter, 9: Phase error correction unit, 10: DC offset cancellation level calculation unit, 11, 12: Addition unit, 13: Phase error calculation unit, 14: Phase error limiter, 15: Phase error correction unit, 16: Timing deviation detection unit, 17: Zero-cross point detector, 18: Pilot symbol detector, 1
9: amplitude threshold calculation unit, 20: area determination unit, 21: minimum vector calculation unit, 22: maximum vector calculation unit. 181
A, 181B: Multiplier, 182: Pilot symbol detector, 183: Pilot / data ratio detector, 184:
Threshold setting unit, 185: Pilot detection flag output unit, 8
1: phase error zero setting unit, 82: selector.

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項1】多値QAM信号の中間周波信号をアンダー
サンプリングによりディジタル信号に変換してから直交
復調し、該直交復調出力信号に含まれているパイロット
シンボルを検出することにより前記直交復調出力信号の
位相誤差を検出し、該検出した位相誤差に基づき前記直
交復調出力信号の位相誤差補正を行い、該位相誤差補正
の後の前記直交復調出力信号からDCオフセット打消レ
ベルを算出して前記直交復調出力信号のDCオフセット
を補正し、該補正された前記直交復調出力信号によりエ
リア判定を行ってデータ復号を行う多値QAM復調方法
において、前記位相誤差が予め決めた閾値を超えている
とき、前記位相誤差補正を行わないようにしたことを特
徴とする多値QAM復調方法。
1. An orthogonal demodulation output signal by converting an intermediate frequency signal of a multilevel QAM signal into a digital signal by undersampling, orthogonally demodulating the pilot signal and detecting a pilot symbol contained in the orthogonal demodulation output signal. Phase error of the quadrature demodulation output signal is corrected based on the detected phase error, a DC offset cancellation level is calculated from the quadrature demodulation output signal after the phase error correction, and the quadrature demodulation is performed. In a multilevel QAM demodulation method of correcting a DC offset of an output signal, performing area determination by the corrected quadrature demodulation output signal, and performing data decoding, when the phase error exceeds a predetermined threshold, A multi-level QAM demodulation method characterized in that phase error correction is not performed.
【請求項2】請求項1において、 パイロットシンボルのレベルがデータシンボルのレベル
の所定倍数に達しないとき、前記位相誤差が予め決めた
閾値を超えているとして、前記位相誤差の検出値を位相
誤差ゼロに置換することを特徴とする多値QAM復調方
法。
2. The detected value of the phase error is determined to be a phase error when the level of the pilot symbol does not reach a predetermined multiple of the level of the data symbol, assuming that the phase error exceeds a predetermined threshold value. A multilevel QAM demodulation method characterized by replacing with zero.
【請求項3】請求項1又は2において、 前記直交復調出力信号を、DCオフセット打消信号取得
用ラインとエリア判定用ラインに分岐し、前記DCオフ
セット打消信号取得用ラインにおいて前記DCオフセッ
ト打消レベルを算出し、前記エリア判定用ラインにおい
て前記算出したDCオフセット打消レベルによりDCオ
フセットを補正することを特徴とする多値QAM復調方
法。
3. The quadrature demodulation output signal according to claim 1, wherein the quadrature demodulation output signal is branched into a DC offset cancellation signal acquisition line and an area determination line, and the DC offset cancellation level is set in the DC offset cancellation signal acquisition line. A multilevel QAM demodulation method, which comprises calculating and correcting the DC offset in the area determination line by the calculated DC offset cancellation level.
【請求項4】多値QAM信号の中間周波信号をアンダー
サンプリングによりディジタル信号に変換するA/D変
換部と、該A/D変換手段の出力信号を直交復調する直
交復調部と、該直交復調部で得られた直交復調出力信号
の位相誤差を算出する位相誤差算出部と、該位相誤差算
出部で算出した位相誤差に基づき前記直交復調出力信号
の位相誤差補正を行う位相誤差補正部と、該位相誤差補
正部で位相誤差が補正された前記直交復調出力信号から
DCオフセット打消レベルを算出するDCオフセット打
消レベル算出部と、該DCオフセット打消レベル算出部
で得られたDCオフセット打消レベルに基づき前記直交
復調出力信号のDCオフセットを補正する加算部と、該
加算部でDCオフセットが補正された直交復調出力信号
によりエリア判定を行ってデータ復号を行うエリア判定
部とを具備する多値QAM復調装置において、 前記位相誤差算出部で算出される位相誤差が予め設定し
た閾値を超えているとき前記位相誤差補正部に位相誤差
ゼロの信号を送る位相誤差リミッタを設けたことを特徴
とする多値QAM復調装置。
4. An A / D converter for converting an intermediate frequency signal of a multilevel QAM signal into a digital signal by undersampling, a quadrature demodulator for quadrature demodulating an output signal of the A / D converter, and the quadrature demodulator. A phase error calculating unit that calculates a phase error of the quadrature demodulation output signal obtained by the unit, a phase error correction unit that performs a phase error correction of the quadrature demodulation output signal based on the phase error calculated by the phase error calculating unit, Based on the DC offset cancellation level calculation unit that calculates a DC offset cancellation level from the quadrature demodulation output signal whose phase error is corrected by the phase error correction unit, and the DC offset cancellation level obtained by the DC offset cancellation level calculation unit. Area determination based on an addition unit that corrects the DC offset of the quadrature demodulation output signal and the quadrature demodulation output signal whose DC offset is corrected by the addition unit In a multilevel QAM demodulation device including an area determination unit that performs data decoding, when the phase error calculated by the phase error calculation unit exceeds a preset threshold value, the phase error correction unit performs zero phase error. Is provided with a phase error limiter for transmitting the signal of FIG.
【請求項5】請求項4において、 前記位相誤差リミッタは、前記位相誤差算出部で算出さ
れた信号と位相誤差ゼロの信号を入力し、パイロットシ
ンボルのレベルがデータシンボルのレベルの所定倍数を
超えるとき前記位相誤差算出部の出力信号を選択し、所
定倍数を超えないとき前記位相誤差ゼロの信号を選択す
るセレクタからなることを特徴とする多値QAM復調装
置。
5. The phase error limiter according to claim 4, wherein the signal calculated by the phase error calculator and the signal with zero phase error are input, and the level of the pilot symbol exceeds a predetermined multiple of the level of the data symbol. A multi-level QAM demodulation device comprising: a selector for selecting an output signal of the phase error calculating unit when selecting a signal having the phase error of zero when a predetermined multiple is not exceeded.
【請求項6】請求項4又は5において、 前記直交復調出力信号を、DCオフセット打消信号取得
用ラインとエリア判定用ラインに分岐し、 前記DCオフセット打消信号取得用ライン上に、前記位
相誤差算出部、前記位相誤差リミッタ、前記位相誤差補
正部、前記DCオフセット打消レベル算出部を設け、 前記エリア判定用ライン上に前記加算部を設けた、 ことを特徴とする多値QAM復調装置。
6. The quadrature demodulation output signal according to claim 4, wherein the quadrature demodulation output signal is branched into a DC offset cancellation signal acquisition line and an area determination line, and the phase error calculation is performed on the DC offset cancellation signal acquisition line. Unit, the phase error limiter, the phase error correction unit, the DC offset cancellation level calculation unit, and the addition unit on the area determination line.
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