JP2002500494A - 補聴器におけるダイナミック自動利得制御 - Google Patents
補聴器におけるダイナミック自動利得制御Info
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Abstract
Description
理チャネルおよび出力信号トランスジューサを含む信号処理装置と、を備えた種
類の補聴器における自動利得制御方法に関し、該方法は前記入力信号トランスジ
ューサからの入力信号および/もしくは前記信号処理装置からの出力信号を検出
し、前記自動利得制御の動作範囲内で、前記検出された音響レベルに応答して前
記出力信号トランスジューサから供給される前記出力音響レベルを前記信号処理
装置の利得を制御することにより前記出力音響レベルの実際の所望値へ向けて適
合させるステップを含み、前記利得制御は前記入力音響レベルの、それぞれ、増
加および減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ、アタック時間お
よびリリース時間により調節することにより行われ、前記リリース時間は前記受
信音響レベルの変化に応答して変化する。
する音響レベルの関数として受信音と同じ音量の音響知覚力を示す直線の形で示
すものである。
響レベルおよび通常は周波数によって決まる。図示する聴力障害の場合、あるレ
ベルK4よりも低い音の知覚力が著しく低減され閾値K3において音は完全に消
失する。
な聴力に接近する。
を有する人のそれに等しくするには理論上耳で受け入れた音から曲線3で示すよ
うな耳で知覚した音への伝達関数が必要である。しかしながら、音響の増幅は実
際の音響情報が無い音の強さの低い静寂な音響環境でも行われて増幅された音は
ノイズとして知覚されるため、この種の理論的補償は実際上は望ましくない。さ
らに、このような理論的補償は非常に利得が高くノイズの低い補聴器を必要とす
る。
オフ限界まで定利得を有する補聴器もしくは曲線5に示す圧縮器特性あるいは音
響レベルK2,K4,K5にニーポイントを有する線分からなる実線6で例示す
る可変特性を有する補聴器により実現されている。
節される時は自然な音響知覚力を提供するが、利得を実際の状況へ連続的に繰り
返し調節する必要があり、そのため補聴器の操作は複雑で煩わしいものとなる。
その結果、この種の補聴器は実際の聴音状況に対して最適な音響知覚力に調節さ
れない場合が多い。
利得制御を有する補聴器の使用が含まれる。このような線形連続特性によりさま
ざまな音響環境への自動適応および、特に低音響レベルにおける、音響知覚力の
改善がなされるが、曲線2に示すような実際の聴力損失を理想的に近似する性能
は得られず低い音響レベルがより高く増幅されるにすぎない。非常に低い音響レ
ベルはノイズしか含んでいない場合が多いため、高い増幅により深刻な不快感を
生じることがある。
ることができる。この伝達関数はニーポイントK2において受音レベルの最大増
幅を有する低音響レベルにおける伸張特性を提供し、このニーポイントよりも下
の音響レベルは受信音響の減少するレベルに対して増加する減衰により減衰され
る。ニーポイントK2から聴力損失に対する閾値を表わすニーポイントK3をと
おってニーポイントK4までの範囲内で、圧縮器特性が提供されてニーポイント
K2よりも上でニーポイントK4まで受信音響の増幅は減少され、したがってこ
の範囲内の聴力損失に対抗する補償がなされ、それは同時に無音音声や他の音響
が聴力障害者に問題を生じることがある臨界範囲であり、したがって聴力障害者
は理想的補償に近付くこの種の補償から利益を得る。ニーポイントK4よりも上
で、苦痛や不快限界を表わす、ニーポイントK5までに対して、伝達関数は実質
的に定利得を与えてこの範囲内の音響知覚力の低減を補償する。ニーポイントK
5よりも上では圧縮器特性が提供され、それは伝達関数により決定されるかある
いは増幅器回路内のクリッピングにより生じる。ニーポイントK5を越えると苦
痛や不快限界を越える音響が耳に達するのを防止するために音響再生が選択され
る場合が多い。
る非線形伝達関数を提供するように瞬時的に作用する場合には、音は著しく歪め
られて耳に届く音は不自然で不愉快なものとなる。例えば、曲線5に示すような
伝達関数では湾曲波音は方形信号へ向かって変化される。
幅を行う自動利得制御AGCを使用してこの歪を回避して定線形利得により得ら
れるようなより自然な音響再生を得ることができる。この適合は1983からの
IEC標準第118−2に従ってアタック時間およびリリースすなわち回復時間
として定義されている時間遅延により行われる。
してからAGC付補聴器からの出力レベルが増幅された定常状態出力レベルから
±2dB以内に安定化されるまでの時間間隔として定義されている。
のdBだけ突然減少してから出力信号レベルがより低い定常状態出力レベルから
±2dB以内に安定化されるまでの時間間隔として定義されている。
してdB/secで測定した等価勾配率に対する同義語として使用される。
用して利得を時間遅延、アタックもしくはリリース時間、により実際に検出され
た音響レベルに対する望ましい値へスムーズに調節して実現される。調節は図1
の曲線5に示す圧縮器関数により行われる。受音レベルが前に検出されているも
のに比べて増加している場合には、アタック時間により利得調節が行われ、受音
レベルが減少している場合にはリリースすなわち回復時間により利得調節が行わ
れる。実際上、時間遅延はユーザが不快なほど高い音響レベルを受音するのを防
止するために短いアタック時間を与えかつ音響レベルの脈動すなわちポンピング
が耳に届くのを防止するために長いリリース時間を与えるように選択される。し
かしながら、圧縮器関数の場合には、検出された受音レベルの減少時に利得を増
加するための長い持続時間のリリース時間にはユーザが高い音響レベルに曝され
る時に、例えば、ユーザが遠くの人に叫んだり近くでドアがバタンと閉められる
時に、その後の期間中ユーザは低い音響レベルを受聴できないという欠点がある
。
を使用してアップ/ダウンポンピングを回避することとの間に妥協が必要である
。その結果従来技術の設計は多かれ少なかれある受聴状況において情報を抑制し
かつ/もしくはアップ/ダウンポンピングを許す傾向を示す。
めに、受信した音を区別して変化するリリース時間により検出された入力音響レ
ベルの減少を調節するさまざまな試みがなされてきている。
出される入力信号のパラメータが重要である。単純な設計ではこれらのパラメー
タはピーク値、平均値、有効値等を含むことができる。
するピーク値において高速調節すなわち短いアタック時間を提供するが、減少す
る受信ピーク値においては著しく遅い調節すなわち比較的長いリリース時間を提
供する。例えば図1の曲線5に示すような伝達関数を有する従来の補聴器にピー
ク値検出回路を使用するとノイズパルスの形の短く強い受音レベルを迅速に減衰
する利点が得られるが、時間的に間隔のとられた高いピーク値を含む音声信号の
場合に利得は音声のピーク値へ向かって迅速に調節されるという欠点が伴い、音
声はピーク値に基づいて平滑化されて音響がしばしばノイズである音声休止内に
受音されるのと同じレベルを得る。
り迅速ではないが、ピーク値検出器に比べると音声信号を抑制したり非常に短く
強い受音レベルの後で再生される音響を抑制したりする傾向が小さい。
とが頻繁に行われる。このような回路は増加する入力レベルにおいて短いアタッ
ク時間を提供してピーク値検出器のように作用し、静止もしくは減少する入力レ
ベルにおいては比較的長いリリース時間を有し平均値検出器として作用すること
が多い。
知られるいわゆるパーセント点検出器である。一般的に、このようなパーセント
点検出器は検出された信号の予め定められたパーセンテージすなわちパーセント
点が、それぞれ、選択された値よりも上か下である検出された信号の値を求める
ように働く。このような検出器は情報信号からノイズを求めて分離するのによく
適している。
検出器を使用する検出による長いリリース時間の欠点の解決法としてピーク値検
出器に強い受音レベルの後で短いリリース時間を与え比較的弱い受音レベルの後
で長いリリース時間を与えることが提案されている。
144,675から短い時間遅延で調節を行うピーク値検出回路と長い時間遅延
で調節を行う平均値検出回路とを組み合わせて、平均値検出回路がピークの平均
値を測定できるようにすることが知られている。この形式の調節により短く強い
音響レベルはピーク値検出回路を迅速に励起して迅速に利得低減を行う。強い音
響レベルの後でピーク値検出回路は利得を実際の受音レベルに対応する量もしく
は平均値検出回路が利得調節を引き継ぐ時の量へ高速で再調節し、また繰り返さ
れる短いパルスで顕著なポンピング効果がある。長い持続時間の強い音響レベル
で平均値検出器は励起されて利得調節を引き継ぐ。平均値検出器による引継ぎに
続く長い持続時間の強い音響レベルが消えた後で、利得は減少する平均値の関数
としてゆっくり調節されその後の時間間隔中に弱い信号の不十分な増幅がある。
タックおよびリリース時間を有する個別の処理チャネル内に、例えば、Brit
ish Journal of Audiology,1988,volume
22,page93to104“A comparison of four
methods of implementing automatic ga
in control(AGC)in hearing aids”にブライア
ン シー.ジェー.モアおよびブライアン アール.グラスバーグが記載してい
るような別々のAGCコントロールを使用することが知られている。
強い受音レベルに続く弱い音の不十分な増幅を回避することとを妥協させるため
に、従来技術では短いアタック時間とさまざまなリリース時間を使用することが
知られるようになった。
最小限に抑える方法を提供することが本発明の目的である。
およびリリース時間が前記検出された音響レベルに応答して高い入力および/も
しくは出力音響レベルにおいて高速利得調節を行う比較的短い持続時間および低
い入力および/もしくは出力音響レベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い
持続時間に調節されることを特徴としている。
間で制御され、そこで伝達関数は圧縮器特性を提供し再生音は利得が時間と共に
変動する時にポンピングすなわち振動音効果に対して非常に敏感である。一方、
再生音がクリッピングすなわち苦痛閾値に近づく強い音響レベルでは、音は短い
アタックおよびリリース時間で制御される。
は前に検出された音響変化よりは強い弱い受音変化においては、短いアタック時
間と同様に、利得は即座には変化せずに比較的長い時定数で徐々に変化し、した
がって音の短い増加により著しい利得変化を生じることはないという利点が得ら
れる。たとえ長いアタック時間により低いレベルにおける音の増加が圧縮特性に
従った場合よりも発生後の時間間隔中により強く再生されることがあっても、実
際上それは聴力障害者およびいかなる聴力損失も無い人の両者から受音が比較的
弱いものとして知覚される範囲内での利得変化により音は即座に特性を変えるこ
とがないという有利な影響を及ぼす。
されている。
スジューサ、関連する利得制御手段を有する少なくとも1つの処理チャネルを含
む信号処理装置および出力信号トランスジューサを含む種類の補聴器に関連して
おり、前記補聴器はさらに前記入力信号トランスジューサからの入力信号および
/もしくは前記出力信号トランスジューサからの出力信号を検出し前記検出され
た音響レベルに応答して前記自動利得制御手段を制御して、前記自動利得制御の
動作範囲内で、前記信号処理装置の利得を前記出力音響レベルの実際の所望値へ
向けて適合させる検出手段を含み、前記自動利得制御手段は前記入力音響レベル
の、それぞれ、増加および減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ
、アタック時間およびリリース時間により調節することにより前記利得制御を行
う調節手段を含んでおり、前記リリース時間は前記入力信号レベルの変化に応答
して変化する。
てそこから制御信号を受信し、前記検出された音響レベルに応答して前記アタッ
ク時間およびリリース時間を高い入力および/もしくは出力音響レベルにおいて
高速利得調節を行う比較的短い持続時間および低い入力および/もしくは音響レ
ベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い持続時間へ調節することを特徴とし
ている。
される入力信号を各々が信号処理装置15および実際の処理チャネルへの入力信
号により表わされる受音レベルを検出する音響レベル検出回路16を含む3つの
信号処理チャネル14a,14b,14c間に分離する帯域分割フィルタ13が
続く3−チャネル補聴器の略ブロック図を示す。補聴器はさらにその処理パラメ
ータを格納するメモリ17、3つの信号処理チャネル14a−c内の信号処理装
置15から供給される出力信号を合計して、出力増幅器19を介して電話機20
の形の出力トランスジューサへ供給される、全体出力信号とする和分回路18を
含んでいる。
13を介して受信されるマイクロホン信号はさらに、自動利得制御AGCにより
信号処理装置15内の増幅を制御する、検出回路16へ供給される。
た音響レベルを表わす利得調節信号を供給することができる。この利得調整信号
は信号処理装置15の制御入力15cへ供給され、利得調節信号は例えば図1の
曲線6で示すような種類とすることができる補償関数に対する入力として使用さ
れ、信号処理装置15の利得は検出回路16から受信される調節信号に応答して
図1の曲線6で示すような伝達関数により規定される利得へ向けて自動的に調節
される。
ルにおいて影響される短いおよび長いアタックおよびリリース時間間の切替を回
避するために図3に示すようなAGCコントロールを含む信号処理装置15を有
するフィードバック構成内に音響レベル検出回路16を有利に内蔵することがで
きる。
することは良く知られている。
与えるダイオードDpを介してキャパシタCpを瞬時充電することにより測定さ
れる。ピーク値の検出に続いて、キャパシタCpは抵抗器Rpを介して放電され
、リリース時間はCpおよびRpにより決定される。
放電される。この回路ではアタック時間はCaおよびRaにより決定されリリー
ス時間はCaおよびRsにより決定される。部品を適切に選択することによりこ
の回路は主としてピーク値検出器もしくは平均値検出器となることができる。
けで個別にディメンジョンすることができ、その結果脈動すなわちポンピング音
再生と後に続く弱い受音レベルのマスキングとの間で妥協をしなければならない
。
出回路を用いて結合してアタック時間を決定する。そのピーク検出回路はキャパ
シタCp’,抵抗器Rp’およびダイオードDp‘およびDpoからなる。一方
、キャパシタCa’,抵抗器Ra’およびRs’およびダイオードDa’および
Daoからなる回路はより低速で反応する平均検出器を構成し、それはアタック
時間に影響を及ぼさない。短い持続時間の高い音響レベルでキャパシタCpが充
電され、Ca’およびRa’により与えられる時定数によりキャパシタCa’は
本質的に非充電のままとされる。短い入力信号が消えるとCp’だけが放電され
、それは抵抗器Rpを介して迅速に行われて短いリリース時間が与えられる。受
信した高い音響レベルが長い持続時間であれば、キャパシタCa’も充電され、
続いてより長い入力信号が消えると両キャパシタCp’,Ca’も放電されなけ
ればならず、それはキャパシタCa’に対しては抵抗器Rsを介してゆっくり行
われて長いリリース時間が与えられる。受信した高い音響レベルの持続時間に応
じて2つの固定値間でリリース時間が切り替えられるこの種の回路構成はUS−
A−4,531,229,US−A−4,718,099およびGB−A−2,
192,511に記載されている。
時間値、すなわち低い音響レベルにおいて低速調節を行う比較的長いリリース時
間および高い音響レベルにおいて高速調節を行う比較的短いリリース時間、を提
供する。それは抵抗器RfとツェナーダイオードZの直列接続を抵抗器Rp”に
並列に加えることにより遂行され、キャパシタCp”両端間の電圧がツェナーダ
イオードZの閾値電圧よりも高い時にキャパシタCp”はさらに抵抗器Rfを介
して放電される。検出された音響レベルの音量に応じて2つの固定値間でリリー
ス時間を切り替えるこの種の回路構成はUS−A−5,165,017に開示さ
れている。
もしくは音量に従って異なる持続時間のリリース時間を与える。多くの場合、そ
れにより高い音響レベルに続く弱い音響の通過の知覚力が改善されるが、同時に
短いアタック時間により例えば図1の曲線5、もしくは図1の曲線6のニーポイ
ントK2,K4間の範囲により示される圧縮関数に関して短い音響ピークは即座
に利得減少を行うことになる。その結果、任意の音響パルスにより実際上利得減
少が行われ再生される音は振動すなわちポンピングして後に続く弱い音響レベル
は不十分に増幅される。
音響レベル検出手段により克服され、それは検出された音響レベルにより弱い音
響レベルでは長いアタックおよびリリース時間を使用して低速調節を行い、高い
音響レベルでは短いアタックおよびリリース時間を使用して高速調節を行うよう
に決定される。したがって、さまざまなリリース時間により得られる利点の他に
弱い音響レベルにおいて短いアタック時間等により利得が強く調節されすぎるこ
とが回避される。
作範囲内で弱い音響レベルにおいて比較的長く、高い音響レベルにおいて比較的
短い。
の間でシフトを行うことができる。ある低い検出レベルにおいてAGCが安定化
していて、図1の曲線6に示す伝達関数では25dBの検出された音響レベルに
おいて30dBとなることがある最大利得を与え、さらにアタックおよびリリー
ス時間に対する切替レベルよりも下のより高い音圧が検出される場合には、利得
は30dBから検出された音響レベルに対する伝達関数により規定される利得へ
向かってゆっくり調節される。AGCの動作範囲全体にわたって長いリリース時
間がアクティブであれば、高レベルパルスにより増幅器は信号レベルにクリップ
すなわち制限され、それはこの意図せぬクリッピングすなわち制限までの曲線を
示す曲線7が示すように、図1の曲線6で示す伝達関数に従う場合には起こって
はならない。図示する例では、80dBの検出された入力音響レベルに対する1
10dBの音響再生までの範囲内で最大利得はアクティブとなることがあるが、
検出された入力音響レベルに対する80から110dBまでの範囲内では10d
Bよりも高い利得により意図せぬクリッピングすなわち制限を生じることがある
。
リッピング限界よりも著しく低い切替レベルへ選択される。あるいは、クリッピ
ング限界に達する前に複数のステップであるいは連続的にアタックおよびリリー
ス時間を変えることができる。
れる場合には、そのレベルよりも低いすべての変化が長いアタックおよびリリー
ス時間により影響される。恐らくそれにより音は例えば図1の曲線6に従う伝達
関数により規定されるようには増幅されなくなることがあるが、さらに重要なこ
とは再生音はポンピング効果の無いクリアで自然なままとされることである。
音響レベルの検出が行われる場合には、短いアタックおよびリリース時間に引き
継がれるまで再生音は60dBを越えることがない。
が検出される場合には、短いアタックおよびリリース時間に引き継がれる前に再
生音は70から90dBに達することがある。
された音響レベルの範囲内で定利得を有する図1の曲線6で示す伝達関数を使用
する時に有利であり、この範囲内でポンピング効果は生じない。
の例を立上りおよび降下速度についてdB/secで測定した勾配の変化として
曲線6bで示す。曲線6bは25dBの受音レベルで始まってそのレベルよりも
下の伸張関数を本発明により提供される利得調節の外側で実現できることを示す
。
の実施例を示す。この回路は予め処理された整流された信号を受信しタイミング
網を構成する演算増幅器O1,キャパシタCおよび抵抗器R1,R5からなる従
来の漏れ積分器装置を含んでいる。したがって、アタックおよびリリース時間の
長い持続時間は時定数により決定される。 ATTACKlong: C*1/(1/R1+1/R5) RELEASE:long C*R5
S2を含む制御回路を含んでいる。基準電圧源25dが各比較器25a,25b
の一方の入力へ基準電圧を供給する。比較器25aの他方の入力へ供給される入
力電圧もしくは比較器25bの他方の入力へ供給される出力電圧が基準電圧より
も高い場合には、実際の比較器はORゲートQへイネーブリング信号を供給し、
それに応答してスイッチS1,S2が閉じられ抵抗器R1,R5は、それぞれ、
抵抗器R1f,R5fに並列に接続されて異なるタイミング網を構成し、アタッ
クおよびリリース時間の短い持続時間は時定数により決定される。 ATTACKshort: C*1/(1/R1+1/R5+1/R1f +1/R5f) RELEASEshort: C*1/(1/R5+1/R5f)
に対する抵抗器R1の比率は抵抗器R5fに対する抵抗器R1fの比率と同じに
しなければならない、すなわち、 R1/R5=R1f/R5f
レベルではポンピング降下を考慮して長いアタックおよびリリース時間を選択す
ることができ、比較的長いアタック時間はポンピングおよび不十分な増幅を回避
するのに特に有利である。高いレベルでは、高速ダイナミック制御を考慮するよ
うにアタックおよびリリース時間を選択することができ、比較的短いアタック時
間は早すぎるクリッピングすなわち制限を回避してより高速の利得低減を行うの
に特に有利でありそれにより高い利得の突然の始動が回避され、比較的短いリリ
ース時間は制御信号がイナクティブのままとされる期間を低減しクリッピングす
なわち制限を始動させかつ/もしくは制御モードを不十分な増幅の範囲外とし利
得増加範囲まで下げるのに有利である。
セント点推定器の形で実現してパーセント点フィギュアを変えることなくさまざ
まなアタックおよびリリース時間を提供できることである。このようなパーセン
ト点推定回路はUS−A−4,204,260から既知でありWO96/353
14の補聴器に使用されている。パーセント点推定器は本質的に全入力信号値の
規定されたパーセンテージに対する上限を形成する信号値、パーセント点フィギ
ュア、を与えるように機能する。したがって、50のパーセント点フィギュアを
有するパーセント点推定器は入力信号に対する上限を形成する信号値を50%の
時間中供給する。平均検出器とは対照的にパーセント点推定器はパーセント点フ
ィギュアよりも上もしくは下の信号波形の影響を受けない。
る回路の例を示す。この回路は演算増幅器O1’およびキャパシタC’を含み比
較器O2’、抵抗器R1’,R2’およびダイオードD1からD5を含む入力回
路から受信した信号を積分する積分器装置を含んでいる。比較器O2’はその非
反転入力に積分器O1’,C’からの積分器出力信号を受信し、検出された入力
信号は反転入力へ供給される。この入力信号が積分器により検出された値を超え
ると、比較器O2’からの出力信号は負電圧によりローへシフトし、ダイオード
D2からD5と抵抗器R1’の直列配列を通って比較器出力Oへ電流が流れる。
したがって、ダイオードの両端間に負電圧4*Udが現れ、Udはダイオード当 り電圧降下を表わし同じ電圧が抵抗器R2’の両端間に存在し、その結果積分器
O1’,C’は正の上向き積分値により充電される。 u=(4*Ud)/R2’
らの出力信号は正の電圧によりハイとなり、出力Oから抵抗器R1’およびダイ
オードD1を通って電流が流れダイオード配列の両端間に1*Udに対応する正 の電圧が生じる。同じ電圧降下が抵抗器R2’の両端間に存在し、積分器は負の
下向き積分値により放電される。 d=(1*Ud)/R2’
内の下向き積分による値、すなわちパーセント点フィギュアを表わす値、へ調節
する。 p=100%*u(u+d)=100%*(4*Ud)/(4*Ud+1*Ud) =80%
力Oにおけるゼロ電圧から最大出力電圧Umaxまで調節してゼロ電圧へ戻るの
に伴う時間によって決まり、最大アタックおよびリリース時間は次式で求められ
る。 ATTACKmax=R2’*C’*Umax/(4*Ud) RELEASEmax=R2’*C’*Umax/(1*Ud)
発生する図11のパーセント点推定器回路の修正例である。この回路はORゲー
トQ’と共に比較器25a’,25b’を含み本質的に図10に示す制御回路に
対応しORゲートQ’により始動されるのが単一スイッチS1’である点が修正
されている制御回路を内蔵している。この回路のパーセント点推定器部は抵抗器
R3に直列に、抵抗器R2”に並列にスイッチS1’が内蔵されている点を除け
ば本質的に図11のパーセント点推定器に対応する。したがって、ORゲートQ
’からの始動時にスイッチS1’を閉じることによりアタックおよびリリース時
間を短い持続時間に切り替えることができる。したがって、最大および最小励起
間の短い持続時間のアタックおよびリリース時間は次式で求められる。 ATTACKmax,fast=(1/(1/R2’+1/R3)) *C”*Umax/(4*Ud) RELEASEmax,fast=(1/(1/R2’+1/R3)) *C”*Umax/(4*Ud)
の形で実現することもできる。したがって、積分器はアップダウンカウント積分
器メモリとして実現することができる。15ビットメモリを選択すれば0から3
2768の最大カウント値まで格納することができる。80のパーセント点フィ
ギュアを有するパーセント点推定器を使用して次の計算が行われる。 p=100%*u/(u+d),かつu=4*d
対してuが毎秒8000の上向きカウントおよび毎秒dから2000の下向きカ
ウントに選択される場合、最大および最小励起間に下記のフィギュアが適用され
る。 ATTACKmax,slow=Countmax/u=32768/8000/ sec=ca.4.1sec RELEASEmax,slow=Countmax/d=32768/2000/ sec=ca.16.4sec
カウントに選択され第2のタイミング網に対して毎秒dから100,000カウ
ントに選択される場合、最大および最小励起間に下記のフィギュアが適用される
。 ATTACKmax,fast=32768/400000/sec =ca.0.082sec RELEASEmax,fast=32768/100000/sec =ca.0.33sec
従った補聴器のもう1つの実施例における信号処理チャネル14を示す。入力段
からのマイクロホン信号がAGCコントロールの調節手段とフィードフォワード
配列で接続された検出器21により受信される。検出器21内で信号はさらに処
理するために変換され、それには絶対値信号への調整および論理信号への変換を
適切に含めてdBスケールに対応する検出器21からの出力信号を供給すること
ができる。しかしながら、検出器自体の特定の設計は補聴器の動作にとって重要
ではなく、替わりに従来の検出回路および機能を使用することができ、唯一の必
要条件は検出器が実際に検出された音響レベルとして後続回路で処理できる信号
を供給し、後続するパーセント点推定器回路が全体回路に対して規定された最大
時間遅延内にその出力信号を供給するのに十分短い、例えば10msecの、時
間遅延がこの出力信号に供給されることである。
の一方の入力22aへ供給され、それは積分器制御回路23を介して積分器24
’へ制御信号を供給する。積分器24’の出力21oから利得調節信号が信号処
理装置15の制御入力15cへ供給され帰還信号が比較器22の他方の入力22
bへ供給される。この帰還信号は前のパーセント点推定値すなわち前に検出され
た推定値を表わし、それは利得を求めるのに実際に使用される。したがって、入
力信号が積分器の入力へ直接供給される図10に示す検出および利得調節手段と
は異なり、音響レベル信号は比較器22および積分器制御回路23で処理された
後で積分器24’へ供給される。
還された前のパーセント点推定値と比較される。実際の音響レベル信号が前のパ
ーセント点推定値を越える場合には、比較器の一方の出力22uから積分器制御
回路23へ制御信号が供給されて積分器のカウントアップが行われ前のパーセン
ト点推定値が高められる。実際の音響レベル信号が前のパーセント点推定値より
も小さい場合には、積分器24’カウントダウン調整のために比較器の第2の出
力22dから積分器制御回路23を介して制御信号が供給され前のパーセント点
推定値が低められる。積分器24’のカウントアップおよびカウントダウン調整
は積分器制御回路23の出力23oから積分器24’の入力24iへ供給される
量uおよびdにより行われる。したがって、積分器24は実際に検出された音響
レベルの表現として検出器から供給される信号値へ向かって現在調節される。
ダウン制御信号は、それぞれ、制御量uおよびdへ変換される。実際に使用され
る制御量uもしくはdは制御線f,bを介して積分器24’の出力24oおよび
検出器21の出力21oに接続された検出入力を有するパーセント点制御回路2
5’により決定される。
ードフォワード制御により調節することができ、リリース時間は積分器24の出
力24oからのフィードバック信号の関数としてフィードバック制御より調節す
ることができる。しかしながら、信号処理回路15に関して全体調節回路はフィ
ードフォワード制御として機能し、リリース時間は常にAGC回路の前の入力レ
ベルにより決定される。
力を有することもできる。この場合、調節はフィードフォワード構成により行わ
れるため短いアタック時間でカウントアップ調節を行ってカウントアップ調節に
使用したのと同じ期間で短いリリース時間によりカウントダウン調節をできるよ
うにする回数もしくは持続時間の表現を格納することができる。それは短いアタ
ック時間を有するカウントを独立した固定メモリ内に格納して行うことができ、
このメモリ内のカウントがゼロよりも大きい場合には、リリース時間は短い持続
時間にセットされ、それは固定メモリが値ゼロに達するまで固定メモリおよび積
分器メモリを短いリリース時間でカウントダウンするのに使用される。したがっ
て、短いリリース時間は短いアタック時間に使用した間隔に対応する間隔をとお
して適用される。
を有することもできる。この場合調節はフィードバック構成だけで行われるため
、長いアタック時間から短いアタック時間、すなわち低速調節から高速調節、へ
行くのに遅延がある。この解決法は通常静寂な環境内で短いノイズパルスが生じ
る場合に、利得すなわち出力音響レベルが突然減少するのを回避するのに有利で
ある。
することもできる。したがって、全体調節回路は図3に示すものと同様に信号処
理回路に対してフィードバック構成で作動する。したがって、パーセント点制御
回路15の検出入力に対する制御線f,bは前記したように配列することができ
る。
が影響を受ける程度だけでなく実際の状況において利得調節に使用される推定器
を選択する論理制御回路16dにより制御される複数のパーセント点推定器16
aから16cを含むこともできる。推定器は例えば10%推定器16a、50%
推定器16bおよび90%推定器16cを含むことができる。このような推定器
が検出された音響レベルの関数として別々の範囲内で調節を行うようにされる場
合には、推定器間のシフトすなわち切替はスムーズな遷移を生じるように適切に
なされ、シフトにより利得の突然の変化を生じることがないようにされる。
よりも小さい出力信号が生じるため、好ましくは、さまざまなパーセント点フィ
ギュア間のシフトは積分器制御回路23内の値のステップワイズもしくは連続的
調節およびパーセント点フィギュアの変化に対する積分器制御回路からの出力値
の修正により行われる。
ともできる。推定器は異なるタイプとすることもできる。したがって、推定器1
6a,16bは図1の曲線6に示す伝達関数におけるニーポイントK2よりも上
の範囲内で作動することができ、ニーポイントK2よりも下の検出された音響レ
ベルによりパーセント点推定値は作り出されず、利得はニーポイントK2よりも
下の範囲内で瞬時的に作用する伸張器回路により制御される。この範囲内で瞬時
的に作用する伸張器関数は、音響レベルが低いため、音響再生の忠実度に著しく
影響を与えることはなく、瞬時作用伸張器関数は突然音響を再生することなくこ
の範囲内でスムーズにノイズを抑制するのに有利である。
ント点推定値のグラフ表現を時間tの関数として変化する入力信号について示す
。この表現はフィードフォワード構成における内部アタック時間調節およびフィ
ードバック構成におけるリリース時間調節を有するAGC制御回路に関する本発
明の検出および利得調節手段のフィードフォワード構成に関連している。この表
現はさらに図9に示すように60dBで短いおよび長い持続時間のアタックおよ
びリリース時間の切替を行う図1の曲線6で示すような伝達関数に関連しており
短い持続時間のアタックおよびリリース時間の長い持続時間のそれに対する比率
は1:4であり、この比率は説明上の理由で選択されたものである。
との間でシフトするいくつかの音響パルスP1からP7が図示されている。60
dB切替レベルよりも低い一点鎖線曲線Iはこの範囲内で使用される比較的長い
持続時間のアタックおよびリリース時間から生じる時間遅延を示す。60dB切
替レベルよりも著しく上のピークレベルに達する音響パルスP2,P4に対して
点線曲線IIは60dBレベルよりも下で使用される比較的長い持続時間のアタ
ックおよびリリース時間により生じる時間遅延の影響を示し、破線IIIはこの
範囲内で比較的短い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用する影響を示
す。
利得調節のグラフ表現を示す図16にも図示されているように、長い持続時間の
アタックおよびリリース時間を使用すれば曲線IIで示すようにハイレベルパル
スP4に続くローレベル音響パルスP5,P6が抑制されるが、高い入力音響レ
ベルに対して短い持続時間のアタックおよびリリース時間を使用すると破線II
Iに示すように切替レベルよりも上の信号レベル変化に対する高速利得調節が行
われる。
ス時間による最大利得調節は図8および図9にも示されているように5dBであ
る。
アタックおよびリリース時間を使用することにより、この範囲内で顕著なポンピ
ングを生じることなく高速調節が得られる。増幅が大部分は一定である範囲まで
短い持続時間のアタックおよびリリース時間の使用を制限することによりポンピ
ング効果を完全に除去することができ、前記範囲は図示する例では70dBの検
出された信号レベルよりも上の範囲である。増幅がダイナミック圧縮器関数によ
り決定される範囲内で長い持続時間のアタックおよびリリース時間の同時アクテ
ィブ選択を行うことにより、この範囲内でのポンピング効果が低減される。
図8に示す圧縮特性に対して、32dB/secに対応する検出された音響レベ
ルの変化により80%パーセント点推定器を使用して16dB/secの最大ア
タック利得変化率および4dB/secの最大リリース利得変化率が生じる。
起範囲、短いおよび長い持続時間のアタックおよびリリース時間間の変化に対す
る60dBにおける切替レベル、それぞれ、0.1および1.9secの短いお
よび長いattackmax時間に対応する、それぞれ、1200および64dB /secの高速および低速アタックレートに対応する、それぞれ、0.4および
7.5secの短いおよび長いreleasemax時間に対応する、それぞれ、 300および16dB/secの検出された音圧の変化に対応する高速および低
速リリースレート、および図1の曲線6に示すような伝達関数を有するものとす
る。比較のために1200,300および24dB/secのアタックおよび高
速および低速リリースレートに対応する0.1,0.4および7.5secの従
来のアタックおよび高速および低速リリース時間が使用される。
dBまでの検出範囲が励起された後で、既に5dBまでの利得増加に達しており
0.2秒後に8dB/secの増加が続き、その結果著しいポンピング効果を伴
うことなく迅速に増幅が回復され、最大利得はノイズパルスの後でおよそ2,4
秒に達する。一方、全範囲内で長いリリース時間しかアクティブでなければ、5
dBの利得増加に達するのに3.8secが経過し完全な利得回復には6秒必要
である。
ベルに対応する受音モードであり、短いアタックおよびリリース時間を活性化し
ない、0.2secの持続時間で60dBレベルの音響インパルスを受信する場
合には、検出された音響レベルは38dBであり、ノイズパルスの後の利得はお
よそ25dBとなり、0.8sec後に最大利得が回復される。この場合、受聴
レベルは実質的に変化せず、ポンピングもない。一方、従来の補聴器を使用する
場合は検出された音響レベルは60dBであり音響パルスの後の利得はおよそ1
5dBとなり、短いリリース時間へのレベル制御シフトにより2.2secでな
いと最大利得は回復されない。一方短いおよび長いリリース時間間の時間制御切
替を使用すると、短いリリース時間がアクティブであればおよそ0.1secで
30dBの最大利得が15dBから回復される。しかしながら、その結果受聴レ
ベルは著しく変化し顕著なポンピングが生じる。
ックおよびリリース時間の最適選択が得られ著しいポンピング効果を伴うことな
く高速作用利得調節が提供され、ダイナミックアタックおよびリリース時間を有
するパーセント点推定器を設計することができる。
い例に過ぎない。エキスパートであれば、例えばアタックおよびリリース時間お
よびレートを入力信号の連続関数として変えたりダイナミックアタックおよびリ
リース時間を制御するさまざまなソフトウェアプログラムを提供することにより
、これらの実施例を実際のユーザの聴力障害および実際の補聴器に容易に適合さ
せることができる。したがって、オーディオログは選択されたプログラムを選択
および入力することができ、あるいはユーザがダイナミックアタックおよびリリ
ース時間に対するさまざまな関数を自由に選択したりこのような関数の接続を断
って固定時間を選択することができる。
ル知覚力のグラフ表現を示す図である。
3つの処理チャネルを有する従来の補聴器の例を示す図である。
。
す増幅特性の例を示す図である。
を示す図である。
図である。
節手段のもう1つの実施例を示す図である。
にもう1つの実施例における信号処理チャネルを示す図である。
例の修正例を示す図である。
ことが、それぞれ、パーセント点推定値に及ぼす影響を示すグラフ表現である。
ことが、それぞれ、パーセント点推定値および利得に及ぼす影響を示すグラフ表
現である。
理チャネルおよび出力信号トランスジューサを含む信号処理装置と、を備えた補 聴器 における自動利得制御方法に関し、該方法は前記入力信号トランスジューサ
からの入力信号および/もしくは前記信号処理装置からの出力信号を検出し、前
記自動利得制御の動作範囲内で、前記検出された音響レベルに応答して前記出力
信号トランスジューサから供給される前記出力音響レベルを前記信号処理装置の
利得を制御することにより前記出力音響レベルの実際の所望値へ向けて適合させ
るステップを含み、前記利得制御は前記入力音響レベルの、それぞれ、増加およ
び減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ、アタック時間およびリ
リース時間により調節することにより行われ、前記リリース時間は前記受信音響
レベルの変化に応答して変化する。
Claims (24)
- 【請求項1】 少なくとも1つの入力信号トランスジューサ、少なくとも1
つの処理チャネルを含む信号処理装置および出力信号トランスジューサを含む種
類の補聴器における自動利得制御方法であって、該方法は前記入力信号トランス
ジューサからの入力信号および/もしくは前記信号処理装置からの出力信号を検
出するステップと、前記自動利得制御の動作範囲内で、前記検出された音響レベ
ルに応答して前記出力信号トランスジューサから供給される前記出力音響レベル
を前記信号処理装置の利得を制御することにより前記出力音響レベルの実際の所
望値へ向けて適合させるステップとを含み、前記利得制御は前記入力音響レベル
の、それぞれ、増加および減少時に利得を前記実際の所望値へ向けて、それぞれ
、アタック時間およびリリース時間により調節することにより行われ、前記リリ
ース時間は前記受音レベルの変化に応答して変化することができ、前記アタック
およびリリース時間は前記検出された音響レベルに応答して高い入力および/も
しくは出力音響レベルにおいて高速利得調節を行う比較的短い持続時間と低い入
力および/もしくは出力音響レベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い持続
時間へ調節されることを特徴とする自動利得制御方法。 - 【請求項2】 請求項1記載の方法であって、前記アタックおよびリリース
時間の各々が、それぞれ、前記短いおよび長い持続時間に対応する明確な値間で
切り替えることができることを特徴とする方法。 - 【請求項3】 請求項1記載の方法であって、前記アタックおよびリリース
時間の各々が前記入力音響レベルに応じてステップワイズもしくは連続的に変化
することができることを特徴とする方法。 - 【請求項4】 請求項2記載の方法であって、前記検出は前記入力および/
もしくは出力信号を基準レベルと比較して前記アタックおよびリリース時間を調
節する制御信号を供給して行われることを特徴とする方法。 - 【請求項5】 請求項4記載の方法であって、前記アタックおよびリリース
時間の調節は前記制御信号が供給されて前記アタックおよび回復時間の前記明確
な値を与える前記積分器回路の回路構成間で切替動作を行う積分器回路により行
われることを特徴とする方法。 - 【請求項6】 請求項2から請求項4のいずれかの項記載の方法であって、
前記アタックおよび回復時間の調節は少なくとも1つのパーセント点推定器回路
のパーセント点時間遅延を変えて行われることを特徴とする方法。 - 【請求項7】 請求項6記載の方法であって、前記パーセント点時間遅延は
前記パーセント点推定器のパーセント点フィギュアを変えることなく前記アタッ
クおよび前記リリース時間に対する前記短い持続時間と長い持続時間との間に同
じ比率を与えるように変えられることを特徴とする方法。 - 【請求項8】 請求項6記載の方法であって、前記パーセント点時間遅延は
前記パーセント点推定器のパーセント点フィギュアを変えることに関連して前記
アタックおよび前記リリース時間に対する前記短い持続時間と長い持続時間との
間に変化する比率を与えるように変えられることを特徴とする方法。 - 【請求項9】 請求項1から請求項8のいずれかの項記載の方法であって、
前記アタックおよびリリース時間の調節は前記自動利得制御および/もしくは前
記信号処理装置に関するフィードフォワード制御により行われることを特徴とす
る方法。 - 【請求項10】 請求項1から請求項8のいずれかの項記載の方法であって
、前記アタックおよびリリース時間の調節は前記自動利得制御および/もしくは
前記信号処理装置に関するフィードバック制御により行われることを特徴とする
方法。 - 【請求項11】 請求項1から請求項8のいずれかの項記載の方法であって
、前記アタックおよびリリース時間の調節は前記自動利得制御および/もしくは
前記信号処理装置に関する、それぞれ、フィードフォワードおよびフィードバッ
ク制御により行われることを特徴とする方法。 - 【請求項12】 デジタル信号処理装置を含む補聴器内で使用する請求項1
から請求項11のいずれかの項記載の方法であって、前記アタックおよびリリー
ス時間の調節はデジタル計算により行われることを特徴とする方法。 - 【請求項13】 多数の処理チャネルを有する信号処理装置を含む補聴器内
で使用する請求項1から請求項12のいずれかの項記載の方法であって、前記ア
タックおよびリリース時間の調節は前記各処理チャネルにおいて個別に行われる
ことを特徴とする方法。 - 【請求項14】 予め定められたニーポイントレベルまでの低い入力音響レ
ベルにおける伸張器もしくは圧縮器利得特性および前記ニーポイントレベルより
も上の音響レベルにおける実質的に一定の利得すなわち圧縮比を有する補聴器内
で使用する請求項1から請求項13のいずれかの項記載の方法であって、前記ア
タックおよびリリース時間の前記比較的短い持続時間への調節は前記ニーポイン
トレベルよりも上の音響レベルについてのみ有効とされることを特徴とする方法
。 - 【請求項15】 少なくとも1つの入力信号トランスジューサ(11)、関
連する利得制御手段を有する少なくとも1つの処理チャネル(14a−14c)
を含む信号処理装置(15)および出力信号トランスジューサ(20)を含む種
類の補聴器であって、該補聴器はさらに前記入力信号トランスジューサ(11)
からの入力信号および/もしくは前記信号処理装置(15)からの出力信号を検
出する検出手段(16)を含み前記検出された音響レベルに応答して前記自動利
得制御手段を制御して、前記自動利得制御の動作範囲内で、前記信号処理装置(
15)の利得を前記出力音響レベルの実際の所望値へ向けて適合させ、前記自動
利得制御手段は前記入力音響レベルの、それぞれ、増加および減少時に利得を前
記実際の所望値へ向けて、それぞれ、アタック時間およびリリース時間により調
節することにより前記利得制御を行う調節手段(01,01’,24,24’)
を含み、前記リリース時間は前記入力信号レベルの変化に応答して変化すること
ができ、前記調節手段(01,01’,24,24’)は前記検出手段(16)
に接続されてそこから制御信号を受信し前記検出された音響レベルに応答して前
記アタックおよびリリース時間を高い入力および/もしくは出力音響レベルにお
いて高速利得調節を行う比較的短い持続時間と低い入力および/もしくは出力音
響レベルにおいて低速利得調節を行う比較的長い持続時間へ調節することを特徴
とする補聴器。 - 【請求項16】 請求項15記載の補聴器であって、前記検出手段は前記入
力音響レベルに対応する入力信号および前記出力音響レベルに対応する出力信号
を、それぞれ、1つの入力で受信する2つの比較器(25a,25b,25a’
,25b’)を含み、両方の比較器(25a,25b,25a’,25b’)の
もう1つの入力は基準信号源(25d,25d’)に接続されていてそこから基
準信号レベルを受信し、共通ゲート制御手段(Q,Q’)が前記比較器(25a
,25b,25a’,25b’)の出力に接続されていて、前記入力もしくは出
力信号の両方が前記基準信号レベルよりも下である時は、前記調節手段の第1の
制御信号を供給し、前記入力もしくは出力信号のいずれかが前記基準信号レベル
よりも上である時は、前記調節手段の第2の制御信号を供給する出力を有するこ
とを特徴とする補聴器。 - 【請求項17】 請求項16記載の補聴器であって、前記調節手段は前記ア
タック時間およびリリース時間をそれぞれ与える2つのタイミング網(C,R1
,R5,R1F,R5F)、および前記ゲート制御手段(Q)に接続されそこか
ら前記第1および第2の制御信号を受信して前記各網をそれぞれ前記第1および
第2の回路構成間で切り替えて前記アタックおよびリリース時間のそれぞれ前記
比較的短い持続時間に対する明確な値および前記比較的長い持続時間に対する明
確な値を与える接続手段(S1,S2)を含むことを特徴とする補聴器。 - 【請求項18】 請求項16記載の補聴器であって、前記調節手段は比較器
(O2)および比較器(O2)の出力に接続された積分器回路(O1’,24)
を含むパーセント点推定器を含み、前記積分器回路24の出力は前記比較器(O
2)の第1の入力に接続され、その第2の入力は前記入力音響レベルに対応する
入力信号を受信し、前記比較器(O2)の出力はそこからの出力信号に応答して
前記積分器回路に対する第1もしくは第2の制御電圧を供給する積分器制御手段
(D1−D5)に接続されており、タイミング網(C”,R1”,R2”,R3
”)が前記ゲート制御手段(Q1)により制御される切替手段(S1)により第
1および第2の構成間で切替可能な前記制御手段に接続されていて前記アタック
およびリリース時間の、それぞれ、前記長い持続時間および前記短い持続時間に
対する最大値を与えることを特徴とする補聴器。 - 【請求項19】 請求項15記載の補聴器であって、自動利得制御手段の前
記調節手段はカウントアップおよびカウントダウン出力(u,d)だけでなく前
記検出手段(21)に接続された第1の入力および第2の入力を有する比較器(
22)を含むパーセント点推定器(24’)、前記比較器(22)から前記カウ
ントアップおよびカウントダウン出力信号を受信する積分器制御回路(23)の
出力に接続された入力を有する積分器回路(24’)を含み、前記積分器制御回
路(23)は前記検出手段(21)に接続された第1の入力を有するパーセント
点制御回路(25’)により制御され、前記比較器(22)の前記第2の入力お
よび前記パーセント点制御回路(25’)の第2の入力は前記積分器回路(24
’)の出力に接続されており、それはさらにそこへ利得制御信号を供給する前記
信号処理装置に接続されていることを特徴とする補聴器。 - 【請求項20】 請求項19記載の補聴器であって、前記検出手段(16)
は前記信号処理装置のフィードフォワード利得制御を行う前記入力信号トランス
ジューサ(11)に接続されていることを特徴とする補聴器。 - 【請求項21】 請求項19記載の補聴器であって、前記検出手段(16)
は前記信号処理装置のフィードバック利得制御を行う前記信号処理装置(15)
の前記出力に接続されていることを特徴とする補聴器。 - 【請求項22】 請求項19記載の補聴器であって、前記信号処理装置は前
記パーセント点推定器を内蔵するデジタル信号処理装置であることを特徴とする
補聴器。 - 【請求項23】 請求項15から請求項21までのいずれかの項記載の補聴
器であって、前記信号処理装置は個別の自動利得制御手段との多数の処理チャネ
ル(14a,14c)、検出手段および利得制御調節手段を含むことを特徴とす
る補聴器。 - 【請求項24】 請求項15から請求項23までのいずれかの項記載の補聴
器であって、前記信号処理装置(15)は予め定められたニーポイントまでの低
い入力レベルに対する伸張器もしくは圧縮器特性および前記ニーポイントよりも
上の音響レベルに対する実質的に一定の利得もしくは圧縮比を有し、利得制御調
節手段は前記ニーポイントよりも上の音響レベルに対してのみ前記アタックおよ
びリリース時間を前記比較的短い持続時間へ調節できるようにする手段を含むこ
とを特徴とする補聴器。
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